JPWO2009054052A1 - Ｏｆｄｍ通信装置およびｏｆｄｍ通信方法 - Google Patents

Abstract

シンボル系列を構成する複数のシンボルのそれぞれを周波数時間領域における所定時間の所定サブキャリアに割り当てて複数アンテナから送信する送信ダイバーシチ機能を備えたOFDM通信装置であり、シンボル系列の各シンボルに対して、アンテナ毎に、かつ、シンボル毎に異なる位相回転量を付加する位相回転部と、位相回転を施されたシンボル系列の各シンボルをアンテナ毎に周波数時間領域における所定時間の所定サブキャリアに割り当て、複数のアンテナより送信するOFDM送信部を備えている。

Description

本発明はOFDM通信装置およびOFDM通信方法に関わり、特に、シンボル系列を構成する複数のシンボルのそれぞれを周波数領域の各サブキャリアに割り当て、あるいは、シンボル系列を構成する複数のシンボルのそれぞれを周波数時間領域における所定時間の所定サブキャリアに割り当てて複数アンテナから送信するOFDM通信装置およびOFDM通信方法に関する。

・OFDM通信技術
OFDM（OFDMA含む）送信装置は一般的に図１３に示す構成を備えており、誤り訂正符号器1はデータに誤り訂正符号化処理を施して符号化し、データ変調部2は該符号化されたデータをデータ変調(例えばQPSK変調)してシンボルを出力する。データ・パイロット信号多重部3は、データシンボルと受信局で既知のパイロットシンボルとを時間多重する。IFFT部4は、一定数N_cのシンボルを１単位としてIFFT処理を行なう。すなわち、N_c個のシンボルをN_c個のサブキャリア信号成分とみなして該サブキャリア成分にIFFT処理を施し、離散的な時間信号に変換して出力する。ガードインターバル挿入部(GI挿入部)5は、図１４に示すように、IFFT後のN_cサンプルのうち、後部のN_GサンプルをコピーしてガードインターバルGIとしてN_cサンプルの先頭に挿入する。GIは巡回的にコピーされているため、GI挿入後の(N_c + N_G)サンプルの区間で、信号が連続していることが特徴であり、この特徴によりGIは隣接パスからの信号遅延による干渉を除去するという役割を果たす。なお、GI挿入後の(N_c + N_G)サンプルはOFDMシンボルと呼ばれる。
DA変換器6はD/A変換を行い、送信RF部７は直交変調を行い、ベースバンド信号を無線周波数の信号に変換し、送信アンテナ8から受信局9に向けて送信する。

図１５はOFDM伝送方式の一般的な受信局のブロック図である。受信RF部10は、送信局から送信された無線信号を受信し、周波数ダウンコンバートにより該無線信号をベースバンドの信号に変換する。AD変換器11は直交復調により得られた信号をディジタル信号に変換する。受信タイミング検出部12は、OFDMのサブフレームタイミングやシンボルタイミングを検出する。GI削除部13は、シンボルタイミングに基づいて、受信信号からガードインターバルGIを削除して各OFDMシンボルの有効信号成分を切り出してFFT部14に入力する。図１６は、有効信号成分を切り出しの様子を表す例である。説明の都合上、受信信号を各パスの成分(直接波、間接波)に分解して表わしている。パス1の直接波からは、GIを除いたOFDMシンボルnの有効信号成分（N_cサンプル）のみが正確に切り出される。パス2の間接波(遅延波)からは、GIの一部を含んだ形で信号が切り出される。しかし、GIはOFDMシンボルの有効信号成分が巡回的にコピーされたものなので、結果的にOFDMシンボルnの有効信号成分が正確に切り出されていることになる。つまり、遅延時間がGI長以下のマルチパス成分は、OFDMシンボル間の干渉を生じることなく受信される。
FFT部14はGI削除後の信号に対しFFT処理を施し、データ・パイロット信号分離部15は、時間多重されたデータ信号とパイロット信号を受信信号から分離する。チャネル推定部16は受信パイロット信号と送信パイロット信号のレプリカとの相関演算を行なって無線チャネルにおけるチャネル歪みを推定する。一方、チャネル補償部17は受信データ信号にチャネル推定値の複素共役を乗算してチャネル歪みを抑圧し、データ復調部18はチャネル補償された受信信号を用いて受信データの復調処理を行い、誤り訂正復号器19は復調されたデータに誤り訂正復号処理を施す。

図１７はOFDM送信におけるサブフレーム構成図であり、サブフレームはK個のシンボル系列で構成され、各シンボル系列はN_c個のサブキャリアに割り当てられるN_c個のシンボル
で構成されている。サブフレームの最初のKp個はパイロットシンボルを送信するシンボル系列、残りの(K−Kp) 個は制御データやユーザデータを送信するシンボル系列である。

・送信ダイバーシチ技術
送信ダイバーシチ技術として、同一の送信信号に異なる遅延を付加して複数のアンテナから送信する遅延ダイバーシチ技術がある。この遅延ダイバーシチ技術には２つの方式があり、第１の方式はシンボル系列の各シンボルにOFDM信号の生成前にサブキャリア方向に位相回転を施す位相ダイバーシチである(非特許文献１)。第２の方式は、OFDM信号の生成後のサイクリックプレフィックスCP付加前にOFDM波形をサイクリックに遅延させる巡回遅延ダイバーシチである(非特許文献２)。この方式は、数学的にOFDM信号の生成前にサブキャリア方向で位相回転を与える位相ダイバーシチと基本的に同じである。

図１８は位相ダイバーシチの構成図であり、入力シンボルが２分岐され、一方の分岐においてOFDM部２１は入力シンボルにOFDM変調を施し、CP付加部２２はOFDM変調信号にCPを付加して第１のアンテナ２３より送信する。他方の分岐において、位相回転付与部２４はシンボル系列の各シンボルにexp(jΦ_n)（N=1,2,・・・N_c）の遅延を施し、OFDM部２５は遅延を施された入力シンボルにOFDM変調を施し、CP付加部２６はOFDM変調信号にCPを付加して第２のアンテナ２７より送信する。なお、exp(jΦ_n)（N=1,2,・・・N_c）の遅延によりサイクリック遅延が施される。たとえば、N_c(N_c＝10とする)個のシンボルで構成されたシンボル系列に位相回転を施さずにIFFT処理を実行すると有効シンボルは図１９（A）に示すように
ABCDEFGHIJ
となる。かかる場合、２シンボル分の位相遅延に相当するexp(jΦ_n)の位相回転をシンボル系列に施してIFFT処理を実行すると有効シンボルは図１９（B）に示すように
IJABCDEFGH
となる。

図２０は巡回遅延ダイバーシチの構成図であり、入力シンボルが２分岐され、一方の分岐においてOFDM部２１は入力シンボルにOFDM変調を施し、CP付加部２２はOFDM変調信号にCPを付加して第１のアンテナ２３より送信する。他方の分岐において、OFDM部２５は入力シンボルにOFDM変調を施し、サイクリック遅延部２８はOFDM変調出力にサイクリック遅延を施して図１９(B)の信号順にし、CP付加部２６はサイクリック遅延されたOFDM変調信号にCPを付加して第２のアンテナ２７より送信する。

図２１は送信ダイバーシチの説明図である。位相遅延せずに２つのアンテナ２３，２７より同一の信号を送信する場合、両アンテナからの信号が同一の位相で受信アンテナに到達すれば受信電力は倍になる。しかし、伝播特性の差により（A）に示すように位相差が180°になると、（B）に示すように受信アンテナの受信電力が半減し、送信ダイバーシチしない場合より悪くなる。そこで、(C)に示すように一方の信号に位相回転を施して送信すると(D)に示すように、伝播特性に関係なく受信電力が増大する周波数が存在するためダイバーシチ効果が発生して良好な受信が可能になる。
付加する位相回転量あるいは巡回遅延量としては、マルチパスの広がりが大きい場合にもダイバーシチ効果が得られるようにすることを考えて、無難な選択は、できる限り大きい位相回転あるいは遅延幅としておくことが望ましい。例として図２０の巡回遅延ダイバーシチでは、アンテナn (=＃1〜＃n_t )の遅延量Δ_nを

として、symbol長をn_t個に等間隔に区切った長さで遅延量を決定する方法が示されている。ここでT_symbolはOFDMシンボル長である。巡回遅延であるから1シンボルの遅延量は、遅延量0と同じになることから、上記Δ_nは、n_t個の異なる遅延量を作る場合の可能な最大の遅延量である。上記の図１８、図２０の例は、数学的に同じであるから、以下では図１８の位相ダイバーシチの構成で説明する。

位相ダイバーシチの位相回転因子exp(jΦ_n)は、非特許文献１において下式

で示されている。ただし、サブキャリア数Nc、アンテナm、サブキャリア番号n、回転数kである。図１８では、アンテナ数が2であり、m=0では位相回転を行なわず、m=1のみで位相回転が行なわれるためΦ_m,nからmを省略してΦ_nと記載した。なお、回転数kとは、Nc個の各サブキャリアに順次Φ_nの位相回転を付与したときの総回転数（＝Φ_n×Nc／２π）である。
(2)式の通り、付加される位相は、送信されるサブキャリア番号nの増加、換言すればサブキャリア周波数の増加に比例して回転角度が増加するような位相である。このとき回転数kは、巡回遅延ダイバーシチ(図２０)における遅延量Δと比例する量であり、サブキャリア帯域幅が

のOFDMシステムでは、

に対応する。この様に、従来の位相ダイバーシチでは、巡回遅延ダイバーシチと同じ方式を想定していることから、周波数軸上において一定速度で回転するような位相回転因子が用いられている。

一般的に、実際に運用されるOFDMシステムでは、複数の異なるユーザのデータや、複数の異なる制御情報などを図１７で示した周波数×時間領域における異なる領域に配置し、これによりユーザのデータの多重化を実現して送信している。巡回遅延ダイバーシチでは、周波数×時間領域でのシンボル配置が異なる物理チャネルに対して最適な遅延量が異なる。このため、巡回遅延ダイバーシチにおいて、異なるシンボル配置方法の物理チャネルに共通の遅延量を用いると、特定のチャネルに対してダイバーシチの効果が小さくなるなどの課題があった。
また、巡回遅延ダイバーシチでは、シンボル配置方法や伝播環境により最適な遅延量が異なるが、固定的な遅延量を用いる従来の方法では、場合によってダイバーシチ効果が十分に得られない場合があった。このため、従来技術(非特許文献３参照)では、その様な複数の配置法が異なる物理チャネルが含まれるシステムへの巡回遅延ダイバーシチの適用を検討している。しかし、従来技術で検討されているような伝播環境に応じて遅延量調整を行なうなどの制御を実際のシステムで行うためには、一般に受信機から伝播環境などの情
報をフィードバックリンクで伝送する必要があり、フィードバックリンクのリソースを消費することで周波数利用効率を劣化させてしまう問題がある。また、高速移動時などの時間的な環境変化が速い場合、フィードバック遅延によって最適な制御が出来ないことがあり、かかる場合には、性能劣化を起こしてしまう問題がある。

図２２はダイバーシチの効果が小さくなる場合の説明図であり、図２２(A)は連続する複数のサブキャリア (図では２５個のサブキャリア)に、あるユーザのデータを局所的に、かつ連続的に割り当てた場合、（B）はあるユーザのデータを数サブキャリア間隔(図では５サブキャリア間隔)で割り当てた場合である。（A）の配置の場合、連続する割り当てサブキャリア周波数において、第２アンテナからの受信電力が第１アンテナの受信電力と逆位相になっており、トータルの受信電力が減少し、送信ダイバーシチ効果が得られない。（B）の配置の場合、第２アンテナからの受信電力が各割り当てサブキャリアで同じになり、位相回転(あるいはサイクリック遅延)した意味がなくなり、送信ダイバーシチ効果が得られない。
以上から本発明の目的は、位相回転量を工夫して安定したダイバーシチ効果を得ることを目的とする。
その１例として、例えば、シンボルの配置間隔に依存しない位相回転量を該シンボルに付加するようにし、どのようなシンボル配置であっても、安定したダイバーシチ効果が得られるようにする。
S. Kaiser, "Spatial transmit diversity techniques for broadband OFDM systems," in Proc. IEEE GLOBECOM, 27 Nov.-1 Dec. 2000, Volume 3, pp1824 - 1828 G.Bauch, J.S.Malik, "Parameter optimization, interleaving and multiple access in OFDM with cyclic delay diversity," IEEE VTC 2004-Spring. Vol.1, P505 - 509 Farooq Khan; C. Van Rensburg, "An Adaptive Cyclic Delay Diversity Technique for Beyond 3G/4G Wireless Systems," in Proc. IEEE VTC-2006 Fall, pp.1 - 6

・OFDM通信装置
本発明の第１は、シンボル系列を構成する複数のシンボルのそれぞれを各サブキャリアに割り当てて複数アンテナから送信する送信ダイバーシチ機能を備えたOFDM通信装置であり、前記シンボル系列の各シンボルに対して、アンテナ毎に、かつ、シンボル毎に異なる位相回転量を付加する位相回転部、位相回転を施されたシンボル系列の各シンボルをアンテナ毎に所定のサブキャリアに割り当て、複数のアンテナより送信するOFDM送信部を備えている。
本発明の第２は、シンボル系列を構成する複数のシンボルのそれぞれを周波数時間領域における所定時間の所定サブキャリアに割り当てて複数アンテナから送信する送信ダイバーシチ機能を備えたOFDM通信装置であり、前記シンボル系列の各シンボルに対して、アンテナ毎に、かつ、シンボル毎に異なる位相回転量を付加する位相回転部、位相回転を施されたシンボル系列の各シンボルをアンテナ毎に周波数時間領域における所定時間の所定サブキャリアに割り当て、複数のアンテナより送信するOFDM送信部を備えている。
上記第１、第２のOFDM通信装置において、前記位相回転部は、前記各シンボルに付加する位相が、該シンボルが割り当てられるサブキャリアの番号(サブキャリア周波数)に比例しないように前記位相回転量を決定して回転する。

・OFDM通信方法
本発明の第３は、シンボル系列を構成する複数のシンボルのそれぞれを各サブキャリアに割り当てて複数アンテナから送信する送信ダイバーシチ機能を備えたOFDM通信装置にお
けるOFDM通信方法であり、前記シンボル系列の各シンボルに対して、アンテナ毎に、かつ、シンボル毎に異なる位相回転量を付加するステップ、位相回転を施されたシンボル系列の各シンボルをアンテナ毎に所定サブキャリアに割り当て、複数のアンテナよりOFDM送信するステップを有している。
本発明の第４は、シンボル系列を構成する複数のシンボルのそれぞれを周波数時間領域における所定時間の所定サブキャリアに割り当てて複数アンテナから送信する送信ダイバーシチ機能を備えたOFDM通信装置におけるOFDM通信方法であり、前記シンボル系列の各シンボルに対して、アンテナ毎に、かつ、シンボル毎に異なる位相回転量を付加するステップ、位相回転を施されたシンボル系列の各シンボルをアンテナ毎に周波数時間領域における所定時間の所定サブキャリアに割り当て、複数のアンテナよりOFDM送信するステップを有している。
上記第３、第４のOFDM通信方法において、前記各シンボルに付加する位相が、該シンボルが割り当てられるサブキャリアの番号(サブキャリア周波数)に比例しないように前記位相回転量を決定する。

本発明のOFDM送信装置の構成図である。 本発明のOFDM受信装置の構成図である。 位相回転処理とマッピング処理の説明図である。 従来技術と本発明方法との差分説明図である。 シンボル系列を構成する各シンボルを周波数時間領域に配置する第２実施例の説明図である。 第1実施例にはなかった第２実施例の効果説明図である。 第1の位相回転部の構成図である。 第３の位相回転部の構成図である。 第４の位相回転部の構成図である。 従来の巡回遅延ダイバーシチにおけるEESM分布である。 本発明の巡回遅延ダイバーシチにおけるEESM分布である。 本発明方法の利点を明確にするためのEESM分布図である。 一般的なOFDM送信装置の構成図である。 ガードインターバル挿入説明図である。 OFDM伝送方式の一般的な受信局のブロック図である。 有効信号成分を切り出しの様子を表す説明図である。 OFDM送信におけるサブフレーム構成図である。 位相ダイバーシチの構成図である。 位相回転説明図である。 巡回遅延ダイバーシチの構成図である。 送信ダイバーシチの説明である。 従来の巡回遅延ダイバーシチの問題点説明図である。

（A）第１実施例
（a）本発明のOFDM送信装置の構成の１例
図１は本発明のOFDM送信装置の構成図の１例を示す。送信サブフレームは図１７で説明した構成を採用するものとする。すなわち、OFDM送信装置はN個のサブキャリアを用いて送信し、N個のサブキャリア×Kシンボル時間のリソースで送信サブフレームを構成する。サブフレームにおいて先頭のK_pシンボルをパイロット信号送信に使用し、残りの（K−Kp）シンボルを制御データやユーザデータ送信に使用し、以降Kシンボル毎にサブフレームを繰り返す。
図１のOFDM送信装置は、ユーザ１、２宛のデータ１、２をそれぞれ２分岐し、各データの分岐されたそれぞれに異なる位相回転を施して周波数時間領域にマッピングして第１、第２の２つのアンテナより送信する。
すなわち、データ変調部５１a，５１bはそれぞれ誤り訂正符号化処理を施されたユーザ１、２宛のデータ１、２をデータ変調(例えばQPSKや16QAM変調)して、入力ビット列を位相及び振幅を有するデータシンボルに変換して出力し、位相回転部５２a，５３aは分岐された一方の各データシンボルに対して異なる位相回転を施して周波数時間マッピング部５４aに入力する。同様に、位相回転部５２b，５３bは分岐された他方の各データシンボルに対して異なる位相回転を施して周波数時間マッピング部５４bに入力する。

周波数時間マッピング部５４aは既知のパイロットシンボル１と位相回転部５２a，５３ａから入力するデータシンボルをそれぞれ所定時刻の所定サブキャリアにマッピングして時間多重する。IFFT部５５aは、一定数Nのパイロットシンボルまたはデータシンボルを１単位としてIFFT処理を行なう。すなわち、N個のシンボルをN個のサブキャリア信号成分とみなして該サブキャリア成分にIFFT処理を施し、離散的な時間信号に変換して出力する。サイクリックプレフィックス挿入部(CI挿入部)５６aはIFFT後のNサンプルのうち、後部のN_GサンプルをコピーしてサイクリックプレフィックスCPとしてNサンプルの先頭に挿入する。CP挿入後の(N + N_G)サンプルはOFDMシンボルである。以後。図示しない送信部５７aのDA変換器はD/A変換を行い、送信RF部はベースバンド信号を無線周波数の信号に変換し、第１の送信アンテナ５８aから送信する。
周波数時間マッピング部５４bは既知のパイロットシンボル２と位相回転部５２b，５３bから入力するデータシンボルをそれぞれ所定時刻の所定サブキャリアにマッピングして時間多重する。IFFT部５５bは、一定数Nのパイロットシンボルまたはデータシンボルを１単位としてIFFT処理を行なう。すなわち、N個のシンボルをN個のサブキャリア信号成分とみなして該サブキャリア成分にIFFT処理を施し、離散的な時間信号に変換して出力する。サイクリックプレフィックス挿入部(CP挿入部)５６bはIFFT後のNサンプルのうち、後部のN_GサンプルをコピーしてサイクリックプレフィックスCPとしてNサンプルの先頭に挿入する。以後、送信部５７bのDA変換器はD/A変換を行い、送信RF部はベースバンド信号を無線周波数の信号に変換し、第２の送信アンテナ５８bから送信する。
なお、分岐されたデータは周波数時間マッピング部５４a、周波数時間マッピング部５４bにおいて同一の周波数時間領域にマッピングされる。

パイロット信号１，２は異なるアンテナ５８a，５８bから送信され、受信側で分離可能に構成されている。サブキャリアn=0〜N-1に対する第１、第２パイロット信号１，２の送信方法は以下の通りである。
・第１アンテナ５８a のパイロット信号１は、
サブキャリア番号が偶数（n＝2m）であれば同じ電力で送信し、
サブキャリア番号が奇数（n=2m+1）であればNULLを送信する（送信OFF）。
・アンテナ５８bのパイロット信号２は、
サブキャリア番号が偶数（n＝2m）であればNULLを送信し（送信OFF）、
サブキャリア番号が奇数（n=2m+1）であれば同じ電力でパイロット信号を送信する。
この結果、受信局はサブフレーム先頭Kp個の偶数、奇数番目のサブキャリア成分をそれぞれ抜き出すことにより、第１、第２アンテナ５８a，５８bから送信されたパイロット信号をお互いに干渉させずに分離することが可能となる。また、送信のあるサブキャリアにおけるパイロット信号は、実数の１を送信するとして表現することができる。
位相回転部５２a，５２b，５３a，５３bは、入力シンボルに対して位相回転を与えるが、複数のユーザデータや、制御データなどの複数種類のデータがある場合に、それらに対して独立に位相回転処理を行うことができる。

（b）本発明のOFDM受信装置の構成の１例
図２は本発明のOFDM受信装置の構成図の１例を示す。受信RF部６２は、送信局から送信された無線信号をアンテナ６１より受信し、周波数ダウンコンバートにより該無線信号をベースバンドの信号に変換し、内蔵のAD変換器によりディジタル信号に変換する。受信タイミング検出部６３は、OFDMのサブフレームタイミングやシンボルタイミングを検出する。CP削除部６４は、シンボルタイミングに基づいて、受信信号からサイクリックプレフィックスCPを削除して各OFDMシンボルの有効信号成分を切り出してFFT部６５に入力する。FFT部６５はCP削除後の信号に対しFFT処理を施し、時間領域信号から周波数領域信号に変換する。

チャネル推定部６６は、サブフレーム先頭のKpシンボルから、それぞれOFDM送信装置の第１、第２アンテナ１８a、１８ｂから送信されたパイロット信号を抽出し、チャネル推定を行なう。チャネル推定には多数の従来方法が知られているが、例えば、簡易な構成としてn=2mから抽出されたパイロット信号をP(2m)、第１アンテナ１８aの各サブキャリアnのチャネル推定値をh1(n)とすれば、n=2mのチャネル推定値h1(2m)は、
h1(2m)＝P(2m)
とすることができ、n=2m+1のチャネル推定値h1(2m+1)は次式、
h1(2m+1)＝(P(2m)＋P(2m+2))/2
により計算することができ、各サブキャリアでのチャネルを推定する事が可能である。また、第２アンテナ１８bに対しては、同様に、各サブキャリアnのチャネル推定値をh2(n) とすれば、n=2mのチャネル推定値h2(2m)は次式、
h2(2m)＝(P(2m-1)＋P(2m+1))/2
により計算することができ、n=2m+1のチャネル推定値h2(2m+1)は、
h2(2m+1)＝P(2m+1)
とすることができ、以上により各サブキャリアでのチャネルを推定する事が可能である。この場合、OFDM送信装置が送信データに異なる位相回転処理を施して第１、第２アンテナ１８a、１８bより送信しているから、チャネル推定部６６は第kシンボルの第nサブキャリアのチャネル推定値h(k,n)をh1,h2を用いて次式
h(k,n)＝α₁(k,n)h1(n)＋α₂(k,n)h2(n)
により計算する。上式において、α₁(k,n)、α₂(k,n)はそれぞれ回転因子であり、第kシ
ンボルの第nサブキャリアで送信されたデータの位相回転因子と同じ回転因子を用いる。

受信データ抽出部６７はFFT出力より受信データを抽出し、検波部６８はチャネル推定値h(k,n)を用いて受信データにチャネル補償処理（検波処理）を施して出力する。すなわち、検波部６８は抽出された各サブキャリアの受信シンボルの位相振幅をチャネル推定値を用いてチャネル補償する。例えば、簡易な構成として、サブキャリアn、第kシンボルに対する受信シンボルをr(k,n)とすれば、次式

により検波後の信号y(k,n)を出力する。ビット判定部６９は検波された信号から、送信側での符号化方法、変調方法に従って送信ビットを判定して送信データを復元する。

（c）位相回転処理
(c-1)本実施例の位相回転処理
本実施例の特徴的な処理は、位相回転部５２a〜５２b，５３a〜５３bの位相回転処理にある。まず、本方法の実施例として、従来方法との差分を説明しやすいように、最も従来方法に近い例を説明する。
データ変調部５１aの出力シンボル列をs(1), s(2),・・・, s(M)(M<N)とし、これに位相回転部５２aで位相回転処理を行って、周波数時間マッピング部５４aで周波数軸上に配置する場合を考える。図３は位相回転処理とマッピング処理の例を示すもので、入力されたシンボル列s(k)(k=1,2,…,M)が位相回転部５２aにおいて、位相因子

を乗算され、周波数時間マッピング部５４aにおいて各s(k)α(k)がサブキャリアn(k)に配置される。位相角θ(k)は、配置されるサブキャリア位置によらずk=0,1,2,3,・・・,Mに対して

とする。βは位相回転部５２a〜５２b，５３a〜５３bにおいて、各送信アンテナおよび各チャネルで一般には異なる値を用いる事ができる。処理量の少ない構成としては、片側の送信アンテナだけに位相回転処理を行うように、位相回転部５２a〜５３a においてβ=0を用い、位相回転部５２b〜５３b においてβとして０でない値を用いる構成が考えられる。より具体的な例としては、送信アンテナ数がある場合、アンテナm（）に対して

を使用するなどが一例として考えられる。このようにすることにより、本実施例はシンボルs(k)(k=1,2,…,M)のマッピングの仕方(配置)によらない位相回転をシンボルs(k)に施すことができる。すなわち、本実施例は従来技術と異なり、(7)式より明らかなように位相角θ(k)はシンボルが配置されるサブキャリア番号、換言すれば、サブキャリア周波数に比例しないようになっている。

(c-2)従来の位相回転処理
従来の巡回遅延ダイバーシチではシンボルs(k)(k=1,2,…,M)に、

で示すシンボル配置n(k)に応じた位相θ(k)を付加している。この従来の巡回遅延ダイバーシチをより正確に説明する。
同一のシンボル時間で送信されるデータに適用される2つのサブキャリアj，ｋ、該サブキャリアj，ｋの位相因子をθ(j)，θ(k)とすれば、従来の巡回遅延ダイバーシチは、任意のj，ｋに対して、

が成立するように、すなわち位相差θ(j)−θ(k)がｊ−ｋに比例するような位相因子を使用している。これは巡回遅延を与える処理が、数学的に周波数領域で見ると、位相がサブキャリア0,1,2,・・・に対して一定速度γで増加するような位相付加と同じであることにより、位相因子は２π／γ個のサブキャリアで１回転する。そのため極端な例としてデータのサブキャリア配置が２π／γの間隔で行なわれる場合には、常に同じ位相を使用することになり、事実上、位相付加を行なわない場合、つまり巡回遅延ダイバーシチを行なわない場合と同じ送信方法になってしまい(図２２の（B）参照)、結果的にダイバーシチ効果がなくなり、遅延量を変える必要が生じる。
以上の様に従来の巡回遅延ダイバーシチでは、データをサブキャリアに配置する配置パターンにより、遅延量を変える必要が生じる。しかしながら、任意の配置を考える場合に、どのような配置であっても安定したダイバーシチ効果を実現する遅延量の設定方法は従来知られていなかった。

(c-3)本実施例の効果
これに対して本実施方法では、配置前にデータシンボル毎に増加する位相を増加させてから、任意の配置を行う。これにより、配置されるサブキャリア位置ではなく、シンボル系列を構成する各シンボルs(k)のシンボル番号kで決まる位相因子((6)、(7)式参照)を付加する。この結果、本発明によれば、どのような配置であっても、多数の位相状態が偏ることなく使用される事になり、配置によってダイバーシチ効果が無くなる等の問題を回避し、安定したダイバーシチ効果を実現することが可能である。
本実施例の送信方法は、従来技術の送信方法と全く異なる点がある事を強調しておく。本実施例の方法は、同一ユーザ向けの送信信号成分が単純な巡回遅延では表現することができない波形となっており、従来技術では全く想定していなかった信号の送信方法となっている。

この従来技術と本実施例の方法との差分を、別の観点から説明する例を示す。図４に示すように、周波数領域に一定間隔で配置された信号は、時間領域で周期性を持っている。この周期Tはシンボル配置間隔LとT=Tsymbol/Lの関係がある。ただし、Tsymbolはシンボル長である。このとき従来技術で巡回遅延を与える場合、配置間隔Lに対応した周期Tと遅延量が近い場合には、元の波形と同じ波形に戻るため、遅延を付加していないのと同じ状態になってしまう。周波数領域での配置間隔Lを変えるとこの時間領域での周期Tも変わるため、巡回遅延量は、周波数領域の配置間隔Lに応じて変える必要が生じる。一方、本実施例の方法では、配置位置によらない位相因子を乗算した後に配置しており、データ毎に変
化する位相因子を用いるため、配置間隔Lが変わると、遅延量も自動的に変化することになる。このため、配置間隔Lに対応した周期Tを基準にして、遅延量が変わることから、常に各信号の独立性を確保することができるのである。このように、本実施例の方法は、配置に対して信号の独立性を維持するように遅延量を制御しているのと同様の効果があるため、任意の配置に対して安定したダイバーシチ効果を得る事が可能となる。
以上の説明の様に、本実施例の方法は、配置されるサブキャリア位置n(k)の上で定義された位相因子を用いるのではなく、n(k)によらずにデータがサブキャリア上に配置される毎に変化するように位相因子の系列を用いる点である。

（B）第２実施例
(a)第2実施例のマッピング法
第1実施例では、シンボル系列を構成する各シンボルを1シンボル時刻の周波数軸に配置した場合のデータ処理のみに着目して記載したが、第２実施例ではシンボル系列を構成する各シンボルを、周波数軸及び時間軸で構成される周波数時間領域の所定時刻、所定サブキャリアに配置する。第２実施例のOFDM送信装置の構成は、図１と同じであるが、位相回転部５２a〜５２b、５３a〜５３bの位相回転処理の動作が異なる。
図５はシンボル系列を構成する各シンボルを周波数時間領域に配置する第２実施例の説明図であり、入力されるシンボル系列のうち1サブフレームで送信するシンボル数をNdとすると、Nd個の各シンボルs(k)(k=1,2,…、Nd)にNd個の位相回転因子α(k) (k=1,2,…、Nd)の系列を乗算し、乗算結果をサブフレーム（周数時間領域）の所定位置に配置する。
第２実施例によれば、第1実施例にはなかった次の様な効果がある。図６に示すようなデータの配置を考える。この図６は非常に極端な場合であり、1サブキャリア×複数シンボルに各シンボルs(k)を配置する場合である。この場合、時間方向にも各シンボルに付加する位相のパターンが変化するため、遅延ダイバーシチではなかったダイバーシチ効果を時間方向で生み出すことが可能となる。

(b)位相回転部の構成
(b-1)第1の位相回転部
図７は第1の位相回転部５２aの構成図であり、上記Nd個のシンボルs(k) (k=1,2,…、Nd)に付加する位相α(k) (k=1,2,…、Nd)を予めテーブル６１に記憶しておき、乗算器６２で入力するNd個のシンボルs(k) (k=1,2,…、Nd)にテーブル６１より読み出した位相α(k)
(k=1,2,…、Nd)をそれぞれ乗算して位相回転を施し、周波数時間マッピング部５４aに入力する。位相回転部５２b、５３a〜５３bも同様に入力するNd個のシンボルにテーブルより求めた所定の位相をそれぞれ乗算して位相回転を施す。
なお、Nd個のシンボルs(k) (k=1,2,…、Nd)と位相α(k) (k=1,2,…、Nd)の対応を１：１でテーブル６１に保存せず、Nd個より少ない数N_psの位相因子系列を保存するように構成することもできる。この場合、Nd個のシンボル系列に適用する位相因子系列としてN_psの系列を周期的に用いる。これにより、保持する位相因子の数を少なくてできるため、回路などでの実装において小さいメモリ量で位相回転部を実現することができる。

(b-2)第２の位相回転部
位相系列としては、1サブフレームに割り当てるデータ数Ndに応じて、Nd個でK回転する様な位相因子

を用いても良い。かかる場合には、図7のテーブルの代わりに(11)式の演算を行なう演算部を設け、該演算部よりNd個のシンボルs(k) (k=1,2,…、Nd)の位相因子θ（ｋ）を演算して乗算部６２に入力する。

(b-3)第３の位相回転部
図８は第３の位相回転部の構成図であり、複数の位相因子系列１〜Xを記憶するテーブル７１₁〜７１_Xを用意し、それらを時間的に切り替えて使用する。切替制御部７２はセレクタ７３を制御し、サブキャリア数をNとすればN個のシンボル毎に使用する位相因子系列１〜Xを順次切り替え、得られた位相因子系列を乗算部６２に入力する動作を行なう。例えば、テーブル７１_nの位相因子系列nのk番目の位相因子を

とする。これにより、第nシンボル時刻のk番目のサブキャリアにマッピングされるシンボルs(n,k)に(12)式の位相因子θ（n，k）を付与して回転する。
この場合、各位相因子系列は、サブキャリア方向で回転する様な位相因子になっているが、各位相因子系列n（＝１〜X） における回転速度が異なっている。これにより、特定の伝播環境と特定の位相因子系列の組み合わせが悪く、十分なダイバーシチ効果が得られない場合にも、OFDMシンボル毎に異なる系列を利用する事により、全体としては、組み合わせの悪い場合が連続しない様にすることが可能である。

(b-4)第４の位相回転部
図９は第４の位相回転部の構成図であり、２つの位相因子系列１，２をそれぞれ記憶する２つのテーブル８１，８２、入力するシンボルs(k)に各テーブルより求まる各位相因子を乗算する第１、第２の乗算器８３，８４、各テーブルよりシンボルs(k)に応じた位相因子を出力するためのアドレス発生部８５，８６を備えている。第１のテーブル８１にはM個のアドレスk mod M（kをMで割ったときの余りでありｋ＝0〜M-1である）にM個の第１の位相因子が記憶され、第２のテーブル８２にはアドレスint(k/M)（kをMで割ったときの商である）に第２の位相因子が記憶されている。アドレス発生部８５は、シンボル系列を構成するシンボルs(k)の順番をｋとするとき、k mod Mをアドレスとして発生し、第１のテーブル８１のアドレスk mod Mより第１の位相因子αを第１の乗算器８３に入力する。アドレス発生部８６は、シンボル系列を構成するシンボルs(k)の順番をｋとするとき、int(k/M)をアドレスとして発生し、第２のテーブル８２のアドレスint(k/M)より第２の位相因子βを第２の乗算器８４に入力する。第１、第２の乗算器８３、８４はシンボルs(k)に位相因子α、βを順次乗算して
s(k)×exp(jα)×exp(jβ)
を出力する。
第４の位相回転部によれば、M個の中では第１の位相因子系列1に従って位相因子αが変化するが、M毎に第２の位相因子系列2に従って初期位相βを変える。この構成により、位相因子テーブル１の系列長がN1（＝M）、位相因子テーブルの系列長がN2とすると、２つのテーブルに保持している位相因子はN1+N2個であるが、生成される位相因子のバリエーションはN1×N2となっており、多数の位相状態を小さい回路規模で構成する事が可能となる。

(b-5)第５の位相回転部
位相回転部における位相因子系列を擬似乱数発生器を用いて発生することもできる。すなわち、図７のテーブル６１の代わりに擬似乱数発生器を設け、該擬似乱数発生器よりランダムに位相因子θ（ｋ）を発生して乗算部６２に入力し、乗算部は位相因子θ（ｋ）をシンボルs(k)に乗算して位相回転する。
擬似乱数を用いる事で、同じ位相が連続する可能性もあることから最適な位相状態を生成出来ない場合も無いとはいえないが、簡単な構成で無難に多数の位相状態を含ませることが可能となり、ほとんどの条件化でダイバーシチ効果を得られ、かつシステム設計が容
易であるという利点がある。

(b-6)第６の位相回転部
OFDMであるユーザデータなどの割り当てを任意のサブキャリア単位ではなく、一定数(N_RB個)のサブキャリアをまとめてサブブロックとし、複数のサブブロックにユーザデータを割り当てるOFDMシステムがある。かかるシステムの場合、サブブロック単位で位相付加処理を行うことで、本発明方法を簡易に実施できる。この場合、送信機、受信機は、サブブロック毎に同一の位相因子を用いる事ができるため、保持すべき位相因子のテーブルなどが小さくて済み、かつ適用される位相因子の判定もサブブロック内の位置のみでできる。
第６の位相回転部は、図7と同等の構成を備え、図７のテーブル６１にサブブロックに対応させて位相因子を記憶させ、入力する変調シンボルが配置されるサブブロックに応じた位相因子を該テーブル６１より読み出し、乗算器６２で該シンボルに乗算して位相回転を施して出力する。

(C)数値計算結果
本発明の効果を示す数値計算結果を示す。以下では、様々な巡回遅延量に対して、シンボルの配置間隔を1サブキャリア間隔から12サブキャリア間隔とした場合のEESM(Exponential Effective SIR Mapping)の分布を評価した結果を示す。EESMは、信号対雑音比と類似の量であり、下記の文献で示されているようにOFDMでの通信品質を表す量として用いられている量である。EESMの定義は、同文献A.4.3.2.1章と同じとし、パラメータは、A.4.6章の16QAM,R=3/4を用いた。伝播環境は、A.3.6章のマルチパス環境（Vehicular A）を用いた。
文献：3GPP Document, TR 25.892 V6.0.0 (2004-06)
従来の巡回遅延ダイバーシチの評価においてTdelayは巡回遅延の量を表しており、本発明方法では、サブキャリア方向に配置される変調シンボル毎に

づつ位相が増加する様に位相因子を付加した。またデータの配置は、周波数方向に先に配置し、次のシンボル時刻に移って、また周波数方向に配置する順序で配置した。表１は条件番号１〜４８のそれぞれのTdelayと配置サブキャリア間隔を示す「遅延量と配置間隔の条件一覧表」である。

図１０は条件番号1〜12に対する従来の巡回遅延ダイバーシチにおけるEESM分布であり、図１１は条件番号1〜12に対する本発明のEESM分布である。縦軸はあるEESM（＝ｘ）より小さくなる確率Prob(EESM<x)、横軸はEESM（＝ｘ）であり、確率Prob(EESM<x)が小さい程、良好である。
従来の巡回遅延ダイバーシチでは、x=0(dB)のとき確率Prob(EESM<x)は配置間隔によりW１で示す幅で変化し、しかも配置間隔によっては確率Prob(EESM<x)の値が大きく特性が悪い。しかし、本発明では確率Prob(EESM<x)の変化幅W2は小さく、しかも、確率Prob(EESM<x)の値は小さくなっている。
図１２は本発明方法の利点を明確にするために、各条件1〜48に対する上記の分布の例としてX=1.0dBの点での値を、従来方法と発明方法で比較したEESM分布図である。図１２は、EESMが小さい値に落ち込む確率を縦軸にして表しており、確率が低いほど、通信誤りが少なくなることに対応する。この図１２から、従来方法では、巡回遅延量と配置間隔の組み合わせにより、大きく特性劣化する組み合わせがあるが、発明方法は、同じ回転因子の系列で、どのような条件に対しても、従来方法で良好な結果が得られるようなパラメータの組み合わせを選択したのと同じ特性を常に得られていることがわかる。従って、従来技術では、適切なダイバーシチ効果を得るためには、配置などの条件に応じて、最適な遅延量を設定する必要があるが、本発明方法は、そのような配置方法を意識せずに安定したダイバーシチ効果を得る事ができる。また適応的な遅延量の調整などの機能が必要でないため、装置の構成が簡易であるという利点もある。

・発明の効果
以上本発明によれば、シンボルを周波数領域あるいは周波数時間領域に配置する前に、シンボル系列の各シンボルに位相回転を順次付加すると共に、従来技術のようにシンボル配置間隔(サブキャリア番号)と該シンボルに付加する位相回転量が比例するような位相ではなく、シンボル配置間隔に依存しない位相回転量を該シンボルに付加するようにしたから、どのようなシンボル配置であっても、安定したダイバーシチ効果を得る事ができる。

Claims (18)

1. シンボル系列を構成する複数のシンボルのそれぞれを各サブキャリアに割り当てて複数アンテナから送信する送信ダイバーシチ機能を備えたOFDM通信装置において、
   前記シンボル系列の各シンボルに対して、アンテナ毎に、かつ、シンボル毎に異なる位相回転量を付加する位相回転部、
   位相回転を施されたシンボル系列の各シンボルをアンテナ毎に所定のサブキャリアに割り当て、複数のアンテナより送信するOFDM送信部、
   を備えたことを特徴とするOFDM通信装置。
2. シンボル系列を構成する複数のシンボルのそれぞれを周波数時間領域における所定時間の所定サブキャリアに割り当てて複数アンテナから送信する送信ダイバーシチ機能を備えたOFDM通信装置において、
   前記シンボル系列の各シンボルに対して、アンテナ毎に、かつ、シンボル毎に異なる位相回転量を付加する位相回転部、
   位相回転を施されたシンボル系列の各シンボルをアンテナ毎に周波数時間領域における所定時間の所定サブキャリアに割り当て、複数のアンテナより送信するOFDM送信部、
   を備えたことを特徴とするOFDM通信装置。
3. 前記位相回転部は、前記各シンボルに付加する位相が、該シンボルが割り当てられるサブキャリアの周波数に比例しないように前記位相回転量を決定する、
   ことを特徴とする請求項１または２記載のOFDM通信装置。
4. 前記シンボル系列を構成する各シンボルに付加する位相回転量を特定する位相因子系列を記憶する記憶部、
   を備え、前記位相回転部は、該記憶部に記憶されている位相因子系列より各シンボルに付与する位相回転量を取得して位相回転することを特徴とする請求項１または２記載のOFDM通信装置。
5. 位相回転量を特定する複数の位相因子系列を記憶する記憶部、
   を備え、前記位相回転部は、前記シンボル系列を構成するシンボルに応じた位相回転量を各位相因子系列よりそれぞれ取得し、取得した各位相回転量を用いて該シンボルの位相回転量を決定することを特徴とする請求項１または２記載のOFDM通信装置。
6. 位相回転量を特定する位相因子系列を時間領域の時間毎に記憶する記憶部、
   を備え、前記位相回転部は、シンボルが割り当てられる時間の位相因子系列より該シンボルに付与する位相回転量を取得して位相回転することを特徴とする請求項２記載のOFDM通信装置。
7. 前記各位相因子系列における位相の変化速度を異ならせる、ことを特徴とする請求項６記載のOFDM通信装置。
8. 前記位相回転部は、前記各シンボルに付加する位相回転量を擬似乱数で発生して位相回
   転することを特徴とする請求項１または２記載のOFDM通信装置。
9. 複数のサブキャリアにより１つのサブブロックを構成し、各サブブロックに所定のユーザデータを割り当てて送信する場合、各サブブロックで同一の位相因子系列を用いることを特徴とする請求項１または２記載のOFDM通信装置。
10. 送信側で各シンボルに付加した位相回転量を特定する位相因子系列と同一の位相因子系列を用いて送信シンボルを推定するシンボル推定部、
    を備えたことを特徴とする請求項１または２記載のOFDM通信装置。
11. シンボル系列を構成する複数のシンボルのそれぞれを各サブキャリアに割り当てて複数アンテナから送信する送信ダイバーシチ機能を備えたOFDM通信装置におけるOFDM通信方法において、
    前記シンボル系列の各シンボルに対して、アンテナ毎に、かつ、シンボル毎に異なる位相回転量を付加し、
    位相回転を施されたシンボル系列の各シンボルをアンテナ毎に周波数領域におけるサブキャリアに割り当て、複数のアンテナよりOFDM送信する、
    ことを特徴とするOFDM通信方法。
12. シンボル系列を構成する複数のシンボルのそれぞれを周波数時間領域における所定時間の所定サブキャリアに割り当てて複数アンテナから送信する送信ダイバーシチ機能を備えたOFDM通信装置におけるOFDM通信方法において、
    前記シンボル系列の各シンボルに対して、アンテナ毎に、かつ、シンボル毎に異なる位相回転量を付加し、
    位相回転を施されたシンボル系列の各シンボルをアンテナ毎に周波数時間領域における所定時間の所定サブキャリアに割り当て、複数のアンテナよりOFDM送信する、
    ことを特徴とするOFDM通信方法。
13. 前記各シンボルに付加する位相が、該シンボルが割り当てられるサブキャリアの周波数に比例しないように前記位相回転量を決定する、
    ことを特徴とする請求項１１または１２記載のOFDM通信方法。
14. 前記シンボル系列を構成する各シンボルに付加する位相回転量を特定する位相因子系列を記憶し、
    該記憶されている位相因子系列より各シンボルに付与する位相回転量を取得し、
    アンテナ毎に、かつ、シンボル毎に異なる位相回転量を付加する、
    ことを特徴とする請求項１１または１２記載のOFDM通信方法。
15. 位相回転量を特定する複数の位相因子系列を記憶し、
    前記シンボル系列を構成するシンボルに応じた位相回転量を各位相因子系列よりそれぞれ取得し、
    取得した各位相回転量を合成して該シンボルの位相回転量を決定する、
    ことを特徴とする請求項１１または１２記載のOFDM通信方法。
16. 位相回転量を特定する位相因子系列を時間領域の時間毎に記憶し、
    シンボルが割り当てられる時間に応じた位相因子系列より該シンボルに付与する位相回転量を取得し、
    アンテナ毎に、かつ、シンボル毎に異なる位相回転量を付加する、
    ことを特徴とする請求項１１または１２記載のOFDM通信方法。
17. 前記各位相因子系列における位相の変化速度を異ならせる、ことを特徴とする請求項１６記載のOFDM通信方法。
18. 送信側で各シンボルに付加した位相回転量を特定する位相因子系列と同一の位相因子系列を用いて送信シンボルを推定する、
    ことを特徴とする請求項１１または１２記載のOFDM通信方法。

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