TW567689B - System and method for receiving orthogonal frequency division multiplexing signal - Google Patents

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TW567689B
TW567689B TW091104007A TW91104007A TW567689B TW 567689 B TW567689 B TW 567689B TW 091104007 A TW091104007 A TW 091104007A TW 91104007 A TW91104007 A TW 91104007A TW 567689 B TW567689 B TW 567689B
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receiving system
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Toshitada Saito
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Toshiba Corp
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Description

玖、發明說明： 5GHz頻帶之無線區域網路（wirelesss local area network，WLAN)係使用正交分頻多工（orthogonal frequency division multiplexing，OFDM)的調變方式來做爲前提，並 且執行下述之OFDM調變的接收處理。接收到的OFDM 訊號係以類比數位（analogue/digita卜AD)轉換器進行取樣 轉換爲數位訊號。取樣之資料在數位訊號處理之低通濾波 器中，將鄰近通道的頻率成分去除。之後，利用速率變換 器(rate converter)以必要的取樣速率來做間隔處理（interval processs)。間隔處理後的資料便在OFDM訊號解碼電路進 行傅立葉轉換(Fourier* transform)。接著，對以威特比解碼 器(Viterbi decoder)變換而得的資料進行錯誤訂正，故而接 收的OFDM訊號便被解碼。 由於OFDM調變方式係利用數位濾波器(低通瀘波器） 去除相鄰通道之訊號，所以必須對比實際頻帶寬度還寬的 資料進行取樣（過取樣，over sampling)，使得高取樣速率 的資料是必須的。 此外，由於OFDM訊號係將複數個次載波（sub-carrier) 加以重疊，故訊號之最大振幅與平均振幅之比値將會比相 位位移鍵値與頻率位移鍵値的比値還要大。因此，對於以 OFDM來做接收處理之基頻LSI的取樣資料便必須爲多位 元資料。 如上所述，對於一個使用數位訊號處理技術之OFDM 訊號接收系統而言，多位元且高速（高取樣速率）之AD轉 8959pifi.doc/008 5 567689 終 S : T5 i! 換器是不可或缺的。然而，由於此種AD轉換器的耗電量 非常的大，並不適合用於行動通訊器材。 此外，使用於WLAN之OFDM調變方式係因應傳輸 路徑之狀悲來選擇資料的傳送速度’並且據此來改變次載 波之調變方式。因此，接收處理便要配合所接收到的OFDM 訊號之調變方式，將必須的取樣速率與取樣位元數做某些 程度上的改變。 例如，在54Mbps資料傳送速度的情形下，進行64QAM 調變方式的處理。但是，隨著傳送速度的降低，調變方式 也跟著改變成16QAM、QPSK等等。在最低的資料傳送速 度6Mbps之情形時，則變爲BPSK之調變方式。在BPSK 調變方式下，AD轉換器之後的資料爲8位元左右時便十 分足夠。此外，Viterbi解碼器之判定也可以削減軟判定的 位元數，或者以1位元的硬判定也可以得到充分的性能。 然而，傳統上係配合最大取樣速率或最大取樣位元數 之規格來設計電路，並進行實際裝配。在習知電路中，設 計與實際裝配的容易度是第一優先考量的因素，故而此用 最大資料傳送速度之54Mbps來設計電路。例如，AD轉 換器爲12位元/40MSPS，快速傅立葉轉換(FFT)電路爲12 位元/20MSPS，Viterbi解碼器爲6位元之軟判定。 因此，即使資料傳送速度降低而改變調變方式，將AD 轉換器或進行數位訊號處理電路的耗電量也無法降低。 發明槪要 本發明提出一種正交分頻多工（orthogonal frequency 8959pifl.doc/008 6 division multiplexing，OFDM)訊號接收系統，其包括以下 構件。AD(類比至數位)轉換器，以一第一取樣速率對一接 收訊號進行取樣。低通濾波器，用以去除該AD轉換器所 輸出之雜訊。速率變換器，以一第二取樣速率對該低通濾 波器之輸出訊號取出資料。OFDM訊號解碼電路，用以將 該速率變換器之輸出訊號由時間領域轉換至頻率領域，並 且進行解碼。錯誤訂正電路，用以對該OFDM訊號訊號解 碼電路之輸出訊號進行錯誤訂正。其中，該低通瀘波器係 可以依據該第一取樣速率來改變頻率特性之濾波器。 本發明更提出一種正交分頻多工（orthogonal frequency division multiplexing，OFDM)訊號接收系統，其包括以下 構件。AD(類比至數位)轉換器，用以一第一取樣速率對一 接收訊號進行取樣。低通濾波器，用以去除該AD轉換器 所輸出之雜訊。速率變換器，以一第二取樣速率對該低通 爐波器之輸出訊號取出資料。OFDM訊號解碼電路，用以 將δ亥速率變換益之輸出訊號由時間領域轉換至頻率領域， 並且進行解碼。錯誤g了正電路，用以對該〇FDM訊號訊號 解碼電路之輸出訊號進行錯誤訂正。調變方式偵測電路， 用以偵測出該接收訊號之一調變方式。其中該AD轉換器 中之一計算器係依據該調變方式偵測電路所偵測出的該調 變方式，來改變取樣位元數。 爲讓本發明之上述目的、特徵、和優點能更明顯易懂， 下文特舉較佳實施例，並配合所附圖式，作詳細說明如下： 圖式之簡單說明： 8959pifl.doc/008 7 第1圖係依據本發明第一實施例所繪示之0FDM訊號 接收系統的方塊圖示意圖； 第2A圖至第2D圖係繪示通道頻帶的模式示意圖； 第3圖繪示40MSPS之取樣資料在時間軸上的圖示； 第4圖繪示第一實施例中之LPF電路之電路圖， 第5A圖繪示30MSPS之取樣資料在時間軸上的圖 示； 第5B圖繪示30MSPS之取樣資料以及補插的資料在 時間軸上的圖示； 第6圖係依據本發明第二與第三實施例所繪示之 〇FDM訊號接收系統的方塊圖示意圖； 第7圖繪示第二實施例中之計算電路的方塊圖；以及 第8圖係依據本發明第四實施例所繪示之OFDM訊號 接收系統的方塊圖示意圖。 標號說明： 1 AD轉換器 2低通濾波器 3速率變換器 4快速傅立葉轉換電路 5 Viterbi解碼器 6調變方式偵測裝置 11第一位移電路 12第二位移電路 13計算電路 實施例 以下，參照圖式來說明本發明之各實施例。 第一實施例 使用於WLAN之5GHz頻帶的無線通道係以使用經過 8959pin.doc/008 8 OFDM調變過的訊號做爲前提，並以20MHz爲間隔來做 設定。每一通道之有效頻帶寬度約爲17MHz，在相鄰通道 間的僅具有約3MHz之緩衝帶寬。爲此，對於以rf(無線 電波)或IF(紅外線）來實施的通道選擇濾波器而言，要將非 常接近之通道的訊號成分加以去除是非常困難的。基頻訊 號被類比-數位轉換，再加以取樣。之後，執行數位訊號 處理之低通濾波器（low pass filter，LPF)，以去除相鄰通 道的訊號成分。 第1圖係依據本發明第一實施例所繪示之OFDM訊號 接收系統的方塊圖示意圖。本實施例之OFDM系統係由AD 轉換器1、LPF 2、速率變換器3、OFDM訊號解碼電路4(以 下稱爲快速傅立葉轉換電路，FFT 4)、以及Viterbi解碼器 5所構成。AD轉換器1係將I與Q的正交訊號以第一取 樣速率進行取樣，以做爲數位訊號。LPF 2係因應AD轉 換器1之取樣速率，將取樣的資料中去除雜訊。速率變換 器3係將去除雜訊的資料，以第二取樣速率隊資料進行抽 取。FFT 4係將變換成可計算取樣速率的資料，利用傅立 葉轉換將資料從時間領域變換到頻率領域。Viterbi解碼器 5則用來進行錯誤訂正。此外，各個方塊中分別具有對應 於I、Q正交訊號的電路。 第2A圖至第2D圖係繪示通道頻帶的模式示意圖。 此外，第2B圖至第2D圖係繪示在AD轉換器之取樣 aliasing模式。如第2A圖所示，其考慮選擇通道與雜訊之 相鄰通道的情形。如取樣原理所示，在取樣基頻訊號的時 8959pin.doc/008 9 567689 \Z 8. 15 候，可以使用具有訊號之最大頻率成分的兩倍以上之取樣 速率。亦即，爲了對每一通道爲±8.5MHz的訊號成分進行 取樣，可以使用20MSPS左右之取樣速率。 因此，如第2B圖所示，在使用20MSPS取樣速率之 情形下，由於ALIASING效果，相鄰的通道與選擇訊號重 疊而成爲雜訊。 爲了迴避此問題，便以40MSPS左右之取樣速率來進 行過取樣。如第2C圖所示，當使用40MSPS取樣速率的 情形時，因ALIASING(往返）效果，相鄰通道訊號與選擇 訊號重疊而成爲雜訊之部分變少。 在AD轉換器1以40MSPS的取樣速率所擷取到的訊 號，會在LPF 2進行數位訊號處理的LPF處理，以去除相 鄰通道之訊號成分。之後，在後段FFT 4中，由於處理通 道訊號之有效頻帶寬度的20MSPS取樣資料，於是從經過 LPF處理過的資料中，藉由間隔處理，在速率變換器3取 出20MSPS的資料。第3圖繪示40MSPS之取樣資料在時 間軸上的一個例子。第3圖所示的圓圏圖案係表示取樣的 資料，其中黑色的圓圏表示利用間隔處理所取出的資料。 在習知的OFDM系統中，AD轉換器1、LPF 2等係 20MSPS的整數倍速率。例如，以40MSPS的取樣速率來 進行取樣。 然而，隨著取樣速率的高速化，AD轉換器的耗電量 也隨之劇增。因此，爲了要實現低耗電量的目的，便需要 以低取樣速率來進行取樣。 8959pin.doc/008 10 在本實施例中，取樣速率可以例如爲30MSPS。即使 不在20MSPS整數倍的取樣速率下，LPF處理與間隔處理 也可以對應執行。
第4圖繪示第一實施例中之LPF電路之電路圖，期由 有限脈衝響應（finite impulse response，FIR)濾波器所構 成。在本實施例中，FIR濾波器之各個最高係數（top coefficient)係可以程式化，故而可因應取樣速率來改變LPF 的頻率特性。 例如，在AD轉換器1以30MSPS之取樣速率來改變 成數位訊號的資料，係依據30MSPS的取樣速率，來改變 LPF 2之最高係數，藉以進行LPF處理。 LPF處理中，依據取樣速率來改變FIR瀘波器的最高 係數，而可以獲得所需要的頻率特性。因此，即使取樣速 率爲30MSPS，相鄰通道等所引起的雜訊也可以被去除， 而獲得所要的頻率帶(選擇通道）。 此外，在以30MSPS速率來進行取樣的情形下，Aliasing 效果係如第2D圖所示。相較於40MSPS的取樣速率，雜 訊重疊的訊號變多。但是，可以用圖未示之位在前段的帶 通濾波器（band pass filter，BPF) ’來去除相鄰通道之高頻 成分。亦即，在AD轉換器1進行取樣的時候，第2D圖 中代表雜訊部份的頻率便被去除。因此，即使以30MSPS 的取樣速率，也不會受到Aliasing效果的影響，而可以得 到所要的頻率帶。 此外，更可以包括補插（interpolation)處理電路。在取 8959pifl .doc/008 11 樣資料之間隔處理時，若對應於資料擷取時間點並無取樣 貝料時，則取樣資料間的曲線或者可以進行高次函數之資 料補插處理。第5A圖繪示30MSPS之取樣資料在時間軸 上的一個說明圖例。圖中的圓圏符號表示在AD轉換器1 被取樣的資料。 第5B圖繪示30MSPS之取樣資料以及補插的資料在 時間軸上的圖示。圖中的方塊圖案係表示補插的資料。藉 由此補插處理，在所需的擷取時間也可以進行資料擷取。 圖中黑色圓圏與方塊爲擷取出的資料。 之後，30MSPS之取樣資料以及補插處理過的取樣資 料便會在速率變換器3，以如20MSPS的取樣速率進行資 料的取出。接著，藉由傅立葉轉換，取出的資料便在FFT 4 從時間領域資料轉換到頻率領域資料。從傅立葉轉換之資 料，於每一次載波的I-Q平面上之訊號點被取出。之後， 藉由Viterbi解碼器5，進行資料的錯誤訂正，並且將資料 加以解碼。 在本實施例中，藉由改變LPF之最高係數，便可以因 應取樣速率來獲得所需要的頻率特性，而使OFDJVI調變 方式之接收處理變得可行。相較於習知技術，因爲取樣數 可以減少，故電力消耗可以降低。此外，藉由減少取樣數， 即使在對應資料取出時間點並無取樣資料時，也會在此資 料取出時間點進行補插處理，並由間隔處理，使動作可以 在低取樣速率下進行，而可以將接收到的訊號解碼成所需 要的資料。 8959pifl.doc/008 12 在本實施例中，FIR濾波器用來做爲LPF濾波器的例 子。然而，LPF濾波器也可以使用可改變頻率特性的濾波 器。 第二實施例 在5GHz頻帶下，使用OFDM調變方式的WLAN有 IEEE802.11a HIPERLAN Type 2等之規格。資料的傳送速 度則有6、9、12、18、27、36與54Mbps等七種，而次載 波的調變方式則有BPSK、QPSK、16QAM與64QAM等4 種。 就OFDM訊號接收系統而言，因應各次載波之調變方 式，計算時所需要的位元數也隨著不相同。例如，由於對 應最大傳送速度MMbps時係使用的64QAM調變方式， 故在AD轉換器1便需要進行12位元的取樣處理。另一 方面，當對應最小傳送速度6Mbps時係使用的BPSK調變 方式，故進行8位元的取樣處理便十分足夠。同理，16QAM 調變使用1〇位元取樣，而QPSK調變則使用8位元調變 等便十分充足。 表一列出在各種調變方式中，位元數與傳送速度之間 的關係。計算時所需的位元數可以藉由偵測接收到的 ODFM訊號之調變方式來獲得。 8959pifi.doc/008 13 補充 表一 調變方式 位元數 傳送速度Mbps 64QAM 12 54 16QAM 10 27、36 QPSK 8 12、18 BPSK 8 6、9 第6圖係依據本發明第二實施例所繪示之OFDM訊號 接收系統的方塊圖示意圖。本實施例之OFDM系統係由AD 轉換器1、LPF 2、速率變換器3、OFDM訊號解碼電路4(以 下稱爲快速傅立葉轉換電路，FFT 4)、Viterbi解碼器5以 及調變方式偵測電路6所構成。AD轉換器1係將I與Q 的正交訊號以第一取樣速率進行取樣，以做爲數位訊號。 LPF 2係因應AD轉換器1之取樣速率，將取樣的資料中 去除雜訊。速率變換器3係將去除雜訊的資料，以第二取 樣速率隊資料進行抽取。FFT 4係將變換成可計算取樣速 率的資料，利用傅立葉轉換將資料從時間領域變換到頻率 領域。Viterbi解碼器5則用來進行錯誤訂正。 第二實施例的調變方式偵測電路6係用以偵測出接收 訊號的調變方式，並且依據該調變方式，來改變各計算時 所必須的位元數。 接著，說明第二實施例中之OFDM訊號接收系統的動 作。例如，考慮在AD轉換器1改變取樣位元數的情形。 接收的OFDM訊號係使LPF 2對在AD轉換器1被取樣的 資料進行LPF處理，以取出選擇的通道訊號。在速率變換 8959pifl.doc/008 14 567689 器3進行取樣資料的間隔處理。接著，藉由FFT 4將資料 從時間領域轉換到頻率領域，再將此轉換到頻率領域的資 料以Viterbi解碼器5進行錯誤訂正。藉此，將接收的訊 號加以解碼。 此外，在Viterbi解碼器5被錯誤訂正的資料會在調 變方式偵測電路6被偵測出是使用何種調變方式。調變方 式係記載在訊框（frame)的檔頭(head)部分。調變方式偵測 電路6首先接收並分析訊框的檔頭，而將後續資料部分之 調變方式加以偵測出來。訊框是WLAN之通訊單位。 接著，依據檢測出來的調變方式，AD轉換器1在後 續的資料部分的接收處理上，便會改變取樣位元數，以進 行取樣處理。 第7圖繪示第二實施例中之計算電路的方塊圖，其做 爲第6圖中之AD轉換器1內部的計算電路之用。本實施 例之計算電路係由第一位移電路11、第二位移電路12、 以及計算電路13所構成。計算電路13係用來計算第一位 移電路11與第二位移電路12所輸出的資料。第一位移電 路11與第二位移電路12將依據調變方式，在最上位位元 (most significant bit，MSB)塡入有效資料，而在最下位位 元（least significant bit，LSB)塡入“〇，’。 在此，假設在調變方式偵測電路6被偵測出的調變方 式爲16QAM。例如，計算電路13可以計算最多12位元 的資料。當OFDM訊號之調變方式爲16QAM時，在AD 轉換器1內的計算所需要的取樣位元數爲10位元。第一 8959pifl.doc/008 15 位移電路11與第二位移電路12將依據調變方式，在MSB 側塡入有效資料，而在LSB側塡入“0”。16QAM的情形時， LSB側係寫入2位元“0”。 如上所述，與訊號處理有關的位元數之削減，亦即計 算器被啓動的部分可以減少的話，電路的耗電量便可以被 削減。 此外，一般來說，訊框的檔頭係以可以最穩定地接收 之BPSK調變方式來加以傳送。因此，當處在接收新訊框 之待機狀態時以及檔頭之分析時，係以對應BPSK調變方 式之計算位元數來使電路運作。藉此，可以盡可能地降低 消耗電力。之後，依據檔頭分析的結果，動態地改變計算 器之計算位元數，故而可以達到降低耗電量的目的。 相同地，LPF 2、速率變換器3、OFDM訊號解碼器4 內部的計算電路均可以有如第7圖所示之計算電路。例如， 使用於補插處理的計算器或使用於FFT處理之計算器等。 與AD轉換器1相同，在該些情形時也可以依據調變方式 偵測電路6所偵測出的調變方式，來改變計算位元數。或 者，也可以依據AD轉換器1之取樣位元數，來改變計算 位元數。 相同地，計算器之被啓動的部分可以減少，而使電路 的耗電量可以被削減。 此外，Viterbi解碼器5也可以依據調變方式，或者依 據AD轉換器1之取樣位元數，或者依據傳送路徑之編碼 率，來改變在軟判定之位元數，或也可以切換到硬判定。 8959pifl.doc/008 16 567689 藉此，可以達到相同的效果。 傳送路徑之編碼率係因應傳送速度而改變。因此，傳 送速度，亦即可稱爲調變方式，將可以依據編碼率來切換 在Viterbi解碼器5之軟判定或硬判定。 在本實施例中，藉由在調變方式偵測電路來偵測調變 方式，將AD轉換器1之取樣位元數以及LPF 2〜Viterbi 解碼器5之計算位元數加以改變。由於位元數的減少，計 算器之臨界脈波可以縮短，計算器之被啓動的部分可以減 少，故而使電路的耗電量可以被削減。 此外，因爲傳送速度慢的訊號，其雜訊會很強，故即 使低取樣速率也可以容易地進行解碼。因此，因應傳送速 度，可以替換AD轉換器1之取樣速率，而使之動作。 如表一所示，傳送速度最快的是64QAM，而接著依 序降低爲16QAM、QPSK與BPSK。 第三實施例 第三實施例之OFDM訊號接收系統的方塊圖與第二實 施例所示之第6圖相同。第三實施例之調變方式偵測電路 6係偵測接收訊號之調變方式，並依據此調變方式，切換 AD轉換器1之取樣速率。例如，AD轉換器1在BPSK、 QPSK之調變方式時，以對應之30MSPS之取樣速率來加 以動作，而在16QAM、64QAM之調變方式時，以對應之 40MSPS之取樣速率來加以動作。 在本實施例中，因爲依據傳送速度（調變方式）來改變 取樣速率，因此對於傳送速度較慢的調變方式，可以利用 8959pifl.doc/008 17 較低的取樣速率來運作，故而耗電量可以降低。此外，對 於傳送速度較快的調變方式，可以用較快的取樣速度來操 作，而使得過程不太會受到雜訊的影響，以得到穩定的解 碼。 本實施例之AD轉換器1係具有不同取樣速率之AD 轉換器，例如可以分別由30MSPS取樣速率之AD轉換器 與40MSPS取樣速率之AD轉換器所構成。藉此以構成可 以做40MSPS的取樣，也可以30MSPS之取樣速率來進行 取樣。 依據傳送速度來切換取樣速率也可以利用改變如第一 實施例所示LPF 2之頻率特性，來達到OFDM調變方式之 接收處理。 LPF 2變更至對應40MSPS的頻率特性，來對以 40MSPS取樣的資料進行LPF處理。接著，速率變換器3 利用間隔處理來擷取出20MSPS的取樣資料。之後，擷取 出的資料則分別在FFT 4與Viterbi解碼器5被處理。 在本實施例中，藉由調變方式偵測電路6來檢測出調 變方式，來改變AD轉換器1之取樣速率。因爲AD轉換 器1之取樣速率的改變係依據對應於調變方式之傳送速度 來改變的，故當傳送速度較慢時，降低取樣速率，故而可 以降低耗電量。此外，當傳送速度較快時，則提高取樣速 率，而可以得到穩定的解碼。 第四實施例 第二實施例係依據調變方式來改變各個計算器中的計 8959pin.doc/008 18 567689 m,、8. v 年月 修正補充 算位元數。因應調變方式，而可以獲知資料之取樣位元數 以及各計算器所需要的計算位元數的話，便可以抑止LSB 側的載波產生。因此，臨界脈波的縮小量也可以預測出來。 第四實施例係依據計算位元數，亦即依據使臨界脈波 動作所需要的電位，來控制電源電壓。第8圖係依據本發 明第四實施例所繪示之OFDM訊號接收系統的方塊圖示意 圖。本實施例之OFDM訊號接收系統係在第6圖所示之 OFDM訊號接收系統加上電源電壓控制電路7，以控制各 個電路方塊的電壓量。 電源電壓控制電路7係依據調變方式偵測電路6所偵 測出的調變方式來控制各個電路方塊的電壓量。 接著，說明本實施例之OFDM訊號接收系統的操作。 接收的OFDM訊號係使LPF 2對在AD轉換器1被取樣的 資料進行LPF處理，以取出選擇的通道訊號。在速率變換 器3進行取樣資料的間隔處理。接著，藉由FFT 4將每個 次載波之訊號點擷取出來，再將此擷取出來的資料以 Viterbi解碼器5進行錯誤訂正。藉此，將接收的訊號加以 解碼。 此外，在Viterbi解碼器5被錯誤訂正的資料會在調 變方式偵測電路6被偵測出是使用何種調變方式來傳送 的。接著，依據偵測出來的調變方式，電源電壓控制電路 7對各個電路方塊進行電壓的調整。藉此，縮短的臨界脈 波可以降低電源電壓到足夠操作的電位。 依據本實施例的話，其藉由因應於調變方式，來控制 8959piH.doc/008 19 567689— 92.1 ί δ，又上、 f , r . ；_—一. .._ ..… 各個電路方塊之電壓，故電路可以以最低的必須電位來操 作。因此，相較於習知技術，耗電量可以進一步降低。 依據本發明之揭示，其利用改變OFDM訊號接收系統 之LPF濾波器的頻率特性，使得即使在低取樣速率下，也 可以進行解碼動作，進而降低消耗電量。此外，藉由依據 調變方式，來改變AD轉換器之取樣速率、各電路方塊之 計算位元數、或者各個電路方塊之電源電壓，而使得耗電 量可以被降低。 綜上所述，雖然本發明已以較佳實施例揭露如上，然 其並非用以限定本發明，任何熟習此技藝者，在不脫離本 發明之精神和範圍內，當可作各種之更動與潤飾，因此本 發明之保護範圍當視後附之申請專利範圍所界定者爲準。 8959pin.doc/008 20

Claims (1)

  1. 拾、申請專利範圍： 1. 一種正交分頻多工（orthogonal frequency division multiplexing，OFDM)訊號接收系統，包括： 一 AD(類比至數位）轉換器，以一第一取樣速率對一 接收訊號進行取樣； 一低通濾波器，用以去除該AD轉換器所輸出之雜 訊； 一速率變換器，以一第二取樣速率對該低通濾波器 之輸出訊號取出資料； 一 OFDM訊號解碼電路，用以將該速率變換器之 輸出訊號由時間領域轉換至頻率領域，並且進行解碼； 以及 一錯誤訂正電路，用以對該OFDM訊號訊號解碼電 路之輸出訊號進行錯誤訂正； 其中，該低通濾波器係可以依據該第一取樣速率來 改變頻率特性之濾波器。 2. 如申請專利範圍第1項所述之正交分頻多工訊號 接收系統，其中該低通濾波器係有限脈衝響（finite impulse response，FIR)應濾波器。 3. 如申請專利範圍第1項所述之正交分頻多工訊號 接收系統，更包括一補插處理電路，用以在一預期時間 點上無資料被取出時，於該時間點上進行資料的補插， 並且該速率變換器以該第二取樣速率，對包含補插差的 資料，進行資料的取出。 8959pin.doc/008 21 4. 如申請專利範圍第3項所述之正交分頻多工訊號 接收系統，其中該補插處理電路係在被該AD轉換器所 取樣的資料間，以直線或高次函數，補插在該預期時間 點上的資料。 5. 如申請專利範圍第1項所述之正交分頻多工訊號 接收系統，更包括一調變方式偵測電路，用以偵測出該 接收訊號之一調變方式，並且依據該調變方式偵測電路 所偵測出的該調變方式，來改變該第一取樣速率。 6. 如申請專利範圍第5項所述之正交分頻多工訊號 接收系統，其中當該偵測出的該調變方式係傳送速度較 慢的情形時，便降低該第一取樣速率。 7. — 種正交分頻多工（orthogonal frequency division multiplexing，OFDM)訊號接收系統，包括： 一 AD(類比至數位）轉換器，以一第一取樣速率對一 接收訊號進行取樣； 一低通濾波器，用以去除該AD轉換器所輸出之雜 訊； 一速率變換器，以一第二取樣速率對該低通濾波器 之輸出訊號取出資料； 一 OFDM訊號解碼電路，用以將該速率變換器之輸 出訊號由時間領域轉換至頻率領域，並且進行解碼； 一錯誤訂正電路，用以對該OFDM訊號訊號解碼電 路之輸出訊號進行錯誤訂正；以及 一調變方式偵測電路，用以偵測出該接收訊號之一 8959pifl.doc/008 22 seim
    補充 調變方式； 其中該AD轉換器中之一計算器係依據該調變方式 偵測電路所偵測出的該調變方式，來改變取樣位元數。 8·如申請專利範圍第7項所述之正交分頻多工訊號 接收系統，其中該該AD轉換器中之該計算器更包括： 一第一位移電路，用以在最上位位元塡入一第一資 料，在最下位位元塡入“0 ” ； 一第二位移電路，用以在最上位位元塡入一第二資 料，在最下位位元塡入“0 ” ；以及 一計算電路，用以對該第一位移電路與該第二位移 電路之輸出資料進行計算。 9·如申請專利範圍第8項所述之正交分頻多工訊號 接收系統，更包括一電源電壓控制電路，用以依據偵測 出的該調變方式，來控制一電源電壓，其中在該計算器 之臨界脈波縮短時，降低該電源電壓。 10·如申請專利範圍第7項所述之正交分頻多工訊號 接收系統，其中該低通濾波器中的一計算器係依據偵測 出的該調變方式，或依據該取樣位元數，來改變一計算 位元數。 11·如申請專利範圍第10項所述之正交分頻多工訊 號接收系統，其中該低通濾波器中的該計算器更包括： 一第一位移電路，用以在最上位位元塡入一第一資 料，在最下位位元塡入“〇 ” ； 一第二位移電路，用以在最上位位元塡入一第二資 8959pifl.doc/008 23 料，在最下位位元塡入“0 ” ；以及 一計算電路，用以對該第一位移電路與該第二位移 電路之輸出資料進行計算。 12. 如申請專利範圍第11項所述之正交分頻多工訊 號接收系統，更包括一電源電壓控制電路，用以依據偵 測出的該調變方式，來控制一電源電壓，其中在該計算 器之臨界脈波縮短時，降低該電源電壓。 13. 如申請專利範圍第7項所述之正交分頻多工訊號 接收系統，其中該速率變換器中的一計算器係依據偵測 出的該調變方式，或依據該取樣位元數，來改變一計算 位元數。 14. 如申請專利範圍第13項所述之正交分頻多工訊 號接收系統，其中該速率變換器中的該計算器更包括： 一第一位移電路，用以在最上位位元塡入一第一資 料，在最下位位元塡入“0 ” ； 一第二位移電路，用以在最上位位元塡入一第二資 料，在最下位位元塡入“0 ” ；以及 一計算電路，用以對該第一位移電路與該第二位移 電路之輸出資料進行計算。 15. 如申請專利範圍第14項所述之正交分頻多工訊 號接收系統，更包括一電源電壓控制電路，用以依據偵 測出的該調變方式，來控制一電源電壓，其中在該計算 器之臨界脈波縮短時，降低該電源電壓。 16. 如申請專利範圍第7項所述之正交分頻多工訊號 8959pin.doc/008 24 接收系統，其中該OFDM訊號解碼電路中的一計算器係 依據偵測出的該調變方式，或依據該取樣位元數，來改 變一計算位元數。 17.如申請專利範圍第16項所述之正交分頻多工訊 號接收系統，其中該OFDM訊號解碼電路中的該計算器 更包括： 一第一位移電路，用以在最上位位元塡入一第一資 料，在最下位位元塡入“ 〇 ” ； 一第二位移電路，用以在最上位位元塡入一第二資 料，在最下位位元塡入“ 〇 ” ；以及 一計算電路，用以對該第一位移電路與該第二位移 電路之輸出資料進行計算。 18·如申請專利範圍第17項所述之正交分頻多工訊 號接收系統，更包括一電源電壓控制電路，用以依據偵 測出的該調變方式，來控制一電源電壓，其中在該計算 器之臨界脈波縮短時，降低該電源電壓。 19·如申請專利範圍第7項所述之正交分頻多工訊號 接收系統，其中該錯誤訂正電路中的一計算器係依據偵 測出的該調變方式，或依據該取樣位元數，來改變一計 算位元數。 2〇·如申請專利範圍第19項所述之正交分頻多工訊 號接收系統’其中該錯誤訂正電路中的該計算器更包 括： 一第一位移電路，用以在最上位位元塡入一第一資 8959pin.doc/008 25 料，在最下位位元塡入“0 ” ； 一第二位移電路，用以在最上位位元塡入一第二資 料，在最下位位元塡入“0 ” ；以及 一計算電路，用以對該第一位移電路與該第二位移 電路之輸出資料進行計算。 21.如申請專利範圍第20項所述之正交分頻多工訊 號接收系統，更包括一電源電壓控制電路，用以依據偵 測出的該調變方式，來控制一電源電壓，其中在該計算 器之臨界脈波縮短時，降低該電源電壓。 22·—種正交分頻多工（orthogonal frequency division multiplexing，OFDM)訊號接收方法，包括： 以一第一取樣速率對一接收訊號進行取樣； 將以該第一取樣速率所取樣的訊號中之一雜訊加以 去除； 以一第二取樣速率，對去除該雜訊後之訊號擷取出 資料； 將擷取出之資料，由時間領域轉換至頻率領域，並 且進行解碼；以及 將解碼後的訊號，進行錯誤訂正； 其中，去除該雜訊步驟中，係依據該第一取樣速率 來改變頻率特性。 23·—* 種正交分頻多工（orthogonal frequency division multiplexing，OFDM)訊號接收方法，包括： 以一第一取樣速率對一接收訊號進行取樣； 8959pin.doc/008 26 ;0修正： 補充 將以該第一取樣速率所取樣的訊號中之一雜訊加以 去除； 以一第二取樣速率，對去除該雜訊後之訊號擷取出 資料； 將擷取出之資料，由時間領域轉換至頻率領域，並 且進行解碼； 將解碼後的訊號，進行錯誤訂正；以及 偵測該接收訊號之一調變方式； 其中再進行取樣的步驟中，係依據該調變方式偵測 電路所偵測出的該調變方式，來改變取樣位元數。 8959pin.doc/008 27
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