JP2006279763A - アダプティブ受信装置及びそれを備えたアダプティブ送受信システム - Google Patents

Abstract

【課題】収束特性を高めたアダプティブ受信装置を提供する。
【解決手段】最適ウェートベクトルを推定する際の初期値として、第１区間信号ｘ_ｈｋ（ｔ）を要素とする信号ベクトルと、第２区間信号ｘ_ｔｋ（ｔ）を要素とする信号ベクトルと、の差を入力ベクトルとする相関行列の最小固有値の固有ベクトルを用いることによって上記課題を解決することができる。
【選択図】図３

Description

本発明は、アダプティブ受信装置及びそれを備えたアダプティブ送受信システムに関する。

多量のデータを高速に伝送する無線通信方式としてマルチキャリア伝送方式が知られ、実用化に向けて研究開発が進められている。中でも、ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing：直交周波数多重分割）方式の研究が盛んである。ＯＦＤＭは互いに直交する多数のキャリア（サブキャリア）を用いた変調方式であり、周波数利用効率が比較的高く、またＦＦＴ（Fast Fourier Transform）による変復調処理が可能などの多くの特徴を有する。

ＯＦＤＭ方式におけるガード区間を利用したＭＭＳＥアダプティブアレーを用いた受信原理を説明する。アダプティブ受信機は、送信信号を複数（Ｋ個とする）のアンテナ素子からなるアレーアンテナで受信する。各アンテナ素子で得られるベースバンド信号ｘ'_ｋ（ｔ）（ｋ＝１，２，…，Ｋ）は、ウェートｗ_ｋ（ｋ＝１，２，…，Ｋ）により重み付け合成される。この合成受信信号ｙ'（ｔ）から先頭ガード区間の信号を除去し、送信機のＯＦＤＭ変調部とは逆の処理を行うことにより、送信されたデータ系列が再生される。

ここで、互いに同一信号となるはずである２つのガード区間の一方にて得られるベースバンド信号を入力信号とし、他方にて得られる合成受信信号を参照信号として、先頭ガード区間と末尾ガード区間と信号の差異が最小となるようにウェートを決定する。この最適ウエートを決定するためにＭＭＳＥ規範が用いられる。

また、所望波と当該所望波の反射波（遅延波）とが受信される環境において、遅延波の影響を軽減し正確にデータを再生するために、各ＯＦＤＭの有効シンボルに対応した単位信号区間（シンボル区間）の末尾の所定長区間と同一波形を繰り返すガード区間が先頭に設けられる。遅延波が所望波に対してこのガード区間の長さ以下で遅延している場合には、所望波の１シンボル区間の信号と、この１シンボル区間に同期して受信される遅延波の信号とは位相差を有するが同一のデータ内容を含んでいる。ガード区間を設けることにより、所望波と遅延波とが混在していてもシンボルを正確に復調することが可能である。よって、特にマルチパス環境において、単一キャリア方式に比べて優れた性能を発揮することができる。

特開平３−９７０８０号公報 特開２０００−３４８２６５号公報

このようなＯＦＤＭ方式のマルチキャリア伝送においては、相関行列、相関ベクトルを算出する際に、不要波を早い段階から抑制しなければ演算の収束が遅くなる問題が発生する。

本発明は、上記従来技術の問題を鑑み、ＯＦＤＭ方式のマルチキャリア伝送において収束特性を高めたアダプティブ受信装置及びそれを備えたアダプティブ送受信システムを提供することを目的とする。

本発明は、互いに同一波形の信号を含む第１部分区間及び第２部分区間を無線信号の単位信号区間に内包する無線伝送方式にて使用されるアダプティブ受信装置において、前記無線信号を受信する複数のアンテナ素子からなるアレイアンテナと、複数の前記アンテナ素子により受信された複数チャネルの原受信信号Ｘ’_ｋ（ｔ）（以下、ｋは１以上の整数）からそれぞれ前記第１部分区間を抽出して第１区間信号ｘ_ｈｋ（ｔ）として出力する第１の抽出部と、前記複数チャネルの原受信信号Ｘ’_ｋ（ｔ）からそれぞれ前記第２部分区間を抽出して第２区間信号ｘ_ｔｋ（ｔ）として出力する第２の抽出部と、前記複数チャネルの原受信信号Ｘ’_ｋ（ｔ）を要素とする信号ベクトルに対してウェートベクトルＷを演算して合成受信信号ｙ'（ｔ）を算出する合成部と、を備え、第１区間信号ｘ_ｈｋ（ｔ）を要素とする信号ベクトルと、第２区間信号ｘ_ｔｋ（ｔ）を要素とする信号ベクトルと、の差を入力ベクトルとする相関行列の最小固有値の固有ベクトルを前記ウェートベクトルＷの初期値とすることを特徴とする。

さらに、前記合成受信信号ｙ'（ｔ）から前記第２部分区間を抽出して定数倍した参照信号ｒ（ｔ）を出力する第３の抽出部と、前記合成受信信号ｙ'（ｔ）と前記参照信号ｒ（ｔ）とに基づいて、
但し、
により前記ウェートベクトルＷを算出するウェート制御部と、を備えることが好適である。ここで、前記ウェート制御部は、ＳＭＩアルゴリズムを用いて前記ウェートベクトルＷを算出することが好適である。

本発明のアダプティブ受信装置は、互いに同一波形の信号を含む第１部分区間及び第２部分区間を無線信号の単位信号区間に内包する無線信号を送信する送信装置と組み合わせてアダプティブ送受信システムとして用いることが好適である。

本発明によれば、ＯＦＤＭ方式のマルチキャリア伝送において収束特性を高めることができる。

本発明におけるＯＦＤＭ送信機は、図１に示すように、シリアル／パラレル変換器（Ｓ／Ｐ変換器）１０、変調器１２−１〜１２−ｍ、逆離散フーリエ変換器（ＩＤＦＴ器：Invert Discrete Fourier Transformer）１４、デジタル／アナログ変換器（Ｄ／Ａ変換器）１６、低周波通過フィルタ（ＬＰＦ）１８、ミキサ２０、帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）２２及びアンテナ２４を含んで構成される。

Ｓ／Ｐ変換器１０は、送信データに対してシリアル／パラレル変換を行い、ｍ系列のデータに分割する。ｍ系列のパラレル信号に分割されたデータは、変調器１２−１〜１２−ｍにそれぞれ入力される。分割されたデータは、変調器１２−１〜１２−ｍでそれぞれ変調を受けた後にＩＤＦＴ器１４に入力される。ＩＤＦＴ器１４では、逆離散フーリエ変換を用いてＯＦＤＭ変調が行われる。ＩＤＦＴ器１４からの出力信号にはガード区間が付加された後に、Ｄ／Ａ変換器１６に送られてアナログ信号に変換される。さらに、ＬＰＦ１８により帯域外成分が除去される。続いて、ミキサ２０により搬送波周波数にアップコンバートされた後に、ＢＰＦ２２を経て送信信号としてアンテナ２４から放射される。

図２に、ＯＦＤＭ変調された信号の例を示す。図２において、横軸は時間ｔであり、縦軸は信号の振幅を示している。信号は、ガード区間ＴｇとＩＤＦＴの有効シンボル区間Ｔｅとを含んで構成される。信号の先頭部分のガード区間Ｔｇは、有効シンボル区間Ｔｅの末尾の時間Ｔｇにおける波形と同一の波形を有効シンボル区間Ｔｅの先頭に付加したものである。一般にガード区間Ｔｇには複数の信号値が含まれる。例えば、サブキャリア数を１０２４とした場合、１シンボルは１０２４個の信号値で表される。有効シンボル区間Ｔｅには、その数の信号値が配列され形成される波形が格納される。ここで例えば、ガード区間Ｔｇを有効シンボル区間Ｔｅの１／８に設定すると、ガード区間Ｔｇの信号波形は１２８個の信号値の配列で表される。ガード区間Ｔｇにより、ガード区間Ｔｇ以内の遅延時間で到来する信号によるキャリア間の干渉を防ぎ、伝送特性の劣化を抑制している。なお、以下の説明では、有効シンボル区間Ｔｅの末尾の時間Ｔｇ分を末尾区間Ｔｔとして示す。

次に、本発明の実施の形態におけるＯＦＤＭアダプティブ受信機２００は、図３に示すように、Ｋ系列の受信システムを含んで構成される。この受信機は、図１に示すＯＦＤＭ送信機１００から放射された無線信号を受信する。

マルチパス伝搬路を通り到来した信号はＫ個のアンテナ素子５０からなるアレーアンテナで受信される。Ｋ個のアンテナ素子５０により受信されたＫチャネルの原受信信号はそれぞれバンドパスフィルタ５２を通過した後、局部発振器５４からの局部発振信号とミキサ５６にて混合され、周波数がダウンコンバートされる。さらに低域通過フィルタ５８により帯域制限を行うことで数式（１）で表されるベースバンド信号ｘ'_ｋ（ｔ）（ｋ＝１，２，…，Ｋ）が得られる。このベースバンド信号はＡ／Ｄ（Analog to Digital）変換器６０によりデジタル信号に変換される。

デジタル信号に変換された各チャネルのベースバンド信号ｘ'_ｋ（ｔ）は、重み付け部６２にてそれぞれウェートｗ_ｋ（ｋ＝１，２，…，Ｋ）により重み付けされる。ウェートベクトルは数式（２）で表される。その後、合成部６４にて互いに加算合成され、合成受信信号ｙ'（ｔ）が生成される。すなわち、合成受信信号ｙ'（ｔ）は、数式（３）で表される。重み付けのウェートは、ウェート制御部７４において決定される。ここで、上添字Ｈは共役転置を表す。

ガード区間除去部６６は、同期がとれているチャネルの信号を基準として、合成受信信号ｙ'（ｔ）から先頭ガード区間部分を取り除き、有効シンボル区間を出力する。離散フーリエ変換器（ＤＦＴ：Discrete Fourier Transformer）６８は、ガード区間除去部６６から出力された有効シンボル区間の信号ｙ'（ｔ）を離散フーリエ変換する。これにより、ｙ'（ｔ）に周波数多重化されていた各サブキャリアの成分信号が弁別される。

各サブキャリアに対応する成分信号はそれぞれ復調器７０により、送信機での例えば１６ＱＡＭ等の変調方式に対応した復調を施された後、Ｐ／Ｓ（Serial to Parallel）変換器７２に入力される。各復調器７０から同時並列に出力されるデータは、送信機のＳ／Ｐ変換器１０にてサブキャリア数に応じて分割された１シンボル分のデータ系列であり、Ｐ／Ｓ変換器７２は、これら複数の復調器７０から同時並列に出力される各データ系列をＰ／Ｓ変換して連続した１シンボルのデータ系列を再生し出力する。

各チャネル毎に設けられベースバンド信号ｘ'_ｋ（ｔ）を入力されるガード区間抽出部７６は、同期がとれているチャネルの先頭ガード区間の開始時刻からガード区間Ｔｇ分のｘ’_ｋ（ｔ）を切り出す。この切り出されたガード区間信号をｘ_ｈｋ（ｔ）（ｋ＝１，２，…，Ｋ）と表す。また、各チャネル毎に設けられベースバンド信号ｘ'_ｋ（ｔ）が入力される末尾区間抽出部７８は、同期のとれているチャネルの末尾から末尾区間Ｔｔ分のｘ’_ｋ（ｔ）を切り出す。この切り出された末尾区間信号をｘ_ｔｋ（ｔ）（ｋ＝１，２，…，Ｋ）と表す。

前処理部８０，８２では、それぞれガード区間信号ｘ_ｈｋ（ｔ）（ｋ＝１，２，…，Ｋ）又は末尾区間信号ｘ_ｔｋ（ｔ）（ｋ＝１，２，…，Ｋ）を受けて、ガード区間信号ベクトルＸ_ｈ（ｔ）及び末尾区間信号ベクトルＸ_ｔ（ｔ）を生成する。ガード区間信号ベクトルＸ_ｈ（ｔ）及び末尾区間信号ベクトルＸ_ｔ（ｔ）は、ガード区間信号ｘ_ｈｋ（ｔ）（ｋ＝１，２，…，Ｋ）又は末尾区間信号ｘ_ｔｋ（ｔ）（ｋ＝１，２，…，Ｋ）をそれぞれベクトル表記したものであり、数式（４）及び（５）のように表すことができる。ここで、上添字Ｔは転置を示す。

図４に、所望波と不要波とのガード区間Ｔｇの関係を示す。ここで、所望波は同期が取れている到来波を意味するものとする。

また、末尾区間抽出部８４は、同期のとれている信号の末尾区間Ｔｔを基準としてアレーの合成受信信号ｙ'（ｔ）からガード区間Ｔｇ分を取り出した信号ｙ（ｔ）を生成する。この信号ｙ（ｔ）の定数倍を信号ｒ（ｔ）＝α・ｙ（ｔ）とする。但し、αは定数である。信号ｙ’（ｔ）と信号ｒ（ｔ）との誤差信号をｅ（ｔ）として、最小化すべき評価関数は数式（６）で表される。ここで、Ｅ［・］は期待値演算を示す。

ウェート制御部７４は、最適ウェートＷ_ｏｐｔを数式（７）により算出する。相関行列Ｒ_ｘｘ及び相関ベクトルｒ_ｘｒは数式（８），（９）で表される。

本実施の形態では、最適化アルゴリズムとしてＳＭＩ（Ｓａｍｐｌｅ Ｍａｔｒｉｘ Ｉｎｖｅｒｓｉｏｎ）を用いて、数式（１０），（１１）により相関行列Ｒ＾_ｘｘ、相関ベクトルｒ＾_ｘｒを推定する。ここで、ｍはＯＦＤＭシンボル数（更新回数）、Ｘ_ｈｍ，ｒ_ｍはそれぞれｍシンボル目における入力信号ベクトル及びｍシンボル目における参照信号を表す。また、ａｖｅ［・］（下付きｔ）の記号は、ガード区間における時間平均を意味する。

これらと数式（７）から、次シンボルのための最適ウェートを決定する。すなわち、最適ウェートＷ_ｏｐｔ（ｍ＋１）は数式（１２）で求められる。

従来のアダプティブ受信装置では数式（１３）のベクトルをウェートベクトルＷの初期値として用いていたが、本実施の形態では以下に説明するようにウェートベクトルＷの初期値を求める。

＜初期ウェートの設定＞
ガード区間抽出部７６及び末尾区間抽出部７８によって得られたガード区間信号ベクトルＸ_ｈ（ｔ）と末尾区間信号ベクトルＸ_ｔ（ｔ）との差ベクトルＤ（ｔ）は数式（１４）で表される。

雑音がない理想的な状態では、所望波の信号成分については、ガード区間Ｔｇの性質上からキャンセルされることとなる。従って、相関行列Ｒ_ｙｙを数式（１５）のように定義すると、相関行列Ｒ_ｙｙには所望波の到来方向情報は含まれないこととなる。すなわち、相関行列Ｒ_ｙｙには所望波以外（不要波のみ）の到来方向情報が含まれることとなる。

Ｒ_ｙｙの最小固有値の固有ベクトルｅ_ｙは、不要波のアレー応答ベクトルと直交する。従って、この固有ベクトルｅ_ｙを初期値として利用することにより、不要波のみを抑圧することができる。すなわち、初期ウェートＷ_ｏｐｔ（０）は数式（１６）とすることが好適である。

以下、通常のＳＭＩ方式において初期ウェートを数式（１３）のベクトルとしたものを通常ＳＭＩ方式と呼び、誤差信号を利用したものを誤差ＳＭＩ方式と呼び、初期値にＲ_ｙｙの最小固有値の固有ベクトルｅ_ｙを用いたものを固有ＳＭＩ方式と呼ぶ。

＜システムの特性＞
本実施の形態におけるアダプティブ送受信システムの特性についてシミュレーションした結果を以下に示す。シミュレーションは表１に示す条件下にて行った。なお、アレーのブロードサイド方向を０°とした。シンボル同期及び周波数オフセット補償（搬送波周波数同期）は完全であるとした。また、すべての到来波は、フェージング変動のない単一波とし、同一信号が遅延したものとしている。相関行列Ｒ_ｙｙは、ＯＦＤＭの１シンボルのみのガード区間内の時間的平均から計算した。

まず、到来波の到来角度に関する検討を行った。電波環境の詳細を表２に示す。ここでの到来波は、同期が完全である所望波（第１波）、ガード区間内の遅延波を２波（第２波、第３波）の合計３波とし、所望波（第１波）の到来角度を変化させた。また、第１波に対するＣＮＲは３０ｄＢとした。

図５〜図７に到来波に対するＳＩＮＲ（Ｓｉｇｎａｌ−ｔｏ−Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ−ｐｌｕｓ−Ｎｏｉｓｅ−Ｒａｔｉｏ）特性を示す。横軸はウェート更新回数を、縦軸は出力ＳＩＮＲを示す。図には、通常ＳＭＩ方式、誤差ＳＭＩ方式及び固有ＳＭＩ方式の結果と共に、比較のために理想的な参照信号（所望波のみ）を与えた場合の理想ＳＭＩ方式の結果を示している。

第１波（所望波）の到来角度が第２波（不要波）に近づくと出力ＳＩＮＲが低下する。しかしながら、固有ＳＭＩ方式では、他の方式に比べて収束が速く、初期状態から十分に収束が行われている。

同様に、図８〜図１０に初期状態の指向性パターンを示す。固有ＳＭＩ方式は他の方式に比べて、不要波（第２波、第３波）を初期状態から十分に抑圧している。良好な参照信号が得られるため収束が速いと考えられる。

次に、到来波の遅延時間に関する検討を行った。電波環境の詳細を表３に示す。ここでの到来波は、同期が完全である所望波（第１波）、ガード区間内の遅延波を２波（第２波、第３波）、ガード区間を超える遅延波を１波（第４波）の合計４波とし、第２波の遅延時間を変化させた。第１波に対するＣＮＲは３０ｄＢとした。

図１１〜図１３に遅延時間に対するＳＩＮＲ特性を示す。第２波の遅延時間が短くなると従来の方式では収束が遅くなるが、固有ＳＭＩ方式では遅延時間が遅くなっても初期状態から十分に収束している。

次に、ＣＮＲに関する検討を行った。電波環境の詳細を表４に示す。ここでの到来波は同期が完全である所望波（第１波）、ガード区間内の遅延波を２波（第２波、第３波）、ガード区間を超える遅延波を１波（第４波）の合計４波とし、ＣＮＲを３０ｄＢ，２０ｄＢ，１０ｄＢに変化させた。

図１４〜図１６にＣＮＲに対するＳＩＮＲ特性を示す。ＣＮＲが低くなっても固有ＳＭＩ方式では従来の方式に比べて安定した収束特性が得られる。

以上のように、本実施の形態における固有ＳＭＩ方式のアダプティブ送受信システムでは、初期ウェートとしてガード区間Ｔｇと末尾区間Ｔｔの差を入力ベクトルとする相関行列の最小固有値の固有ベクトルを用いることにより、初期状態から不要波を十分に抑制することができる。従って、参照信号を早い段階から得ることができ、収束特性も大幅に改善することができる。

ＯＦＤＭ送信機の概略のブロック構成図である。 ＯＦＤＭ信号の構成を示す模式図である。 本発明の実施形態であるＯＦＤＭアダプティブ受信機の概略のブロック構成図である。 所望波と不要波との関係を示す図である。 本発明の実施の形態における到来角度に対するシミュレーション結果を示す図である。 本発明の実施の形態における到来角度に対するシミュレーション結果を示す図である。 本発明の実施の形態における到来角度に対するシミュレーション結果を示す図である。 本発明の実施の形態における初期状態の指向性パターンのシミュレーション結果を示す図である。 本発明の実施の形態における初期状態の指向性パターンのシミュレーション結果を示す図である。 本発明の実施の形態における初期状態の指向性パターンのシミュレーション結果を示す図である。 本発明の実施の形態における遅延時間に対するシミュレーション結果を示す図である。 本発明の実施の形態における遅延時間に対するシミュレーション結果を示す図である。 本発明の実施の形態における遅延時間に対するシミュレーション結果を示す図である。 本発明の実施の形態におけるＣＮＲに対するシミュレーション結果を示す図である。 本発明の実施の形態におけるＣＮＲに対するシミュレーション結果を示す図である。 本発明の実施の形態におけるＣＮＲに対するシミュレーション結果を示す図である。

符号の説明

１０ シリアル／パラレル変換器、１２ 変調器、１４ 逆離散フーリエ変換器、１６ デジタル／アナログ変換器、１８ 低周波通過フィルタ、２０ ミキサ、２２ 帯域通過フィルタ、２４ アンテナ、５０ アンテナ素子、５２ バンドパスフィルタ、５４ 局部発振器、５６ ミキサ、５８ 低域通過フィルタ、６０ アナログ／デジタル変換器、６２ 重み付け部、６４ 合成部、６６ ガード区間除去部、６８ 離散フーリエ変換器、７０ 復調器、７２ シリアル／パラレル変換器、７４ ウェート制御部、７６ ガード区間抽出部、７８ 末尾区間抽出部、８０，８２ 前処理部、８４ 末尾区間抽出部、１００ 送信機、２００ アダプティブ受信機。

Claims (4)

1. 互いに同一波形の信号を含む第１部分区間及び第２部分区間を無線信号の単位信号区間に内包する無線伝送方式にて使用されるアダプティブ受信装置において、
   前記無線信号を受信する複数のアンテナ素子からなるアレイアンテナと、
   複数の前記アンテナ素子により受信された複数チャネルの原受信信号Ｘ’_ｋ（ｔ）（以下、ｋは１以上の整数）からそれぞれ前記第１部分区間を抽出して第１区間信号ｘ_ｈｋ（ｔ）として出力する第１の抽出部と、
   前記複数チャネルの原受信信号Ｘ’_ｋ（ｔ）からそれぞれ前記第２部分区間を抽出して第２区間信号ｘ_ｔｋ（ｔ）として出力する第２の抽出部と、
   前記複数チャネルの原受信信号Ｘ’_ｋ（ｔ）を要素とする信号ベクトルに対してウェートベクトルＷを演算して合成受信信号ｙ'（ｔ）を算出する合成部と、
   を備え、
   第１区間信号ｘ_ｈｋ（ｔ）を要素とする信号ベクトルと、第２区間信号ｘ_ｔｋ（ｔ）を要素とする信号ベクトルと、の差を入力ベクトルとする相関行列の最小固有値の固有ベクトルを前記ウェートベクトルＷの初期値とすることを特徴とするアダプティブ受信装置。
2. 請求項１に記載のアダプティブ受信装置において、
   前記合成受信信号ｙ'（ｔ）から前記第２部分区間を抽出して定数倍した参照信号ｒ（ｔ）を出力する第３の抽出部と、
   前記合成受信信号ｙ'（ｔ）と前記参照信号ｒ（ｔ）とに基づいて、
   但し、
   により前記ウェートベクトルＷを算出するウェート制御部と、
   を備えることを特徴とするアダプティブ受信装置。
3. 請求項２に記載のアダプティブ受信装置において、
   前記ウェート制御部は、ＳＭＩアルゴリズムを用いて前記ウェートベクトルＷを算出することを特徴とするアダプティブ受信装置。
4. 互いに同一波形の信号を含む第１部分区間及び第２部分区間を無線信号の単位信号区間に内包する無線信号を送信する送信装置と、
   請求項１〜３のいずれか１つに記載のアダプティブ受信装置と、
   を備えることを特徴とするアダプティブ送受信システム。