JP2006304205A - アンテナ位相較正装置及びそれを用いた追尾アンテナ装置 - Google Patents

Abstract

【課題】 アンテナ素子やケーブルの個体差による各系統のアンテナ素子間の位相較正を行うことができるアンテナ位相較正装置及びそれを用いた追尾アンテナ装置を提供することを目的とする。
【解決手段】 互いに隣接し基準となるアンテナ素子間の見かけ上の位相差を零とする初期較正を行う初期較正手段２４，３３と、初期較正を行った前記基準となるアンテナ素子それぞれとこれに隣接する他のアンテナ素子との間の見かけ上の位相差を検出し、検出した見かけ上の位相差から基準となるアンテナ素子間の真の位相差である基準位相差を算出する位相差検出手段２５，５２と、全ての隣接するアンテナ素子間の見かけ上の位相差が前記基準位相差の符号を逆にした値となるよう各系統のアンテナ素子の位相調整を行う位相調整手段１６を有する。
【選択図】 図１

Description

本発明は、アンテナ位相較正装置及びそれを用いた追尾アンテナ装置に関し、特に、アレーアンテナのアンテナ素子間位相差を較正するアンテナ位相較正装置及びそれを用いた追尾アンテナ装置に関する。

従来から、受信特性の改善を目的として、電波の到来方向にアンテナビームを電子的に走査して追尾するフェーズドアレーアンテナシステムが提案されている。受信側でフェーズドアレーアンテナシステムを構築する場合、到来してくる電波の方向を推定する技術や、推定した方向に正確にアンテナビームを向ける技術には、複数系統のアンテナ素子間の位相較正を行うことが受信特性の改善効果を上げるのに重要である。

正確に電波の到来方向を推定し、アンテナビームを向けるためには、複数系統のアンテナ素子間の電気長が等しいことが理想である。しかし、実際には電力増幅器などの高周波回路部品の個々の特性や、周囲の温度、経時変化などによっても特性が変化するために、電波到来方向の推定精度の悪化や、アンテナビーム方向が理想値とずれる原因となる。

こうしたアンテナ素子聞の位相ずれの較正方法として、アンテナ装置内に較正用の無変調基準信号源を備え、この較正用の基準信号をアレーアンテナの各アンテナ素子の近傍に設けた給電線から、特性が既知の方向性結合器を経由して各アンテナ素子に入カし、複数系統のアンテナ素子間の位相差を検出して較正する方法がある（非特許文献１参照）。

一方、アンテナ素子の位相のばらつきも含めた較正方法として、遠方界から到来し方向が既知の信号を受信して、各系統の移相器を順次回転させ、アレーアンテナの全合成出力電力を測定して較正する方法がある（非特許文献２参照）。
"Ｄｉｇｉｔａｌ Ｂｅａｍｆｏｒｍｉｎｇ ｆｏｒ Ｒａｄｅｒ Ｓｙｓｔｅｍ"，ＭＩＣＲＯＷＡＶＥＪＯＵＲＮＡＬ，ＪＡＮ，１９８９，ｐｐ．１２１−１３６ 真野 片木「フェーズドアレーアンテナの素子振幅位相測定法」電子情報通信学会論文誌（Ｂ）Ｖｏｌ．Ｊ−６５Ｂ，Ｎｏ．５，ｐｐ５５５−５６０

非特許文献１の技術では、アンテナ装置内で各受信系統のアンテナ素子間の位相較正を行う場合に、較正用の特別な基準信号や装置が必要であり、装置が複雑となるという問題がある。また、較正時には通常の信号伝送を中断する必要がある。また、アンテナ近傍の給電線から基準信号が入力されるため、アンテナ素子そのものや、アンテナ素子と送信機または受信機の間に接続されるケーブルの影響などは含まれないため、それらの個体差による位相ずれの較正を行うことはできないという問題があった。

非特許文献２の技術では、遠方界からの信号を用いて較正を行う場合、較正用の基準信号を送信でき、かつ、見通し内で方向が既知の基準局を設置する必要があった。また、実際の運用中などで、ＳＮＲが小さく、マルチパス波が多数存在する複雑な伝搬環境において、劣化した受信信号をそのまま用いて合成出力電力により較正を行うことは困難であるという問題があった。

本発明は、上記の点に鑑みなされたもので、アンテナ素子やケーブルの個体差による各系統のアンテナ素子間の位相較正を行うことができるアンテナ位相較正装置及びそれを用いた追尾アンテナ装置を提供することを目的とする。

請求項１に記載の発明は、複数系統のアンテナ素子で構成されるアレーアンテナのアンテナ素子間位相差を較正するアンテナ位相較正装置において、
互いに隣接し基準となるアンテナ素子間の見かけ上の位相差を零とする初期較正を行う初期較正手段と、
前記初期較正を行った前記基準となるアンテナ素子それぞれとこれに隣接する他のアンテナ素子との間の見かけ上の位相差を検出し、前記見かけ上の位相差から前記基準となるアンテナ素子間の真の位相差である基準位相差を算出する位相差検出手段と、
全ての隣接するアンテナ素子間の見かけ上の位相差が前記基準位相差の符号を逆にした値となるよう各系統のアンテナ素子の位相調整を行う位相調整手段を有することにより、アンテナ素子やケーブルの個体差による各系統のアンテナ素子間の位相較正を行うことができる。

請求項２に記載の発明は、請求項１記載のアンテナ位相較正装置において、
前記複数系統のアンテナ素子を切り替えて前記初期較正手段及び位相差検出手段に供給する切り替え手段を有する。

請求項３に記載の発明は、請求項１または２記載のアンテナ位相較正装置と、
前記位相差検出手段で検出した位相差から電波の到来方向を推定する到来方向推定手段と、
推定された前記電波の到来方向に前記アレーアンテナの主ビームを向けるビーム制御手段と、
前記推定された前記電波の到来方向に主ビームを向けたアレーアンテナの複数系統のアンテナ素子それぞれの受信信号を合成する合成手段を有することにより、アンテナ位相較正装置と追尾アンテナ装置で回路を共用することができ、アンテナ位相較正装置として特別な回路を必要としない。

請求項４に記載の発明は、請求項３記載の追尾アンテナ装置において、
前記到来方向推定手段は、直交周波数分割多重方式で変調されたパイロットキャリア信号を含む信号から電波の到来方向を推定することにより、ＳＮＲが小さい信号や、マルチパス環境下で劣化した信号であっても、正確にアンテナ素子間位相差を測定して較正することが可能となり、位相較正処理を到来方向推定の較正制御処理と同時に実施することができ、較正用の特別な基準信号などは必要なく、伝送しながら位相較正を行うことができる。

本発明によればアンテナ素子やケーブルの個体差による各系統のアンテナ素子間の位相較正を行うことができる。

以下、図面を参照して本発明の実施の形態について詳細に説明する。

図１は、本発明のアンテナ位相較正装置を用いた追尾アンテナ装置の一実施形態のブロック図を示す。同図中、リニアアレーアンテナを構成する４系統のアンテナ素子１０_１〜１０_４それぞれの間隔はｄとされている。

アンテナ素子１０_１〜１０_４それぞれの受信信号は低雑音電力増幅器１１_１〜１１_４で増幅されたのちカプラ１２_１〜１２_４で分岐されて切り替えスイッチ１３の端子ａ_１〜ａ_４に供給される一方、ビーム制御部１４に供給される。

ビーム制御部１４は、追尾制御部１５の到来方向推定結果に基づいて内蔵の可変移相器を制御し、アンテナビームを走査させる。ビーム制御部１４の出力信号は位相調整部１６に供給される。

位相調整部１６は、追尾制御部１５の制御により移相器Ｐ１〜Ｐ４を調整して各系統間の位相調整を行う。位相調整部１６の出力する各系統の信号はカプラ１７_１〜１７_４で分岐されて切り替えスイッチ１３の端子ｃ_１〜ｃ_４に供給される一方、合成回路部１８に供給される。合成回路部１８は、全受信系統の信号を合成して出力する。

切り替えスイッチ１３は、端子ａ_１〜ａ_４または端子ｃ_１〜ｃ_４のいずれかを選択して端子ｅ_１，ｅ_２に接続する。端子ｅ_１，ｅ_２は追尾制御部１５に接続されている。

ここで、位相較正時は、ビーム制御部１４の可変移相器の移相量は固定され、追尾開始後は、位相調整部１６の移相器Ｐ１〜Ｐ４の移相量は固定される。

図２は、追尾制御部１５の一実施形態のブロック図を示す。同図中、周波数変換部２１，２２は切り替えスイッチ１３から入力された２系統の信号をデジタル信号処理可能な周波数に変換する。

到来方向推定装置２３内の初期較正部２４は、機器の特性や伝搬環境による信号劣化を補正すると共に、周波数変換部２１，２２の出力する２系統の信号の位相差を見かけ上零にセットする２系統の較正係数（Ｈｘ）を生成して内部メモリに保持し、この較正係数を位相差検出部２５に供給する。

位相差検出部２５は、周波数変換部２１，２２の出力する２系統の信号を初期較正部２４からの２系統の較正係数で較正したのち、２系統の信号の位相差を検出して到来方向推定部２６に供給すると共に、位相調整部１６に制御信号を供給する。

到来方向推定部２６は、２系統の信号の位相差から到来方向を推定する。そして、ビーム制御部１４に制御信号を供給する。

カプラ１２_１〜１２_４，１７_１〜１７_４は個々の特性が揃えられており、カプラ１２_１〜１２_４から切り替えスイッチ１３までの路長は全て等しく、カプラ１７_１〜１７_４から切り替えスイッチ１３までの路長は全て等しく、分岐後に各系統間で位相差は生じないものとする。

なお、製作過程で位相差が生じる場合であっても、ネットワークアナライザなどで測定して、それらの値が既知であれば、演算処理時に補正して相殺することは可能である。

ここで、図３に示すように、電波の到来方向に起因するアンテナ素子間位相差をφとし、ケーブルや低雑音電力増幅器１１_１〜１１_４などの個々の特性の違いなどで生じる各系統間の位相差をφ_１２，φ_２３，φ_３４とすると、追尾制御部１５に入力される各系統間の位相差φａ_１２，φａ_２３，φａ_３４は、それぞれφａ_１２＝φ＋φ_１２、φａ_２３＝φ＋φ_２３、φａ_３４＝φ＋φ_３４となる。

各アンテナ素子間隔ｄは全て等しいため、電波の到来方向θに起因するアンテナ素子間位相差φは等しく、次式で表される。

φ＝２πｄｓｉｎθ／λ
なお、ｄはアン子ナ素子間隔、θは電波の到来方向、λは電波の波長を表す。

図４は、到来方向推定の初期較正からフェーズドアレーアンテナの位相較正及び追尾開始までのフローチャートを示す。

まず、基準となるアンテナ素子１０_１，１０_２間の真の位相差φａ_１２を測定するための手順について説明する。最初におおよそアンテナのボアサイト方向（θ≒０）から電波を受信する。このとき、正確にボアサイト方向（θ＝０〉である必要はない。

ステップＳ１において、切り替えスイッチ１３の端子ｅ_１，ａ_１間、端子ｅ_２，ａ_２間を接続し、到来方向推定における基準方向（推定値０度とする方向）とするため、到来方向推定装置２３の初期較正部２４で２系統の較正係数を生成して内部メモリに保持し、以降、この２系統の較正係数を位相差検出部２５に供給することで初期較正を行う。

ここでは、後述のように、２系統の受信信号それぞれから抽出したパイロット信号のＩＱ座標値を既知パイロット信号のＩＱ座標値で複素除算して２系統の較正係数を得る。これ以降、２系統の受信信号は上記２系統の較正係数でそれぞれ複素除算されることで較正される。

このとき、端子ａ_１，ａ_２間の真の位相差φａ_１２は上記のようにφａ_１２＝φ＋φ_１２であるが、周波数変換部２１，２２の出力する２系統の信号は２系統の較正係数で除算されることにより、位相差検出部２５が出力する見かけ上の位相差はφ’ａ_１２＝０となる。

次に、ステップＳ２で、切り替えスイッチ１３の端子ｅ_１，ａ_２間、端子ｅ_２，ａ_３間を接続し、端子ａ_２，ａ_３間の見かけ上の位相差を位相差検出部２５で測定して内部メモリに保持する。なお、周波数変換部２１，２２の出力する２系統の信号はステップＳ１で得られた２系統の較正係数で除算される。

真の位相差φａ_２３はφａ_２３＝φ＋φ_２３であるから、見かけ上の位相差φ’ａ_２３は初期較正時のオフセット量を差し引いて、次式のようになる。

φ’ａ_２３＝φ＋φ_２３−（φ＋φ_１２）
＝φ_２３−φ_１２
さらに、切り替えスイッチ１３の端子ｅ_１，ａ_１間、端子ｅ_２，ａ_３間を接続し、端子ａ_１，ａ_３間の見かけ上の位相差を位相差検出部２５で測定して内部メモリに保持する。なお、周波数変換部２１，２２の出力する２系統の信号はステップＳ１で得られた２系統の較正係数で除算される。

端子ａ_１，ａ_３間の位相差は素子結合の影響が小さく、端子ａ_１，ａ_２間の位相差と端子ａ_２，ａ_３間の位相差の単純和となる場合、真の位相差φａ_１３は、
φａ_１３＝φａ_１２＋φａ_２３
＝２φ＋φ_１２＋φ_２３
であるから、端子ａ_１，ａ_３間の見かけ上の位相差φ’ａ_１３は次式のようになる。

φ’ａ_１３＝２φ＋φ_１２＋φ_２３−（φ＋φ_１２）
＝φ＋φ_２３
＝φａ_２３
つまり、見かけ上の位相差φ’ａ_１３は端子ａ_２，ａ_３間の真の位相差を示している。

次に、ステップＳ３で端子ａ_１，ａ_２間の真の位相差φａ_１２を算出する。端子ａ_１，ａ_３間の見かけ上の位相差φ’ａ_１３から端子ａ_２，ａ_３間の見かけ上の位相差φ’ａ_２３との差をとると、次式のようになり、端子ａ_１，ａ_２間の真の位相差φａ_１２が得られる。

φａ_２３−φ’ａ_２３＝φ＋φ_２３−（φ_２３−φ_１２）
＝φ＋φ_１２
＝φａ_１２
従って、系統間の位相差を０とするためには、位相差検出部２５で測定した見かけ上の位相差が−φａ_１２となるように以下に示す位相調整をすればよい。この真の位相差φａ_１２は位相差検出部２５の内部メモリに保持しておく。

なお、基準をアンテナ素子１０_１，１０_２間としたが、他のアンテナ素子（例えば１０_２，１０_３）間を基準としてもよい。その場合、上記に示した見かけ上の位相差の測定は、基準とした２つのアンテナ素子（例えば１０_２，１０_３）と隣接する残りの１つのアンテナ素子（例えば１０_４）間で行うことになる。また、素子数がｎ（ｎは５以上の整数）のアレーアンテナにおいても、上記の手順は同じである。

次に、ビーム制御部１４の各可変移相器をすべて同じ移相値０とし、アンテナビームの基準方向（ビーム制御０度とする方向）を設定する。以下に示す位相調整では、このビーム制御０度とする方向が到来方向推定における基準方向に一致するよう調整される。この設定は、ステップＳ４で位相調整部１６の調整を実施する以前であれば、どの段階で実施しても構わない。

受信している信号を同位相で合成するために、ステップＳ４で以下の手順により位相調整を行う。まず、切り替えスイッチ１３の端子ｅ_１，ｃ_１間、端子ｅ_２，ｃ_２間を接続し、位相差検出部２５で周波数変換部２１，２２の出力する２系統の信号を２系統の較正係数で除算したのち端子ｃ_１，ｃ_２間の位相差を検出し、端子ｃ_１，ｃ_２間の見かけ上の位相差φ’ｃ_１２がステップＳ３で求めた−φａ_１２となるように位相調整部１６の位相調整器Ｐ２を調整する。これにより、端子ｃ_１，ｃ_２間の真の位相差は０、つまり端子ｃ_１，ｃ_２における信号は同相になる，
次に、切り替えスイッチ１３の端子ｅ_１，ｃ_２間、端子ｅ_２，ｃ_３間を接続し、位相差検出部２５で周波数変換部２１，２２の出力する２系統の信号を２系統の較正係数で除算したのち端子ｃ_２，ｃ_３間の位相差を検出し、端子ｃ_２，ｃ_３間の見かけ上の位相差φ’ｃ_２３が−φａ_１２となるように位相調整部１６の位相調整器Ｐ３を調整する。

更に、切り替えスイッチ１３の端子ｅ_１，ｃ_３間、端子ｅ_２，ｃ_４間を接続し、位相差検出部２５で周波数変換部２１，２２の出力する２系統の信号を２系統の較正係数で除算したのち端子ｃ_３，ｃ_４間の位相差を検出し、端子ｃ_３，ｃ_４間の見かけ上の位相差φ’ｃ_３４が−φａ_１２となるように位相調整部１６の位相調整器Ｐ４を調整する。

以上により、各系統のアンテナ素子間の位相差は合成回路１８の直前で全て０となり、同位相で合成される。上記手順は、素子数がｎのアレーアンテナにおいても、同様にして各系統を全て同相化することができる。

なお、測定した真の位相差φａ_１２をそのまま保持し、この値となるように位相調整を行うと説明したが、例えば、位相差検出部２５から出力される見かけ上の位相差に、オフセット量φａ_１２を加算すれば、各系統での位相調整を真の位相差で調整することもできる。

以上の手順により、上記処理を行っている際に到来してくる電波の方向を、到来方向推定における基準方向（推定値０度とする方向）として設定するとともに、系統間の位相ずれを較正して同相合成することで、フェーズドアレーアンテナの主ビームの基準方向（ビーム制御０度とする方向）と一致させ、図５に示すように、推定方向に正確に主ビームを向けることができる。

この後、ステップＳ５で、切り替えスイッチ１３の端子ｅ_１，ａ_１間、端子ｅ_２，ａ_２間を接続し、位相差検出部２５で周波数変換部２１，２２の出力する２系統の信号を２系統の較正係数で除算したのち端子ａ_１，ａ_２間の位相差を検出して、到来方向推定部２６に供給する。

到来方向推定部２６は端子ａ_１，ａ_２間の見かけ上の位相差φ’ａ_１２から電波の到来方向を推定し、ステップＳ６で推定した到来方向にフェーズドアレーアンテナの主ビームの基準方向を一致させるようビーム制御部１４に制御信号を供給する。図６は、電波の到来方向が図５に示す状態から−θだけ変化した場合の追尾の様子を示している。

このようにして、各系統のアンテナ素子の位相較正を実施することができ、また、アンテナ素子間位相差を正確に求める到来方向推定装置２３の初期較正部２４と位相差検出部２５を利用することで、位相較正用の特別な回路を必要としない。

到来方向推定装置２３の一実施形態について、図７に示すブロック図を用いて説明する。到来方向推定方法としては、ＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ：直交周波数分割多重）信号に含まれるパイロット信号を使用する。

この到来方向推定方法で必要となる受信系統は２系統のみであり、２つのアンテナ素子間の位相差を１シンボルに含まれるパイロット信号の位相回転量から求め、到来方向に換算することが特徴である。

例えば、「テレビジョン放送番組素材伝送用可搬形ＯＦＤＭ方式デジタル無線伝送システム」ＡＲＩＢ ＳＴＤ−Ｂ３３に記載された形式のＯＦＤＭ信号では、ＣＰ（Ｃｏｎｔｉｎｕａｌ Ｐｉｌｏｔ）等のパイロット信号が、帯域全体に渡って挿入されているため、上記パイロット信号を使用することで、マルチパスが存在する伝搬環境においても、希望波１波のみの到来方向を高精度に推定することができる。

例えば切り替えスイッチ１３の端子ｅ_１，ａ_１間、端子ｅ_２，ａ_２間を接続した場合に、周波数変換部２１，２２の出力する２系統の信号をシンボル単位でアナログ／デジタル変換したのち直交復調し、シンボル単位の復調信号をＦＦＴ（Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）演算によってフーリエ変換することにより、時間領域の信号から周波数領域の信号に変換された信号が、図７の端子３０_１，３０_２からパイロット抽出部３１_１，３１_２に供給される。

ここで、周波数領域のＯＦＤＭ信号は、互いに直交する全Ｋ（Ｋは例えば８５７）本のキャリア（搬送波）の中に、一定数Ｑ（Ｑは例えば８）本の搬送波毎にパイロットキャリア（ＣＰ：Ｃｏｎｔｉｎｕａｌ Ｐｉｌｏｔ）がＰ（Ｐは例えば１０８）本挿入されている。このＰ本のパイロットキャリアはキャリア番号ｉに相当するＷｉの値（１または０）に従って、ＢＰＳＫ変調されている。なお、上記Ｗｉの値はＰＮ（Ｐｓｅｕｄｏｒａｎｄｏｍ Ｎｏｉｓｅ）系列で規定されている。

パイロット抽出部３１_１，３１_２は、上記Ｐ本のパイロット信号を抽出して補正部３２_１，３２_２及び初期較正部３３に供給する。補正部３２_１，３２_２それぞれは、抽出されたパイロット信号を初期較正部３３から供給される較正係数で複素除算することにより較正する。

図８は、初期較正部３３それぞれのブロック図を示す。初期較正時には、到来方向の基準となる位置に送受のアンテナを対面して設置し、通常の伝送時と同じＣＰ信号を含むＯＦＤＭ信号を伝送する。このＯＦＤＭ信号を受信して、パイロット抽出部３１_１，３１_２それぞれで抽出したパイロット信号のＩＱ座標値（複素数Ｐｒ）を初期較正部３３内の複素除算部４０に供給する。

既知パイロット発生部４１は抽出したパイロット信号の基準となる既知パイロット信号のＩＱ座標値（複素数Ｐｔ）を発生している。複素除算部４０はパイロット抽出部３１_１，３１_２それぞれで抽出したパイロット信号のＩＱ座標値（複素数Ｐｒ）を既知パイロット信号のＩＱ座標値で複素除算し、２系統の較正係数（複素数Ｈｘ＝Ｐｒ／Ｐｔ）として較正係数保持部４２に保持する。

伝送時には、パイロット抽出部３１_１，３１_２それぞれで抽出した複数のキャリアのパイロット信号のＩＱ座標値（複素数Ｐｒ）を補正部３２_１，３２_２において、初期較正部３３内の較正係数保持部４２から供給される２系統の較正係数（Ｈｘ）で複素除算することで較正する。

これにより、周波数変換部２１，２２，Ａ／Ｄ変換部，直交復調部，ＦＦＴ演算部，パイロット抽出部３１_１，３１_２それぞれのパイロット信号に対する振幅・位相特性が較正される。

ところで、初期較正部３３では、較正を行った時点の到来方向に起因するアンテナ素子間の信号位相差や個々の受信系統の特性の違いによる位相差を全て含めて、見かけ上０となるような較正係数が取得される。

つまり、初期較正部３３においては、マルチパス波や雑音などの影響を抑圧できる一方で、両系統間の位相差まで０とみなす較正係数が得られる。例えば、両系統間の真の位相差がｐである場合に較正係数を取得すると、初期較正後の見かけ上の位相差は０（真の位相差−ｐ）となる。さらに、到来角が変化して真の位相差がｐ＋ｑとなった場合には、見かけ上の位相差はｑ（＝真の位相差−ｐ＝ｐ＋ｑ−ｐ）となる。

補正部３２_１，３２_２で補正された各パイロット信号をＩＦＦＴ（Ｉｎｖｅｒｓｅ ＦＦＴ）演算部４５_１，４５_２に供給して、シンボル単位で逆フーリエ変換することにより、周波数領域の信号から時間領域の信号に変換する。

一方、既知パイロット発生部４８で発生した既知パイロット信号をＩＦＦＴ演算部４９によりシンボル単位で逆フーリエ変換することにより、周波数領域から時間領域へ変換し、相互相関部４６_１，４６_２でシンボル区間にわたってＩＦＦＴ演算部４５_１，４５_２の出力する受信パイロット信号の時間領域信号と既知パイロット信号の時間領域信号との相互相関値を求める。

相互相関部４６_１，４６_２の出力する２系統の相互相関値は正規化部５０_１，５０_２で正規化されて方向ベクトル生成部５１に供給され、ここで、２系統の相互相関値を要素とする要素数２の列ベクトルを、受信波の方向を指し示す方向ベクトルとして生成する。

本発明では、「テレビジョン放送番組素材伝送用可搬形ＯＦＤＭ方式デジタル無線伝送システム」ＡＲＩＢ ＳＴＤ−Ｂ３３に記載されているＰＮ系列で規定されているＯＦＤＭの参照パイロット信号を使用する場合、相互相関を求める際に鋭い時間ピーク特性が得られ、高精度の到来方向推定結果を得ることができる。

ここで、数式を用いて上記手順を説明する。受信ＯＦＤＭ信号のパイロット信号の入力複素ベクトルＸは（１）式で表される。

但し、ｓは希望波、ｈ_ｄは希望波の方向ベクトル、ｃ_ｉはｉ番目の相関性干渉波、ｈ_ｃ，ｉはｉ番目の相関性干渉波の方向ベクトル、ｕ_ｊはｊ番目の非相関性干渉波、ｈ_ｕ，ｊはｊ番目の非相関性干渉波の方向ベクトル、ｎは熱雑音である。

ここで、相関性干渉波とはマルチパス、非相関性干渉波とはマルチパス以外の妨害波を意味する。一方、参照パイロット信号をｒとし、ｒ＝ｓとする。入力複素ベクトルＸと参照パイロット信号ｒの共役複素数ｒ^＊（つまりｓ^＊）との相関ベクトルｒ_ｘｒは（２）式で表される。なお、Ｅ［］は［］内の時間平均を表す。

伝搬路に相関性干渉波が存在しない場合または無視できる場合、（２）式は次のように近似できる。

ｒ_ｘｒ≒Ｅ［｜ｓ｜^２］ｈ_ｄ
この相関ベクトルｒ_ｘｒを正規化した値を要素とする要素数２の方向ベクトルを得る。

方向ベクトルは受信波の到来角情報を有しており、位相差検出部５２で上記の方向ベクトルからアンテナ素子１０_１，１０_２間の位相差を求め端子５４から出力する。さらに、到来角推定部５３で受信波の到来方向推定値を求め端子５５から出力する。

なお、アンテナ素子１０_１，１０_２間隔はＯＦＤＭ信号電波の半波長以下で、位相回転差分に対して、到来方向がただ１つ特定できる範囲であるものとする。

上記位相差検出部５２では、到来角推定部５３での到来方向推定のほか、図２の位相差検出部２５と同様に、切り替えスイッチ１３の端子ａ_１，ａ_２間、端子ａ_２，ａ_３間、端子ａ_１，ａ_３間それぞれの見かけ上の位相差を検出して真の位相差φａ_１２を算出し、切り替えスイッチ１３の端子ｃ_１，ｃ_２間、端子ｃ_２，ｃ_３間、端子ｃ_３，ｃ_３間それぞれの見かけ上の位相差が−φａ_１２となるように位相調整部１６の位相調整器Ｐ２，Ｐ３，Ｐ４を調整する制御信号を出力する。

ところで、図１に示すビーム制御部１４は、指向性制御部と、アンテナ素子１０_１〜１０_４それぞれの受信信号に対応して設けられた４系統の可変減衰器及び可変移相器よりなる。なお、可変減衰器は必ずしも設ける必要はなく、少なくとも４系統の可変移相器があればよい。

指向性制御部は、到来方向推定部２６で推定された到来角に基づき、指向性制御部で保持している到来角対重みテーブルを参照し、４系統の受信高周波信号に対して可変減衰器と可変移相器で適切な重みを付け、合成回路部１８で合成する。

この到来角対重みのテーブルは、例えばアンテナの形状、種類に応じて、予め用意されており、希望波の方向にメインビームを向けるような適切な重みを４系統の可変減衰器と可変移相器に与える。

なお、上記実施形態では、リニアアレーアンテナで説明したが、アンテナ素子が２次元配置された平面アレーアンテナなどに適用可能で、２次元の到来方向を拡張して推定することができる。

このように、位相較正装置を、ＯＦＤＭ信号を利用した到来方向推定装置と組み合わせることで、ＳＮＲ（Ｓｉｇｎａｌ ｔｏ Ｎｏｉｓｅ Ｒａｔｉｏ）が小さい信号や、マルチパス環境下で劣化した信号であっても、正確にアンテナ素子間位相差を測定して較正することが可能であり、位相較正処理を到来方向推定の較正制御処理と同時に実施することが可能である。この場合、通常の伝送で使用するデータを含んだＯＦＤＭ信号をそのまま利用するため、較正用の特別な基準信号などは必要なく、伝送しながら位相較正を行うことができる。

なお、真の位相差φａ_１２が請求項記載の基準位相差に相当し、初期較正部２４，３３が請求項記載の初期較正手段に相当し、位相差検出部２５，５２が位相差検出手段に相当し、位相調整部１６が位相調整手段に相当し、切り替えスイッチ１３が切り替え手段に相当し、到来方向推定部２６が到来方向推定手段に相当し、ビーム制御部１４がビーム制御手段に相当し、合成回路部１８が合成手段に相当する。

本発明のアンテナ位相較正装置を用いた追尾アンテナ装置の一実施形態のブロック図である。 追尾制御部の一実施形態のブロック図である。 アンテナ素子間位相差を説明するための図である。 到来方向推定の初期較正からフェーズドアレーアンテナの位相較正及び追尾のフローチャートである。 較正終了時の様子を示す図である。 到来方向変化した場合の追尾の様子を示す図である。 到来方向推定装置の一実施形態のブロック図である。 初期較正部のブロック図である。

符号の説明

１０_１〜１０_４ アンテナ素子
１１_１〜１１_４ 低雑音電力増幅器
１２_１〜１２_４，１７_１〜１７_４ カプラ
１３ 切り替えスイッチ
１４ ビーム制御部
１５ 追尾制御部
１６ 位相調整部
１８ 合成回路部
２１，２２ 周波数変換部
２３ 到来方向推定装置
２４，３３ 初期較正部
２５ 位相差検出部
２６ 到来方向推定部
３１_１，３１_２ パイロット抽出部
３２_１，３２_２ 補正部
４０ 複素除算部
４１，４８ 既知パイロット発生部
４２ 較正係数保持部
４５_１，４５_２ ＩＦＦＴ演算部
４６_１，４６_２ 相互相関部
５０_１，５０_２ 正規化部
５１ 方向ベクトル生成部
５２ 位相差検出部
５３ 到来角推定部

Claims (4)

1. 複数系統のアンテナ素子で構成されるアレーアンテナのアンテナ素子間位相差を較正するアンテナ位相較正装置において、
   互いに隣接し基準となるアンテナ素子間の見かけ上の位相差を零とする初期較正を行う初期較正手段と、
   前記初期較正を行った前記基準となるアンテナ素子それぞれとこれに隣接する他のアンテナ素子との間の見かけ上の位相差を検出し、検出した前記見かけ上の位相差から前記基準となるアンテナ素子間の真の位相差である基準位相差を算出する位相差検出手段と、
   全ての隣接するアンテナ素子間の見かけ上の位相差が前記基準位相差の符号を逆にした値となるよう各系統のアンテナ素子の位相調整を行う位相調整手段を
   有することを特徴とするアンテナ位相較正装置。
2. 請求項１記載のアンテナ位相較正装置において、
   前記複数系統のアンテナ素子を切り替えて前記初期較正手段及び位相差検出手段に供給する切り替え手段を
   有することを特徴とするアンテナ位相較正装置。
3. 請求項１または２記載のアンテナ位相較正装置と、
   前記位相差検出手段で検出した位相差から電波の到来方向を推定する到来方向推定手段と、
   推定された前記電波の到来方向に前記アレーアンテナの主ビームを向けるビーム制御手段と、
   前記推定された前記電波の到来方向に主ビームを向けたアレーアンテナの複数系統のアンテナ素子それぞれの受信信号を合成する合成手段を
   有することを特徴とする追尾アンテナ装置。
4. 請求項３記載の追尾アンテナ装置において、
   前記到来方向推定手段は、直交周波数分割多重方式で変調されたパイロットキャリア信号を含む信号から電波の到来方向を推定することを特徴とする追尾アンテナ装置。

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