TWI483541B - Method for reducing noise in audio amplification systems - Google Patents

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Description

用於音頻放大系統中降低噪音的方法
本發明涉及積體電路。更具體地，本發明提供了用於音頻放大系統中降低噪音的方法。僅僅作為示例，本發明已應用於D類放大器(Class-D amplifier)。但是應理解到，本發明具有更廣泛的應用範圍。
通常，開關放大器(例如，D類放大器)是一種其中的輸出電晶體常常作為開關來工作的放大器。D類放大器被廣泛用在音頻放大中，並且相對於諸如A類、B類和AB類之類的某些線性音頻放大器類來說具有效率優勢。
第1圖是示出使用D類放大器之放大系統的簡化傳統示圖。放大系統100包括調變器102、兩個電晶體104和106、電感器108、電阻器110、兩個電容器112和114、以及輸出負載116。例如，電晶體104是P通道金屬氧化物半導體場效應電晶體(MOSFET)或者N通道MOSFET。在另一示例中，電晶體106是N通道MOSFET。在又一示例中，輸出負載116是揚聲器。在又一示例中，電感器108和電容器112被包括在低通濾波器中。在又一示例中，調變器102以及電晶體104和106被包括在D類放大器130中。
調變器102接收輸入音頻信號118，並產生閘極驅動信號120和122。例如，閘極驅動信號120和122相同或者不同。在又一示例中，閘極驅動信號120和122的脈衝寬度與輸入音頻信號118的幅度有關。在又一示例中，如果輸入音頻信號118的幅度恒定為零，則調變器102以50%的工作週期輸出閘極驅動信號120和122。在又一示例中，如果輸入音頻信號118的幅度具有合適的正值，則調變器102以接近100%的工作週期輸出閘極驅動信號120，和調變器102以接近0%的工作週期輸出閘極驅動信號122。在又一示例中，如果輸入音頻信號118的幅度具有合適的負值，則調變器102以接近0%的工作週期輸出閘極驅動信號120，和則調變器102以接近100%的工作週期輸出閘極驅動信號122。
閘極驅動信號120和122然後分別由電晶體104和106接收。電晶體104和106作為響應產生輸出電壓信號124(例如，Vout )，並且輸出電流128(例如，IL )。例如，閘極驅動信號120和122是邏輯控制信號，並且因此，電晶體104和106像開關那樣工作。在另一示例中，閘極驅動信號120使電晶體104導通，並且閘極驅動信號122使電晶體106截止。於是，輸出電壓信號124等於正電源電壓(例如，PVCC)。輸出電流128增大，並且能量被傳遞給輸出負載116。
在又一示例中，閘極驅動信號120使電晶體104截止，並且閘極驅動信號122使電晶體106導通。於是，輸出電壓信號124等於負電源電壓(例如，地)。輸出電流128的大小減小，或者輸出電流128的流向被反向。在又一示例中，輸出電壓信號124(例如，Vout )是具有與閘極驅動信號120或122相同工作週期的脈衝信號。
包括電感器108和電容器112的低通濾波器與電阻器110和電容器114一起接收輸出電壓信號124和輸出電流128。作為響應，產生輸出音頻信號126以驅動輸出負載116。例如，輸出音頻信號126近似等於輸入音頻信號118。
但是在一些情形中，D類放大器130會產生人耳不希望聽見的瞬態效應(例如，喀嚓聲(click)和/或砰砰聲(pop))，其通常與PWM切換的開始或停止、工作模式的改變、輸出直流(DC)的失調以及電源的瞬態效應有關。例如，如果放大系統100改變其工作模式，則D類放大器130會產生人耳不希望聽見的瞬態效應。在另一示例中，D類放大器130在對放大系統100進行加電處理或者對放大系統100進行斷電處理期間產生人耳不希望聽見的瞬態效應。在又一示例中，如果放大系統100從非靜音模式進入靜音模式時(例如，D類放大器130的增益為零)或者從靜音模式進入非靜音模式時(例如，D類放大器130的增益不是零)，則D類放大器130會產生人耳不希望聽見的瞬態效應。
第2圖是示出作為放大系統100一部分之D類放大器130的某些組件的簡化傳統示圖。放大系統100包括兩個電晶體104和106、電感器108、電阻器110、兩個電容器112和114、以及輸出負載116。此外，放大系統100包括環路濾波器202、脈衝寬度調變(PWM)信號產生器204、以及邏輯和閘極驅動器206。例如，環路濾波器202、PWM信號產生器204和邏輯和閘極驅動器206被包括在調變器102中。在另一示例中，環路濾波器202、PWM信號產生器204、邏輯和閘極驅動器206以及電晶體104和106被包括在D類放大器130中。
環路濾波器202接收輸入音頻信號208，並且作為響應產生輸出信號210。PWM信號產生器204接收輸出信號210和斜坡信號212，並且作為響應產生PWM信號214。邏輯和閘極驅動器206接收PWM信號214，並且產生兩個閘極驅動信號216和218。例如，斜坡信號212具有三角形波形。在另一示例中，閘極驅動信號216和218相同或者不同。在又一示例中，PWM信號214的脈衝寬度與輸入音頻信號208的幅度成比例。在又一示例中，閘極驅動信號216和218的脈衝寬度與輸入音頻信號208的幅度成比例。
閘極驅動信號216和218然後分別由電晶體104和106接收。作為響應，電晶體104和106產生輸出信號220。例如，如果PWM信號214為邏輯高位準，則閘極驅動信號216使電晶體104導通並且閘極驅動信號218使電晶體106截止。於是，輸出信號220等於正電源電壓(例如，PVCC)。在另一示例中，如果PWM信號214為邏輯低位準，則閘極驅動信號216使電晶體104截止並且閘極驅動信號218使電晶體106導通。於是，輸出信號220等於負電源電壓(例如，接地)。
包括電感器108和電容器112的低通濾波器與電阻器110和電容器114一起接收輸出信號220。作為響應，產生輸出音頻信號222以驅動輸出負載116。例如，輸出音頻信號222近似等於輸入音頻信號208。在另一示例中，電容器114兩端的DC電壓或平均電壓通常需要近似等於正電源電壓的一半，即，PVCC/2，以使得放大器130適當地工作。電容器114兩端的電壓通常被稱為輸出共模電壓位準。
輸出信號220作為負反饋信號由環路濾波器202接收，以校正非線性和誤差從而提高放大系統100的性能(例如，減少失真)。此外，輸出信號220被包括電感器108和電容器112的低通濾波器濾波。例如，考慮到放大器130的開關頻率通常在從數百kHz到甚至1 MHz以上的範圍中，輸出信號220通常包含較廣頻率範圍內的諧波。在另一示例中，包括電感器108和電容器112的低通濾波器通常需要復原20-22 kHz音頻範圍中的輸入音頻信號208。
一些降低噪音技術常常被用來減輕在放大系統100的加電處理期間產生的人耳不希望聽見的瞬態效應。例如，施加輸入共模DC隨時間逐漸變化的斜坡信號(共模DC斜坡信號)，以使得輸出共模DC信號跟隨輸入共模DC斜坡信號並且慢慢地對電容器114充電，以實現輸出共模DC信號的隨時間逐漸上升。輸出共模DC信號之這樣的隨時間逐漸上升與增益的隨時間逐漸上升一起被用來減輕在對放大系統100進行加電處理期間產生的人耳不希望聽見的瞬態效應。在另一示例中，在放大系統100的斷電處理期間，輸出共模DC信號之隨時間逐漸下降與增益的隨時間逐漸下降一起被用來減輕在放大系統100的斷電處理期間產生的人耳不希望聽見的瞬態效應。在又一示例中，如果放大系統100從靜音模式切換為非靜音模式，則增益隨時間逐漸上升被用來減輕人耳不希望聽見的瞬態效應。在又一示例中，如果放大系統100從非靜音模式切換為靜音模式，則增益隨時間逐漸下降被用來減輕人耳不希望聽見的瞬態效應。
但是，即使應用了上述降低噪音技術，在一些情形中仍然會產生人耳不希望聽見的瞬態效應。例如，如果D類放大器130具有數百kHz的開關頻率，則在低的共模DC位準處通常會觀察到週期跳躍(cycle skipping)。週期跳躍常常導致放大器130的開關頻率落入人耳可聽見的頻率範圍，並且因此可以產生人耳不希望聽見的瞬態效應(例如，喀嚓聲和/或砰砰聲)。
因此，提高放大系統中的降低噪音技術變得非常重要。
本發明涉及積體電路。更具體地，本發明提供了用於音頻放大系統中降低噪音的方法。僅僅作為示例，本發明已應用於D類放大器。但是應理解到，本發明具有更廣泛的應用範圍。
根據一個實施例，一種用於將輸入信號放大以產生輸出信號的系統包括環路濾波器、調變器、電流產生器、振盪器和比較器。環路濾波器和調變器被配置以接收輸入信號、輸出信號和第一電壓信號，處理與所述輸入信號、輸出信號和第一電壓信號相關聯的信息，產生調變信號；電流產生器被配置以接收第一電壓信號，處理與第一電壓信號和第一參考信號相關聯的信息，並且至少基於與第一電壓信號和第一參考信號相關聯的信息產生第一電流信號；振盪器被配置以至少接收第一電流信號和第二參考信號，並且至少基於與第一電流信號和第二參考信號相關聯的信息產生第二電壓信號，第二電壓信號與調變頻率相關聯；比較器被配置以接收第二電壓信號和第三電壓信號，並且至少基於與第二電壓信號和第三電壓信號相關聯的信息產生與調變頻率有關的調變信號，第三電壓信號至少與輸入信號、第一電壓信號和反饋信號有關，反饋信號與輸出信號相關聯。另外，如果第一電壓信號的大小增大，則第一電流信號減小。如果第一電流信號的大小減小，則調變頻率減小。另外，如果第一電壓信號的大小減小，則第一電流信號增大。如果第一電流信號的大小增大，則調變頻率增大。
根據另一實施例，一種用於將輸入信號放大以產生輸出信號的系統包括信號檢測組件、信號選擇組件、環路濾波器、調變器、電流產生器、振盪器和第一比較器。信號檢測組件被配置以接收輸出信號並產生第一參考信號。信號選擇組件被配置以接收第一參考信號和第一電壓信號，並且基於與第一參考信號和第一電壓信號相關聯的信息產生所選信號；環路濾波器和調變器被配置以接收輸入信號、輸出信號和所選信號，處理與所述輸入信號、輸出信號和所選信號相關聯的信息，產生調變信號；電流產生器被配置以接收第一參考信號和第一電壓信號，處理與第一參考信號、第一電壓信號和第二參考信號相關聯的信息，並且至少基於與第一參考信號、第一電壓信號和第二參考信號相關聯的信息產生第一電流信號；振盪器被配置以至少接收第一電流信號和第三參考信號，並且至少基於與第一電流信號和第三參考信號相關聯的信息產生第二電壓信號，第二電壓信號與調變頻率相關聯。第一比較器被配置以接收第二電壓信號和第三電壓信號，並且至少基於與第二電壓信號和第三電壓信號相關聯的信息產生與調變頻率有關的調變信號，第三電壓信號至少與輸入信號、所選信號和反饋信號有關，反饋信號與輸出信號相關聯。此外，如果第一電壓信號的大小增大，則第一電流信號減小。如果第一電流信號的大小減小，則調變頻率減小。另外，如果第一電壓信號的大小減小，則第一電流信號增大。如果第一電流信號的大小增大，則調變頻率增大。
根據又一實施例，一種用於將輸入信號放大以產生輸出信號的方法包括：接收第一電壓信號，處理與第一電壓信號和第一參考信號相關聯的信息，並且至少基於與第一電壓信號和第一參考信號相關聯的信息產生第一電流信號。另外，該方法包括至少接收第一電流信號和第二參考信號，處理與第一電流信號和第二參考信號相關聯的信息，並且至少基於與第一電流信號和第二參考信號相關聯的信息產生第二電壓信號，第二電壓信號與調變頻率相關聯。此外，該方法包括接收第二電壓信號和第三電壓信號，處理與第二電壓信號和第三電壓信號相關聯的信息，並且至少基於與第二電壓信號和第三電壓信號相關聯的信息產生與調變頻率有關的調變信號，第三電壓信號至少與輸入信號、第一電壓信號和反饋信號有關，反饋信號與輸出信號相關聯。此外，如果第一電壓信號的大小增大，則第一電流信號減小。如果第一電流信號的大小減小，則調變頻率減小。另外，如果第一電壓信號的大小減小，則第一電流信號增大。如果第一電流信號的大小增大，則調變頻率增大。
根據又一實施例，一種用於將輸入信號放大以產生輸出信號的方法包括：接收輸出信號，處理與輸出信號相關聯的信息，並且產生第一參考信號。該方法還包括接收第一參考信號和第一電壓信號，處理與第一參考信號和第一電壓信號相關聯的信息，並且基於與第一參考信號和第一電壓信號相關聯的信息產生所選信號。另外，該方法包括接收第一參考信號和第一電壓信號，處理與第一參考信號、第一電壓信號和第二參考信號相關聯的信息，並且至少基於與第一參考信號、第一電壓信號和第二參考信號相關聯的信息產生第一電流信號。此外，該方法包括至少接收第一電流信號和第三參考信號，處理與第一電流信號和第三參考信號相關聯的信息，並且至少基於與第一電流信號和第三參考信號相關聯的信息產生第二電壓信號，第二電壓信號與調變頻率相關聯。此外，該方法包括接收第二電壓信號和第三電壓信號，處理與第二電壓信號和第三電壓信號相關聯的信息，並且至少基於與第二電壓信號和第三電壓信號相關聯的信息產生與調變頻率有關的調變信號，第三電壓信號至少與輸入信號、所選信號和反饋信號有關，反饋信號與輸出信號相關聯。如果第一電壓信號的大小增大，則第一電流信號減小。如果第一電流信號的大小減小，則調變頻率減小。如果第一電壓信號的大小減小，則第一電流信號增大。如果第一電流信號的大小增大，則調變頻率增大。
取決於實施例，可以獲得一個或多個益處。參考下面的詳細描述和附圖可以全面地理解本發明的這些益處以及各個另外的目的、特徵和優點。
本發明涉及積體電路。更具體地，本發明提供了用於音頻放大系統中降低噪音的方法。僅僅作為示例，本發明已應用於D類放大器。但是應理解到，本發明具有更廣泛的應用範圍。
參考第2圖，例如，如果放大系統100被斷電，則電容器114通常被放電。在另一示例中，如果電容器114兩端的電壓在放大系統100被加電之前為零，則在放大系統100進行音頻放大之前電容器114通常需要被充電到預定電壓(例如，PVCC/2)。通常，短時間段中對電容器114的充電和/或放電會導致人耳不希望聽見的瞬態效應。因此，控制對電容器114充電和/或放電的時間段對於減輕由D類放大器130產生的人耳不希望聽見的瞬態效應來說通常是重要的。
第3圖是示出根據一個實施例之放大系統的簡化示圖。放大系統300包括六個電容器302、304、306、328、366和368、四個電阻器308、310、312和364、可變電阻器314、電感器362、兩個運算放大器316和318、比較器320、邏輯和閘極驅動器322、兩個電晶體324和326、以及輸出負載370。此外，放大系統300包括共模電壓組件330、關斷控制組件332、參考信號組件334以及振盪器336。
例如，電容器302、304和306、電阻器308、310和312、以及運算放大器316和318被包括在二階環路濾波器338中。在又一示例中，電容器302、304和306和328、電阻器308、310和312、可變電阻器314、運算放大器316和318、比較器320、邏輯和閘極驅動器322、共模電壓組件330、參考信號組件334、振盪器336以及關斷控制組件332被包括在調變器340中。在又一示例中，調變器340以及電晶體324和326被包括在D類放大器372中。
根據一個實施例，輸入音頻信號358在電容器328處被接收，電容器328作為響應輸出輸入信號378。例如，環路濾波器338接收輸入信號378和由共模電壓組件330產生的信號360，並且作為響應產生輸出信號342。在另一示例中，在比較器320處，將輸出信號342與由振盪器336產生的斜坡信號344(例如，Vramp )相比較。在又一示例中，斜坡信號344具有三角形波形。在又一示例中，振盪器336基於由參考信號組件334產生的參考電壓信號346(例如，Vref)和參考電流信號348(例如，Iref)來產生斜坡信號344和時鐘信號345。在又一示例中，時鐘信號345與放大器372的開關頻率有關。
根據另一實施例，基於斜坡信號344與輸出信號342的比較，比較器320向邏輯和閘極驅動器322輸出調變信號350。例如，作為響應，邏輯和閘極驅動器322產生兩個閘極驅動信號352和354。在另一示例中，電晶體324和326分別接收閘極驅動信號352和354，並且產生輸出信號356(例如，Vout )以驅動輸出負載370。在又一示例中，輸出信號356(例如，Vout )通過電阻器312被反饋到運算放大器316的輸入端子。在又一示例中，運算放大器316在另一輸入端子處接收由共模電壓組件330產生的信號360(例如，Vcramp )。信號360通常被稱為放大器372的輸入共模電壓位準。在又一示例中，閘極驅動信號352和354相同或者不同。在又一示例中，調變信號350包括PWM信號。
根據又一實施例，可變電阻器314基於控制信號(例如，控制增益隨時間逐漸變化的信號或簡稱增益斜坡信號)來將其電阻從無限大改變為較低的值(例如，零)。例如，如果電阻器314的電阻為無限大，則放大器372的增益為零，這通常被稱為放大器372的靜音(mute)模式。在又一示例中，關斷控制組件332接收關斷信號374，並且產生關斷控制信號376。在又一示例中，關斷控制信號376取決於關斷信號374的邏輯位準來使放大系統300關斷或啟動和工作。
如上所述，控制對輸出直流阻斷電容器(例如，電容器368)充電和/或放電的時間段對於減輕由D類放大器(例如，放大器372)產生的人耳不希望聽見的瞬態效應來說通常是重要的。根據又一實施例，電容器368兩端的電壓跟隨放大器372的輸入共模電壓位準360。因此，根據某些實施例，通過調節放大器372的輸入共模電壓位準360來控制對電容器368充電和/或放電的時間段。
第4圖是在放大系統300之加電處理期間放大系統300的簡化時序圖。波形402表示作為時間的函數的正電源電壓，波形404表示作為時間的函數的信號360(例如，Vcramp )，並且波形406表示作為時間的函數的可變電阻器314的電阻(例如，RV)。另外，波形408表示作為時間的函數的放大器372的開關頻率(例如，FSW )，波形410表示作為時間的函數的輸出信號356(例如，Vout )，並且波形412表示作為時間的函數的電容器368兩端的電壓(例如，VC )。
在第4圖中示出了三個時間段TA ,TB 和TC 。時間段TA 在時刻t0 開始並在時刻t2 結束，時間段TB 在時刻t1 開始並在時刻t4 結束，並且時間段TC 在時刻t4 開始並在時刻t6 結束。例如，時刻t3 在時間段TB 內，並且時刻t5 在時間段TC 內。在另一示例中，t0 t1 t2 t3 t4 t5 t6 。在又一示例中，電容器368兩端的電壓(例如，VC )具有直流(DC)分量和交流(AC)分量。
在一個實施例中，正電源電壓在時間段TA 的開始處(例如，在時刻t0 處)傾斜上升。例如，在時間段TA 期間，如波形402所示，正電源電壓從較低的值(例如，在時刻t0 處近似為零)增大到預定電壓416(例如，時刻t2 處的PVCC)。在另一示例中，正電源電壓在加電處理的其餘部分期間保持為預定電壓416(例如，如波形402所示的)。因此，根據某些實施例，電晶體324和326可以作為開關工作。
根據另一實施例，在時間段TB 的開始處(例如，時刻t3 之前)，信號360的大小為低。在另一示例中，作為響應，通過在比較器320處比較輸出信號342和斜坡信號344(例如，Vramp )而產生的調變信號350具有窄的脈衝寬度和低的脈衝密度。因此，根據某些實施例，在時間段TB 的開始處(例如，時刻t3 之前)，輸出信號356(例如，Vout )的脈衝寬度是窄的(例如，脈衝寬度424)，並且輸出信號356的脈衝密度低(例如，如波形410所示)。
根據又一實施例，在時間段TB 期間，信號360(例如，Vcramp )傾斜上升(例如，從時刻t1 處的零到時刻t4 處的預定值414，如波形404所示)。例如，放大器372的開關頻率保持在預定值420(例如，如波形408所示)。在另一示例中，輸出信號356的脈衝寬度和脈衝密度在時間段TB 期間逐漸增加。在又一示例中，如波形412所示，電容器368兩端的電壓的DC分量從較低的值(例如，在時刻t1 處近似為零)傾斜上升。在又一示例中，可變電阻器314的電阻(例如，RV)在時間段TB 期間為無限大(例如，如波形406所示的)。因此，根據某些實施例，放大器372的增益為零(例如，放大器372的靜音模式)。
根據又一實施例，在時間段TC 期間，信號360保持在預定值414(例如，如波形404所示的)。例如，放大器372的開關頻率保持在預定值420(例如，如波形408所示的)。在另一示例中，電容器368兩端的電壓的DC分量(例如，VC )繼續增大以達到預定值418(例如，PVCC/2，如波形412所示)。在又一示例中，輸出信號356的脈衝寬度和脈衝密度在時間段TC 期間沒有很大變化(例如，如波形410所示)。在又一示例中，在時間段TC 的開始處(例如，時刻t5 之前)，可變電阻器314的電阻(例如，RV)為無限大。在又一示例中，在時刻t5 處，可變電阻器314的電阻(例如，RV)從無限大下降到較低的值(例如，近似零)，如波形406所示。因此，根據某些實施例，放大器372進行工作以放大輸入音頻信號358(例如，時刻t5 之後)。
例如，放大器372的回路帶寬和特性決定其動態響應，它常常被設計用於利用適當值的信號360(例如，Vcramp )來工作，該適當值通常是最優音頻性能和穩定性所需的。但是，在時刻t3 之前，信號360具有較低的值，如波形404所示。因此，根據某些實施例，放大器372的回路帶寬和特性使得輸出信號356的脈衝密度為低，這常被稱為週期跳躍或突發切換(burst switching)。在另一示例中，週期跳躍使得電晶體324和326以音頻範圍內的頻率導通或截止，從而導致產生人耳不希望聽見的瞬態效應。對於恒定的開關頻率(例如，如波形408所示的開關頻率420)，如果信號360(例如，Vcramp )的斜率低則信號360處於低幅度的時間長，當開關頻率較低，則人耳不希望聽見的瞬態效應可能變得嚴重。
第5圖是示出根據本發明一個實施例之放大系統的簡化示圖。該示圖僅僅是示例，其不應當不當地限制申請專利範圍的範疇。該項技術領域具有通常知識者應理解到許多變體、替代和修改。
放大系統500包括六個電容器502、504、506、528、566和568、四個電阻器508、510、512和564、可變電阻器514、電感器562、兩個運算放大器516和518、比較器520、邏輯和閘極驅動器522、兩個電晶體524和526、以及輸出負載570。此外，放大系統500包括共模電壓組件530、關斷控制組件532、參考信號組件534、振盪器536以及電流產生器582。
例如，電容器502、504和506、電阻器508、510、512、運算放大器516和518被包括在二階環路濾波器538中。在另一示例中，電容器502、504、506和528、電阻器508、510和512、可變電阻器514、運算放大器516和518、比較器520、邏輯和閘極驅動器522、共模電壓組件530、參考信號組件534、振盪器536、關斷控制組件532以及電流產生器582被包括在調變器540中。在又一示例中，調變器540以及電晶體524和526被包括在D類放大器572中。
例如，電容器502、504、506、528、566和568、電阻器508、510、512和564、可變電阻器514、電感器562、兩個運算放大器516和518、比較器520、邏輯和閘極驅動器522、兩個電晶體524和526、以及輸出負載570分別與電容器302、304、306、328、366和368、電阻器308、310、312和364、可變電阻器314、電感器362、運算放大器316和318、比較器320、邏輯和閘極驅動器322、電晶體324和326、以及輸出負載370相同。在另一示例中，共模電壓組件530、關斷控制組件532、參考信號組件534和振盪器536分別與共模電壓組件330、關斷控制組件332、參考信號組件334以及振盪器336相同。在又一示例中，電晶體524是P通道MOSFET或N通道MOSFET。在另一示例中，電晶體526是N通道MOSFET。
根據一個實施例，輸入音頻信號558在電容器528處被接收，電容器528作為響應產生輸入信號578。例如，二階環路濾波器538接收輸入信號578和由共模電壓組件530產生的信號560，並且作為響應產生輸出信號542。在另一示例中，在比較器520處，將輸出信號542與由振盪器536產生的斜坡信號544(例如，Vramp )相比較。在又一示例中，振盪器536基於參考電壓信號546(例如，Vref)、參考電流信號548(例如，Iref)和電流信號580(例如，I_freq)產生斜坡信號544和時鐘信號545。在又一示例中，參考電壓信號546和參考電流信號548由參考信號組件534產生。在又一示例中，電流信號580由電流產生器582響應於來自共模電壓組件530的信號560而產生。在又一示例中，時鐘信號545與放大器572的開關頻率有關。
根據另一實施例，基於斜坡信號544與輸出信號542的比較，比較器520向邏輯和閘極驅動器522輸出調變信號550。例如，作為響應，邏輯和閘極驅動器522產生兩個閘極驅動信號552和554。在另一示例中，電晶體524和526分別接收閘極驅動信號552和554，並且產生輸出信號556以驅動輸出負載570。在又一示例中，輸出信號556通過電阻器512被反饋到運算放大器516的輸入端子。在又一示例中，運算放大器516在另一輸入端子處接收由共模電壓組件530產生的信號560(例如，Vcramp )。信號560通常被稱為放大器572的輸入共模電壓位準。在又一示例中，閘極驅動信號552和554相同或者不同。在又一示例中，調變信號550包括PWM信號。
根據又一實施例，可變電阻器514基於控制信號(例如，增益斜坡信號)來將其電阻從無限大改變為較低的值(例如，零)。例如，如果電阻器514的電阻為無限大，則放大器572的增益為零，這通常被稱為放大器572的靜音模式。在又一示例中，關斷控制組件532接收關斷信號574，並且產生關斷該放大系統500的關斷控制信號576。
在另一實施例中，斜坡信號544具有三角形波形。例如，如果信號560(例如，Vcramp )為低，則斜坡信號544的改變率(例如，三角形波形的斜率)較高，即頻率較高。因此，根據某些實施例，如果信號560(例如，Vcramp )為低，則放大器572的開關頻率較高。在另一示例中，放大器572的開關頻率隨著信號560(例如，Vcramp )的增大而減小。在又一示例中，輸出信號556的脈衝寬度在放大器572的每個開關週期中較窄。因此，根據某些實施例，即使在第3圖和第4圖中討論的週期跳躍或突發切換仍然存在，但在高頻範圍中發生，而不在音頻範圍中發生，因此，週期跳躍或突發切換引起的人耳不希望聽見的瞬態效應被大大減小。
第6圖是示出作為根據本發明一個實施例之放大系統500一部分的電流產生器582的某些組件的簡化示圖。該示圖僅僅是示例，其不應當不當地限制申請專利範圍的範疇。該項技術領域具有通常知識者應理解到許多變體、替代和修改。電流產生器582包括電流源602、七個電晶體604、606、608、610、612、614和616。例如，電晶體604、606、608和610是P通道MOSFET。在另一示例中，電晶體612、614和616是N通道MOSFET。
在一個實施例中，電流源602產生由電晶體604和606接收的電流618(例如，I1)。例如，電晶體604在閘極端子622處接收信號630，並且通過信號630而被導通或截止。在另一示例中，信號630與信號560(例如，Vcramp )有關。在又一示例中，電晶體606在閘極端子624處接收參考信號620(例如，Vref1 )，並且通過參考信號620而被導通或截止。在又一示例中，如果信號630使電晶體604導通，則電流626流經電晶體604。在又一示例中，如果參考信號620(例如，Vref1 )使電晶體606導通，則電流627流經電晶體606。在又一示例中，也流經電晶體612的電流626被電晶體616以預定比率α鏡像反映，以產生流經電晶體608的電流628。在另一示例中，電流628被電晶體610以預定比率δ鏡像反映，以產生電流信號580(例如，I_freq)。
根據另一實施例，電流信號580基於下面的等式被確定：
I_freq =f (V cramp ,V ref 1 )　(1)
其中，Max (I_freq )=α ×δ ×I 1並且Min (I_freq )=0。另外，I_freq表示電流信號580，Vcramp 表示電壓信號560，Vref1 表示參考信號620，並且I1表示電流618。
根據又一實施例，如果信號630的大小遠低於參考信號620，則電流信號580(例如，I_freq)的大小近似等於最大電流(例如，α×δ×I1)。例如，如果信號630減去參考信號620後的大小減小，則電流信號580(例如，I_freq)增大。在另一示例中，當參考信號620與信號630在大小方面的比率接近無限大時，電流信號580(例如，I_freq)的大小接近最大電流(例如，α×δ×I1)。α×δ為電流鏡的比例係數。
根據又一實施例，如果信號630的大小遠大於參考信號620，則電流信號580(例如，I_freq)的大小近似為零。例如，如果信號630減去參考信號620後的大小增大，則電流信號580(例如，I_freq)減小。在另一示例中，當參考信號620與信號630在大小方面的比率接近零時，電流信號580(例如，I_freq)的大小接近零。
再參考第5圖，參考電流信號548(例如，Iref)和電流信號580(例如，I_freq)由振盪器536接收，以用於影響放大器572的開關頻率。因此，根據某些實施例，基於等式(1)，放大器572的開關頻率與電壓信號560(例如，Vcramp )有關。例如，放大器572的開關頻率基於下面的等式來確定：
F sw =β ×(Iref +I_freq )=β ×(Iref +f (V cramp ,V ref 1 ))　(2)
其中，Fsw 表示放大器572的開關頻率，Iref表示參考電流信號548，I_freq表示電流信號580，Vcramp 表示電壓信號560，Vref1 表示參考信號620，並且β表示比率。在另一示例中，放大器572的開關頻率的大小隨著信號580(例如，I_freq)的減小而減小。因此，根據某些實施例，放大器572的開關頻率的大小隨著信號560(例如，Vcramp )的增大而減小。在另一示例中，β大於零。在又一示例中，如果電流信號580(例如，I_freq)的大小近似等於α×δ乘以電流618，則開關頻率遠大於放大器572的最小開關頻率。在又一示例中，如果電流信號580(例如，I_freq)的大小近似為零，則開關頻率近似等於放大器572的最小頻率。
第7圖(a)是根據本發明實施例之在放大系統500的加電處理期間放大系統500的簡化時序圖。該示圖僅僅是示例，其不應當不當地限制申請專利範圍的範疇。該項技術領域具有通常知識者應理解到許多變體、替代和修改。
波形702表示作為時間的函數的正電源電壓，波形704表示作為時間的函數的信號560(例如，Vcramp )，並且波形706表示作為時間的函數的可變電阻器514的電阻(例如，RV)。另外，波形708表示作為時間的函數的放大器572的開關頻率(例如，FSW )，波形710表示作為時間的函數的輸出信號556(例如，Vout )，並且波形712表示作為時間的函數的電容器568兩端的電壓(例如，VC )。
在第7圖(a)中示出了四個時間段TD 、TE 、TF 和TG 。時間段TD 在時刻t7 開始並在時刻t9 結束，時間段TE 在時刻t8 開始並在時刻t10 結束，時間段TF 在時刻t10 開始並在時刻t11 結束，並且時間段TG 在時刻t11 開始並在時刻t13 結束。例如，時刻t12 在時間段TG 內。在另一示例中，t7 t8 t9 t10 t11 t12 t13 。在又一示例中，電容器568兩端的電壓(例如，VC )具有直流(DC)分量和交流(AC)分量(例如，如波形712所示)。
在一個實施例中，正電源電壓在時間段TD 的開始處(例如，在時刻t7 處)傾斜上升。例如，在時間段TD 期間，如波形702所示，正電源電壓從較低的值(例如，在時刻t7 處近似為零)增大到預定電壓716(例如，時刻t9 處的PVCC)。在另一示例中，正電源電壓在加電處理的其餘部分期間保持為預定電壓716(例如，如波形702所示)。因此，根據某些實施例，電晶體524和526可以作為開關工作。
再參考第6圖，如果信號560的大小低於參考信號620(例如，Vref1 )，則電流產生器582產生大小與電流618成比例的電流信號580，並且放大器572的開關頻率遠高於最小頻率。根據一個實施例，在時間段TE 的開始處，信號560(例如，Vcramp )的大小低於閾值727(例如，如波形704所示)。例如，參考信號620的大小等於閾值727。因此，放大器572的開關頻率的大小在時間段TE 的開始處(例如，如波形708所示，時刻t8 處)為遠高於最小頻率722的最大頻率720。
根據又一實施例，在時間段TE 期間，信號560(例如，Vcramp )隨時間逐漸變化上升(例如，如波形704所示，從時刻t8 處的近似為零到時刻t10 處的閾值727)。因此，根據某些實施例，放大器572的開關頻率下降(例如，如波形708所示，從時刻t8 處的最大頻率720到時刻t10 處的最小頻率722)。例如，在時間段TE 期間信號560的大小低於閾值727。在另一示例中，作為響應，在比較器520處通過比較輸出信號542與斜坡信號544(例如，Vramp )而產生的調變信號550具有窄的脈衝寬度。因此，根據某些實施例，輸出信號556(例如，Vout )的脈衝寬度較窄(例如，如波形710所示，脈衝寬度724)，並且隨著時間增大。在又一示例中，電容器568兩端的電壓的DC分量從較低的值(例如，在時刻t8 處近似為零)隨時間逐漸變化上升，如波形712所示。
如第7圖(a)所示，放大器572的開關頻率在時間段TE 期間保持高於最小頻率722。因此，根據某些實施例，即使週期跳躍仍然存在，輸出信號556的脈衝密度不低(例如，如波形710所示)。在另一示例中，電晶體524和526以超過音頻範圍的頻率開通或截止。因此，根據某些實施例，與第4圖所示的相比，人耳不希望聽見的瞬態效應被大大減輕。在又一實施例中，最大頻率720是最小頻率722的數倍(例如，兩倍或三倍)。
根據另一實施例，在時間段TF 期間，信號560(例如，Vcramp )持續增大直到達到預定值714為止(例如，如波形704所示)。例如，放大器572的開關頻率保持在最小頻率722(例如，如波形708所示)。在另一示例中，輸出信號556(例如，Vout )的脈衝寬度隨著時間持續增大(例如，如波形710所示)。在又一示例中，電容器568兩端的電壓的DC分量隨著時間持續增大(例如，如波形712所示)。
根據又一實施例，在時間段TE 和TF 期間，可變電阻器514的電阻(例如，RV)為無限大(例如，如波形706所示)。因此，根據某些實施例，在時間段TE 和TF 期間放大器572的增益為零(例如，放大器572的靜音模式)。
根據又一實施例，在時間段TG 期間，信號560保持在預定值714(例如，如波形704所示)。例如，放大器572的開關頻率保持在最小頻率722(例如，如波形708所示)。在另一示例中，輸出信號556的脈衝寬度(例如，脈衝寬度726)和脈衝密度在時間段TG 期間變化不大(例如，如波形710所示)。在又一示例中，電容器568兩端的電壓(例如，VC )的DC分量達到預定值718(例如，如波形712所示，時刻t13 處的PVCC/2)。在又一示例中，可變電阻器514的電阻(例如，RV)從無限大(例如，時刻t12 處)下降到較低的值(例如，如波形706所示，在時刻t13 處近似為零)。因此，根據某些實施例，放大器572工作來將輸入音頻信號558放大(例如，在時刻t12 之後)。
第7圖(b)是根據本發明實施例之在放大系統500的斷電或關斷處理期間放大系統500的簡化時序圖。該示圖僅僅是示例，其不應當不當地限制申請專利範圍的範疇。該項技術領域具有通常知識者應理解到許多變體、替代和修改。
波形728表示作為時間的函數的關斷控制信號576，波形730表示作為時間的函數的信號560(例如，Vcramp )，並且波形732表示作為時間的函數的可變電阻器514的電阻(例如，RV)。另外，波形734表示作為時間的函數的放大器572的開關頻率(例如，FSW )，波形736表示作為時間的函數的輸出信號556(例如，Vout )，並且波形738表示作為時間的函數的電容器568兩端的電壓(例如，VC )。
在第7圖(b)中示出了三個時間段TH ,TI 和TJ 。時間段TH 在時刻t14 開始並在時刻t16 結束，時間段T1 在時刻t16 開始並在時刻t17 結束，並且時間段TJ 在時刻t17 開始並在時刻t18 結束。例如，時刻t15 在時間段TH 內。在另一示例中，t14 t15 t16 t17 t18 。
在一個實施例中，在時間段TH 的開始處(例如，在時刻t14 處)，關斷控制信號576從邏輯低位準變為邏輯高位準(例如，如波形728所示)。例如，關斷控制信號576在斷電處理的其餘部分期間保持邏輯高位準(例如，如波形728所示)。
根據另一實施例，在時間段TH 期間，信號560(例如，Vcramp )保持在預定值740(例如，如波形730所示)。例如，放大器572的開關頻率(例如，FSW )保持在最小頻率742(例如，如波形734所示)。在另一示例中，輸出信號556(例如，Vout )的脈衝寬度(例如，脈衝寬度744)和脈衝密度在時間段TH 期間變化不大(例如，如波形736所示)。在又一示例中，電容器568兩端的電壓(例如，VC )的DC分量近似保持在預定值746(例如，如波形738所示)。在又一示例中，可變電阻器514的電阻(例如，RV)從較低的值(例如，在時刻t14 處近似為零)增大到無限大(例如，在時刻t15 處)，並且在斷電處理的其餘部分期間保持在無限大(例如，如波形732所示)。因此，根據某些實施例，放大器572的增益在時刻t15 處減小到零(例如，進入靜音模式)，並且在斷電處理的其餘部分期間保持為零。
根據又一實施例，在時間段TI 期間，信號560(例如，Vcramp )從預定值740(例如，在時刻t16 處)減小到閾值748(例如，在時刻t17 處)，如波形730所示。例如，在時間段TI 期間開關頻率(例如，FSW )保持在最小頻率742(例如，如波形734所示)。在另一示例中，在時間段TI 期間輸出信號556(例如，Vout )的脈衝寬度減小(例如，如波形736所示)。在又一實施例中，在時間段TI 期間電容器568兩端的電壓(例如，VC )的DC分量(例如，從預定值746)減小(例如，如波形738所示)。在又一示例中，預定值740等於預定值714。
根據又一實施例，在時間段TJ 期間，信號560(例如，Vcramp )從閾值748(例如，在時刻t17 處)持續減小到較低的值(例如，在時刻t18 處近似為零)，如波形730所示。例如，放大器572的開關頻率(例如，FSW )從最小頻率742(例如，時刻t17 處)增大到最大頻率750(例如，時刻t18 處)，如波形734所示。在另一示例中，在時間段TJ 期間輸出信號556(例如，Vout )的脈衝寬度持續減小(例如，如波形736所示)。在又一實施例中，電容器568兩端的電壓(例如，VC )的DC分量減小到較低的值(例如，在時刻t18 處近似為零)，如波形738所示。
根據某些實施例，由於在時間段TJ 期間放大器572的開關頻率不小於最小頻率742，從最小頻率742逐漸增加，因此即使週期跳躍仍然存在，輸出信號556的脈衝密度也不低(例如，如波形736所示)。例如，電晶體524和526以超過音頻範圍的頻率開通或截止，並且因此人耳不希望聽見的瞬態效應被減輕。在另一示例中，最大頻率750是最小頻率742的數倍(例如，兩倍或三倍)。在又一示例中，最大頻率750等於最大頻率720，並且最小頻率742等於最小頻率722。
第8圖是根據本發明另一實施例之在放大系統500的加電處理期間放大系統500的簡化時序圖。該示圖僅僅是示例，其不應當不當地限制申請專利範圍的範疇。該項技術領域具有通常知識者應理解到許多變體、替代和修改。
波形802表示作為時間的函數的正電源電壓，波形804表示作為時間的函數的信號560(例如，Vcramp )，並且波形806表示作為時間的函數的可變電阻器514的電阻(例如，RV)。另外，波形808表示作為時間的函數的放大器572的開關頻率(例如，FSW )，波形810表示作為時間的函數的輸出信號556(例如，Vout )，並且波形812表示作為時間的函數的電容器568兩端的電壓(例如，VC )。例如，波形802類似於波形702，波形804類似於波形704，波形806類似於波形706，並且波形808類似於波形708。
在第8圖中示出了三個時間段TK ,TL 和TM 。時間段TK 在時刻t19 開始並在時刻t23 結束，時間段TL 在時刻t20 開始並在時刻t25 結束，並且時間段TM 在時刻t20 開始並在時刻t26 結束。例如，時刻t21 、t22 和t24 在時間段TM 和時間段TL 內。在另一示例中，時間段TL 落在時間段TM 內。在另一示例中，t19 t20 t21 t22 t23 t24 t25 t26 。在又一示例中，電容器568兩端的電壓(例如，VC )具有直流(DC)分量和交流(AC)分量(例如，如波形812所示)。
在一個實施例，正電源電壓在時間段TK 的開始處(例如，在時刻t19 處)傾斜上升。例如，在時間段TK 期間，如波形802所示，正電源電壓從較低的值(例如，在時刻t19 處近似為零)增大到預定電壓816(例如，時刻t21 處的PVCC)。
根據另一實施例，在時間段TM 期間，信號560(例如，Vcramp )傾斜上升(例如，從時刻t20 處的零到時刻t26 處的閾值828)，如波形804所示。例如，如波形808所示，放大器572的開關頻率減小(例如，從時刻t20 處的最大頻率820減小到時刻t26 處的最小頻率822)。在另一示例中，輸出信號556(例如，Vout )在時間段TM 的開始處具有大於零的預定值832(例如，如波形810所示)。在又一示例中，電容器568兩端的電壓在時間段TM 的開始處等於預定值834(例如，Vc0 >0)，如波形812所示。
根據又一實施例，在時間段TL 期間，輸出信號556(例如，Vout )從預定值832(例如，在時刻t21 處)減小為較低的值(例如，零)，如波形810所示。例如，電容器568兩端的電壓從預定值834(例如，在時刻t22 處)減小為較低的值(例如，在時刻t24 處近似為零)，並且然後逐漸上升(例如，如波形812所示)。在另一示例中，電容器568兩端的電壓在時間段TL 期間的突發改變導致了人耳不希望聽見的瞬態效應(例如，喀嚓聲和/或砰砰聲)。希望有一種減輕在加電處理開始處因非零輸出信號556引起的人耳不希望聽見的瞬態效應的方案。
第9圖是示出根據本發明一個實施例之放大系統的簡化示圖。該示圖僅僅是示例，其不應當不當地限制申請專利範圍的範疇。該項技術領域具有通常知識者應理解到許多變體、替代和修改。
放大系統900包括六個電容器902、904、906、928、966和968、四個電阻器908、910、912和964、可變電阻器914、電感器962、三個運算放大器916、918和984、比較器920、邏輯和閘極驅動器922、兩個電晶體924和926、共模電壓組件930、關斷控制組件932、參考信號組件934、振盪器936、電流產生器982以及輸出負載970。此外，放大系統900包括兩個開關986和988、輸出DC檢測器990以及採樣和保持組件992。
例如，電容器902、904、906、電阻器908、910、912以及運算放大器916和918被包括在二階環路濾波器938中。在另一示例中，電容器902、904、906和928、電阻器908、910和912、可變電阻器914、運算放大器916、918和984、比較器920、邏輯和閘極驅動器922、共模電壓組件930、參考信號組件934、振盪器936、關斷控制組件932、電流產生器982、開關986和988、輸出DC檢測器990以及採樣和保持組件992被包括在調變器940中。在又一示例中，調變器940以及電晶體924和926被包括在D類放大器972中。在又一示例中，電晶體924是P通道MOSFET或N通道MOSFET。在另一示例中，電晶體926是N通道MOSFET。
例如，電容器902、904、906、928、966和968、電阻器908、910、912和964、可變電阻器914、電感器962、運算放大器916和918、比較器920、邏輯和閘極驅動器922、電晶體924和926、輸出負載970、共模電壓組件930、關斷控制組件932、參考信號組件934以及振盪器936分別與電容器302、304、306、328、366和368、電阻器308、310、312和364、可變電阻器314、電感器362、運算放大器316和318、比較器320、邏輯和閘極驅動器322、電晶體324和326、輸出負載370、共模電壓組件330、關斷控制組件332、參考信號組件334以及振盪器336相同。在另一示例中，電容器902、904、906、928、966和968、電阻器908、910、912和964、可變電阻器914、電感器962、運算放大器916和918、比較器920、邏輯和閘極驅動器922、電晶體924和926、輸出負載970、共模電壓組件930、關斷控制組件932、參考信號組件934、振盪器936以及電流產生器982分別與電容器502、504、506、528、566和568、電阻器508、510、512和564、可變電阻器514、電感器562、運算放大器516和518、比較器520、邏輯和閘極驅動器522、電晶體524和526，輸出負載570、共模電壓組件530、關斷控制組件532、參考信號組件534、振盪器536以及電流產生器582相同。
根據另一實施例，輸入音頻信號958在電容器928處被接收，電容器928作為響應產生輸入信號978。例如，二階環路濾波器938接收輸入信號978和由共模電壓組件930產生的信號960，並且作為響應產生輸出信號942。在另一示例中，在比較器920處，將輸出信號942與由振盪器936產生的斜坡信號944(例如，Vramp )相比較。在又一示例中，振盪器936基於參考電壓信號946(例如，Vref)、參考電流信號948(例如，Iref)和電流信號980(例如，I_freq)來產生斜坡信號944和時鐘信號945。在又一示例中，參考電壓信號946和參考電流信號948由參考信號組件934產生。在又一示例中，電流信號980由電流產生器982基於來自共模電壓組件930的信號960(例如，Vcramp )以及來自採樣和保持組件992的信號996(例如，VCM_out)而產生。在又一示例中，時鐘信號945與放大器972的開關頻率有關。在又一示例中，斜坡信號944具有三角形波形。
根據另一實施例，基於斜坡信號944與輸出信號942的比較，比較器920向邏輯和閘極驅動器922輸出調變信號950。例如，作為響應，邏輯和閘極驅動器922產生兩個閘極驅動信號952和954。在另一示例中，電晶體924和926分別接收閘極驅動信號952和954，並且產生輸出信號956以驅動輸出負載970。在又一示例中，輸出信號956通過電阻器912被反饋到運算放大器916的輸入端子。在又一示例中，運算放大器916基於開關986和988的狀態，在另一輸入端子處接收來自共模電壓組件930的信號960(例如，Vcramp )或者來自採樣和保持組件992的信號996(例如，VCM_out)。在又一示例中，閘極驅動信號952和954相同或者不同。在又一示例中，調變信號950包括PWM信號。
根據又一實施例，可變電阻器914基於控制信號(例如，控制增益隨時間逐漸變化的信號或簡稱增益斜坡信號)將其電阻從無限大改變為較低的值(例如，零)。例如，如果電阻器914的電阻為無限大，則放大器972的增益為零，這通常被稱為放大器972的靜音模式。在又一示例中，關斷控制組件932接收關斷信號974，並且產生使該放大系統900斷電或關斷的控制信號976。
在另一實施例中，在放大系統900的加電處理的開始處，輸出DC檢測器990接收放大器972的輸出信號956，並且產生信號994。例如，響應於指示對放大系統900的加電及工作的啟動信號998，採樣和保持組件992對信號994採樣，並輸出信號996(例如，VCM_out)。在另一示例中，比較器984接收信號996(例如，VCM_out)和信號960(例如，Vcramp )，並且作為響應產生控制信號999。在又一示例中，如果信號996(例如，VCM_out)的大小大於信號960(例如，Vcramp )，則開關986響應於控制信號999而閉合，並且信號996由運算放大器916接收。在又一示例中，如果信號996(例如，VCM_out)的大小不大於信號960(例如，Vcramp )，則開關988響應於控制信號999而閉合，並且信號960由運算放大器916接收。在又一示例中，電流產生器982接收信號996(例如，VCM_out)和信號960(例如，Vcramp )，用於產生影響放大器972的開關頻率的電流信號980。在另一示例中，信號994表示輸出信號956的DC分量。在又一示例中，信號996(例如，VCM_out)具有恒定大小直到採樣和保持組件992再次對信號994採樣為止。
第10圖是示出作為根據本發明一個實施例之放大系統900一部分的電流產生器982的某些組件的簡化示圖。該示圖僅僅是示例，其不應當不當地限制申請專利範圍的範疇。該項技術領域具有通常知識者應理解到許多變體、替代和修改。
電流產生器982包括電流源1002、七個電晶體1004、1006、1008、1010、1012、1014和1016。例如，電晶體1004、1006、1008和1010是p通道MOSFET。在另一示例中，電晶體1012、1014和1016是n通道MOSFET。
在一個實施例中，電流源1002產生由電晶體1004和1006接收的電流1018(例如，I1)。例如，電晶體1004在閘極端子1022處接收信號1030，並且通過信號1030而被導通或截止。在另一示例中，信號1030是在算術組件1032處通過從信號960(例如，Vcramp )中減去信號996(例如，VCM_out)而產生的。在又一示例中，電晶體1006在閘極端子1024處接收參考信號1020(例如，Vref1 )，並且通過參考信號1020而被導通或截止。在又一示例中，如果信號1030使電晶體1004導通，則電流1026流經電晶體1004。在又一示例中，如果參考信號1020(例如，Vref1 )使電晶體1006導通，則電流1027流經電晶體1006。在又一示例中，也流經電晶體1012的電流1026被電晶體1016以預定比率ε鏡像反映，以產生流經電晶體1008的電流1028。在另一示例中，電流1028被電晶體1010以預定比率Φ鏡像反映，以產生電流信號980(例如，I_freq)。
根據另一實施例，電流信號980基於下面的等式被確定：
I_freq =f (V cramp -VCM_out ,V ref 1 )　(3)
其中，Max (I _freq )=ε ×Φ ×I 1並且Min (I_freq )=0。另外，I_freq表示電流信號980，Vcramp 表示電壓信號960，VCM_out表示信號996，Vref1 表示參考信號1020，並且I1表示電流1018。
根據又一實施例，如果信號1030的大小遠低於參考信號1020，則電流信號980(例如，I_freq)的大小近似等於最大電流(例如，ε×Φ×I1)。例如，如果信號1030減去參考信號1020後的大小減小，則電流信號980(例如，I_freq)增大。在另一示例中，當參考信號1020與信號1030在大小方面的比率接近無限大時，電流信號980(例如，I_freq)的大小接近最大電流(例如，ε×Φ×I1)。ε×Φ為電流鏡的比例係數。
根據又一實施例，如果信號1030的大小遠大於參考信號1020，則電流信號980的大小近似為零。例如，如果信號1030減去參考信號1020後的大小增大，則電流信號980(例如，I_freq)減小。在另一示例中，當參考信號1020與信號1030在大小方面的比率接近零時，電流信號980(例如，I_freq)的大小接近零。
再參考第9圖，參考電流信號948(例如，Iref)和電流信號980(例如，I_freq)由振盪器936接收，以用於影響放大器972的開關頻率。因此，根據某些實施例，基於等式(3)，放大器972的開關頻率與電壓信號960有關。例如，放大器972的開關頻率基於下面的等式來確定：
F sw =β ×(Iref +I _freq )=β ×(Iref +f (V cramp -VCM _out ,V ref 1 ))　(4)
其中，Fsw 表示放大器972的開關頻率，Iref表示參考電流信號948，I_freq表示電流信號980，Vcramp 表示電壓信號960，Vref1 表示參考信號1020，VCM_out表示信號996，並且β表示比率。在另一示例中，放大器972的開關頻率的大小隨著信號980(例如，I_freq)的減小而增大。因此，根據某些實施例，放大器972的開關頻率隨著電壓信號960(例如，Vcramp )減去信號996後的大小的增大而減小。在另一示例中，β大於零。在又一示例中，如果電流信號980(例如，I_freq)的大小與電流1018成比例(例如等於)，則開關頻率遠大於放大器972的最小頻率。在又一示例中，如果電流信號980(例如，I_freq)的大小近似等於ε×Φ乘以電流1018，則開關頻率遠大於放大器972的最小頻率。在又一示例中，如果電流信號980(例如，I_freq)的大小近似為零，則開關頻率近似等於放大器972的最小頻率。
第11圖(a)是根據本發明實施例之在放大系統900的加電處理期間放大系統900的簡化時序圖。該示圖僅僅是示例，其不應當不當地限制申請專利範圍的範疇。該項技術領域具有通常知識者應理解到許多變體、替代和修改。
波形1102表示作為時間的函數的正電源電壓，波形1104表示作為時間的函數的信號960(例如，Vcramp )，並且波形1106表示作為時間的函數的可變電阻器914的電阻(例如，RV)。另外，波形1108表示作為時間的函數的放大器972的開關頻率(例如，FSW )，波形1110表示作為時間的函數的輸出信號956(例如，Vout )，並且波形1112表示作為時間的函數的電容器968兩端的電壓(例如，VC )。
在第11圖(a)中示出了六個時間段TN ,TO ,TP ,TQ ,TR 和TS 。時間段TN 在時刻t27 開始並在時刻t29 結束，時間段TO 在時刻t28 開始並在時刻t30 結束，並且時間段TP 在時刻t30 開始並在時刻t31 結束。此外，時間段TQ 在時刻t31 開始並在時刻t32 結束，時間段TR 在時刻t32 開始並在時刻t33 結束，並且時間段TS 在時刻t33 開始並在時刻t35 結束。例如，時刻t34 在時間段TS 內。在另一示例中，t27 t28 t29 t30 t31 t32 t33 t34 t35 。在又一示例中，電容器968兩端的電壓(例如，VC )具有直流(DC)分量和交流(AC)分量(例如，如波形1112所示)。
在一個實施例中，正電源電壓在時間段TN 的開始處(例如，在時刻t27 處)傾斜上升。例如，在時間段TN 期間，如波形1102所示，正電源電壓從較低的值(例如，在時刻t27 處近似為零)增大到預定電壓1116(例如，時刻t29 處的PVCC)。在另一示例中，正電源電壓在加電處理的其餘部分期間保持為預定電壓1116(例如，如波形1102所示的)。因此，根據某些實施例，電晶體924和926可以作為開關適當地工作。
根據另一實施例，在時間段TO 期間，信號960(例如，Vcramp )傾斜上升(例如，如波形1104所示，從時刻t28 處的零開始)。例如，放大器972的開關頻率保持在最大頻率1134(例如，如波形1108所示)。在另一示例中，輸出信號956(例如，Vout )在時間段TO 期間保持在大於零的預定值1128(例如，如波形1110所示)。在另一示例中，通過採樣和保持輸出信號956(例如，Vout )而產生的信號996(例如，VCM_out)為預定值1128。在又一示例中，信號960(例如，Vcramp )的大小在時間段TO 期間不大於信號996(例如，VCM_out)。在又一示例中，開關986響應於從信號960和信號996的比較產生的控制信號999而閉合，並且信號996(例如，VCM_out)被輸入運算放大器916。在又一示例中，電容器968兩端的電壓在時間段TO 期間(例如，Vc0 >0)保持在預定值1130，如波形1112所示。
根據又一實施例，在時間段TP 期間，信號960(例如，Vcramp )持續增大(例如，如波形1104所示)。例如，放大器972的開關頻率保持在最大頻率1134(例如，如波形1108所示)。在另一示例中，信號960(例如，Vcramp )的大小大於信號996(例如，VCM_out)，但是其大小小於閾值電壓1132(例如，如波形1104所示)。在又一示例中，開關988響應於從信號960和信號996的比較產生的控制信號999而閉合，並且信號960(例如，Vcramp )被輸入放大器916。在又一示例中，由環路濾波器938產生的輸出信號942在比較器920處被與斜坡信號944(例如，Vramp )相比較，並且作為響應調變信號950被產生。在另一示例中，調變信號950具有窄脈衝寬度。因此，根據某些實施例，信號956(例如，Vout )具有窄的脈衝寬度，並且信號956的脈衝寬度隨著時間增大(例如，如波形1110所示)。在另一示例中，電容器968兩端的電壓的DC分量從預定值1130(例如，時刻t30 處)傾斜上升，如波形1112所示。
根據又一實施例，在時間段TQ 的開始處，信號960(例如，Vcramp )的大小低於閾值電壓1132(例如，如波形1104所示)。例如，參考第10圖，信號1030的大小等於信號960(例如，Vcramp )減去信號信號996(例如，VCM_out)。在另一示例中，信號1030的大小不大於參考信號1020(例如，Vref1 )。在又一示例中，電流產生器982產生在大小方面與電流1018成比例的電流信號980。在又一示例中，放大器972的開關頻率保持在最大頻率1134(例如，如波形1108所示)。
根據又一實施例，在時間段TQ 期間，信號960(例如，Vcramp )持續傾斜上升(例如，如波形1104所示，直到在時刻t32 處達到閾值電壓1132為止)。例如，放大器972的開關頻率降低，如波形1108所示(例如，從時刻t31 處的最大頻率1134到時刻t32 處的最小頻率1136)。在另一示例中，信號956(例如，Vout )的脈衝寬度隨著時間持續增大(例如，如波形1110所示)。在另一示例中，電容器968兩端的電壓的DC分量持續傾斜上升(例如，如波形1112所示)。在又一示例中，最大頻率1134是最小頻率1136的數倍(例如，兩倍或三倍)。
根據另一實施例，在時間段TR 期間，信號960(例如，Vcramp )持續增大直到達到預定值1138為止(例如，如波形1104所示)。例如，放大器972的開關頻率保持在最小頻率1136(例如，如波形1108所示)。在另一示例中，信號956(例如，Vout )的脈衝寬度隨著時間持續增大(例如，如波形1110所示)。在另一示例中，電容器968兩端的電壓的DC分量持續增大(例如，如波形1112所示)。
根據又一實施例，在時間段TO ,TP ,TQ 和TR 期間，可變電阻器914的電阻(例如，RV)為無限大(例如，如波形1106所示)。因此，根據某些實施例，放大器972的增益為零(例如，放大器972的靜音模式)。
根據又一實施例，在時間段TS 期間，信號960保持在預定值1138(例如，如波形1104所示)。例如，放大器972的開關頻率保持在最小頻率1136(例如，如波形1108所示)。在另一示例中，電容器968兩端的電壓(例如，VC )的DC分量達到預定值1140(例如，，如波形1112所示，時刻t35 處的PVCC/2)。在又一示例中，可變電阻器914的電阻(例如，RV)從無限大(例如，在時刻t34 處)下降到較低的值(例如，在時刻t35 處近似為零)，如波形1106所示。因此，根據某些實施例，放大器972開始放大輸入音頻信號958(例如，在時刻t34 之後)。
第11圖(b)是根據本發明實施例之在放大系統900的斷電或關斷處理期間放大系統900的簡化時序圖。該示圖僅僅是示例，其不應當不當地限制申請專利範圍的範疇。該項技術領域具有通常知識者應理解到許多變體、替代和修改。
波形1202表示作為時間的函數的關斷控制信號976，波形1204表示作為時間的函數的信號960(例如，Vcramp )，並且波形1206表示作為時間的函數的可變電阻器914的電阻(例如，RV)。另外，波形1208表示作為時間的函數的放大器972的開關頻率(例如，FSW )，波形1210表示作為時間的函數的輸出信號956(例如，Vout )，並且波形1212表示作為時間的函數的電容器968兩端的電壓(例如，VC )。
在第11圖(b)中示出了三個時間段TT ,TU 和TV 。時間段TT 在時刻t36 開始並在時刻t38 結束，時間段TU 在時刻t38 開始並在時刻t39 結束，並且時間段TV 在時刻t39 開始並在時刻t40 結束。例如，時刻t37 在時間段TT 內。在另一示例中，t36 t37 t38 t39 t40 。
在一個實施例中，在時間段TT 的開始處(例如，在時刻t36 處)，關斷控制信號976從邏輯低位準變為邏輯高位準(例如，如波形1202所示)。例如，關斷控制信號976在斷電處理的其餘部分期間保持邏輯高位準(例如，如波形1202所示)。
根據另一實施例，在時間段TT 期間，信號960(例如，Vcramp )保持在預定值1214(例如，如波形1204所示)。例如，放大器972的開關頻率(例如，FSW )保持在最小頻率1216(例如，如波形1208所示)。在另一示例中，輸出信號956(例如，Vout )的脈衝寬度(例如，脈衝寬度1222)和脈衝密度在時間段TT 間變化不大(例如，如波形1210所示)。在又一示例中，電容器968兩端的電壓(例如，VC )的DC分量近似保持在預定值1224(例如，如波形1212所示)。在又一示例中，可變電阻器914的電阻(例如，RV)從較低的值(例如，在時刻t36 處近似為零)增大到無限大(例如，在時刻t37 處)，並且在斷電處理的其餘部分期間保持在無限大(例如，如波形1206所示)。因此，根據某些實施例，放大器972的增益在時刻t37 處減小到零(例如，進入靜音模式)，並且在斷電處理的其餘部分期間保持為零。
根據又一實施例，在時間段TU 期間，信號960(例如，Vcramp )從預定值1214(例如，在時刻t38 處)減小到閾值1218(例如，在時刻t39 處)，如波形1204所示。例如，開關頻率(例如，FSW )保持在最小頻率1216(例如，如波形1208所示)。在另一示例中，輸出信號956(例如，Vout )的脈衝寬度在時間段TU 期間減小(例如，如波形1210所示)。在又一實施例中，電容器968兩端的電壓(例如，VC )的DC分量(例如，從預定值1224)減小，如波形1212所示。在又一示例中，預定值1214等於預定值1138。
根據又一實施例，在時間段TV 期間，信號960(例如，Vcramp )從閾值1218(例如，在時刻t39 處)持續減小到較低的值(例如，在時刻t40 處近似為零)，如波形1204所示。例如，放大器972的開關頻率(例如，FSW )從最小頻率1216(例如，時刻t39 處)增大到最大頻率1220(例如，時刻t40 處)，如波形1208所示。在另一示例中，在時間段TV 期間輸出信號956(例如，Vout )的脈衝寬度持續減小(例如，如波形1210所示)。在又一實施例中，電容器968兩端的電壓(例如，VC )的DC分量減小到較低的值(例如，在時刻t40 處近似為零)，如波形1212所示。
根據某些實施例，由於在時間段TV 期間放大器972的開關頻率不小於最小頻率1216，因此即使週期跳躍仍然存在，輸出信號956的脈衝密度也不低(例如，如波形1210所示)。例如，電晶體924和926以超過音頻範圍的頻率開通或截止，並且因此人耳不希望聽見的瞬態效應被大大減輕。在另一示例中，最大頻率1220是最小頻率1216的數倍(例如，兩倍或三倍)。在又一示例中，最大頻率1220等於最大頻率1134，並且最小頻率1216等於最小頻率1136。
根據另一實施例，一種用於將輸入信號放大以產生輸出信號的系統包括環路濾波器、調變器、電流產生器、振盪器和比較器。環路濾波器和調變器被配置以接收輸入信號、輸出信號和第一電壓信號，處理與所述輸入信號、輸出信號和第一電壓信號相關聯的信息，產生調變信號；電流產生器被配置以接收第一電壓信號，處理與第一電壓信號和第一參考信號相關聯的信息，並且至少基於與第一電壓信號和第一參考信號相關聯的信息產生第一電流信號；振盪器被配置以至少接收第一電流信號和第二參考信號，並且至少基於與第一電流信號和第二參考信號相關聯的信息產生第二電壓信號，第二電壓信號與調變頻率相關聯；比較器被配置以接收第二電壓信號和第三電壓信號，並且至少基於與第二電壓信號和第三電壓信號相關聯的信息產生與調變頻率有關的調變信號，第三電壓信號至少與輸入信號、第一電壓信號和反饋信號有關，反饋信號與輸出信號相關聯。另外，如果第一電壓信號的大小增大，則第一電流信號減小。如果第一電流信號的大小減小，則調變頻率減小。如果第一電壓信號的大小減小，則第一電流信號增大。如果第一電流信號的大小增大，則調變頻率增大。例如，該系統至少根據第5圖、第6圖、第7圖(a)第7圖(b)來實現。
根據另一實施例，一種用於將輸入信號放大以產生輸出信號的系統包括信號檢測組件、信號選擇組件、環路濾波器、調變器、電流產生器、振盪器和第一比較器。信號檢測組件被配置以接收輸出信號並產生第一參考信號。信號選擇組件被配置以接收第一參考信號和第一電壓信號，並且基於與第一參考信號和第一電壓信號相關聯的信息產生所選信號；環路濾波器和調變器被配置以接收輸入信號、輸出信號和所選信號，處理與所述輸入信號、輸出信號和所選信號相關聯的信息，產生調變信號；電流產生器被配置以接收第一參考信號和第一電壓信號，處理與第一參考信號、第一電壓信號和第二參考信號相關聯的信息，並且至少基於與第一參考信號、第一電壓信號和第二參考信號相關聯的信息產生第一電流信號；振盪器被配置以至少接收第一電流信號和第三參考信號，並且至少基於與第一電流信號和第三參考信號相關聯的信息產生第二電壓信號，第二電壓信號與調變頻率相關聯；第一比較器被配置以接收第二電壓信號和第三電壓信號，並且至少基於與第二電壓信號和第三電壓信號相關聯的信息產生與調變頻率有關的調變信號，第三電壓信號至少與輸入信號、所選信號和反饋信號有關，反饋信號與輸出信號相關聯。此外，如果第一電壓信號的大小增大，則第一電流信號減小。如果第一電流信號的大小減小，則調變頻率減小。如果第一電壓信號的大小減小，則第一電流信號增大。如果第一電流信號的大小增大，則調變頻率增大例如，該系統至少根據第9圖、第10圖、第11圖(a)和第11圖(b)來實現。
根據又一實施例，一種用於將輸入信號放大以產生輸出信號的方法包括；接收第一電壓信號，處理與第一電壓信號和第一參考信號相關聯的信息，並且至少基於與第一電壓信號和第一參考信號相關聯的信息產生第一電流信號。另外，該方法包括至少接收第一電流信號和第二參考信號，處理與第一電流信號和第二參考信號相關聯的信息，並且至少基於與第一電流信號和第二參考信號相關聯的信息產生第二電壓信號，第二電壓信號與調變頻率相關聯。此外，該方法包括接收第二電壓信號和第三電壓信號，處理與第二電壓信號和第三電壓信號相關聯的信息，並且至少基於與第二電壓信號和第三電壓信號相關聯的信息產生與調變頻率有關的調變信號，第三電壓信號至少與輸入信號、第一電壓信號和反饋信號有關，反饋信號與輸出信號相關聯。此外，如果第一電壓信號的大小增大，則第一電流信號減小。如果第一電流信號的大小減小，則調變頻率減小。如果第一電壓信號的大小減小，則第一電流信號增大。如果第一電流信號的大小增大，則調變頻率增大例如，該系統至少根據第5圖、第6圖、第7圖(a)和第7圖(b)來實現。
根據又一實施例，一種用於將輸入信號放大以產生輸出信號的方法包括接收輸出信號，處理和與輸出信號相關聯的信息，並且產生第一參考信號。該方法還包括接收第一參考信號和第一電壓信號，處理與第一參考信號和第一電壓信號相關聯的信息，並且基於與第一參考信號和第一電壓信號相關聯的信息產生所選信號。另外，該方法包括接收第一參考信號和第一電壓信號，處理與第一參考信號、第一電壓信號和第二參考信號相關聯的信息，並且至少基於與第一參考信號、第一電壓信號和第二參考信號相關聯的信息產生第一電流信號。此外，該方法包括至少接收第一電流信號和第三參考信號，處理與第一電流信號和第三參考信號相關聯的信息，並且至少基於與第一電流信號和第三參考信號相關聯的信息產生第二電壓信號，第二電壓信號與調變頻率相關聯。此外，該方法包括接收第二電壓信號和第三電壓信號，處理與第二電壓信號和第三電壓信號相關聯的信息，並且至少基於與第二電壓信號和第三電壓信號相關聯的信息產生與調變頻率有關的調變信號，第三電壓信號至少與輸入信號、所選信號和反饋信號有關，反饋信號與輸出信號相關聯。如果第一電壓信號的大小增大，則第一電流信號減小。如果第一電流信號的大小減小，則調變頻率減小。如果第一電壓信號的大小減小，則第一電流信號增大。如果第一電流信號的大小增大，則調變頻率增大例如，該系統至少根據第9圖、第10圖、第11圖(a)和第11圖(b)來實現。
例如，本發明各個實施例中的一些或所有組件單獨地和/或與至少另一組件相組合地是利用一個或多個軟件組件、一個或多個硬件組件和/或軟件與硬件組件的一種或多種組合來實現的。在另一示例中，本發明各個實施例中的一些或所有組件單獨地和/或與至少另一組件相組合地在一個或多個電路中實現，例如在一個或多個模擬電路和/或一個或多個數字電路中實現。在又一示例中，本發明的各個實施例和/或示例可以相組合。
雖然已描述了本發明的具體實施例，然而該項技術領域具有通常知識者將明白，還存在與所述實施例等同的其它實施例。因此，將明白，本發明不受所示具體實施例的限制，而是僅由申請專利範圍的範疇來限定。
100．．．放大系統
102．．．調變器
104、106．．．電晶體
108．．．電感器
110．．．電阻器
112、114．．．電容器
116．．．輸出負載
118．．．輸入音頻信號
120、122．．．閘極驅動信號
124．．．輸出電壓信號
126．．．輸出音頻信號
128．．．輸出電流
130．．．D類放大器
202．．．環路濾波器
204．．．PWM信號產生器
206．．．邏輯和閘極驅動器
208．．．輸入音頻信號
210．．．輸出信號
212．．．斜坡信號
214．．．PWM信號
216、218．．．閘極驅動信號
220．．．輸出信號
222．．．輸出音頻信號
300．．．放大系統
302、304、306．．．電容器
308、310、312．．．電阻器
314．．．可變電阻器
316、318．．．運算放大器
320．．．比較器
322．．．邏輯和閘極驅動器
324、326．．．電晶體
328、328．．．電容器
330．．．共模電壓組件
332．．．關斷控制組件
334．．．參考信號組件
336．．．振盪器
338．．．二階環路濾波器
340．．．調變器
342．．．輸出信號
344．．．斜坡信號
345．．．時鐘信號
346．．．參考電壓信號
348．．．參考電流信號
350．．．調變信號
352、354．．．閘極驅動信號
356．．．輸出信號
358．．．輸入音頻信號
360．．．信號
362．．．電感器
364．．．電阻器
366、368．．．電容器
370．．．輸出負載
372．．．放大器
374．．．關斷信號
376．．．關斷控制信號
378．．．輸入信號
402、404、406、408、410、412．．．波形
414、418、420．．．預定值
416．．．預定電壓
424．．．脈衝寬度
500．．．放大系統
502、504、506．．．電容器
508、510、512．．．電阻器
514．．．可變電阻器
516、518．．．運算放大器
520．．．比較器
522．．．邏輯和閘極驅動器
524、526．．．電晶體
528．．．電容器
530．．．共模電壓組件
532．．．關斷控制組件
534．．．參考信號組件
536．．．振盪器
538．．．二階環路濾波器
540．．．調變器
542．．．輸出信號
544．．．斜坡信號
545．．．時鐘信號
546．．．參考電壓信號
548．．．參考電流信號
550．．．調變信號
552、554．．．閘極驅動信號
556．．．輸出信號
558．．．輸入音頻信號
560．．．信號
562．．．電感器
564．．．電阻器
566、568．．．電容器
570．．．輸出負載
572．．．放大器
574．．．關斷信號
576．．．關斷控制信號
578．．．輸入信號
580．．．電流信號
582．．．電流產生器
602．．．電流源
604、606、608、610、612、614、616．．．電晶體
618、626、627、628．．．電流
620．．．參考信號
622、624．．．閘極端子
630．．．信號
702、704、706、708、710、712．．．波形
714、718．．．預定值
716．．．預定電壓
720．．．最大頻率
722．．．最小頻率
724、726．．．脈衝寬度
727．．．閾值
728、730、732、734、736、738．．．波形
740、746．．．預定值
742．．．最小頻率
744．．．脈衝寬度
748．．．閾值
750．．．最大頻率
802、804、806、808、810、812．．．波形
816．．．預定電壓
820．．．最大頻率
822．．．最小頻率
828．．．閾值
832、834．．．預定值
900．．．放大系統
902、904、906．．．電容器
908、910、912．．．電阻器
914．．．可變電阻器
916、918．．．放大器
920．．．比較器
922．．．邏輯和閘極驅動器
924、926．．．電晶體
928．．．電容器
930．．．共模電壓組件
932．．．關斷控制組件
934．．．參考信號組件
936．．．振盪器
938．．．二階環路濾波器
940．．．調變器
942．．．輸出信號
944．．．斜坡信號
945．．．時鐘信號
946．．．參考電壓信號
948．．．參考電流信號
950．．．調變信號
952、954．．．閘極驅動信號
956．．．輸出信號
958．．．輸入音頻信號
960．．．信號
962．．．電感器
964．．．電阻器
966、968．．．電容器
970．．．輸出負載
972．．．放大器
974．．．關斷信號
976．．．控制信號
978．．．輸入信號
980．．．電流信號
982．．．電流產生器
984．．．運算放大器
986、988．．．開關
990．．．輸出DC檢測器
992．．．採樣和保持組件
994、996．．．信號
998．．．啟動信號
999．．．控制信號
1002．．．電流源
1004、1006、1008、1010、1012、1014、1016．．．電晶體
1018、1026、1027、1028．．．電流
1020．．．參考信號
1022、1024．．．閘極端子
1030．．．信號
1032．．．算術組件
1102、1104、1106、1108、1110、1112．．．波形
1116．．．預定電壓
1128、1130、1138、1140．．．預定值
1132．．．閾值電壓
1134．．．最大頻率
1136．．．最小頻率
1202、1204、1206、1208、1210、1212．．．波形
1214．．．預定值
1216．．．最小頻率
1218．．．閾值
1220．．．最大頻率
1222．．．脈衝寬度
1224．．．預定值
第1圖是示出使用D類放大器之放大系統的簡化傳統示圖；
第2圖是示出作為放大系統一部分之D類放大器的某些組件的簡化傳統示圖；
第3圖是示出根據一個實施例之放大系統的簡化示圖；
第4圖是在放大系統之加電處理期間用於該放大系統的簡化時序圖；
第5圖是示出根據本發明一個實施例之放大系統的簡化示圖；
第6圖是示出作為根據本發明一個實施例之放大系統一部分的電流產生器的某些組件的簡化示圖；
第7圖(a)是根據本發明實施例知在放大系統的加電處理期間該放大系統的簡化時序圖；
第7圖(b)是根據本發明實施例之在放大系統的斷電或關斷處理期間該放大系統的簡化時序圖；
第8圖是根據本發明另一實施例之在放大系統的加電處理期間該放大系統的簡化時序圖；
第9圖是示出根據本發明一個實施例之放大系統的簡化示圖；
第10圖是示出作為根據本發明一個實施例之放大系統一部分的電流產生器的某些組件的簡化示圖；
第11圖(a)是根據本發明實施例之在放大系統的加電處理期間該放大系統的簡化時序圖；以及
第11圖(b)是根據本發明實施例之在放大系統的斷電或關斷處理期間該放大系統的簡化時序圖。
500．．．放大系統
502、504、506．．．電容器
508、510、512．．．電阻器
514．．．可變電阻器
516、518．．．運算放大器
520．．．比較器
522．．．邏輯和閘極驅動器
524、526．．．電晶體
528．．．電容器
530．．．共模電壓組件
532．．．關斷控制組件
534．．．參考信號組件
536．．．振盪器
538．．．環路濾波器
540．．．調變器
542．．．輸出信號
544．．．斜坡信號
545．．．時鐘信號
546．．．參考電壓信號
548．．．參考電流信號
550．．．調變信號
552、554．．．閘極驅動信號
556．．．輸出信號
558．．．輸入音頻信號
560．．．信號
562．．．電感器
564．．．電阻器
566、568．．．電容器
570．．．輸出負載
572．．．放大器
574．．．關斷信號
576．．．關斷控制信號
578．．．輸入信號
580．．．電流信號
582．．．電流產生器

Claims (36)

  1. 一種用於將輸入信號放大以產生輸出信號的系統，該系統包括：環路濾波器和調變器，被配置以接收輸入信號、輸出信號和第一電壓信號，處理與所述輸入信號、輸出信號和第一電壓信號相關聯的信息，產生調變信號；電流產生器，被配置以接收所述第一電壓信號，處理與所述第一電壓信號和第一參考信號相關聯的信息，並且至少基於與所述第一電壓信號和所述第一參考信號相關聯的信息產生第一電流信號；振盪器，被配置以至少接收所述第一電流信號和第二參考信號，並且至少基於與所述第一電流信號和所述第二參考信號相關聯的信息產生第二電壓信號，所述第二電壓信號與調變頻率相關聯；以及比較器，被配置以接收所述第二電壓信號和第三電壓信號，並且至少基於與所述第二電壓信號和所述第三電壓信號相關聯的信息產生與所述調變頻率有關的調變信號，所述第三電壓信號至少與所述輸入信號、所述第一電壓信號和反饋信號有關，所述反饋信號與所述輸出信號相關聯；其中：如果所述第一電壓信號的大小增大，則所述第一電流信號減小；如果所述第一電流信號的大小減小，則所述調變頻率減小；如果所述第一電壓信號的大小減小，則所述第一電流信號增大；以及如果所述第一電流信號的大小增大，則所述調變頻率增大。
  2. 如申請專利範圍第1項所述的系統，其中，所述電流產生器包括：電流源，被配置以接收輸入電流；比較電路，該比較電路包括第一支路和第二支路，所述第一支路和所述第二支路被耦合到所述電流源；以及電流鏡電路，該電流鏡電路包括第三支路和第四支路，所述第三支路和所述第四支路彼此相耦合；其中：所述第一支路包括第一電晶體，所述第一電晶體包括第一閘極端子，所述第一閘極端子被配置以接收所述第一電壓信號；所述第一支路被配置以接收第一分支電流，所述第一分支電流是所述輸入電流的至少一部分；所述第二支路包括第二電晶體，所述第二電晶體包括第二閘極端子，所述第二閘極端子被配置以接收所述第一參考信號；所述第二支路被配置以接收第二分支電流，所述第二分支電流是所述輸入電流的至少一部分，所述輸入電流的大小等於所述第一分支電流和所述第二分支電流之和；其中：所述電流鏡電路被耦合到所述第一支路並被配置以在所述第三支路中產生第一鏡像電流，所述第一鏡像電流在大小上與所述第一支路電流成比例；以及所述電流鏡電路還被配置以在所述第四支路中輸出所述第一電流信號，所述第一電流信號在大小上與所述第一鏡像電流成比例。
  3. 如申請專利範圍第2項所述的系統，其中：所述第一電流信號的大小與第一電壓信號的大小相關聯；以及所述第一電流信號的大小不小於零。
  4. 如申請專利範圍第3項所述的系統，其中：當所述第一參考信號與所述第一電壓信號的大小之比接近無限大時，所述第一電流信號的大小接近所述輸入電流乘以所述電流鏡的比例係數；以及當所述第一參考信號與所述第一電壓信號的大小之比接近零時，所述第一電流信號的大小接近零。
  5. 如申請專利範圍第1項所述的系統，還包括：閘極驅動器，被配置以接收所述調變信號，並且至少基於與所述調變信號相關聯的信息產生第一驅動信號和第二驅動信號。
  6. 如申請專利範圍第5項所述的系統，還包括：第一開關，被配置以接收所述第一驅動信號；以及第二開關，被配置以接收所述第二驅動信號，所述第一開關和所述第二開關在第一節點處相耦合；其中，所述第一開關和所述第二開關還被配置以在所述第一節點處產生所述輸出信號。
  7. 如申請專利範圍第5項所述的系統，其中，所述第一驅動信號與所述第二驅動信號相同。
  8. 如申請專利範圍第1項所述的系統，其中，所述調變頻率與所述第一電流信號和所述第二參考信號的大小之和成比例。
  9. 如申請專利範圍第1項所述的系統，其中，所述電流產生器還被配置以：將所述第一電壓信號與所述第一參考信號相比較；如果所述第一電壓信號減去所述第一參考信號增大，則減小所述第一電流信號；以及如果所述第一電壓信號減去所述第一參考信號減小，則增大所述第一電流信號。
  10. 如申請專利範圍第9項所述的系統，其中，如果所述第一電流信號的大小減小，則所述調變頻率減小，並且如果所述第一電流信號的大小增大，則所述調變頻率增大。
  11. 如申請專利範圍第1項所述的系統，其中，所述調變信號包括脈衝寬度調變信號。
  12. 如申請專利範圍第1項所述的系統，其中，所述第二電壓信號與三角形波形相關聯。
  13. 如申請專利範圍第1項所述的系統，其中，所述電流產生器還被配置以接收所述第一電壓信號，所述第一電壓信號響應於所述系統的加電而增大到第一預定值並且保持在所述第一預定值，所述第一電壓信號響應於所述系統的斷電而從第二預定值減小。
  14. 如申請專利範圍第13項所述的系統，其中，所述第一預定值和所述第二預定值相同。
  15. 一種用於將輸入信號放大以產生輸出信號的系統，該系統包括：信號檢測組件，被配置以接收所述輸出信號並產生第一參考信號；信號選擇組件，被配置以接收所述第一參考信號和第一電壓信號，並且基於與所述第一參考信號和所述第一電壓信號相關聯的信息產生所選信號；環路濾波器和調變器，被配置以接收所述輸入信號、輸出信號和所選信號，處理與所述輸入信號、輸出信號和所選信號相關聯的信息，產生調變信號；電流產生器，被配置以接收所述第一參考信號和所述第一電壓信號，處理與所述第一參考信號、所述第一電壓信號和第二參考信號相關聯的信息，並且至少基於與所述第一參考信號、所述第一電壓信號和所述第二參考信號相關聯的信息產生第一電流信號；振盪器，被配置以至少接收所述第一電流信號和第三參考信號，並且至少基於與所述第一電流信號和所述第三參考信號相關聯的信息產生第二電壓信號，所述第二電壓信號與調變頻率相關聯；以及第一比較器，被配置以接收所述第二電壓信號和第三電壓信號，並且至少基於與所述第二電壓信號和所述第三電壓信號相關聯的信息產生與所述調變頻率有關的調變信號，所述第三電壓信號至少與所述輸入信號、所述所選信號和反饋信號有關，所述反饋信號與所述輸出信號相關聯；其中：如果所述第一電壓信號減去所述第一參考信號的大小增大，則所述第一電流信號減小；如果所述第一電流信號的大小減小，則所述調變頻率減小；如果所述第一電壓信號的大小減小，則所述第一電流信號增大；以及如果所述第一電流信號的大小增大，則所述調變頻率增大。
  16. 如申請專利範圍第15項所述的系統，其中，所述電流產生器包括：電流源，被配置以接收輸入電流；比較電路，該比較電路包括第一支路和第二支路，所述第一支路和所述第二支路被耦合到所述電流源；電流鏡電路，該電流鏡電路包括第三支路和第四支路，所述第三支路和所述第四支路彼此相耦合；以及算術組件，被配置以接收所述第一電壓信號和所述第一參考信號，並且產生比較信號；其中：所述第一支路包括第一電晶體，所述第一電晶體包括第一閘極端子，所述第一閘極端子被配置以接收所述比較信號；所述第二支路包括第二電晶體，所述第二電晶體包括第二閘極端子，所述第二閘極端子被配置以接收所述第二參考信號；所述第一支路被配置以接收第一分支電流，所述第一分支電流是所述輸入電流的至少一部分；所述第二支路被配置以接收第二分支電流，所述第二分支電流是所述輸入電流的至少一部分，所述輸入電流的大小等於所述第一分支電流和所述第二分支電流之和；所述電流鏡電路被耦合到所述第一支路並被配置以在第三支路中產生第一鏡像電流，所述第一鏡像電流在大小上與所述第一分支電流成比例；以及所述電流鏡電路還被配置以在所述第四電路分支中輸出所述第一電流信號，所述第一電流信號在大小上與所述第一鏡像電流成比例。
  17. 如申請專利範圍第16項所述的系統，其中：所述第一電流信號的大小不大於近所述輸入電流乘以所述電流鏡的比例係數；以及所述第一電流信號的大小不小於零。
  18. 如申請專利範圍第17項所述的系統，其中：當所述第二參考信號與所述比較信號的大小之比接近無限大時，所述第一電流信號的大小接近所述輸入電流乘以所述電流鏡的比例係數；以及當所述第二參考信號與所述比較信號的大小之比接近零時，所述第一電流信號的大小接近零。
  19. 如申請專利範圍第16項所述的系統，其中，所述比較信號的大小等於所述第一電壓信號減去所述第一參考信號。
  20. 如申請專利範圍第15項所述的系統，還包括閘極驅動器，被配置以接收所述調變信號，並且至少基於與所述調變信號相關聯的信息產生第一驅動信號和第二驅動信號。
  21. 如申請專利範圍第20項所述的系統，還包括：第一開關，被配置以接收所述第一驅動信號；以及第二開關，被配置以接收所述第二驅動信號，所述第一開關和所述第二開關在第一節點處相耦合；其中，所述第一開關和所述第二開關還被配置以在所述第一節點處產生所述輸出信號。
  22. 如申請專利範圍第20項所述的系統，其中，所述第一驅動信號與所述第二驅動信號相同。
  23. 如申請專利範圍第15項所述的系統，其中，所述調變頻率的大小與所述第一電流信號和所述第三參考信號的大小之和成比例。
  24. 如申請專利範圍第15項所述的系統，其中，所述電流產生器還被配置以：將所述比較信號與所述第二參考信號相比較；如果所述比較信號減去所述第二參考信號增大，則減小所述第一電流信號；以及如果所述比較信號減去所述第二參考信號減小，則增大所述第一電流信號。
  25. 如申請專利範圍第24項所述的系統，其中，如果所述第一電流信號的大小減小，則所述調變頻率減小，並且如果所述第一電流信號的大小增大，則所述調變頻率增大。
  26. 如申請專利範圍第15項所述的系統，其中，所述電流產生器還被配置以接收所述第一電壓信號，所述第一電壓信號響應於所述系統的加電而增大到第一預定值並且保持在所述第一預定值，所述第一電壓信號響應於所述系統的斷電而從第二預定值減小。
  27. 如申請專利範圍第26項所述的系統，其中，所述第一預定值和所述第二預定值相同。
  28. 如申請專利範圍第15項所述的系統，其中，如果所述第一參考信號的大小大於所述第一電壓信號，則所述所選信號與所述第一參考信號相同。
  29. 如申請專利範圍第15項所述的系統，其中，如果所述第一參考信號的大小不大於所述第一電壓信號，則所述所選信號與所述第一電壓信號相同。
  30. 如申請專利範圍第15項所述的系統，其中，如果一控制信號指示所述系統的加電，則所述信號檢測組件還被配置以接收所述控制信號來產生所述第一參考信號。
  31. 如申請專利範圍第30項所述的系統，其中：所述信號檢測組件包括直流(DC)檢測器以及採樣和保持組件；所述直流(DC)檢測器被配置以接收所述輸出信號並產生檢測信號，所述檢測信號表示所述輸出信號的直流(DC)分量；以及所述採樣和保持組件被配置以接收所述控制信號和所述檢測信號，並且至少響應於所述控制信號產生所述第一參考信號。
  32. 如申請專利範圍第31項所述的系統，其中，如果所述控制信號指示所述系統的加電，則所述採樣和保持組件對所述檢測信號採樣。
  33. 如申請專利範圍第32項所述的系統，其中，所述第一參考信號具有恒定大小，至少直到所述採樣和保持組件再次對所述檢測信號採樣為止。
  34. 一種用於將輸入信號放大以產生輸出信號的方法，該方法包括：接收第一電壓信號；處理與所述第一電壓信號和第一參考信號相關聯的信息；至少基於與所述第一電壓信號和所述第一參考信號相關聯的信息產生第一電流信號；至少接收所述第一電流信號和第二參考信號；處理與所述第一電流信號和所述第二參考信號相關聯的信息；至少基於與所述第一電流信號和所述第二參考信號相關聯的信息產生第二電壓信號，所述第二電壓信號與調變頻率相關聯；接收所述第二電壓信號和第三電壓信號；處理與所述第二電壓信號和所述第三電壓信號相關聯的信息；以及至少基於與所述第二電壓信號和所述第三電壓信號相關聯的信息產生與所述調變頻率有關的調變信號，所述第三電壓信號至少與所述輸入信號、所述第一電壓信號和反饋信號有關，所述反饋信號與所述輸出信號相關聯；其中：如果所述第一電壓信號的大小增大，則所述第一電流信號減小；如果所述第一電流信號的大小減小，則所述調變頻率減小；如果所述第一電壓信號的大小減小，則所述第一電流信號增大；以及如果所述第一電流信號的大小增大，則所述調變頻率增大。
  35. 一種用於將輸入信號放大以產生輸出信號的方法，該方法包括：接收所述輸出信號；處理與所述輸出信號相關聯的信息；產生第一參考信號；接收所述第一參考信號和第一電壓信號；處理與所述第一參考信號和所述第一電壓信號相關聯的信息；基於與所述第一參考信號和所述第一電壓信號相關聯的信息產生所選信號；接收所述第一參考信號和所述第一電壓信號；處理與所述第一參考信號、所述第一電壓信號和第二參考信號相關聯的信息；至少基於與所述第一參考信號、所述第一電壓信號和所述第二參考信號相關聯的信息產生第一電流信號；至少接收所述第一電流信號和第三參考信號；處理與所述第一電流信號和所述第三參考信號相關聯的信息；至少基於與所述第一電流信號和所述第三參考信號相關聯的信息產生第二電壓信號，所述第二電壓信號與調變頻率相關聯；接收所述第二電壓信號和第三電壓信號；處理與所述第二電壓信號和所述第三電壓信號相關聯的信息；以及至少基於與所述第二電壓信號和所述第三電壓信號相關聯的信息產生與所述調變頻率有關的調變信號，所述第三電壓信號至少與所述輸入信號、所述所選信號和反饋信號有關，所述反饋信號與所述輸出信號相關聯；其中：如果所述第一電壓信號的大小增大，則所述第一電流信號減小；如果所述第一電流信號的大小減小，則所述調變頻率減小；如果所述第一電壓信號的大小減小，則所述第一電流信號增大；以及 如果所述第一電流信號的大小增大，則所述調變頻率增大。
  36. 一種用於將輸入信號放大以產生輸出信號的方法，該方法包括：接收所述輸出信號；處理與所述輸出信號相關聯的信息；產生第一參考信號；接收所述第一參考信號和第一電壓信號；處理與所述第一參考信號和所述第一電壓信號相關聯的信息；基於與所述第一參考信號和所述第一電壓信號相關聯的信息產生所選信號；接收所述第一參考信號和所述第一電壓信號；處理與所述第一參考信號、所述第一電壓信號和第二參考信號相關聯的信息；以及至少基於與所述第一參考信號、所述第一電壓信號和所述第二參考信號相關聯的信息產生與所述調變頻率有關的調變信號；其中：如果所述第一電壓信號的大小增大，則所述調變頻率減小；如果所述第一電壓信號的大小減小，則所述調變頻率增大。
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Families Citing this family (19)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP5676961B2 (ja) * 2010-07-30 2015-02-25 スパンション エルエルシー 電源の制御回路、電子機器及び電源の制御方法
CN102984629B (zh) 2011-09-06 2014-12-17 昂宝电子（上海）有限公司 用于音频放大系统中降噪的方法
CN102984630B (zh) 2011-09-06 2015-12-02 昂宝电子（上海）有限公司 用于音频放大系统中减少失真的系统和方法
TWI508430B (zh) * 2012-08-30 2015-11-11 Anpec Electronics Corp 具有防爆音功能之單端輸出ｄ類放大器
US9685919B2 (en) 2013-08-21 2017-06-20 On-Bright Electronics (Shanghai) Co., Ltd. Amplification systems and methods with output regulation
CN103441739B (zh) * 2013-08-21 2015-04-22 昂宝电子（上海）有限公司 具有一个或多个通道的放大系统和方法
CN104467710B (zh) * 2013-09-12 2018-05-04 意法半导体研发(深圳)有限公司 音频设备中去除pop噪声的方法与电路
GB2557051B (en) * 2013-10-23 2018-08-22 Cirrus Logic Int Semiconductor Ltd Class-D amplifier circuits
US9253569B2 (en) * 2013-12-20 2016-02-02 Infineon Technologies Ag System and method for a cancelation circuit
US9742366B2 (en) * 2015-07-14 2017-08-22 Qualcomm Incorporated Differential class-D amplifier
US10027294B2 (en) * 2015-09-11 2018-07-17 Mediatek Inc. Class-D amplifier with pulse-width modulation common-mode control and associated method for performing class-D amplification
TWI591945B (zh) * 2016-01-20 2017-07-11 Acbel Polytech Inc Preventive voltage ripple feedforward control circuit and method
US10063251B2 (en) * 2016-07-15 2018-08-28 Mediatek Inc. Low-noise current-in class D amplifier with slew rate control mechanism
US11005427B2 (en) * 2018-08-27 2021-05-11 Rgb Systems, Inc. Audible noise reduction in an audio power amplifier
CN113630093B (zh) * 2020-05-09 2023-07-18 博通集成电路（上海）股份有限公司 功率放大器和过流保护电路
IT202000017506A1 (it) 2020-07-17 2022-01-17 St Microelectronics Srl Apparecchiatura elettronica comprendente uno stadio di uscita di tipo switching, disposizione circuitale e procedimento corrispondenti
CN113271095B (zh) * 2021-04-22 2022-03-18 巨风芯科技(深圳)有限公司 一种共模瞬变抗扰电路及调制解调电路
US12003222B2 (en) * 2021-08-13 2024-06-04 Texas Instruments Incorporated Methods and apparatus to generate a modulation protocol to output audio
US12034420B2 (en) 2021-09-30 2024-07-09 Texas Instruments Incorporated Switching amplifier having linear transition totem pole modulation

Citations (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6016075A (en) * 1997-06-04 2000-01-18 Lord Corporation Class-D amplifier input structure
TW200618464A (en) * 2004-10-18 2006-06-01 Monolithic Power Systems Inc Low noise audio amplifier
TWM309289U (en) * 2006-10-03 2007-04-01 Princeton Technology Corp Audio amplifier capable of performing self-oscillation
US20080284508A1 (en) * 2007-05-15 2008-11-20 Walker Brett C Output circuits with class d amplifier
TW201021405A (en) * 2008-11-19 2010-06-01 Ind Tech Res Inst Power amplifier and modulator therein
TW201105026A (en) * 2009-07-24 2011-02-01 Wistron Corp High efficiency audio amplifier and method thereof
TW201116961A (en) * 2009-11-11 2011-05-16 Richtek Technology Corp Frequency control circuit and method for a non-constant frequency voltage regulator

Family Cites Families (39)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4415863A (en) * 1981-03-24 1983-11-15 Pioneer Electronic Corporation Pulse width modulation amplifier
GB2131240A (en) 1982-11-05 1984-06-13 Philips Electronic Associated Frequency synthesiser
US4890248A (en) 1987-06-01 1989-12-26 Hughes Aircraft Company Method and apparatus for reducing aliasing in signal processing
US5363055A (en) 1993-03-15 1994-11-08 General Electric Company Photodiode preamplifier with programmable gain amplification
US6201417B1 (en) * 1994-09-02 2001-03-13 Semiconductor Components Industries, Llc. Shaping a current sense signal by using a controlled slew rate
US5841313A (en) 1995-08-30 1998-11-24 Cherry Semiconductor Corporation Switch with programmable delay
US5973368A (en) * 1996-06-05 1999-10-26 Pearce; Lawrence G. Monolithic class D amplifier
US6229389B1 (en) * 1998-11-18 2001-05-08 Intersil Corporation Class D modulator with peak current limit and load impedance sensing circuits
TW427053B (en) 1999-03-10 2001-03-21 Nat Science Council Low voltage switched capacitor integrator having offset voltage compensation and the filter using the same
US6975665B1 (en) 2000-05-26 2005-12-13 Freescale Semiconductor, Inc. Low power, high resolution timing generator for ultra-wide bandwidth communication systems
US7091795B1 (en) 2001-10-09 2006-08-15 Zilog, Inc. Modulating ramp angle in a digital frequency locked loop
DE10231183A1 (de) 2002-07-10 2004-01-29 Infineon Technologies Ag Verstärkerschaltung
JP4110926B2 (ja) * 2002-07-11 2008-07-02 富士電機デバイステクノロジー株式会社 Ｄｃ−ｄｃコンバータ
US7002406B2 (en) * 2003-05-16 2006-02-21 Texas Instruments Incorporated Loop filter for class D amplifiers
US6998850B2 (en) 2003-10-10 2006-02-14 Agilent Technologies, Inc. Systems and methods for measuring picoampere current levels
US7075353B1 (en) 2004-01-05 2006-07-11 National Semiconductor Corporation Clock generator circuit stabilized over temperature, process and power supply variations
US7345533B2 (en) 2004-03-26 2008-03-18 Asp Technologies PWM digital amplifier with high-order loop filter
US7221216B2 (en) 2004-05-18 2007-05-22 Nphysics, Inc. Self-oscillating switching amplifier
US7315202B2 (en) 2004-07-02 2008-01-01 Yamaha Corporation Pulse-width modulation amplifier and suppression of clipping therefor
JP2006066998A (ja) 2004-08-24 2006-03-09 Flying Mole Corp 帰還回路
GB2429351B (en) 2005-08-17 2009-07-08 Wolfson Microelectronics Plc Feedback controller for PWM amplifier
US7557622B2 (en) 2005-10-17 2009-07-07 Harman International Industries, Incorporated Precision triangle waveform generator
US7400191B2 (en) * 2006-04-07 2008-07-15 Manuel De Jesus Rodriguez Switching power amplifier
KR100746201B1 (ko) 2006-05-13 2007-08-03 삼성전자주식회사 Ｐｗｍ변조기와 이를 구비하는 ｄ급 증폭기
US7492219B1 (en) 2006-08-10 2009-02-17 Marvell International Ltd. Power efficient amplifier
US7944192B2 (en) 2006-10-06 2011-05-17 Intersil Americas Inc. Hysteretic power-supply controller with adjustable switching frequency, and related power supply, system, and method
WO2008110987A2 (en) 2007-03-14 2008-09-18 Nxp B.V. A data processing system for clipping correction
TWI343173B (en) 2007-08-09 2011-06-01 Ind Tech Res Inst Power amplifier and method for reducing common noise of power amplifier
JP4971086B2 (ja) 2007-09-13 2012-07-11 株式会社リコー スイッチングレギュレータ及びそのパルス幅制限値調整方法
TWI361427B (en) 2007-11-23 2012-04-01 Sunplus Technology Co Ltd Apparatus and method for detecting a defect of an optical disc
TWI353718B (en) * 2007-12-25 2011-12-01 Anpec Electronics Corp Switching amplifier
GB2459304B (en) 2008-04-18 2013-02-20 Nujira Ltd Improved pulse width modulation
TWM365017U (en) 2009-04-03 2009-09-11 Amazing Microelectronic Corp D-class amplifier
US8351880B1 (en) 2009-07-22 2013-01-08 Rf Micro Devices, Inc. Saturation corrected power amplifier integration loop
US7852156B1 (en) * 2009-08-21 2010-12-14 Amazing Microelectronic Corp. Class-D power amplifier having distortion-suppressing function
US8913971B2 (en) 2010-04-20 2014-12-16 Rf Micro Devices, Inc. Selecting PA bias levels of RF PA circuitry during a multislot burst
CN102984629B (zh) 2011-09-06 2014-12-17 昂宝电子（上海）有限公司 用于音频放大系统中降噪的方法
CN102984630B (zh) 2011-09-06 2015-12-02 昂宝电子（上海）有限公司 用于音频放大系统中减少失真的系统和方法
CN103078489B (zh) 2011-10-25 2015-12-16 昂宝电子（上海）有限公司 用于利用开关频率抖动减少电磁干扰的系统和方法

Patent Citations (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6016075A (en) * 1997-06-04 2000-01-18 Lord Corporation Class-D amplifier input structure
TW200618464A (en) * 2004-10-18 2006-06-01 Monolithic Power Systems Inc Low noise audio amplifier
TWM309289U (en) * 2006-10-03 2007-04-01 Princeton Technology Corp Audio amplifier capable of performing self-oscillation
US20080284508A1 (en) * 2007-05-15 2008-11-20 Walker Brett C Output circuits with class d amplifier
TW201021405A (en) * 2008-11-19 2010-06-01 Ind Tech Res Inst Power amplifier and modulator therein
TW201105026A (en) * 2009-07-24 2011-02-01 Wistron Corp High efficiency audio amplifier and method thereof
TW201116961A (en) * 2009-11-11 2011-05-16 Richtek Technology Corp Frequency control circuit and method for a non-constant frequency voltage regulator

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US8558609B2 (en) 2013-10-15

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