JP2013157847A - 三角波発生回路およびｄ級増幅器 - Google Patents

Abstract

【課題】 波高値の時変動の少ない三角波信号を出力可能な三角波発生回路を提供する。
【解決手段】 Ｐチャネルトランジスタ１１、１２のソースは高電位側電源ＶＤＤに接続され、Ｎチャネルトランジスタ２１、２２のソースは接地されている。Ｐチャネルトランジスタ１１、１２の各ドレインと三角波信号出力ノードとの間には、Ｐチャネルトランジスタ３１、３２が各々介挿され、Ｎチャネルトランジスタ２１、２２の各ドレインと三角波信号出力ノードとの間には、Ｎチャネルトランジスタ４１、４２が各々介挿され、三角波信号出力ノードはキャパシタ５０を介して接地されている。タイミングジェネレータ７０は、Ｐチャネルトランジスタ３１および３２を所定時間ずつ順次選択し、選択したものをＯＮとする制御と、Ｎチャネルトランジスタ４１および４２を所定時間ずつ順次選択し、選択したものをＯＮとする制御を交互に繰り返す。
【選択図】図２

Description

この発明は、三角波発生回路および三角波発生回路を備えたＤ級増幅器に関する。

周知の通り、Ｄ級増幅器は、入力信号に応じてパルス幅変調されたパルス列を出力する増幅器であり、スピーカ等の負荷を駆動するためのパワーアンプとして用いられている。この種のＤ級増幅器では、パルス幅変調に用いるためのキャリアとして三角波信号が一般的に用いられる。図５はこの三角波信号を発生する三角波発生回路の構成例を示す回路図である。図５に示すように、三角波発生回路は、高電位側電源ＶＤＤおよび低電位側電源であるグラウンド間に順次直列に介挿された定電流源１、スイッチＳＷ１、スイッチＳＷ２および定電流源２を有している。そして、スイッチＳＷ１およびＳＷ２間の共通ノードとグラウンドとの間にキャパシタ３が介挿されている。ここで、定電流源１および２とスイッチＳＷ１およびＳＷ２は、ＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor；金属−酸化膜−半導体構造の電界効果トランジスタであり、以下、単にトランジスタという）により構成されている。また、定電流源１および２は、同じ大きさの電流Ｉ０を流すように設計されている。

図６は図５に示す三角波発生回路の動作を示すタイムチャートである。図６に示すように、スイッチＳＷ１およびＳＷ２は、交互に一定時間ＴずつＯＮにされる。スイッチＳＷ１がＯＮである間は、定電流源１がスイッチＳＷ１を介して充電電流Ｉ０をキャパシタ３に流すため、キャパシタ３の充電電圧ＶＣは充電電流Ｉ０に比例した勾配で上昇する。そして、スイッチＳＷ２がＯＮである間は、定電流源２がスイッチＳＷ２を介してキャパシタ３に放電電流Ｉ０を流すため、キャパシタ３の充電電圧ＶＣは放電電流Ｉ０に比例した勾配で低下する。この結果、キャパシタ３の充電電圧ＶＣは、一定時間Ｔずつ交互に同じ勾配での上昇と低下を繰り返す周期２Ｔの三角波信号となる。

特開２００４−２６６７８０号公報

ところで、上述した従来の三角波発生回路では、トランジスタにより構成された定電流源１および２は１／ｆノイズや熱ノイズの影響を受ける。このため、定電流源１および２には、設計目標通りの電流Ｉ０に１／ｆノイズや熱ノイズに起因したノイズ成分Ｉｎｏｉｓｅが加わった電流Ｉ０＋Ｉｎｏｉｓｅが流れ、しかもノイズ成分Ｉｎｏｉｓｅは時々刻々と変化する。ここで、図５に示す三角波発生回路の定電流源１に流れる電流Ｉ０に対して正のノイズ成分Ｉｎｏｉｓｅが加わると、図６に示すように、そのノイズ成分Ｉｎｏｉｓｅの大きさに応じて三角波信号の電圧値ＶＣの上昇時の勾配が大きくなり、負のノイズ成分Ｉｎｏｉｓｅが加わると、そのノイズ成分Ｉｎｏｉｓｅの大きさに応じて三角波信号の電圧値ＶＣの上昇時の勾配が小さくなる。一方、定電流源２に流れる電流Ｉ０に正のノイズ成分Ｉｎｏｉｓｅが加わると、そのノイズ成分Ｉｎｏｉｓｅの大きさに応じて三角波信号の電圧値ＶＣの低下時の勾配が大きくなり、負のノイズ成分Ｉｎｏｉｓｅが加わると、そのノイズ成分Ｉｎｏｉｓｅの大きさに応じて三角波信号の電圧値ＶＣの低下時の勾配が小さくなる。このように三角波信号の勾配が定電流源１および２の電流値に依存するため、定電流源１および２の電流値が１／ｆノイズや熱ノイズの影響により時変動すると、三角波発生回路から出力される三角波信号の波高値が時変動することとなる。ここで、キャパシタ３の容量値をＣとすると、ノイズ成分Ｉｎｏｉｓｅに起因して三角波信号の波高値に現われる変動の大きさはＩｎｏｉｓｅ・Ｔ／Ｃとなる。このように波高値が時変動する三角波信号をキャリアとして使用してＤ級増幅器におけるパルス幅変調が行われた場合、時変動の大きさによってはＤ級増幅器の動作が不安定になるという問題があった。

この発明は以上のような事情に鑑みてなされたものであり、波高値の時変動の少ない三角波信号を出力することができる三角波発生回路を提供することを目的としている。

この発明は、高電位側電源に各々接続された複数の高電位側定電流源と、低電位側電源に各々接続された複数の低電位側定電流源と、一方の電極が三角波出力ノードに接続され、他方の電極が基準電源に接続されたキャパシタと、前記複数の高電位側電流源と前記三角波出力ノードとの間に各々介挿された複数の高電位側スイッチと、前記複数の低電位側電流源と前記三角波出力ノードとの間に各々介挿された複数の低電位側スイッチと、前記複数の低電位側スイッチをＯＦＦとするとともに、前記複数の高電位側スイッチを所定時間ずつ順次選択し、選択した高電位側スイッチのみをＯＮとし、他の高電位側スイッチをＯＦＦとする制御と、前記複数の高電位側スイッチをＯＦＦとするとともに、前記複数の低電位側スイッチを所定時間ずつ順次選択し、選択した低電位側スイッチのみをＯＮとし、他の低電位側スイッチをＯＦＦとする制御とを交互に繰り返す制御手段とを具備することを特徴とする三角波発生回路を提供する。

この発明によれば、三角波信号の上昇過程では、複数の高電位側定電流源が順次選択され、選択された高電位側定電流源の出力電流がキャパシタに流れ、三角波信号の低下過程では、複数の低電位側定電流源が順次選択され、選択された低電位側定電流源の出力電流がキャパシタに流れる。従って、三角波信号の上昇過程では、複数の高電位側定電流源の各出力電流に含まれるノイズ成分が相殺し、三角波信号の低下過程では、複数の低電位側定電流源の各出力電流に含まれるノイズ成分が相殺し、三角波信号の波高値の時変動が低減される。

なお、特許文献１は、三角波発生回路を利用したパルス幅変調器に関するものであるが、キャパシタの充放電に使用する定電流源の電流値を切り換える技術を開示している。しかし、特許文献１では、ノイズの低減のため、三角波信号の周期に同期させて定電流源の電流値を切り換えることにより三角波周波数を拡散させるものであり、本願発明のように波高値の時変動を低減するために、三角波信号の上昇過程、低下過程の途中においてキャパシタの充放電に用いる定電流源を切り換えるものではない。

この発明の第１実施形態である三角波発生回路を使用したＤ級増幅器の構成を示すブロック図である。 同実施形態による三角波発生回路の構成を示す回路図である。 同実施形態の動作を示すタイムチャートである。 この発明の第２実施形態である三角波発生回路の構成を示す回路図である。 従来の三角波発生回路の構成を示す回路図である。 同三角波発生回路の動作を示すタイムチャートである。

以下、図面を参照し、この発明の実施形態について説明する。
＜第１実施形態＞
図１はこの発明の第１実施形態である三角波発生回路４０を用いたＤ級増幅器の構成を示すブロック図である。図１において、Ｄ級増幅器は、減衰部１０と、誤差積分器２０と、パルス幅変調器３０と、本実施形態による三角波発生回路４０と、クリップ防止制御部５０と、ノイズゲート制御部６０とを有する。減衰部１０には、増幅対象である入力オーディオ信号ＶＩが与えられる。クリップ防止制御部５０から減衰指令パルス（後述）が与えられない場合、減衰部１０は入力オーディオ信号ＶＩをそのまま通過させ、オーディオ信号ＶＩ’として出力する。誤差積分器２０は、減衰部１０を介して供給されるオーディオ信号ＶＩ’とパルス幅変調器３０から出力される出力デジタル信号ＶＯとの誤差を積分し、積分結果を示す変調信号ＶＭを出力する。パルス幅変調器３０は、三角波発生回路４０が出力する三角波信号ＴＲをキャリアとして使用し、変調信号ＶＭによりパルス幅変調されたパルス列である出力デジタル信号ＶＯを出力する。

変調信号ＶＭが三角波信号ＴＲの波高値の範囲、より具体的には最高値ＶＰＰと最低値ＶＰＮの範囲内にある場合、変調信号ＶＭのレベルに比例したデューティ比を持ったパルス列が出力デジタル信号ＶＯとしてパルス幅変調器３０から出力される。

しかし、変調信号ＶＭのレベルが三角波信号ＴＲの最高値ＶＰＰを上回り、あるいは三角波信号ＴＲの最低値ＶＰＮを下回ると、出力デジタル信号ＶＯのレベルが継続的にＨレベルあるいはＬレベルとなるクリップが発生する。

クリップ防止制御部５０は、このようなクリップの発生を検知したとき、三角波信号ＴＲの周期に同期した減衰指令パルスを出力する。減衰部１０は、この減衰指令パルスが非アクティブレベルである期間、入力オーディオ信号ＶＩをそのままオーディオ信号ＶＩ’として出力し、減衰指令パルスがアクティブレベルである期間、オーディオ信号ＶＩ’を０Ｖとすることにより、誤差積分器２０に対して入力されるオーディオ信号ＶＩ’を減衰させる。このようにして出力デジタル信号ＶＯにクリップが発生すると、クリップ防止制御部５０が減衰指令パルスを発生してＤ級増幅器のゲインを低下させ、クリップの発生しない状態に移行させる。

また、ノイズゲート制御部６０は、入力オーディオ信号ＶＩのレベルが所定の閾値以内になった場合に、入力オーディオ信号ＶＩが供給されない無信号入力状態になったと判定し、パルス幅変調器３０に対して入力される変調信号ＶＭのレベルを強制的に変調度０を指示するレベルに設定する。

このノイズゲート制御部６０の働きにより、無信号入力時に雑音が変調信号ＶＭとしてパルス幅変調器３０に入力されるのを防止し、出力デジタル信号ＶＯのパルス幅に時変動が発生するのを防止することができる。

図２は本実施形態による三角波発生回路４０の構成例を示す回路図である。図２において、Ｐチャネルトランジスタ１１および１２は、各々高電位側定電流源として機能するトランジスタであり、各々のソースが高電位側電源ＶＤＤに接続され、各々のゲートには基準電圧ＶＲＥＦＰが与えられる。Ｎチャネルトランジスタ２１および２２は、各々低電位側定電流源として機能するトランジスタであり、各々のソースが低電位側電源であるグラウンドに接続され、各々のゲートには基準電圧ＶＲＥＦＮが与えられる。Ｐチャネルトランジスタ３１および３２は、各々高電位側スイッチとして機能するトランジスタであり、各々のソースがＰチャネルトランジスタ１１および１２の各ドレインに各々接続され、各々のゲートにはクロックＣＫ１およびＣＫ２が各々与えられる。Ｎチャネルトランジスタ４１および４２は、各々低電位側スイッチとして機能するトランジスタであり、各々のソースがＮチャネルトランジスタ２１および２２の各ドレインに各々接続され、各々のゲートにはクロックＣＫ３およびＣＫ４が各々与えられる。

Ｐチャネルトランジスタ３１および３２の各ドレインとＮチャネルトランジスタ４１および４２の各ドレインは共通接続されており、この共通接続点が三角波信号ＴＲの出力ノードとなっている。そして、この三角波信号ＴＲの出力ノードと低電位側電源たるグラウンドとの間にキャパシタ５０が介挿されている。

Ｐチャネルトランジスタ６１および６２、定電流源６３、Ｎチャネルトランジスタ６４は、基準電圧ＶＲＥＦＰおよびＶＲＥＦＮを発生するための回路を構成している。ここで、Ｐチャネルトランジスタ６１は、ソースが高電位側電源ＶＤＤに接続され、ドレインおよびゲートが共通接続されている。そして、Ｐチャネルトランジスタ６１のドレインおよびゲートの共通接続点とグラウンドとの間に定電流源６３が介挿されている。また、Ｐチャネルトランジスタ６１のドレインおよびゲートの共通接続点に発生する基準電圧ＶＲＥＦＰが、Ｐチャネルトランジスタ６２、１１および１２の各ゲートに与えられる。Ｐチャネルトランジスタ６２は、ソースが高電位側電源ＶＤＤに接続されている。Ｎチャネルトランジスタ６４は、ソースがグラウントに接続され、ドレインおよびゲートがＰチャネルトランジスタ６２のドレインに接続されている。そして、Ｎチャネルトランジスタ６４のドレインおよびゲートの共通接続点に発生する基準電圧ＶＲＥＦＮが、Ｎチャネルトランジスタ２１および２２の各ゲートに与えられる。

以上の構成において、Ｐチャネルトランジスタ６１には、定電流源６３の出力電流がドレイン電流として流れる。そして、Ｐチャネルトランジスタ６１、１１および１２はカレントミラーを構成している。従って、Ｐチャネルトランジスタ１１および１２は、定電流源６３の出力電流に比例した電流を流す高電位側定電流源として機能する。

また、図２の回路では、Ｐチャネルトランジスタ６１および６２がカレントミラーを構成しており、Ｎチャネルトランジスタ６４、２１および２２がカレントミラーを構成している。従って、Ｎチャネルトランジスタ２１および２２は、定電流源６３の出力電流に比例した電流を流す低電位側定電流源として機能する。

本実施形態では、Ｐチャネルトランジスタ１１および１２並びにＮチャネルトランジスタ２１および２２が同じ大きさの電流Ｉ０を流す定電流源として機能するように、各カレントミラーを構成する各トランジスタのサイズが設計されている。

タイミングジェネレータ７０は、高電位側スイッチであるＰチャネルトランジスタ３１および３２を順次選択し、選択したトランジスタのみを一定時間Ｔ／２ずつＯＮとするクロックＣＫ１およびＣＫ２を発生する制御と、低電位側スイッチであるＮチャネルトランジスタ４１および４２を順次選択し、選択したトランジスタのみを一定時間Ｔ／２ずつＯＮとするクロックＣＫ３およびＣＫ４を発生する制御とを交互に繰り返す制御手段として機能する。本実施形態におけるタイミングジェネレータ７０は、一定周期Ｔ／２のクロックＣＫ０に基づき、クロックＣＫ１〜ＣＫ４を発生する。

図３は本実施形態の動作を示すタイムチャートである。図３に示すように、タイミングジェネレータ７０は、クロックＣＫ０に同期して、まず、クロックＣＫ１を一定時間Ｔ／２だけＬレベルとし、次いでクロックＣＫ２を一定時間Ｔ／２だけＬレベルとし、次いでクロックＣＫ３を一定時間Ｔ／２だけＨレベルとし、次いでクロックＣＫ４を一定時間Ｔ／２だけＨレベルとする制御を周期的に繰り返す。

クロックＣＫ１がＬレベルである期間は、Ｐチャネルトランジスタ３１がＯＮとなるため、Ｐチャネルトランジスタ１１のドレイン電流がＰチャネルトランジスタ３１を介してキャパシタ５０に流れ込む。また、クロックＣＫ２がＬレベルである期間は、Ｐチャネルトランジスタ３２がＯＮとなるため、Ｐチャネルトランジスタ１２のドレイン電流がＰチャネルトランジスタ３２を介してキャパシタ５０に流れ込む。この結果、キャパシタ５０の充電電圧である三角波信号ＴＲは最低値ＶＰＮから最高値ＶＰＰまで立ち上がる。ここで、前半の時間Ｔ／２の期間における三角波信号ＴＲの勾配は、Ｐチャネルトランジスタ１１のドレイン電流値に依存し、後半の時間Ｔ／２の期間における三角波信号ＴＲの勾配は、Ｐチャネルトランジスタ１２のドレイン電流値に依存する。

次にクロックＣＫ３がＨレベルである期間は、Ｎチャネルトランジスタ４１がＯＮとなるため、キャパシタ５０からＮチャネルトランジスタ４１を介してＮチャネルトランジスタ２１にドレイン電流が流れる。また、クロックＣＫ４がＨレベルである期間は、Ｎチャネルトランジスタ４２がＯＮとなるため、キャパシタ５０からＮチャネルトランジスタ４２を介してＮチャネルトランジスタ２２にドレイン電流が流れる。この結果、キャパシタ５０の充電電圧である三角波信号ＴＲは最高値ＶＰＰから最低値ＶＰＮまで立ち下がる。ここで、前半の時間Ｔ／２の期間における三角波信号ＴＲの勾配は、Ｎチャネルトランジスタ２１のドレイン電流値に依存し、後半の時間Ｔ／２の期間における三角波信号ＴＲの勾配は、Ｎチャネルトランジスタ２２のドレイン電流値に依存する。

さて、本実施形態による三角波発生回路４０は、Ｐチャネルトランジスタ１１および１２並びにＮチャネルトランジスタ２１および２２に同じ大きさの電流値Ｉ０が流れるように設計されている。しかし、各トランジスタ１１、１２、２１および２２では、１／ｆノイズや熱ノイズが発生するため、各トランジスタ１１、１２、２１および２２に流れるドレイン電流値は、設計値Ｉ０に対して１／ｆノイズや熱ノイズに対応したノイズ成分Ｉｎｏｉｓｅが加わった電流値Ｉ０＋Ｉｎｏｉｓｅとなる。しかしながら、トランジスタ１１、１２、２１および２２は、別個の独立したトランジスタなので、各トランジスタにおけるドレイン電流のノイズ成分Ｉｎｏｉｓｅはランダムに生じる。そして、三角波信号ＴＲのレベルが上昇する過程では、Ｐチャネルトランジスタ１１のドレイン電流に加わるノイズ成分ＩｎｏｉｓｅとＰチャネルトランジスタ１２のドレイン電流に加わるノイズ成分Ｉｎｏｉｓｅとを平均化したノイズ成分が電圧上昇分ＶＰＰ−ＶＰＮの変動要因となる。ここで、電圧上昇分ＶＰＰ−ＶＰＮの変動要因となるノイズ成分の平均値の絶対値は、Ｐチャネルトランジスタ１１のドレイン電流に加わるノイズ成分ＩｎｏｉｓｅとＰチャネルトランジスタ１２のドレイン電流に加わるノイズ成分Ｉｎｏｉｓｅのうち絶対値の大きい方の絶対値よりも小さくなる。三角波信号ＴＲのレベルが低下する過程についても同様である。このため、本実施形態によれば、高電位側定電流源としてのＰチャネルトランジスタおよび低電位側定電流源としてのＮチャネルトランジスタを１個ずつ使用した従来の三角波発生回路に比べて、三角波信号ＴＲの最高値ＶＰＰおよび最低値ＶＰＮの時変動を少なくすることができる。

以上説明を簡単にするため、高電位側定電流源となるトランジスタが２個、低電位側定電流源となるトランジスタが２個である構成を例に説明したが、高電位側定電流源となるトランジスタおよび低電位側定電流源となるトランジスタの各々の個数が多いほど、最高値ＶＰＰおよび最低値ＶＰＮの時変動の低減効果は大きくなる。さらに詳述すると、高電位側定電流源となるトランジスタおよび低電位側定電流源となるトランジスタの各々の個数をＮとした場合、三角波信号ＴＲの上昇過程を通じての平均的なノイズ成分および三角波信号ＴＲの低下過程を通じての平均的なノイズ成分は、Ｉｎｏｉｓｅ／√Ｎになる。従って、高電位側定電流源となるトランジスタおよび低電位側定電流源となるトランジスタの個数Ｎを多くする程、三角波信号ＴＲの最高値ＶＰＰおよび最低値ＶＰＮの時変動を少なくすることができる。

次に本実施形態による三角波発生回路４０を採用したことによってＤ級増幅器にもたらされる効果について説明する。上述したように図１に示すＤ級増幅器では、変調信号ＶＭが三角波信号ＴＲの最高値ＶＰＰを上回ったとき、あるいは最低値ＶＰＮを下回ったときに、クリップ防止制御部５０によりＤ級増幅器のゲインを低下させる制御が行われる。ここで、三角波信号ＴＲの最高値ＶＰＰおよび最低値ＶＰＮに時変動が生じると、ゲインを低下させる制御が行われる変調信号ＶＭのレベルが時変動する。このため、ゲインを低下させる制御の働く入力オーディオ信号ＶＩの振幅に時変動が発生し、負荷であるスピーカの再生音の音量が不安定になる問題が発生する。

しかしながら、本実施形態による三角波発生回路４０を採用することにより三角波信号ＴＲの最高値ＶＰＰおよび最低値ＶＰＮの時変動を少なくすることができる。従って、ゲインを低下させる制御の働く入力オーディオ信号ＶＩの振幅を安定化することができ、再生音の音量を安定化することができる。

また、図１に示すＤ級増幅器では、無信号入力時に、ノイズが増幅されてＤ級増幅器から出力されるのを防止するため、ノイズゲート制御部６０により変調信号ＶＭのレベルが変調度０に対応したレベルに固定される。しかし、三角波信号ＴＲの最高値ＶＰＰおよび最低値ＶＰＮに時変動が生じると、変調信号ＶＭのレベルが変調度０に対応したレベルに固定されていても、出力デジタル信号ＶＯのパルス幅に時変動が生じ、これがノイズとなって負荷であるスピーカから放音される。

しかしながら、本実施形態による三角波発生回路４０を採用することにより三角波信号ＴＲの最高値ＶＰＰおよび最低値ＶＰＮの時変動を少なくすることができる。従って、無信号入力時に、出力デジタル信号ＶＯのパルス幅の時変動を少なくし、スピーカから再生されるノイズを低減することができる。

＜第２実施形態＞
図４はこの発明の第２実施形態である三角波発生回路４０Ａの構成を示す回路図である。なお、この図では、図面が煩雑になるのを防止するため、基準電圧ＶＲＥＦＰおよびＶＲＥＦＮを発生する回路および図２におけるタイミングジェネレータ７０に相当するものの図示は省略されている。

本実施形態による三角波発生回路４０Ａでは、上記第１実施形態による三角波発生回路４０に対し、高電位側転流回路１１０および１２０と低電位側転流回路２１０および２２０が追加されている。

ここで、高電位側転流回路１１０は、高電位側定電流源であるＰチャネルトランジスタ１１と高電位側スイッチであるＰチャネルトランジスタ３１とが共通接続されるノードと低電位側電源であるグラウンドとの間に介挿されており、互いに直列接続されたＰチャネルトランジスタ１１１および抵抗１１２により構成されている。同様に高電位側転流回路１２０は、高電位側定電流源であるＰチャネルトランジスタ１２と高電位側スイッチであるＰチャネルトランジスタ３２とが共通接続されるノードと低電位側電源であるグラウンドとの間に介挿されており、互いに直列接続されたＰチャネルトランジスタ１２１および抵抗１２２により構成されている。また、低電位側転流回路２１０は、低電位側定電流源であるＮチャネルトランジスタ２１と低電位側スイッチであるＮチャネルトランジスタ４１とが共通接続されるノードと高電位側電源ＶＤＤとの間に介挿されており、互いに直列接続されたＮチャネルトランジスタ２１１および抵抗２１２により構成されている。同様に低電位側転流回路２２０は、低電位側定電流源であるＮチャネルトランジスタ２２と低電位側スイッチであるＮチャネルトランジスタ４２とが共通接続されるノードと高電位側電源ＶＤＤとの間に介挿されており、互いに直列接続されたＮチャネルトランジスタ２２１および抵抗２２２により構成されている。

ここで、Ｐチャネルトランジスタ１１１のゲートには、Ｐチャネルトランジスタ３１のゲートに対するクロックＣＫ１を反転させたクロックＣＫ１Ｂが供給される。また、Ｐチャネルトランジスタ１２１のゲートには、Ｐチャネルトランジスタ３２のゲートに対するクロックＣＫ２を反転させたクロックＣＫ２Ｂが供給される。また、Ｎチャネルトランジスタ２１１のゲートには、Ｎチャネルトランジスタ４１のゲートに対するクロックＣＫ３を反転させたクロックＣＫ３Ｂが供給される。また、Ｎチャネルトランジスタ２２１のゲートには、Ｎチャネルトランジスタ４２のゲートに対するクロックＣＫ４を反転させたクロックＣＫ４Ｂが供給される。ここで、クロックＣＫ１Ｂ、ＣＫ２Ｂ、ＣＫ３ＢおよびＣＫ４Ｂは、クロックＣＫ１〜ＣＫ４と同様、上記第１実施形態のタイミングジェネレータ７０に相当する回路により発生される。

次に上記第１実施形態と対比しつつ本実施形態の効果を説明する。上記第１実施形態（図２）において例えば三角波信号ＴＲの上昇過程においてＰチャネルトランジスタ３１がＯＮからＯＦＦになると、Ｐチャネルトランジスタ１１のドレインが高電位側電源ＶＤＤのレベルに充電される。このため、その後の三角波信号ＴＲの上昇過程においてＰチャネルトランジスタ３１がＯＮになるとき、Ｐチャネルトランジスタ１１のドレインの充電電荷（充電電圧ＶＤＤ）がＰチャネルトランジスタ３１を介して三角波信号ＴＲの出力ノードに移動する。このため、Ｐチャネルトランジスタ１１のドレインに介在する容量と三角波信号ＴＲの出力ノードに介在する容量との関係によっては、三角波信号ＴＲに不連続が発生する場合がある。他のＰチャネルトランジスタ３２、Ｎチャネルトランジスタ４１および４２がＯＮからＯＦＦに転じ、再びＯＮになる場合も同様である。

これに対し、本実施形態では、Ｐチャネルトランジスタ３１がＯＮからＯＦＦになるとき、Ｐチャネルトランジスタ１１１がＯＮとなって高電位側定電流源であるＰチャネルトランジスタ１１のドレイン電流がＰチャネルトランジスタ１１１を介して抵抗１１２に流れる。このため、Ｐチャネルトランジスタ１１のドレイン電位が高電位側電源ＶＤＤのレベルまで上昇するのを防止することができる。Ｐチャネルトランジスタ３２がＯＮからＯＦＦになる場合も同様である。また、Ｎチャネルトランジスタ４１がＯＮからＯＦＦになるとき、Ｎチャネルトランジスタ２１１がＯＮとなって抵抗２１２およびＮチャネルトランジスタ２１１を介して低電位側定電流源であるＮチャネルトランジスタ２１にドレイン電流が流れる。このため、Ｎチャネルトランジスタ２１のドレイン電位が低電位側電源であるグラウンドのレベルまで低下するのを防止することができる。Ｎチャネルトランジスタ４２がＯＮからＯＦＦになる場合も同様である。従って、本実施形態によれば、三角波信号ＴＲに不連続が発生するのを防止することができる。

＜他の実施形態＞
以上、この発明の第１および第２実施形態について説明したが、この発明には他にも実施形態が考えられる。例えば次の通りである。

（１）三角波発生回路には、Ｍ個（Ｍは複数）の高電位側定電流源、Ｍ個の高電位側スイッチ、Ｍ個の低電位側定電流源、Ｍ個の低電位側スイッチを設けておき、これらのうちユーザによって指定されたＮ個（Ｎ≦Ｍ）の高電位側定電流源、Ｎ個の高電位側スイッチ、Ｎ個の低電位側定電流源、Ｎ個の低電位側スイッチを動作させ、三角波信号ＴＲの上昇過程ではＮ個の高電位側スイッチを順次選択してＯＮとし、三角波信号ＴＲの低下過程ではＮ個の低電位側スイッチを順次選択してＯＮとしてもよい。その際、動作させない高電位側定電流源および低電位側定電流源はＯＦＦにする。この態様によれば、Ｎを大きくすれば三角波信号ＴＲの最高値ＶＰＰおよび最低値ＶＰＮの時変動を少なくすることができ、Ｎを小さくすれば三角波発生回路の消費電流を減らすことができる。すなわち、この態様によれば、三角波信号ＴＲの最高値ＶＰＰおよび最低値ＶＰＮの精度および消費電流の要求に合わせて、三角波発生回路を適切な構成に切り換えることができる。

（２）上記各実施形態では、三角波信号ＴＲの上昇過程では、複数の高電位側スイッチを一定の順序に従って１個ずつ選択してＯＮとし、三角波信号ＴＲの低下過程では、複数の低電位側スイッチを一定の順序に従って１個ずつ選択してＯＮとした。しかし、三角波信号ＴＲの上昇過程において複数の高電位側スイッチをＯＮにする順序と、三角波信号ＴＲの低下過程において複数の低電位側スイッチをＯＮにする順序とを、三角波信号ＴＲの各周期において切り換えてもよい。あるいは例えばＮ個の高電位側スイッチおよびＮ個の低電位側スイッチを使用する場合には、１〜Ｎの範囲の擬似乱数ｋを発生する回路を設け、三角波信号ＴＲの上昇過程では、擬似乱数ｋを発生させて、Ｎ個のうちのｋ番目の高電位側スイッチを一定時間だけＯＮにする動作をＮ回繰り返し、三角波信号ＴＲの低下過程では、擬似乱数ｋを発生させて、Ｎ個のうちのｋ番目の低電位側スイッチを一定時間だけＯＮにする動作をＮ回繰り返すようにしてもよい。この態様によれば、Ｎ個の高電位側定電流源の各電流値、Ｎ個の低電位側定電流源の各電流値にばらつきがある場合に、このばらつきに起因した定常的な歪が三角波信号ＴＲの波形に発生するのを防止することができる。

（３）上記各実施形態では、三角波信号ＴＲを出力するノードとグラウンドとの間にキャパシタ５０を介挿したが、三角波信号ＴＲを出力するノードとグラウンド以外の基準電源、例えば高電位側電源ＶＤＤとの間に介挿してもよい。

（４）上記各実施形態では、複数の高電位側定電流源および複数の低電位側定電流源を電界効果トランジスタにより構成したが、バイポーラトランジスタ等の他の種類のトランジスタにより構成してもよい。

１０…減衰部、２０…誤差積分器、３０…パルス幅変調器、４０…三角波発生回路、５０…クリップ防止制御部、６０…ノイズゲート制御部、１１，１２，３１，３２，６１，６２，１１１，１２１…Ｐチャネルトランジスタ、２１，２２，４１，４２，６４，２１１，２２１…Ｎチャネルトランジスタ、６３…定電流源、５０…キャパシタ、７０…タイミングジェネレータ、１１０，１２０…高電位側転流回路、２１０，２２０…低電位側転流回路、１１２，２１２，１２２，２２２…抵抗。

Claims (4)

1. 高電位側電源に各々接続された複数の高電位側定電流源と、
   低電位側電源に各々接続された複数の低電位側定電流源と、
   一方の電極が三角波出力ノードに接続され、他方の電極が基準電源に接続されたキャパシタと、
   前記複数の高電位側電流源と前記三角波出力ノードとの間に各々介挿された複数の高電位側スイッチと、
   前記複数の低電位側電流源と前記三角波出力ノードとの間に各々介挿された複数の低電位側スイッチと、
   前記複数の低電位側スイッチをＯＦＦとするとともに、前記複数の高電位側スイッチを所定時間ずつ順次選択し、選択した高電位側スイッチのみをＯＮとし、他の高電位側スイッチをＯＦＦとする制御と、前記複数の高電位側スイッチをＯＦＦとするとともに、前記複数の低電位側スイッチを所定時間ずつ順次選択し、選択した低電位側スイッチのみをＯＮとし、他の低電位側スイッチをＯＦＦとする制御とを交互に繰り返す制御手段と
   を具備することを特徴とする三角波発生回路。
2. 前記複数の高電位側定電流源および前記複数の低電位側定電流源がトランジスタにより構成されることを特徴とする請求項１に記載の三角波発生回路。
3. 前記複数の高電位側電流源の各々と前記複数の高電位側スイッチの各々とが相互に接続される各接続点と前記低電位側電源との間に各々互いに直列接続されたスイッチおよび抵抗からなる複数の高電位側転流回路が各々介挿され、
   前記複数の低電位側電流源の各々と前記複数の低電位側スイッチの各々とが相互に接続される各接続点と前記高電位側電源との間に各々互いに直列接続されたスイッチおよび抵抗からなる複数の低電位側転流回路が各々介挿され、
   前記制御手段は、前記複数の高電位側スイッチのうちＯＦＦにする高電位側スイッチに接続された高電位側転流回路のスイッチをＯＮとし、前記複数の低電位側スイッチのうちＯＦＦにする低電位側スイッチに接続された低電位側転流回路のスイッチをＯＮにすることを特徴とする請求項１または２に記載の三角波発生回路。
4. 請求項１〜３のいずれか１の請求項に記載の三角波発生回路が三角波出力ノードから出力する三角波信号をキャリアとし、このキャリアを入力信号に応じてパルス幅変調するパルス幅変調回路を具備し、このパルス幅変調回路が出力するパルス幅変調信号に基づいて負荷を駆動することを特徴とするＤ級増幅器。

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