JP5499431B2 - 三角波発生回路 - Google Patents

Description

本発明は、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）変調等に使用する三角波信号を生成する三角波発生回路に関する。

ＰＷＭ変調等に使用する三角波信号を生成する三角波発生回路は、例えば、Ｄ級増幅器に使用される。このＤ級増幅器は、消費電力が少ないことから最近では、携帯電話機等の携帯端末に搭載されている。
従来の三角波発生回路の構成の一例を図６に示す（例えば、特許文献１参照）。
同図において、電源電圧ＶCCが供給される電源端子１００と接地間に抵抗Ｒ２０、Ｒ２１、Ｒ２２、Ｒ２３の直列回路が接続されており、抵抗Ｒ２０、２１との接続点はスイッチ１０１を介してコンパレータを構成するオペアンプ１０３の非反転入力端子に接続されている。

また、抵抗Ｒ２２、２３との接続点はスイッチ１０２を介してオペアンプ１０３の非反転入力端子に接続されている。オペアンプ１０３の出力端は、インバータ１０４、１０５、１０６を介して端子１０８に接続されている。
また、インバータ１０４の出力間は、インバータ１０７、抵抗Ｒ２４を介して三角波信号の出力端子１０９に接続されており、出力端子１０９は、コンデンサＣ１０を介して接地されている。端子１０８から出力される信号ＣＬＫによりスイッチ１０１、１０２のオン、オフ状態が制御されるようになっている。すなわち、スイッチ１０１は、信号ＣＬＫがローレベルのときにオン状態、ハイレベルでオフ状態となり、スイッチ１０２は、信号ＣＬＫがハイレベルのときにオン状態、ローレベルでオフ状態となるように制御される。

また、出力端子１０９は、オペアンプ１０３の反転入力端子に接続されている。
上記構成において、図７に示すように端子１０８から出力される信号ＣＬＫがローレベルになると、スイッチ１０１がオン状態、スイッチ１０２がオフ状態となり、オペアンプ１０３の非反転入力端子の比較電圧は、ＶREF１となる。このとき、スイッチ１０２がオフ状態になるまでの出力端子１０９の出力レベルはＶREF２となっている。したがって、オペアンプ１０３の出力は上昇し、コンデンサＣ１０は抵抗Ｒ２４を介して充電され、コンデンサＣ１０の端子電圧である出力端子１０９の電位は、上昇する。

したがって、オペアンプ１０３の反転入力端子の電圧レベルが比較電圧ＶREF１に達すると、オペアンプ１０３の出力はローレベルになるので、端子１０８から出力される信号ＣＬＫはハイレベルとなり、スイッチ１０１がオフ状態となり、スイッチ１０２がオン状態となる。
この結果、コンデンサＣ１０の充電電荷は抵抗Ｒ２４を介して放電され、コンデンサＣ１０の端子電圧は低下し始める。

コンデンサＣ１０の端子電圧がＶREF２に達すると、オペアンプの出力はハイレベルになるので、信号ＣＬＫのレベルはローレベルとなり、スイッチ１０１がオン状態、スイッチ１０２がオフ状態となり、オペアンプ１０３の非反転入力端子の比較電圧は、ＶREF１に切り替わる。このようにして、コンデンサＣ１０、抵抗Ｒの充放電が繰り返し行われることにより三角波信号ＴＲＩＰが出力端子１０９より出力される。
特開２００４−１０４６４５号公報

しかしながら、図６に示した従来の三角波発生回路にあっては、三角波信号を生成するのに、その波高値を規定するコンパレータの比較電圧を、電源電圧を分圧することにより得ているため、図８に示すように、電源電圧ＶCCが変動すると、三角波信号ＴＲＩＰの波高値が変化してしまい、また三角波信号の中心レベルも電源電圧の変動により変化してしまうという問題が有った。

携帯端末等に搭載されるＤ級増幅器では、ＰＷＭ変調を行うのに、三角波発生回路から出力される三角波信号を使用しているが、三角波発生回路から出力される三角波信号は、この他に、出力信号がクリップされるのを防止するための制御を行なうクリップ防止回路にも使用されている。
このクリップ防止回路を有するＤ級増幅器の構成例を図９に示す。同図において、Ｄ級増幅器は、アンプ部２００と、三角波発生回路２５０と、クリップ防止回路３００とから構成されている。アンプ部２００は、入力アナログ信号から負荷を駆動するディジタル信号を生成する回路であり、主要構成要素として、誤差積分器２０４と、パルス幅変調器２０５とを有している。

また、三角波発生回路２５０は、０Ｖから電源電圧ＶCCの範囲内で直線状のスロープを描いて変化する一定周期の三角波信号を生成し、アンプ部２００と、クリップ防止回路３００に供給する回路である。クリップ防止回路３００は、アンプ部２００内の所定のノードから取り出される信号を監視し、この信号レベルが所定の範囲から外れた場合に出力ディジタル信号ＶＯｐまたは、ＶＯｎがクリップ状態またはそれに近い状態になったとみなし、入力アナログ信号を断続的に減衰させることを指令する減衰出力信号ＳＷを発生し、アンプ部２００に供給する回路である。

クリップ防止回路は、アンプ部２００内の所定のノードから取り出される信号を監視し、出力ディジタル信号ＶＯｐまたは、ＶＯｎがクリップ状態またはそれに近い状態になった場合に、上記所定範囲から外れた信号レベルに応じた比較信号ＶＣを生成するＶＣ生成回路３０１と、ＶＣ生成回路３０１の出力と、三角波発生回路２５０から出力される三角波信号とを比較し、減衰指令信号ＳＷを出力するコンパレータ３０２とを有している。
また、正相入力端子２０１と、逆相入力端子２０２との間には抵抗Ｒ３０、Ｒ３３を介してスイッチ素子２０３が接続されている。

上記構成からなるＤ級増幅器の動作波形を図１０に示す。入力端子２０１、２０２より正相、逆相２相の入力信号ＶＩｐ，ＶＩｎが入力されるが、ここでは、説明の便宜上、入力信号ＶＩｐについてのみ示す。入力端子２０１から入力される入力信号（図１０Ａ）のレベルが所定範囲を超えると、該所定範囲を超えたレベルに応じた大きさの比較信号ＶＣがＶＣ生成回路により生成され、コンパレータ３０２の非反転入力端子に入力される。
他方、コンパレータ３０２の反転入力端子には三角波発生回路２５０から出力される三角波信号ＴＲＩＰ（図１０（Ｂ））が基準信号として入力される。

コンパレータ３０２では、比較信号ＶＣと基準信号である三角波信号ＴＲＩＰとが比較され、その結果得られる減衰指令信号ＳＷ（図１０（Ｃ））を正相入力端子２０１と、逆相入力端子２０２との間に接続されたスイッチ素子２０３のゲートに出力する。

上記減衰指令信号ＳＷにより、入力信号は間引かれた状態で誤差積分器２０４に入力される（図１０（Ｄ））。この信号が誤差積分器２０４で積分され、元の入力信号より減衰された出力ディジタル信号にクリップを発生させないレベルの信号となり（図１０（Ｅ））、パルス幅変調器２０５に入力される。
このようにして、出力端子２０７から出力される出力ディジタル信号ＶＯｐがクリップ状態となるのが回避される。

ここで、携帯通信端末では、データの送受信時に電源電圧が周期的に低下するような電源変動が発生する。図６に示した構成の三角波発生回路では、三角波信号の波高値を、電源電圧を分圧した電圧で決定しているために、この三角波発生回路を上述したクリップ防止回路を有するＤ級増幅器に適用した場合には電源電圧が低下した場合に、三角波信号の波高値が低下し、減衰指令信号ＳＷのパルス幅が大きくなり、それ故、入力信号の間引き幅が大きくなり、必要以上に入力信号を減衰させることとなり、クリップ防止のための入力信号の減衰制御を適切に行なえず、また、三角波信号の中心レベルが変動しても上記減衰制御を適切に行なえないという問題が有った。

また、クリップ防止回路に使用する三角波信号として正相、逆相の２相の三角波信号を使用したい場合がある。この場合に、２つの電流源を、スイッチを介してコンデンサに充放電して三角波信号を生成する三角波信号発生回路を２組、設けて、それぞれ、互いに逆相の信号で、上記スイッチを動作させて正相、逆相の三角波信号を生成することができるが、電源電圧が変動すると、正相、逆相の２つの三角波信号にオフセットが生じるという問題がある。

正相、逆相の２つの三角波信号を生成する三角波生成回路として、図１１に示す回路構成が考えられる。
同図において、電源電圧ＶCCが供給される端子４００は定電流源４０１と、スイッチ４０２、スイッチ４０３、定電流源４０４を介して接地されている。
スイッチ４０２とスイッチ４０３の接続点はコンデンサＣ２２を介して接地されている。

また、スイッチ４０２とスイッチ４０３の接続点は正相の三角波信号ＴＲＩＰを出力する出力端子４０９に接続されている。
さらに、スイッチ４０２とスイッチ４０３の接続点はバッファとして機能するオペアンプ４０５の非反転入力端子に接続され、オペアンプ４０５の出力端は、抵抗Ｒ４１、４２の直列回路を介して逆相の三角波信号ＴＲＩＮを出力する出力端子４１０に接続されている。オペアンプ４０５の反転入力端子は出力端子に短絡されている。

抵抗Ｒ４１と抵抗Ｒ４２の接続点はオペアンプ４０７の反転入力端子に接続され、オペアンプ４０７の非反転入力端子は基準電圧ＶREFを供給する基準電源４０８を介して接地され、かつオペアンプ４０７の出力端子は、出力端子４１０に接続されている。ここで、抵抗Ｒ４１と抵抗Ｒ４２の抵抗値は同一とし、抵抗Ｒ４１、Ｒ４２及びオペアンプ４０７からなる反転増幅器のゲインは１に設定されている。

また、バッファとして機能するオペアンプ４０６の非反転入力端子は、基準電源４０８を介して接地され、オペアンプ４０６の反転入力端子はその出力端子に短絡され、オペアンプ４０６の出力端子は、抵抗Ｒ４０を介して出力端子４０９に接続されている。

上記構成において、基準電源４０８により基準電圧ＶREFがバッファとして機能するオペアンプ４０６、抵抗Ｒ４０を介してスイッチ４０２とスイッチ４０３の接続点の電位に加算されるように供給される。したがって、スイッチ４０２をオン状態として、定電流源４０１によりコンデンサＣ２２の端子電圧が基準電圧ＶREFを中心レベルとして、正方向の所定の波高値になるまで充電し、コンデンサＣ２２の端子電圧が所定の波高値となった時点で、スイッチ４０２をオフ状態とし、かつスイッチ４０３をオン状態とする。

これによりコンデンサＣ２２は定電流源４０４を介して放電され、コンデンサＣ２２の端子電圧が基準電圧ＶREFを中心レベルとして、負方向の所定の波高値になった時点で、スイッチ４０３をオフ状態とし、スイッチ４０２をオン状態とする。
このようにして、コンデンサＣ２２の充放電を繰り返すことにより、基準電圧ＶREFを中心レベルとして、正相の三角波信号ＴＲＩＰが出力端子４０９より出力される。

他方、この正相の三角波信号ＴＲＩＰは、バッファとして機能するオペアンプ４０５を介して、抵抗Ｒ４１、Ｒ４２及びオペアンプ４０７からなる反転増幅器に入力される。
抵抗Ｒ４１とＲ４２の接続点は、非反転入力端子と同電位になるので、三角波信号ＴＲＩＰは、上記反転増幅器により基準電圧ＶREFを中心レベルとして、反転された逆相の三角波信号ＴＲＩＮが出力端子４１０より出力される。

上述したように、図１１に示す回路構成で正相、逆相の２つの三角波信号を生成する場合には、回路構成が複雑化し、部品点数が多くなり、消費電力が多くなるという問題が有った。

本発明は、このような事情に鑑みてなされたもので、電源電圧の変動の影響をうけにくく、かつ電源電圧変動時に三角波信号の中心レベルの変動が小さい三角波発生回路を提供することを第１の目的とする。
また、本発明は、簡単な構成で正相、逆相の２つの三角波信号を出力することができる三角波発生回路を提供することを第２の目的とする。

本発明の三角波発生回路は、コンデンサと、前記コンデンサに一定電流を供給して充電する第１の定電流源と、前記コンデンサの充電電荷を放電させる第２の定電流源と、前記第１の定電流源と前記コンデンサとの間に接続される第１のスイッチ手段と、前記第２の定電流源と前記コンデンサとの間に接続される第２のスイッチ手段と、を有し、前記第１のスイッチ手段と前記第２のスイッチ手段を交互に一定周期でオンオフ制御させることにより前記コンデンサの端子電圧を三角波信号として出力する三角波発生回路であって、前記三角波信号の出力端に調整抵抗を介して接続され、該三角波信号の中心電圧となる基準電圧を前記出力端へ供給する基準電圧生成回路を有し、前記基準電圧生成回路は、電源電圧を分圧して得られる電圧を入力電圧とし、電源電圧の変動に比して十分、時定数の大きい時定回路と、前記時定回路を介して出力される前記入力電圧を基準電圧として前記三角波信号の出力端に前記調整抵抗を介して出力するバッファとを有することを特徴とする。

上記構成からなる本発明の三角波発生回路によれば、電源電圧の変動に影響を受けずに一定電流を供給することができる第１の定電流源によりコンデンサに一定電流を供給して正方向の所定の波高値まで充電し、第２の定電流源により上記コンデンサの充電電荷を負方向の所定の波高値まで放電させ、この充放電を一定周期で繰り返すことにより、電源電圧の影響の少ない基準電圧を中心レベルとして電源電圧の変動を受けることなく、所定の波高値の三角波信号を生成することができる。
また、電源電圧の変動により、中心レベルの変動が少ない三角波信号を生成することができる。

上記構成の本発明の三角波発生回路によれば、三角波信号の中心レベルとなる基準電圧が電源回路の変動に比して十分、時定数の大きい時定回路によりバッファを介して供給されるので、電源電圧が変動しても三角波信号の中心レベルの変動が小さくなり、電源電圧の変動の影響を抑制することができる。

また、本発明の三角波発生回路は、前記コンデンサの端子電圧を第１の三角波信号として出力し、前記第１の三角波信号を出力する第１出力端子に電気的に接続され、該第１の三角波信号を入力信号とし、該第１の三角波信号と位相が１８０°異なる第２の三角波信号を第２出力端子より出力する反転増幅器を有することを特徴とする。

また、本発明の三角波発生回路は、前記反転増幅器は、一端が前記コンデンサの前記第１出力端子と接続される側の端子に接続され、他端が帰還抵抗を介して前記第２出力端子に接続される入力抵抗と、前記時定回路の出力が非反転入力端子に接続され、かつ前記入力抵抗と前記帰還抵抗の一端との接続点が反転入力端子に接続され、出力端が前記帰還抵抗の他端及び前記第２出力端子に接続されるオペアンプを有する、ことを特徴とする。

上記構成からなる本発明の三角波発生回路によれば、電源電圧の変動に影響を受けずに一定電流を供給することができる第１の定電流源によりコンデンサに一定電流を供給して正方向の所定の波高値まで充電し、第２の定流源により上記コンデンサの充電電荷を負方向の所定の波高値まで放電させ、この充放電を一定周期で繰り返すことにより、電源電圧の影響の少ない基準電圧を中心レベルとして電源電圧の変動を受けることなく、所定の波高値の第１の三角波信号を生成することができる。
また、上記第１の三角波信号を入力信号とし、該第１の三角波信号と位相が１８０°異なる第２の三角波信号を第２出力端子より出力する反転増幅器を設け、この反転増幅器の入力抵抗と基準電圧供給用の抵抗とを兼用するように構成したので、簡単な構成で正相、逆相の２つの三角波信号を生成することができる三角波生成回路を実現することができる。
また、部品点数が少なくて済み、消費電力の低減が図れる。

以上説明したように、本発明によれば、電源電圧の変動の影響をうけにくく、かつ電源電圧変動時に三角波信号の中心レベルの変動が小さい三角波発生回路を実現することができる。
また、本発明によれば、簡単な構成で正相、逆相の２つの三角波信号を出力することができる三角波発生回路を実現することができる。また、部品点数が少なくて済み、消費電力の低減が図れる。

以下、本発明の実施形態に係る三角波発生回路を、図面を参照して説明する。
[第１実施形態]
本発明の第１実施形態に係る三角波発生回路の構成を図１に示す。同図において、電源電圧ＶCCが供給される電源端子１０は、定電流源１１、スイッチ１２、１３、定電流源１４を介して接地されている。スイッチ１２とスイッチ１３の接続点はコンデンサＣ１を介して接地されると共に、三角波信号ＴＲＩＰを出力する出力端子１５に接続されている。

また、電源電圧ＶCCが供給される電源端子１７は抵抗Ｒ１、Ｒ２の直列回路を介して接地されている。抵抗Ｒ１、Ｒ２の接続点はＲ０を介してオペアンプ１６の非反転入力端子に接続されている。また、オペアンプ１６の非反転入力端子は、コンデンサＣ０を介して接地されている。抵抗Ｒ０及びコンデンサＣ０は時定回路２０を構成しており、電源電圧の変動に比して十分、時定数が大きくなるように、抵抗Ｒ０の抵抗値及びコンデンサＣ０の容量値が選択されている。
オペアンプ１６の非反転入力端子に接続されるノードＮ１には、電源電圧ＶCCを分圧して得られる電圧が、時定回路２０を介して基準電圧ＶREFとして供給される。

また、オペアンプ１６の反転入力端子とオペアンプ１６の出力端子は短絡されており、オペアンプ１６の出力端子は抵抗Ｒ３を介してスイッチ１２とスイッチ１３の接続点に接続されている。
また、スイッチ１２は制御信号ＣＳにより、またスイッチ１３は制御信号ＣＳを反転した制御信号／ＣＳによりスイッチング制御されるようになっている。

上記構成において、スイッチ１２とスイッチ１３の接続点にはバッファとして機能するオペアンプ１６、抵抗Ｒ３を介して基準電圧ＶREFが供給されている。この状態で、制御信号ＣＳによりスイッチ１２がオン状態となり、定電流源１１よりコンデンサＣ１に電流が供給され、コンデンサＣ１の充電が開始される。
この結果、コンデンサＣ１の端子電圧が基準電圧ＶREFを中心レベルとして、上昇を開始し、正方向の所定の波高値に達すると、制御信号ＣＳによりスイッチ１２がオフ状態となり、制御信号／ＣＳによりスイッチ１３がオン状態となり、コンデンサＣ１の充電電荷が定電流源１４を介して放電を開始する。

コンデンサＣ１の端子電圧が基準電圧ＶREFを中心レベルとして、負方向の所定の波高値に達すると、制御信号／ＣＳによりスイッチ１３がオフ状態となり、コンデンサＣ１の放電が停止されると共に、制御信号ＣＳによりスイッチ１２がオン状態となり、コンデンサＣ１の充電が開始される。
このようにして、定電流源１１、１４によりコンデンサＣ１を一定周期で充放電を繰り返すことにより、基準電圧ＶREFを中心レベルにして所定の波高値の三角波信号ＴＲＩＰが出力端子１５より出力される。

このような状態下において、図２（Ａ）に示すように電源電圧ＶCCのレベルが時刻ｔ１と時刻ｔ２との間で低下すると、三角波信号の中心レベルとなる基準電圧ＶREFは、電源電圧の変動に比して、十分、時定数が大きくなるように設定された時定回路２０を介してスイッチ１２とスイッチ１３の接続点に供給されるので、出力される三角波信号ＴＲＩＰの中心レベルの変動が極めて少なくなる（図２（Ｂ））。
また、定電流源１１、１４によりコンデンサＣ１を一定周期で充放電を繰り返すようにしているので、三角波信号ＴＲＩＰの波高値は電源電圧の変動の影響を受けず、一定に保持される（図２（Ｃ））。

上記構成からなる本発明の第１実施形態に係る三角波発生回路を既述したＤ級増幅器のクリップ防止回路に適用した例を図３に示す。Ｄ級増幅器の構成は、図９と基本的に同一であるが、重複する説明を避けるため、要部の構成のみを示す。
図３において、電源電圧ＶCCが供給される電源端子３０は、定電流源３１、スイッチ３２、コンデンサＣ１０を介して接地されている。スイッチ３２とコンデンサＣ１０との接続点は抵抗Ｒ１０を介して接地されている。

また、スイッチ３２とコンデンサＣ１０の接続点はコンパレータ３４の非反転入力端子に接続されており、コンパレータ３４の反転入力端子には、本発明の第１実施形態に係る三角波発生回路３３の出力信号である三角波信号ＴＲＩＰが入力されるようになっている。
また、コンパレータ３４の出力端は出力端子３５に接続されている。スイッチ３２は、図示してないＤ級増幅器のアンプ部に入力された入力信号が過大となり、アンプ部の出力信号がクリップ状態となったときにのみ制御信号ＣＰによりオン状態となるように制御されるようになっており、通常はオフ状態となっている。

上記構成において、Ｄ級増幅器のアンプ部に入力された入力信号が所定の範囲を超えた場合に制御信号ＣＰによりスイッチ３２がオン状態となり、定電流源３１よりコンデンサＣ１０に電流が供給され、コンデンサＣ１０の端子電圧が上昇し、上記アンプ部の出力信号のクリップレベルに応じたレベルに達した時点でスイッチ３２はオフ状態となり、コンパレータ３４の非反転入力端子には上記クリップレベルに応じた比較電圧ＶＣが入力される。

他方、コンパレータ３４の反転入力端子には、三角波発生回路３３の出力信号ＴＲＩＰが入力され、コンパレータ３４では比較信号ＶＣと三角波信号ＴＲＩＰとの大小関係が比較され、この結果、比較信号ＶＣがＶＣ＞ＴＲＩＰとなる期間ハイレベルとなるパルス列信号が減衰指令信号ＳＷとしてコンパレータ３４より出力端子３５に出力される。このときの動作波形は図１０に示した通りである。

このクリップ防止回路に用いられる三角波発生回路３３は、その出力である三角波信号の波高値が電源電圧の変動の影響を受けにくく、かつ電源電圧変動時に三角波信号の中心レベルの変動が小さいので、本実施形態に係る三角波発生回路を用いることにより、Ｄ級増幅器のアンプ部の入力信号が過大となった場合に入力信号の減衰制御を行なうのに適切なパルス幅の減衰指令信号ＳＷを出力することができる。

[第２実施形態]
本発明の第２実施形態に係る三角波発生回路の構成を図４に示す。同図において、電源電圧ＶCが供給される電源端子４０は、定電流源４１、スイッチ４２、４３及び定電流源４４の直列回路を介して接地されている。また、スイッチ４２とスイッチ４３との接続点はコンデンサＣ２０を介して接地されていると共に、正相の三角波信号ＴＲＩＰを出力する出力端子４７に接続されている。
また、スイッチ４２とスイッチ４３との接続点は抵抗Ｒ２０、Ｒ２１の直列回路を介して逆相の三角波信号ＴＲＩＮを出力する出力端子４８に接続されている。

抵抗Ｒ２０と抵抗Ｒ２１の接続点はオペアンプ４５の反転入力端子に接続され、オペアンプ４５の非反転入力端子は基準電圧ＶREFを供給する基準電源４６を介して接地されている。
また、オペアンプ４５の出力端は出力端子４８に接続されている。抵抗Ｒ２０、Ｒ２１及びオペアンプ４５で反転増幅器を構成しており、抵抗Ｒ２０は反転増幅器のゲインを帰還抵抗であるＲ２１と共に決定する入力抵抗であると同時に、スイッチ４２とスイッチ４３との接続点、すなわち、正相の三角波信号ＴＲＩＰを出力する出力端子４７に基準電圧を供給する抵抗との機能を兼ねている。抵抗Ｒ２０、Ｒ２１の抵抗値は同一であり、上記反転増幅器のゲインは１である。

上記構成において、制御信号ＣＳによりスイッチ４２がオン状態となると、定電流源４１よりコンデンサＣ２０に電流が供給され、コンデンサＣ２０の充電が開始される。
一方、抵抗Ｒ２０、Ｒ２１の接続点には、抵抗Ｒ２０、Ｒ２１及びオペアンプ４５から構成される反転増幅器により基準電圧ＶREFが供給される。すなわち、抵抗Ｒ２０、Ｒ２１の接続点は、反転増幅器において、非反転入力端子の電位とイマジナリーショートにより同電位となるため、抵抗Ｒ２０を介してスイッチ４２とスイッチ４３の接続点に発生する電圧が加算された電圧が出力端子４７に出力されることになる。

この結果、コンデンサＣ２０の端子電圧が基準電圧ＶREFを中心レベルとして、上昇を開始し、正方向の所定の波高値に達すると、制御信号ＣＳによりスイッチ４２がオフ状態となり、制御信号／ＣＳによりスイッチ４３がオン状態となり、コンデンサＣ２０の充電電荷が定電流源４４を介して放電を開始する。

コンデンサＣ２０の端子電圧が基準電圧ＶREFを中心レベルとして、負方向の所定の波高値に達すると、制御信号／ＣＳによりスイッチ４３がオフ状態となり、コンデンサＣ２０の放電が停止されると共に、制御信号ＣＳによりスイッチ４２がオン状態となり、コンデンサＣ２０の充電が開始される。
このようにして、定電流源４１、４４によりコンデンサＣ２０を一定周期で充放電を繰り返すことにより、基準電圧ＶREFを中心レベルにして所定の波高値の正相の三角波信号ＴＲＩＰが出力端子４７より出力される。

この正相の三角波信号ＴＲＩＰは、抵抗Ｒ２０、Ｒ２１及びオペアンプ４５から構成されるゲイン１の反転増幅器に抵抗Ｒ２０を介して入力され、抵抗Ｒ２０、Ｒ２１の接続点の電位が、基準電圧ＶREFであるので、出力端子４８には、基準電圧ＶREFに三角波信号ＴＲＩＰを反転した信号が加算された信号が出力される。すなわち、基準電圧ＶREFを中心レベルにして所定の波高値の逆相の三角波信号ＴＲＩＮが出力端子４８から出力される。

本発明の第２実施形態に係る三角波発生回路によれば、電源電圧の変動に影響を受けずに一定電流を供給することができる第１の定電流源によりコンデンサに一定電流を供給して正方向の所定の波高値まで充電し、第２の定電流源により上記コンデンサの充電電荷を負方向の所定の波高値まで放電させ、この充放電を一定周期で繰り返すことにより、電源電圧の影響の少ない基準電圧を中心レベルとして電源電圧の変動を受けることなく、所定の波高値の第１の三角波信号を生成することができる。

また、上記第１の三角波信号を入力信号とし、該第１の三角波信号と位相が１８０°異なる第２の三角波信号を第２出力端子より出力する反転増幅器を設け、この反転増幅器の入力抵抗と基準電圧供給用の抵抗とを兼用するように構成したので、簡単な構成で正相、逆相の２つの三角波信号を生成することができる三角波生成回路を実現することができる。
また、部品点数が少なくて済み、消費電力の低減が図れる。

次に、本発明の第２実施形態に係る三角波発生回路をＤ級増幅器のクリップ防止回路に適用した構成例を図５に示す。同図において、Ｄ級増幅器は、アンプ部５０と、三角波発生回路６０と、クリップ防止回路７０とから構成されている。アンプ部５０は、入力アナログ信号から負荷を駆動するディジタル信号を生成する回路であり、主要構成要素として、誤差積分器５５と、パルス幅変調器５６とを有している。

また、三角波発生回路６０は、０Ｖから電源電圧ＶCCの範囲内で直線状のスロープを描いて変化する一定周期の正相、逆相の２つの三角波信号を生成し、アンプ部５０と、クリップ防止回路７０に供給する回路である。クリップ防止回路７０は、アンプ部５０内の所定のノード、具体的にはノードＮ５３，Ｎ５４を監視し、この信号レベルが所定の範囲から外れた場合に出力端子５７、５８より出力される出力ディジタル信号ＶＯｎまたは、ＶＯｐがクリップ状態またはそれに近い状態になったとみなし、入力アナログ信号を断続的に減衰させることを指令する減衰出力信号ＳＷを発生し、アンプ部５０に供給する回路である。

クリップ防止回路は、誤差積分器５５の入力端から取り出される信号を監視し、出力ディジタル信号ＶＯｐまたは、ＶＯｎがクリップ状態またはそれに近い状態になった場合に、上記所定範囲から外れた信号レベルに応じた比較信号ＶＣを生成するＶＣ生成回路７００と、三角波発生回路６０から出力される正相、逆相の三角波信号ＴＲＩＰ，ＴＲＩＮをそれぞれ、基準電圧とし、かつＶＣ生成回路７００の出力を比較電圧とするコンパレータ７２、７３と、コンパレータ７２、７３の出力の論理和をとり，減衰指令信号ＳＷを出力するＮＯＲゲート７４とを有している。

ＶＣ生成回路７００は、出力ディジタル信号ＶＯｐまたは、ＶＯｎがクリップ状態またはそれに近い状態になった場合に動作する、電流源を内蔵するコンパレータ７１と、コンパレータ７１の出力端と接地間に接続されるコンデンサＣ３０と、抵抗Ｒ５６とを有している。
また、正相入力端子５１と、逆相入力端子５２との間には抵抗Ｒ５０、Ｒ５３を介してスイッチ素子５４が接続されている。

上記構成からなるＤ級増幅器の動作について説明する。入力端子５１、５２より正相、逆相２相の入力信号ＶＩｐ，ＶＩｎが入力されると、その入力信号のレベルが所定範囲を超えると、具体的には誤差積分器５５の入力信号ＶDN，ＶDPが基準電圧レベルＶLEVを超えると、該所定範囲を超えたレベルに応じた大きさの比較信号ＶＣがＶＣ生成回路７００により生成され、コンパレータ７２、７３の反転入力端子に入力される。

他方、コンパレータ７２の非反転入力端子には三角波発生回路６０から出力される正相の三角波信号ＴＲＩＰが基準信号として入力される。
また、コンパレータ７３の非反転入力端子には三角波発生回路６０から出力される逆相の三角波信号ＴＲＩＮが基準信号として入力される。

コンパレータ７２では、比較信号ＶＣと基準信号である三角波信号ＴＲＩＰとが、またコンパレータ７３では、比較信号ＶＣと基準信号である三角波信号ＴＲＩＮとが、比較され、その比較結果がＮＯＲゲートにより論理和がとられ、パルス列信号が出力端子７５より減衰指令信号ＳＷとして入力端子５３を介してスイッチ素子５４のゲートに入力される。

上記減衰指令信号ＳＷにより、入力端子５１、５２より入力される入力信号は間引かれた状態で誤差積分器５５に入力され、この信号が誤差積分器５５で積分され、元の入力信号より減衰された出力ディジタル信号にクリップを発生させないレベルの信号となり、パルス幅変調器５６に入力される。
このようにして、出力端子５７から出力される出力ディジタル信号ＶＯｐがクリップ状態となるのが回避される。

本発明の第２実施形態に係る三角波発生回路を、正相、逆相の２つの三角波信号を必要とするＤ級増幅器のクリップ防止回路に使用すると、正相、逆相の２つの三角波信号を簡単な構成で、かつ部品点数が少なくて済み、消費電力の低減が図れる。

本発明の第１実施形態に係る三角波発生回路の構成を示す回路図。 図１に示した本発明の第１実施形態に係る三角波発生回路の動作を示す波形図。 図１に示した本発明の第１実施形態に係る三角波発生回路をＤ級増幅器に適用した構成例を示す回路図。 本発明の第２実施形態に係る三角波発生回路の構成を示す回路図。 本発明の第２実施形態に係る三角波発生回路をＤ級増幅器に適用した構成例を示す回路図。 従来の三角波発生回路の構成例を示す回路図。 図６に示した従来の三角波発生回路の動作を示す波形図。 図６に示した従来の三角波発生回路の電源電圧の変動時の動作を示す波形図。 クリップ防止回路を有するＤ級増幅器の構成例を示す回路図。 図９に示したＤ級増幅器におけるクリップ防止回路の動作を示す波形図。 正相、逆相の２つの三角波信号を生成する三角波発生回路の構成例を示す回路図。

符号の説明

１０、３０、４０…電源端子、１１、１４、３１、４１、４４…定電流源、１２、１３、４２、４３…スイッチ、２０…時定回路、３３、６０…三角波発生回路、３４、７１、７２、７３…コンパレータ、３５、４７、４８、５７、５８、７５…出力端子、４５…オペアンプ、４６…基準電源、５１、５２…入力端子、５４…スイッチ素子、５５…誤差積分器、５６…パルス幅変調回路（ＰＷＭ）、７４…ＮＯＲゲート

Claims (3)

1. コンデンサと、
   前記コンデンサに一定電流を供給して充電する第１の定電流源と、
   前記コンデンサの充電電荷を放電させる第２の定電流源と、
   前記第１の定電流源と前記コンデンサとの間に接続される第１のスイッチ手段と、
   前記第２の定電流源と前記コンデンサとの間に接続される第２のスイッチ手段と、
   を有し、
   前記第１のスイッチ手段と前記第２のスイッチ手段を交互に一定周期でオンオフ制御させることにより前記コンデンサの端子電圧を三角波信号として出力する三角波発生回路であって、
   前記三角波信号の出力端に調整抵抗を介して接続され、該三角波信号の中心電圧となる基準電圧を前記出力端へ供給する基準電圧生成回路を有し、
   前記基準電圧生成回路は、電源電圧を分圧して得られる電圧を入力電圧とし、電源電圧の変動に比して十分、時定数の大きい時定回路と、
   前記時定回路を介して出力される前記入力電圧を基準電圧として前記三角波信号の出力端に前記調整抵抗を介して出力するバッファとを有することを特徴とする三角波発生回路。
2. 前記コンデンサの端子電圧を第１の三角波信号として出力し、
   前記第１の三角波信号を出力する第１出力端子に電気的に接続され、該第１の三角波信号を入力信号とし、該第１の三角波信号と位相が１８０°異なる第２の三角波信号を第２出力端子より出力する反転増幅器を有することを特徴とする請求項１に記載の三角波発生回路。
3. 前記反転増幅器は、
   一端が前記コンデンサの前記第１出力端子と接続される側の端子に接続され、他端が帰還抵抗を介して前記第２出力端子に接続される入力抵抗と、
   前記時定回路の出力が非反転入力端子に接続され、かつ前記入力抵抗と前記帰還抵抗の一端との接続点が反転入力端子に接続され、出力端が前記帰還抵抗の他端及び前記第２出力端子に接続されるオペアンプを有する、
   ことを特徴とする請求項２に記載の三角波発生回路。

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