TWI325249B - Beam-steering and beam-forming for wideband mimo/miso systems - Google Patents

Description

1325249 玖、發明說明： 【發明所屬之技術領域】 —般而：，本發明係關於資料通信，更明確言之，本發 明係關於實行用於寬頻多重輸入多重輸出/多重輸入單獨輸 出（MIMO/MISO)系統之射束控制及射束形成的技術。 【先前技術】 多重輸入多重輸出（multiple-input multiple-output; ΜΙΜΟ) 通信系統使用多重（Ντ)傳送天線與多重（Nr)接收天線以-進行 資料傳送。由Ντ個傳送天線與Nr個接收天線形成之一多重 輸入多重輸出通道可分解成Ns個獨立通道，其中 Ns^min{NT ’ NR}。該等Ns個獨立通道中之各通道亦稱為該 多重輸入多重輸出通道之一空間子通道或特徵模式。 夕重輸入單獨輸出（multiple-input single-output ; MISO) 通信系統使用多重（Ντ)傳送天線與一單獨接收天線以進行 資料傳送。由Ντ個傳送天線與單獨接收天線形成之一多重 輸入單獨輸出通道包含一單獨空間子通道或特徵模式。然 而’該等多重傳送天線可用以提供傳送多樣性或為該資料 傳送實行射束形成或射束控制》 對於寬頻系統，可使用正交頻分多工（orthogonal frequency division multiplexing ; OFDM)技術以將總系統頻寬有效地 分割成若干（NF)正交次頻帶，該等正交次頻帶亦稱作頻率 倉（frequency bins)或子通道》利用OFDM，各次頻帶與—個 別次載波（subcarrier)相關聯，資料可在該次載波上調變。 對於利用OFDM之多重輸入多重輸出/多重輸入單獨輸出系 87640 -6- 1325249 統（即MIMO/MISO-OFDM系統），可將各空間子通道之各次 頻帶視為一獨立傳送通道。 因各種因素，諸如衰退及多路徑等，寬頻多重輸入多重 輸出/夕重輸入單獨輸出系統之空間子通道可能會遇到不同 的通道狀況。各芝間子通道可能會經歷頻率選擇性衰退， 其特徵為於總系統頻寬之不同頻率處具有不同的通道增 扯。此可導致於各空間子通道之不同頻率處具有不同的信 號對雜訊比（Signal-to-noise ratios ; SNRs)。另外，通-道狀 況可能會惡化至大多數空間子通道皆高度退化的位準。在 該等情況下’可藉由僅利用最佳空間子通道來進行資料傳 送以達成改善之性能。 因此’本技術中需要處理資料以於一單獨空間子通道上 傳送（當通道狀況許可時）之技術。 【發明内容】 本文提供於寬頻多重輸入系統（其可為多重輸入多重輸出 或多重輸入單獨輸出系統，例如MIMO-OFDM或MISO-OFDM 系統）中的單獨空間子通道（或特徵模式）上傳送資料之技 術°該等技術可用以在不利通道狀況下提供改善之性能。 於單獨特徵模式（通常為多重輸入多重輸出系統之最佳或 主要特徵模式）上進行資料傳送可利用射束控制或射束形成 來達成。對於寬頻多重輸入多重輸出/多重輸入單獨輸出系 統’射束控制或射束形成係對選擇用於資料傳送之各次頻 帶實行’該選擇係基於為各次頻帶所獲得之一控制向量。 射束控制或射束形成亦可與將總傳送功率配置給該等次頻 87640 1325249 帶之一特定功率配置方案一起實行。 在一項具體實施例中，提供一種方法以處理經由一多重 輸入通道（例如一多重輸入多重輸出或多重輸入單獨輸出通 道）的一單獨特徵模式來傳送之資料。根據該方法，為若干 次頻帶中之各次頻帶獲得一控制向量。各控制向量包含用 於Ντ個傳送天線之Ντ個元件。根據如何定義該等控制向量， 可為各次頻帶達成射束控制或射束形成。 孩總傳送功率係基於一特定功率配置方案（例如全通道反 向、選擇性通道反向、充水或均勻功率配置，所有該等方 案皆將在了<中描i4)而配置給該等次頻冑。然後，基於配 置給各次頻帶的傳送功率’為各次頻帶獲得一縮放值。 需傳送之資料係基於-或多個編碼及調變方案來編碼及 調變’以提供調變符號。然後’利用各次頻帶之縮放值來 縮放需在各次頻帶上傳送之該等調變符號，且進—步利用 各次頻帶之控制向量來預調節該等縮放之調變符號。然後， 為各傳送天線形成一預調節符號流 丁现肌且進一步處理此流以 產生適合從一個別傳送天線傳送之一調變信號。 下文將進-步詳細說明本發明的各項觀點及具體實施 例。本發明進-步提供實施本發明之各项觀點、具體實施 :及：：的万法、程式碼、數位信號處理器、發射器單元、 接收态早兀以及其他設備與元件，如下文 【實施方式】 本文所描述的射束控制及射束 酊末A成技術可用於各種寬頻 多重輸入多重輸出/多重輸入單獨 W ®通k系統中。為清楚 87640 -8- 1325249 起見，該等技術係就一 MIMO-OFDM系統作明確描述，該系 統將總系統頻寬有效地劃分成乂個正交次頻帶。 MIMO-OFDM系統之模型可表示為： I(k)=S(k)2L(k)+ii(k)，其中 ke{l，...，NF}公式（1) 其中Z(k)為具有NR個項（{yi(k)}，其中^{1，...，：^11})之一向 量（即「已接收」向量），用於第k次頻帶之經由NR個接收天 線接收的符號； 2L(k)為具有Ντ個項（{x/k)}，其中je{l，.._，NT})之一向量（即 「傳送」向量）’用於第k次頻帶之經由\個傳送天線傳送 的符號； ii(k)為具有項{h^k)}(其中 ie{l，…，NR}且je{l，…，Nτ})之一 (NRXNτ)通道回應矩陣，該等項係該第k次頻帶之從該等Nτ 個傳送天線至該等NR個接收天線的複數增益；以及 H(k)為第k次頻帶的附加白高斯雜訊（additive white Gaussian n〇ise; AWGN)，具有零平均值（zer〇⑽⑽）及一協 變異數矩陣4n=C2L·其中I為恆等矩陣，而σ2為雜訊變異數。 為簡明起見，假設各次頻帶為頻率非選擇性次頻帶（即整 個次頻帶上的頻率回應係一致）^在此情形中，各傳送通道 的通道回應hu(k)可藉由一單獨複數值表示，且通道回應矩 陣ii(k)之元件為純量。亦為簡明起見，假設該雜訊變異數 在所有傳送通道上為恆定。對於一分時雙工（time divisi〇n duplexed ; TDD)系統，正向與反向鏈路共享同一系統頻寬， 且可認為各次頻帶係互反（recipr〇cal)。即若组“代表從天 線陣列A至天線陣列B的通道回應矩陣，則一互反通道意味 87640 •9- 1325249 從陣列B至陣列A之耦合係藉由HH(k)给定β 各次頻帶的通道回應矩陣坦k)可「訝角化 (diagonalized)，以獲得該次頻帶之％個獨立通道。此可藉 由在E(k)之相關矩陣上實行特徵值分解來完成，該相關= .陣為E(k)=SH(k)ii(k)，其中圯㈨表示过⑻之共軛轉置。相 關矩陣R(k)之特徵值分解可表示為·· R(k)=^k)以 k)p(k)，其中ke{l”..，NF}公式（2) 其中)為-（NTXNT)單位矩陣，其行係馳)之特徵； 以及 * mk)為一（NTXNT)對角矩陣，其對角線上的項對應於 之特徵值。 、一 單位矩陣由其特性狂ΗΜ=ί表示。 亦可利用奇異值分解法來實行特徵值分解，如技術中所 熟知者。 各次頻瘠之對角矩陣以k)沿其對角線包含非負實數值， 而在所有其他位置則包含零。該等對角線的項稱作纪㈡的 特徵值，且與第k次頻帶的多重輸入多重輸出通道之獨立通 道（或特徵模式）的複數增益相關。因對於具有Ντ個傳送天 線及NR個接收天線之一多重輸入多重輸出系統，其獨立通 道之數目為N0min{NT，NR}，故存在NsR(k)<非零特徵值。 民(k)的特徵值係表示為{义办）}，其中丨={1， 且 k={l，...，NF}。 對於MIMO-OFDM系統，可對各次頻帶之通道回應矩陣 E(k)獨立實行特徵值分解，以決定該次頻帶的、個特徵模 87640 •10- 1325249 式。可將各對角矩陣(其中k η χτ 排序，使）令e，··.，f})的义個特徵值 ii()~毛Mu、⑽，其中ii(k)為第k次頻帶之最大 特徵值，而2心（1〇為其最小特徵值。 圖！顯示對該雇〇_OFDM系統中之Nf次頻帶進行特徵值 t解的結果。對角矩陣集_(其中k，，為”係顯示為沿 —軸線m按順序㈣，該Μ代表料維度。各矩陣削 〈特徵值U(k)}(其中i={1，...，Ns})係位於各矩陣的對角線 上m線112可視為代表空間維度。所有次頻帶之特 徵模式i(或簡而言纟’特徵模式i}係與元件之一集 U〇〇}(k={l，....NF})相關聯，其指示該特徵模式之所有心 :頻帶上的頻率回應。各特徵模式的元件集“i(k)}係藉由F 沿虛線114之陰影方框顯示。圖】中之各陰影方框代表一傳 送通道。對於經歷頻率選擇性衰退的各特徵模式，各特徵 模式之元件{Ai(k)}對於不同k值可不同。 若各對角矩陣以k)中之特徵值係按降序排序，則特徵模 式1(亦稱其為主要特徵模式）將包含各矩陣中的最大特徵 值’而特徵模式Ns將包含各矩陣中的最小特徵值。 在不利通道狀況下，大多數特徵模式可能會高度退化。 在孩等情況下’可藉由僅利用最佳特徵模式（即主要特徵模 式）來進行資料傳送以達成改善之性能。 MISO-ofdM系統之模型可表示為： y(k)=k(k)2L(k)+n(k)，其中ke(l，...，NF)， 其中y(k)表示在第k次頻帶上接收之符號； 2L(k)為具有nt個項之一向量，用於第k次頻帶之從Ντ個傳 87640 -11· 1325249 送天線傳送的符號；

k(k)為具有項{hj(k)}(其中jsU，...，N —（1 xNT)通道回 應矩陣’該等項係該第k次頻帶從該等n值$ ^ 1Ντ傅运天線至該單獨 接收天線的複數增益；以及 n(k)為第k/入頻帶的附加白高斯雜訊（awgn)。 對於多重輸人多重輸出及多重輸人單獨輸出系統，於一 單獨特徵模式上進行資料傳送可利用射束控制或射束形成 來達成’接下來將描述該等二技術。 1.射束形成 為在一單獨特徵模式（例如主要特徵模式）上傳送資料，射 束形成技術利用此特徵模式之特徵向量來預調節調變符 號。對於MIMO-OFDM系統，射束形成係利用為各次頻帶獲 得之特徵向量以對該次頻帶實行。 在式（2)中，單位矩陣旦(k)包含NTR，用作nt個特徵向量， 即。該等特徵向量亦稱作控制向 量。各特徵向量係與對角矩陣以k)i 一個別特徵模式及特 徵值相關聯（即特徵向量L(k)係與次頻帶k的特徵值相 關聯）。當2_(k)之特徵值如上述按降序排序時，运(k)之特徵 向量亦以對應順序重排。於排序/重排之後，特徵向量^(k) 對應於最大特徵值Λι(ΐ〇 ’且係第k次頻帶之主要特徵模式的 特徵向量《此特徵向量t(k)包含用於^^傳送天線之Ντ元件， 且可表示為： !iW4丨»uW".、W]r，其中 k{i，···心}， 公式（3) 其中「τ」表示轉置》 87640 -12- 1325249 ，以為各次頻帶達成射束形成 其中 ke{l，...，NF}公式（4) 在發射器處進行預調節 該預調節可表示為： x(k)=V?(Z)e1(k)s(k) » 其中s(k)為需在第k次頻帶上傳送之調變符號 為基於配置給第k次頻帶之傳送功率p(k)而導出的 縮放值；以及 2L(k)為第k次頻帶之具有Ντ個預調節符號的傳送向量。如 式（4)所π，射束形成技術基於主要特徵模式的特徵向量a汴) 為各次頻帶產生-傳送向量购。因特徵向量h(k)之元件可 能具有不同的幅度，故傳送向量咖之元件亦可能具有不同 的幅度。 對於各傳送天線i，將需於符號週期n内在\個次頻帶上 傳送之nf預調節符號複合成一（每天線傳送）向量&(η)，'其可 表示為： iu(2)?(2) ... euiNr)s{NF))T ,for #e {1,...,Nr), 其中歹00為一縮放調變符號且係給定為以k)= _s(k) ^ 對於MISO-OFDM系統，射束形成亦係利用為各次頻帶獲 得之控制向量以對各次頻帶實行。若通道分解在通道回應 向I k(k)上實仃，則其結果將為一特徵模式（即矩陣以"之 非零值)及-控制向量。此控制向量將等於达·⑻。用於多 重輸入單揭輸出之射束形成可如式（4)所示實行。 2.射束控制 為在主要特徵模式上傳送資料，射束控制技術利用此特 徵模式之一1. 釈•化」控制向量來預調節調變符號。射束 87640 •13- 丄⑵249 控制亦係對MIMO-OFDM系統之各次頻帶實行。 如上文指出，主要特徵模式的各特徵向量心（k)(其中 ks{l，._.，NF})之元件可具有不同幅度。因此，每天線傳送向 量1(«)(其中UU，_..，nt})可具有不同幅度。若各傳送天線的 傳送功率有限（例如，因功率放大器的限制），則射束形成技 術可能不會完全利用各天線可用的總功率。 射束控制技術僅利用來自特徵向量ei(k)(其中 keU，..._，NF})的相位資訊’且正規化各傳送控制向量，使所 有小元件具有相同幅度。第k次頻帶之正規化控制向量以k) 可表示為： l(k) = [Aeje'{k)Aeje^... Aeje^(k)], 公式（5 a) 其中A為一常數（例如A=l);以及 0j(k)為第i傳送天線之第k次頻帶的相位，其係給定為： 〇l{k)=ZelJ(k)= tan-'f—八 < u、 A’ 公式（5b) 如式（5b)所示，向量yk)中之各元件的相位係得自於特徵向 量心（k)之對應元件（即ei(k)係得自於ei，i(k))。 於發射器處進行預調節以為各次頻帶達成射束控制，該 預調節可表示為： 公式（6) 如式⑽及（5b)所示，纟次頻帶之正規化控制向量吵）的元 件具有相同的幅度’但其相位可能不同。射束控制技術為 各次頻帶產生-傳送向量说)’其中排)之元件具有相同的 幅度，但其相位可能不同。 87640 •14- 1325249 如上文所述，對於各傳送天線卜將需於符號週期η内在Nf ，次頻帶上傳送之乂個預調節符號複合成一每天線傳送向 量么⑻。因各傳送向量如)（其中“{1，.，，Ντ})包含相同集之 縮放調變符號（但其相位可能不同），故用於各天線之可用總 傳送功率可得到完全利用。 在接收器處，為獲得調變符號之一估計值s(k)，可以 lH(k)iiH(k)(若實行射束控制）或LH(k)iiH⑻(若實行射束形成） 預乘以（或「調節」）各次頻帶之接收向量X(k)。若實行射束 控制，則為獲得符號估計值i(k)之調節可表示為： s = e_H\k)HH{k)y{k) =^P(k)e (k)H (k)H(k)l(k)s(k) + e_H(k)HH (k)n(k)公式（7) = ^mD{k)s(k) + n{k), 其中D(k)為第k次頻帶之射束控制增益，其可表示為： 雄)=["⑷泛"(继⑷汾)，以及 公式（8 )

Wk)為具有零平均值及—雜訊變異數之附加白高斯雜 訊（AWGN)。 利用射束控制之第k次頻帶的接收信號對雜訊比（signal_ to-noise ratio ; SNR)可表示為 Y„s(k) P(k)D{k) ，其中MU» 公式（9) 第k次頻帶之頻譜效率可基於對電容的一連續單調遞增對 數函數來計算，如下式所示： GW=Iog2(l +〜㈣其中“仏具} 公式（10) 該頻譜效率係以每赫茲位元/秒的單位（bps/Hz)給定。故 MIM0-0FDM系統之\次頻帶的平均頻譜效率可表示為： 87640 -15- 1325249 cbs

Nr 公式（11) 對射束形成技術可實行類似的運算。 對於MIS0_0FDM系統，亦利用為各次頻帶獲得之一正規 化控制向量來對各次頻帶實行射束控制。多重輸入單獨輸 規化控制向量可以與上文所述用於主要特徵模式的 控制向#_之方式（即利用該控制向量之相位）類似 的方式獲得。多重輸入單獨輸出之射束控制可如式⑹所示 實行。 3 ·用於次頻帶之功率配置 若用於所有NT個傳送天線之總傳送功率受限於一特定值 Pt。⑷’則射束形成技術較射束控制技術可提供 此係因為基於主要特徵模式之特徵向量⑽)，總傳；功率 可更佳地分配於該等Ντ個傳送天線上。然而，若各傳送天 線可用的傳送功率係有限（例如，受限於^/Ντ)，則射束 控制技術較射束形成技術有可能獲得更佳結果。此係因為 射束控制技術可更充分利用各傳送天線可用的所有功率。 在任-情形中皆可制各種功率配置方案將總傳送功率 分配於該等NT傳送天線及Nf次頻帶上。該等方案包括··⑴ 全通道反向：（2)選擇性通道反向；（3)均勾功率配置；以及 ⑷「充水（water-filling)」或「灌水（waterp〇uring)」功率 配置方案。為清楚起見’接下來將就射束控制技術對該等 方案中之各方案作明確說明。 4.全通道反向 87640 •16· 1325249 若各次頻較科量傳料率，料於”次頻帶，射 束控制可導致不同的接收信號對雜訊比（snrs)。為使頻諸 效率達到最大’可根據各次頻帶所實現的snr對各次頻帶 使用不同的編碼及調變方案。然&，對各次頻帶個別進行 編碼及調變會顯著增加發射器及接收器的複雜度。另一方 面’若對所有次頻帶使用相同的編碼及調變方案，則取決 於接收SNRs的差異，該等化個次頻帶之誤差率可能存在顯 著的差異。 全通道反向可用以有效地「倒轉」次頻帶’使所有次頻 帶的接收SNRs大約相等。功率配置可在一約束條件下實行， 即配置給各傳送天線之所有次頻帶的總功率受限於

Pani=pt〇tal/NT。對於全通道反向，配置給各次頻帶之傳送功 率量P(k)可表示為： 母)=綠，其中&{1，為}， 公式（12) 其中以為用於該全通道反向功率配置之一縮放因數。第k次 頻帶之縮放因數可表示為： _ b ak = \m[ 公式（13) 其中b為一正規化因數’其可表示為： 公式（14) b =——l-——· tmr 如式（12)及（13)所示，總傳送功率p^ai係基於縮放因數 (對於ke{l，...，NF})非均勻分配於^次頻帶上，該等縮放 因數ork係與射束控制增益D(k)逆相關。縮放因數αk確保所 有次頻帶之接收SNRs大約相等。各次頻帶之接收信號功率 87640 -17- 1325249

Prx(k)可給定為： PAk)-P(k)D(k)l = •，其中A e丨U.公式（15) W NtNf 雜訊功率係藉由a2D(k)給定。故次頻帶k之信號對雜訊比γ(1〇 係由下式給定： 公式（16) y(k) = ^ Hk)D{k) _ cckPlolalD{k) _ bkPlma, _ σ D\k) σ2 ΝτΝΡσ2 ~ ~ΝτΝΡσ2 _ 故總接收信號功率prx可給定為： 秦《1 Μ 總傳送功率Ptc>ta|係配置給該等次頻帶，使其達成相等的 接收SNRs(即各次頻帶之接收SNR非為k的函數），如式（16) 所示。此即使得對所有次頻帶可使用一共同編碼及調變方 案，同時滿足每天線之功率約束。 為使所有NF次頻帶達成大約相等的接收snRs，全通道反 向方案會將較多的傳送功率配置給具有低增益之不良次頻 帶。因每天線之功率受PtQtal/NT的約束，故配置給具有較高 增益之優良次頻帶的傳送功率較少。此可導致系統之總頻 譜效率的降低。然而’因總通道係有效地處於一致狀態， 且接收信號的等化可不需要’故全通道反向可簡化接收器 之處理。 5.選擇性通道反向 利用選擇性通道反向方案之總傳送功率的分配使所 選擇使用的次頻帶達成大約相等的接收SNRs。為實行此方 案’可首先選擇所有NF個次頻帶或其一子集以用於資料傳 送。該通道選擇可導致具有低SNRs(其低於一特定臨界值） 87640 -18- 1325249 ^不氣次頻帶的消除。可選擇此臨界值以使頻譜效率達到 最大’如下文所述。然後，I總傳送功率p一僅分配於該 等選擇之次頻帶上，且使其接收SNRs大約相等。 選擇性通道反向方案所使用的用於功率配置之縮放因數 可表示為： b 刚· 如果> pLa ， 否則， 公式（17) 而石 但前 其中p為用以設定該臨界值之一值，為平均增益 為正規化因數。正規化因數^與式（14)中之b類似 者僅就該等選擇之次頻帶進行計算，且可表示為： b ΣΙ^Γ1 · 公式（is) 平均增益>1可計算為： 1〇νε=]ί=ίΝ~- 公式（19) 如式（17)所示，若一給定次頻帶之射束控制增益大於或等 於該臨界值（即PMl=pLavg)，則該次頻帶將得到選用。因無 傳迗功率配置給具有低於該臨界值之増益的不良次頻帶， 故可獲得較高的頻譜效率。對於選擇使用的次頻帶，總傳 送功率Pt(5ta|係基於其縮放因數6而分配給該等次頻帶（類似 於式（15)所示）’使各選擇之次頻帶的接收信號功率係給定 為f pt<ualD(k)/NTNF ’且所有選擇之次頻帶具有大約相等的 接收SNR。 用以選擇次頻帶之該臨界值可基於各種標準設定。使頻 譜效率達到最大之臨界值可按下述決定。首先，對所有Np 87640 -19· 1325249 個次頻帶之增益D(k)進行分級，且將其按降戽 ，主仲 GUX其中W，.·.，仙中，使叫= G(NF) = min{D(k)}。然後定義一序列Bh)，如下式： 刷栺阶广其中―，…〜}， /式(2〇) 若使用最佳的^個次頻帶，則B( A)為g之清單。 所有選擇之次頻帶上的接收SNR(其發生於該等^個最佳 次頻帶得到選用時）係給定為： Β(^)Ρμ〇1 Λ 公式（21) 對於式（21)，總傳送功率匕。…係在該等^個最佳次頻帶之間 配置’使其達成相等的接收SNRS。 若該等A個最佳次頻帶得到選用，則該等次頻帶之總頻譜 效率係給定為.： C⑷= Al〇g2(i"⑷） 公式（22) 可·子八中；I e{ 1，...，NF})之各值計算其頻譜效率c(2)，且將 ，儲存於—陣列中。在對選擇之次頻帶的NF個可能組合計 异C( A)之所有％個值之後，遍曆頻譜效率之該陣列，且決 疋c( A)之最大值β對於所估計的該等通道狀況而言，對應 ;最 （4)之Α的值Amax即為導致頻譜效率達到最大的次頻 帶之數目。 . Μ 故值Ρ可計算為：

Lmg · 公式（23)

其中Lavg係如式（1 9、祕-A ^ )所不決定。因此，臨界值PLavg可設定為 (lmax)八為使頻譜效率達到最大的次頻帶之群組中 87640 -20- 1325249 的最差次頻帶之增益。用於通道選擇之臨界值亦可基於其 他一些標準設定。 藉由將總傳送功率pt<)tal非均勻分配於該等次頻帶上，可 使所有選擇之次頻帶的接收SNRs大約相等。然後，該等相 等接收SNRs即允許對所有選擇之次頻帶使用一單獨資料率 及一共同編碼及調變方案’此將大大降低發射器及接收器 的複雜度。 對全通道反向及選擇性通道反向方案的更詳細說明係在 美國專利申請案第09/860,274號（於2001年5月17日申請）、 第09/881,610號（於2001年6月14日申請）及第09/892,379號 (於2001年6月26曰申請）中，上述三申請案之標題均為「在 多重通道通信系統中使用選擇性通道反向來處理資料以供 傳送之方法及設備（Method and Apparatus for Processing Data for Transmission in a Multi-Channel Communication

System Using Selective Channel Inversion)」，上述三申請案 均已讓渡給本申請案之受讓人且係以提及方式併入本文。 6.充水 在總傳送功率受限於Pt(Hai的約束條件下，充水方案可用 以將該總傳送功率最佳地分配於該等次頻帶上，使總頻譜 政率達到最大。充水方案將功率分配給該等個次頻帶， 使具有不斷増高之增益的次頻帶接收不斷增大之份數的總 傳送功率。配置給一給定次頻帶之傳送功率係藉由該次頻 帶之接收SNR決定，該接收SNR係取決於該次頻帶之增益， 如用於射束控制技術之式（9)所示。充水方案可將零傳送功 87640 -21· 1325249 率配置給具有非常不良的接收SNRs之次頻帶。 用於實行充水之程序在技術中已熟知，故不在此處描述。 描述充水之一參考文獻係「資訊理論及可靠通信」 ("Information Theory and Reliable Communication" > Robert G. GalUger、john Wiie>^s〇ns著，i968)，其係以提及的方式 併入本文。充水之結果係該等化個次頻帶之各次頻帶皆具 有一特定傳送功率配置Pw(k)。充水功率配置的實行使以下 條件得到滿足： p- 公式（24)_ 根據該等配置之傳送功率？；¥(1^(對於]^={1，_..，：^1：}，其中一 或多個次頻帶之Pw(k)可為零）’各次頻帶之接收snr可表示 為： 以々)=尽(,(气其中為}· 公式（25) 然後’各次頻帶之頻譜效率C即可如式（1 〇)所示計算，且所 有NF個次頻帶的平均頻譜效率可如式（丨丨）所示計算。 充水功率配置通常導致配置有非零傳送功率之次頻帶具 有不同接收SNRs。然後，基於其接收snrs，可對該等選擇 之次頻帶使用不同的編碼及調變方案。 7.均勻功率配置 均勾功率配置方案將總傳送功率Pt〇u|均勻分配於所有^ 個次頻帶上。配置給各次頻帶的傳送功率p (k)可表示為· ^⑹一乂〜，其中公式（26)' 均勻功率配置亦可導致NF個次頻帶具有不同的接收 SNRs。 87640 -22- 丄325249 ^後’基於其接收隨s，可對該等次頻帶使用不同的編碼 及調變方案。若多重輸人多重輸出系統之歧異度㈣响 •〇n)很大，則全通道反向方案及選擇性通道反向較均句功 率方案並不具有優勢。若多重輸人多重輸出系統之歧豈度 很大’則nf個次頻帶之Nf個最大特徵值不太可能相差很大二 在孩情形中，全通道反向方案及選擇性通道反向之性能與 均句功率方案之性能相似。 一總傳送功率亦可基於其他—些功率配置方案來配置給該 等次頻帶’並且此亦在本發明之範疇内。 已為（1)利用三.種不同功率配置方案（全通道反向、選擇性 通道反向及均勻功率配置）之射束控制技術以及（2)利用均勻 功率配置之射束形成技術實行模擬。當各傳送天線可用的 傳送功率受限（例如，受限於Ptctai/NT)時，射束控制技術較 射束形成技術在性能上提供約2 5dB之改善。此顯著改善可 歸功於射束控制技術使用所有可用功率之事實，而射束形 成技術則不然。在一充分低的接收SNR(對於用於該等模擬 中 < 特定系統組態而言，其為_ldB)處，射束控制技術較利 用所有特徵模式來傳送資料且將總傳送功率均句配置於該 等特徵模式上之一技術可提供改善之性能。此係因為在充 分低的接收SNRs處僅有少數特徵模式處於「活動」狀態， 且藉由將總傳送功率配置給最佳特徵模式可達成更佳的性 能°對於射束控制技術’在低接收SNRs處及當對多重輸入 多重輸出通道之估計為雜訊時，選擇性通道反向較全通道 反向具有更好的表現〃該等模擬表明，在低接收SNR處， 87640 -23- 1325249 利用選擇性通道反向之射束控制較其他多重輸入多重輸出 傳送方案更佳。 8.系統 圖2為一 MIMO-OFDM系統200中之一發射器系統210及一 接收器系統250的一項具體實施例之方塊圖。 在發射器系統210處，來自一資料源212之流量資料（即資 訊位元）係提供給一傳送（transmit ; TX)資料處理器214，其 編碼、交錯且調變該資料以提供調變符號。一 TX空間處理 器220進一步處理該等調變符號以提供預調節符號，然後將 其與先導符號複合且提供給^個OFDM調變器（modulators ; MOD)222a至222t，各傳送天線對應一調變器。各OFDM調 變器222處理一個別預調節符號流，以產生一調變信號，然 後將其從一個別天線224傳送出去。 在接收器系統250處，NR個天線252a至252r接收從Ντ個天 線224a至224t傳送之該等調變信號。各天線252所接收之信 號係提供給一個別OFDM解調變器（demodulator ; DEMOD)254。各OFDM解調變器254調節（例如濾波、放大 及降頻）該接收之信號，將該調節之信號數位化以提供樣 本，且進一步處理該等樣本以提供一接收符號流。然後， 一 RX空間處理器260處理該等NR接收符號流以提供還原之 符號，其為發射器系統所傳送之該等調變符號的估計。 從接收器系統至發射器系統的反向路徑之處理可與該正 向路徑之處理相似或不同。反向路徑可用以將通道狀態資 訊（channel state information ; CSI)從接收器系統送回發射 87640 -24- 1325249 器系統。CSI係使用於發射器系統中，以：（丨）選擇適當的 資料率以及編碼及調變方案以用於資料傳送；（2)實行射束 控制或射束形成；以及（3)將總傳送功率配置給該等次頻帶。 csi可以各種形式提供。例如，為實行射束控制，csi可包 含選擇使用的各次頻帶之用於小傳送天線的Ντ個相位。 控制器230及270分別控制發射器系統與接收器系統之運 作。記憶體232及272分別為控制器23〇及27〇所使用的程式 碼及資料提供儲存。 MISO-OFDM系統中的發射器及接收器系統之方塊圖與圖 2所示相似。然而，其接收器系統僅包含一接收天線且無rx 空間處理器260。 圖3為一發射器單元300之方塊圖，該發射器單元係圖2中 的發射器系統2 10之發射器部分的一項具體實施例。 在TX資料處理器214内，一編碼器312接收流量資料（即資 訊位兀）且根據一或多個編碼方案編碼該通信資料，以提供 編碼之位元。然後，一通道交錯器3 14基於一或多個交錯方 木 X錯該等編碼之位元，以提供時間、空間及/或頻率多樣 性。然後，一符號映射元件316根據一或多個調變方案（例 如QPSK、M-PSK、M-QAM等）映射該等交錯之資料，以提 供調變符號。 該等次頻帶的編碼及調變可以各種方式實行。若在接收 器系統處該等次頻帶的接收SNRS大約相等（例如，利用全通 道反向或選擇性通道反向），則可對用於資料傳送的所有次 頻帶使用一共同編碼及調變方案。若該等接收SNRs不同， 87640 -25- 1325249 則可對各次頻帶（或對各具有大約相等的接收SNRs之次頻帶 的群組）使用一單獨編碼及調變方案。可使用捲積碼 (convolutional coding)、交織碼（treUis⑶以叫）以及渦輪碼 (Turbo coding)來編碼該資料。 在TX空間處理器220内，多重輸入多重輸出通道的脈衝 回應I估計係作為一序列時域樣本之矩陣提供給一快 速 S 利葉轉換（fast Fourier transform ; FFT)單元 322。然後， FFT單元322在NF個矩陣沒(n)之各集上實行一快速富利葉轉 換（FFT)，以提供一對應的…個估計通道頻率回應矩陣 左(k)(對於 ke{l,...，NF})之集。 然後，一單元324在各矩陣^k)上實行特徵值分解，以提 供單位矩陣g_(k)及對角矩陣以k)，如上文所述。然後，基於 該等矩陣沒(k)及該等控制向量（其可為？（k)或L(k)， ke{ 1，...，NF})計算增益D(k)之一集。該等增益D(k)係提供給 一功率配置單元330，且該等控制向量係提供給一射束控制 /形成單元350。 功率配置單元330利用上述任一種功率配置方案將總傳送 功率分配給該等次頻帶。此即導致該等NF次頻帶的功 率配置P(k)(ke{l，...，NF}) ’其中一或多個次頻帶之p(k)可為 零。然後，功率配置單元330將該等次頻帶的縮放值^^提 供給一信號縮放單元340。 MIS0-0FDM系統中的發射器單元之方塊圖與圖3所示相 似。然而’各次頻帶的控制向量係基於一通道回應向量 而導出，而非基於通道回應矩陣沒(k)。 87640 -26- ，圖4為發射器單元300内的一信號縮放單元一射束 ，制早兀350a以及一多工器36〇a之方塊圖’其係設計用以 實行射束控制。在信號縮放單元340a内，一解多工器44〇將 該等調變符號s(k)解多工成（至多）Νρ子流，一子流對所需用 於資料傳送之一次頻帶。各符號子流&係提供給一個別乘法 器 442。 各乘法器442基於為各次頻帶所提供的縮放值為一相 關聯次頻帶實行信號縮放。特定言之，各乘法器442利用各 碉變符號子流之縮放值_縮放該子流中的各調變符號， 以提供一對應的縮放之調變符號。各調變符號之信號縮放 可表示為： 爾 用於各乘法器442之縮放值_係藉由配置給其相關聯次頻 帶的傳送功率P(k)決定。然後，縮放之調變符號心的各子流 係提供給一個別射束控制單元4 5 〇。 各射束控制單元450為一相關聯次頻帶實行射束控制，且 亦接收該次頻帶之正規化控制向量？（k)。在各單元45〇内’ 該等縮放之調變符號？1{係提供給\個乘法器452&至45以， 一乘法器對應一傳送天線。各乘法器452亦接收正規化控制 向量？（k)之一個別元件？i(k)，將子流中的各縮放之調變符 號與π件？.i(k)相乘，且將一預調節符號Xi(k)提供給用於與 該乘法器相關聯的該傳送天線之一組合器46〇。射束控制單 元45〇k為第k次頻帶所實行的預調節可表示為： = ，其中 Μ1，...，ΝΤ}. 87640 •27· 1325249 各射束控制單元450將Ντ預調節符號Xi(k)(對於ie{ 1,...，Ντ}) 提供給用於該等ΝΤ傳送天線之ΝΤ組合器460a至460t。 -信號縮放及預調節亦可組合，或以與上述不同的順序實 行。 各組合器460從用於進行資料傳送的至多nf次頻帶之至多 NF射束控制單元450接收至NF預調節符號Xi(k)(對於 i e { 1，...，NT})。各組合器460亦可利用分時多工（time division multiplexing)、分碼多工（coding division multiplexing)及 / 或分頻多工（frequency division multiplexing)將先導符號與 一或多個次頻帶中的預調節符號複合。該等先導符號可用 於接收器以估計多重輸入多重輸出通道。各組合器46〇將一 預調節符號流提供給一個別OFDM調變器222。 在各 OFDM調變器 222 内，一 IFFT (lnverse Fast Fourier Transform ;反向快速富利葉轉換）單元472接收該等預調節 符號流且為各符號週期形成一預調節符號向量&(η)。此種 向量各皆具有用於NF個次頻帶之nf個元件，且包含預調節 符號（對於該等選擇之次頻帶）及零（對於未選擇之次頻 帶）（即 = 然後，IFFT 單元 472 在各 向量上實行一反向快速富利葉轉換（FFT)，以獲得一對應的 時域表示，其係稱作一 OFDM符號。對於各0FDM符號，一 循環前置產生器474重複該〇fdm符號之一部分，以形成一 對應的傳送符號。該循環前置確保傳送符號在多路徑延遲 展開（multipath delay spread)存在時保持其正交特性。然後， 發射器將該等傳送符號轉換成一或多個類比 k號，且進一步調節（例如，放大、濾波及降頻）該等類比信 87640 -28- 1325249 '、產生一凋變之仏號，然後將其從相關聯天線224傳送出 去。 时圖5為利用射束控制或射束形成以在—多重輸人通道之一 :獨特徵&式上傳m資料之_程序⑽的—項具體實施例之 、$該^重輸入通返可為一多重輸入多重輸出系統中 、夕重輸入多重輸出通道或一多重輸入單獨輸出系統中 之-多重輸入單獨輸出通道。首先，為該等Nf次頻帶中之 各次頻帶獲得—控制向量（步驟512)。各次頻帶之控制向量 :為各次頻帶之特徵模式的特徵向量训(對於射束形成) 或基於特徵向量⑽導*之正規化控制向量洲（對於射束 &制）。料多重輸人多重輸出系統該等次頻帶之特徵向 量可藉由在轉_(ke{ 1..^)上實行特徵值分解而獲 得，如上文所述。對於多重輸入單獨輸出系統，各次頻帶 僅具有-特徵模式及-控制向量。各控制向量包含用於& 個傳送天線之Ντ個元件 '然後決定各次頻帶之控制向量所 提供的用於各次頻帶之增蝴k)(例如，如科射束控制之 式（8)所示）（步驟514) » 利用上述任—種功率配置方案（例如全通道反向、選擇性 通道反向、均勻或充水功率配置）將總傳送功率？_1配置給 該等次頻帶（步驟516卜為實行功率配置，刊^等次頻 帶之增益。藉由該功率配置，可選擇所有…個次頻帶或其 子集’用於資料傳送。然後，基^配置給各選擇之次頻 帶的功率，為各;欠頻帶獲得—縮放值糊（步驟5⑻。 需傳送之資料係、基或多個編碼及調變方案來編碼及 87640 -29- ^'25249 調變，以獲得調變符號（步驟520)。若該等次頻帶的接收SNRs 大約相等，則可利用一共同編碼及調變方案。一般而言， 用於各次頻帶之特定編碼及調變方案係取決於該次頻帶所 實現的接收SNR。 然後’利用各次頻帶之縮放值來縮放需在各次頻帶上傳 送的該等調變符號（步驟522)。然後，利用各次頻帶之控制 向量來預調節各次頻帶的縮放之調變符號（步驟524) »取決 於用作控制向量者係g(k)抑或l,(k)，該預調節為各次頻帶 達成射束控制或射束形成。對於選擇使用的各次頻帶，為 各縮放之調變符號產生Ντ預調節符號之一向量，且該等Ντ 預調節符號需從該等ΝΤ傳送天線在該次頻帶上傳送。 然後’藉由複合該等選擇之次頻帶的預調節之輸出，為 各傳送天線形成一預調節符號流（步驟526)。進一步處理（例 如OFDM調變）各預調節符號流以提供一調變之信號，以從 一個別傳送天線傳送出去（步驟528)。 為清楚起見，上文已描述具體實施例。基於本文之教導， 亦可導出該等具體實施例的各種變化及其他具體實施例。 例如，可基於一或多個標準來選擇次頻帶之一集以用於資 料傳送，而與用以將傳送功率配置給該等次頻帶的方案無 關。作為另一範例，增益D(k)及控制向量可藉由接收器系 統導出，且可作為CSI之部分提供給發射器系統。多重輸入 多重輸出及MIMO-OFDM系統之處理在美國專利申請案第 〇9/993，。87號中有更詳細描述，其標題為「多重存取^重輸 入多重輸出通信系統」（“Multiple_Access Multan-87640 -30_

Mul_e-0utput ⑽M〇) c〇mmunicaU〇n System”，於 2謝 年U月6日提出申請），其已讓渡給本發明之受讓人，且係 以提及的方式併入本文。 為清楚起見，用於實行射束控制及射束形成之技術已就 - MIMO-OFDM系統作明確說明。該等技術亦可用於不使用 OFDM之-多重輸人多重輸出系統卜為各次頻帶達成射束 控制或射束形成之處理可如上述實行。然而，調變器M2之 處理係取決於所選用的特定調變/傳送方案。 本文所描述的技術可以各種方式實施。例如，該等技術 可實施於硬體、軟體或其组合中。對於硬體實施例，用以 實施該等技術中之任一種或一組合之元件(例如發射器空間 處理器220)可實施於以下硬體内：一或多個專用積體電路 (apphcaUon specific integrated eircuits ; ASiCs)、數位信號 處理窃（digital Slgnai process〇rs;Dsps)、數位信號處理裝 置（digital signal processing devices ; DSPDs)、可程式邏輯 裝置（programmable logic devices ; PLDs)、場可程式閘陣列 (field programmable gate arrays ; FPGAs)、處理器、控制器、 微控制器、微處理器、其他設計用以實行本文所描述的功 能之電子單元，或其組合。 對於軟體實施方案，可利用實行本文所描述的該等功能 之模組（例如程序、函數等）來實施本文所描述的該等技術。 軟體代碼可儲存於一記憶體單元（例如圖2中的記憶體單元 232)中，且藉由一處理器（例如控制器23〇)執行。記憶體單 7L可實施在處理器内部或處理器外部，在此情況下，記憶 87640 •31· 體單元可經由技術中熟知的各種方式镇合至處理器以與之 通信。 .本文包含標題以供參考且輔助定位某些段落。該等標題 並非要限制本文所述之概念的範圍，而該等概念可應用於 整個說明書中的其它段落。 以上對所揭示之具體實施例的說明使任何熟悉技術人士 皆可製造或利用本發明。對於熟悉技術人士，顯而易見可 對該等具體實施例進行各種更改，並且本文所定義的一般 原理可應用於其他具體實施例，而不會背離本發明之精神 或範疇。因此，本發明並不受限於本文所示的具體實施例， 而是要得到與本文所揭示的原理及新穎特徵相一致的最廣 範脅。 【圖式簡單說明】 將以上所作的詳細說明配合附圖閱讀可更清楚地瞭解本 發明的特徵、性質及優點，其中整份說明書中相似的參考 符號代表相對應的元件，且其中： 圖1顯示對一 MIMO-OFDM系統中的若干次頻帶進行特徵 值分解的結果之曲線圖； 圖2為該MIMO-OFDM系統中的一發射器系統及—接收器 系統之方塊圖； 圖3為該發射器系統内的一發射器單元之方塊圖； 圖4為該發射器單元内的一信號縮放單元、一射束控制單 元及一多工器之方塊圖；以及 圖5為利用射束控制或射束形成處理資料以於一多重輸入 87640 -32- 1325249 通道之一單獨特徵模式上傳送之流程圖。 【圖式代表符號說明】 200 多重輸入多重輸出一正交分頻多工系統 210 發射器系統 212 資料源 214 傳送資料處理器 220 傳送空間處理器 222a-222t 調變器 224a-224t 天線 230 控制器 232 記憶體 240 解調變器 242 接收資料處理器 244 資料槽 250 接收器系統 252a-252r 天線 254a-254r 解調變器 260 接收空間處理器 262 接收資料處理器 264 資料槽 270 控制器 272 記憶體 276 資料源 278 傳送資料處理器 87640 -33- 1325249 280 300 312 314 316 322 324 330 340 、 340a 350 ' 350a 360 ' 360a 440 442a-442f 450a-450f 452a-452t 460a-460t 472a-472t 474a-474t 476a-476t 調變器 發射器單元 編碼器 通道交錯器 符號映射元件 快速富利葉轉換單元 特徵值分解單元 功率配置單元 信號縮放單元 射束控制單元 多工器 解多工器 乘法器 射束控制單元 乘法器 組合器 反向快速富利葉轉換單元 循環前置產生器 發射器 87640 -34-

Claims (1)

1325249 拾、申請專利範圍： 寬頻多重輪 1. 一種用以處理經由一 法，其包括： 入通道傳送之資料之方 為複數個次頻帶中之各次 久和刹a θ — ‘、$獲得一控制向量，其中 各控制向里包括用於複數個 τ 利用夂4楣蛛、“ 、天，.泉之複數個元件；以及 利用各/入頻孩控制向量 傳送之調變符號。 4預’郎需在該次頻帶上 其中各控制向量為其相關 其中各控制向量之該等元 2. 如申請專利範圍第1項之方法 聯次頻帶達成射束控制。 3. 如申請專利範圍第1項之方法 件具有相等的振幅。 4. 如申請專利範圍第！項之方法，其中各控制向量為其相關 聯次頻帶達成射束形成β 5.如申凊專利範圍第1項之方法，其進一步包括： 為該等複數個次頻帶獲得複數個縮放值；以及 利用各次頻帶之該縮放值來縮放該次頻帶之該等調變 符號。 6. 如申請專利範圍第5項之方法，其中該等次頻帶之該等縮 放值係基於該等控制向量所提供的用於該等次頻帶之增益 而決定。 7. 如申請專利範圍第5項之方法，其中該等次頻帶之該等縮 放值係基於配置給該等次頻帶之傳送功率而決定。 8. 如申請專利範圍第7項之方法，其中該等傳送功率係基於 全通道反向而配置給該等次頻帶。 87640 1325249 9. 如申請專利範圍第7項之方法，其中該等傳送功率係基於 選擇性通道反向而配置給該等次頻帶。 10. 如申請專利範圍第7項之方法’其中該等傳送功率係基於 均勻功率配置而配置給該等次頻帶。 11. 如申請專利範圍第7項之方法’其中該等傳送功率係基於 充水功率配置而配置給該等次頻帶。 12·如申請專利範圍第1項之方法，其中該多重輸入通道係一 多重輸入多重輸出（mu〖tiple_input multiple-output ; ΜΙΜΟ) 通道。 13.如申請專利範圍第12項之方法，其中各次頻帶之該控制向 量係基於對應於一主要特徵模式（eigenmode)之一特徵向 量（eigenvector)而導出。 14·如申請專利範圍第1項之方法，其中該多重輸入通道係一 多重輸入單獨輸出（multiple-input single-output ; MISO)通 道。 15.如申凊專利範圍第1項之方法，其進一步包括： 基於一共同編碼及調變方案來編碼及調變資料，以提 供該等調變符號。 16·如申請專利範圍第1項之方法，其進一步包括： 為各傳送天線形成一預調節符號流；以及 處理各預調節符號流以提供一調變之信號，以從一個 別傳送天線傳送。 17·如申請專利範圍第1項之方法，其中該寬頻系統實施正交 頻刀多工（orthog〇nal frequency division multiplexing ; 87640 -2- OFDM)，且其中該等複數個次頻帶對應於〇F颜所提供的 正X次頻帶。 18·一種於-實施正交頻分多工（〇FDM)之多重輸人通信系統 中用以處理經由-多重輸入通道傳送之資料之方法，其包 括： 為複數個次頻帶中之各次頻帶獲得一控制向量，其中 各控制向量包括用於複數個傳送天線之複數個元件； 為孩等複數個次頻帶獲得複數個縮放值； 利用各次頻帶之該縮放值來縮放需在該次頻帶上傳送 之調變符號； 利用各次頻帶之該控制向量來預調節該次頻帶之該等 縮放之調變符號；以及 為各傳送天線形成一預調節符號流。 19·如中請專利範圍第18項之方法，其中各控制向量為其相關 聯次頻帶達成射束控制。 20. 如申印專利範圍第丨8項之方法，其中該等次頻帶之該等縮 放值係基於選擇性通道反向而決定。 21. —種用於一多重輸入通信系統中之發射器單元，其包括： TX資料處理器’可運作以基於一或多個編碼及調變 方案來編碼及調變資料，以提供調變符號；以及 一TX空間處理器，可運作以：為複數個次頻帶中之各 次頻帶獲得一控制向量，利用各次頻帶之該控制向量預調 節需在該次頻帶上傳送之該等調變符號，以及提供預調節 符號以經由一多重輸入通道之一單獨特徵模式傳送β 87640 •3· 1325249 22. 如申請專利範圍第21項之發射器單元，其中該τχ空間處 理器進一步可運作以將總傳送功率配置給該等複數個次頻 帶。 23. 如申請專利範圍第22項之發射器單元，其中該τχ空間處 理器進一步可運作以基於配置給該次頻帶之該傳送功率為 各次頻帶決定一縮放值’以及利用各次頻帶之該縮放值來 縮放該次頻帶之該等調變符號。 24. 如申請專利範圍第21項之發射器單元，其中各控制向量為 其相關聯次頻帶達成射束控制》 25. —種用於一實施正交頻分多工（〇FDM)之多重輸入通信系 統中之發射器單元，其包括： 一 TX資料處理器，可運作以基於一共同編碼及調變方 案來編碼及調變資料，以提供調變符號；以及 一 TX空間處理器，可運作以： 為複數個次頻帶中之各次頻帶獲得一控制向量，其中 各控制向量包括用於複數個傳送天線之複數個元件； 為該等複數個次頻帶獲得複數個縮放值； 利用該次頻帶之該縮放值來縮放需在該次頻帶上傳送 之該等調變符號； 利用各次頻帶之該控制向量來預調節該次頻帶之該等 縮放之調變符號；以及 提供預調節符號以經由一多重輸入通道之一單獨特徵 模式傳送。 26·—種可運作以處理經由一多重輸入通道傳送之資料之机 87640 •4- 1325249 備，其包括： 用以為複數個次頻帶中之各次頻帶獲得一控制向量之 '構件，其中各控制向量包括用於複數個傳送天線之複數個 元件；以及 用以利用各次頻帶之該控制向量來預調節需在該次頻 帶上傳送之調變符號的構件。 27.如申請專利範圍第26項之設備，其進一步包括： 用以為該等次頻帶獲得該等控制向量所提供的增-益之 構件； 用以至少部分基於該等增益將總傳送功率配置給該等 次頻帶乏構件； 用以基於配置給該等次頻帶之傳送功率來決定該等次 頻帶之縮放值的構件；以及 用以利用各次頻帶之該縮放值來縮放該次頻帶之該等 調變符號的構件。 87640