JP4302761B2 - 送信機、通信システム及び送信方法 - Google Patents

Description

本発明は、ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）方式を用いるセルラシステムにおいて、伝搬路推定用サブキャリアに符号を乗算して通信を行う送信機、通信システム及び送信方法に関する。
本願は、２００５年１０月２８日に、日本に出願された特願２００５−３１４４２９号に基づき優先権を主張し、その内容をここに援用する。

近年、複数の送信アンテナを具備する送信機から、送信アンテナ毎に異なる（循環）遅延を与えて同時に送信するＣＤＴ（Cyclic Delay Transmit：循環遅延送信）ダイバーシチを用いるマルチキャリア伝送が提案されている（非特許文献１）。この送信ダイバーシチ方式を用いると、常にチャネルの周波数選択性を強くできるため、優れた平均ＢＥＲ（Bit Error Rate）特性を得ることができる。

また、３ＧＰＰ（3rd Generation Partnership Project）でのEvolved UTRA & UTRANにおいて、複数のセクタを具備する送信機である基地局が、各セクタに属する送信アンテナから、特に、セクタエッジ付近に位置する同一の受信機向けに、同一周波数、同一時間を用いて信号を送信し、受信機側においてその合成波を受信することにより、サイトダイバーシチ効果を得ることのできるソフト・コンバイニング（Soft-combining）と呼ばれる手法に、前記ＣＤＴダイバーシチを採用することにより、優れた平均ＢＥＲ特性を得ることが提案されている（非特許文献２）。

図１６は、２つの異なるセクタに属する送信機が備える送信アンテナ１ａ、１ｂから、受信機が備える受信アンテナ２ａへと信号が送信される様子を示す概念図である。図に示すように、送信アンテナ１ａと送信アンテナ１ｂとからそれぞれ信号ｓ１、ｓ２が送信され、受信アンテナ２ａによりその合成波が受信される。

図１７Ａは、送信アンテナ１ａ（図１６）と受信アンテナ２ａ（図１６）との間の伝搬路の時間領域表現である遅延プロファイルｈ１を示しており、図１７Ｂは、送信アンテナ１ｂ（図１６）と受信アンテナ２ａ（図１６）との間の伝搬路の時間領域表現である遅延プロファイルｈ２を示している。図１７Ａ、図１７Ｂにおいて、横軸は時間、縦軸は電力を示している。
図１７Ａの信号ｓ１１、ｓ１２は、送信アンテナ１ａから送信された信号ｓ１であって、異なる２本の伝搬路を通って受信アンテナ２ａに到達した信号を示している。また、信号ｓ２１、ｓ２２、ｓ２３は、送信アンテナ１ｂから送信された信号ｓ２であって、異なる３本の伝搬路を通って受信アンテナ２ａに到達した信号を示している。

送信アンテナ１ｂから送信される信号ｓ２が、送信アンテナ１ａから送信された信号ｓ１を遅延した信号である場合、つまり、送信アンテナ１ａと送信アンテナ１ｂとの間で、ＣＤＴダイバーシチを採用した場合には、図１８に示すように、送信信号は前記遅延プロファイルｈ１とｈ２とを合成した伝搬路を通り、受信アンテナ２ａ（図１６）に到達したとみなすことができる。ただし、図１８の時間領域ｔ１は前記遅延プロファイルｈ１（図１７Ａ）に対応し、時間領域ｔ２は前記遅延プロファイルｈ２（図１７Ｂ）にそれぞれ対応している。

一方で、送信機が設置されるそれぞれのセクタ間では、伝搬路推定用サブキャリアにセクタ固有の直交符号を掛けることにより、同一周波数、同一時間を用いて伝搬路推定用サブキャリアを送信しながら、受信機側で各セクタからの伝搬路推定用サブキャリアを分離し、伝搬路推定を個別に行うことが提案されている（非特許文献３、４）。

図１９Ａは、送信アンテナ１ａ（図１６）から送信される信号ｓ１の構成を示している。信号ｓ１は領域ｒ１と領域ｒ２とから構成されている。領域ｒ１には既知シンボルである伝搬路推定用シンボルが配置され、領域ｒ２にはデータシンボルである共用データチャネルが配置されている。
また、図１９Ｂは、送信アンテナ１ｂ（図１６）から送信される信号ｓ２の構成を示している。信号ｓ２は領域ｒ３と領域ｒ４とから構成されている。領域ｒ１には伝搬路推定用シンボルが配置され、領域ｒ４には共用データチャネルが配置されている。
領域ｒ２、ｒ４に含まれるデータを復調するために必要となる伝搬路情報を得るために、領域ｒ１、ｒ３に含まれる伝搬路推定用シンボルが用いられる。

図２０は、３つの異なるセクタに属する送信機から受信機に送信される信号ｓ３の構成図である。信号ｓ３は、サブキャリアｓｃ１〜ｓｃ１２から構成されている。サブキャリアｓｃ１〜ｓｃ４、ｓｃ５〜ｓｃ８、ｓｃ９〜ｓｃ１２は、それぞれ周波数範囲ｆ１、ｆ２、ｆ３に含まれている。信号ｓ３１〜ｓ３３は、それぞれセクタ＃１〜＃３に配置されている送信機から送信される信号を示している。信号ｓ３１〜ｓ３３には、それぞれ直交符号Ｃ１（１、１、１、１）、Ｃ２（１、−１、１、−１）、Ｃ３（１、１、−１、−１）が乗算される。
周波数範囲ｆ１において、セクタ＃１に配置されている送信機から送信される信号ｓ３１は加算結果に含まれるが、セクタ＃２、＃３にそれぞれ配置されている送信機からの信号ｓ３２、ｓ３２は０となり、同一周波数、時間を用いて複数の信号ｓ３１〜ｓ３３の送信を行なっても、各信号を分離することができる。このような状況を「直交性が保たれている」という。

一方で、セクタ＃１〜＃３間に配置されている送信アンテナに対し、前記ＣＤＴダイバーシチを適用する場合においては、前述の通り領域ｒ２、ｒ４（図１９Ａ、図１９Ｂ）を復調するためには伝搬路情報を、領域ｒ１、ｒ３（図１９Ａ、図１９Ｂ）に含まれる伝搬路推定用シンボルから得る必要があるため、通常は送信アンテナから送信される信号は、領域ｒ３、ｒ４に同一の遅延を付加することになる。
しかしながら、セクタ間の送信アンテナに対し、前記ＣＤＴダイバーシチを適用した場合には、前記直交符号間の直交性が崩れるため、伝搬路推定用シンボルを用いて各セクタの送信アンテナと受信アンテナ間の伝搬路を分離し推定しようとすると、伝搬路推定結果に誤差が生じる恐れがある。

図２１は、図１７Ａ、図１７Ｂにおいて遅延プロファイルｈ１＝ｈ２＝１とした場合、つまり遅延波が存在せず、直達波に関しても位相回転、振幅の変化がない場合の送信信号ｓ４の構成を示した図である。信号ｓ４は、サブキャリアｓｃ１〜ｓｃ１２から構成されている。信号ｓ４１、ｓ４２は、それぞれセクタ＃１、＃２に配置されている送信機から送信される信号を示している。信号ｓ４１、４２には、それぞれ符号Ｃ４（１、１、１、１）が乗算される。
ここでは、マルチキャリア伝送が行われ、図１６の送信アンテナ１ａ、１ｂの間でシンボルの半分の遅延が後述の位相回転により付加された場合について説明する。また、ここではソフト・コンバイニング法によるダイバーシチが、送信アンテナ１ａと送信アンテナ１ｂとの間で用いられている場合について説明する。ここでは、暫くの間、送信アンテナ１ａと送信アンテナ１ｂとから送信された信号のみを考えるものとする。ここで、ソフト・コンバイニング法とは、２つのセクタに設置されている送信機から同一の受信機に対して、同一のデータから生成した同一信号を同一タイミングで送信することにより、受信機の信号成分を増大させつつ、干渉成分を抑える方法である。
このとき、送信アンテナ１ａ（図１６）から送信される送信信号は、k番目のサブキャリアに対して、以下の式（１）の位相回転が乗算される。

θ＝２πｋＴ／Ｎ＝２πｋ・Ｎ／２・１／Ｎ＝ｋπ ・・・（１）

このとき、送信アンテナ１ａ（図１６）からの信号は図２１に示すようになり、送信アンテナ１ａ（図１６）からの送信信号との間の直交性が崩れた状態になる。
なお、上記の式（１）のNはマルチキャリア変調時のＩＦＦＴ（Inverse Fast FourierTransform：逆高速フーリエ変換）のポイント数、Ｔは２つの送信アンテナ間の遅延ポイント差（遅延時間差）を示している。

更に、非特許文献５には、セクタ伝搬路推定用の信号はソフト・コンバイニングを行う場合であっても、セクタ間で直交性を保持した形式で送信し、データ部にのみ遅延（回転）を加え送信する方法が示されている。また、同時にその遅延量を基地局から送信機に通知することもできることが記載されている。
この技術は非特許文献５でも示されているように、受信機で遅延処理を施されない伝搬路推定用サブキャリアを受信し、直交性を利用して、各送信機からの伝搬路を推定し、基地局から通知された遅延量に基づいて、データ部におけるソフト・コンバイニング時の伝搬路を推定することを前提としている。
この方法によれば、プリアンブル部の直交性を保持しているため、それぞれの基地局からの電波の強さが正確に測定可能となり、かつ、ソフト・コンバイニングの効果を得ることが可能となる。
信学技報RCS2004-392，"周波数領域等化を用いるDS-CDMAへのCyclic Delay Transmit Diversityの適用効果"，社団法人電子情報通信学会2005年3月発行 3GPP寄書，R1-050795，"Intra-Node B Macro Diversity based on Cyclic Delay Transmissions"，[平成17年9月7日検索]，インターネット（URL: ftp://ftp.3gpp.org/TSG_RAN/WG1_RL1/TSGR1_42/Docs/R1-050795.zip） 3GPP寄書，R1-050704，"Orthogonal Common Pilot Channel and Scrambling Code in Evolved UTRA Downlink"，[平成17年9月7日検索]，インターネット（URL: ftp://ftp.3gpp.org/TSG_RAN/WG1_RL1/TSGR1_42/Docs/R1-050704.zip） 3GPP寄書，R1-050700，"Intra-Node B Macro Diversity Using Simultaneous Transmission with Soft-combining in Evolved UTRA Downlink"，[平成17年9月7日検索]，インターネット（URL: ftp://ftp.3gpp.org/TSG_RAN/WG1_RL1/TSGR1_42/Docs/R1-050700.zip） 3GPP寄書，R1-051046，"Further Details on Adaptive Cyclic Delay Diversity Scheme"，[平成17年9月7日検索]，インターネット（URL: ftp://ftp.3gpp.org/TSG_RAN/WG1_RL1/TSGR1_42bis/Docs/R1-051046.zip）

しかしながら、非特許文献５で示される方法を用いた場合、ソフト・コンバイニング時は通常のデータ受信時とは別の処理を受信機において行うことによりデータ部の伝搬路を推定する必要がある。また、遅延量を適応的に変化させるようなシステムでは、遅延量も受信機に通知する必要がある。

本発明は、上記事情に鑑みてなされたものであり、その目的は、簡易な構成で、送信機毎の電力を推定可能とし、伝搬路を精度よく推定することができる既知シンボルを送信する送信機を提供することにある。また、同一の受信機に対し、同じデータを送信するソフト・コンバイニング時に無用な受信処理を必要とせずにデータを送信することができる送信機、通信システム及び送信方法を提供することにある。

本発明の送信機は、上記課題を解決するためになされたもので、ＯＦＤＭ方式を用いる送信機であって、データあるいは既知の信号により変調された連続する複数のサブキャリアで構成されるグループに対し、同一の位相回転量を前記グループ毎に与える位相回転部と、前記位相回転をアンテナ系列毎あるいは送信機毎に設定する回転量決定部とを有する。

本発明の送信機は、複数のサブチャネルで構成される周波数帯域を利用したＯＦＤＭＡ方式を用いる送信機であって、前記サブチャネルの一部あるいは全部において、データあるいは既知の信号により変調された連続する複数のサブキャリアで構成されるグループに対し、同一の位相回転量を前記グループ毎に与える位相回転部と、前記位相回転をアンテナ系列毎あるいは送信機毎に設定する回転量決定部と、データをサブチャネルに振り分け、位相回転の有無を決定するスケジューリング部とを有する。

本発明の送信機は、前記グループには少なくとも１つの伝搬路を推定するための既知の信号で変調されたサブキャリアを含める。

本発明の送信機は、前記グループに含まれるサブキャリアの本数を全ての周波数帯域で同じとする。

本発明の送信機の前記位相回転部は、前記グループ毎に与える位相回転量の隣接するグループ間の差を一定とする。

本発明の送信機の前記位相回転部は、グループのうち１つを基準のグループとし、そのグループの位相回転量の絶対値を受信機の状態により決定する。

本発明の送信機の前記位相回転部は、前記グループ間の位相回転量の差を各送信機毎に固有の値とする。

本発明の送信機は、前記グループを生成するサブキャリア間に直交関係が必要となるサブキャリア変調が施されている。

本発明の送信機はにおける前記直交関係は、伝搬路推定用サブキャリアの直交関係である。

本発明の通信システムは、ＯＦＤＭ方式を用いて送信機と受信機の間で通信を行う通信システムであって、前記受信機は、受信した既知シンボルが含まれるＯＦＤＭシンボルに対しＦＦＴにより周波数変換するＦＦＴ部と、送信機側で直交性を保った伝搬路推定用サブキャリア単位で送信アンテナとの周波数応答である伝搬路を複数の送信アンテナに対し推定する伝搬路推定部と、電波の品質を送信アンテナ毎に推定する品質推定部と、各送信アンテナの周波数応答から、各送信アンテナから送信されるＯＦＤＭシンボルのサブキャリアに所定の位相回転を与えた場合の結合された伝搬路の品質を算出する品質算出部とを有する。

本発明の送信方法は、ＯＦＤＭ方式を用いる送信方法であって、データシンボルあるいは既知シンボルにより変調された連続する複数のサブキャリアで構成されるグループに対し、グループ毎に同一の位相回転量を与え、前記位相回転量をアンテナ系列毎あるいは送信機毎に決定し、変調に加え前記位相回転を加えて送信する。

本発明の送信方法は、ＯＦＤＭＡ方式を用いる送信方法であって、データシンボルあるいは既知シンボルにより変調された連続する複数のサブキャリアで構成されるグループに対し、同一の位相回転量を前記グループ毎に与え、前記位相回転量をアンテナ系列毎あるいは送信機毎に決定し、位相回転の有無を決定し、前記位相回転の有無を変調に加え前記位相回転を加えて送信する。

本発明の送信方法は、前記グループ化を行う基準をサブキャリアの直交性とする。

本発明の送信方法における前記直交性は、伝搬路推定用サブキャリアの直交性である。

本発明では、位相回転部によりデータシンボルあるいは既知シンボルにより変調された連続する複数のサブキャリアで構成されるグループに対し、同一の位相回転量をグループ毎に与え、回転量決定部により位相回転量を決定し、スケジューリング部により位相回転の有無を決定するようにした。
これにより、複数のサブキャリアで構成されたグループに対し、同一の位相回転を与えることとなるので、位相回転に必要となる回路規模を軽減できる。
また、伝搬路推定用のシンボルに直交符号を割り当てる場合は、直交符号が割り当てられるサブキャリア数と前記グループを形成するサブキャリア数とを同一とすることで、受信機において受信した伝搬路推定用シンボルの直交性が維持されるため、複数の送信機から送信された直交符号を分離することが可能となり、直交性を利用して伝搬路が推定でき、さらには複数の送信アンテナから同一の信号を送信する場合の、合成された伝搬路についても、位相回転量の事前通知等がなくとも、簡易な演算で求めることが可能になる。
また、直交性を持ったシンボルを送信した送信機あるいは同一の送信機の異なる送信アンテナから送信された電波の品質推定も可能となる。
さらには、データシンボルの位相回転量を既知シンボルである伝搬路推定用シンボルの位相回転量と同一にすることで、循環遅延送信ダイバーシチの効果を得ることができる。

送信機と受信機が通信を行う場合の概略図である。 送信機３ａから送信される信号ｓ５の構成を示す図である。 送信機３ｂから送信される信号ｓ６の構成を示す図である。 送信機３ａ（図１Ａ）から送信されるＯＦＤＭ信号ｓ７の構成を示す図である。 送信機３ｂ（図１Ａ）から送信されるＯＦＤＭ信号ｓ８の構成を示す図である。 本実施形態で割り当てる直交符号とサブキャリアの関係を示す図である。 本発明の第１の実施形態による送信機の構成を示すブロック図である。 本発明の第１の実施形態によるローテーション部１４−１（図４）の構成図である。 本発明の第１の実施形態による受信機の構成を示すブロック図である。 本発明の第１の実施形態による伝搬路推定部３７（図６）の構成図である。 本発明の第１の実施形態による逆拡散部４０−１（図７）の構成図である。 本発明の第２の実施形態における伝搬路推定用サブキャリアの構成を示す図である。 本発明の第２の実施形態による送信機の構成を示すブロック図である。 本発明の第２の実施形態によるローテーション部１４１（図１０）の構成図である。 本発明の第２の実施形態で用いる信号のフレーム構成を示す図である。 本発明の第３の実施形態による送信機の構成を示すブロック図である。 送信機３ａ（図１Ａ）の伝搬路を示す図である。 送信機３ｂ（図１Ａ）の伝搬路を示す図である。 送信機３ａ、３ｂ（図１Ａ）から同じデータを送信した場合の擬似的な伝搬路を示す図である。 本発明の第３の実施形態による受信機の構成を示すブロック図である。 ２つの異なるセクタに属する送信機が備える送信アンテナ１ａ、１ｂから、受信機が備える受信アンテナ２ａへと信号が送信される様子を示す概念図である。 送信アンテナ１ａ（図１６）と受信アンテナ２ａ（図１６）との間の伝搬路の時間領域表現である遅延プロファイルｈ１を示す図である。 送信アンテナ１ｂ（図１６）と受信アンテナ２ａ（図１６）との間の伝搬路の時間領域表現である遅延プロファイルｈ２を示す図である。 受信アンテナ２ａで受信される信号を示す図である。 送信アンテナ１ａ（図１６）から送信される信号ｓ１の構成を示す図である。 送信アンテナ１ｂ（図１６）から送信される信号ｓ２の構成を示す図である。 送信機から受信機に送信される信号ｓ３の構成図である。 遅延プロファイルｈ１＝ｈ２＝１とした場合の送信信号ｓ４の構成を示した図である。

符号の説明

１ａ、１ｂ 送信アンテナ
２ａ 受信アンテナ
３ａ、３ｂ 送信機
４ａ〜４ｅ 受信機
１０ スケジューリング部
１１−１〜１１−１２ 伝搬路推定用シンボル生成部
１２−１〜１２−１２ データマッピング部
１３−１〜１３−１２ マルチプレクス部
１４−１〜１４−１２ ローテーション部
１５ ＩＦＦＴ部
１６ ＧＩ挿入・Ｐ／Ｓ変換部
１７ Ｄ／Ａ変換部
１８ ＲＦ部
１９ 送信アンテナ
２０ 回転量決定部
２１−１〜２１−６４ 複素乗算部
３０ 受信アンテナ
３１ ＲＦ部
３２ Ａ／Ｄ変換部
３３ シンボル同期部
３４ ＦＦＴ部
３５ 伝搬路推定用シンボル抽出部
３６ 伝搬路補償部
３７ 伝搬路推定部
３８ サブチャネル抽出部
３９−１〜３９−１２ 復調部
４０−１〜４０−１２、４１−１〜４１−１２ 逆拡散部
４２−１〜４２−１２、４３−１〜４３−１２ サブチャネル品質推定部
４４ 選択・合成部
４５−１〜４５−１２ サブチャネル品質推定部
４６−１〜４６−１２ 仮想サブチャネル品質推定部
４７−１〜４７−４ 直交符号設定部
４８−１〜４８−４ 複素乗算部
４９ 和演算部
５０ 制御信号生成部
６０ 時間ローテーション部
１１１ 伝搬路推定用シンボル生成部
１３１ マルチプレクス部
１４１ ローテーション部
２０１ 回転量決定部
２１１−１〜２１１−７６８ 複素乗算部

以下、図面を参照し、本発明の実施形態について説明する。なお、本発明の実施形態で使用している周波数サブチャネル数の数値等は一例にすぎない。
本発明の第１〜第３の実施形態では、周波数サブチャネル数を１２、サブキャリア数を７６８、ＦＦＴポイント数を１０２４とする場合のＯＦＤＭＡ（Orthogonal Frequency Division Multiple Access）システムについて説明する。また、パス・ダイバーシチを実現する周波数サブチャネルはフレーム毎に異なるものとする。即ち、周波数サブチャネル毎に、ソフト・コンバイニングを行なうか否か、あるいはその遅延量は独立に決定される場合について説明するが、これに限定されるものではない。

（第１の実施形態）
始めに、本発明の第１の実施形態について説明する。本実施形態では２つの異なる送信機がＯＦＤＭＡを用い、何台かの受信機と通信を行う例を示す。図１Ａは送信機と受信機が通信を行う場合の概略図である。説明の対象とするＯＦＤＭＡフレームが送信される時間においては、送信機３ａに対しては、受信機４ａ〜４ｃが通信を行う。また、送信機３ｂに対しては、受信機４ｂ〜４ｅが通信を行う。即ち、受信機４ｂ、４ｃは双方の送信機３ａ、３ｂから同一の信号をソフト・コンバイニングにより、合成して受信する。

図１Ｂ、図１Ｃは、送信機３ａ、３ｂから送信される信号ｓ５、ｓ６の構成を示す図である。これらの図において、縦軸は周波数、横軸は時間を示している。ここでは、信号ｓ５、ｓ６が、それぞれ１２個のサブチャネルｓｃｈ１〜ｓｃｈ１２により構成されている場合を示している。
ここでは、一例として、図１Ｂに示すように、サブチャネルｓｃｈ１を用いて、送信機３ａから受信機４ｂに信号を送信している場合について説明する。また、サブチャネルｓｃｈ２〜ｓｃｈ４を用いて、送信機３ａから受信機４ｃに信号を送信している。また、サブチャネルｓｃｈ５〜ｓｃｈ１２を用いて、送信機３ａから受信機４ａに信号を送信している。

また、図１Ｃに示すように、サブチャネルｓｃｈ１を用いて、送信機３ｂから受信機４ｂに信号を送信している。また、サブチャネルｓｃｈ２〜ｓｃｈ４を用いて、送信機３ｂから受信機４ｃに信号を送信している。また、サブチャネルｓｃｈ５〜ｓｃｈ１０を用いて、送信機３ｂから受信機４ｄに信号を送信している。また、サブチャネルｓｃｈ１１、ｓｃｈ１２を用いて、送信機３ｂから受信機４ｅに信号を送信している。
従って、サブチャネルｓｃｈ１の周波数帯では、受信機４ｂに対して同一の信号が送信機３ａ、３ｂから送信される。また、サブチャネルｓｃｈ２〜ｓｃｈ４では、受信機４ｃに対して同一の信号が送信機３ａ、３ｂから送信される。

図２Ａは、送信機３ａ（図１Ａ）から送信されるＯＦＤＭ信号ｓ７の構成を示す図である。また、図２Ｂは、送信機３ｂ（図１Ａ）から送信されるＯＦＤＭ信号ｓ８の構成を示す図である。これらの図において、横軸は時間であり、縦軸は周波数を示している。
ＯＦＤＭ信号ｓ７、ｓ８に含まれる領域ｒ５、ｒ７は、１ＯＦＤＭシンボルで構成される伝搬路推定用サブキャリアである。なお、ここでは、伝搬路推定用サブキャリアが１ＯＦＤＭシンボルで構成されている場合について説明するが、伝搬路推定用サブキャリアを複数のＯＦＤＭシンボルで構成するようにしてもよい。また、ここでは、全てのサブキャリアを伝搬路推定用のサブキャリアとしているが、１本おき等、間隔をあけて配置することも可能である。
また、ＯＦＤＭ信号ｓ７、ｓ８に含まれる領域ｒ６、ｒ８は、データを送信するＯＦＤＭシンボルであり、通常複数のＯＦＤＭシンボルで構成される。領域ｒ５と領域ｒ７には、それぞれが直交する符号である直交符号Ｃ５、Ｃ６が各サブキャリアに割り当てられる。

図３は、本実施形態で割り当てる直交符号とサブキャリアの関係を示す図である。送信機１ａ（図１Ａ）では、直交符号Ｃ５＝（１、１、１、１）が７６８個のサブキャリアに繰り返し割り当てられる。つまり、１つの直交符号がサブキャリアに繰り返し割り当てられる。また、本実施形態では、直交符号を乗算するグループ毎のサブキャリア数はいずれも４つとなっている。なお、１つあるいは複数のサブチャネル内のグループ毎のサブキャリア数を同一にするようにしてもよい。
また、送信機１ｂ（図１Ａ）では、直交符号Ｃ６＝（１、１、−１、−１）が７６８個のサブキャリアに繰り返し割り当てられる。これらの直交符号Ｃ５、Ｃ６は、Ｃ５×Ｃ６＊（＊は複素共役を示す）を計算し加えると０になることから、直交関係にあるといえる。
また、直接これらの直交符号Ｃ５、Ｃ６を伝搬路推定用サブキャリアに割り当てると生成されるＯＦＤＭ信号のＰＡＰＲ（Peak-Average Power Ratio）が非常に高くなるため、同じ特定の符号（例えば１０次のＭ系列の一部）を全てのサブキャリアに更に乗じることも可能である。
なお、ｐ番目（１≦ｐ≦サブキャリアの総数）のサブキャリアに割り当てられる符号をＣｋ、Ｃｋ’とした場合に、Ｃｋ’＝Ｃｋ×ｅ^{−ｊ×２×ｐ×ｍ×π}の関係を満たすｍが存在するように符号Ｃｋ、Ｃｋ’を設定するようにしてもよい。

図４は、本発明の第１の実施形態による送信機の構成を示すブロック図である。この送信機は、スケジューリング部１０、伝搬路推定用シンボル生成部１１−１〜１１−１２、データマッピング部１２−１〜１２−１２、マルチプレクス部１３−１〜１３−１２、ローテーション部１４−１〜１４−１２、ＩＦＦＴ部１５、ＧＩ（Guard Interval）挿入・Ｐ／Ｓ（Parallel / Serial）変換部１６、Ｄ／Ａ（Digital / Analog）変換部１７、ＲＦ（Radio Frequency）部１８、送信アンテナ１９を有する。

スケジューリング部１０は、送信機に入力されるデータを各サブチャネルに振り分ける。ここでは、サブチャネルが１２個の場合について説明する。また、スケジューリング部１０は、ローテーション部１４−１〜１４−１２に制御信号を出力する。
伝搬路推定用シンボル生成部１１−１〜１１−１２は、それぞれのサブチャネルの伝搬路推定用シンボルを生成する。データマッピング部１２−１〜１２−１２は、送信するデータに誤り訂正を行ったり、割り当てられたサブキャリア毎に変調を行ったりする。また、伝搬路推定用シンボル生成部１１−１〜１１−１２の符号割当部（図示省略）は、他の送信機と直交する符号長の符号をサブキャリア毎に割り当てる。
マルチプレクス部１３−１〜１３−１２は、入力されるデータシンボル又は既知シンボルである伝搬路推定用シンボルのいずれかを選択する。

ローテーション部１４−１〜１４−１２は、スケジューリング部１０から出力される制御信号に基づいて、各サブキャリアに回転を与える。ＩＦＦＴ部１５は、ローテーション部１４−１〜１４−１２から出力される信号に対して、逆高速フーリエ変換の処理を行うことにより、周波数領域の信号を時間領域の信号に変換する。ここで、７６８個のサブキャリアを扱う場合には、逆高速フーリエ変換のポイント数は１０２４を用いる。
ＧＩ挿入・Ｐ／Ｓ変換部１６は、シンボル間干渉の低減を図るためにガードインターバルを挿入する。また、パラレル信号をシリアル信号に変換する。Ｄ／Ａ変換部１７は、ディジタル信号をアナログ信号に変換する。ＲＦ部１８は、アナログ信号を、送信する周波数帯域まで変換し、波形の整形を行う。送信アンテナ１９は、受信機に対して電波を送信する。

図５は、本発明の第１の実施形態によるローテーション部１４−１（図４）の構成図である。このローテーション部１４−１は、回転量決定部２０、複素乗算部２１−１〜２１−６４を有する。
回転量決定部２０は、スケジューリング部１０（図４）から出力される制御信号に基づき、４サブキャリア毎の回転量Ｗ１からＷ１６（Ｗ１からＷ１６は振幅が１の実数あるいは複素数）を決定する。なお、回転量決定部２０は、隣接するグループ間で位相回転量差が同一になるように制御してもよい。また、１つあるいは複数のサブチャネル内の隣接するグループ間で位相回転量差を同一にするようにしてもよい。また、位相回転量差が同一に設定されたサブチャネル内のグループの１つを基準のグループとし、そのグループの位相回転量の絶対値を受信機の伝搬路状態によって決定するようにしてもよい。また、回転量決定部２０は、送信機毎に固有の位相回転量差を与え、該回転量を用い全てのＯＦＤＭシンボルのサブキャリアに位相回転を与えるようにしてもよい。
また、Ｗ１＝Ｗ２、Ｗ３＝Ｗ４、・・・、Ｗ１５＝Ｗ１６とすることで、グループを生成するサブキャリア数を変更することが可能である。
複素乗算部２１−１〜２１−６４は、入力信号ｆｋ１〜ｆｋ６４と、回転量Ｗ１〜Ｗ１６とを乗算する。ここで入力信号（ｆｋ１〜ｆｋ６４）が６４個あるのは、７６８サブキャリアを１２サブチャネルとして使用するため、1サブチャネルあたりのサブキャリア数が６４個となるからである。また、４サブキャリア毎に回転量（Ｗ１〜Ｗ１６）を決定するのは、伝搬路推定用サブキャリアが４サブキャリア毎に直交関係にあるため、４サブキャリア間で同一とすることで直交関係を保つことが可能となるからである。

次に、本発明の第１の実施形態による送信機３ａ（図１Ａ）の動作について説明する。ただし、受信機４ｂ、４ｃへ送信する信号は、送信機３ｂからも送信されるため、送信機３ａから送信する信号には回転を与えるものとする。ここでは、受信機４ｂへ送信する信号の回転量が１、受信機４ｃへ送信する信号の回転量が２である場合について説明する。
送信機３ａにデータが入力されるとスケジューリング部１０（図４）により、受信機４ｂへ送信するデータはデータマッピング部１２−１へ出力され、受信機４ｃへ送信するデータはデータマッピング部１２−２から１２−４へ出力され、受信機４ａへ送信するデータはデータマッピング部１２−５から１２−１２へ出力される。

データの送信に先立ち、図２Ａと図２Ｂの信号の構成に基づき、伝搬路推定用シンボルがマルチプレクス部１３−１〜１３−１２で選択され、ローテーション部１４−１〜１４−１２に出力される。送信機３ａの場合、伝搬路推定用シンボル生成部１１−１〜１１−１２で生成される伝搬路推定用シンボルは、直交符号Ｃ５を１６度繰り返したものとなり、伝搬路推定用シンボル生成部１１−１〜１１−１２まで全て同一の直交符号Ｃ５が用いられる。
スケジューリング部１０からローテーション部１４−１〜１４−１２に制御信号が出力され、ローテーション部１４−１には回転量として１、ローテーション部１４−２から１４−４には回転量として２、ローテーション部１４−５から１４−１２には回転量として０が入力される。

図５に示すローテーション部１４−１では、スケジューリング部１０から出力される制御信号に基づいて、回転量Ｗ１〜Ｗ１６を決定する。回転量がｍの場合を実現するためには、各サブキャリア間の位相回転量を２×π×ｍ／（ＩＦＦＴのポイント数）にすればよいので、回転量Ｗ１とＷ２の差は４サブキャリアあるのでさらに４を乗じて、２×π×ｍ×４／１０２４になるように決定する。
これを先の例に当てはめると、ローテーション部１４−１におけるＷｋおよびＷｋ＋１（ｋは１から１５の整数）の位相差は２×π×４／１０２４、ローテーション部１４−２〜１４−４（図４）におけるＷｋおよびＷｋ＋１の位相差は２×π×２×４／１０２４、ローテーション部１４−５〜１４−１２におけるＷｋおよびＷｋ＋１の位相差は０となる。

各ローテーション部の回転量Ｗ１の絶対位相については特に限定されるものではない。
ただし、受信機４ｃ（図１Ａ）へ送信する信号のように、複数のサブチャネルを使用する場合には、隣り合うサブチャネルの回転量を同じにすることが望ましい。即ち、ローテーション部１４−２の回転量Ｗ１６とローテーション部１４−３の回転量Ｗ１の絶対位相差が２×π×２×４／（１０２４）になることが望ましい。
また、受信機からの情報が取得可能なシステムにおいては、回転量Ｗ１の絶対位相を受信機から送信されるデータを参照して決定することもできる。
その後、データについても伝搬路推定用サブキャリアの送信時と同一の回転量がすべてのサブキャリアに与えられる。
この図５において、同一の回転を与えるサブキャリアのそれぞれに、位相回転を与えるための乗算器をサブキャリア数分示したが、これは説明をわかりやすくするためであり、１つの乗算器でシリアルに処理することで回路規模の削減を図ることができる。

次に受信機について説明する。
図６は、本発明の第１の実施形態による受信機の構成を示すブロック図である。この受信機は、受信アンテナ３０、ＲＦ部３１、Ａ／Ｄ（Analog / Digital）変換部３２、シンボル同期部３３、ＦＦＴ部３４、伝搬路推定用シンボル抽出部３５、伝搬路補償部３６、伝搬路推定部３７、サブチャネル抽出部３８、復調部３９−１〜３９−１２を有する。

受信アンテナ３０は、送信機から送信される信号を受信する。ＲＦ部３１は、受信アンテナ３０が受信した信号を整形し、Ａ／Ｄ変換できる周波数帯域まで周波数を下げる。Ａ／Ｄ変換部３２は、アナログ信号をディジタル信号に変換する。
シンボル同期部３３は、ＯＦＤＭ信号に対して同期を取る。ＦＦＴ部３４は、受信したＯＦＤＭシンボルに対して、高速フーリエ変換の処理を行う。伝搬路推定用シンボル抽出部３５は、周波数変換されたＯＦＤＭ信号を伝搬路推定用シンボルとデータシンボルとに分離し、伝搬路推定用シンボルを伝搬路推定部３７に出力し、データシンボルを伝搬路補償部３６に出力する。

伝搬路補償部３６は、伝搬路推定情報をもとにデータの伝搬路を補償する。伝搬路推定部３７は、伝搬路推定用シンボルから伝搬路情報を推定し、送信アンテナ毎の品質を推定する。サブチャネル抽出部３８は図示を省略した制御部からの使用サブチャネル情報をもとに、受信機が復調する信号を抽出する。
復調部３９−１〜３９−１２は、使用されたサブチャネル数をもとに、サブチャネル単位で復調を行う。この受信機はＯＦＤＭＡで使用される帯域全てを一旦復調し、後に、必要となるサブチャネルのみを抽出する構成になっているが、このような構成に限定されるものではない。

図７は、本発明の第１の実施形態による伝搬路推定部３７（図６）の構成図である。伝搬路推定部３７は、逆拡散部４０−１〜４０−１２、４１−１〜４１−１２、サブチャネル品質推定部４２−１〜４２−１２、４３−１〜４３−１２、選択・合成部４４、サブチャネル品質推定部４５−１〜４５−１２、仮想サブチャネル品質推定部４６−１〜４６−１２を有する。

逆拡散部が２組（逆拡散部４０−１〜４０−１２、逆拡散部４１−１〜４１−１２）設けられているのは、２つの送信機３ａ、３ｂ（図１Ａ）から信号が送信されるからである。
逆拡散部４０−１〜４０−１２は、送信機３ａ（図１Ａ）から送信される信号の伝搬路を推定する。逆拡散部４１−１〜４１−１２は、送信機３ｂ（図１Ａ）から送信される信号の伝搬路を推定する。逆拡散部４０−１〜４０−１２、４１−１〜４１−１２で得られた複素信号は、選択・合成部４４に入力される。
選択・合成部４４は、現在行われている通信が、１つの送信機からのみの場合（図１Ａにおける受信機４ａ、４ｄ、４ｅ）には、通信している側の逆拡散結果を選択する。受信機４ａであれば、逆拡散部４０−１〜４０−１２の出力を選択し、受信機４ｄ、４ｅであれば逆拡散部４１−１〜４１−１２の出力を選択する。
一方、受信機４ｂ、４ｃ（図１Ａ）のように双方の送信機３ａ、３ｂからの信号を受信する受信機では、選択・合成部４４は受信する信号の合成を行う。これは、逆拡散部４０−１〜４０−１２の出力と逆拡散部４１−１〜４１−１２の出力とをベクトル加算することで得られる。

サブチャネル品質推定部４２−１〜４２−１２は、逆拡散部４０−１〜４０−１２の出力に基づいて、それぞれの送信機３ａ、３ｂから送信された信号の品質を推定する。また、サブチャネル品質推定部４３−１〜４３−１２は、逆拡散部４１−１〜４１−１２の出力に基づいて、それぞれの送信機３ａ、３ｂから送信された信号の品質を推定する。本実施形態の場合、サブチャネル品質推定部４２−１〜４２−１２、４３−１〜４３−１２にはそれぞれ各サブチャネルで使用される６４本のサブキャリアの伝搬路推定結果が入力される。
サブチャネル品質推定部４５−１〜４５−１２は、選択・合成部４４の出力に基づいて、送信機３ａ、３ｂ（図１Ａ）から送信された信号の合成後の品質推定を行う。
仮想サブチャネル品質推定部４６−１〜４６−１２は、送信機側で回転が加えられていない伝搬路推定用サブキャリアを受信した場合に、どちらかの伝搬路情報に回転を与え、回転が行われた場合の、サブチャネルの品質を推定する。これにより、１台の送信機との通信から、２台の送信機との通信へと移行する際、最適なサブチャネルを受信機から要求することが可能になる。

伝搬路推定方法の最も単純な方法は、受信した伝搬路推定用サブキャリアを周波数変換した信号に対し、送信機側で使用した伝搬路推定用サブキャリアの各サブキャリアについての符号の複素共役信号を乗ずる方法である。ただし、ここでは、伝搬路推定用サブキャリアに異なる送信アンテナ間で直交符号を使用しているので、逆拡散による伝搬路推定方法について説明する。

図８は、本発明の第１の実施形態による逆拡散部４０−１（図７）の構成図である。逆拡散部４０−１は、直交符号設定部４７−１〜４７−４、複素乗算部４８−１〜４８−４、和演算部４９を有する。
例えば、送信機３ａ（図１Ａ）から送信された伝搬路推定用サブキャリアを逆拡散する場合には、直交符号設定部４７−１に直交符号Ｃ１の複素共役である（１、１、１、１）が設定される。また、送信機３ｂから送信された伝搬路推定用サブキャリアを逆拡散する場合には、直交符号設定部４７−２に直交符号Ｃ２の複素共役である（１、１、−１、−１）が設定される。
複素乗算部４８−１〜４８−４では、入力された信号ｆ１〜ｆ４に対して、これらの直交符号を複素乗算し、和演算部４９で加算し、４で割ることで、この周波数帯域における伝搬路を得ることができる。

上述したように、本実施形態による送信機及び受信機を用いてＯＦＤＭ通信システムを構成すれば、送信機側で使用された回転量の情報を受信機側に通知したり、予め決定したりしなくとも、双方からの送信信号を簡単に復調することが可能となる。また、伝搬路推定用サブキャリアが直交性を維持しているため、各送信アンテナからのサブチャネル毎の品質推定、あるいは、合成後の品質推定を簡単に行なうことができる。また、仮想的に合成後のサブチャネル毎の品質を推定する機能を受信機に設けることにより、合成受信を開始する際により、精度よく受信を開始することが可能となる。

上述した第１の実施形態では、複数のサブチャネルより構成される周波数帯域を利用したＯＦＤＭＡ方式を用いる送信機であって、伝搬路推定用シンボル生成部１１−１〜１１−１２の符号割当部により他の送信機と直交する符号長Ｍｋの符号Ｃｋをサブキャリアn本（nは1以上の整数）毎に割り当て、複素乗算部２１−１〜２１−６４（位相回転部）によりn×Ｍｋ本のサブキャリアをグループとし、同一の位相回転をグループ毎に与え、回転量決定部２０によりサブチャネル単位で該位相回転量を決定し、スケジューリング部１０によりサブチャネル単位で位相回転の有無を決定するようにした。
このような構成を採ることにより、ＯＦＤＭＡ方式を用いる場合に、回転量決定部２０により、１グループのサブキャリアごとに直交する符号を割り当ててグループごとに直交性を保つことができるので、グループ間のサブキャリアが干渉して受信機の受信品質が劣化することを防止することができる。また、グループ毎に直交符号が割り当てられているので、サブキャリア毎に直交符号が割り当てられている場合に比べて、受信機側の処理を簡素化することができる。

なお、ＯＦＤＭ方式を用いる送信機であって、伝搬路推定用シンボル生成部１１−１〜１１−１２の符号割当部により他の送信機と直交する符号長Ｍｋの符号Ｃｋをサブキャリアn本（nは1以上の整数）毎に割り当て、複素乗算部２１−１〜２１−６４（位相回転部）によりn×Ｍｋ本のサブキャリアをグループとし、同一の位相回転をグループ毎に与え、回転量決定部２０により位相回転量を決定し、スケジューリング部１０により位相回転の有無を決定するようにしてもよい。
このような構成を採ることにより、ＯＦＤＭ方式を用いる場合に、回転量決定部２０により、他の送信機が送信するグループとは、異なる回転量をグループに割り当てるため、複数の送信機から送信される信号に遅延差を付けることが可能になり、マルチユーザダイバーシチ効果や周波数ダイバーシチ効果を得ることができる。
なお、ここでは、伝搬路推定用符号として符号長Ｍｋの符号をｎ本のサブキャリア毎に割り当てる例を示したので、同一の位相回転を与えるグループをn×Ｍｋとしたが、直交性を利用しない伝搬路推定方法を使用する場合において上記のような効果を得るためにはこのような限定は必要ない。そのような場合は、n×Ｍｋ本のサブキャリアを１グループとせずに、その他の本数のサブキャリアを１グループとして設定してもよい。

（第２の実施形態）
次に、本発明の第２の実施形態について説明する。本実施形態は第１の実施形態に対して、更に受信機の構成の簡素化ができるものである。
図９は、本発明の第２の実施形態における伝搬路推定用サブキャリアの構成を示す図である。本実施形態では伝搬路推定用シンボルが配置されたサブキャリアである伝搬路推定用サブキャリアが、サブキャリア１本おきに割り当てられている。伝搬路推定用サブキャリアを割り当てられないサブキャリアは、制御信号（ＳＡ１〜ＳＡ３８４、ＳＢ１〜ＳＢ３８４）の通信に使用される。また、伝搬路推定シンボルには、特定の既知シンボル（Ｐ１〜Ｐ３８４）が使用され、送信機３ａ、３ｂでは既知シンボルにそれぞれ直交符号（１、１、１、１）、（１、１、−１、−１）が乗じられている。

図１０は、本発明の第２の実施形態による送信機の構成を示すブロック図である。第１の実施形態で示した送信機（図４）と同じ構成を採る部分については、同一の符号を付してそれらの説明を省略する。本実施形態による送信機は、制御信号生成部５０を有する点において、第１の実施形態による送信機と相違する。
制御信号生成部５０を設けたのは、第１の実施形態に対して、伝搬路推定用サブキャリアの構成を変更したからである。また、伝搬路推定用シンボル生成部は、第１の実施形態においては、サブチャネル毎に生成する場合について説明したが、本実施形態では、サブチャネル単位で回転を与えない場合を示すため、伝搬路推定用シンボル生成部１１−１〜１１−１２（図４）を、１つの伝搬路推定用シンボル生成部１１１で構成している。同様に、マルチプレクス部１３−１〜１３−１２（図４）を、１つのマルチプレクス部１３１で構成している。また、ローテーション部１４−１〜１４−１２（図４）を、１つのローテーション部１４１で構成している。

図１１は、本発明の第２の実施形態によるローテーション部１４１（図１０）の構成図である。ローテーション部１４１は、回転量決定部２０１、複素乗算部２１１−１〜２１１−８、２１１−９〜２１１−１６〜２１１−７６１〜２１１−７６８を有する。
回転量決定部２０１は、ＯＦＤＭ通信システムで定義される回転量に基づき、８サブキャリア毎の回転量Ｗ１〜Ｗ９６（Ｗ１〜Ｗ９６は振幅が１の実数あるいは複素数）を決定する。
複素乗算部２１１−１〜２１１−７６８は、入力信号ｆｋ１〜ｆｋ７６８と、回転量Ｗ１〜Ｗ９６とを乗算する。例えば、図１１に示した受信機のローテーション部１４１中の各位相回転量Ｗ１〜Ｗ９６の差を０、送信機３ｂ（図１Ａ）の位相回転量の差を２×π×１×８／１０２４とすると、各送信機３ａ、３ｂの同じサブチャネルで、同じ信号を送信すると、受信機では合成された信号を受信することが可能となる。
また、伝搬路推定要サブキャリアの直交性は第１の実施形態と同様に保持されているため、送信機のサブチャネル毎の品質推定が行える上に、合成後の品質推定も行うことができる。即ち、第１の実施形態による受信機で説明した仮想サブチャネル品質推定部４６−１〜４６−１２（図７）を設ける必要がなくなり、合成前の送信機毎の品質、および合成後の品質を簡単に推定することができる。

セクタを構成するセルの基地局にこのシステムを適応する場合は、セクタ毎に回転量をそれぞれ異なるものとすれば、どのセクタエッジにおいても、各セクタからのサブチャネル毎の品質、および合成後の品質を容易に推定することができる。
しかし、本実施形態では、回転量が送信機毎に固定されてしまう可能性がある。回転量が１つでは、全ての受信機にマルチユーザダイバーシチ効果を与えることができるとは限らない。
この問題は、図１２の構成を有する信号を用いることにより解決することができる。図１２は、横軸が時間、縦軸が周波数を示している。１フレームの構成は、既に述べたフレームの構成（図２Ａ、図２Ｂ）と同様であり、先頭に既知シンボルである伝搬路推定用サブキャリア、続いて複数のデータシンボルで構成されている。図１２では、９つのフレームＦ１〜Ｆ９で１つのスーパーフレームを構成する場合を示している。

一例として、２つの送信機の回転量の差を１、２、３の３通りに設定する場合について説明する。送信機３ａ（図１Ａ）の回転量を常に０とすると、送信機３ｂではフレームＦ１〜Ｆ３では回転量を１、フレームＦ４〜Ｆ６では回転量を２、フレームＦ７〜Ｆ９では回転量を３と設定することで、３つの回転量の差を実現することができる。
受信機ではこれらのフレームから最適となるフレームとサブチャネルを選択することで、更に高性能のＯＦＤＭ通信システムを実現することが可能となる。
また、上記の回転量を大きくすると、そのフレームは周波数ダイバーシチ効果を期待できる。上述したように、１、２、３に設定した回転量を１、２、１６に設定し、フレームＦ１〜Ｆ４の回転量を１、フレームＦ５〜Ｆ８の回転量を２、フレームＦ９の回転量を１６に設定すると、フレームＦ９のみは周波数ダイバーシチ効果が期待できるので、受信品質の極端に悪い受信機や、高速に移動する受信機等をそのフレームに優先的に割り当てるように設定することで、エリア全体での性能を改善することができる。
また、グループに分けられたサブキャリアごとに直交符号を乗算することにより、直交性を維持することができるため、複数の送信機から送信される信号が干渉により劣化することがなくなり、伝搬路推定精度を向上させることができる。

第２の実施形態で用いる受信機については、第１の実施形態で用いた受信機（図６）とほぼ同様の構成を有するものを用いることができる。異なる点としては、逆拡散に設定される符号がＰｋ（ｋは１から７６８の整数）の複素共役にＣ１あるいはＣ２を乗じたものであることである。

（第３の実施形態）
次に、本発明の第３の実施形態について説明する。第１の実施形態及び第２の実施形態では、使用する直交符号に限定を加えていないが、本実施形態では使用する直交符号に限定を加えることで、送信機間を移動する受信機がすみやかにハンドオーバできる場合について説明する。
本実施形態によるＯＦＤＭ通信システムでは、符号Ｃ１を全てのサブキャリアに繰り返し割り当て、２５６サンプル回転すると、（１、ｊ、−１、−ｊ）が全てのサブキャリアに繰り返し現れる。これを符号Ｃ１２とする。また、同様に５１２回転すると（１、−１、１、−１）となり、これを符号Ｃ１３とする。また、７６８回転すると（１、−ｊ、ｊ、−１）となりこれを符号Ｃ１４とする。
また、Ｃ１＝Ｃ１１とするとＣ１１〜Ｃ１４は全てが直交関係にある。本実施形態では、これらの符号を用いた場合について説明する。
上述した第２の実施形態におけるスーパーフレームを構成する例の後者において、送信機３ａ（図１Ａ）に用いる直交符号をＣ１１、送信機３ｂ（図１Ａ）に用いる直交符号をＣ１２とする。ただし、第２の実施形態では、伝搬路推定用サブキャリアに使用するキャリア間にデータが挿入されているため、回転量は先に示した値の半分になる。

図１３は、本発明の第３の実施形態による送信機の構成を示すブロック図である。第２の実施形態による送信機（図１０）と同じ構成を採る部分については、同一の符号を付してそれらの説明を省略する。本実施形態による送信機は時間ローテーション部６０を有する点において、第２の実施形態による送信機（図１０）と異なる。
時間ローテーション部６０は、ＩＦＦＴ部１５から出力される信号を回転させる。また、スケジューリング部１０は、ローテーション部１４１と時間ローテーション部６０を駆動させるか否かを制御している。９つのフレームで構成されるスーパーフレーム中、８フレーム目までと、９フレーム目の伝搬路推定用サブキャリアまでは、第２の実施形態と同じ動作をする。そして、９フレーム目のデータ部では、ローテーション部１４１の駆動を停止させ、時間ローテーション部６０を駆動させる。
送信機３ａ（図１Ａ）では時間ローテーションを０、送信機３ｂでは時間ローテーションを１２８に設定する。この操作によりそれぞれの送信機でデータシンボルと既知シンボルである伝搬路推定用シンボルの回転量が一致することになる。このフレームにおいて送信機から同じデータを送信すると図１４Ｃに示すような擬似的な伝搬路を得ることができ、周波数ダイバーシチ効果が得られる。図１４Ａは送信機３ａ（図１Ａ）の伝搬路であり、図１４Ｂは送信機３ｂ（図１Ａ）の伝搬路である。
このフレームを受信する受信機は逆拡散の構成をとらず、従来のような、伝搬路推定用サブキャリアの複素共役を乗じる形式の復調を行う。これは、伝搬路推定用シンボルが基本的には同じ符号から生成されたものであるため、伝搬路推定用シンボルを含めたデータシンボルの全てが同じデータとなっているためである。
このように直交符号に特殊な符号を用いることで、受信機が送信機間を移動中でも、ハンドオーバを受信機が意識することなく実現することができる。

図１５は、本発明の第３の実施形態による受信機の構成を示すブロック図である。第１の実施形態による受信機（図６）と同様の構成を採る部分については、同一の符号を付してそれらの説明を省略する。本実施形態では、伝搬路推定部７０を有する点において、第１の実施形態による受信機と異なる。
伝搬路推定部７０は、伝搬路推定用サブキャリアの受信周波数のデータに、伝搬路推定用シンボルを生成するために使用した符号の複素共役を乗ずることで伝搬路を求める。また、周波数ダイバーシチ用のフレームでは、サブチャネル毎の電力を測定する必要性がないので、このフレームは伝搬路を推定し、データを復調するのみである。

なお、受信機に、受信した既知シンボルが含まれるＯＦＤＭシンボルに対しＦＦＴにより周波数変換するＦＦＴ部３４と、送信機側で直交性を保った既知シンボル単位で送信アンテナとの周波数応答である伝搬路を複数のアンテナに対し推定する伝搬路推定部３７等の他に、電波の品質をアンテナ毎に推定する品質推定部（図示省略）と、各アンテナ毎の電波の品質から、各アンテナから送信されるＯＦＤＭシンボルのサブキャリアに所定の位相回転を与えた場合の結合された伝搬路の品質を算出する品質算出部（図示省略）とを設けるようにしてもよい。

上述した第１〜第３の実施形態では、複数のサブチャネルより構成される周波数帯域を利用したＯＦＤＭＡ方式を用いる送信機であって、複素乗算部２１−１〜２１−６４、又は、２１１−１〜２１１−７６８（位相回転部）によりデータシンボルあるいは既知シンボルにより変調された連続する複数のサブキャリアで構成されるグループに対し、同一の位相回転をグループ毎に与え、回転量決定部２０、又は、回転量決定部２０１によりサブチャネル単位で位相回転量を決定し、スケジューリング部１０によりサブチャネル単位で位相回転の有無を決定する。
このような構成を採ることにより、ＯＦＤＭＡ方式を用いる場合に、回転量決定部２０により、既知シンボルである伝搬路推定用シンボルが乗っているサブチャネルには回転を与えるとともに、データシンボルが載っているサブチャネルには回転を与えないといった処理を行うことが可能になるので、送信機は全てのサブチャネルに対して回転を与える必要がなくなり、送信機の負荷を軽減することができる。

なお、ＯＦＤＭ方式を用いる送信機であって、複素乗算部２１−１〜２１−６４、又は、複素乗算部２１１−１〜２１１−７６８（位相回転部）によりデータシンボルあるいは既知シンボルにより変調された連続する複数のサブキャリアで構成されるグループに対し、同一の位相回転量をグループ毎に与え、回転量決定部２０、又は、回転量決定部２０１により位相回転量を決定し、スケジューリング部１０により位相回転の有無を決定するようにしてもよい。
このような構成を採ることにより、ＯＦＤＭ方式を用いる場合に、複数のグループごとに分割したサブキャリアに対して、位相回転を与えることができるので、サブキャリアごとに受信処理を行う必要がなくなり、受信機側での処理の負担を軽減することができる。

なお、以上説明した実施形態において、図４、図１０、図１３のスケジューリング部１０、伝搬路推定用シンボル生成部１１−１〜１１−１２、１１１、データマッピング部１２−１〜１２−１２、マルチプレクス部１３−１〜１３−１２、１３１、ローテーション部１４−１〜１４−１２、１４１、ＩＦＦＴ部１５、ＧＩ挿入・Ｐ／Ｓ変換部１６、Ｄ／Ａ変換部１７、ＲＦ部１８、制御信号生成部５０、時間ローテーション部６０、図６、図１５のＲＦ部３１、Ａ／Ｄ変換部３２、シンボル同期部３３、ＦＦＴ部３４、伝搬路推定用シンボル抽出部３５、伝搬路補償部３６、伝搬路推定部３７、サブチャネル抽出部３８、復調部３９−１〜３９−１２等の機能を実現するためのプログラムをコンピュータ読み取り可能な記録媒体に記録して、この記録媒体に記録されたプログラムをコンピュータシステムに読み込ませ、実行することにより送信機又は受信機の制御を行ってもよい。なお、ここでいう「コンピュータシステム」とは、ＯＳや周辺機器等のハードウェアを含むものとする。

また、「コンピュータ読み取り可能な記録媒体」とは、フレキシブルディスク、光磁気ディスク、ＲＯＭ、ＣＤ−ＲＯＭ等の可搬媒体、コンピュータシステムに内蔵されるハードディスク等の記憶装置のことをいう。さらに「コンピュータ読み取り可能な記録媒体」とは、インターネット等のネットワークや電話回線等の通信回線を介してプログラムを送信する場合の通信線のように、短時刻の間、動的にプログラムを保持するもの、その場合のサーバやクライアントとなるコンピュータシステム内部の揮発性メモリのように、一定時刻プログラムを保持しているものも含むものとする。また上記プログラムは、前述した機能の一部を実現するためのものであっても良く、さらに前述した機能をコンピュータシステムにすでに記録されているプログラムとの組み合わせで実現できるものであっても良い。

以上、この発明の実施形態について図面を参照して詳述してきたが、具体的な構成はこの実施形態に限られるものではなく、この発明の要旨を逸脱しない範囲の設計等も含まれる。

本発明は、ＯＦＤＭ方式を用いる送信機、通信システム及び送信方法に適用することが可能であり、送信ダイバーシチ効果を得ることができる方式である。これは、複数のサブキャリアで構成されたグループに対し、送信機毎に異なる同一の位相回転量を与えることで、位相回転に必要な回路規模を削減しながら実現できる。また、グループ毎に伝搬路推定用サブキャリアを配することで、伝搬路推定精度を高く保つことが可能となる。特に、直交関係にある符号を与えることで、この効果は顕著となる。

Claims (14)

1. ＯＦＤＭ方式を用いる送信機であって、
   データあるいは既知の信号により変調された連続する複数のサブキャリアで構成されるグループに対し、同一の位相回転量を前記グループ毎に与える位相回転部と、
   前記位相回転をアンテナ系列毎あるいは送信機毎に設定する回転量決定部と、
   を有することを特徴とする送信機。
2. 複数のサブチャネルで構成される周波数帯域を利用したＯＦＤＭＡ方式を用いる送信機であって、
   前記サブチャネルの一部あるいは全部において、データあるいは既知の信号により変調された連続する複数のサブキャリアで構成されるグループに対し、同一の位相回転量を前記グループ毎に与える位相回転部と、
   前記位相回転をアンテナ系列毎あるいは送信機毎に設定する回転量決定部と、
   データをサブチャネルに振り分け、位相回転の有無を決定するスケジューリング部と、
   を有することを特徴とする送信機。
3. 前記グループには少なくとも１つの伝搬路を推定するための既知の信号で変調されたサブキャリアを含めることを特徴とする請求項１又は２に記載の送信機。
4. 前記グループに含まれるサブキャリアの本数を全ての周波数帯域で同じとすることを特徴とする請求項１又は２に記載の送信機。
5. 前記位相回転部は、前記グループ毎に与える位相回転量の隣接するグループ間の差を一定とすることを特徴とする請求項１又は２に記載の送信機。
6. 前記位相回転部は、グループのうち１つを基準のグループとし、そのグループの位相回転量の絶対値を受信機の状態により決定することを特徴とする請求項５に記載の送信機。
7. 前記位相回転部は、前記グループ間の位相回転量の差を各送信機毎に固有の値とすることを特徴する請求項１又は２に記載の送信機。
8. 前記グループを生成するサブキャリア間に直交関係が必要となるサブキャリア変調が施されていることを特徴とする請求項１又は２に記載の送信機。
9. 前記直交関係は、伝搬路推定用サブキャリアの直交関係であることを特徴とする請求項８に記載の送信機。
10. ＯＦＤＭ方式を用いて送信機と受信機の間で通信を行う通信システムであって、
    前記送信機は、請求項９に記載の送信機であり、
    前記受信機は、
    受信した既知シンボルが含まれるＯＦＤＭシンボルに対しＦＦＴにより周波数変換するＦＦＴ部と、
    送信機側で直交性を保った伝搬路推定用サブキャリア単位で送信アンテナとの周波数応答である伝搬路を複数の送信アンテナに対し推定する伝搬路推定部と、
    電波の品質を送信アンテナ毎に推定する品質推定部と、
    各送信アンテナの周波数応答から、各送信アンテナから送信されるＯＦＤＭシンボルのサブキャリアに所定の位相回転を与えた場合の結合された伝搬路の品質を算出する品質算出部と、
    を有することを特徴とする通信システム。
11. ＯＦＤＭ方式を用いる送信方法であって、
    データシンボルあるいは既知シンボルにより変調された連続する複数のサブキャリアで構成されるグループに対し、グループ毎に同一の位相回転量を与え、
    前記位相回転量をアンテナ系列毎あるいは送信機毎に決定し、
    変調に加え前記位相回転を加えて送信することを特徴とする送信方法。
12. ＯＦＤＭＡ方式を用いる送信方法であって、
    データシンボルあるいは既知シンボルにより変調された連続する複数のサブキャリアで構成されるグループに対し、同一の位相回転量を前記グループ毎に与え、
    前記位相回転量をアンテナ系列毎あるいは送信機毎に決定し、
    位相回転の有無を決定し、
    前記位相回転の有無を変調に加え前記位相回転を加えて送信することを特徴とする送信方法。
13. 前記グループ化を行う基準をサブキャリアの直交性とすることを特徴とする請求項１１又は１２に記載の送信方法。
14. 前記直交性は、伝搬路推定用サブキャリアの直交性であることを特徴とする請求項１３に記載の送信方法。

Images