TWI411218B - 永久磁石同步電動機之控制裝置 - Google Patents

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TWI411218B
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Masaya Harakawa
Keita Horii
Atsuo Haishi
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Mitsubishi Electric Corp
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Description

永久磁石同步電動機之控制裝置
本發明係關於一種永久磁石同步電動機之控制裝置。
在永久磁石同步電動機之控制中，大多係使用可自由地控制轉矩(torque)之向量(vector)控制。採用向量控制之控制裝置，其構成係採用將PWM反相器(inverter)輸出至永久磁石同步電動機之3相馬達電流，分解於旋轉之正交2軸之dq軸座標上，並轉換成作為激磁電流成分之d軸電流與作為轉矩貢獻成分之q軸電流，且將該轉換過之實際流通於永久磁石同步電動機之d軸電流及q軸電流，以追隨從自外部所賦予之轉矩指令所產生之d軸電流指令及q軸電流指令之方式，由進行比例積分控制之電流控制器來控制前述PWM反相器。
因此，藉由永久磁石同步電動機之控制裝置所為之轉矩控制之精確度，係取決於在從自外部所給予之轉矩指令產生d軸電流指令及q軸電流指令之d/q軸電流指令產生器中是否可產生適當之d軸電流指令及q軸電流指令。
在此，在永久磁石同步電動機之中，無凸極性(saliency)之SPM(Surface Permanent Magnet，表面型永久磁石)馬達之轉矩產生式，係由公式(1)所給予。另外，在公式(1)中，Tm *係由外部所給予之轉矩指令，iq *係為q軸電流指令，Kt 係為永久磁石同步電動機之轉矩常數。
[數1]
Tm *=Kt iq *．．．(1)
再者，若將公式(1)變化為以下公式(2)，且將d/q軸電流指令產生器以實施根據此公式(2)之運算之方式來構成，則可控制轉矩。另外，在公式(2)中，id *係為d軸電流指令。
[數2]
此外，永久磁石同步電動機之中，在有凸極性之IPM(Interior Permanet Magnet，內嵌永久磁石)馬達之轉矩產生式係由以下公式(3)所提供。另外，在公式(3)中，Pm 、Ld 、Lq 分別為永久磁石同步電動機之極對數、d軸電感(inductance)、q軸電感。
[數3]
Tm *=Kt iq *＋Pm (Ld -Lg )id *iq *．．．(3)
對於IPM馬達，只要以實施根據此公式(3)運算之方式來構成d/q軸電流指令產生器，或是以參照根據預先準備之公式(3)之表單資料(table data)之方式構成，即可控制轉矩。另外，d軸電感、q軸電感，一般已知係依據電流之大小而作非線性變化，因此藉由考慮此而構成d/q軸電流指令產生器，亦可使轉矩控制之精確度提升。
然而，近年來，為了使永久磁石同步電動機高速運轉，在充分利用反相器輸出電壓之恆定輸出區域之運轉正增加之中。在此運轉中，必須抑制反相器輸出電壓之飽和，因此，大多進行使d軸電流朝負方向增加之所謂弱磁場控制作為其手段之一。
弱磁場控制之一手法係揭示於專利文獻1(第11圖)。若將此手法應用於永久磁石同步電動機之控制裝置，則如下所示。亦即，從q軸電壓成分與q軸電壓指令之偏差求出q軸電壓飽和量，且從所求出之q軸電壓飽和量與旋轉角速度求出d軸電流修正量。此外，從d軸電壓成分與d軸電壓指令之偏差求出d軸電壓飽和量，且從所求出之d軸電壓飽和量與旋轉角速度求出q軸電流修正量。再者，其構成為使用所求出之d軸與q軸之各電流修正量，對於d/q軸電流指令產生器所輸出之d軸與q軸之各電流指令加以修正。依據此構成，即可達到永久磁石同步電動機中之轉矩控制與在高速運轉區域中之穩定運轉之雙重目的，因此可抑制高速運轉時電壓飽和之產生，而可實現穩定之運轉，且大幅提升控制之穩定性。
專利文獻1：國際公開第03/009463號公報
專利文獻2：日本特開2000-116198號公報
然而，關於在上述之弱磁場控制之轉矩控制之精確度，習知大多係在永久磁石同步電動機之中亦使用SPM馬達，因此並未產生許多問題，惟近年來隨著永久磁石同步電動機之高速運轉化，大多使用不會引起磁石剝落問題之IPM馬達，故產生了問題。
亦即，在SPM馬達中，轉矩之產生係根據公式(1)，因此從d/q軸電流指令產生器所輸出之d軸與q軸之各電流指令即使在之後予以修正，亦僅有q軸電流指令之變化程度會影響轉矩控制之精確度。因此，轉矩控制之精確度之劣化，在實際使用上還未達造成問題之程度。
然而，在IPM馬達中，轉矩之產生係根據公式(3)，因此從d/q軸電流指令產生器所輸出之d軸與q軸之各電流指令當在之後予以修正時，其兩方之電流指令之變化程度都會影響轉矩控制之精確度。因此，轉矩控制之精確度會有降低至超過使用SPM馬達時之轉矩控制劣化之情形。
此外，在IPM馬達中，一般已知係藉由流通與運轉狀況相對應之適當d軸電流來提升運轉效率。因此，亦有以提升IPM馬達之運轉效率為目的來修正從d/q軸電流指令產生器所輸出之d軸電流指令之情形。此時，不限定於高速運轉，即使在低速運轉或中速運轉中，轉矩控制之精確度多少也會有降低之情形。
針對此問題，例如，在上述之專利文獻2(第4實施形態)中，係提出一種高速運轉時之馬達端子電壓在一定條件下，用以穩定輸出最大轉矩之方法。因此若使用此方法，即可甚至考慮到高速運轉時不會產生電壓飽和之技術來構成d/q軸電流指令產生器。
然而，在應用記載於上述專利文獻2之技術之d/q軸電流指令產生器中，必須作出可滿足根據馬達等效電路之電壓關係式與公式(3)所示之轉矩關係式雙方之d軸電流指令及q軸電流指令，因此需要相當複雜之運算，而會有對於製品CPU造成極大負擔之問題。
本發明係有鑑於上述問題而研創者，其目的在獲得一種不會對製品CPU造成極大負擔，且不論永久磁石同步電動機是否為SPM馬達或是IPM馬達，不僅在低速運轉時或中速運轉時，就連在高速運轉時，亦可進行精確度良好之轉矩控制之永久磁石同步電動機之控制裝置。
為了達成上述之目的，本發明係提供一種永久磁石同步電動機之控制裝置，具備：d/q軸電流指令產生器，用以從自外部所輸入之轉矩指令產生d軸與q軸之各電流指令；及電流控制器，藉由比例積分控制來產生d軸與q軸之各電壓指令，以使實際流通於永久磁石同步電動機之d軸與q軸之各電流，和d軸與q軸之各電流修正指令一致，該d軸與q軸之各電流修正指令係為前述d軸與q軸之各電流指令與所對應之d軸與q軸之各電流修正量之偏差；其特徵為具備：轉矩補正電路，從前述d軸與q軸之各電流修正指令之電流相位與前述轉矩指令產生轉矩修正指令，且將該轉矩修正指令取代前述轉矩指令而供給至前述d/q軸電流指令產生器。
依據本發明，則不是將自外部所輸入之轉矩指令直接供給至d/q軸電流指令產生器，而是輸入至所追加之轉矩補正電路。此所追加之轉矩補正電路係以較少之運算量，使用自該外部所輸入之轉矩指令與所修正之後之d軸與q軸之各電流指令之電流相位來產生轉矩修正指令，且將該轉矩修正指令供給至d/q軸電流指令產生器。藉此，d/q軸電流指令產生器即可以反映實際之運轉狀態而產生d軸與q軸之各電流指令，因此不論永久磁石同步電動機是否為SPM馬達或IPM馬達，不僅在低速運轉時或中速運轉時，就連在高速運轉時，亦可產生適當之d軸與q軸之各電流指令。換言之，本發明不會對製品CPU造成極大負擔，在所有運轉區域均可達成精確度良好之轉矩控制之效果。
以下參照圖式詳細說明本發明永久磁石同步電動機之控制裝置之較佳實施形態。
(實施形態1)
第1圖係為顯示本發明實施形態1之永久磁石同步電動機之控制裝置之主要部分構成之方塊圖。第2圖係為顯示進行永久磁石同步電動機之弱磁場控制之控制裝置之一般構成例方塊圖。
第1圖所示之實施形態1之永久磁石同步電動機之控制裝置之主要部分(轉矩補正電路)係在第2圖所示之本發明作為對象之習知進行弱磁場控制之控制裝置中追加了電流相位運算器1、轉矩補正器2與乘算器3所構成。
在此，為了使本發明易於理解，首先，參照第2圖，簡單說明本發明作為對象之習知之進行弱磁場控制之控制裝置之構成與動作，且之後參照第1圖說明此實施形態1之控制裝置之主要部分構成之動作。
在第2圖中，習知之進行弱磁場控制之控制裝置，以控制永久磁石同步電動機(PM)18之構成而言，係具備有：d/q軸電流指令產生器9、減算器10、11、12、13、d軸電流控制器14、q軸電流控制器15、二相三相座標轉換器16、PWM反相器17、電流檢測器19a、19b、19c、三相二相座標轉換器20、速度檢測器21、係數器22、及積分器23。
PWM反相器17係根據從二相三相座標轉換器16所輸入之電壓指令VU *、VV *、VW *而產生供給至永久磁石同步電動機18之驅動電力。另外，Vdc係為母線電壓。
速度檢測器21係用以檢測所驅動之永久磁石同步電動機18之旋轉速度ωr 。係數器22係根據速度檢測器21所檢測出之旋轉速度ωr 以運算dq軸座標之旋轉角速度ω1 。積分器23係將係數器22所運算之dq軸座標之旋轉角速度ω1進行積分，且以其為dq軸座標之相位角θ，而輸出至二相三相座標轉換器16與三相二相座標轉換器20。
電流檢測器19a、19b、19c係檢測從PWM反相器17供給至永久磁石同步電動機18之馬達驅動電流iu 、iv 、iw ，且將其輸出至三相二相座標轉換器20。
三相二相座標轉換器20係根據從積分器23所輸入之dq軸座標之相位角θ，將電流檢測器19a、19b、19c所檢測出之馬達驅動電流iu 、iv 、iw 轉換成dq軸座標上之d軸電流id 與q軸電流iq ，且將該等輸出至對應的減算器12、13。
d/q軸電流指令產生器9係從自外部所輸入之任意之轉矩指令Tm *，進行前述之公式(2)或公式(3)之運算，而產生在旋轉之正交2軸之dq軸座標上之d軸電流指令id *與q軸電流指令iq *，且將d軸電流指令id *輸出至減算器10之其中一方輸入端子，並將q軸電流指令iq *輸出至減算器11之其中一方輸入端子。
在減算器10之另一方輸入端子係輸入有d軸電流修正量△id *，而在減算器11之另一方輸入端子係輸入有q軸電流修正量△iq *。d軸電流修正量△id *與q軸電流修正量△iq *之產生源雖未標示,惟係應用前述專利文獻1(第11圖)所提案之方法所產生。在此不再贅述。
減算器10係用以運算d軸電流指令id *與d軸電流修正量△id *之偏差，且將其當作d軸電流修正指令id *cmd而輸出至減算器12之其中一方輸入端子。在此減算器12之另一方輸入端子係從三相二相座標轉換器20輸入有d軸電流id 。此外，減算器11係用以運算q軸電流指令iq *與q軸電流修正量△iq *之偏差，且將其當作q軸電流修正指令iq *cmd而輸出至減算器13之其中一方輸入端子。在此減算器13之另一方輸入端子係從三相二相座標轉換器20輸入有q軸電流iq 。
減算器12係用以運算d軸電流修正指令id *cmd與d軸電流id 之偏差，並將其當作電流偏差eid 而輸出至d軸電流控制器14。此外，減算器13係用以運算q軸電流修正指令iq *cmd與q軸電流iq 之偏差，並將其當作電流偏差eiq 而輸出至q軸電流控制器15。
d軸電流控制器14及q軸電流控制器15係為分別進行比例積分(PI)控制之PI控制器。亦即，d軸電流控制器14及q軸電流控制器15係分別藉由PI控制而產生d軸電壓指令Vd *、d軸電壓指令Vq *，且將該等輸出至二相三相座標轉換器16，該d軸電壓指令Vd *、q軸電壓指令Vq *係為使從減算器12、13所輸入之電流偏差eid 、eiq 為零之操作量。
二相三相座標轉換器16係根據從積分器23所輸入之dq軸座標之相位角θ，將從d軸電流控制器14及q軸電流控制器15所輸入之d軸電壓指令Vd *、q軸電壓指令Vq *轉換成電壓指令VU *、VV *、VW *，且將該等輸出至前述PWM反相器17。
如上所述，在進行弱磁場控制之向量控制中，係藉由電流控制器(d軸電流控制器14及q軸電流控制器15)進行控制，使實際供給至永久磁石同步電動機18之d軸電流id 及q軸電流iq 分別與d軸電流修正指令id *cmd及q軸電流修正指令iq *cmd一致。
再者，在第1圖中，係說明此實施形態1之控制裝置之主要部分構成。電流相位運算器1係以減算器10、11之各輸出(d軸電流修正指令id *cmd、q軸電流修正指令iq *cmd)為輸入，且將電流相位βi 輸出至轉矩補正器2。
轉矩補正器2係以來自外部之轉矩修正指令Tm *與來自電流相位運算器1之電流相位βi 為輸入，而將轉矩補正係數k1 輸出至乘算器3a。
乘算器3a係以來自外部之轉矩指令Tm *與來自轉矩補正器2之轉矩補正係數k1 為輸入，而將轉矩修正指令Tm *cmd輸出至d/q軸電流指令產生器9。
接著說明此實施形態1之控制裝置之主要部分之動作。d/q軸電流指令產生器9雖原本為了實現永久磁石同步電動機18之轉矩控制所設置，惟為了抑制高速運轉時之電壓飽和之產生，實現穩定之運轉，而有必要進行弱磁場控制。
因此，如第2圖所示，乃採用供給d軸電流修正量△id *及q軸電流修正量△iq *，並修正d/q軸電流指令產生器9所輸出之d軸電流指令id *及q軸電流指令iq *之構成。如此一來，尤其在IPM馬達中，所產生之轉矩將大幅變化，而使轉矩控制之精確度降低。此等已如前所述。
因此，在此實施形態1中，為了實現精確度良好之轉矩控制，並未將來自外部之轉矩指令Tm *直接供給至d/q軸電流指令產生器9，而是使用修正後之d軸與q軸之各電流指令(d軸電流修正指令id *cmd、q軸電流修正指令iq *cmd)之電流相位βi ，對於來自外部之轉矩指令Tm *施加修正，且將其供給至d/q軸電流指令產生器9。
亦即，電流相位運算器1係將減算器10所輸出之d軸電流修正指令id *cmd、與減算器11所輸出之q軸電流修正指令iq *cmd應用於下一公式(4)而運算電流相位βi ，且將其輸出至轉矩補正器2。
[數4]
轉矩補正器2係根據來自外部之轉矩指令Tm *與來自電流相位運算器1之電流相位βi 而產生轉矩補正係數k1 ，且將其輸出至乘算器3a之其中一方輸入端子。另外，轉矩補正係數k1 係可預先進行實驗來求出，因此可先保持在記憶體作為表單資料。在此實施形態1中，係使用此方法。
第3圖係為顯示第1圖所示之轉矩補正係數k1 之表單資料之一例示圖。在第3圖中，橫軸係為轉矩指令Tm *[%]，縱軸係為轉矩補正係數k1 。顯示有與電流相位βi [°]之值對應之數條特性曲線(在第3圖中，βi =60[°]、βi =50[°]、βi =40[°]、βi =30[°]、βi =15[°]、βi =0[°]之6條)。此等特性曲線係輸入轉矩指令Tm *與電流相位βi 之各值，且視需要實施插補等而作成者。
轉矩補正器2係構成為以來自外部之轉矩指令Tm *與來自電流相位運算器1之電流相位βi 之各值作為位址(address)資訊而輸入至第3圖所示保持表單資料之記憶體，且將在縱軸所取得之轉矩補正係數k1 取出，而將其輸出至乘算器3a。當然，轉矩補正器2係以函數之形態先保持第3圖所示之表單質料，且藉由運算而導出轉矩補正係數k1 亦可。
乘算器3a係將來自外部之轉矩指令Tm *與來自轉矩補正器2之轉矩補正係數k1 進行乘算，且將該乘算結果作為轉矩修正指令Tm *cmd而輸出至d/q軸電流指令產生器9。
如此，在所追加之補正電路(電流相位運算器1、轉矩補正器2、乘算器3a)之運算量係較少，因此可謂對於製品CPU所造成之負擔之增加較少。
在此實施形態1中，d/q軸電流指令產生器9係取代來自外部之轉矩指令Tm *而從所修正之轉矩修正指令Tm *cmd產生d軸電流指令id *及q軸電流指令iq *。藉此，即可獲得例如第4圖所示之運轉特性。
第4圖係為將實施形態1應用於IPM馬達時之運轉特性與習知例比較而加以顯示之特性圖。在第4圖中，係顯示對於IPM馬達應用實施形態1(第1圖)時之高速運轉、中速運轉、低速運轉之各運轉特性、及應用習知例(第2例)時之高速運轉、中速運轉、低速運轉之各運轉特性。
在第4圖中，橫軸為轉矩指令[%]，縱軸為轉矩誤差(精確度)[%]。第4圖所示之各運轉特性，係對於在橫軸所取得之轉矩指令之大小，將與實際所輸出之轉矩之值之差定義為轉矩誤差而加以描繪者。轉矩誤差為零時，在永久磁石同步電動機18中，係設為進行依照轉矩指令之輸出而轉矩控制精確度為最佳者。
如第4圖所示，在習知例(第2圖)中，轉矩控制之精確度於進行高速運轉時會降低。相對於此，在實施形態1(第1圖)中可明瞭，即使在進行高速運轉時，亦可進行精確度良好之轉矩控制。此外，亦可明瞭，在低速運轉或中速運轉中，於實施形態1(第1圖)中，可改善轉矩控制之精確度。
如以上所說明，依據實施形態1，並非將自外部所輸入之轉矩指令Tm *直接供給至d/q軸電流指令產生器9，而是輸入至所追加之補正電路。所追加之補正電路，係以較少之運算量，使用經修正後之d軸電流指令及q軸電流指令之電流相位βi 而導出轉矩補正係數k1 ，且使用該轉矩補正係數k1 而修正轉矩指令Tm *並供給至d/q軸電流指令產生器9。
藉此，d/q軸電流指令產生器9係能以反映實際運轉狀態之形式來產生d軸與q軸之各電流指令，因此不論永久磁石同步電動機18是否為SPM馬達或IPM馬達，不但在低速運轉時或中速運轉時，就連在高速運轉時，亦可產生適當之d軸與q軸之各電流指令。因此，不會對製品CPU造成大負擔，而在所有運轉區域均可進行精確度良好之轉矩控制。
另外，在實施形態1中，藉由將轉矩補正係數k1 之倒數，乘上將實際流通於永久磁石同步電動機18之d軸電流id 及q軸電流iq 應用於公式(3)而求得之轉矩值，亦可獲得可以良好精確度推測實際所產生之轉矩值之優點。
(實施形態2)
第5圖係為顯示本發明實施形態2之永久磁石同步電動機之控制裝置之主要部分構成之方塊圖。另外，在第5圖中，係對於與第1圖(實施形態1)所示之構成要素相同或相等之構成要素賦予相同符號。在此，係以關於此實施形態2之部分為中心進行說明。
第5圖所示之實施形態2之永久磁石同步電動機之控制裝置之主要部分(轉矩補正電路)，係在第1圖(實施形態1)所示之構成中，設置轉矩補正器4以取代轉矩補正器2與乘算器3a。依據此構成，即可不需要乘算器，因此可進一步減少整體之運算量，且可更減輕對於製品CPU所造成之負擔。
轉矩補正器4係根據來自外部之轉矩指令Tm *與來自電流相位運算器1之電流相位βi 而直接產生轉矩修正指令Tm *cmd，且將其輸出至d/q軸電流指令產生器9。另外，轉矩修正指令Tm *cmd係可預先進行實驗而求出，因此可先予保持在記憶體作為表單資料。在此實施形態2中，係使用此方法。
第6圖係為顯示第5圖所示之轉矩修正指令Tm *cmd之表單資料之一例示圖。在第6圖中，橫軸係轉矩指令Tm *[%]，縱軸係轉矩修正指令Tm *cmd[%]。顯示有與電流相位βi [°]之值對應之數條特性曲線(在第6圖中，βi =60[°]、βi =50[°]、β=40[°]、β=30[°]、β=15[°]、β=0[°]之6條)。此等特性曲線係為輸入轉矩指令Tm *與電流相位βi 之各值，且視需要實施插補等而作成者。
轉矩補正器4係以來自外部之轉矩指令Tm *與來自電流相位運算器1之電流相位βi 之各值作為位址資訊而輸入至第6圖所示用以保持表單資料之記憶體，且將在縱軸所取得之轉矩修正指令Tm *cmd取出，且將其輸出至d/q軸電流指令產生器9之方式構成。當然，轉矩補正器4係亦可以函數之狀態保持第6圖所示之表單資料，且藉由運算而將轉矩修正指令Tm *cmd導出。
如以上所說明，依據實施形態2，可獲得與實施形態1相同之作用及效果外，由於不求出轉矩補正係數k1 ，而是直接求出轉矩修正指令Tm *cmd，因此可更減少整體之運算量，且可較實施形態1更加減輕對於製品CPU所造成之負擔。
(實施形態3)
第7圖係為顯示本發明實施形態3之永久磁石同步電動機之控制裝置之主要部分構成之方塊圖。另外，在第7圖中，係對於與第1圖(實施形態1)所示之構成要素相同或相等之構成要素賦予相同符號。在此，係以關於此實施形態3之部分為中心進行說明。
第7圖所示之本實施形態3之永久磁石同步電動機之控制裝置之主要部分(轉矩補正電路)，係在第1圖(實施形態1)所示之構成中，追加電流振幅變化率運算器5，且取代乘算器3a而設有乘算器3b。
電流振幅變化率運算器5係以d軸電流指令id *、q軸電流指令iq *、d軸電流修正指令id *cmd與q軸電流修正指令iq *cmd為輸入，且將轉矩補正係數(第2轉矩補正係數)k2 輸出至乘算器3b。
乘算器3b係以來自外部之轉矩指令Tm *、來自轉矩補正器2之轉矩補正係數(第1轉矩補正係數)k1 、與來自電流振幅變化率運算器5之轉矩補正係數(第2轉矩補正係數)k2 為輸入，且將轉矩修正指令Tm *cmd輸出至d/q軸電流指令產生器9。
接著說明本實施形態3之控制裝置之主要部分之動作。在如前所示之實施形態1、2中，係顯示使用修正後之d軸與q軸之各電流指令(d軸電流修正指令id *cmd、q軸電流修正指令iq *cmd)之電流相位βi ，而對於來自外部之轉矩指令Tm *加以修正之方法。
然而，藉由供給d軸電流修正量△id *及q軸電流修正量△iq *，不僅前述電流相位βi ，而且其電流振幅當然亦會變化。轉矩因為此影響而變化，而轉矩控制之精確度亦會有降低之情形。
因此，在本實施形態3中，為了實現精確度更高之轉矩控制，亦使用d軸與q軸之各電流指令之振幅之變化率，而對於來自外部之轉矩指令Tm *更進一步加以修正。
亦即，電流振幅變化率運算器5係將d軸電流指令id *、q軸電流指令iq *、d軸電流修正指令id *cmd與q軸電流修正指令iq *cmd應用於下列公式(5)，而計算修正前之電流振幅與修正後之電流振幅之變化率，且以其為轉矩補正係數k2 而輸出至乘算器3b。
[數5]
乘算器3b係將來自外部之轉矩指令Tm *、來自轉矩補正器2之轉矩補正係數k1 、及來自電流振幅變化率運算器5之轉矩補正係數k2 進行乘算，且將該乘算結果作為轉矩修正指令Tm *cmd輸出至d/q軸電流指令產生器9。
如以上所說明，依據實施形態3，係使用修正後之d軸電流指令及q軸電流指令之電流相位βi 而導出轉矩補正係數k1 ，且進一步導出d軸電流指令及q軸電流指令之修正前後之電流振幅變化率，而藉由該雙方來修正轉矩指令Tm *而賦予d/q軸電流指令產生器9，因此可進行較實施形態1、2精確度更佳之控制。
(實施形態4)
第8圖係為顯示本發明實施形態4之永久磁石同步電動機之控制裝置之主要部分構成之方塊圖。另外，在第8圖中，係對於與第7圖(實施形態3)所示之構成要素相同或相等之構成要素賦予相同符號。在此，係關於此實施形態4之部分為中心進行說明。
第8圖所示之本實施形態4之永久磁石同步電動機之控制裝置之主要部分(轉矩補正電路)，係在第7圖(實施形態3)所示之構成中，取代轉矩補正器2，而設有第5圖(實施形態2)所示之轉矩補正器4，且取代乘算器3b而設有乘算器3c。
轉矩補正器4係以來自外部之轉矩指令Tm *與來自電流相位運算器1之電流相位βi 為輸入，且將轉矩修正指令(第1轉矩修正指令)Tm *cmd輸出。
乘算器3c係以來自轉矩補正器4之轉矩修正指令(第1轉矩修正指令)Tm *cmd與來自電流振幅變化率運算器5之轉矩補正係數k2 為輸入，且將轉矩修正指令(第2轉矩修正指令)Tm *cmd2輸出至d/q軸電流指令產生器9。
接著，說明本實施形態4之控制裝置之主要部分之動作。轉矩補正器4係如第5圖(實施形態2)所說明，從來自電流相位運算器1之電流相位βi 與來自外部之轉矩指令Tm *直接將轉矩修正指令(第1轉矩修正指令)Tm *cmd輸出至d/q軸電流指令產生器9。依據此構成，與實施形態2相同地，可以減輕對於製品CPU所造成之負擔。
乘算器3c係將來自轉矩補正器4之轉矩修正指令(第1轉矩修正指令)Tm *cmd、與來自電流振幅變化率運算器5之轉矩補正係數k2 進行乘算，且將該乘算結果作為轉矩修正指令(第2轉矩修正指令)Tm *cmd輸出至d/q軸電流指令產生器9。
如以上所說明，依據實施形態4，即可獲得實施形態3之作用及效果外，在第7圖(實施形態3)中，不求出轉矩補正係數k1 ，而是直接求出轉矩修正指令(第1轉矩修正指令)Tm *cmd，因此可減輕整體之運算量，且可較實施形態3更加減輕對於製品CPU所造成之負擔。
 (產業上之可利用性)
綜上所述，本發明之永久磁石同步電動機之控制裝置，係可應用作為一種不會對製品CPU造成大負擔，且不論永久磁石同步電動機是否為SPM馬達或是IPM馬達，不但在低速運轉時或中速運轉時，就連在高速運轉時，亦可進行精確度良好之轉矩控制之永久磁石同步電動機之控制裝置。
1．．．電流相位運算器
2、4．．．轉矩補正器
3a、3b、3c．．．乘算器
5．．．電流振幅變化率運算器
9．．．d/q軸電流指令產生器
10、11、12、13．．．減算器
14．．．d軸電流控制器
15．．．q軸電流控制器
16．．．二相三相座標轉換器
17．．．PWM反相器
18．．．永久磁石同步電動機
19a、19b、19c．．．電流檢測器
20．．．三相二相座標轉換器
21．．．速度檢測器
22．．．係數器
23．．．積分器
eid 、eiq ．．．電流偏差
id *．．．d軸電流指令
id *cmd．．．d軸電流修正指令
iq *．．．q軸電流指令
iq *cmd．．．q軸電流修正指令
iu 、iv 、iw ．．．馬達驅動電流
Kt ．．．永久磁石同步電動機之轉矩常數
k1 、k2 ．．．轉矩補正係數
Tm *．．．轉矩指令
Tm *cmd．．．轉矩修正指令
Vdc．．．母線電壓
Vd *．．．d軸電壓指令
Vq *．．．q軸電壓指令
VU *、Vv 、Vw ．．．電壓指令
βi ．．．電流相位
θ．．．相位角
第1圖係為顯示本發明實施形態1之永久磁石同步電動機之控制裝置之主要部分構成之方塊圖。
第2圖係為顯示進行永久磁石同步電動機之弱磁場控制之控制裝置之一般構成例之方塊圖。
第3圖係為顯示第1圖所示之轉矩補正係數k1 之表單資料之一例圖。
第4圖係為將實施形態1應用於IPM馬達時之運轉特性與習知例比較而加以顯示之特性圖。
第5圖係為顯示本發明實施形態2之永久磁石同步電動機之控制裝置之主要部分構成之方塊圖。
第6圖係為顯示第5圖所示之轉矩修正指令Tm * cmd之表單資料之一例圖。
第7圖係為顯示本發明實施形態3之永久磁石同步電動機之控制裝置之主要部分構成之方塊圖。
第8圖係為顯示本發明實施形態4之永久磁石同步電動機之控制裝置之主要部分構成之方塊圖。
1．．．電流相位運算器
2．．．轉矩補正器
3a．．．乘算器
9．．．d/q軸電流指令產生器
10、11、12、13．．．減算器
eid 、eiq ．．．電流偏差
id *．．．d軸電流指令
id *cmd．．．d軸電流修正指令
iq *．．．q軸電流指令
iq *cmd．．．q軸電流修正指令
Tm *．．．轉矩指令
Tm *cmd．．．轉矩修正指令
βi ．．．電流相位

Claims (5)

  1. 一種永久磁石同步電動機之控制裝置，具備：d/q軸電流指令產生器，用以從自外部所輸入之轉矩指令產生d軸與q軸之各電流指令；及電流控制器，藉由比例積分控制來產生d軸與q軸之各電壓指令，以使實際流通於永久磁石同步電動機之d軸與q軸之各電流，和d軸與q軸之各電流修正指令一致，該d軸與q軸之各電流修正指令係為前述d軸與q軸之各電流指令與所對應之d軸與q軸之各電流修正量之偏差；其特徵為具備：轉矩補正電路，係具備：電流相位運算器，從前述d軸與q軸之各電流修正指令來運算電流相位；轉矩補正器，從前述轉矩指令與前述電流相位來輸出轉矩補正係數；及乘算器，將前述轉矩指令與前述轉矩補正係數進行乘算而將轉矩修正指令予以輸出；並且，將前述乘算器所輸出的前述轉矩修正指令取代前述轉矩指令而供給至前述d/q軸電流指令產生器。
  2. 一種永久磁石同步電動機之控制裝置，具備：d/q軸電流指令產生器，用以從自外部所輸入之轉矩指令產生d軸與q軸之各電流指令；及電流控制器，藉由比例積分控制來產生d軸與q軸之各電壓指令，以使實際流通於永久磁石同步電動機之d軸與q軸之各電流，和d軸與q軸之各電流修正指令一致，該d軸與q軸之各電流修正指令係為前述d軸與q軸之各電流指令與所對應之d軸與q軸之各電流修正量之偏差；其特徵為具備： 轉矩補正電路，係具備：電流相位運算器，從前述d軸與q軸之各電流修正指令來運算電流相位；及轉矩補正器，從前述轉矩指令與前述電流相位來輸出轉矩修正指令；並且，將前述轉矩補正器所輸出的前述轉矩修正指令取代前述轉矩指令而供給至前述d/q軸電流指令產生器。
  3. 一種永久磁石同步電動機之控制裝置，其具備：d/q軸電流指令產生器，用以從自外部所輸入之轉矩指令產生d軸與q軸之各電流指令；及電流控制器，藉由比例積分控制來產生d軸與q軸之各電壓指令，以使實際流通於永久磁石同步電動機之d軸與q軸之各電流，和d軸與q軸之各電流修正指令一致，該d軸與q軸之各電流修正指令係為前述d軸與q軸之各電流指令與所對應之d軸與q軸之各電流修正量之偏差；其特徵為具備：轉矩補正電路，從前述d軸與q軸之各電流修正指令之電流相位及電流振幅與前述轉矩指令產生轉矩修正指令，且將該轉矩修正指令取代前述轉矩指令而供給至前述d/q軸電流指令產生器。
  4. 如申請專利範圍第3項之永久磁石同步電動機之控制裝置，其中，前述轉矩補正電路係具備：電流相位運算器，從前述d軸與q軸之各電流修正指令來運算電流相位；轉矩補正器，從前述轉矩指令與前述電流相位來輸出第1轉矩補正係數； 電流振幅變化率運算器，將前述d軸與q軸之各電流指令之振幅和前述d軸與q軸之各電流修正指令之振幅之變化率進行運算且將其作為第2轉矩補正係數予以輸出；及乘算器，將前述轉矩指令、前述第1轉矩補正係數與前述第2轉矩補正係數進行乘算而將前述轉矩修正指令予以輸出。
  5. 如申請專利範圍第3項之永久磁石同步電動機之控制裝置，其中，前述轉矩補正電路係具備：電流相位運算器，從前述d軸與q軸之各電流修正指令來運算電流相位；轉矩補正器，從前述轉矩指令與前述電流相位來輸出第1轉矩修正指令；電流振幅變化率運算器，將前述d軸與q軸之各電流指令之振幅和前述d軸與q軸之各電流修正指令之振幅變化率進行運算且將其作為轉矩補正係數予以輸出；及乘算器，將前述轉矩指令、前述第1轉矩修正指令與前述轉矩補正係數進行乘算而得之第2轉矩修正指令，作為供給至前述d/q軸電流指令產生器之前述轉矩修正指令予以輸出。
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Families Citing this family (14)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
IT1394426B1 (it) * 2009-06-05 2012-06-15 Reel S R L Unipersonale Metodo di controllo di un motore
KR101928435B1 (ko) 2012-06-19 2018-12-12 삼성전자주식회사 전력 변환 장치 및 이의 제어 방법
US9369078B2 (en) 2013-03-11 2016-06-14 Steering Solutions Ip Holding Corporation Method of current reference generation for a motor
US9461574B2 (en) * 2013-03-12 2016-10-04 Steering Solutions Ip Holding Corporation Motor control system for determining a reference d-axis current and a q-axis current
US9531311B2 (en) 2013-03-13 2016-12-27 Steering Solutions Ip Holding Corporation Generation of a current reference to control a brushless motor
JP5800933B2 (ja) 2014-02-28 2015-10-28 ファナック株式会社 同期モータを制御するモータ制御装置
KR101539539B1 (ko) 2014-05-12 2015-07-24 엘에스산전 주식회사 유도전동기 제어장치
JP6667076B2 (ja) 2015-01-28 2020-03-18 パナソニックＩｐマネジメント株式会社 モータ制御装置、およびこのモータ制御装置におけるトルク定数の補正方法
KR101736006B1 (ko) * 2016-04-01 2017-05-15 엘에스산전 주식회사 전류 지령 보정 장치
JP6320603B1 (ja) * 2017-06-20 2018-05-09 三菱電機株式会社 交流回転機の制御装置
CN107508503A (zh) * 2017-09-07 2017-12-22 北京车和家信息技术有限公司 电机扭矩修正方法、电机扭矩修正装置、电机及车辆
US10526008B1 (en) 2018-07-31 2020-01-07 Steering Solutions Ip Holding Corporation Machine current limiting for permanent magnet synchronous machines
KR102288428B1 (ko) * 2019-06-24 2021-08-10 엘지전자 주식회사 인버터형 센서리스 모터의 제어 장치 및 방법
CN112688607B (zh) * 2020-12-15 2023-08-15 大国重器自动化设备(山东)股份有限公司 一种伺服电机及人工智能机器人

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH10243699A (ja) * 1997-02-27 1998-09-11 Fuji Electric Co Ltd 同期電動機の制御装置
JP2000116198A (ja) * 1998-09-30 2000-04-21 Toshiba Corp 永久磁石リラクタンスモータの制御装置
WO2003009463A1 (fr) * 2001-07-13 2003-01-30 Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha Dispositif de regulation de la vitesse pour moteur electrique cc

Family Cites Families (12)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP3226253B2 (ja) * 1995-09-11 2001-11-05 株式会社東芝 永久磁石同期電動機の制御装置
JPH11275900A (ja) * 1998-03-24 1999-10-08 Fuji Electric Co Ltd 同期電動機の制御装置
JP4127957B2 (ja) * 2000-12-22 2008-07-30 東洋電機製造株式会社 電動機の制御装置
JP3688673B2 (ja) * 2002-10-01 2005-08-31 本田技研工業株式会社 永久磁石式回転電機の制御装置
KR100472761B1 (ko) 2002-12-30 2005-03-10 미쓰비시덴키 가부시키가이샤 교류전동기의 속도제어장치
JP4606033B2 (ja) * 2004-01-30 2011-01-05 三菱電機株式会社 同期モータの回転子位置検出調整方法
JP4589093B2 (ja) * 2004-12-10 2010-12-01 日立オートモティブシステムズ株式会社 同期モータ駆動装置及び方法
JP2006238601A (ja) * 2005-02-24 2006-09-07 Mitsubishi Heavy Ind Ltd Ｉｐｍモータとその制御方法
EP1780095B1 (en) * 2005-10-28 2015-07-08 Nsk Ltd. Electric power steering apparatus and controller thereof
JP4764785B2 (ja) * 2006-08-23 2011-09-07 ルネサスエレクトロニクス株式会社 同期電動機の制御装置
JP5167631B2 (ja) * 2006-11-30 2013-03-21 株式会社デンソー モータの制御方法及びそれを利用するモータ制御装置
JP4083203B1 (ja) * 2007-03-14 2008-04-30 山洋電気株式会社 同期電動機の制御装置

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH10243699A (ja) * 1997-02-27 1998-09-11 Fuji Electric Co Ltd 同期電動機の制御装置
JP2000116198A (ja) * 1998-09-30 2000-04-21 Toshiba Corp 永久磁石リラクタンスモータの制御装置
WO2003009463A1 (fr) * 2001-07-13 2003-01-30 Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha Dispositif de regulation de la vitesse pour moteur electrique cc

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TW201018073A (en) 2010-05-01
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