JP2008072221A

JP2008072221A - Ｏｆｄｍ信号の受信方法及び受信機

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Publication number: JP2008072221A
Application number: JP2006247041A
Authority: JP
Inventors: Tsuguhide Aoki; 亜秀青木; Keishin Egashira; 慶真江頭; Yasuhiko Tanabe; 康彦田邉
Original assignee: Toshiba Corp
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 2006-09-12
Filing date: 2006-09-12
Publication date: 2008-03-27
Anticipated expiration: 2026-09-12
Also published as: JP4405491B2; US20080063120A1; US7835476B2

Abstract

【課題】ＯＦＤＭ信号の受信に際してフェージングの影響を受けにくいオフセットの推定及び補償を可能とする。
【解決手段】ＯＦＤＭ信号の受信機は、データ信号とサイクリックシフトされるパイロット信号とをそれぞれ含むＯＦＤＭ信号を受信する受信部と、オフセットに関する複数シンボル分の第１推定値を生成するために、受信されるＯＦＤＭ信号中のパイロット信号について位相誤差の推定を行う推定部と、前記オフセットに関する一つの第２推定値を生成するために、前記複数シンボル分の第１推定値を重み付け加算する加算部と、前記第２推定値を用いて前記受信されるＯＦＤＭ信号のオフセットを補償する補償部と、前記データ信号を再生するために歪補償後のＯＦＤＭ信号を復号する復号部を有する。
【選択図】図３

Description

本発明は、直交周波数分割多重（orthogonal frequency division multiplexing：ＯＦＤＭ）信号を受信する方法及び受信機に関する。

ＯＦＤＭを用いる無線通信システムの開発が進められている。ＯＦＤＭ通信システムの送信機では、送信すべき情報信号に直交変調を施して得られる変調シンボルをそれぞれサブキャリアに割り当てる。変調シンボルが割り当てられた各サブキャリアの信号に逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）を施すことによりＯＦＤＭ信号を生成し、このＯＦＤＭ信号を無線パケット化して送信する。一方、ＯＦＤＭ通信システムの受信機では、こうして送信されるＯＦＤＭ信号を受信して復調する。

受信機においては、ＯＦＤＭ信号を受信して復号する際に送信機と受信機間の水晶発振器の周波数ずれに起因するキャリアオフセット及びクロックオフセットを補償する処理が必要である。キャリアオフセットは、受信信号のダウンコンバート時にベースバンド信号に生じる。クロックオフセットは、受信信号のアナログ−ディジタル変換時に発生し、ディジタル信号に変換誤差を生じさせる。

現行の無線ＬＡＮ規格の一つであるIEEE 802.11aによると、無線パケットの先頭のプリアンブルに既知信号が挿入される。受信機では受信信号中の既知信号を用いてキャリアオフセット及びクロックオフセットを推定し、得られた推定値に従ってキャリアオフセット及びクロックオフセットの補償を行う。しかしながら、受信機は雑音に埋もれた信号を使ってキャリアオフセット及びクロックオフセットの推定と補償を行うため、プリアンブル後も残留オフセットが生じてしまう。この問題を解決するため、IEEE 802.11aではデータ部の一部のサブキャリア（パイロットサブキャリアという）を用いてパイロット信号を送信し、受信機では受信パイロット信号を用いて残留オフセットの推定及び補償を行う。

パイロット信号を用いたクロックオフセットの補償方法は、特開２００４−３１２３７２号公報（特許文献１）に記載されている。特許文献１に開示されているように、クロックオフセットによって生じる位相回転の角度は、中心周波数に近いサブキャリアほど小さく、中心周波数から遠いサブキャリアでは大きい。特許文献１の図１５（Ａ）及び（Ｂ）によると、白い点はクロックオフセットがない場合の受信信号点、黒い点はクロックオフセットによる位相回転をそれぞれ表す。一方、キャリアオフセットによって生じる位相回転の角度は、全てのパイロットサブキャリアで同一である。

キャリアオフセットとクロックオフセットは同時に生じるため、パイロットサブキャリアにはキャリアオフセットによる影響とクロックオフセットによる影響が合成された位相回転が生じる。このことを利用して、特許文献１では受信されるパイロット信号を利用してクロックオフセットの推定と補償を行っている。

一方、近年になり送信機及び受信機に複数のアンテナを用いた多入力・多出力（multi input multi output：ＭＩＭＯ）システムがハイスループットの観点から着目されている。さらに、ＭＩＭＯとＯＦＤＭを併用したＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムは、次世代の無線通信システムとして有力とされている。しかしながら複数のアンテナから同一のパイロット信号を送信すると、それらは互いに干渉し合う。この干渉により、例えばある方向にはパイロット信号が強く送信されるが、別の方向にはパイロット信号が送信されなくなるという問題が生じる。これをビームフォーミング効果と呼んでいる。

ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムが標準として採用されると目される次世代の無線ＬＡＮ方式であるIEEE802.11nのドラフト “Joint Proposal: High throughput extension to the 802.11 Standard: PHY”［online］、［平成１８年２月１３日検索］、インターネット＜URL： ftp://ieee:wireless@ftp.802wirelessworld.com/11/05/11-05-1102-04-000n-joint-proposal-phy-specification.doc＞（非特許文献1）では、複数のアンテナから送信されるパイロットサブキャリアの送信パターンに工夫を施すことで、ビームフォーミング効果を防いでいる。

非特許文献１の表１７（Pilots values for 40MHz transmission）に示されているパイロットサブキャリアパターンにおいて、N_stsは同時に送信する総ストリーム数（ここでは総送信アンテナの数と読み替える）であり、N_sts に続くi_stsは実際に送信するストリームの番号（ここでは送信アンテナの番号と読み替える）である。i_stsに続いて、−２１番目、−７番目、＋７番目及び＋２１番目のパイロットサブキャリアにより信号が送信される。例えば総送信アンテナ数が４の場合、０番目のＯＦＤＭシンボルにおいて第０の送信アンテナから（１，１，１，−１）というパターンの信号が送信され、第１の送信アンテナから（１，１，−１，１）というパターンの信号が送信され、第２の送信アンテナから（１，−１，１，１）というパターンの信号が送信され、第３の送信アンテナから（−１，１，１）というパターンの信号が送信される。

ここで、あるパイロットサブキャリア、例えば−２１番目のパイロットサブキャリアに着目する。−２１番目のパイロットサブキャリアによって、４つの送信アンテナから［１，１，１，−１］というパターンの信号が同時に送信される。このパターンは、他のパイロットサブキャリアによって送信される信号のパターンと異なっている。特に送信アンテナ数が４の場合、あるパイロットサブキャリアによって送信される信号のパターンは、他のパイロットサブキャリアから送信される信号のパターンと直交している。よって、−７番目、＋７番目及び＋２１番目のパイロットサブキャリアで形成される送信ビームのヌル方向に受信機が存在する場合でも、−２１番目のパイロットサブキャリアで形成される送信ビームが受信機に届く確率は高くなる。
特開２００４−３１２３７２号公報 "Joint Proposal: High throughput extension to the 802.11 Standard: PHY"［online］、［平成１８年２月１３日検索］、インターネット＜URL： ftp://ieee:wireless@ftp.802wirelessworld.com/11/05/11-05-1102-04-000n-joint-proposal-phy-specification.doc＞

一般に、送信機から送信された信号は地物により反射回折を生じる。反射回折が生じると、受信機では一つの送信機から送信される信号が複数のパスを経由して複数の信号として受信されるため、受信信号の包絡線は場所及び時間により変動する（フェージングと呼ばれる）。フェージングがあると、あるパイロットサブキャリア（上記の例では−２１番目のパイロットサブキャリア）で形成される送信ビームが受信機の方向に向いていても、フェージングの影響によって当該−２１番目のパイロットサブキャリアの受信電力が落ち込んでしまうことがある。この結果、−７番目、＋７番目及び＋２１番目のパイロットサブキャリアで形成される送信ビームのヌル方向に受信機が存在するという先の状況を考えると、−２１番目、−７番目、＋７番目及び＋２１番目の全パイロットサブキャリアの受信電力が落ち込んでしまう可能性があり、受信性能は大幅に低下する。

このように特許文献１に記載のオフセット補償技術に、非特許文献１に記載されたパイロットサブキャリアパターンを組み合わせると、パイロット信号が受信されずにオフセット補償ができず、受信性能が悪化してしまう場合があるという問題がある。

本発明は、ＯＦＤＭ信号の受信に際してフェージングの影響を受けにくいオフセットの推定及び補償を可能とすることを目的とする。

本発明の第１の態様によれば、データ信号が割り当てられたデータサブキャリア及び直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）シンボル毎に周波数軸方向にサイクリックシフトされたパイロット信号が割り当てられたパイロットサブキャリアを有する複数のＯＦＤＭシンボルから構成されるＯＦＤＭ信号を受信する受信部と；オフセットに関する２以上のＯＦＤＭシンボルにそれぞれ対応した複数の第１推定値を生成するために、受信されるＯＦＤＭ信号中のパイロット信号について位相誤差の推定を行う推定部と；前記オフセットに関する一つの第２推定値を生成するために、前記複数の第１推定値を重み付け加算する加算部と；前記第２推定値を用いて前記受信されるＯＦＤＭ信号のオフセットを補償する補償部と；前記データ信号を再生するために歪補償後のＯＦＤＭ信号を復号する復号部と；を具備するＯＦＤＭ信号の受信機を提供する。

本発明の第２の態様によると、データ信号が割り当てられたデータサブキャリア及び直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）シンボル毎に周波数軸方向にサイクリックシフトされたパイロット信号が割り当てられたパイロットサブキャリアを有する複数のＯＦＤＭシンボルから構成されるＯＦＤＭ信号を受信する受信部と；オフセットに関する２以上のＯＦＤＭシンボルにそれぞれ対応した複数の第１推定値を生成するために、受信されるＯＦＤＭ信号中のパイロット信号について位相誤差の推定を行う推定部と；前記オフセットに関する一つの第２推定値を生成するために、前記複数の第１推定値から一つを選択する選択部と；前記第２推定値を用いて前記受信されるＯＦＤＭ信号の歪を補償する補償部と；前記データ信号を再生するために歪補償後のＯＦＤＭ信号を復号する復号部と；を具備するＯＦＤＭ信号の受信機を提供する。

本発明によれば、ＯＦＤＭ信号の受信に際してフェージングの影響を受けにくいオフセットの推定及び補償を実現することができる。

以下、図面を参照しながら本発明の実施の形態について詳細に説明する。
図１は、本発明の一実施形態によって想定しているＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ通信システムを示している。この例の通信システムでは、２つの送信アンテナ１０１ａ及び１０１ｂを有する送信機１００から、２つの受信アンテナ２０１ａ及び２０２ｂを有する受信機２００へ向けて送信を行う。

Haaは送信アンテナ１０１ａから受信アンテナ２０１ａまでのチャネル応答、Habは送信アンテナ１０１ａから受信アンテナ２０２ｂまでのチャネル応答、Hbaは送信アンテナ１０１ｂから受信アンテナ２０１ａまでのチャネル応答、Hbbは送信アンテナ１０１ｂから受信アンテナ２０２ｂまでのチャネル応答をそれぞれ示す。一般にマルチパス伝搬路では、ＯＦＤＭ信号のサブキャリア毎にチャネル応答の値は異なるが、ここでは簡単のためチャネル応答は各サブキャリアで同一の値とする。

図２は、図１の送信アンテナ１０１ａ及び１０１ｂから送信される無線パケットの構成を示している。各無線パケットの構成は、非特許文献１に記載されたIEEE 802.11nで提案されている無線パケットと同様である。図２においてＳＴＦはショートトレーニングフィールド（Short Training Field）、ＬＴＦはロングトレーニングフィールド（Long Training Field）、ＳＩＧはシグナルフィールド（Signal Field）を表す。Ｌ−はレガシー（Legacy）の意味であり、Ｌ−が付いているフィールドは既存の無線ＬＡＮ規格（IEEE 802.11aまたはIEEE 802.11g）に準拠していることを表す。ＨＴ−はハイスループット（High Throughput）の略であり、ＨＴ−が付いているフィールドは次世代無線ＬＡＮ規格特有であることを表す。

受信機２００は、まずＬ−ＳＴＦを受信して無線パケットの検出を行った後、受信信号に対して可変利得増幅器（ＶＧＡ）を用いて自動利得制御（ＡＧＣ）を施すことにより、受信信号の振幅がＶＧＡの次段のアナログ−ディジタル変換器（ＡＤＣ）の入力ダイナミックレンジ内に入るように利得調整を行う。パケット検出やＡＧＣ機能は公知の技術であるので、詳しい説明を省略する。

次に、受信機２００は周波数オフセット推定と、これに基づく周波数オフセットの補償（粗調整）を行い、さらにタイミング同期機能を用いてＬ−ＳＴＦとＬ−ＬＴＦとの境界の検出を行う。引き続き、受信機２００はＬ−ＬＴＦを用いてチャネル推定と、周波数オフセットの微調整を行う。タイミング同期と、周波数オフセットの粗調整及び微調整は公知の技術であるので、説明を省略する。

オフセット推定は雑音に埋もれた状態で行われるため、Ｌ−ＳＴＦ及びＬ−ＬＴＦでの補償後においても、残留オフセットが生じてしまう。また、オフセットの値が時間的に変動する場合、その変動をＬ−ＳＴＦ及びＬ−ＬＴＦで補償することは不可能である。

図３は、受信機２００の同期処理部以後の構成を示している。図２中のＬ−ＳＩＧ及びＨＴ−ＳＩＧは、受信アンテナ２０１ａ及び２０１ｂの両方から出力される。受信アンテナ２０１ａ及び２０１ｂから出力される信号は、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）ユニット２０２ａ及び２０２ｂに送られ、ＦＦＴが施される。ＦＦＴ後の信号は、干渉除去部２０３へ入力される。

ここで、図２中のＬ−ＳＴＦからＨＴ−ＳＩＧまでの区間（すなわち、Ｌ−ＳＴＦ，Ｌ−ＬＴＦ，Ｌ−ＳＩＧ，及びＨＴ−ＳＩＧの区間）の信号は、２つのアンテナ２０１ａ及び２０１ｂからそれぞれ送信される無線パケット間で同一であるが、サイクリックシフト方式で送信される。この方式では、一方のアンテナから送信される信号を時間的にサイクリックシフトした信号が他方のアンテナから送信される。すなわち、Ｌ−ＳＴＦからＨＴ−ＳＩＧまでの区間においては、２つの送信アンテナ２０１ａ及び２０１ｂから共通の信号が送信されるが、サイクリックシフトにより送信のタイミングは異なる。このとき送信信号の種類の数を「ストリーム数」と定義すると、Ｌ−ＳＴＦからＨＴ−ＳＩＧまでの信号はのストリーム数は１である。ＨＴ−ＳＴＦ及びＨＴ−ＳＴＦ以降では、２つのアンテナ２０１ａ及び２０１ｂからそれぞれ独立の信号が送信されるので、ストリーム数は２ということになる。

このようにＬ−ＳＴＦからＨＴ−ＳＩＧまでの区間では、送信アンテナ１０１ａからの送信信号がサイクリックシフトされてもう一つの送信アンテナ１０１ｂから送信されているため、送信アンテナ１０１ａからの送信信号と送信アンテナ１０１ｂからの送信信号は基本的に単一ストリームの信号である。従って、干渉除去部２０３はＬ−ＳＴＦからＨＴ−ＳＩＧまでの区間では最大比合成部として動作し、受信アンテナ２０１ａ及び２０１ｂで受信された信号が干渉除去部２０３で合成されて単一の出力信号となる。

干渉除去部２０３からの出力信号は、位相補償部２０５ａまたは２０５ｂのいずれかにより位相補償を受けた後、直並列変換器（Ｐ／Ｓ）２０６を介して復号部２０７へ入力される。このとき位相補償部２０５ａまたは２０５ｂに入力される信号は単一のストリームであるため、ここでの位相補償は例えば特許文献１に記載されているような公知の技術により実現が可能であるので、説明を省略する。

Ｌ−ＳＩＧ及びＨＴ−ＳＩＧには、データ部（MIMO DATA）の変調方式、データ長及び送信アンテナ数等の付帯情報が記載されており、受信機２００はＬ−ＳＩＧ及びＨＴ−ＳＩＧを復号することでこれらの付帯情報を知ることが可能である。

続いてＨＴ−ＳＴＦの区間において、ＨＴ−ＬＴＦ及びMIMO DATAを受信するためのＡＧＣが行われる。その後ＨＴ−ＬＴＦの区間において、送信アンテナ１０１ａ及び１０１ｂから受信アンテナ２０１ａ及び２０１ｂまでのチャネル応答の推定（チャネル推定）が行われる。ＡＧＣ及びチャネル推定については、公知の技術を用いることが可能であるため、説明を省略する。

さて、上記のように推定されたチャネル応答の値を用いると、MIMO DATAを受信している際の受信アンテナ２０２ａから出力される受信信号RXa及び受信アンテナ２０２ｂから出力される受信信号RXbは、次のように記述できる。

ここで、TXa及びTXbはそれぞれ送信アンテナ１０１ａ及び１０１ｂからの送信信号を示す。

干渉除去部２０３では、受信信号Rxa及びRXbに伝達関数Haa, Hab, Hba及びHbbで形成される行列の逆行列を乗じることにより、送信信号TXa及びTXbを復調する。復調された信号をTXa’及びTXb’で表す。

データ部（MIMO DATA）には図２のｎ＝０の位置に示されるように、太い矢印で示されるパイロットサブキャリアが多重されている。例えば、IEEE 802.11nの２０ＭＨｚモードでは、−２１番目、−７番目、＋７番目及び＋２１番目のサブキャリアをパイロットサブキャリアとして用いている。受信機２００では、受信信号のうちパイロットサブキャリアの信号を用いてキャリアオフセット及びクロックオフセットの補償を行う。

干渉除去部２０３から出力される復調された信号TXa’及びTXb’は、残留オフセット推定部２０４、位相補償部２０５ａ及び２０５ｂに入力される。復調された信号TXa’及びTXb’のうちパイロットサブキャリアの信号は、残留オフセット推定部２０４に入力されることにより、残留オフセット成分、すなわち後述する受信されたパイロット信号の位相誤差が推定される。復調された信号TXa’及びTXb’のうちデータサブキャリアの信号は、干渉除去が施された後に位相補償部２０５ａ及び２０５ｂに入力されてキャリアオフセット及びクロックオフセットの補償が行われ、復号部２０７によって復号される。図３では、位相補償部２０５ａ及び２０５ｂを干渉除去部２０３の後に配置しているが、干渉除去部２０３の前に一つの位相補償部を配置してもよい。

非特許文献１に示されたIEEE 802.11nでは、パイロット信号がサイクリックに送信される。図４は、送信アンテナ数が２の場合のパイロット信号を模式的に示している。図４に示されるように、MIMO DATAでは時刻ｎ＝０において送信アンテナ１０１ａからパイロットサブキャリア（−２１番目、−７番目、＋７番目及び＋２１番目のサブキャリア）によってパイロット信号（１，１，−１，−１）が送信され、送信アンテナ１０１ｂからは同じパイロットサブキャリアによってパイロット信号（１，−１，−１，１）が送信される。

ここで、周波数軸上のある二つのパイロットサブキャリアの番号をｍとし、パイロットサブキャリアの総数をＭ（この例ではＭ＝４）とし、空間ストリーム番号（送信アンテナ番号）をｋまたはｌとし、ある二つのパイロット信号をp_k,m及びp_l,mとすると、図４のパイロット信号は次のような性質を有する。

ただしδはデルタ関数であり、δ₀のときのみ１で、それ以外のときはゼロである。例えばｋ＝０及びｌ＝１のとき、式（２）は

となる。式（３）は送信アンテナ１０１ａから送信されるパイロット信号（１，１，−１，−１）と送信アンテナ１０１ｂから送信されるパイロット信号（１，−１，−１，１）との内積であるため、明らかにゼロになる。すなわち、式（２）は時刻ｔ＝０において送信アンテナ１０１ａ及び１０２ｂからの２つの空間ストリームによってそれぞれ送信されるパイロット信号が周波数軸で互いに直交していることを表している。

一方、時刻ｎ＝１ではパイロット信号は時刻ｎ＝０の場合に対して図４の右側に周波数がシフトしたパイロットサブキャリアによって送信される。具体的には、時刻ｎ＝０において−２１番目のサブキャリアにより送信されていたパイロット信号は、時刻ｎ＝１では−７番目のパイロットサブキャリアによって送信される。同様に、時刻ｎ＝０において−７番目のパイロットサブキャリアによって送信されていたパイロット信号は、時刻ｎ＝１では＋７番目のパイロットサブキャリアで送信される。

ここで、ｎ番目のＯＦＤＭシンボルのｋ番目の空間ストリームの、ｍ番目のパイロットサブキャリアによって送信されるパイロット信号P_k，m(n)は、前記のｐ_k,m（あるいはｐ_l,m）を用いて次式で書ける。

ここで、（ｎ＋ｍ）mod Ｎはｎ＋ｍをＮ（この例では、Ｎ＝４）で除したときの剰余を表す。例えば、式（４）においてｎ＝０、Ｎ＝４の場合、（ｎ＋ｍ）mod Ｎはｍになり、式（４）の右辺はｐ_k,mとなる。もしｎ＝１ならｐ_k,m+1となり、右に一つサイクリックシフトするということになる。

次に、図５を用いて残留オフセット推定部２０４の動作を説明する。図５における白い丸印は、あるパイロットサブキャリアに対応する残留オフセット推定部２０４の入力信号を示している。矢印は、Haa及びHbaのチャネル推定値を表すベクトルである。

時刻ｎ＝０では−２１番目のサブキャリアにより送信アンテナ１０１ａ及び１０１ｂから共に“１”が送信されるため、受信アンテナ２０１ａではr(0)=(Haa+Hba) exp(2πjθ)が受信される。exp(2πjθ)は残留しているキャリアオフセット及びクロックオフセットによる位相回転を表す。説明の簡略化のため、雑音成分は記載していない。

一方、MIMO DATAの一つ前のＨＴ−ＬＴＦではパイロットサブキャリアに対応するチャネル推定値が分かっており、また図４に示したようなパイロット信号パターンも、受信機２００において既知である。このためオフセットの乗っていない状態のパイロット信号のレプリカr’(0)= Haa+Hbaを作成することができる。

次に、残留オフセット推定部２０４は残留オフセット（パイロット信号の位相誤差）として、実際に受信されたパイロット信号r(0)とチャネル推定値より作成したレプリカr’(0)との位相差を推定する。この推定は、例えばr(0)とr’(0)の割り算あるいは複素乗算を行うことで行う。位相差の推定値をθ’(0)とする。複素乗算の場合、推定値θ’(0)は次式のようになる。

前述したように、−２１番目、−７番目、＋７番目及び２１番目のパイロットサブキャリアが作る送信ビームは様々な方向を向いている。従って、たまたま受信機２００の方向を向いているパイロットサブキャリアが存在する場合でも、受信機２００の近隣のフェージングの影響により受信レベルが深く落ち込み、図５におけるｎ＝０のように電力が小さく、原点に近い箇所では、雑音に埋もれているおそれがある。この場合、受信機２００は−２１番目、−７番目、＋７番目及び２１番目のいずれのパイロットサブキャリアも受信できないため、受信性能が悪化してしまう。

一方、時刻ｎ＝１では送信アンテナ１０１ａから“−１”、送信アンテナ１０１ｂからは“１”が送信されるため、受信アンテナ２０１ａではr(1)=（-Haa+Hba）*exp(2πj2θ)が受信される。図５から分かるように、受信信号の電力はr(0)と比較して変化することが分かる。この場合はr(0)と比較してr(1)の受信電力は増大する。なお、実際の環境では、複数のアンテナから送信された信号は、送信側の伝送路の影響と受信側の伝送路の影響の積で、最終的な伝搬路がモデル化される事が多く、このため送信ビーム送信側の伝送路の影響により強く届くような環境でも、受信側の伝送路の影響で信号レベルの低下が生じてしまう。しかしながらこのモデル化は複雑なため、本実施形態では送信側の伝送路の影響だけを模擬した数式を用いる。

次に、r(1)とr’(1)との位相差の推定値θ’(1)を求める。複素乗算を用いると、位相差の推定値θ’(1)は次式のようになる。

この場合、ｎ＝０のときの推定時間と比較して２倍の時間がずれているため、雑音の影響を無視すればθ’(1)=2θ’(0)の関係がある。

時刻ｎ＝０における位相差の推定値θ’(0)あるいはｎ＝１における位相差の推定値θ’(1)のいずれかを用いて、特許文献１のようなキャリアオフセット及びクロックオフセットの推定及び補正を行うことは可能である。しかし、本実施形態では時刻ｎ＝０及びｎ＝１の両方で得られる推定値θ’(0)及びθ’(1)を用いてキャリアオフセット及びクロックオフセットの推定及び補正を行うことにより、以下のように特性の改善を図る。

−２１番目のパイロットサブキャリアにより送信アンテナ１０１ａ及び１０１ｂからそれぞれ送信される信号は、時刻ｎ＝０においては等振幅かつ同位相であるのに対し、時刻ｎ＝１においては逆位相になっている。このため時刻ｎ＝０でパイロットサブキャリアが形成する送信ビームと、時刻ｎ＝１でパイロットサブキャリアが形成する送信ビームは異なっている。従って、時刻ｎ＝０及びｎ＝１の両方で得られるθ’(0)及びθ’(1)を用いると、一方の推定値が雑音に埋もれている場合でも、他方の推定値は受信電力が大きくなる可能性があるため、ダイバーシチ効果を得ることができる。

ｎ＝０及びｎ＝１の両方で得られる位相差の推定値θ’(0)及びθ’(1)の合成は、例えば次式に従った重み付け加算を行えばよい。

受信信号のレベルが大きければ、r(0)r*(0)及びr(1)r*(1)も大きいため、式（７）では時刻ｎ＝０で得られた推定値θ’(0)及び時刻ｎ＝１で得られた推定値θ’(1)を最大比合成することにより、最終的な推定値θ’としている。最大値合成は良く知られているように、複数の信号を各信号のレベルに応じた重み係数を用いて重み付け加算する手法である。最大比合成以外の重み付け加算を用いて最終的な推定値としてもよい。また、このような最大比合成を行わず、推定値θ’(0)及びθ’(1)のうちの受信レベルが大きい時点での推定値を選択して最終的な推定値とすることも可能である。

以下、図６を用いて残留オフセット推定部２０４について詳細に説明する。図６は、残留オフセット推定部２０４の詳細な構成を示している。推定値算出部３０１ａ〜３０１ｄにより式（２）の計算が行われる。ここでは−２１番目、−７番目、＋７番目及び＋２１番目の４つのサブキャリアをパイロットサブキャリアとしているため、各パイロットサブキャリアに対応して推定値算出部３０１ａ〜３０１ｄが設けられているが、推定値算出部３０１ａ〜３０１ｄに１つの推定器を時分割で使用してもよい。

推定値算出部３０１ａ〜３０１ｄによりそれぞれ得られる推定値は、加算器３０２ａ〜３０２ｄによってＮＯＦＤＭシンボル分ずつ重み付け加算される。ここでは、時刻ｎ＝０及びｎ＝１で得られる２つの推定値を加算する（Ｎ＝２）。さらに推定精度を上げるため、４つの推定値は加算器３０３によって加算され、最終的な推定値とされる。このように全ての推定値を重み付け加算するのではなく、４つの推定値のうち受信レベルが大きかった値だけを制御部３０４により制御されるスイッチ３０５ａ〜３０５ｄにより選択して最終的な推定値を求めるようにしてもよい。

時刻ｎ＝０及びｎ＝１での両方の推定値を用いて最終的な推定及び補償を行うと、推定及び補償の処理が１ＯＦＤＭシンボル分遅れる。しかしながら、データ部（MIMO DATA）に乗っているオフセットはプリアンブルで取りきれなかった残留分であるから、１ＯＦＤＭシンボル分程度の処理遅延は実用上問題にならない。

また、図４に示すようにパイロットパターンは４ＯＦＤＭシンボルで１周するため、ｎ＝０からｎ＝３までの推定値を使用する方法もある。しかしながら、ｎ＝２のパターンを全て反転するとｎ＝０のときと同じになり、またｎ＝４のときのパターンを反転するとｎ＝１と同じになるため、最低２ＯＦＤＭシンボル分の加算を行えばよい。

一方、非特許文献１の表１７に示すように総送信アンテナ数が３あるいは４の場合は、４ＯＦＤＭシンボルで周期が一周するため、４ＯＦＤＭシンボル分の推定値を用いて推定を行うことが望ましい。

次に、複数のパイロットサブキャリアで求められた位相差を用いてキャリアオフセット及びクロックオフセットを推定する手法について説明する。いま、−２１番目、−７番目
＋７番目及び＋２１番目のパイロットサブキャリアで求められる位相差の推定値をそれぞれθ_-21、θ_-7、θ₊₇及びθ_-21とする。各々の推定値θ_-21、θ_-7、θ₊₇及びθ_-21は、上で説明したように算出される。ここで先に述べたようにキャリアオフセットはサブキャリアによって変わらず、クロックオフセットはサブキャリアによって異なった値を持つので、次式が成り立つ。

ここでαはクロックオフセットの値、βはキャリアオフセットの値である。

これら４つの方程式を用いてα及びβを推定することが可能である。α及びβの算出は最小二乗誤差規範を用いることもできるが、以下のように簡単に求めることもできる。

上述の説明では、r(0)r*(0)から位相を算出してα及びβを算出しているが、r(0)r*(0)の値そのものを用いてα及びβを算出することも可能である。この手法については、例えばC. Oberliらによる “Maximum likelihood tracking algorithms for MIMO-OFDM,” in Proc. Intern. Conf. Commun., vol. 4, (Paris, France), pp. 2468-2472, June 2004.、あるいはP.-Y. Tsaiらによる”Joint weighted least-squares estimation of carrier-frequency offset and timing offset for OFDM systems over multipath fading channels,” IEEE Trans. Vehic. Technol., vol. 54, pp. 211-223, Jan. 2005.などの文献に述べられている。これらの文献では、「複数のパイロットサブキャリアについて得られた位相差」を用いてα及びβを算出している。本実施形態によると、これを「複数の時点で複数のパイロットサブキャリアについて得られた位相差」を用いて推定を行うように拡張することで、上記文献の手法が適用可能である。

こうしてα及びβが推定されたら、次に数式（９）にα及びβを代入して推定値θ_-21、θ_-7、θ₊₇及びθ_-21（各サブキャリアにおける位相差）を算出する。位相補償部２０５ａ及び２０５ｂでは、各サブキャリアの出力に対してそれぞれθ_-21、θ_-7、θ₊₇及びθ_-21の逆特性を乗算することにより、位相の補償を行う。具体的には、図５において黒丸で示される点が白丸で示される点に来るように位相の補償を行う。ここでも全てのパイロットサブキャリアでの値を用いる必要はなく、受信電力の大きかった時点での推定値のみを選択して、最終的なα及びβの推定を行うことも可能である。

なお、特許文献１で示されているように、キャリアオフセットは無線システムのキャリア周波数に依存し、クロックオフセットは無線システムの帯域幅に依存する。一般にキャリア周波数は帯域幅よりも大きいことが多い。例えばIEEE 802.11aやIEEE 802.11nではキャリア周波数が５ＧＨｚであり、帯域幅は２０ＭＨｚである。この場合、クロックオフセットはキャリアオフセットと比較して２５０倍小さい。よって、数式（９）におけるαの寄与はβと比較して十分小さい。

さらに、βの寄与は各サブキャリアの位相差において同一である。よって、例えばキャリアオフセットについてはｎ＝０あるいはｎ＝１の個々の時点で独立に推定及び補償を行い、クロックオフセットについてはｎ＝０及びｎ＝１など複数の時点での推定値を用いて推定を行うことが可能である。このようにすることで、位相を大きく回転させるキャリアオフセットについてはシンボル毎に推定及び補償を行い、大きな回転に追従させるようにする。一方、位相をそれほど回転させることのないクロックオフセットについては複数の時点で得られる推定値を用いて推定精度を向上させ、最終的な推定値を算出し、その推定値を用いて補償を行う。このようにすることにより、受信性能を大幅に改善することが可能である。

なお、本発明は上記実施形態そのままに限定されるものではなく、実施段階ではその要旨を逸脱しない範囲で構成要素を変形して具体化できる。また、上記実施形態に開示されている複数の構成要素の適宜な組み合わせにより、種々の発明を形成できる。例えば、実施形態に示される全構成要素から幾つかの構成要素を削除してもよい。さらに、異なる実施形態にわたる構成要素を適宜組み合せてもよい。

本発明の一実施形態に従う無線通信システムを示すブロック図図１中の各受信アンテナから送信される無線パケットの例を示す図図１中の受信機の要部を示すブロック図図１中の各送信アンテナから各時刻に送信されるパイロット信号を示す図図３中の残留オフセット推定部の動作を説明するための図残留オフセット推定部の例を示すブロック図

符号の説明

１００・・・送信機
１０１ａ，１０１ｂ・・・送信アンテナ
２００・・・受信機
２０１ａ，２０１ｂ・・・受信アンテナ
２０２ａ，２０２ｂ・・・ＦＦＴユニット
２０３・・・干渉除去部
２０４・・・残留オフセット推定部
２０５ａ，２０５ｂ・・・位相補償部
２０６・・・並直列変換器
２０７・・・復号部

Claims

データ信号が割り当てられたデータサブキャリア及び直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）シンボル毎に周波数軸方向にサイクリックシフトされたパイロット信号が割り当てられたパイロットサブキャリアを有する複数のＯＦＤＭシンボルから構成されるＯＦＤＭ信号を受信するステップと；
オフセットに関する２以上のＯＦＤＭシンボルにそれぞれ対応した複数の第１推定値を生成するために、受信されるＯＦＤＭ信号中のパイロット信号について位相誤差の推定を行うステップと；
前記オフセットに関する一つの第２推定値を得るために、前記複数の第１推定値を重み付け加算するステップと；
前記第２推定値を用いて前記受信されるＯＦＤＭ信号のオフセットを補償するステップと；
前記データ信号を再生するために歪補償後のＯＦＤＭ信号を復号するステップと；を具備するＯＦＤＭ信号の受信方法。
データ信号が割り当てられたデータサブキャリア及び直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）シンボル毎に周波数軸方向にサイクリックシフトされたパイロット信号が割り当てられたパイロットサブキャリアを有する複数のＯＦＤＭシンボルから構成されるＯＦＤＭ信号を受信する受信部と；
オフセットに関する２以上のＯＦＤＭシンボルにそれぞれ対応した複数の第１推定値を生成するために、受信されるＯＦＤＭ信号中のパイロット信号について位相誤差の推定を行うステップと；
前記オフセットに関する一つの第２推定値を生成するために、前記複数の第１推定値から一つを選択するステップと；
前記第２推定値を用いて前記受信されるＯＦＤＭ信号の歪を補償するステップと；
前記データ信号を再生するために歪補償後のＯＦＤＭ信号を復号するステップと；を具備するＯＦＤＭ信号の受信方法。
データ信号が割り当てられたデータサブキャリア及び直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）シンボル毎に周波数軸方向にサイクリックシフトされたパイロット信号が割り当てられたパイロットサブキャリアを有する複数のＯＦＤＭシンボルから構成されるＯＦＤＭ信号を受信する受信部と；
オフセットに関する２以上のＯＦＤＭシンボルにそれぞれ対応した複数の第１推定値を生成するために、受信されるＯＦＤＭ信号中のパイロット信号について位相誤差の推定を行うステップと；
前記オフセットに関する一つの第２推定値を生成するために、前記複数の第１推定値を重み付け加算する加算部と；
前記第２推定値を用いて前記受信されるＯＦＤＭ信号のオフセットを補償する補償部と；
前記データ信号を再生するために歪補償後のＯＦＤＭ信号を復号する復号部と；を具備するＯＦＤＭ信号の受信機。
データ信号が割り当てられたデータサブキャリア及び直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）シンボル毎に周波数軸方向にサイクリックシフトされたパイロット信号が割り当てられたパイロットサブキャリアを有する複数のＯＦＤＭシンボルから構成されるＯＦＤＭ信号を受信する受信部と；
オフセットに関する２以上のＯＦＤＭシンボルにそれぞれ対応した複数の第１推定値を生成するために、受信されるＯＦＤＭ信号中のパイロット信号について位相誤差の推定を行う推定部と；
前記オフセットに関する一つの第２推定値を生成するために、前記複数の第１推定値から一つを選択する選択部と；
前記第２推定値を用いて前記受信されるＯＦＤＭ信号の歪を補償する補償部と；
前記データ信号を再生するために歪補償後のＯＦＤＭ信号を復号する復号部と；を具備するＯＦＤＭ信号の受信機。
前記受信されるＯＦＤＭ信号は、ｋ番目及びｌ番目の空間ストリームの周波数軸上でｍ番目のパイロットサブキャリアによってそれぞれ送信されるパイロット信号P_k,m及びP_l,mが次式の関係を満たし、

ここで、Ｍは前記パイロットサブキャリアの数を表し、αは任意の複素数を表し、δはデルタ関数を表す。
さらに、前記P_k,m及びP_l,mは前記受信されるＯＦＤＭ信号の１ＯＦＤＭシンボル毎にかつＮ（Ｎは２以上の整数）ＯＦＤＭシンボルの周期でサイクリックシフトするように構成され、前記歪推定部は前記ＮＯＦＤＭシンボルにそれぞれ対応したＮ個の第１歪推定値を生成するように構成される請求項３または４のいずれか１項記載の無線受信機。
前記受信されるＯＦＤＭ信号は、ｋ番目のＯＦＤＭシンボルのパイロット信号が

ここでＮは前記パイロットサブキャリアのサイクリックシフトの周期を表す。
で表されるように構成され、
前記推定部は、前記ＮＯＦＤＭシンボル分あるいはＮの整数倍分のクロックオフセットの推定値を前記第１推定値として生成するように構成される請求項３または４のいずれか１項記載の受信機。
前記第２推定値は、前記受信されるＯＦＤＭ信号のデータサブキャリア及びパイロットサブキャリア毎に生成され、前記補償部は該第２推定値を用いて推定されるキャリアオフセットを補償するように構成される請求項３または４のいずれか１項記載の受信機。
前記第２推定値は、前記受信されるＯＦＤＭ信号のデータサブキャリア及びパイロットサブキャリア毎に生成され、前記補償部は該第２推定値を用いて推定されるクロックオフセットを補償するように構成される請求項３または４のいずれか１項記載の受信機。
前記第２推定値は、前記受信されるＯＦＤＭ信号のデータサブキャリア及びパイロットサブキャリア毎に生成され、前記補償部は該第２推定値を用いて推定されるクロックオフセットを補償し、さらに１ＯＦＤＭシンボル毎に、前記データサブキャリア及びパイロットサブキャリア毎に推定された位相誤差により推定されるキャリアオフセットを補償するように構成される請求項３または４のいずれか１項記載の受信機。