JP2005348278A

JP2005348278A - 所望波到来方向推定装置

Info

Publication number: JP2005348278A
Application number: JP2004168000A
Authority: JP
Inventors: Satoshi Hori; 智堀
Original assignee: Kojima Press Industry Co Ltd
Current assignee: Kojima Industries Corp
Priority date: 2004-06-07
Filing date: 2004-06-07
Publication date: 2005-12-15

Abstract

【課題】到来波のうち所望波の到来方向を推定することによって良好な通信品質を得る。
【解決手段】互いに同一波形の信号を含むガード区間及び末尾区間を単位信号区間に含む無線伝送方式にて使用され、無線信号を受信する複数のアンテナ素子からなるアンテナ素子５０と、アンテナ素子５０により受信された複数チャネルの受信信号Ｘ’_k（ｔ）（以下、ｋは１以上の整数）からそれぞれガード区間と末尾区間を抽出し、ガード区間信号ベクトルＸ_h（ｔ）と末尾区間信号ベクトルＸ_t（ｔ）とを算出し、これらのベクトルから相関関係Ｒ_xx及びＲ_yyを算出すると共に、差ベクトルＤ（ｔ）を算出し、相関関係Ｒ_xx及びＲ_yy、並びに、前記差ベクトルＤ（ｔ）を用いて角度スペクトルＰ_CPx（θ）及びＰ_CPy（θ）を算出してアンテナ素子５０によって受信される到来波のうち所望波の到来方向を推定する所望波到来方向推定装置によって上記課題を解決できる。
【選択図】図３

Description

本発明は、アレイアンテナを用いて所望波の到来方向を推定する装置に関する。

多量のデータを高速に伝送する無線通信方式としてマルチキャリア伝送方式が知られ、実用化に向けて研究開発が進められている。中でも、ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing：直交周波数多重分割）方式の研究が盛んである。ＯＦＤＭは互いに直交する多数のキャリア（サブキャリア）を用いた変調方式であり、周波数利用効率が比較的高く、またＦＦＴ（Fast Fourier Transform）による変復調処理が可能などの多くの特徴を有する。

ＯＦＤＭ方式におけるガード区間を利用したＭＭＳＥアダプティブアレーを用いた受信原理を説明する。アダプティブ受信機は、送信信号を複数（Ｋ個とする）のアンテナ素子からなるアレーアンテナで受信する。各アンテナ素子で得られるベースバンド信号ｘ'_k(t)（ｋ＝１，２，…，Ｋ）は、ウエートｗ_k（ｋ＝１，２，…，Ｋ）により重み付け合成される。この合成受信信号ｙ'(t)から先頭ガード区間の信号を除去し、送信機のＯＦＤＭ変調部とは逆の処理を行うことにより、送信されたデータ系列が再生される。

ここで、互いに同一信号となるはずである２つのガード区間の一方にて得られるベースバンド信号を入力信号とし、他方にて得られる合成受信信号を参照信号として、先頭ガード区間と末尾ガード区間と信号の差異が最小となるようにウェートを決定する。この最適ウエートを決定するためにＭＭＳＥ規範が用いられる。

また、所望波と当該所望波の反射波（遅延波）とが受信される環境において、遅延波の影響を軽減し正確にデータを再生するために、各ＯＦＤＭの有効シンボルに対応した単位信号区間（シンボル区間）の末尾の所定長区間と同一波形を繰り返すガード区間が先頭に設けられる。遅延波が所望波に対してこのガード区間の長さ以下で遅延している場合には、所望波の１シンボル区間の信号と、この１シンボル区間に同期して受信される遅延波の信号とは位相差を有するが同一のデータ内容を含んでいる。ガード区間を設けることにより、所望波と遅延波とが混在していてもシンボルを正確に復調することが可能である。よって、特にマルチパス環境において、単一キャリア方式に比べて優れた性能を発揮することができる。

特開平３−９７０８０号公報特開２０００−３４８２６５号公報

しかしながら、ＯＦＤＭ伝送方式は、電力増幅器の非線形特性に弱いことが知られている。また、多数のサブキャリアを用いて伝送を行うため、ピーク対平均電力比（ＰＡＰＲ:Peak-to-Average Power Ratio）がサブキャリア数に比例して高くなり、送信電力増幅器での非線形歪みに起因した帯域外スペクトル放射が生ずる問題がある。

これらを防ぐために、電力増幅器を線形領域で動作させる必要があるが、電力増幅器の所要バックオフが大きく、電力効率の低下や消費電力の増大を招く原因となる。

本発明は、上記従来技術の問題を鑑み、所望波の方向を推定し、アンテナ利得を向上させることによって電力増幅器の負担や消費電力を低減することができる所望波到来方向推定装置を提供することを目的とする。

本発明は、互いに同一波形の信号を含む第１部分区間及び第２部分区間を無線信号の単位信号区間に内包する無線伝送方式にて使用される所望波到来方向推定装置において、前記無線信号を受信する複数のアンテナ素子からなるアレイアンテナと、複数の前記アンテナ素子により受信された複数チャネルの原受信信号Ｘ’_k（ｔ）（以下、ｋは１以上の整数）からそれぞれ前記第１部分区間を抽出して第１区間信号ｘ_hk（ｔ）として出力する第１区間抽出部と、前記複数チャネルの原受信信号Ｘ’_k（ｔ）からそれぞれ前記第２部分区間を抽出して第２区間信号ｘ_tk（ｔ）として出力する第２区間抽出部と、前記第１区間抽出部から第１区間信号ｘ_hk（ｔ）を受けて、第１区間信号ベクトルＸ_h（ｔ）を次式

に基づいて算出する第１前処理部と、前記第２区間抽出部から第２区間信号ｘ_hk（ｔ）を受けて、第２区間信号ベクトルＸ_t（ｔ）を次式

に基づいて算出する第２前処理部と、前記第１前処理部及び前記第２前処理部とから第１区間信号ベクトルＸ_h（ｔ）及び第２区間信号ベクトルＸ_t（ｔ）を受けて、次式

に基づいて相関関係Ｒ_xx及びＲ_yyを算出すると共に、第１区間信号ベクトルＸ_h（ｔ）と第２区間信号ベクトルＸ_t（ｔ）との差ベクトルＤ（ｔ）を算出し、前記相関関係Ｒ_xx及びＲ_yy、並びに、前記差ベクトルＤ（ｔ）を用いて次式

に基づいて角度スペクトルＰ_CPx（θ）及びＰ_CPy（θ）を算出し、前記角度スペクトルＰ_CPx（θ）及びＰ_CPy（θ）に基づいて前記アンテナアレイによって受信される到来波のうち所望波の到来方向を推定する所望波到来方向推定部と、を備えることを特徴とする。

本発明の別の態様は、互いに同一波形の信号を含む第１部分区間及び第２部分区間を無線信号の単位信号区間に内包する無線伝送方式にて使用される所望波到来方向推定装置において、前記無線信号を受信する複数のアンテナ素子からなるアレイアンテナと、複数の前記アンテナ素子により受信された複数チャネルの原受信信号Ｘ’_k（ｔ）（以下、ｋは１以上の整数）からそれぞれ前記第１部分区間を抽出して第１区間信号ｘ_hk（ｔ）として出力する第１区間抽出部と、前記複数チャネルの原受信信号Ｘ’_k（ｔ）からそれぞれ前記第２部分区間を抽出して第２区間信号ｘ_tk（ｔ）として出力する第２区間抽出部と、前記第１区間抽出部から第１区間信号ｘ_hk（ｔ）を受けて、第１区間信号ベクトルＸ_h（ｔ）を次式

に基づいて相関関係Ｒ_xx及びＲ_yyを算出すると共に、第１区間信号ベクトルＸ_h（ｔ）と第２区間信号ベクトルＸ_t（ｔ）との差ベクトルＤ（ｔ）を算出し、Ｌを到来波の数、Ｒ_xxの固有値、固有ベクトルをそれぞれλ_xi，ｅ_xi（ｉ＝１，２，・・・，Ｋ）、同様にＲ_yyの固有値、固有ベクトルをλ_yi，ｅ_yi（ｉ＝１，２，・・・，Ｋ）として、前記相関関係Ｒ_xx及びＲ_yy、並びに、前記差ベクトルＤ（ｔ）を用いて次式

に基づいて角度スペクトルＰ_MNx（θ）及びＰ_MNy（θ）を算出し、前記角度スペクトルＰ_MNx（θ）及びＰ_MNy（θ）に基づいて前記アンテナアレイによって受信される到来波のうち所望波の到来方向を推定する所望波到来方向推定部と、を備えることを特徴とする。

本発明の所望波到来方向推定装置によれば、到来波のうち所望波の到来方向を推定することができ、良好な通信品質が得られる効果がある。

本発明におけるＯＦＤＭ送信機は、図１に示すように、シリアル／パラレル変換器（Ｓ／Ｐ器）１０、変調器１２−１〜１２−ｍ、逆離散フーリエ変換器（ＩＤＦＴ器：Invert Discrete Fourier Transformer）１４、デジタル／アナログ変換器（Ｄ／Ａ変換器）１６、低周波通過フィルタ（ＬＰＦ）１８、ミキサ２０、帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）２２及びアンテナ２４を含んで構成される。

Ｓ／Ｐ器１０は、送信データに対してシリアル／パラレル変換を行い、ｍ系列のデータに分割する。ｍ系列のパラレル信号に分割されたデータは、変調器１２−１〜１２−ｍにそれぞれ入力される。分割されたデータは、変調器１２−１〜１２−ｍでそれぞれ変調を受けた後にＩＤＦＴ器１４に入力される。ＩＤＦＴ器１４では、逆離散フーリエ変換を用いてＯＦＤＭ変調が行われる。ＩＤＦＴ器１４からの出力信号にはガード区間が付加された後に、Ｄ／Ａ変換器１６に送られてアナログ信号に変換される。さらに、ＬＰＦ１８により帯域外成分が除去される。続いて、ミキサ２０により搬送波周波数にアップコンバートされた後に、ＢＰＦ２２を経て送信信号としてアンテナ２４から放射される。

図２に、ＯＦＤＭ変調された信号の例を示す。図２において、横軸は時間ｔであり、縦軸は信号の振幅を示している。信号は、ガード区間Ｔ_gとＩＤＦＴの有効シンボル区間Ｔ_eとを含んで構成される。ガード区間Ｔ_gは、有効シンボル区間Ｔ_eの末尾の時間Ｔ_gにおける波形と同一の波形を有効シンボル区間Ｔ_eの先頭に付加したものである。一般にガード区間Ｔ_gには複数の信号値が含まれる。例えば、サブキャリア数を１０２４とした場合、１シンボルは１０２４個の信号値で表される。有効シンボル区間Ｔ_Eには、その数の信号値が配列され形成される波形が格納される。ここで例えば、ガード区間Ｔ_GをＴ_Eの１／８に設定すると、ガード区間の信号波形は１２８個の信号値の配列で表される。ガード区間Ｔ_gにより、ガード区間Ｔ_g以内の遅延時間で到来する信号によるキャリア間の干渉を防ぎ、伝送特性の劣化を抑制している。なお、以下の説明では、有効シンボル区間Ｔ_eの末尾の時間Ｔ_g分を末尾区間Ｔ_tとして示す。

次に、本発明の実施の形態におけるＯＦＤＭアダプティブ受信機２００は、図３に示すように、Ｋ系列の受信システムを含んで構成される。この受信機は、図１に示すＯＦＤＭ送信機１００から放射された無線信号を受信する。本実施の形態におけるＯＦＤＭアダプティブ受信機２００は、前段の所望波到来方向推定部８４において所望波の到来方向の推定を行う。

マルチパス伝搬路を通り到来した信号はＫ個のアンテナ素子５０からなるアレーアンテナで受信される。Ｋ個のアンテナ素子５０により受信されたＫチャネルの原受信信号はそれぞれバンドパスフィルタ５２を通過した後、局部発振器５４からの局部発振信号とミキサ５６にて混合され、周波数がダウンコンバートされる。さらに低域通過フィルタ５８により帯域制限を行うことでベースバンド信号ｘ'_k(t)（ｋ＝１，２，…，Ｋ）が得られる。このベースバンド信号はＡ／Ｄ（Analog to Digital）変換器６０によりデジタル信号に変換される。

デジタル信号に変換された各チャネルのベースバンド信号ｘ'_k(t)は、重み付け部６２にてそれぞれウェートｗ_k（ｋ＝１，２，…，Ｋ）により重み付けされ、しかる後、合成部６４にて互いに加算合成され、合成受信信号ｙ'(t)が生成される。重み付けのウェートは、ウェート制御部７４において決定される。ガード区間除去部６６は、同期がとれているチャネルの信号を基準として、合成受信信号ｙ'(t)から先頭ガード区間部分を取り除き、有効シンボル区間を出力する。離散フーリエ変換器（ＤＦＴ：Discrete Fourier Transformer）６８は、ガード区間除去部６６から出力された有効シンボル区間の信号ｙ'(t)を離散フーリエ変換する。これにより、ｙ'(t)に周波数多重化されていた各サブキャリアの成分信号が弁別される。

各サブキャリアに対応する成分信号はそれぞれ復調器７０により、送信機での例えば１６ＱＡＭ等の変調方式に対応した復調を施された後、Ｐ／Ｓ（Serial to Parallel）変換器７２に入力される。各復調器７０から同時並列に出力されるデータは、送信機のＳ／Ｐ変換器１０にてサブキャリア数に応じて分割された１シンボル分のデータ系列であり、Ｐ／Ｓ変換器７２は、これら複数の復調器７０から同時並列に出力される各データ系列をＰ／Ｓ変換して連続した１シンボルのデータ系列を再生し出力する。

各チャネル毎に設けられベースバンド信号ｘ'_k(t)を入力されるガード区間抽出部７６は、同期がとれているチャネルの先頭ガード区間の開始時刻からガード区間Ｔ_g分のｘ’_k(t)を切り出す。この切り出されたガード区間信号をｘ_hk(t)（ｋ＝１，２，…，Ｋ）と表す。また、各チャネル毎に設けられベースバンド信号ｘ'_k(t)を入力される末尾区間抽出部７８は、同期のとれているチャネルの末尾から末尾区間Ｔ_t分のｘ’_k（ｔ）を切り出す。この切り出された末尾区間信号をｘ_tk(t)（ｋ＝１，２，…，Ｋ）と表す。

前処理部８０，８２では、それぞれガード区間信号ｘ_hk(t)（ｋ＝１，２，…，Ｋ）又は末尾区間信号ｘ_tk(t)（ｋ＝１，２，…，Ｋ）を受けて、ガード区間信号ベクトルＸ_h（ｔ）及び末尾区間信号ベクトルＸ_t（ｔ）を生成する。ガード区間信号Ｘ_h（ｔ）及び末尾区間信号ベクトルＸ_t（ｔ）は、ガード区間信号ｘ_hk(t)（ｋ＝１，２，…，Ｋ）又は末尾区間信号ｘ_tk(t)（ｋ＝１，２，…，Ｋ）をそれぞれベクトル表記したものであり、数式（１）及び（２）のように表すことができる。ここで、上添字Ｔは転置を示す。

図４に、所望波と不要波とのガード区間ｔ_gの関係を示す。ここで、所望波は同期が取れている到来波を意味するものとする。

ガード区間抽出部７６及び末尾区間抽出部７８によって得られたガード区間信号ベクトルＸ_h（ｔ）と末尾区間信号ベクトルＸ_t（ｔ）との差ベクトルＤ（ｔ）について考察すると、雑音がない理想的な状態では、所望波の信号成分については、ガード区間Ｔ_gの性質上からキャンセルされることとなる。従って、相関行列Ｒ_yyを数式（３）のように定義すると、相関行列Ｒ_yyには所望波の到来方向情報は含まれないこととなる。すなわち、相関行列Ｒ_yyには所望波以外（不要波のみ）の到来方向情報が含まれることとなる。ここで、Ｅ［・］は期待値演算を示し、上添字Ｈは共役転置を表す。

一方、相関行列Ｒ_xxを数式（４）のように定義すると、相関行列Ｒ_xxにはすべての到来方向情報が含まれることとなる。

所望波到来方向推定部８４は、前処理部８０，８２からガード区間信号ベクトルＸ_h（ｔ）及び末尾区間信号ベクトルＸ_t（ｔ）を受けて、これら２つの相関行列Ｒ_yy及びＲ_xxを算出し、所望波のみの到来方向を推定する。そこで、以下にその方法について説明する。

＜Ｃａｐｏｎ法を利用した推定方法＞
第１の方法としてＣａｐｏｎ法を利用した所望波の到来方向の推定方法を以下に説明する。２つの相関行列Ｒ_yy及びＲ_xxに基づいて数式（５）及び（６）を用いて角度スペクトルＰ_CPx（θ）及びＰ_CPy（θ）を算出することができる。ここで、α（θ）はモードベクトルである。

総ての到来波の方向情報はＲ_xxに含まれ、Ｒ_yyには所望波以外の到来波の方向情報が含まれる。したがって、角度スペクトルＰ_CPx（θ）は総ての到来波方向にピークを有する。一方、角度スペクトルＰ_CPy（θ）は所望波以外、すなわち不要波のみの到来波方向にピークを有する。そこで、数式（７）によって角度スペクトルＰ_Ca（θ）を算出することができる。角度スペクトルＰ_CPx（θ），Ｐ_CPy（θ）のピークの高さが到来波の電力を示すので、不要波についてのピークはキャンセルされて、図５に示すように、角度スペクトルＰ_Ca（θ）は所望波方向のみにピークを有するものとなる。

そこで、角度スペクトルＰ_Ca（θ）における最大のピークを有する到来波にメインローブを向けることによって他の波には指向性を低減することができる。このように、端末局から無線アクセス基地局へ到来する所望波の方向を推定することによって、基地局から端末局への送信ビームを絞ってアンテナ利得を向上したり、アンテナ自体を動かすことによって推定した到来方向にアンテナの指向性を機械的に向けたりすることにより、電力増幅器の負担や消費電力を低減することができる。また、推定された所望波の到来方向に基づいて、他の装置のアンテナの指向性を機械的に制御することもできる。

＜ＭＵＳＩＣ法を利用した推定方法＞
第２の方法としてＭＵＳＩＣ（MUltiple SIgnal Classification)法を利用した所望波の到来方向の推定方法を以下に説明する。Ｌを到来波の数、Ｒ_xxの固有値、固有ベクトルをそれぞれλ_xi，ｅ_xi（ｉ＝１，２，・・・，Ｋ）、同様にＲ_yyの固有値、固有ベクトルをλ_yi，ｅ_yi（ｉ＝１，２，・・・，Ｋ）とすると、２つの相関行列Ｒ_xx，Ｒ_yyを用いた角度スペクトルＰ_MNx（θ）及びＰ_MNy（θ）は数式（８）及び（９）により求めることができる。

ここで、Ｒ_yyには所望波の到来方向情報が含まれないので、Ｒ_xxに対して到来波数は１波だけ少なくなる。上記Ｃａｐｏｎ法と同様な考え方でＰ_Mu（θ）を数式（１０）により算出することができる。

角度スペクトルＰ_MNx（θ），Ｐ_MNy（θ）のピークの高さが到来波の電力を示すので、不要波についてのピークはキャンセルされて、上記Ｃａｐｏｎ法と同様に、角度スペクトルＰ_Mua（θ）は所望波方向のみにピークを有するものとなる。そこで、角度スペクトルＰ_Mu（θ）における最大のピークを有する到来波にメインローブを向けることによって他の波には指向性を低減することができる。このように、端末局から無線アクセス基地局へ到来する所望波の方向を推定することによって、基地局から端末局への送信ビームを絞ってアンテナ利得を向上したり、アンテナ自体を動かすことによって推定した到来方向にアンテナの指向性を機械的に向けたりすることにより、電力増幅器の負担や消費電力を低減することができる。また、推定された所望波の到来方向に基づいて、他の装置のアンテナの指向性を機械的に制御することもできる。

＜Ｃａｐｏｎ法とＭＵＳＩＣ法との比較＞
熱雑音電力をσ²とし、信号電力対雑音電力比（ＣＮＲ）が十分大きいと仮定すると、相関行列の逆行列Ｒ_xx ^-1及びＲ_yy ^-1は数式（１１）及び（１２）で近似することができる。

従って、角度スペクトルＰ_Ca（θ）とＰ_Mu（θ）との関係は数式（１３）で表すことができる。すなわち、ＣＮＲが十分大きい場合には両者の結果はほぼ一致するといえる。

＜推定結果の例＞
以下に、上記２つの方法を用いて所望波の到来方向を推定したシミュレーション結果を示す。計算機シミュレーションで用いた条件を表１に示す。

なお、アレイのブロードサイド方向を０°(deg)とし、シンボル同期及び周波数オフセット補償（搬送波周波数同期）は完全であるとした。また、すべての到来波はフェージング変動のない単一波として扱った。また、各角度スペクトルは、ＯＦＤＭの１シンボルのみを用いて計算した。ここで、キャリア数を１０２４、ガード区間Ｔ_gを有効シンボルの１／８としたので、相関行列Ｒ_xx，Ｒ_yyを求めるためのスナップショット数は１２８となる。

まず、到来波の遅延時間に関する検討を行った。電波環境の詳細を表２に示す。ここで、到来波の数は、アレイの素子数が４素子であるので、自由度内の最大数の３波とした。また、第１波に対するＣＮＲは３０ｄＢとした。

図６に、遅延時間に対する所望波の到来推定特性を示す。図６において、横軸は到来角度を示し、縦軸はスペクトラム強度を示す。遅延時間に対する所望波の特性では、角度スペクトルのダイナミックレンジはＣａｐｏｎ法よりもＭＵＳＩＣ法が広くなり、所望波の到来方向の推定能力を高くすることができる。

また、Ｃａｐｏｎ法を利用した場合、遅延時間によらず同様な特性を示した。これに対して、ＭＵＳＩＣ法を利用した場合、遅延時間の変化に伴って特性が僅かに変化している。特に、所望波以外の到来方向である６０°(deg)と−３０°(deg)におけるスプリアスが顕著である。これは、Ｃａｐｏｎ法の角度スペクトルＰ_CPx（θ），Ｐ_CPy（θ）のピークの高さが到来波の電力を示し、所望波以外の方向では両者のピークの高さが一致するのに対して、ＭＵＳＩＣ法の角度スペクトルＰ_MNx（θ），Ｐ_MNy（θ）のピークの高さは一致しないことに由来していると考察される。

次に、所望波対不要波比（ＤＵＲ）に関する検討を行った。電波環境の詳細を表３に示す。ここでも、第１波に対するＣＮＲは３０ｄＢとした。

図７に、ＤＵＲに対する所望波の到来推定特性を示す。図７において、横軸は到来角度を示し、縦軸はスペクトラム強度を示す。Ｃａｐｏｎ法及びＭＵＳＩＣ法のいずれにおいてもＤＵＲが増加するほど良好な所望波の到来方向の推定特性を示した。

さらに、異なる電波環境においてＣＮＲに関する検討を行った。電波環境の詳細を表４に示す。ここでは、Ｃａｐｏｎ法を利用した場合には第１波に対するＣＮＲを１０，２０，３０，５０ｄＢとし、ＭＵＳＩＫ法を利用した場合には第１波に対するＣＮＲを１０，２０，３０ｄＢと変化させて、所望波の到来方向の推定特性を評価した。

図８に、ＣＮＲに対する所望波の到来推定特性を示す。図８において、横軸は到来角度を示し、縦軸はスペクトラム強度を示す。Ｃａｐｏｎ法及びＭＵＳＩＣ法のいずれにおいてもＣＮＲが減少するほど良好な所望波の到来方向の推定能力が低下した。その低下の度合いは、ＭＵＳＩＣ法を利用した場合の方が大きくなった。また、Ｃａｐｏｎ法を利用した場合では、ＣＮＲが大きくなると、ＭＵＳＩＣ法を利用した場合に特性が近づくことが分かった。

次に、到来角度に関する検討を行った。電波環境の詳細を表５に示す。ここでは、第２波の到来角度を６０，４５，３０，２０°(deg)と変化させて、２つの方法における所望波の到来方向の推定特性を評価した。

図９に、到来角度に対する所望波の到来推定特性を示す。図９において、横軸は到来角度を示し、縦軸はスペクトラム強度を示す。Ｃａｐｏｎ法及びＭＵＳＩＣ法のいずれにおいても第１波と第２波との到来角度が近くなるほど、所望波の到来方向の推定能力が低下した。また、ＭＵＳＩＣ法を利用した場合の方がダイナミックレンジが広いことから、高い角度分解能を得ることができる。

最後にスナップショット数に関する検討を行った。電波環境の詳細を表６に示す。ここでは、角度スペクトラムは、ＯＦＤＭの１シンボルのみを用いて計算しているが、スナップショット数を１２８，６４，３２，１６と変化させて、２つの方法の所望波の到来方向の推定特性を評価した。第１波に対するＣＮＲは３０ｄＢとした。

図１０に、ガード区間の先頭から連続して各スナップショット数をサンプルした場合の所望波の到来推定特性を示す。また、図１１に、ガード区間において等間隔で各スナップショット数をサンプルした場合の所望波の到来推定特性を示す。各図において、横軸は到来角度を示し、縦軸はスペクトラム強度を示す。

図１０及び１１から、Ｃａｐｏｎ法を利用した場合には、スナップショット数やそのサンプリング方法による所望波の到来方向の推定特性への影響はほとんど無いことがわかる。一方、ＭＵＳＩＣ法を利用した場合には、ガード区間の先頭から連続でサンプルしたときには、スナップショット数が多いほど所望波の到来方向の推定特性が良好であることがわかる。ガード区間において等間隔でサンプルしたときには、スナップショット数が多いほど所望波の到来方向の推定特性が良くなるということはなく、電波環境に応じた最適なスナップショット数が存在するといえる。これは、ガード区間の性質上、雑音の無い理想的な状況では、２つのＣＨＯＰ区間（ｈ−ＣＨＯＰ，ｔ−ＣＨＯＰ）の差（Ｘ_h（ｔ）−Ｘ_t（ｔ））が第２波の遅延時間以降生じないことによるものと考察できる。

以上のように、本実施の形態によれば、所望波の到来方向の推定確度を高めることができる。従って、最大のピークを有する到来波にメインローブを向けることによって、基地局から端末局への送信ビームを絞ってアンテナ利得を向上することにより、電力増幅器の負担や消費電力を低減することができる。

ＯＦＤＭ送信機の概略のブロック構成図である。ＯＦＤＭ信号の構成を示す模式図である。本発明の実施形態であるＯＦＤＭアダプティブ受信機の概略のブロック構成図である。所望波と不要波との関係を示す図である。到来波の確度スペクトルの例を示す図である。本発明の実施の形態における遅延時間に対する所望波到来方向推定特性を示すグラフである。本発明の実施の形態におけるＤＵＲに対する所望波到来方向推定特性を示すグラフである。本発明の実施の形態におけるＣＮＲに対する所望波到来方向推定特性を示すグラフである。本発明の実施の形態における到来確度に対する所望波到来方向推定特性を示すグラフである。本発明の実施の形態におけるスナップショット数に対する所望波到来方向推定特性を示すグラフである。本発明の実施の形態におけるスナップショット数に対する所望波到来方向推定特性を示すグラフである。

符号の説明

１０シリアル／パラレル変換器、１２変調器、１４逆離散フーリエ変換器、１６デジタル／アナログ変換器、１８低周波通過フィルタ、２０ミキサ、２２帯域通過フィルタ、２４アンテナ、５０アンテナ素子、５２バンドパスフィルタ、５４局部発振器、５６ミキサ、５８低域通過フィルタ、６０アナログ／デジタル変換器、６２重み付け部、６４合成部、６６ガード区間除去部、６８離散フーリエ変換器、７０復調器、７２シリアル／パラレル変換器、７４ウェート制御部、７６ガード区間抽出部、７８末尾区間抽出部、８０，８２前処理部、８４所望波到来方向推定部、１００送信機、２００アダプティブ受信機。

Claims

互いに同一波形の信号を含む第１部分区間及び第２部分区間を無線信号の単位信号区間に内包する無線伝送方式にて使用される所望波到来方向推定装置において、
前記無線信号を受信する複数のアンテナ素子からなるアレイアンテナと、
複数の前記アンテナ素子により受信された複数チャネルの原受信信号Ｘ’_k（ｔ）（以下、ｋは１以上の整数）からそれぞれ前記第１部分区間を抽出して第１区間信号ｘ_hk（ｔ）として出力する第１区間抽出部と、
前記複数チャネルの原受信信号Ｘ’_k（ｔ）からそれぞれ前記第２部分区間を抽出して第２区間信号ｘ_tk（ｔ）として出力する第２区間抽出部と、
前記第１区間抽出部から第１区間信号ｘ_hk（ｔ）を受けて、第１区間信号ベクトルＸ_h（ｔ）を次式

に基づいて算出する第１前処理部と、
前記第２区間抽出部から第２区間信号ｘ_hk（ｔ）を受けて、第２区間信号ベクトルＸ_t（ｔ）を次式

に基づいて算出する第２前処理部と、
前記第１前処理部及び前記第２前処理部とから第１区間信号ベクトルＸ_h（ｔ）及び第２区間信号ベクトルＸ_t（ｔ）を受けて、次式

に基づいて相関関係Ｒ_xx及びＲ_yyを算出すると共に、第１区間信号ベクトルＸ_h（ｔ）と第２区間信号ベクトルＸ_t（ｔ）との差ベクトルＤ（ｔ）を算出し、
前記相関関係Ｒ_xx及びＲ_yy、並びに、前記差ベクトルＤ（ｔ）を用いて次式

に基づいて角度スペクトルＰ_CPx（θ）及びＰ_CPy（θ）を算出し、
前記角度スペクトルＰ_CPx（θ）及びＰ_CPy（θ）に基づいて前記アンテナアレイによって受信される到来波のうち所望波の到来方向を推定する所望波到来方向推定部と、
を備えることを特徴とする所望波到来方向推定装置。
互いに同一波形の信号を含む第１部分区間及び第２部分区間を無線信号の単位信号区間に内包する無線伝送方式にて使用される所望波到来方向推定装置において、
前記無線信号を受信する複数のアンテナ素子からなるアレイアンテナと、
複数の前記アンテナ素子により受信された複数チャネルの原受信信号Ｘ’_k（ｔ）（以下、ｋは１以上の整数）からそれぞれ前記第１部分区間を抽出して第１区間信号ｘ_hk（ｔ）として出力する第１区間抽出部と、
前記複数チャネルの原受信信号Ｘ’_k（ｔ）からそれぞれ前記第２部分区間を抽出して第２区間信号ｘ_tk（ｔ）として出力する第２区間抽出部と、
前記第１区間抽出部から第１区間信号ｘ_hk（ｔ）を受けて、第１区間信号ベクトルＸ_h（ｔ）を次式

に基づいて算出する第１前処理部と、
前記第２区間抽出部から第２区間信号ｘ_hk（ｔ）を受けて、第２区間信号ベクトルＸ_t（ｔ）を次式

に基づいて算出する第２前処理部と、
前記第１前処理部及び前記第２前処理部とから第１区間信号ベクトルＸ_h（ｔ）及び第２区間信号ベクトルＸ_t（ｔ）を受けて、次式

に基づいて相関関係Ｒ_xx及びＲ_yyを算出すると共に、第１区間信号ベクトルＸ_h（ｔ）と第２区間信号ベクトルＸ_t（ｔ）との差ベクトルＤ（ｔ）を算出し、
Ｌを到来波の数、Ｒ_xxの固有値、固有ベクトルをそれぞれλ_xi，ｅ_xi（ｉ＝１，２，・・・，Ｋ）、同様にＲ_yyの固有値、固有ベクトルをλ_yi，ｅ_yi（ｉ＝１，２，・・・，Ｋ）として、前記相関関係Ｒ_xx及びＲ_yy、並びに、前記差ベクトルＤ（ｔ）を用いて次式

に基づいて角度スペクトルＰ_MNx（θ）及びＰ_MNy（θ）を算出し、
前記角度スペクトルＰ_MNx（θ）及びＰ_MNy（θ）に基づいて前記アンテナアレイによって受信される到来波のうち所望波の到来方向を推定する所望波到来方向推定部と、
を備えることを特徴とする所望波到来方向推定装置。