CN106788635B - 一种适用于测试仪的残余频偏估计方法及装置 - Google Patents

一种适用于测试仪的残余频偏估计方法及装置 Download PDF

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Abstract

本发明提供一种适用于测试仪的残余频偏估计方法及装置，所述残余频偏估计方法包括以下步骤：步骤S1，截取第一短训序列的符号数据以求取第一频率偏移值，截取第一长训序列的符号数据，采用第一频率偏移值对其补偿后求取第二频率偏移值，然后通过求和得到残余频偏值；步骤S2，通过所述残余频偏值对第一长训序列之后的接收数据符号进行频偏补偿；步骤S3，通过第二长训序列进行MIMO信道估计；步骤S4，求取特定位置符号导频子载波的平均相位偏差以求残余频偏值，直到完成所有特定符号则退出。本发明能够有效避免了每一个符号数据都做残余频偏估计，避免了在残余频偏值很小的时候由于噪声的影响带来估计上的偏差的弊端精确度越来越高。

Description

一种适用于测试仪的残余频偏估计方法及装置
技术领域
本发明涉及一种信道估计方法，尤其涉及一种适用于测试仪的残余频偏估计方法，并涉及采用了该适用于测试仪的残余频偏估计方法的信道估计装置。
背景技术
在现代无线通信系统中，OFDM(正交频分复用)技术与MIMO(复合MIMO)技术的结合，极大的提升了系统的容量。3GPP组织推动的4G移动通信标准LTE，以及WiFi联盟推动的IEEE802.11n和IEEE802.11ac标准，都采用了这两项技术。
对于支持MIMO的DUT(待测设备或待测件)，传统上采用多根线连接综测仪多个RF口进行测试DUT多个射频发射天线口的信号质量。对于有多个射频接收链路分析的测试仪，一台测试仪即可完成MIMO的测试，如图2所示，此种测试方法业界称为True MIMO测试，从图2中可以看出，要完成True MIMO测试，需要4套射频到基带链路的硬件成本。
为了降低MIMO测试成本，设计了Composite MIMO测试方法，所述Composite MIMO就是本发明所应用的复合系统或复合MIMO系统，其组网如图3所示，多路信号合为一路输入到测试仪，测试仪仅需要一条射频接收链路；相比于图2所示的True MIMO测试，图3的Composite MIMO测试方法极大的降低了硬件设计成本。
但是测试仪对DUT进行MIMO测试的时候，由于DUT物理器件及电路设计上引入的误差，使得DUT发出的信号存在载波频率偏差(Carrier Frequency Offset,CFO)，测试仪需要对DUT发出的MIMO信号进行频偏估计，并对接收到的MIMO数据信号进行频偏补偿校正。
发明内容
本发明所要解决的技术问题是需要提供一种针对复合MIMO系统的适用于测试仪的残余频偏估计方法，并需要提供采用了该适用于测试仪的残余频偏估计方法的信道估计装置。
对此，本发明提供一种适用于测试仪的残余频偏估计方法，包括以下步骤：
步骤S1，截取第一短训序列的符号数据以求取第一频率偏移值，截取第一长训序列的符号数据，采用第一频率偏移值对其补偿后，求取第二频率偏移值，然后通过第一频率偏移值和第二频率偏移值之和得到残余频偏值；
步骤S2，通过所述残余频偏值对第一长训序列之后的接收数据符号进行频偏补偿；
步骤S3，通过第二长训序列进行MIMO信道估计；
步骤S4，求取负载数据特定位置符号导频子载波的平均相位偏差，以求残余频偏，直到完成所有特定符号则退出；所述特定位置为用于估计残余频偏值的符号位置，所述特定符号为以预设间隔的k倍提取的数据域中用于估计残余频偏值的符号，k为循环估计次数。本发明的进一步改进在于，所述步骤S1中，截取第一短训序列的符号数据后，根据公式
Figure BDA0001212734380000021
求取第一频率偏移值Fcoarse，其中，
Figure BDA0001212734380000022
为对子载波间隔归一化后的载波频率偏差的互补，M为IDFT运算的点数；D为接收到的信号相隔，也称接收到的符号间隔，其取值为第一短训序列的重复周期的整数倍；Rτ为
Figure BDA0001212734380000023
∠(Rτ)为求复数Rτ的角度，L为取样长度，r(n)为截取的第一短训序列符号，r(n+D)*为取距第n个数据为距离D的第一短训序列符号的共轭，n为自然数。
本发明的进一步改进在于，所述步骤S1中，截取第一长训序列的符号数据后，采用第一频率偏移值Fcoarse对其进行补偿，然后根据公式
Figure BDA0001212734380000024
求取第二频率偏移值Ffine，其中，∠(Rτ')为求复数Rτ'的角度，Rτ'为
Figure BDA0001212734380000025
r'(n)为补偿第一频率偏移值后的第一长训序列数据，r'(n+D)为补偿第一频率偏移值后的第一长训序列取距第n个数据距离为D的数据。
本发明的进一步改进在于，所述步骤S1中，通过公式Fall＝Fcoarse+Ffine求得总的频偏估计值Fall，设k＝1，使得残余频偏值fresidue＝频偏估计值Fall，其中，k为循环估计次数，取T＜S，T为正交频分复用的符号个数，S为数据域中数据符号的总数。
本发明的进一步改进在于，所述步骤S3中，根据公式H＝X-1Y，利用N个第二长训序列的符号数据做N×N的MIMO信道估计，其中，Y＝[Y0,Y1,…,YN-1]T，
Figure BDA0001212734380000031
H＝[H0,H1,…,HN-1]T，Yi为第x个子载波在符号数据i上的接收信号，Hj为第j根天线在第x个子载波上的信道估计值，Xj,i为第j根天线在第i个符号上的第x个子载波上的符号数据，i、j和x均为自然数，N为接收天线数。
本发明的进一步改进在于，所述步骤S4包括以下子步骤：
步骤S401，判断kT＞S是否成立，若是则结束残余频偏值估计并退出，若否则跳转至步骤S402；
步骤S402，取第kT个符号上导频子载波上的符号数据，求导频子载波的平均相位偏差θ；
步骤S403，根据导频子载波的平均相位偏差θ计算新的残余频偏值；
步骤S404，k＝k+1,并返回至步骤S2；
其中，k为循环估计次数，kT为估计残余频偏值的符号位置，S为数据域中数据符号的总数。
本发明的进一步改进在于，所述步骤S402中，通过公式
Figure BDA0001212734380000032
求子载波的平均相位偏差θ，其中K为第kT个符号上导频子载波个数；P-(m)为第m个导频子载波上的接收信号，该接收信号P-(m)已补偿所述步骤S3中的信道估计值；P(m)为第m个导频子载波上的原始发送信号；∠为求角度运算符。
本发明的进一步改进在于，所述步骤S403中，根据子载波的平均相位偏差θ，并通过公式fresidue＝θ/(2·π·n·k·Ts)计算新的残余频偏值fresidue，n为自然数，Ts为一个正交频分复用的符号周期。
本发明还提供一种适用于测试仪的残余频偏估计装置，采用了如上所述的适用于测试仪的残余频偏估计方法，并包括：
残余频偏值估计模块，截取第一短训序列的符号数据以求取第一频率偏移值，截取第一长训序列的符号数据，采用第一频率偏移值对其补偿后，以求取第二频率偏移值，然后通过第一频率偏移值和第二频率偏移值之和得到残余频偏值；
频偏补偿模块，通过所述残余频偏值对第一长训序列之后的接收数据符号进行频偏补偿；
信道估计模块，通过第二长训序列进行MIMO信道估计；
循环补偿及估计模块，通过求取负载数据特定位置符号导频子载波的平均相位偏差，以求残余频偏，直到完成所有特定符号则退出；所述特定位置为用于估计残余频偏值的符号位置，所述特定符号为以预设间隔的k倍提取的数据域中用于估计残余频偏值的符号。
与现有技术相比，本发明的有益效果在于：在距离第二长训序列符号第kT个数据符号上，取导频子载波的符号数据，对这些导频子载波求相位角的偏移值，并求平均相位偏差，由该相位角偏移值均值求取残余频偏值fresidue；能够有效避免了每一个符号数据都做残余频偏估计，避免了在残余频偏值很小的时候由于噪声的影响带来估计上偏差的弊端；在此基础上，利用残余频偏值越小，越需要长时间的符号数据的积累才表现为子载波上数据相位旋转并减小随机噪声影响的特点，对负载数据采用补偿第(k-1)次估计的残余频偏值fresidue后，估计第k次的新的残余频偏值fresidue，，以此经过多次的循环补偿及估计后，随着符号时间的增加，残余频偏值的估计将会越来越精确。
附图说明
图1是本发明一种实施例的工作流程示意图；
图2是现有技术中由1台测试仪完成4*4的MIMO测试的测试原理示意图；
图3是本发明通过复合系统(Composite MIMO)完成MIMO测试的测试原理示意图；
图4是802.11n的帧格式示意图；
图5是802.11ac的帧格式示意图；
图6是本发明一种实施例中数据域第1符号星座图；
图7是本发明一种实施例中数据域第40符号星座图；
图8是本发明一种实施例采用循环补偿估计法求残余频偏值的原理示意图。
具体实施方式
下面结合附图，对本发明的较优的实施例作进一步的详细说明。
本例先对一些术语进行解释：DUT为待测件；EVM为误差向量幅度；MIMO为多输入多输出；OFDM为正交频分复用；CFO为载波频率频差；Composite MIMO为复合MIMO。
本例适用于复合MIMO系统(Composite MIMO)，能够有效实现True MIMO测试，IEEE802.11n及802.11ac的帧格式，如图4和图5所示，图4和图5中L-STF为10个重复的传统短训序列，L-LTF为2个重复的传统长训序列。通常采用传统短训序列(L-STF)初步估计频偏，称为粗频偏估计Fcoarse，本例中，所述粗频偏估计Fcoarse也称第一频率偏移值Fcoarse，然后对传统长训序列L-LTF进行粗频偏补偿；随后对粗频偏补偿后的长训序列(L-LTF)进行频偏估计，称为精频偏估计Ffine，本例中，所述精频偏估计Ffine也称第二频率偏移值Ffine，由第一频率偏移值Fcoarse(粗频偏估计Fcoarse)和第二频率偏移值Ffine(精频偏估计Ffine)之和，求总的频偏估计值Fall＝Fcoarse+Ffine，采用频偏估计值Fall对L-LTF之后的数据信号进行频偏补偿，实现频偏纠正。
对于True MIMO测试，由于有多根接收天线，粗频偏和精频偏由多根天线估计值求均值得到，即
Figure BDA0001212734380000051
和
Figure BDA0001212734380000056
其中Fn为第n根天线求出的粗频偏估计，fn为第n根天线求出的精频偏估计，N为接收天线数。各接收天线的信号，即采用总的Fall对接收信号进行频偏补偿。而由于Composite MIMO测试仅有一路射频输入信号，不能采用多根天线的接收来估计降低频率偏差，因此在采用Fall补偿数据之后，仍然存在较大的频率偏差。
假设频率偏差为Δf，接收到的基带信号为
Figure BDA0001212734380000057
其中γ＝Δf·Ts·M是对子载波间隔归一化后的载波频率偏差，Ts为一个OFDM(正交频分复用)的符号周期。xshort(n)是接收信号前导中的传统短训序列，即L-SFT符号，w(n)是噪声，M是IDFT运算的点数。将接收到的信号相隔为D的采样长度做L相关运算，忽略噪声和干扰项，且由于传统短训练序列的重复性有x(n)＝x(n+D)，得到相关结果
Figure BDA0001212734380000052
Rτ的相位为arg(Rt)＝2πDγ/M,由此得到载波频率偏移的估计为
Figure BDA0001212734380000053
这里
Figure BDA0001212734380000054
粗频偏估计后，仍然需要进行精频偏估计。粗频偏估计后对第一长训序列进行频偏补偿得到
Figure BDA0001212734380000055
其中xlong(n)为补偿前的第一长训序列。也就是说r'(n)为对第一长训序列进行第一频率偏差补偿后所得到的信号，利用r'(n)的重复性做相关运算，并忽略掉噪声和干扰项得到
Figure BDA0001212734380000061
因此精频偏估计为
Figure BDA0001212734380000062
所述第一长训序列也称传统长训序列，即图4和图5中传统前导(Legacy Preamble)的传统长训(L-LTF)。
在接收机系统中，为了降低信道畸变对接收信号的影响，需要对信道进行估计，并用信道估计值对接收数据进行信道补偿。WiFi系统中，采用高速长训序列进行MIMO的信道估计。在802.11n中采用HT-LTF进行MIMO的信道估计，在802.11ac中采用VHT-LTF进行MIMO的信道估计。高速长训序列在实际发射的时候，采用了加权矩阵进行加权，使得多根天线多个符号在单个子载波上的承载数据组成矩阵可逆，便于做MIMO的信道估计。
本例采用N个第二长训序列做N×N的MIMO信道估计，忽略噪声的影响，第k子载波上的频域接收写成矩阵形式Y＝XH，其中，
Figure BDA0001212734380000063
H＝[H0,H1,…,HN-1]T，Yi为第x个子载波在符号i上的接收，Hj为第j根天线在第x个子载波上的信道值，Xj,i为第j根天线在第i个符号上第x个子载波上的数据，于是有H＝X-1Y。所述第二长训序列也称高速长训序列，即图4和图5中高速前导(HT Preamble)的高速长训(HT-LTF1～HT-LTFN)。
由于频偏估计上的偏差，在对数据进行Fall频偏补偿之后，仍然会存在几十到几百赫兹的频率偏差，称为残余频偏值(简称残余频偏)。虽然信道估计值可以补偿估计信道符号紧随的数据，即紧邻高速长训符号(HT-LTF和VHT-LTF)位置的符号数据，但随着残余频偏在时间上的积累，距离HT-LTF和VHT-LTF较远的符号接收质量将会受到恶劣影响。图6和图7是QPSK调制下，存在100Hz残余频偏时，数据域里第1个数据符号和第40个数据符号的星座图。由图7可以看出，如果不对残余频偏进行纠正，随着残余频偏在时间上的积累，调制符号将偏离调制坐标，则测试仪对第40个符号的EVM测量将存在巨大误差。
IEEE 802.11n及802.11ac的负载数据域里每一个OFDM符号(正交频分复用符号)的子载波上都内插有导频，且仅取值1和-1两种值。一种方法采用相邻OFDM符号间同一子载波位置导频来纠正残余频偏。由第n和第n+1个OFDM符号上的导频子载波估计相位误差公式为：
Figure BDA0001212734380000071
式中θn+1表示相位偏移，Pn+1(m)表示第n+1个OFDM符号内第m个导频子载波上导频符号，Pn(m)表示接收到的第n个OFDM符号内第m个导频子载波上的信号。
需要注意的是，Pn(m)和Pn+1(m)都是经补偿信道估计值后得到的数值。第n+1估计出的残余频率偏差为
Figure BDA0001212734380000072
其中Fs为采样频率，Ns为一个OFDM符号的子载波数，NGI为一个OFDM的保护间隔采样点数，
Figure BDA0001212734380000073
为第n个OFDM符号估计的频偏误差。
这种方法每一个OFDM符号估计频偏误差，然后补偿当前OFDM符号。补偿方式为：
Figure BDA0001212734380000074
其中，Yreceived为当前第n个符号接收的数据，Y为补偿当前频偏后的数据。
由图3所示，Composite MIMO测试的时候，仅有一路射频信号的采集，这样在做残余频偏估计的时候，不能利用现有技术中图2所示的多路射频信号来做残余频偏估计并求均值，来减小估计误差。
因此，本例设计一种适用于Composite MIMO系统(复合MIMO系统)的测试仪的残余频偏估计方法。由图6和图7可以看出，负载数据符号距离信道估计符号越远，残余频偏在时间上的积累对频域数据的相位旋转影响越大。利用这个特点，本例的创新点之一为，设T为一定的OFDM符号个数，如图8所示，在距离高速长训符号第kT个数据符号上，取导频子载波的数据，对这些导频子载波求相位角的偏移值，并求均值，由该相位角偏移值均值求残余频偏值fresidue；该方法避免了每一个数据负载域内的OFDM符号都做残余频偏估计，在残余频偏很小的时候，会由于噪声的影响带来估计上的偏差。在此基础上，本例的创新点之二是利用残余频偏越小，越需要长时间符号的积累，才表现为子载波上数据相位旋转并减小随机噪声影响的特点，对负载数据采用补偿第(k-1)次估计的残余频偏值fresidue后，估计第k次的新的残余频偏值fresidue，kT为估计残余频偏的符号位置。经过多次的循环补偿及估计后，随着符号时间的增加，残余频偏值的估计会越精确。
综上，如图1所示，本例提供一种适用于测试仪的残余频偏估计方法，包括以下步骤：
步骤S1，帧同步后，根据第一短训序列和第一长训序列在帧结构中所处位置，如图4和图5所示，截取第一短训序列的符号数据以求取第一频率偏移值，截取第一长训序列的符号数据，采用第一频率偏移值对其补偿后，求取第二频率偏移值，然后通过第一频率偏移值和第二频率偏移值之和得到残余频偏值；所述第一短训序列也称传统短训序列，即图4和图5中传统前导(Legacy Preamble)的传统短训(L-STF)；所述第一长训序列也称传统长训序列，即图4和图5中传统前导(Legacy Preamble)的传统长训(L-LTF)；
步骤S2，通过所述残余频偏值对第一长训序列之后的接收数据符号进行频偏补偿；
步骤S3，通过第二长训序列进行MIMO信道估计；所述第二长训序列也称高速长训序列，即图4和图5中高速前导(HT Preamble)的高速长训(HT-LTF1～HT-LTFN)
步骤S4，通过求取负载数据特定位置符号导频子载波的平均相位偏差，以求残余频偏，直到完成所有特定符号则退出；所述特定位置为用于估计残余频偏值的符号位置，也就是kT，该特定位置由循环估计次数k来确定；所述特定符号为以一定的预设间隔的k倍提取的数据域中用于估计残余频偏值的符号，也是特定位置数据符号的简称，k为循环估计次数，该预设间隔优选为T，可以根据实际需要进行调整或自定义设置。
本例所述步骤S1中，截取第一短训序列的符号数据后，根据公式
Figure BDA0001212734380000081
求取第一频率偏移值Fcoarse，其中，
Figure BDA0001212734380000082
为对子载波间隔归一化后的载波频率偏差，M为IDFT运算的点数；D为接收到的信号相隔，其取值为第一短训序列的重复周期的整数倍；Rτ为
Figure BDA0001212734380000083
∠(Rτ)为求复数Rτ的角度，L为取样长度，r(n)为截取的第一短训序列符号，r(n+D)*为取距第n个数据为距离D的第一短训序列符号的共轭，n为自然数。
本例所述步骤S1中，截取第一长训序列的符号数据后，采用第一频率偏移值Fcoarse对其进行补偿，根据公式
Figure BDA0001212734380000091
求取第二频率偏移值Ffine，其中，∠(Rτ')为求复数Rτ'的角度，Rτ′为
Figure BDA0001212734380000092
r'(n)为补偿第一频率偏移值后的传统长训练序列数据，r'(n+D)为补偿第一频率偏移值后的第一长训序列取距第n个数据距离为D的数据。
本例所述步骤S1中，通过公式Fall＝Fcoarse+Ffine求得总的频偏估计值Fall，设k＝1，使得残余频偏值fresidue＝频偏估计值Fall，其中，k循环估计次数，取T＜S，T为正交频分复用的符号个数，S为数据域中数据符号的总数。
本例所述步骤S2，通过所述残余频偏值fresidue对第一长训序列之后的接收数据符号进行频偏补偿。补偿方式为
Figure BDA0001212734380000093
其中rd(n)为补偿前的接收数据，Δf＝fresidue/(Ts·M)，Ts为一个OFDM(正交频分复用)的符号周期，M是IDFT运算的点数。
本例所述步骤S3中，根据公式H＝X-1Y，利用N个第二长训序列的符号数据做N×N的MIMO信道估计，其中，Y＝[Y0,Y1,…,YN-1]T，
Figure BDA0001212734380000094
H＝[H0,H1,…,HN-1]T，Yi为第x个子载波在符号数据i上的接收信号，Hj为第j根天线在第x个子载波上的信道估计值，Xj,i为第j根天线在第i个符号上的第x个子载波上的符号数据，i、j和x均为自然数，N为接收天线数。
本例所述步骤S4包括以下子步骤：
步骤S401，判断kT＞S是否成立，若是则结束残余频偏值估计并退出，若否则跳转至步骤S402；
步骤S402，取第kT个符号上导频子载波上的符号数据，求导频子载波的平均相位偏差θ；
步骤S403，根据导频子载波的平均相位偏差θ计算新的残余频偏值；
步骤S404，k＝k+1,并返回至步骤S2；
其中，k为循环估计次数，kT为估计残余频偏值的符号位置，S为数据域中数据符号的总数。
更为详细的，本例所述步骤S402中，通过公式
Figure BDA0001212734380000101
求导频子载波的平均相位偏差θ，其中K为第kT个符号上导频子载波个数；P-(m)为第m个导频子载波上的接收信号，该接收信号P-(m)已补偿所述步骤S3中的信道估计值；P(m)为第m个导频子载波上的原始发送信号；∠为求角度运算符。所述步骤S403中，根据子载波的平均相位偏差θ，并通过公式fresidue＝θ/(2·π·n·k·Ts)计算新的残余频偏值fresidue，n为自然数，Ts为一个正交频分复用的符号周期。
本例还提供一种适用于测试仪的残余频偏估计装置，采用了如上所述的适用于测试仪的残余频偏估计方法，并包括：
残余频偏值估计模块，截取第一短训序列的符号数据以求取第一频率偏移值，截取第一长训序列的符号数据，对其补偿第一频率偏移值后，求取第二频率偏移值，然后通过第一频率偏移值和第二频率偏移值之和得到残余频偏值；
频偏补偿模块，通过所述残余频偏值对第一长训序列之后的接收数据符号进行频偏补偿；
信道估计模块，通过高速长训序列进行MIMO信道估计；
循环补偿及估计模块，通过求取负载数据特定位置符号导频子载波的平均相位偏差，以求残余频偏，直到完成所有特定符号则退出；所述特定位置为用于估计残余频偏值的符号位置，所述特定符号为以一定的预设间隔的k倍提取的数据域中用于估计残余频偏值的符号。
值得一提的是，本例所述长训序列分为传统长训序列和高速长训序列，即分为第一长训序列和第二长训序列，如图4和图5所示。本例采用第二长训序列做首次MIMO信道估计，采用距离高速长训序列第kT个符号的导频子载波数据求平均相角偏移值，由相角偏移值求残余频偏；在此基础上，采用k逐渐递增的方法，由第kT个符号导频子载波求残余频偏，数据补偿残余频偏后再循环求下一个kT个符号位置计算残余频偏，k值越大越能减小随机噪声对相位的影响，使得残余频偏估计随着时间越来越精确。
以上内容是结合具体的优选实施方式对本发明所作的进一步详细说明，不能认定本发明的具体实施只局限于这些说明。对于本发明所属技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明构思的前提下，还可以做出若干简单推演或替换，都应当视为属于本发明的保护范围。

Claims (8)

1.一种适用于测试仪的残余频偏估计方法，其特征在于，包括以下步骤：
步骤S1，截取第一短训序列的符号数据以求取第一频率偏移值，截取第一长训序列的符号数据，采用第一频率偏移值对其补偿后求取第二频率偏移值，然后通过第一频率偏移值和第二频率偏移值之和得到残余频偏值；
步骤S2，通过所述残余频偏值对第一长训序列之后的接收数据符号进行频偏补偿；
步骤S3，通过第二长训序列进行MIMO信道估计；
步骤S4，求取负载数据特定位置符号导频子载波的平均相位偏差，以求残余频偏值，直到完成所有特定符号则退出；所述特定位置为用于估计残余频偏值的符号位置，所述特定符号为以预设间隔的k倍提取的数据域中用于估计残余频偏值的符号，k为循环估计次数；
所述步骤S4包括以下子步骤：
步骤S401，判断kT＞S是否成立，若是则结束残余频偏值估计并退出，若否则跳转至步骤S402；
步骤S402，取第kT个符号上导频子载波上的数据，求导频子载波的平均相位偏差θ；
步骤S403，根据导频子载波的平均相位偏差θ计算新的残余频偏值；
步骤S404，k＝k+1,并返回至步骤S2；
其中，k为循环估计次数，kT为估计残余频偏值的符号位置，S为数据域中数据符号的总数。
2.根据权利要求1所述的适用于测试仪的残余频偏估计方法，其特征在于，所述步骤S1中，截取第一短训序列的符号数据后，根据公式
Figure FDA0002319483240000011
求取第一频率偏移值Fcoarse，其中，
Figure FDA0002319483240000012
为对子载波间隔归一化后的载波频率偏差，M为IDFT运算的点数；D为接收到的信号相隔，其取值为第一短训序列的重复周期的整数倍；Rτ为
Figure FDA0002319483240000013
为求复数Rτ的角度，L为取样长度，r(n)为截取的第一短训序列符号，r(n+D)*为取距第n个数据为距离D的第一短训序列符号的共轭，n为自然数。
3.根据权利要求2所述的适用于测试仪的残余频偏估计方法，其特征在于，所述步骤S1中，截取第一长训序列的符号数据后，采用第一频率偏移值Fcoarse进行补偿，然后根据公式
Figure DA00023194832451309
求取第二频率偏移值Ffine，其中，∠(Rτ')为求复数Rτ'的角度，Rτ'为
Figure FDA0002319483240000022
r'(n)为补偿第一频率偏移值后的第一长训序列数据，r'(n+D)为补偿第一频率偏移值后的第一长训序列取距第n个数据距离为D的数据。
4.根据权利要求3所述的适用于测试仪的残余频偏估计方法，其特征在于，所述步骤S1中，通过公式Fall＝Fcoarse+Ffine求得总的频偏估计值Fall，设k＝1，使得残余频偏值fresidue＝频偏估计值Fall，其中，k为循环估计次数，取T＜S，T为正交频分复用的符号个数，S为数据域中数据符号的总数。
5.根据权利要求4所述的适用于测试仪的残余频偏估计方法，其特征在于，所述步骤S3中，根据公式H＝X-1Y，利用N个第二长训序列的符号数据做N×N的MIMO信道估计，其中，Y＝[Y0,Y1,…,YN-1]T，
Figure FDA0002319483240000023
H＝[H0,H1,…,HN-1]T，Yi为第x个子载波在符号数据i上的接收信号，Hj为第j根天线在第x个子载波上的信道估计值，Xj,i为第j根天线在第i个符号上的第x个子载波上的符号数据，i、j和x均为自然数，N为接收天线数。
6.根据权利要求1至5任意一项所述的适用于测试仪的残余频偏估计方法，其特征在于，所述步骤S402中，通过公式
Figure FDA0002319483240000024
求导频子载波的平均相位偏差θ，其中K为第kT个符号上导频子载波个数；P_(m)为第m个导频子载波上的接收信号，该接收信号P_(m)已补偿所述步骤S3中的信道估计值；P(m)为第m个导频子载波上的原始发送信号；∠为求角度运算符。
7.根据权利要求1至5任意一项所述的适用于测试仪的残余频偏估计方法，其特征在于，所述步骤S403中，根据子载波的平均相位偏差θ，并通过公式fresidue＝θ/(2·π·n·k·Ts)计算新的残余频偏值fresidue，n为自然数，Ts为一个正交频分复用的符号周期。
8.一种适用于测试仪的残余频偏估计装置，其特征在于，采用了如权利要求1至7任意一项所述的适用于测试仪的残余频偏估计方法，并包括：
残余频偏值估计模块，截取第一短训序列的符号数据以求取第一频率偏移值，截取第一长训序列的符号数据，采用第一频率偏移值对其补偿后，求取第二频率偏移值，然后通过第一频率偏移值和第二频率偏移值之和得到残余频偏值；
频偏补偿模块，通过所述残余频偏值对第一长训序列之后的接收数据符号进行频偏补偿；
信道估计模块，通过第二长训序列进行MIMO信道估计；
循环补偿及估计模块，通过求取负载数据特定位置符号导频子载波的平均相位偏差，以求残余频偏，直到完成所有特定符号则退出；所述特定位置为用于估计残余频偏值的符号位置，所述特定符号为以预设间隔的k倍提取的数据域中用于估计残余频偏值的符号。
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