WO2011004849A1

WO2011004849A1 - ダイバーシチ受信装置

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Publication number: WO2011004849A1
Application number: PCT/JP2010/061558
Authority: WO
Inventors: 義彦桑原
Original assignee: 国立大学法人静岡大学
Priority date: 2009-07-07
Filing date: 2010-07-07
Publication date: 2011-01-13
Also published as: US20120099682A1; US8437438B2; JPWO2011004849A1; JP5648921B2; EP2453588A1

Abstract

　第１のアンテナＡ１及び第２のアンテナＡ２のそれぞれが受信したＯＦＤＭ信号を電力合成する電力合成器１４と、ＯＦＤＭ信号の有効シンボル区間の途中において、各シンボル区間毎に第１のアンテナＡ１の分岐出力と第２のアンテナＡ２の分岐出力とを切り替えるスイッチＳと、ＯＦＤＭ信号を復調する受信機２１と、第２のアンテナＡ２が受信したＯＦＤＭ信号を移相させる位相器１３と、位相制御用信号からシンボル区間毎に第１のアンテナＡ１のガード区間と第２のアンテナＡ２のコピー元区間との複素相関係数を計算し、複素相関係数から回転角を求める演算処理回路とを備えるという簡単な構造で、ＢＥＲが改善され、キャリア同期が必要ないダイバーシチ受信装置を提供する。

Description

ダイバーシチ受信装置

　本発明は、ダイバーシチ受信装置に係り、特に車載向けの地上ディジタル放送チューナーに好適なダイバーシチ受信装置に関する。

　車載向けの地上ディジタルハイビジョン放送チューナーでは、受信状態の劣化により通常の１２セグメント放送（以下、１２セグ放送と略称する）が受信不可となった場合に、自動的にフェージングに強い方式で変調された１セグメント放送（以下、１セグ放送と略称する）の受信に切り替えている。電波法３８条の規定に基づく日本の放送規格である地上統合ディジタル放送サービス（ＩＳＤＢ－Ｔ）方式では、周波数帯域としてＵＨＦ帯を利用し、１チャネル６ＭＨｚの帯域を固定受信向けの１２セグと、携帯受信向けの１セグとに分けて伝送することができるようになっている。ＩＳＤＢ－Ｔ方式では、多重化方式として直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）を用いており、変調方式としては１６値直交振幅変調（１６ＱＡＭ）、６４値直交振幅変調６４ＱＡＭ、４相位相変調（ＱＰＳＫ）、差動４相位相変調（ＤＱＰＳＫ）が利用できる。又、将来の様々な放送方法に対応するために、伝送パラメータとして、ＯＦＤＭキャリア間隔の異なるモード１～３がある。

　地上ディジタル放送を移動体で視聴する場合、フェージングにより受信電界が激しく変化する。このため、自動車に搭載される地上ディジタル放送チューナーにはダイバーシチ受信が必須であり、特に１２セグ放送受信のチューナーでは高い搬送波対雑音電力比（ＣＮＲ）を確保するため、ディジタルビームフォーミング（ＤＢＦ）による位相合成ダイバーシチが用いられている。ＤＢＦによる位相合成ダイバーシチでは受信機がアンテナの数だけ必要となるため、自動車用の地上ディジタル放送チューナーは家庭用の地上ディジタル放送チューナーと比較すると３～４倍の価格で市販されている。又、ノートＰＣなどモバイル機器にＤＢＦを搭載する場合、消費電力が大きくなって視聴時間が短くなる問題がある。

　受信系統が１つで済む可変指向性アンテナとして、フェーズドアレー（特許文献１，非特許文献１参照。）、負荷反射電流制御型アダプティブアンテナ（非特許文献２参照。）、電子走査導波器（ＥＳＰＡＲ）アンテナ（非特許文献３参照。）などがある。これらのアンテナでは各素子の受信信号を直接観測することはできないので、ウェイト探索にブラインドアルゴリズムを用いる必要がある。一般にブラインドアルゴリズムは収束時間が大きく、高速移動での適用は困難な場合が多い。又ウェイト探索のため、フェーズドアレーでは移相器、ＥＳＰＡＲアンテナでは可変リアクタを試行動作する必要がある。これは受信ブランチのチャネル変化に相当するので、ＩＳＤＢ－Ｔ方式での受信に適用すると、シンボル同期はずれやＢＥＲ特性の劣化となる。

特開2004－32648号公報

メイリュウ（Mailloux）Ｒ．Ｊ．，「フェーズドアレーの理論と設計（Phased Array Theory and Design）」，プロシーディングス・オブ・ザＩＥＥＥ(Proc. IEEE)，第７０巻，第３号，１９８２年３月，ｐ．２４６－２９１桑原義彦、鈴木雄将、浦健二、「ＦＭ多重ＶＩＣＳ受信用簡易型アダプティブアンテナの開発」，信学論Ｂ，第Ｊ９１－Ｂ巻，第１号，２００８年１月，ｐ．７９－８７大平孝、飯草恭一、「電子走査導波器アンテナ」，信学論Ｃ、第Ｊ８７－Ｃ巻，第１号，２００４年１月，ｐ．１２－３１

　本発明は、簡単な構造で、ブラインドアルゴリズムを用いることなく、ビット誤り率（ＢＥＲ）が改善され、キャリア同期が必要なく、標本化定理以下の速度で標本化してもダイバーシチ効果が期待できるダイバーシチ受信装置を提供することを目的とする。

　上記目的を達成するために、本発明の第１の様態は、（ａ）基準アンテナとなる第１のアンテナと、（ｂ）被測定アンテナとなる第２のアンテナと、（ｃ）第１及び第２のアンテナのそれぞれが受信したＯＦＤＭ信号を電力合成する電力合成器と、（ｄ）電力合成器の出力側に接続された地上ディジタル放送チューナーと、（ｅ）ＯＦＤＭ信号の有効シンボル区間の途中において、各シンボル区間毎に第１のアンテナの分岐出力と第２のアンテナの分岐出力とを切り替えるスイッチと、（ｆ）スイッチの出力側に接続され、ＯＦＤＭ信号を復調する受信機と、（ｇ）第２のアンテナの出力側に接続され、第２のアンテナが受信したＯＦＤＭ信号を移相させた後、電力合成器に出力する位相器と、（ｈ）復調信号を入力し、シンボル区間毎に第１のアンテナのガード区間と第２のアンテナのコピー元区間との複素相関係数を計算し、複素相関係数より複素面での回転角を求め、位相器に回転角分だけ移相させる信号を出力する演算処理回路とを備えるダイバーシチ受信装置であることを要旨とする。

　本発明の第２の様態は、（ａ）基準アンテナと、（ｂ）複数の被測定アンテナと、（ｃ）基準アンテナ及び複数の被測定アンテナのそれぞれが受信したＯＦＤＭ信号を電力合成する電力合成器と、（ｄ）電力合成器の出力側に接続された地上ディジタル放送チューナーと、（ｅ）ＯＦＤＭ信号の有効シンボル区間の途中において、各シンボル区間毎に基準アンテナの分岐出力と複数の被測定アンテナのいずれかの分岐出力とを切り替えるスイッチと、（ｆ）スイッチの出力側に接続され、ＯＦＤＭ信号を復調する受信機と、（ｇ）複数の被測定アンテナの出力側のそれぞれに接続され、複数の被測定アンテナがそれぞれ受信したＯＦＤＭ信号をそれぞれ移相させた後、電力合成器にそれぞれ出力する複数の位相器と、（ｈ）復調信号を入力し、シンボル区間毎に基準アンテナのガード区間と複数の被測定アンテナのコピー元区間のいずれかとの複素相関係数を計算し、複素相関係数より複素面での回転角を求め、対応する複数の被測定アンテナのいずれかの位相器に回転角分だけ移相させる信号を出力する処理を、複数の被測定アンテナのすべてに実施する演算処理回路とを備えるダイバーシチ受信装置であることを要旨とする。

　本発明によれば、簡単な構造で、ブラインドアルゴリズムを用いることなく、ビット誤り率（ＢＥＲ）が改善され、キャリア同期が必要なく、標本化定理以下の速度で標本化してもダイバーシチ効果が期待できるダイバーシチ受信装置を提供することが可能である。

本発明の第１の実施の形態に係るダイバーシチ受信装置の概略を説明する模式的なブロック図である。図１Ａに示した第１の実施の形態に係るダイバーシチ受信装置において、各シンボル区間毎に第１のアンテナと第２のアンテナを切り替えて、第１のアンテナのガード区間と第２のアンテナのコピー元区間との複素相関係数を計算し、位相補正をするタイミングを説明するタイムチャートである。第１の実施の形態に係るダイバーシチ受信装置に用いる演算処理回路の論理的な構造を説明するブロック図である。第１の実施の形態に係るダイバーシチ受信装置を用いたダイバーシチ受信方法の概略を説明するフローチャートである。第１の実施の形態に係るダイバーシチ受信装置におけるレイリーフェージング下での受信チャネル電圧の変化（受信包絡線）を第１のブランチ、第２のブランチ、位相制御しない場合、理想的な位相ダイバーシチと比較して示す図である。第１の実施の形態に係るダイバーシチ受信装置における、位相補正遅れの影響を説明するＢＥＲ－ＣＮＲ特性を示すである。受信帯域を２ＭＨｚに制限し、ＡＤ変換器の標本化速度を５００ｋｓｐｓとした第１の実施の形態に係るダイバーシチ受信装置の、雑音が加えられていない状態の、モード３のＩチャネルの６４ＱＡＭ復調信号を示す図である。受信帯域を２ＭＨｚに制限し、５００ｋｓｐｓで標本化した第１の実施の形態に係るダイバーシチ受信装置に雑音が加えられていない状態における、複素相関係数の振幅と位相を示す図である（見やすくするため複素相関係数の絶対値にはπを乗じてある。）。受信帯域を２ＭＨｚに制限し、５００ｋｓｐｓで標本化した第１の実施の形態に係るダイバーシチ受信装置に雑音が加えられた状態における、複素相関係数の振幅と位相を示す図である（見やすくするため複素相関係数の絶対値にはπを乗じられていない。）。受信帯域を２ＭＨｚに制限し、５００ｋｓｐｓで標本化し、さらにコピー元区間Ｔの区間の位相をπ／３進め、振幅を０．３倍としたときの第１の実施の形態に係るダイバーシチ受信装置に雑音が加えられた状態における複素相関係数の振幅と位相を示す図である（複素相関係数の絶対値にπが乗じられていない。）。第１の実施の形態に係るダイバーシチ受信装置において、ドップラ周波数を０Ｈｚにしたときのブランチ間の位相差の時間変化を示す図である。第１の実施の形態に係るダイバーシチ受信装置において、ドップラ周波数を２５Ｈｚにしたときのブランチ間の位相差の時間変化を示す図である。第１の実施の形態に係るダイバーシチ受信装置において、ドップラ周波数が０Ｈｚの場合の６４ＱＡＭのＩチャネルの復調信号を示す図で、図１２（ａ）は遅延波がないとき、図１２（ｂ）は、遅延波があるときである。第１の実施の形態に係るダイバーシチ受信装置における、遅延波があるときのときの相関係数の絶対値の時間変化を示す図である。第１の実施の形態に係るダイバーシチ受信装置における、ドップラ周波数が０Ｈｚのときのブランチ間の位相差の時間変化を示す図である。第１の実施の形態に係るダイバーシチ受信装置における、ドップラ周波数が２５Ｈｚのときのブランチ間の位相差の時間変化を示す図である。本発明の第２の実施の形態に係る３ブランチダイバーシチ受信装置の概略を説明する模式的なブロック図である。第２の実施の形態に係る３ブランチダイバーシチ受信装置において、１のシンボル区間に第１のアンテナと第２のアンテナを切り替えて、次のシンボル区間に第１のアンテナと第３のアンテナを切り替えて、第１のアンテナのガード区間と第２のアンテナのコピー元区間との複素相関係数、及び第１のアンテナのガード区間と第３のアンテナのコピー元区間との複素相関係数を逐次計算する態様を説明するタイムチャートである。本発明の第３の実施の形態に係る４ブランチダイバーシチ受信装置の概略を説明する模式的なブロック図である。第３の実施の形態に係る４ブランチダイバーシチ受信装置において、１のシンボル区間に第１のアンテナと第２のアンテナを切り替え、次のシンボル区間に第１のアンテナと第３のアンテナを切り替え、３番目のシンボル区間に第１のアンテナと第４のアンテナを切り替えて、第１のアンテナのガード区間と第２のアンテナのコピー元区間との複素相関係数、第１のアンテナのガード区間と第３のアンテナのコピー元区間との複素相関係数、及び第１のアンテナのガード区間と第４のアンテナのコピー元区間との複素相関係数を逐次計算する態様を説明するタイムチャートである。第４の実施の形態に係る４ブランチダイバーシチ受信装置において、１つのシンボル区間内で３つの被測定アンテナの位相補正を行う態様を説明するタイムチャートである。

　次に、図面を参照して、本発明の第１～第４の実施の形態を説明する。以下の図面の記載において、同一又は類似の部分には同一又は類似の符号を付している。但し、図面は模式的なものであり、装置の構成等は現実のものとは異なることに留意すべきである。又、以下に示す実施の形態は、本発明の技術的思想を具体化するための装置や方法を例示するものであって、本発明の技術的思想を下記のものに特定するものでない。本発明の技術的思想は、特許請求の範囲に記載された技術的範囲内において、種々の変更を加えることができる。

（第１の実施の形態に係るダイバーシチ受信装置の概略）
　図１Ａに示すように、本発明の第１の実施の形態に係るダイバーシチ受信装置は、基準アンテナとなる第１のアンテナＡ１と、被測定アンテナとなる第２のアンテナＡ２と、第１のアンテナＡ１及び第２のアンテナＡ２のそれぞれが受信したＯＦＤＭ信号を電力合成する電力合成器１４と、電力合成器１４の出力側に接続された地上ディジタル放送チューナー１５と、ＯＦＤＭ信号の有効シンボル区間の途中において、各シンボル区間毎に第１のアンテナＡ１の分岐出力と第２のアンテナＡ２の分岐出力とを切り替えるスイッチＳと、スイッチＳの出力側に接続され、ＯＦＤＭ信号を復調する受信機２１と、第２のアンテナＡ２の出力側に接続され、第２のアンテナＡ２が受信したＯＦＤＭ信号を移相させた後、電力合成器１４に出力する位相器１３と、受信機２１から復調信号を入力し、位相器１３に回転角分だけ移相させる信号を出力する演算処理回路２２とを備える。第１のアンテナＡ１の出力側には第１の方向性結合器１１が接続され、第１のアンテナＡ１の出力の一部をスイッチＳ側に分岐し、第２のアンテナＡ２の出力側に第２の方向性結合器１２が接続され、第２のアンテナＡ２の出力の一部をスイッチＳ側に分岐している。電力合成器１４には、第１のアンテナＡ１の出力の一部が第１の方向性結合器１１を介し入力され、第２のアンテナＡ２の出力の一部が第２の方向性結合器１２、位相器１３を介し入力される。演算処理回路２２としてはディジタルシグナルプロセッサ（ＤＳＰ）等のマイクロプロセッサが使用可能で、受信機２１の信号はＡＤ変換されて演算処理回路２２に入力され、演算処理回路２２の出力信号はＤＡ変換されて位相器１３に入力される。第１のアンテナＡ１及び第２のアンテナＡ２のそれぞれの構造は、例えば、モノポールアンテナやヘリカルアンテナ等の外付けアンテナや、ＰＩＦＡ（planer inverted-F antenna）方式のいわゆる逆Ｆ型アンテナ、折れ曲がりモノポール方式のアンテナ、或いは配線パターンで平面バランを構成したプリント基板を利用した平面型の基板アンテナ等の内蔵アンテナが採用可能で、第１のアンテナＡ１及び第２のアンテナＡ２は円柱状の導電体棒に限定されるものではなく、平面アンテナ（パッチアンテナなど）を含めた種々のアンテナが含まれる。

　地上ディジタル放送チューナー１５は、電力合成器１４より送信されたＯＦＤＭ信号を選局し、選局した信号を所定の帯域にダウンコンバートするチューナー部の他、Ａ／Ｄ変換器、直交検波回路、同期回路、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）回路、等化回路、デインタリーブ回路、訂正回路等の周知の回路構成を備えている。

　図１Ｂに示すように、第１のアンテナＡ１及び第２のアンテナＡ２には、逆離散フーリエ変換された信号の各シンボル区間Ｓ_j，Ｓ_j+1，…にガード区間ＧＩを設けたＯＦＤＭ信号が入力される。各シンボル区間Ｓ_j，Ｓ_j+1，…の区間長からガード区間ＧＩの区間長を引いた期間が有効シンボル区間（観測窓期間）になる。それぞれのガード区間ＧＩは、各シンボル区間Ｓ_j，Ｓ_j+1，…の有効シンボル区間の後半部分のコピー元区間Ｔの波形をダミー信号としてそのまま巡回的にコピーしている。

　図１Ａに示す演算処理回路（ＤＳＰ）２２は、図１Ｂに示すＯＦＤＭ信号の各シンボル区間Ｓ_j，Ｓ_j+1，…毎に第１のアンテナＡ１と第２のアンテナＡ２を切り替え、第１のアンテナＡ１のガード区間ＧＩと第２のアンテナＡ２のコピー元区間Ｔとの複素相関係数ρを計算し、複素相関係数より複素面での回転角を求めて第２のアンテナＡ２の受信信号の位相を補正する。このため、図２に示すように、演算処理回路（ＤＳＰ）２２は、第１のアンテナＡ１と第２のアンテナＡ２のいずれかのブランチに切り替える信号を生成し、スイッチＳに送信するアンテナ切り替え手段２２１と、スライディング相関等によりシンボル同期を確立するシンボル同期手段２２２と、受信機２１の復調信号から、第１のアンテナＡ１のガード区間ＧＩと第２のアンテナＡ２のコピー元区間Ｔとの複素相関係数ρを計算する複素相関係数計算手段２２３と、複素相関係数計算手段２２３が計算した複素相関係数より複素面での回転角を求める回転角計算手段２２４と、回転角計算手段２２４が計算した回転角分だけ、第２のアンテナＡ２の受信信号の位相を逆方向に移相させる信号を生成し、位相器１３に送信する移相手段２２５を備える。

　（第１の実施の形態に係るダイバーシチ受信装置の動作例）
　図３に示すフローチャートを参照しながら、本発明の第１の実施の形態に係るダイバーシチ受信装置の動作例を説明する：
　（ａ）先ず、ステップＳ１０１において、演算処理回路（ＤＳＰ）２２のアンテナ切り替え手段２２１が、スイッチＳに信号ＤＯを送信し、第１のアンテナＡ１と第２のアンテナＡ２のいずれかのブランチに切り替える。

　（ｂ）ステップＳ１０１において、シンボル同期手段２２２がスライディング相関等によりシンボル同期を確立する。

　（ｃ）シンボル同期が確立したら、ステップＳ１０３において、アンテナ切り替え手段２２１が、スイッチＳに信号ＤＯを送信し、図１Ｂに示すように、各シンボル区間Ｓ_j，Ｓ_j+1，…の中央付近のタイミングで、第１のアンテナＡ１と第２のアンテナＡ２のいずれかのブランチに切り替える。これにより、第１の方向性結合器１１を介して第１のアンテナＡ１の出力の一部が、第２の方向性結合器１２を介して第２のアンテナＡ２の出力の一部が、受信機２１に入力される。図１Ｂに示すように、受信機２１には各シンボル区間Ｓ_j，Ｓ_j+1，…の前半で第１のアンテナＡ１の信号Ａ１_j，Ａ１_j+1，…、後半で第２のアンテナＡ２の信号Ａ２_j，Ａ２_j+1，…が送られる。よって、ステップＳ１０３においては、更に、受信機２１が、第１のアンテナＡ１の信号Ａ１_j，Ａ１_j+1，…及び第２のアンテナＡ２の信号Ａ２_j，Ａ２_j+1，…を復調する。

　（ｄ）ステップＳ１０３で受信機２１が第１のアンテナＡ１の信号Ａ１_j，Ａ１_j+1，…及び第２のアンテナＡ２の信号Ａ２_j，Ａ２_j+1，…を復調後、ステップＳ１０４で複素相関係数計算手段２２３が、式（１）を用いて、第１のアンテナＡ１のガード区間ＧＩと第２のアンテナＡ２のコピー元区間Ｔとの複素相関係数ρを計算する：

式（１）で、ｘ_iは第１のアンテナＡ１で受信したガード区間ＧＩの信号、ｙ_iは第２のアンテナＡ２で受信したガード区間ＧＩのコピー元区間Ｔの信号である。

　（ｅ）ステップＳ１０５で、回転角計算手段２２４が、ステップＳ１０４で求めた複素相関係数ρから複素面での回転角φを求める：

　　　φ＝∠ρ　　　　　　　　　　　　　　　　　（２）

　（ｆ）ステップＳ１０６で、移相手段２２５が、第２のアンテナＡ２の受信信号の位相を回転角φ分だけ逆方向に移相すれば同相受信される：

　　　ｙ(t)＝ｘ₁(t)＋ｘ₂(t)ｅ^-jφ　　　　　　　　　（３）

式（３）において、ｘ₁(t)は第１のアンテナＡ１で受信した信号、ｘ₂(t)は第２のアンテナＡ２で受信した信号、ｙ(t)はアレイ出力信号である。図１Ｂの各シンボル区間Ｓ_jで取得したデータ（ガード区間ＧＩの信号とコピー元区間Ｔの信号）は次のシンボル区間Ｓ_j+1で位相補正量が計算され，更に次のシンボル区間Ｓ_j+2の先頭で位相器が制御され，位相補正される。即ち、図１Ｂの各ガード区間ＧＩの先頭に、それぞれ位相補正を行うタイミングΦ_j-2，Φ_j-1，Φ_j，…を、上向きの矢印で示したように、第１の実施の形態に係るダイバーシチ受信装置では、第２のアンテナＡ２の受信信号の位相は、データ取得後、１個のシンボル区間分遅れて、逐次補正される。

　第１の実施の形態に係るダイバーシチ受信方法によれば、各シンボル区間Ｓ_j，Ｓ_j+1，…ごとにチャネル位相差を直接求めるので探索の必要がない。又、第１の実施の形態に係るダイバーシチ受信方法によれば、同期が確立すれば１回の複素相関係数ρの計算のみとなり演算量が小さいので、高速フェージングに対応可能とである。又、第１の実施の形態に係るダイバーシチ受信方法は、既存の地上ディジタル放送チューナーがそのまま使える。

　（レイリーフェージング下での受信出力）

　表１に示す条件で、２ブランチダイバーシチのレイリーフェージング下での受信チャネル電圧の変化をシミュレーションした結果を図４に示す。表１に示すように、ガード区間ＧＩはシンボル長の１／８であり、変調は６４ＱＡＭを用い、ドップラ周波数は２５Ｈｚとした。又、計算を簡単にするため誤り訂正は行っていない。図４の縦軸は相対受信電圧、横軸は時間（秒）である。又、図４において、一点鎖線は第１のブランチ、二点鎖線は第２のブランチでの受信包絡線、点線は位相制御しない場合、破線は理想的な位相ダイバーシチ（各ブランチのチャネル推定に基づく）、実線は第１の実施の形態に係るダイバーシチ受信装置の受信包絡線である。図４から、レイリーフェージング環境において、第１の実施の形態に係るダイバーシチ受信装置の受信包絡線は理想的な移相ダイバーシチとほぼ同一であることが分かる。

　（位相補正漏れの影響）
　本発明の第１の実施の形態に係るダイバーシチ受信装置においては、２ブランチダイバーシチの場合でも位相補正の反映は少なくとも１シンボル分遅延する。遅延の影響を計算機シミュレーションで確認した結果を図５に示す。図５のシミュレーションの条件は、表１に示したのと同様であるが、実用を考慮し、伝送パラメータのシンボルは、現状の放送体系(県域,固定利用)に用いられているモード３とした。

　図５には、移相補正遅れが０（遅延なし）、１，２シンボルである場合のＢＥＲ－ＣＮＲ特性を示す。図５には、参考のため、１本のアンテナで受信を行った場合、２本のアンテナで選択ダイバーシチを行った場合のＢＥＲ－ＣＮＲ特性も算出して示した。図５より、位相補正遅延が１シンボル→２シンボルへ増加するにつれてＢＥＲ－ＣＮＲ特性が悪くなることが分かる。これは、遅延が生じるとフェージングによるチャネル変動に対し位相の反映が十分に追従できないためである。

　しかしながら、位相補正が２シンボル遅延した場合であっても、第１の実施の形態に係るダイバーシチ受信方法によれば、ＢＥＲの改善が行われていることが分かる。特にＢＥＲが１０^-2付近では１０ｄＢ程度の改善が可能であることが分かる。

　（帯域制限と標本化速度）
　本発明の第１の実施の形態に係るダイバーシチ受信装置の方式の１つの特徴は、既存のテレビ受像機をそのまま用いて受信できることである。ローコスト化のため５．５ＭＨｚの受信帯域を２ＭＨｚに制限し、ＡＤ変換器の標本化速度も５００ｋｓｐｓとした場合でも相関係数が誤りなく計算できることを計算機シミュレーションで確認した結果を図６～図９に示す。図６～図９に示す計算機シミュレーションの評価では、ブランチの切り替えは行わず、フェージングもかけていない。

　図６は、モード３の６４ＱＡＭ信号のＩチャネルの表示である。ここでは雑音は加えていない。縦軸は受信レベル、横軸は相対時間である。２ＭＨｚに帯域制限することで受信信号が滑らかになっていることが分かる。図７では、帯域制限をした信号を５００ｋｓｐｓで標本化したときの複素相関係数の振幅の絶対値を破線で、位相を実線で示す。見やすくするため図７では複素相関係数の絶対値にはπを乗じてある。複素相関係数の絶対値の最大となるタイミングでの位相は、同一チャネル受信なので０である。帯域制限し、ナイキスト周波数以下で標本化しても、複素相関係数の計算には重大な影響を与えないことが分かる。図８は雑音（Ｅ_b／Ｎ₀＝１０ｄＢ）を加えたときの複素相関係数の振幅の絶対値を破線で、位相を実線で示す。雑音が加わると複素相関係数の絶対値のフロアが上昇し位相変化が小さくなる。図９はコピー元区間Ｔの区間の位相をπ／３進め振幅を０．３としたときの複素相関係数である。ここでは複素相関係数の絶対値にπをかけていない。ガード区間ＧＩはコピー元区間Ｔよりπ／３位相遅れがあることが示される。

　（キャリア同期）
　本発明の第１の実施の形態に係るダイバーシチ受信装置で完全なキャリア同期が必要かどうか計算機シミュレーションにより確認した結果を図１０及び１１に示す。図１０はドップラ周波数ｆ_Dを０Ｈｚにしたときのブランチ間の位相差の時間変化で、図１１はドップラ周波数ｆ_Dを２５Ｈｚにしたときのブランチ間の位相差の時間変化である。図１０（ａ）及び１１（ａ）が真の位相差、図１０（ｂ）及び１１（ｂ）がシステムで推定した位相差で、キャリア周波数と１ｋＨｚ異なる局部発振器で復調している。図１１に示すように、ドップラ周波数ｆ_D＝２５Ｈｚでは、１シンボル遅れで位相差が出力されていることが分かる。上下の位相カーブはおおむね一致しており、第１の実施の形態に係るダイバーシチ受信装置においては完全なキャリア同期をとらなくても位相差が求められることが分かる。

　（遅延波の影響）
　ＩＳＤＢ－Ｔ方式の特徴は、ガード区間ＧＩ内の遅延波があっても受信品質に影響しないことである。しかし、本発明の第１の実施の形態に係るダイバーシチ受信装置では各ブランチの受信包絡線を使って位相差を求めているため、位相計算に影響を及ぼすものと考えられる。各ブランチで、ガード区間ＧＩ内のランダムな遅延を発生させ、目的波（直接波）と混信波の電界強度の対数比（ＤＵ比）が５ｄＢの遅延波を発生させた。本発明者らは、東京・神奈川・浜松の５０か所以上についてフィールドでの遅延プロファイルを測定しているが、今のところガード区間ＧＩを超える遅延波は認められていない。又、ガード区間ＧＩ内の遅延波はしばしば散見されるが最悪でもＤＵ比は７ｄＢ程度である。上記の条件は最悪の場合と考えて差し支えないと思われる。

　図１２は、ドップラ周波数ｆ_Dが０Ｈｚの場合の６４ＱＡＭのＩチャネル（同相成分）の復調信号の表示で、図１２（ａ）は遅延波がないとき、図１２（ｂ）は、遅延波があるときである。図１２（ｂ）に示すように、遅延波が加わると６４ＱＡＭの復調信号が大きく変化することが分かる。図１３は遅延波があるときのときの相関係数の絶対値の時間変化である。遅延波があると相関係数の絶対値が低下することが分かる。

　図１４はドップラ周波数ｆ_Dが０Ｈｚのときのブランチ間の位相差の時間変化で、図１５はドップラ周波数ｆ_Dが２５Ｈｚのときのブランチ間の位相差の時間変化である。図１４（ａ）及び１５（ａ）が真の位相差、図１４（ｂ）及び１５（ｂ）が遅延波を重畳した場合における、第１の実施の形態に係るダイバーシチ受信装置で推定した位相差である。位相についてはＤＵ比が５ｄＢの遅延波であっても大きな影響は認められず、第１の実施の形態に係るダイバーシチ受信装置はフィールドでのロバストな動作が可能であること分かる。

　以上説明したとおり、第１の実施の形態に係るダイバーシチ受信装置によれば、１つの受信チャネルで構成すれば良いので、低コスト低電力消費が可能になる。更に、第１の実施の形態に係るダイバーシチ受信装置によれば、繰り返し処理を行わないので高速フェージング環境での使用が可能である。更に、第１の実施の形態に係るダイバーシチ受信装置によれば、キャリア同期の必要がなく、ナイキスト周波数より少ないサンプリング周波数でも動作が可能であり、遅延波のある環境での動作も可能である。

　（第２の実施の形態に係るダイバーシチ受信装置の概略）
　上記の第１の実施の形態の説明において、簡単のため２ブランチダイバーシチ受信装置について例示的に説明したが、本発明は３ブランチダイバーシチ受信装置にも適用可能である。

　図１６に示すように、本発明の第２の実施の形態に係る３ブランチダイバーシチ受信装置は、基準アンテナとなる第１のアンテナＡ１と、第１の被測定アンテナとなる第２のアンテナＡ２と、第２の被測定アンテナとなる第３のアンテナＡ３と、第１のアンテナＡ１、第２のアンテナＡ２及び第３のアンテナＡ３のそれぞれが受信したＯＦＤＭ信号を電力合成する電力合成器１４と、電力合成器１４の出力側に接続された地上ディジタル放送チューナー１５と、ＯＦＤＭ信号の有効シンボル区間の途中において、各シンボル区間毎に第１のアンテナＡ１の分岐出力、第２のアンテナＡ２の分岐出力及び第３のアンテナＡ３の分岐出力とを逐次切り替えるスイッチＳと、スイッチＳの出力側に接続され、ＯＦＤＭ信号を復調する受信機２１と、第２のアンテナＡ２の出力側に接続され、第２のアンテナＡ２が受信したＯＦＤＭ信号を移相させた後、電力合成器１４に出力する第１の位相器１３ａと、第３のアンテナＡ３の出力側に接続され、第３のアンテナＡ３が受信したＯＦＤＭ信号を移相させた後、電力合成器１４に出力する第２の位相器１３ｂと、受信機２１から復調信号を入力し、第１の位相器１３ａ及び第２の位相器１３ｂにそれぞれ回転角分だけ移相させる信号を出力する演算処理回路２２とを備える。第１のアンテナＡ１の出力側には第１の方向性結合器１１ａが接続され、第１のアンテナＡ１の出力の一部をスイッチＳ側に分岐し、第２のアンテナＡ２の出力側に第２の方向性結合器１１ｂが接続され、第２のアンテナＡ２の出力の一部をスイッチＳ側に分岐し、第３のアンテナＡ３の出力側に第３の方向性結合器１１ｃが接続され、第３のアンテナＡ３の出力の一部をスイッチＳ側に分岐している。電力合成器１４には、第１のアンテナＡ１の出力の一部が第１の方向性結合器１１を介し入力され、第２のアンテナＡ２の出力の一部が第２の方向性結合器１１ｂ、第１の位相器１３ａを介し入力され、第３のアンテナＡ３の出力の一部が第３の方向性結合器１１ｃ、第２の位相器１３ｂを介し入力される。第２の実施の形態に係る３ブランチダイバーシチ受信装置は、受信機１２は１つであり、受信機１２は第１のアンテナＡ１、第２のアンテナＡ２及び第３のアンテナＡ３にスイッチＳを介して時分割で接続されている。

　演算処理回路２２としてはＤＳＰ等のマイクロプロセッサが使用可能で、受信機２１の信号はＡＤ変換されて演算処理回路２２に入力され、演算処理回路２２の出力信号はＤＡ変換されて、第１の位相器１３ａ及び第２の位相器１３ｂにそれぞれ入力される。第１のアンテナＡ１、第２のアンテナＡ２及び第３のアンテナＡ３としては、モノポールアンテナやヘリカルアンテナや平面アンテナ（パッチアンテナなど）等、周知の種々のアンテナが使用可能である。

　地上ディジタル放送チューナー１５には、第１の実施の形態に係るダイバーシチ受信装置で説明したとおり、周知の回路構成が使用可能であるので、その詳細な説明を省略する。

　図１７に示すように、第１のアンテナＡ１、第２のアンテナＡ２及び第３のアンテナＡ３には、逆離散フーリエ変換された信号の各シンボル区間Ｓ_j-1，Ｓ_j，Ｓ_j+1，Ｓ_j+2，…にガード区間ＧＩを設けたＯＦＤＭ信号が入力される。各シンボル区間Ｓ_j-1，Ｓ_j，Ｓ_j+1，Ｓ_j+2，…の区間長からガード区間ＧＩの区間長を引いた期間が有効シンボル区間（観測窓期間）になる。それぞれのガード区間ＧＩは、各シンボル区間Ｓ_j-1，Ｓ_j，Ｓ_j+1，Ｓ_j+2，…の有効シンボル区間の後半部分のコピー元区間Ｔの波形をダミー信号としてそのまま巡回的にコピーしている。そして、シンボル区間Ｓ_j-1で、第１のアンテナＡ１と第２のアンテナＡ２を切り替え、第１のアンテナＡ１のガード区間ＧＩと第２のアンテナＡ２のコピー元区間Ｔとの複素相関係数ρ₂を計算し、次のシンボル区間Ｓ_jにおいて第１のアンテナＡ１と第３のアンテナＡ３を切り替え、第１のアンテナＡ１のガード区間ＧＩと第３のアンテナＡ３のコピー元区間Ｔとの複素相関係数ρ_３を計算し、次のシンボル区間Ｓ_j+1で、第１のアンテナＡ１と第２のアンテナＡ２を切り替え、第１のアンテナＡ１のガード区間ＧＩと第２のアンテナＡ２のコピー元区間Ｔとの複素相関係数ρ₂を計算し、次のシンボル区間Ｓ_j+2において第１のアンテナＡ１と第３のアンテナＡ３を切り替え、第１のアンテナＡ１のガード区間ＧＩと第３のアンテナＡ３のコピー元区間Ｔとの複素相関係数ρ_３を計算し、複素相関係数より複素面での回転角を逐次求めて、第２のアンテナＡ２及び第３のアンテナＡ３のそれぞれの受信信号の位相を補正する。位相補正するタイミングは、データを取得したシンボル区間の次のシンボル区間で位相補正量が計算され，続くシンボル区間の先頭で位相器が制御され，位相補正される。即ち、図１７の各ガード区間ＧＩの先頭に、それぞれ位相補正を行うタイミングΦ_j-3，Φ_j-2，Φ_j-1，Φ_j，Φ_j+1，…を上向きの矢印で示したように、３ブランチダイバーシチ受信装置では、第２のアンテナＡ２及び第３のアンテナＡ３のそれぞれの受信信号の位相は、それぞれのデータ取得後、１個のシンボル区間分遅れて、各シンボル区間の先頭で逐次補正される。

　図示を省略しているが、図２に示したのと同様に、図１６の演算処理回路２２は、第１のアンテナＡ１、第２のアンテナＡ２及び第３のアンテナＡ３のいずれかのブランチに切り替える信号を生成し、スイッチＳに送信するアンテナ切り替え手段２２１と、スライディング相関等によりシンボル同期を確立するシンボル同期手段２２２と、受信機２１の復調信号から、第１のアンテナＡ１のガード区間ＧＩと第２のアンテナＡ２のコピー元区間Ｔとの複素相関係数ρ₂及び第１のアンテナＡ１のガード区間ＧＩと第３のアンテナＡ３のコピー元区間Ｔとの複素相関係数ρ_３を計算する複素相関係数計算手段２２３と、複素相関係数計算手段２２３が計算した複素相関係数より複素面での回転角を求める回転角計算手段２２４と、回転角計算手段２２４が計算した回転角分だけ、第２のアンテナＡ２及び第３のアンテナＡ３の受信信号の位相を逆方向に移相させる信号を生成し、第１の位相器１３ａ及び第２の位相器１３ｂにそれぞれ送信する移相手段２２５を備える。

　以上のように、第２の実施の形態に係る３ブランチダイバーシチ受信装置によれば、
各シンボル区間Ｓ_j-1，Ｓ_j，Ｓ_j+1，Ｓ_j+2，…ごとに、第２のアンテナＡ２→第３のアンテナＡ３→第２のアンテナＡ２→アンテナＡ３…の順番で位相補正をすることができるので、アンテナが、第１のアンテナＡ１、第２のアンテナＡ２及び第３のアンテナＡ３の３つであっても、１つの受信機２１を用いて、２つの被測定アンテナに対して、時分割で位相差を計算して位相補正することができる。

　（第３の実施の形態に係るダイバーシチ受信装置の概略）
　第１の実施の形態では２ブランチダイバーシチ受信装置を、第２の実施の形態では３ブランチダイバーシチ受信装置を、それぞれ例示的に説明したが、本発明は４ブランチダイバーシチ受信装置にも適用可能である。第２の実施の形態で説明したとおり、アンテナは３つでも良いが、実際に使う場合は、４つのアンテナ（基準アンテナ１本、被測定アンテナ３本）を用いる４ブランチダイバーシチ受信装置とすることが多い。

　即ち、図１８に示すように、本発明の第３の実施の形態に係る４ブランチダイバーシチ受信装置は、基準アンテナとなる第１のアンテナＡ１と、第１の被測定アンテナとなる第２のアンテナＡ２と、第２の被測定アンテナとなる第３のアンテナＡ３と、第３の被測定アンテナとなる第３のアンテナＡ４と、第１のアンテナＡ１、第２のアンテナＡ２、第３のアンテナＡ３及び第４のアンテナＡ４のそれぞれが受信したＯＦＤＭ信号を電力合成する電力合成器１４と、電力合成器１４の出力側に接続された地上ディジタル放送チューナー１５と、ＯＦＤＭ信号の有効シンボル区間の途中において、各シンボル区間毎に第１のアンテナＡ１の分岐出力、第２のアンテナＡ２の分岐出力、第３のアンテナＡ３の分岐出力及び第４のアンテナＡ４の分岐出力とを逐次切り替えるスイッチＳと、スイッチＳの出力側に接続され、ＯＦＤＭ信号を復調する受信機２１と、第２のアンテナＡ２の出力側に接続され、第２のアンテナＡ２が受信したＯＦＤＭ信号を移相させた後、電力合成器１４に出力する第１の位相器１３ａと、第３のアンテナＡ３の出力側に接続され、第３のアンテナＡ３が受信したＯＦＤＭ信号を移相させた後、電力合成器１４に出力する第２の位相器１３ｂと、第４のアンテナＡ４が受信したＯＦＤＭ信号を移相させた後、電力合成器１４に出力する第３の位相器１３ｃと、受信機２１から復調信号を入力し、第１の位相器１３ａ、第２の位相器１３ｂ及び第３の位相器１３ｃにそれぞれ回転角分だけ移相させる信号を出力する演算処理回路２２とを備える。第１のアンテナＡ１の出力側には第１の方向性結合器１１ａが接続され、第１のアンテナＡ１の出力の一部をスイッチＳ側に分岐し、第２のアンテナＡ２の出力側に第２の方向性結合器１１ｂが接続され、第２のアンテナＡ２の出力の一部をスイッチＳ側に分岐し、第３のアンテナＡ３の出力側に第３の方向性結合器１１ｃが接続され、第３のアンテナＡ３の出力の一部をスイッチＳ側に分岐し、第４のアンテナＡ４の出力側に第４の方向性結合器１１ｄが接続され、第４のアンテナＡ４の出力の一部をスイッチＳ側に分岐している。電力合成器１４には、第１のアンテナＡ１の出力の一部が第１の方向性結合器１１を介し入力され、第２のアンテナＡ２の出力の一部が第２の方向性結合器１１ｂ、第１の位相器１３ａを介し入力され、第３のアンテナＡ３の出力の一部が第３の方向性結合器１１ｃ、第２の位相器１３ｂを介し入力され、第４のアンテナＡ４の出力の一部が第４の方向性結合器１１ｄ、第３の位相器１３ｃを介し入力される。第３の実施の形態に係る４ブランチダイバーシチ受信装置は、受信機１２は１つであり、受信機１２は第１のアンテナＡ１、第２のアンテナＡ２、第３のアンテナＡ３及び第４のアンテナＡ４にスイッチＳを介して時分割で接続されている。

　演算処理回路２２としてはＤＳＰ等のマイクロプロセッサが使用可能で、受信機２１の信号はＡＤ変換されて演算処理回路２２に入力され、演算処理回路２２の出力信号はＤＡ変換されて、第１の位相器１３ａ、第２の位相器１３ｂ及び第３の位相器１３ｃにそれぞれ入力される。第１の実施の形態に係るダイバーシチ受信装置で説明したのと同様に、第１のアンテナＡ１、第２のアンテナＡ２、第３のアンテナＡ３及び第４のアンテナＡ４としては周知の種々のアンテナが使用可能である。又、地上ディジタル放送チューナー１５も周知の回路構成が使用可能であるので、その詳細な説明を省略する。

　図１９に示すように、第１のアンテナＡ１、第２のアンテナＡ２、第３のアンテナＡ３及び第４のアンテナＡ４には、逆離散フーリエ変換された信号の各シンボル区間Ｓ_j-2，Ｓ_j-1，Ｓ_j，Ｓ_j+1，Ｓ_j+2，…にガード区間ＧＩを設けたＯＦＤＭ信号が入力される。各シンボル区間Ｓ_j-2，Ｓ_j-1，Ｓ_j，Ｓ_j+1，Ｓ_j+2，…の区間長からガード区間ＧＩの区間長を引いた期間が有効シンボル区間（観測窓期間）になる。それぞれのガード区間ＧＩは、各シンボル区間Ｓ_j-2，Ｓ_j-1，Ｓ_j，Ｓ_j+1，Ｓ_j+2，…の有効シンボル区間の後半部分のコピー元区間Ｔの波形をダミー信号としてそのまま巡回的にコピーしている。そして、シンボル区間Ｓ_j-2で、第１のアンテナＡ１と第２のアンテナＡ２を切り替え、第１のアンテナＡ１のガード区間ＧＩと第２のアンテナＡ２のコピー元区間Ｔとの複素相関係数ρ₂を計算し、次のシンボル区間Ｓ_j-1において第１のアンテナＡ１と第３のアンテナＡ３を切り替え、第１のアンテナＡ１のガード区間ＧＩと第３のアンテナＡ３のコピー元区間Ｔとの複素相関係数ρ_３を計算し、次のシンボル区間Ｓ_jで、第１のアンテナＡ１と第４のアンテナＡ４を切り替え、第１のアンテナＡ１のガード区間ＧＩと第４のアンテナＡ４のコピー元区間Ｔとの複素相関係数ρ₄を計算し、次のシンボル区間Ｓ_j+1において第１のアンテナＡ１と第２のアンテナＡ２を切り替え、第１のアンテナＡ１のガード区間ＧＩと第２のアンテナＡ２のコピー元区間Ｔとの複素相関係数ρ_３を計算し、次のシンボル区間Ｓ_j+２において第１のアンテナＡ１と第３のアンテナＡ３を切り替え、第１のアンテナＡ１のガード区間ＧＩと第３のアンテナＡ３のコピー元区間Ｔとの複素相関係数ρ_３を計算し、複素相関係数より複素面での回転角を逐次求めて、第２のアンテナＡ２、第３のアンテナＡ３及び第４のアンテナＡ４のそれぞれの受信信号の位相を補正する。補正するタイミングは、データを取得したシンボル区間の次のシンボル区間で位相補正量が計算され，続くシンボル区間の先頭で位相器が制御され，位相補正される。即ち、図１９の各ガード区間ＧＩの先頭に、それぞれ位相補正を行うタイミングΦ_j-4，Φ_j-3，Φ_j-2，Φ_j-1，Φ_j，Φ_j+1，…を上向きの矢印で示したように、４ブランチダイバーシチ受信装置では、第２のアンテナＡ２、第３のアンテナＡ３及び第４のアンテナＡ４のそれぞれの受信信号の位相は、それぞれのデータ取得後、１個のシンボル区間分遅れて、各シンボル区間の先頭で逐次補正される。

　図示を省略しているが、図２に示したのと同様に、図１８の演算処理回路２２は、第１のアンテナＡ１、第２のアンテナＡ２、第３のアンテナＡ３及び第４のアンテナＡ４のいずれかのブランチに切り替える信号を生成し、スイッチＳに送信するアンテナ切り替え手段２２１と、スライディング相関等によりシンボル同期を確立するシンボル同期手段２２２と、受信機２１の復調信号から、第１のアンテナＡ１のガード区間ＧＩと第２のアンテナＡ２のコピー元区間Ｔとの複素相関係数ρ₂、第１のアンテナＡ１のガード区間ＧＩと第３のアンテナＡ３のコピー元区間Ｔとの複素相関係数ρ_３及び第１のアンテナＡ１のガード区間ＧＩと第４のアンテナＡ４のコピー元区間Ｔとの複素相関係数ρ₄を計算する複素相関係数計算手段２２３と、複素相関係数計算手段２２３が計算した複素相関係数より複素面での回転角を求める回転角計算手段２２４と、回転角計算手段２２４が計算した回転角分だけ、第２のアンテナＡ２、第３のアンテナＡ３及び第４のアンテナＡ４の受信信号の位相を逆方向に移相させる信号を生成し、第１の位相器１３ａ、第２の位相器１３ｂ及び第３の位相器１３ｃにそれぞれ送信する移相手段２２５を備える。

　以上のように、第３の実施の形態に係る４ブランチダイバーシチ受信装置によれば、各シンボル区間Ｓ_j-2，Ｓ_j-1，Ｓ_j，Ｓ_j+1，Ｓ_j+2，…ごとに、第２のアンテナＡ２→第３のアンテナＡ３→第４のアンテナＡ４→第２のアンテナＡ２→第３のアンテナＡ３→…の順番で逐次位相補正をすることができるので、アンテナが、第１のアンテナＡ１、第２のアンテナＡ２、第３のアンテナＡ３及び第４のアンテナＡ４の４つであっても、１つの受信機２１を用いて、３つの被測定アンテナに対して、時分割で位相差を計算して位相補正することができる。

　（第４の実施の形態に係るダイバーシチ受信装置の概略）
　重複するため、構成の図示を省略しているが、本発明の第４の実施の形態に係る４ブランチダイバーシチ受信装置は、図１８に示したのと同様に、基準アンテナとなる第１のアンテナＡ１と、第１の被測定アンテナとなる第２のアンテナＡ２と、第２の被測定アンテナとなる第３のアンテナＡ３と、第３の被測定アンテナとなる第３のアンテナＡ４とを備え、電力合成器１４には、第１のアンテナＡ１の出力の一部が第１の方向性結合器１１を介し入力され、第２のアンテナＡ２の出力の一部が第２の方向性結合器１１ｂ、第１の位相器１３ａを介し入力され、第３のアンテナＡ３の出力の一部が第３の方向性結合器１１ｃ、第２の位相器１３ｂを介し入力され、第４のアンテナＡ４の出力の一部が第４の方向性結合器１１ｄ、第３の位相器１３ｃを介し入力され、受信機１２は第１のアンテナＡ１、第２のアンテナＡ２、第３のアンテナＡ３及び第４のアンテナＡ４にスイッチＳを介して接続される。

　上記の第３の実施の形態に係る４ブランチダイバーシチ受信装置では、連続する３つのシンボル区間Ｓ_j-2，Ｓ_j-1，Ｓ_jを用いて、第２のアンテナＡ２→第３のアンテナＡ３→第４のアンテナＡ４→の順番で、３つの被測定アンテナに対して、時分割で位相差を計算して位相補正しているので、第２のアンテナＡ２、第３のアンテナＡ３及び第４のアンテナＡ４の位相補正は、データ取得後、最大３シンボル区間分の遅延が発生していた。これに対し、第４の実施の形態に係る４ブランチダイバーシチ受信装置では１シンボル区間Ｓ_j内で３つの被測定アンテナ、即ち、第２のアンテナＡ２、第３のアンテナＡ３及び第４のアンテナＡ４の位相補正を行う。

　具体的には、図２０に示すように、第４の実施の形態に係る４ブランチダイバーシチ受信装置においては、ガード区間ＧＩは第１のアンテナ（基準アンテナ）Ａ１で受信し、コピー元区間Ｔの前のｔ₁₂において第１のアンテナＡ１→第２のアンテナＡ２にスイッチし、コピー元区間Ｔの途中のｔ₂₃において第２のアンテナＡ２→第３のアンテナＡ３にスイッチし、コピー元区間Ｔの途中のｔ₃₄において第３のアンテナＡ３→第４のアンテナＡ４にスイッチし、コピー元区間Ｔの途中のｔ₄₁において第４のアンテナＡ４→第１のアンテナＡ１にスイッチし、コピー元区間Ｔの間に、第２のアンテナＡ２、第３のアンテナＡ３、第４のアンテナＡ４の信号を時分割で受信する。そして、コピー元区間Ｔの第２のアンテナＡ２、第３のアンテナＡ３、第４のアンテナＡ４のそれぞれの受信区間について、対応するガード区間ＧＩの部分と相関ρ₂，ρ_３，ρ₄をとることにより位相補正を行う。即ち、図２０に示すように、ガード区間ＧＩを３分割した最初の分割ガード区間で第２のアンテナＡ２のコピー元区間Ｔとの複素相関係数ρ₂を計算し、ガード区間ＧＩを３分割した２番目の分割ガード区間と第３のアンテナＡ３のコピー元区間Ｔとの複素相関係数ρ_３を計算し、更に、ガード区間ＧＩを３分割した３番目の分割ガード区間と第４のアンテナＡ４のコピー元区間Ｔとの複素相関係数ρ₄を計算する。第２のアンテナＡ２、第３のアンテナＡ３及び第４のアンテナＡ４のそれぞれについて相関ρ₂，ρ_３，ρ₄をとる区間が、第３の実施の形態に比べて約１／３になってしまうが、十分に位相補正できる区間長である。第４の実施の形態に係る４ブランチダイバーシチ受信装置によれば、１シンボル区間Ｓ_jで３つの被測定アンテナの位相補正ができるため、より高速フェージング環境に追従できる。

　第４の実施の形態に係る４ブランチダイバーシチ受信装置においては、電力合成器１４は、基準アンテナＡ１の信号と、３つの位相器１３ａ，１３ｂ，１３ｃによって移相された複数の被測定アンテナＡ２，Ａ３，Ａ４の信号を合成している。基準アンテナＡ１の信号と被測定アンテナＡ２，Ａ３，Ａ４の信号とが正常に相関演算されている場合は、単純に電力合成器１４で合成すれば良いが、相関演算ρ₂，ρ_３，ρ₄が正常になされていない場合は、電力合成器１４で合成してしまうとかえって信号が劣化してしまう。したがって、第４の実施の形態に係る４ブランチダイバーシチ受信装置においては、相関係数ρ₂，ρ_３，ρ₄が閾値（例えば０．３）以下の被測定アンテナの信号は合成しないようにする。すべての被測定アンテナＡ２，Ａ３，Ａ４の相関係数が閾値以下の場合は、電力合成器１４での信号の合成は行わずに、４つのアンテナＡ１，Ａ２，Ａ３，Ａ４のうち最も信号強度の強いものを選択する。

　（その他の実施の形態）
　上記のように、本発明は、便宜上、第１の実施の形態で２ブランチダイバーシチ受信装置、第２の実施の形態で３ブランチダイバーシチ受信装置、第３及び第４の実施の形態では３ブランチダイバーシチ受信装置について、それぞれ例示的に説明したが、本明細書の開示の一部をなす論述及び図面は本発明を限定するものであると理解すべきではない。この開示から当業者には様々な代替実施の形態、実施例及び運用技術が明らかとなろう。

　例えば、本発明は４ブランチ以上の複数Ｎのブランチを有する多ブランチダイバーシチ受信装置に適用可能であることは勿論である。即ち、図示を省略しているが、より一般には、１本の基準アンテナとなる基準アンテナと、複数（Ｎ－１）本の被測定アンテナとで複数Ｎのブランチを構成として説明することができる（Ｎは２以上の正の整数。）。このＮブランチダイバーシチ受信装置の場合も、図１と同様に、基準アンテナ及び（Ｎ－１）本の被測定アンテナのそれぞれが受信したＯＦＤＭ信号を電力合成する電力合成器と、電力合成器の出力側に接続された地上ディジタル放送チューナーと、ＯＦＤＭ信号の有効シンボル区間の途中において、各シンボル区間毎に基準アンテナの分岐出力と（Ｎ－１）本の被測定アンテナのブランチ（以下において「被測定ブランチ」という。）のいずれかの分岐出力とを切り替えるスイッチと、スイッチの出力側に接続され、ＯＦＤＭ信号を復調する受信機と、（Ｎ－１）本の被測定ブランチのそれぞれに挿入され、（Ｎ－１）本の被測定アンテナがそれぞれ受信したＯＦＤＭ信号をそれぞれ移相させた後、電力合成器にそれぞれ出力する（Ｎ－１）個の位相器と、演算処理回路とを備える構成となる。

　そして、Ｎブランチダイバーシチ受信装置の演算処理回路は、受信機から復調信号を入力し、シンボル区間毎に基準アンテナのガード区間と被測定ブランチのそれぞれのコピー元区間のいずれかとの複素相関係数を計算し、複素相関係数より複素面での回転角を求め、対応する被測定アンテナのブランチの位相器に回転角分だけ移相させる信号を出力する処理を、（Ｎ－１）本の被測定ブランチのすべてに実施する。このように、ブランチ数Ｎが２より大きい場合、順次、基準アンテナと複数（Ｎ－１）本の被測定アンテナの相関をそれぞれ求め、それぞれのブランチに位相設定を行うようにすれば良い。このため、Ｎブランチダイバーシチ受信装置の場合、Ｎブランチすべての位相補正には、補正量計算のための1シンボル区間を考慮すると最大Ｎシンボル区間分の遅延が発生する。以上のように、本発明の他の実施の形態に係るＮブランチダイバーシチ受信装置によれば、アンテナが、Ｎ本であっても、１つの受信機２１を用いて、（Ｎ－１）本の被測定アンテナに対して、時分割で位相差を計算して位相補正することができる。

　又、第４の実施の形態に係る４ブランチダイバーシチ受信装置において、相関係数ρ₂，ρ_３，ρ₄が閾値（例えば０．３）以下の被測定アンテナの信号は合成しないようにし、４つのアンテナＡ１，Ａ２，Ａ３，Ａ４のうち最も信号強度の強いものを選択することを説明したが、それぞれの相関係数が閾値以下の被測定アンテナの信号を合成しないようにすることは、第１の実施の形態で説明した２ブランチダイバーシチ受信装置、第２の実施の形態で説明した３ブランチダイバーシチ受信装置、及び第３の実施の形態で説明した３ブランチダイバーシチ受信装置においても、同様に有効である。

　このように、本発明はここでは記載していない様々な実施の形態等を含むことは勿論である。したがって、本発明の技術的範囲は上記の説明から妥当な特許請求の範囲に係る発明特定事項によってのみ定められるものである。

Claims

　基準アンテナとなる第１のアンテナと、
　被測定アンテナとなる第２のアンテナと、
　前記第１及び第２のアンテナのそれぞれが受信したＯＦＤＭ信号を電力合成する電力合成器と、
　前記電力合成器の出力側に接続された地上ディジタル放送チューナーと、
　前記ＯＦＤＭ信号の有効シンボル区間の途中において、各シンボル区間毎に前記第１のアンテナの分岐出力と前記第２のアンテナの分岐出力とを切り替えるスイッチと、
　前記スイッチの出力側に接続され、前記ＯＦＤＭ信号を復調する受信機と、
　前記第２のアンテナの出力側に接続され、前記第２のアンテナが受信した前記ＯＦＤＭ信号を移相させた後、前記電力合成器に出力する位相器と、　
　前記復調信号を入力し、前記シンボル区間毎に前記第１のアンテナのガード区間と前記第２のアンテナのコピー元区間との複素相関係数を計算し、前記複素相関係数より複素面での回転角を求め、前記位相器に前記回転角分だけ移相させる信号を出力する演算処理回路
　とを備えることを特徴とするダイバーシチ受信装置。
　前記第１のアンテナから前記電力合成器に至る伝送経路の一部に挿入され、前記第１のアンテナが受信したＯＦＤＭ信号の一部を前記スイッチに分岐する第１の方向性結合器と、
　前記第２のアンテナから前記位相器に至る伝送経路の一部に挿入され、前記第２アンテナが受信したＯＦＤＭ信号の一部を前記スイッチに分岐する第２の方向性結合器
　とを更に備えることを特徴とする請求項１に記載のダイバーシチ受信装置。
　基準アンテナと、
　複数の被測定アンテナと、
　前記基準アンテナ及び前記複数の被測定アンテナのそれぞれが受信したＯＦＤＭ信号を電力合成する電力合成器と、
　前記電力合成器の出力側に接続された地上ディジタル放送チューナーと、
　前記ＯＦＤＭ信号の有効シンボル区間の途中において、各シンボル区間毎に前記基準アンテナの分岐出力と前記複数の被測定アンテナのいずれかの分岐出力とを切り替えるスイッチと、
　前記スイッチの出力側に接続され、前記ＯＦＤＭ信号を復調する受信機と、
　前記複数の被測定アンテナの出力側のそれぞれに接続され、前記複数の被測定アンテナがそれぞれ受信した前記ＯＦＤＭ信号をそれぞれ移相させた後、前記電力合成器にそれぞれ出力する複数の位相器と、　
　前記復調信号を入力し、前記シンボル区間毎に前記基準アンテナのガード区間と前記複数の被測定アンテナのコピー元区間のいずれかとの複素相関係数を計算し、前記複素相関係数より複素面での回転角を求め、対応する前記複数の被測定アンテナのいずれかの前記位相器に前記回転角分だけ移相させる信号を出力する処理を、前記複数の被測定アンテナのすべてに実施する演算処理回路
　とを備えることを特徴とするダイバーシチ受信装置。
　前記基準アンテナから前記電力合成器に至る伝送経路の一部に挿入され、前記基準アンテナが受信したＯＦＤＭ信号の一部を前記スイッチに分岐する第１の方向性結合器と、
　前記複数の被測定アンテナから前記位相器に至る複数の伝送経路の一部にそれぞれ挿入され、前記複数の第２アンテナのそれぞれが受信したＯＦＤＭ信号の一部をそれぞれ前記スイッチに分岐する複数の第２の方向性結合器
　とを更に備えることを特徴とする請求項３に記載のダイバーシチ受信装置。
　Ｎを３以上の正の整数として、前記複数の被測定アンテナの本数を（Ｎ－１）本とし、前記演算処理回路が、連続する（Ｎ－１）個の前記シンボル区間を用いて、各シンボル区間毎に前記基準アンテナのガード区間と前記複数の被測定アンテナのコピー元区間のいずれかとの複素相関係数を計算する処理を順次行い、前記複素相関係数より複素面での回転角を逐次求めることを特徴とする請求項３又は４に記載のダイバーシチ受信装置。
　Ｎを３以上の正の整数として、前記複数の被測定アンテナの本数を（Ｎ－１）本とし、前記演算処理回路が、前記シンボル区間の前記ガード区間及び前記コピー元区間をそれぞれ（Ｎ－１）分割し、分割された各ガード区間において、前記基準アンテナと前記複数の被測定アンテナのいずれかとの複素相関係数を計算する処理を順次行い、前記複素相関係数より複素面での回転角を逐次求めることを特徴とする請求項３又は４に記載のダイバーシチ受信装置。
　前記演算処理回路が、前記相関係数が閾値以下となる被測定アンテナの信号は合成しないことを特徴とする請求項３～６のいずれか１項に記載のダイバーシチ受信装置。