JP2005204379A - スイッチングレギュレータ - Google Patents

Abstract

【課題】誤差増幅器のゲインを大きくすることなく、電源電圧の変動による出力電圧の変動を防止することができるスイッチングレギュレータを提供する。
【解決手段】出力電圧Ｖoutは抵抗分圧回路３により分圧され、基準電圧Ｖrefと抵抗分圧回路３の出力との誤差出力AMPOUTが誤差増幅器１２から出力される。この誤差出力AMPOUTと基準三角波発生回路１３からの基準三角波が比較器１４に入力されて誤差出力AMPOUTで基準三角波がスライスされ、スライスされた幅のＰＷＭパルスが比較器１４から出力される。このとき、電源電圧Ｖinが変化すると、波形変更回路５が基準三角波発生回路１３から出力される基準三角波の波形を変化させることにより、電源電圧Ｖinの変動に応じて自動的にＰＷＭパルスのONDUTYが変化するので、出力電圧Ｖoutが変動せず、電源電圧Ｖinの変動前と同じ値に保つことができる。
【選択図】図１

Description

本発明は、スイッチングレギュレータに関し、特に、スイッチングレギュレータの電源電圧の変動の影響を除去することができるスイッチングレギュレータに関する。

スイッチングレギュレータはスイッチング素子のスイッチングのデューティ比によって所望の出力電圧を得ることができるので、入出力間の電圧差が大きい用途で効率がよいという利点があり、広く採用されている（例えば、特許文献１参照。）。
特開２００２−８４７４１号公報

図９は従来のスイッチングレギュレータの構成を示す図であり、出力回路２の出力電圧Ｖoutは抵抗分圧回路３の抵抗Ｒ１、Ｒ２により分圧され、この抵抗分圧回路３の出力が誤差増幅器１２に入力され、基準電圧Ｖrefと抵抗分圧回路３の出力との誤差出力AMPOUTが誤差増幅器１２から出力される。この誤差出力AMPOUTと基準三角波発生回路１３からの基準三角波が比較器１４に入力され、図１０（ａ）に示すように、誤差出力AMPOUTで基準三角波がスライスされ、図１０（ｂ）に示す、スライスされた幅のパルス幅変調（ＰＷＭ）パルスが比較器１４から出力される。そして、このＰＷＭパルスによりスイッチング回路１のドライバ１１を介してＮチャンネルのＭＯＳＦＥＴトランジスタＱが駆動され、トランジスタＱがオン／オフする。これにより、抵抗分圧回路３により分圧された電圧が基準電圧Ｖrefに一致するようにトランジスタＱがオン／オフ制御されるので、電源電圧Ｖinが加えられる出力回路２の出力電圧Ｖoutが一定電圧に制御される。

上記のようなＰＷＭ方式のスイッチングレギュレータの場合、電源電圧Ｖinが、例えば10Ｖから15Ｖに変化した場合、ＰＷＭパルスがハイの期間のデューティ比（ONDUTY）が減少しなければ、出力電圧Ｖoutを一定に保つことができない。すなわち、電源電圧Ｖinが10Ｖ、出力電圧Ｖoutが5Ｖの場合、ＰＷＭパルスのONDUTYは50％となるが、電源電圧Ｖinが15Ｖになると、図１０（ｂ）に示すようにONDUTYは33％となり、このように電源電圧Ｖinが上がると、ＰＷＭパルスのONDUTYが減ることにより一定の出力電圧が保たれる。

上記の点について、理論計算した結果を以下説明する。
電源電圧Ｖin＝14Ｖ、出力電流Ｉout＝200ｍＡ、スイッチング周波数（三角波の周波数）Ｆsw＝400ｋＨｚ、出力電圧Ｖout＝5.9Ｖ、ダイオードＤの耐電圧ＶF＝0.5Ｖ、トランジスタＱの飽和電圧Ｖsat＝0.5Ｖ、コイルＬのインダクタンスＬ＝120μＨとした場合、トランジスタＱのオン時間Ｔon＝1.143μｓ、ONDUTY＝45.714％、コイル電流ILのピーク値ＩLpeak＝286.19ｍＡ、コイル電流ＩLのボトム値ＩLbottom＝213.81ｍＡ、コイル電流ＩLの振幅は72.381ｍＡとなり、リップル電圧Ｖripple＝０ｍＶp-pとなった。
次に、電源電圧Ｖinを変化させて理論計算を行った結果、ONDUTYの理論計算値は、下記の表１の通りとなった。

また、基準三角波のピーク値を2.0Ｖ、ボトム値を1.0Ｖ、波高値を1.0Ｖとすると、誤差増幅器１２の誤差出力AMPOUTは
AMPOUT＝ボトム値＋波高値＊DUTY
であるので、電源電圧変動によってONDUTYが変動した場合の誤差増幅器１２の誤差出力AMPOUTの理論計算値は下記の表２の通りとなる。

さらに、上記の誤差増幅器１２の誤差出力AMPOUTからスイッチングレギュレータの出力電圧Ｖoutの理論計算値を求めると、下記の表３の通りとなる。ただし、抵抗Ｒ１〜Ｒ４の各抵抗の抵抗値を、Ｒ１＝3.6ｋΩ、Ｒ２＝1.0ｋΩ、Ｒ３＝1.0ｋΩ、Ｒ４＝5.0ｋΩとし、基準電圧Ｖrefの電圧値をＶref＝1.25Ｖとする。

図１１（イ）は、電源電圧Ｖinの変動による出力電圧Ｖoutの変化を理論計算した結果を示す図であり、このように電源電圧Ｖinが変動すると出力電圧Ｖoutが変動することとなる。

また、表２に示すように、電源電圧Ｖinが増加すると、誤差増幅器１２の誤差出力AMPOUTが下がるが、電源電圧の変化に対して誤差増幅器１２のゲインが低い場合、出力電圧Ｖoutの変化が大きくなる。この電源電圧依存性を小さくするには、誤差増幅器１２のゲインを大きくする必要があるが、大きくしすぎると、時定数調整のため外付けされるコンデンサの寄生抵抗でリップルが大きくなり、誤差増幅器１２の出力変化率（Ｓ／Ｒ）が基準三角波のＳ／Ｒに対して大きくなり、スイッチングレギュレータが安定動作しなくなる。このため、寄生抵抗の小さいコンデンサ等の高品質の外付け部品が必要であった。

本発明は、上記の問題に鑑みてなされたもので、誤差増幅器のゲインを大きくすることなく、電源電圧の変動による出力電圧の変動を防止することができるスイッチングレギュレータを提供することを目的とする。

上述の目的を達成するため、本発明に係るスイッチングレギュレータ（１）は、
出力電圧と基準電圧との誤差を増幅する誤差増幅手段と、
基準三角波信号を出力する三角波発生手段と、
上記誤差増幅手段の出力と上記基準三角波とを比較する比較手段と、
電源電圧と接続され、上記比較手段の出力により制御されるスイッチング手段とを備えたスイッチングレギュレータにおいて、
上記三角波発生手段が上記電源電圧の大きさに応じて基準三角波の波形を変化させることを特徴とする。

また、本発明に係るスイッチングレギュレータ（２）は、スイッチングレギュレータ（１）において、
上記三角波発生手段が上記電源電圧の大きさに応じて基準三角波のピーク電圧とボトム電圧を変化させることを特徴とする。

さらに、本発明に係るスイッチングレギュレータ（３）は、スイッチングレギュレータ（１）において、
上記三角波発生手段が上記電源電圧の大きさに応じて基準三角波のピーク電圧のみを変化させることを特徴とする。

さらに、本発明に係るスイッチングレギュレータ（４）は、スイッチングレギュレータ（１）において、
上記三角波発生手段が上記電源電圧の大きさに応じて基準三角波のボトム電圧のみを変化させることを特徴とする。

また、本発明に係るスイッチングレギュレータ（５）は、スイッチングレギュレータ（１）〜（４）のいずれかにおいて、
上記電源電圧と上記基準電圧との偏差により基準三角波の波形を変化させることを特徴とする。

さらに、本発明に係るスイッチングレギュレータ（６）は、スイッチングレギュレータ（１）〜（４）のいずれかにおいて、
上記三角波発生手段が上記電源電圧の変化に応じて基準三角波の波形を階段状に変化させることを特徴とする。

また、本発明に係るスイッチングレギュレータ（７）は、
出力電圧と基準電圧との誤差を増幅する誤差増幅手段と、
基準三角波信号を出力する三角波発生手段と、
上記誤差増幅手段の出力と上記基準三角波とを比較する比較手段と、
電源電圧と接続され、上記比較手段の出力により制御されるスイッチング手段とを備えたスイッチングレギュレータにおいて、
上記電源電圧の大きさに応じて上記基準電圧の電圧を変化させる基準電圧変更手段を有することを特徴とする。

さらに、本発明に係るスイッチングレギュレータ（８）は、スイッチングレギュレータ（７）において、
上記基準電圧変更手段が上記電源電圧の変化に応じて基準電圧を階段状に変化させることを特徴とする。

また、本発明に係るスイッチングレギュレータ（９）は、
出力電圧を分圧する分圧手段と、
上記分圧手段の出力と基準電圧との誤差を増幅する誤差増幅手段と、
基準三角波信号を出力する三角波発生手段と、
上記誤差増幅手段の出力と上記基準三角波とを比較する比較手段と、
電源電圧と接続され、上記比較手段の出力により制御されるスイッチング手段とを備えたスイッチングレギュレータにおいて、
上記分圧手段の分圧比を上記電源電圧の大きさに応じて変化させる分圧比変更手段を有することを特徴とする。

さらに、本発明に係るスイッチングレギュレータ（１０）は、スイッチングレギュレータ（９）において、
上記分圧比変更手段が上記電源電圧の変化に応じて分圧比を階段状に変化させることを特徴とする。

また、本発明に係るスイッチングレギュレータ（１１）は、
出力電圧と基準電圧との誤差を増幅する誤差増幅手段と、
基準三角波信号を出力する三角波発生手段と、
上記誤差増幅手段の出力と上記基準三角波とを比較する比較手段と、
電源電圧と接続され、上記比較手段の出力により制御されるスイッチング手段とを備えたスイッチングレギュレータにおいて、
上記電源電圧と上記基準電圧との偏差により上記誤差増幅手段の増幅度を変化させる増幅度変更手段を有することを特徴とする。

さらに、本発明に係るスイッチングレギュレータ（１２）は、スイッチングレギュレータ（１１）において、
上記増幅度変更手段が、上記電源電圧と上記基準電圧との偏差に応じて誤差増幅器の増幅度を階段状に変化させることを特徴とする。

本発明に係るスイッチングレギュレータ（１）〜（６）によれば、基準三角波の波形が電源電圧の変動に応じて変化することにより、電源電圧の変動に応じて自動的に比較手段からの出力パルスのONDUTYが変化するので、誤差増幅器の誤差出力が電源電圧の変動前から変化せず、電源電圧が変動しても、出力電圧を一定に保つことができる。

また、本発明に係るスイッチングレギュレータ（７）によれば、電源電圧の各値に対して出力電圧が一定となる基準電圧の値を基準電圧変更手段に記憶しておき、電源電圧の変動に応じて基準電圧を変更することにより、出力電圧を一定に保つことができる。

さらに、本発明に係るスイッチングレギュレータ（８）によれば、基準電圧を電源電圧の変動に対して階段状に、すなわち、電源電圧の各値毎に基準電圧を変化させるのではなく、電源電圧が所定電圧変化する毎に基準電圧を変化させることにより、基準電圧変更手段に記憶しておく基準電圧の値を少なくすることができる。

また、本発明に係るスイッチングレギュレータ（９）によれば、電源電圧の各値に対して出力電圧が一定となる分圧手段の分圧比を分圧比変更手段に記憶しておき、電源電圧の変動に応じて分圧手段の分圧比を切り替えることにより、出力電圧の変動を防止することができる。

さらに、本発明に係るスイッチングレギュレータ（１０）によれば、分圧比を電源電圧の変動に対して階段状に、すなわち、電源電圧の各値毎に分圧比を変化させるのではなく、電源電圧が所定電圧変化する毎に分圧比を変化させることにより、分圧比変更手段に記憶しておく分圧比の値を少なくすることができる。

また、本発明に係るスイッチングレギュレータ（１１）によれば、電源電圧と基準電圧との偏差の各値に対して出力電圧が一定となる誤差増幅器の増幅度を増幅度変更手段に記憶しておき、電源電圧の変動に応じて誤差増幅器の増幅度を切り替えることにより、出力電圧の変動を防止することができる。

さらに、本発明に係るスイッチングレギュレータ（１２）によれば、増幅度を電源電圧の変動に対して階段状に、すなわち、電源電圧の各値毎に増幅度を変化させるのではなく、電源電圧が所定電圧変化する毎に増幅度を変化させることにより、増幅度変更手段に記憶しておく増幅度の値を少なくすることができる。

以下、本発明のスイッチングレギュレータの実施例を図面により説明する。図１は本発明のスイッチングレギュレータの一実施例の構成を示す図であり、このスイッチングレギュレータは、スイッチング回路１、出力回路２、抵抗分圧回路３、パルス幅変調（ＰＷＭ）パルス発生回路４及び電源電圧Ｖinが入力される基準三角波の波形変更回路５により構成されている。

スイッチング回路１は、ＮチャンネルのＭＯＳＦＥＴトランジスタＱとショットキーダイオードＤの直列回路及びトランジスタＱを駆動するドライバ１１よりなり、ショットキーダイオードＤは、トランジスタＱがオフしたときにコイルＬから流れ出た電流をコイルＬに転流させるフライホイールダイオードである。

また、出力回路２はコイルＬと電力用コンデンサＣよりなり、抵抗分圧回路３は抵抗Ｒ１とＲ２により構成されている。さらに、ＰＷＭパルス発生回路４は、抵抗分圧回路３の出力と基準電圧Ｖrefとの誤差を増幅する誤差増幅器１２、基準三角波を発生する基準三角波発生回路１３、誤差増幅器１２の出力と基準三角波発生回路１３からの基準三角波とを比較する比較器１４により構成されている。また、波形変更回路５は電源電圧Ｖinを検出し、検出した電源電圧Ｖinに応じて、基準三角波発生回路１３から出力される基準三角波の波形を変化させる。

図１に示すスイッチングレギュレータにおいて、出力回路２の出力端子の出力電圧Ｖoutは抵抗分圧回路３により分圧され、この抵抗分圧回路３の出力が誤差増幅器１２に入力され、基準電圧Ｖrefと抵抗分圧回路３の出力との誤差出力AMPOUTが誤差増幅器１２から出力される。この誤差出力AMPOUTと基準三角波発生回路１３からの基準三角波が比較器１４に入力されるので、図２（ａ）に示すように、誤差出力AMPOUTで基準三角波がスライスされ、スライスされた幅のＰＷＭパルスが比較器１４から出力される。

図２（ａ）に示すように、電源電圧Ｖinが14.5Ｖ、ＰＷＭパルスのONDUTYが50％、誤差出力AMPOUTが1.5Ｖで、出力電圧Ｖoutが5.8Ｖとなっているとき、電源電圧Ｖinが9Ｖに低下すると、基準三角波の波形を変化させない場合には、図２（ｂ）に示すように、ＰＷＭパルスのONDUTYが大きくなり、誤差出力は1.7Ｖ、出力電圧は６．１Ｖに変化する。一方、波形変更回路５が基準三角波発生回路１３から出力される基準三角波のピーク値を2.0Ｖから1.65Ｖに変化させ、また、ボトム値を1.0Ｖから0.65Ｖに変化させることにより、図２（ｃ）に示すように、三角波を一点鎖線状態から実線状態に変化させ基準三角波のレベルシフトを行うと、電源電圧Ｖinの低下に応じて自動的にＰＷＭパルスのONDUTYが増加するので、誤差出力AMPOUTは電源電圧Ｖinの低下前から変化せず、同様に1.5Ｖであり、出力電圧Ｖoutも電源電圧Ｖinの変動前と同じ5.8Ｖに保つことができる。
このように、基準三角波の波形を電源電圧の変動に応じてレベルシフトすることにより、図１１（ロ）に示すように、電源電圧Ｖinが変動しても、出力電圧Ｖoutを一定に保つことができる。

上記の実施例では、電源電圧Ｖinの大きさに依存して三角波のピーク値及びボトム値のレベルシフトを行ったが、電源電圧Ｖinの大きさに依存して三角波のピーク値のみあるいはボトム値のみを変化させても同様の効果を得ることができる。
図３は三角波のピーク値を電源電圧Ｖinの低下に比例して低下させた場合の波形を示す図であり、図４は電源電圧Ｖinの低下に比例して三角波のボトム電圧を低下させた場合の波形を示す図である。このように、電源電圧Ｖinの大きさに依存して三角波のピーク値のみあるいはボトム値のみを変化させることにより、電源電圧Ｖinの低下に比例してＰＷＭパルスのONDUTYを増加することができるので、電源電圧Ｖinが変動しても、誤差出力AMPOUT及び出力電圧Ｖoutを電源電圧Ｖinの変動前と同じ値にすることができる。

以上の実施例では、電源電圧の変動に比例して基準三角波の波形を変化させたが、電源電圧Ｖinが所定電圧低下する毎にピーク値、ボトム値を変化させることにより、三角波の形状変化を階段状に実施することも可能である。
また、以上の実施例では、電源電圧Ｖinに依存して三角波の波形を変化させたが、図５に示すように電源電圧Ｖinと基準電圧Ｖrefの偏差に依存させて三角波の波形を変化させても同様に出力電圧Ｖoutを一定に保つことができる。

上記の実施例１では、電源電圧Ｖinの大きさに依存して三角波の波形を変化させたが、電源電圧Ｖinの大きさに依存して誤差増幅器１２に入力される基準電圧Ｖrefを変化させることにより、電源電圧Ｖinの変動の影響を除去することも可能である。
図６はこのように電源電圧Ｖinの大きさに依存して基準電圧Ｖrefを変化させる実施例を示す図であり、図に示すように、誤差増幅器１２に基準電圧Ｖrefを供給する基準電圧発生回路６と基準電圧発生回路６から出力される基準電圧を変更する電圧変更回路７を備え、電圧変更回路７が電源電圧Ｖinを検出し、検出した電源電圧Ｖinの大きさに応じて基準電圧発生回路６から出力される基準電圧Ｖrefを変化させる。

例えば、電源電圧Ｖinが14.5Ｖ、ＰＷＭパルスのONDUTYが44％、誤差出力AMPOUTが1.09Ｖで、出力電圧Ｖoutが5.63Ｖになっているとき、電源電圧が9Ｖに低下すると、基準電圧Ｖrefを変化させない場合には、ＰＷＭパルスのONDUTYが71％となるので、誤差出力AMPOUTは1.36Ｖ、出力電圧Ｖoutは5.83Ｖに変動する。これに対し、電源電圧Ｖinが14.5Ｖから9Ｖに低下したとき、電圧変更回路７により基準電圧発生回路６からの基準電圧Ｖrefを1.25Ｖから1.2Ｖに変化させると、誤差出力AMPOUTが増加し、ＰＷＭパルスのONDUTYが自動的に大きくなるので、出力電圧Ｖoutは変動せず、電源電圧Ｖinの変動前と同じ値5.63Ｖに保つことができる。

このように、理論計算または実験により、電源電圧Ｖinの各値に対して出力電圧Ｖoutが一定となる基準電圧Ｖrefの値を求めてこの値を電圧変更回路７に記憶しておくことにより、電源電圧Ｖinが変動しても出力電圧Ｖoutを一定に保つことができる。
なお、この場合、電源電圧Ｖinの各値毎に基準電圧Ｖrefを変化させるのではなく、電源電圧Ｖinが所定電圧変化する毎に基準電圧Ｖrefを変化させることにより、基準電圧Ｖrefを電源電圧Ｖinの変動に対して階段状に変化させれば、電圧変更回路７に記憶しておく基準電圧Ｖrefの値を少なくすることができる。

また、電源電圧Ｖinの大きさに依存して抵抗分圧回路３の抵抗分圧比を変化させることにより、電源電圧Ｖinが変動しても出力電圧Ｖoutを一定に保つことができる。
図７はこのように電源電圧Ｖinの大きさに依存して抵抗分圧回路３の抵抗分圧比を変化させる実施例を示す図であり、図に示すように、抵抗分圧回路３が可変抵抗Ｒv1と抵抗Ｒ２よりなり、電源電圧Ｖinが入力される抵抗値変更回路８が電源電圧Ｖinの大きさに応じて可変抵抗Ｒv1の抵抗値を変化させる。なお、抵抗Ｒ２は１ｋΩの抵抗を有しているものとする。

例えば、電源電圧Ｖinが14.5Ｖ、ＰＷＭパルスのONDUTYが44％、誤差出力AMPOUTが1.09Ｖで、出力電圧Ｖoutが5.63Ｖとなっているとき、電源電圧Ｖinが9Ｖに低下すると、抵抗分圧比を変化させない場合には、ＰＷＭパルスのONDUTYが71％となるので、誤差出力AMPOUTは1.36Ｖで、出力電圧Ｖoutは5.83Ｖに変動する。これに対し、電源電圧Ｖinが14.5Ｖから9Ｖに低下したとき、抵抗値変更回路８により可変抵抗Ｒv1の抵抗値を3.6ｋΩから3.45ｋΩに変化させると、抵抗分圧回路３の分圧比が大きくなり、抵抗分圧回路３の出力電圧が大きくなる。これにより、誤差出力AMPOUTが増加し、ＰＷＭパルスのONDUTYが自動的に大きくなるので、出力電圧Ｖoutが変動せず、電源電圧Ｖinの変動前と同じ値5.63Ｖに保つことができる。

このように、理論計算または実験により、電源電圧Ｖinの各値に対して出力電圧Ｖoutが一定となる可変抵抗Ｒv1の抵抗値を求めてこの値を抵抗値変更回路８に記憶しておき、電源電圧Ｖinの変動に応じて抵抗分圧回路３の抵抗分圧比を切り替えることにより、電源電圧Ｖinの変動による出力電圧Ｖoutの変動を防止することができる。
なお、この場合も上記と同様に、電源電圧Ｖinの各値毎に抵抗値を変化させるのではなく、電源電圧Ｖinが所定電圧変化する毎に抵抗値を変化させることにより、抵抗値を電源電圧Ｖinの変動に対して階段状に変化させれば、抵抗値変更回路８に記憶する抵抗値を少なくすることができる。
また、上記の実施例では抵抗分圧回路３の抵抗Ｒ１を可変にしたが、抵抗Ｒ２を可変にすることも可能である。

さらに、電源電圧Ｖinと基準電圧Ｖrefの偏差に依存させて誤差増幅器１２のゲインを変化させることにより、電源電圧Ｖinが変動しても、出力電圧Ｖoutを一定に保つことができる。
図８はこのように電源電圧Ｖinと基準電圧Ｖrefに依存して誤差増幅器１２のゲインを変化させる実施例を示す図であり、図に示すように、誤差増幅器１２の帰還抵抗が可変抵抗Ｒv2となっており、また、電源電圧Ｖinと基準電圧Ｖrefが入力される抵抗値変更回路８を備え、上記と同様に、理論計算または実験により、電源電圧Ｖinと基準電圧Ｖrefとの偏差の各値に対して出力電圧Ｖoutが一定となる誤差増幅器１２のゲインを求め、このゲインに対応した可変抵抗Ｒv2の抵抗値を抵抗値変更回路８に記憶しておき、電源電圧Ｖinの変動に応じて誤差増幅器１２のゲインを切り替える。

例えば、電源電圧Ｖinが低下したとき、誤差増幅器１２のゲインを上げることにより、誤差増幅器１２の誤差出力AMPOUTが増加し、ＰＷＭパルスのONDUTYが自動的に大きくなるので、電源電圧Ｖinが変動しても出力電圧Ｖoutを一定に保つことができる。
この場合も、上記と同様に、電源電圧Ｖinと基準電圧Ｖrefの偏差の各値毎にゲインを変化させるのではなく、電源電圧Ｖinと基準電圧Ｖrefの偏差が所定値変化する毎にゲインを変化させることにより、ゲインを階段状に変化させることも可能である。

なお、以上の実施例では、スイッチング回路として、トランジスタＱとダイオードＤよりなる回路を用い、出力回路として、コイルＬとコンデンサＣよりなる出力回路を用いたが、スイッチング回路、出力回路として、様々な回路を使用することが可能である。

本発明のスイッチングレギュレータの実施例を示す図である。 図１のスイッチングレギュレータの動作波形を示す図である。 図１のスイッチングレギュレータの他の実施例の動作波形を示す図である。 図１のスイッチングレギュレータのさらに他の実施例の動作波形を示す図である。 本発明のスイッチングレギュレータの他の実施例を示す図である。 本発明のスイッチングレギュレータのさらに他の実施例を示す図である。 本発明のスイッチングレギュレータのさらに他の実施例を示す図である。 本発明のスイッチングレギュレータのさらに他の実施例を示す図である。 従来のスイッチングレギュレータを示す図である。 図９のスイッチングレギュレータの動作波形を示す図である。 電源電圧の変動による出力電圧の変動状態を示す図である。

符号の説明

１ スイッチング回路
２ 出力回路
３ 抵抗分圧回路
４ ＰＷＭパルス発生回路
５ 波形変更回路
６ 基準電圧発生回路
７ 電圧変更回路
８ 抵抗値変更回路
１１ ドライバ
１２ 誤差増幅器
１３ 基準三角波発生回路
１４ 比較器

Claims (12)

1. 出力電圧と基準電圧との誤差を増幅する誤差増幅手段と、
   基準三角波信号を出力する三角波発生手段と、
   上記誤差増幅手段の出力と上記基準三角波とを比較する比較手段と、
   電源電圧と接続され、上記比較手段の出力により制御されるスイッチング手段とを備えたスイッチングレギュレータにおいて、
   上記三角波発生手段が上記電源電圧の大きさに応じて基準三角波の波形を変化させることを特徴とするスイッチングレギュレータ。
2. 請求項１に記載のスイッチングレギュレータにおいて、
   上記三角波発生手段が上記電源電圧の大きさに応じて基準三角波のピーク電圧とボトム電圧を変化させることを特徴とするスイッチングレギュレータ。
3. 請求項１に記載のスイッチングレギュレータにおいて、
   上記三角波発生手段が上記電源電圧の大きさに応じて基準三角波のピーク電圧のみを変化させることを特徴とするスイッチングレギュレータ。
4. 請求項１に記載のスイッチングレギュレータにおいて、
   上記三角波発生手段が上記電源電圧の大きさに応じて基準三角波のボトム電圧のみを変化させることを特徴とするスイッチングレギュレータ。
5. 請求項１〜請求項４のいずれかに記載のスイッチングレギュレータにおいて、
   上記電源電圧と上記基準電圧との偏差により基準三角波の波形を変化させることを特徴とするスイッチングレギュレータ。
6. 請求項１〜請求項４のいずれかに記載のスイッチングレギュレータにおいて、
   上記三角波発生手段が上記電源電圧の変化に応じて基準三角波の波形を階段状に変化させることを特徴とするスイッチングレギュレータ。
7. 出力電圧と基準電圧との誤差を増幅する誤差増幅手段と、
   基準三角波信号を出力する三角波発生手段と、
   上記誤差増幅手段の出力と上記基準三角波とを比較する比較手段と、
   電源電圧と接続され、上記比較手段の出力により制御されるスイッチング手段とを備えたスイッチングレギュレータにおいて、
   上記電源電圧の大きさに応じて上記基準電圧の電圧を変化させる基準電圧変更手段を有することを特徴とするスイッチングレギュレータ。
8. 請求項７に記載のスイッチングレギュレータにおいて、
   上記基準電圧変更手段が上記電源電圧の変化に応じて基準電圧を階段状に変化させることを特徴とするスイッチングレギュレータ。
9. 出力電圧を分圧する分圧手段と、
   上記分圧手段の出力と基準電圧との誤差を増幅する誤差増幅手段と、
   基準三角波信号を出力する三角波発生手段と、
   上記誤差増幅手段の出力と上記基準三角波とを比較する比較手段と、
   電源電圧と接続され、上記比較手段の出力により制御されるスイッチング手段とを備えたスイッチングレギュレータにおいて、
   上記分圧手段の分圧比を上記電源電圧の大きさに応じて変化させる分圧比変更手段を有することを特徴とするスイッチングレギュレータ。
10. 請求項９に記載のスイッチングレギュレータにおいて、
    上記分圧比変更手段が上記電源電圧の変化に応じて分圧比を階段状に変化させることを特徴とするスイッチングレギュレータ。
11. 出力電圧と基準電圧との誤差を増幅する誤差増幅手段と、
    基準三角波信号を出力する三角波発生手段と、
    上記誤差増幅手段の出力と上記基準三角波とを比較する比較手段と、
    電源電圧と接続され、上記比較手段の出力により制御されるスイッチング手段とを備えたスイッチングレギュレータにおいて、
    上記電源電圧と上記基準電圧との偏差により上記誤差増幅手段の増幅度を変化させる増幅度変更手段を有することを特徴とするスイッチングレギュレータ。
12. 請求項１１に記載のスイッチングレギュレータにおいて、
    上記増幅度変更手段が、上記電源電圧と上記基準電圧との偏差に応じて誤差増幅器の増幅度を階段状に変化させることを特徴とするスイッチングレギュレータ。