KR20030035771A - Ｏｆｄｍ 신호 수신 시스템 및 그 방법 - Google Patents

Ｏｆｄｍ 신호 수신 시스템 및 그 방법 Download PDF

Info

Publication number
KR20030035771A
KR20030035771A KR1020020017617A KR20020017617A KR20030035771A KR 20030035771 A KR20030035771 A KR 20030035771A KR 1020020017617 A KR1020020017617 A KR 1020020017617A KR 20020017617 A KR20020017617 A KR 20020017617A KR 20030035771 A KR20030035771 A KR 20030035771A
Authority
KR
South Korea
Prior art keywords
data
modulation scheme
circuit
sampling
converter
Prior art date
Application number
KR1020020017617A
Other languages
English (en)
Other versions
KR100526381B1 (ko
Inventor
사이또도시따다
Original Assignee
가부시끼가이샤 도시바
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 가부시끼가이샤 도시바 filed Critical 가부시끼가이샤 도시바
Publication of KR20030035771A publication Critical patent/KR20030035771A/ko
Application granted granted Critical
Publication of KR100526381B1 publication Critical patent/KR100526381B1/ko

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04J—MULTIPLEX COMMUNICATION
    • H04J11/00—Orthogonal multiplex systems, e.g. using WALSH codes
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2647—Arrangements specific to the receiver only
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
    • H04L25/03828—Arrangements for spectral shaping; Arrangements for providing signals with specified spectral properties

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Spectroscopy & Molecular Physics (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
  • Circuits Of Receivers In General (AREA)

Abstract

OFDM 신호 수신 시스템은, 제1 샘플링 레이트로 수신 신호를 샘플링하는 AD 변환기와, 상기 AD 변환기의 출력 신호로부터 노이즈를 제거하는 저역 통과 필터와, 상기 저역 통과 필터의 출력 신호로부터 제2 샘플링 레이트로 데이터를 추출하는 레이트 변환기와, 상기 레이트 변환기의 출력 신호를 시간 영역으로부터 주파수 영역으로 변환하여 복호하는 OFDM 신호 복호 회로와, 상기 OFDM 신호 복호 회로의 출력 신호의 오류 정정을 행하는 오류 정정 회로를 포함하며, 상기 저역 통과 필터는 상기 제1 샘플링 레이트에 따라 주파수 특성이 가변 가능한 필터이다.

Description

ＯＦＤＭ 신호 수신 시스템 및 그 방법{SYSTEM AND METHOD FOR RECEIVING OFDM SIGNAL}
5㎓대의 무선 LAN은 OFDM 변조 방식을 이용하는 것을 전제로 하고 있다. OFDM 변조 방식에 의한 수신 처리는 다음과 같이 행해진다. 수신된 OFDM 신호는 AD 변환기에서 디지털 신호로서 샘플링된다. 샘플링된 데이터는 디지털 신호 처리에 의한 저역 통과 필터에서 인접 채널의 주파수 성분이 제거된다. 그리고, 레이트 변환기에서 필요한 샘플링 레이트로 씨닝 처리된다. 씨닝 처리된 데이터는 OFDM 신호 복호 회로에서 푸리에 변환된다. 그리고, 비터비 디코더에서 변환된 데이터의 오류 정정이 이루어지고, 수신된 OFDM 신호는 복호된다.
OFDM 변조 방식에서는 인접 채널의 신호를 디지털 필터(저역 통과 필터)에 의해 제거하기 때문에, 실효적인 주파수 대역폭보다도 넓은 대역의 데이터를 샘플링할(오버 샘플링) 필요가 있고, 고샘플링 레이트의 데이터를 필요로 한다.
또한, OFDM 신호는 복수의 서브 캐리어 신호를 중첩하기 때문에, 신호의 최대 진폭과 평균적인 진폭의 비가 PSK(phase shift keying) 신호나 FSK(frequency shift keying) 신호에 비하여 커진다. 따라서, OFDM 신호에 의해 수신 처리를 행하는 기저 대역 LSI에의 샘플링 데이터는 다비트인 것을 필요로 한다.
이와 같이, 디지털 신호 처리 기술을 이용한 OFDM 신호를 수신하는 시스템에서는, 다비트로 고속(고샘플링 레이트)인 AD 변환기가 필요해진다. 그러나, 이러한 AD 변환기는 소비 전력이 커지기 때문에, 이동 통신 기기에 이용하는 것은 적합하지 못하였다.
또한, 무선 LAN에 사용하는 OFDM 변조 방식에서는 전송로의 상태에 적응하여 데이터의 전송 속도를 선택하고, 이것에 따라 서브 캐리어의 변조 방식을 변화시킨다. 그 때문에, 수신 처리에서는 수신한 OFDM 신호의 변조 방식에 맞추어서, 필요해지는 샘플링 레이트나 샘플링 비트수를 몇 단계로 변화시킨다.
예를 들면, 54Mbps의 데이터 전송 속도인 경우에는, 64QAM 변조 방식을 취한다. 그러나, 데이터 전송 속도가 저하함에 따라, 변조 방식은 16QAM, QPSK로 변화하고, 최저 데이터 전송 속도 6Mbps인 경우에는, BPSK 변조 방식이 된다. BPSK 변조 방식의 경우에는, AD 변환기 이하의 데이터는 8 비트 정도로 충분하다고 생각된다. 또한, 비터비 디코더의 판정도 연판정의 비트수를 삭감하거나, 혹은 1 비트의 경판정이라도 충분한 성능을 얻는 것이 가능하다고 생각된다.
그러나, 종래에서는 샘플링 레이트나 샘플링 비트수가 최대인 경우의 사양에 맞추어서 회로를 설계, 실장하고 있다. 종래의 회로에서는 설계나 실장의 용이함을 우선으로 하여, 데이터 전송 속도가 최대인 54Mbps인 경우의 회로가 채용되고 있다. 예를 들면, AD 변환기는 12 비트/40MSPS, FFT는 12 비트/20MSPS, 비터비 디코더는 6 비트 연판정이 된다.
그 때문에, 데이터의 전송 속도가 저하하고 변조 방식이 변해도, AD 변환기나 디지털 신호 처리를 행하는 회로에서 소비하는 전력을 삭감할 수 없었다.
도 1은 제1 실시예에서의 OFDM 신호 수신 시스템의 블록도.
도 2의 (a) 내지 도 2의 (d)는 채널의 대역을 모식적으로 나타낸 도면.
도 3은 40MSPS의 샘플링 데이터를 시간축 상에 나타낸 그래프.
도 4는 제1 실시예에서의 LPF의 회로도.
도 5의 (a)는 30MSPS의 샘플링 데이터를 시간축 상에 나타낸 그래프, 도 5의 (b)는 30MSPS의 샘플링 데이터 및 보간한 데이터를 시간축 상에 나타낸 그래프.
도 6은 제2 및 제3 실시예에서의 OFDM 신호 수신 시스템의 블록도.
도 7은 제2 실시예에서의 연산기의 블록도.
도 8은 제4 실시예에서의 OFDM 신호 수신 시스템의 블록도.
<도면의 주요 부분에 대한 부호의 설명>
1 : AD 변환기
2 : 저역 통과 필터(LPF)
3 : 레이트 변환기
4 : OFDM 신호 복호 회로(FFT)
5 : 비터비 디코더(오류 정정 회로)
6 : 변조 방식 검출 회로
본 발명에 따른 OFDM 신호 수신 시스템은, 제1 샘플링 레이트로 수신 신호를 샘플링하는 AD 변환기와, 상기 AD 변환기의 출력 신호로부터 노이즈를 제거하는 저역 통과 필터와, 상기 저역 통과 필터의 출력 신호로부터 제2 샘플링 레이트로 데이터를 추출하는 레이트 변환기와, 상기 레이트 변환기의 출력 신호를 시간 영역으로부터 주파수 영역으로 변환하여 복호하는 OFDM 신호 복호 회로와, 상기 OFDM 신호 복호 회로의 출력 신호의 오류 정정을 행하는 오류 정정 회로를 포함하며, 상기 저역 통과 필터는 상기 제1 샘플링 레이트에 따라 주파수 특성이 가변 가능한 필터인 것을 특징으로 한다.
본 발명에 따른 다른 OFDM 신호 수신 시스템은, 제1 샘플링 레이트로 수신 신호를 샘플링하는 AD 변환기와, 상기 AD 변환기의 출력 신호로부터 노이즈를 제거하는 저역 통과 필터와, 상기 저역 통과 필터의 출력 신호로부터 제2 샘플링 레이트로 데이터를 추출하는 레이트 변환기와, 상기 레이트 변환기의 출력 신호를 시간 영역으로부터 주파수 영역으로 변환하여 복호하는 OFDM 신호 복호 회로와, 상기 OFDM 신호 복호 회로의 출력 신호의 오류 정정을 행하는 오류 정정 회로와, 상기 수신 신호의 변조 방식을 검출하는 변조 방식 검출 회로를 포함하며, 상기 AD 변환기의 연산기는 상기 변조 방식 검출 회로에 의해 검출된 변조 방식에 따라 샘플링 비트수를 변경하는 것을 특징으로 한다.
이하, 도면을 참조하면서 본 발명의 실시예에 대하여 설명한다.
(제1 실시예)
무선 LAN에 이용되는 5㎓대의 무선 채널은 OFDM 변조한 신호를 이용하는 것을 전제로 하여, 20㎒ 간격으로 설정되어 있다. 1 채널당 실효적인 대역폭은 약 17㎒이고, 인접 채널 사이에 대략 3㎒의 완충 대역이 있는 것에 지나지 않는다. 이 때문에, RF나 IF로 실장되는 채널 선택 필터에서는, 충분히 인접 채널의 신호 성분을 제거하는 것은 어렵다. 기저 대역 신호는 아날로그-디지털 변환되어 샘플링된다. 그리고, 디지털 신호 처리에 의한 저역 통과 필터(Low Pass Filter: 이하, LPF)를 실현하여 인접 채널의 신호 성분을 제거하고 있다.
도 1은 제1 실시예에서의 OFDM 신호 수신 시스템의 블록도이다. 본 실시예의 OFDM 신호 수신 시스템은 I, Q의 직교 신호를 제1 샘플링 레이트로 디지털 신호로서 샘플링하는 AD 변환기(1)과, AD 변환기(1)의 샘플링 레이트에 따라 샘플링된 데이터로부터 노이즈를 제거하는 LPF(2)와, 노이즈가 제거된 데이터로부터 제2 샘플링 레이트로 데이터를 추출하는 레이트 변환기(3)와, 연산 가능한 샘플링 레이트로 변환된 데이터를 푸리에 변환에 의해 시간 영역으로부터 주파수 영역의 데이터로 변환하는 OFDM 신호 복호 회로(4)(이하, FFT)와, 오류 정정을 행하는 비터비 디코더(오류 정정 회로)(5)를 포함한다. 또한, 각 블록 내에는 I, Q의 직교 신호 각각에 대응한 회로가 존재한다.
도 2의 (a) ∼ 도 2의 (d)는 채널의 대역을 모식적으로 나타낸 도면이며, 또한 도 2의 (b) ∼ 도 2의 (d)는 AD 변환기(1)에서의 샘플링에 의한 엘리어싱(aliasing)을 모식적으로 나타낸 도면이다. 여기서, 도 2의 (a)에 도시한 바와 같은 선택 채널과 노이즈인 인접 채널의 경우를 생각한다. 기저 대역 신호를샘플링할 때에는 샘플링 정리가 나타내는 바와 같이, 신호가 갖는 최대 주파수 성분의 2배 이상의 샘플링 레이트를 이용하면 된다. 즉, 1 채널당 ±8. 5㎒의 신호 성분을 샘플링하기 위해서는 20MSPS 정도의 샘플링 레이트를 이용하면 된다.
그러나, 도 2의 (b)에 도시한 바와 같이, 20MSPS의 샘플링 레이트를 이용한 경우, 엘리어싱(중첩)의 효과로, 인접 채널의 신호가 선택 채널의 신호에 노이즈로서 중첩되게 된다.
이것을 회피하기 위해서, 40MSPS 정도의 샘플링 레이트로 오버 샘플링한다. 도 2의 (c)에 도시한 바와 같이, 40MSPS의 샘플링 레이트를 이용한 경우, 엘리어싱의 효과로, 거의 인접 채널의 중심 주파수에서 중첩되고, 선택 채널의 신호에 노이즈로서 중첩되는 신호가 적다.
AD 변환기(1)에서 40MSPS의 샘플링 레이트로 수신된 신호를, LPF(2)로 디지털 신호 처리에 의한 LPF 처리를 실시하여, 인접 채널의 신호 성분을 제거한다. 또한, 후단의 FFT(4)로 채널 신호의 실효 대역폭에 의거한 20MSPS의 샘플링 데이터를 처리하기 위해서, LPF 처리 후의 데이터로부터 레이트 변환기(3)로 20MSPS분의 데이터를 씨닝 처리에 의해서 추출한다. 도 3은 40MSPS의 샘플링 데이터를 시간축 상에 나타낸 그래프의 일례이다. 도 3에 도시한 동그라미 표시는, 샘플링된 데이터를 나타내고 있다. 그 중에서, 검은 동그라미 표시는 씨닝 처리에 의해서 추출되는 데이터를 나타내고 있다.
종래의 OFDM 신호 수신 시스템에 있어서, AD 변환기(1), LPF(2) 등은 20MSPS의 정수배 레이트, 예를 들면 40MSPS의 샘플링 레이트로 샘플링하여 처리를 행한다.
그러나, AD 변환기는 샘플링 레이트의 고속화에 따라, 소비 전력이 증가한다. 따라서, 저소비 전력을 실현하기 위해서는 낮은 샘플링 레이트로 샘플링하는 것이 바람직하다.
그래서, 본 실시예에서는 샘플링 레이트가, 예를 들면 30MSPS와 같이, 반드시 20MSPS의 정수배가 아닌 경우에도 LPF 처리나 씨닝 처리를 할 수 있게 대응한다.
도 4는 제1 실시예에서의 LPF의 회로도로, FIR(Finite Impulse Response) 필터로 구성되어 있다. 본 실시예에서는 FIR 필터에 있어서, 각 탭의 계수를 프로그래머블인 구성으로 하고, 샘플링 레이트에 따라 LPF의 주파수 특성을 변경한다.
예를 들면, AD 변환기에 의해 30MSPS의 샘플링 레이트로 디지털 신호로 변환된 데이터는 30MSPS의 샘플링 레이트에 따라 탭의 계수를 바꾼 LPF에서, LPF 처리된다.
LPF 처리에 있어서, FIR 필터의 탭 계수를 샘플링 레이트에 따라 변경함으로써, 원하는 주파수 특성을 얻을 수 있다. 따라서, 샘플링 레이트가 30MSPS라도, 인접 채널 등에 의한 노이즈를 제거할 수 있고, 원하는 주파수대(선택 채널)를 얻을 수 있다.
또한, 30MSPS로 샘플링한 경우, 엘리어싱의 효과는 도 2의 (d)에 도시된 바와 같다. 40MSPS의 샘플링 레이트에 비하여, 노이즈로서 중첩되는 신호는 많아진다. 그러나, 도시되어 있지 않은 전단의 BPF(Band Pass Filter)로 인접 채널의 높은 주파수 성분은 제거할 수 있다. 즉, AD 변환기(1)에서 샘플링될 때에는 도 2의 (d) 중에 노이즈로서 나타내고 있는 부분의 주파수는 제거된다. 따라서, 30MSPS의 샘플링 레이트에서도 엘리어싱의 효과를 받지 않고서 원하는 주파수대를 얻을 수 있다.
또한, 보간 처리 회로를 포함하며, 샘플링 데이터의 씨닝 처리에 있어서, 추출 시각에 대응하는 샘플링 데이터가 없는 경우에는, 샘플링 데이터 사이의 선형, 혹은 고차 함수에 의한 데이터의 보간 처리를 행한다. 도 5의 (a)는 30MSPS의 샘플링 데이터를 시간축 상에 나타낸 그래프의 일례이다. 도 5에 도시한 동그라미 표시는, AD 변환기(1)로 샘플링된 데이터를 나타내고 있다.
또한, 도 5의 (b)은 도 5의 (a)에 있어서, 보간한 데이터를 나타낸 그래프이다. 도 5 중 검은 네모 표시는 보간한 데이터를 나타내고 있다. 이 보간 처리에 의해, 원하는 추출 시각에서의 데이터의 추출을 행할 수 있다. 도 5 중, 검은 동그라미 표시 및 검은 네모 표시가 추출되는 데이터이다.
그리고, 30MSPS의 샘플링 데이터, 또한 보간 처리된 샘플링 데이터는 레이트 변환기(3)에 있어서, 예를 들면 20MSPS의 샘플링 레이트로 추출된다. 추출된 데이터는 FFT(4)에 있어서, 푸리에 변환에 의해 시간 영역으로부터 주파수 영역의 데이터로 변환된다. 푸리에 변환된 데이터로부터 서브 캐리어마다의 IQ 평면 상에서의 신호점이 추출된다. 그리고 또한, 비터비 디코더(5)에 의해서 데이터의 오류 정정을 행하여 데이터가 복호된다.
본 실시예에서는, LPF의 탭 계수를 가변으로 함으로써, 샘플링 레이트에 대응하여 원하는 주파수 특성을 얻을 수 있고, OFDM 변조 방식에서의 수신 처리가 가능하다. 종래에 비하여, 샘플링 수를 줄일 수 있기 때문에, 소비 전력을 삭감할 수 있다. 또한, 샘플링 수가 감소함으로써, 추출 시각에 대응하는 샘플링 데이터가 없는 경우에도 추출 시각에서의 데이터의 보간 처리를 실시하고, 씨닝 처리를 행함으로써, 낮은 샘플링 레이트에서의 동작이 가능해지며, 수신 신호를 원하는 데이터로 복호할 수 있다.
본 실시예에 있어서, LPF의 예로서 FIR 필터를 이용하여 설명하였지만, LPF는 주파수 특성을 가변으로 할 수 있는 필터이면 된다.
(제2 실시예)
5㎓대에서, OFDM 변조 방식을 이용한 무선 LAN에는 IEEE802.11a, HIPERLANType2 등의 규격이 있다. 또한, 데이터의 전송 속도에는 6, 9, 12, 18, 27, 36, 54Mbps의 7 종류가 있고, 서브 캐리어의 변조 방식에는, BPSK, QPSK, 16QAM, 64QAM의 4 종류가 있다.
OFDM 신호 수신 시스템에서는, 각 서브 캐리어의 변조 방식에 따라, 연산에 필요한 비트수는 다르다. 예를 들면, 최대 전송 속도가 되는 54Mbps 시에 사용되는 64QAM 변조에 대응하기 위해서, AD 변환기에서는 12 비트의 샘플링을 행한다. 한편, 최소 전송 속도 6Mbps 시에 사용되는 BSPK 변조에서는, 8 비트의 샘플링 데이터가 있으면 충분하다. 마찬가지로, 16QAM에서는 10 비트, QPSK에서는 8 비트의 샘플링 데이터가 있으면 충분하다.
표 1은 각 변조 방식에서의 비트수와 전송 속도와의 관계를 나타내고 있다.
변조 방식 비트수 전송 속도 Mbps
64QAM 12 54
16QAM 10 27, 36
QPSK 8 12, 18
BSPK 8 6, 9
연산에 필요한 비트수는 수신한 OFDM 신호의 변조 방식을 검출함으로써 얻을 수 있다.
도 6은 제2 실시예에서의 OFDM 신호 수신 시스템의 블록도이다. 본 실시예에서의 OFDM 신호 수신 시스템은, I, Q의 직교 신호를 제1 샘플링 레이트로 디지털 신호로서 샘플링하는 AD 변환기(1)와, AD 변환기(1)의 샘플링 레이트에 따라 샘플링된 데이터로부터 노이즈를 제거하는 LPF(2)와, 노이즈가 제거된 데이터로부터 제2 샘플링 레이트로 데이터를 추출하는 레이트 변환기(3)와, 연산 가능한 샘플링 레이트로 변환된 데이터를 푸리에 변환에 의해 시간 영역으로부터 주파수 영역의 데이터로 변환하는 OFDM 신호 복호 회로(4)(이하, FFT)와, 오류 정정을 행하는 비터비 디코더와, 변조 방식 검출 회로(6)를 구비하고 있다.
제2 실시예에서의 변조 방식 검출 회로(6)는 수신 신호의 변조 방식을 검출하고, 이 변조 방식에 따라 각 연산에 필요한 비트수를 변화시킨다.
다음에, 제2 실시예에서의 OFDM 신호 수신 시스템의 동작에 대하여 설명한다. 예를 들면, AD 변환기(1)에서의 샘플링 비트수를 변화시키는 경우에 대해 생각한다. 수신된 OFDM 신호는 AD 변환기(1)로 샘플링된 데이터에 대하여, LPF(2)로 선택하고 있는 채널 신호를 추출하기 위한 LPF 처리를 실시하고, 레이트 변환기(3)로 샘플링 데이터의 씨닝 처리를 행한다. 계속해서, FFT(4)에 의해 데이터를 시간영역으로부터 주파수 영역으로 변환하고, 이 데이터를 비터비 디코더(5)에 걸어 오류 정정을 행한다. 이에 따라, 수신 데이터가 복호된다.
또한, 비터비 디코더(5)에서 오류 정정된 데이터는 변조 방식 검출 회로(6)에서 어떤 변조 방식으로 보내졌는지 검출된다. 변조 방식은 프레임의 헤더에 기재되어 있다. 변조 방식 검출 회로(6)에서는 우선 프레임의 헤더를 수신 해석하고, 후속의 데이터 부분의 변조 방식을 검출한다. 프레임이란, 무선 LAN에서의 통신의 단위이다.
그리고, 검출된 변조 방식에 따라 AD 변환기(1)에서는 후속의 데이터 부분의 수신 처리에 있어서 샘플링 비트수를 변화시켜서 샘플링 처리를 행한다.
도 7은 본 실시예에서의 연산기의 블록도이다. 도 6에서의 AD 변환기(1) 내의 연산기로서 이용된다. 본 실시예의 연산기는 제1 시프트 회로(11)와, 제2 시프트 회로(12)와, 제1 및 제2 시프트 회로(11, 12)로부터 출력된 데이터를 연산하는 연산 회로(13)를 포함한다. 제1 및 제2 시프트 회로(11, 12)는 변조 방식에 따라 MSB(most significant bit: 최상위 비트)측에 유효 데이터를 채우고, LSB(least significant bit: 최하위 비트)측에 "0" 데이터를 채운다.
여기서, 변조 방식 검출 회로(6)에서 검출된 변조 방식이 16QAM인 경우를 생각한다. 예를 들면, 연산 회로(13)는 최대 12 비트의 데이터의 연산이 가능한 것으로 한다. OFDM 신호의 변조 방식이 16QAM인 경우, AD 변환기의 연산에 있어서 필요한 샘플링 비트수는 10 비트가 된다. 제1 및 제2 시프트 회로(11, 12)에서는 검출된 변조 방식에 따라 MSB 측에 유효 데이터를 채우고, LSB 측에 "0" 데이터를채운다. 16QAM인 경우, LSB 측에 2 비트의 "0" 데이터가 채워진다.
이와 같이, 신호 처리에 관한 비트수의 삭감, 즉 연산기가 활성화하는 영역의 삭감이 가능하면 회로의 소비 전력의 삭감이 가능하다.
또한, 통상, 프레임의 헤더는 가장 안정적으로 수신할 수 있는 BPSK 변조 방식으로 보내진다. 따라서, 새로운 프레임의 수신의 대기 시에, 및 헤더의 해석 시에는 BPSK 변조 방식 대응의 연산 비트수로 회로를 동작시킨다. 이렇게 함으로써, 가장 소비 전력을 낮게 억제할 수 있다. 그리고, 헤더의 해석 결과에 따라 동적으로 연산기에서의 연산 비트수를 변화시켜, 소비 전력의 삭감을 실현할 수 있다.
마찬가지로, LPF(2), 레이트 변환기(3), OFDM 신호 복호 회로(4) 내의 연산기에 있어서도, 도 7에 도시한 바와 같은 연산기와 마찬가지로 구성할 수 있다. 예를 들면, 보간 처리에 이용하는 연산기, FFT 처리에 이용하는 연산기 등이다. 이들의 경우, AD 변환기(1)와 마찬가지로, 변조 방식 검출 회로(6)에서 검출된 변조 방식에 따라 연산 비트수를 변화시켜도 되고, 혹은 AD 변환기(1)의 샘플링 비트수에 따라 연산 비트수를 변화시켜도 된다.
마찬가지로, 연산기가 활성화하는 영역을 삭감할 수 있어 소비 전력의 삭감이 가능하다.
또한, 비터비 디코더(5)에 있어서도 변조 방식에 따라, 혹은 AD 변환기(1)의 샘플링 비트수에 따라, 혹은 전송로 부호의 부호화율에 따라 연판정에서의 비트수를 변화시키거나 경판정으로 전환해도 된다. 이에 따라, 마찬가지의 효과를 얻을 수 있다.
또한, 전송로 부호의 부호화율은 전송 속도에 따라 변화한다. 따라서, 전송 속도, 즉 변조 방식을 알면, 부호화율에 따라 비터비 디코더(5)에 있어서 연판정 또는 경판정의 전환을 할 수 있다.
본 실시예에서는, 변조 방식 검출 회로(6)에서 변조 방식을 검출함으로써, AD 변환기에서의 샘플링 비트수, LPF ∼ 비터비 디코더에서의 연산 비트수를 변화시킨다. 삭감된 비트수에 따라 연산기에서의 크리티컬 패스를 단축하고, 연산기가 활성화하는 영역을 삭감하기 때문에 소비 전력을 삭감할 수 있다.
또한, 전송 속도가 느린 신호는 노이즈에 강하기 때문에, 낮은 샘플링 레이트라도 복호가 용이하다. 따라서, 전송 속도에 따라 AD 변환기(1)에서의 샘플링 레이트를 바꾸어서 동작시켜도 된다.
표 1에 도시한 바와 같이, 전송 속도는 수신한 OFDM 신호의 변조 방식을 검출함으로써 얻을 수 있다. 이와 같이, 가장 빠른 속도는 64QAM이고, 16QAM, QPSK, BPSK로 점차로 낮은 전송 속도로 된다.
(제3 실시예)
제3 실시예에서의 OFDM 신호 수신 시스템의 블록도는, 제2 실시예로 나타낸 도 6과 동일하다. 제3 실시예에서의 변조 방식 검출 회로(6)는 수신 신호의 변조 방식을 검출하고, 이 변조 방식에 따라 AD 변환기(1)의 샘플링 레이트를 전환한다. 예를 들면, AD 변환기(1)에 있어서, BPSK, QPSK는 30MSPS의 샘플링 레이트, 16QAM, 64QAM은 40MSPS의 샘플링 레이트로 동작시킨다.
본 실시예에서는, 전송 속도(변조 방식)에 따라 샘플링 레이트를 바꾸기 때문에, 전송 속도가 느린 변조 방식에서는, 낮은 샘플링 레이트로 동작시킴으로써 소비 전력을 삭감할 수 있다. 또한, 전송 속도가 빠른 변조 방식에서는, 높은 샘플링 레이트로 동작시킴으로써, 노이즈의 영향을 많이 받지 않아 안정적으로 복호할 수 있다.
또한, 본 실시예에서의 AD 변환기(1)는 다른 샘플링 레이트용 AD 변환기, 예를 들면 30MSPS용 AD 변환기와 40MSPS용 AD 변환기를 따로따로 구성해도 되며, 40MSPS의 샘플링이 가능한 AD 변환기를 구성하고, 30MSPS의 샘플링 레이트로 샘플링시켜도 된다.
전송 속도에 따라 샘플링 레이트를 전환해도, 제1 실시예에서 나타낸 LPF(2)의 주파수 특성을 가변으로 함으로써, OFDM 변조 방식에서의 수신 처리가 가능하다.
40MSPS로 샘플링된 데이터는 40MSPS에 대응한 주파수 특성으로 변경된 LPF(2)에서, LPF 처리가 실시된다. 계속해서, 레이트 변환기(3)에서, 씨닝 처리에 의해 20MSPS의 샘플링 데이터가 추출된다. 그리고, 추출된 데이터는 FFT(4), 비터비 디코더(5)에서 각 처리가 실시된다.
또한, 30MSPS로 샘플링된 데이터는 30MSPS에 대응한 주파수 특성으로 변경된 LPF(2)에서 LPF 처리가 실시된다. 계속해서, 레이트 변환기(3)에서 추출 시각에서의 데이터의 보간 처리, 및 씨닝 처리가 실시된다. 그리고, 추출된 데이터는 FFT(4), 비터비 디코더(5)에서 각 처리가 실시된다.
본 실시예에서는, 변조 방식 검출 회로(6)에서 변조 방식을 검출함으로써,AD 변환기(1)에서의 샘플링 레이트를 변화시킨다. 변조 방식에 대응한 전송 속도에 따라, 샘플링 레이트를 변화시키기 때문에, 느린 전송 속도의 경우에는, 샘플링 레이트를 낮게 하여, 소비 전력을 삭감할 수 있다. 또한, 빠른 전송 속도의 경우에는 샘플링 레이트를 높게 하여 안정된 복호가 가능하다.
(제4 실시예)
제2 실시예에서는, 변조 방식에 대응하여 각 연산기에서의 연산 비트수를 변화시켰다. 변조 방식에 대응하여, 데이터의 샘플링 비트수, 및 각 연산기에 필요한 연산 비트수를 알면, LSB측으로부터의 캐리의 발생을 억제할 수 있다. 따라서, 크리티컬 패스의 단축량도 사전에 알 수 있다.
그래서, 제4 실시예에서는 또한, 연산 비트수에 따라, 즉 크리티컬 패스가 동작하는데 필요한 레벨에 따라, 전원 전압을 제어한다. 도 8은 제4 실시예에서의 OFDM 신호 수신 시스템의 블록도이다. 본 실시예에서의 OFDM 신호 수신 시스템은, 도 6에 도시한 제2 실시예에서의 OFDM 신호 수신 시스템 외에 각 블록의 전압량을 제어하는 전원 전압 제어 회로(7)를 포함한다.
전원 전압 제어 회로(7)는 변조 방식 검출 회로(6)에서 검출된 변조 방식에 따라, 각 블록의 전압량을 제어한다.
다음에, 본 실시예에서의 OFDM 신호 수신 시스템의 동작에 대하여 설명한다. 수신된 OFDM 신호는 AD 변환기(1)에서 샘플링된 데이터에 대하여 LPF(2)에서 선택한 채널 신호를 추출하기 위한 LPF 처리를 실시하고, 레이트 변환기(3)에서 샘플링 데이터의 씨닝 처리를 행한다. 계속해서, FFT(4)에 의해 서브 캐리어마다의 신호점을 추출하고, 이 데이터를 비터비 디코더(5)에 걸어 오류 정정을 행한다. 이에 따라, 수신 데이터가 복호된다.
또한, 비터비 디코더(5)에서 오류 정정된 데이터는 변조 방식 검출 회로(6)에서, 어떤 변조 방식으로 보내졌는지 검출된다. 그리고, 검출된 변조 방식에 따라 전원 전압 제어 회로(7)는 각 블록에서의 전압을 조정한다. 이에 따라, 단축된 크리티컬 패스가 동작하는 데 충분한 레벨까지 전원 전압을 저하할 수 있다.
또한, 프레임의 헤더는 BPSK 변조 방식이기 때문에, 대기 시 및 헤더의 해석 시에는 필요로 하는 가장 낮은 전압으로 동작시킴으로써, 소비 전력을 삭감할 수 있다.
본 실시예에 따르면, 변조 방식에 따라 각 블록에서의 전압을 제어함으로써, 필요 최저한 레벨의 전압으로 회로를 동작시킬 수 있다. 따라서, 종래에 비하여 소비 전력을 삭감할 수 있다.
본 발명에 따르면, OFDM 신호 수신 시스템에서의 LPF의 주파수 특성을 가변으로 함으로써, 낮은 샘플링 레이트에서도 복호가 가능해져, 소비 전력을 삭감할 수 있다. 또한, 변조 방식에 따라 AD 변환기에서의 샘플링 레이트, 각 블록에서의 연산 비트수, 혹은 각 블록에서의 전원 전압을 변경함으로써, 소비 전력을 삭감할 수 있다.
상술한 실시예는 모든 점에서 예시이며 제한적인 것은 아니라고 생각되어야 한다. 본 발명의 범위는 상기한 실시예의 설명이 아니라 특허 청구 범위에 의해정의되며, 또한 특허 청구의 범위와 균등한 의미 및 범위 내에서의 모든 변경을 포함하는 것으로 의도되어야 한다.

Claims (23)

  1. OFDM 신호 수신 시스템에 있어서,
    제1 샘플링 레이트로 수신 신호를 샘플링하는 AD 변환기와,
    상기 AD 변환기의 출력 신호로부터 노이즈를 제거하는 저역 통과 필터와,
    상기 저역 통과 필터의 출력 신호로부터 제2 샘플링 레이트로 데이터를 추출하는 레이트 변환기와,
    상기 레이트 변환기의 출력 신호를 시간 영역으로부터 주파수 영역으로 변환하여 복호하는 OFDM 신호 복호 회로와,
    상기 OFDM 신호 복호 회로의 출력 신호의 오류 정정을 행하는 오류 정정 회로를 포함하며,
    상기 저역 통과 필터는 상기 제1 샘플링 레이트에 따라 주파수 특성이 가변될 수 있는 필터인 OFDM 신호 수신 시스템.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 저역 통과 필터는 FIR 필터인 OFDM 신호 수신 시스템.
  3. 제1항에 있어서,
    원하는 시각에서의 데이터가 없는 경우, 그 시각에서의 데이터를 보간하는 보간 처리 회로를 더 포함하며,
    상기 레이트 변환기는 상기 보간된 데이터를 포함하여, 상기 제2 샘플링 레이트로 데이터를 추출하는 OFDM 신호 수신 시스템.
  4. 제3항에 있어서,
    상기 보간 처리 회로는 상기 AD 변환기에서 샘플링된 데이터 사이(間)를, 직선 혹은 고차 함수에 의해 상기 원하는 시각의 데이터를 보간하는 OFDM 신호 수신 시스템.
  5. 제1항에 있어서,
    상기 수신 신호의 변조 방식을 검출하는 변조 방식 검출 회로를 더 포함하며,
    상기 변조 방식 검출 회로에 의해서 검출된 변조 방식에 따라 상기 제1 샘플링 레이트를 변경하는 OFDM 신호 수신 시스템.
  6. 제5항에 있어서,
    상기 검출된 변조 방식에서의 전송 속도가 느린 경우에는 상기 제1 샘플링 레이트를 낮게 하는 OFDM 신호 수신 시스템.
  7. OFDM 신호 수신 시스템에 있어서,
    제1 샘플링 레이트로 수신 신호를 샘플링하는 AD 변환기와,
    상기 AD 변환기의 출력 신호로부터 노이즈를 제거하는 저역 통과 필터와,
    상기 저역 통과 필터의 출력 신호로부터 제2 샘플링 레이트로 데이터를 추출하는 레이트 변환기와,
    상기 레이트 변환기의 출력 신호를 시간 영역으로부터 주파수 영역으로 변환하여 복호하는 OFDM 신호 복호 회로와,
    상기 OFDM 신호 복호 회로의 출력 신호의 오류 정정을 행하는 오류 정정 회로와,
    상기 수신 신호의 변조 방식을 검출하는 변조 방식 검출 회로를 포함하며,
    상기 AD 변환기의 연산기는 상기 변조 방식 검출 회로에 의해 검출된 변조 방식에 따라 샘플링 비트수를 변경하는 OFDM 신호 수신 시스템.
  8. 제7항에 있어서,
    상기 연산기는 상기 검출된 변조 방식에 따라,
    최상위 비트측에 제1 데이터를 채우고, 최하위 비트측에 "0" 데이터를 채우는 제1 시프트 회로와,
    최상위 비트측에 제2 데이터를 채우고, 최하위 비트측에 "0" 데이터를 채우는 제2 시프트 회로와,
    상기 제1 및 제2 시프트 회로의 출력 데이터를 연산하는 연산 회로를 포함하는 OFDM 신호 수신 시스템.
  9. 제8항에 있어서,
    상기 검출된 변조 방식에 따라 전원 전압을 제어하는 전원 전압 제어 회로를 더 포함하며,
    상기 연산기의 크리티컬 패스가 단축된 경우에는 전원 전압을 강하하는 OFDM 신호 수신 시스템.
  10. 제7항에 있어서,
    상기 저역 통과 필터의 연산기는 상기 검출된 변조 방식, 또는 상기 샘플링 비트수에 따라 연산 비트수를 변경하는 OFDM 신호 수신 시스템.
  11. 제10항에 있어서,
    상기 연산기는 상기 검출된 변조 방식에 따라,
    최상위 비트측에 제1 데이터를 채우고, 최하위 비트측에 "0" 데이터를 채우는 제1 시프트 회로와,
    최상위 비트측에 제2 데이터를 채우고, 최하위 비트측에 "0" 데이터를 채우는 제2 시프트 회로와,
    상기 제1 및 제2 시프트 회로의 출력 데이터를 연산하는 연산 회로를 포함하는 OFDM 신호 수신 시스템.
  12. 제11항에 있어서,
    상기 검출된 변조 방식에 따라 전원 전압을 제어하는 전원 전압 제어 회로를 더 포함하며,
    상기 연산기의 크리티컬 패스가 단축된 경우에는 전원 전압을 강하하는 OFDM 신호 수신 시스템.
  13. 제7항에 있어서,
    상기 레이트 변환기의 연산기는 상기 검출된 변조 방식, 또는 상기 샘플링 비트수에 따라 연산 비트수를 변경하는 OFDM 신호 수신 시스템.
  14. 제13항에 있어서,
    상기 연산기는 상기 검출된 변조 방식에 따라,
    최상위 비트측에 제1 데이터를 채우고, 최하위 비트측에 "0" 데이터를 채우는 제1 시프트 회로와,
    최상위 비트측에 제2 데이터를 채우고, 최하위 비트측에 "0" 데이터를 채우는 제2 시프트 회로와,
    상기 제1 및 제2 시프트 회로의 출력 데이터를 연산하는 연산 회로를 포함하는 OFDM 신호 수신 시스템.
  15. 제13항에 있어서,
    상기 검출된 변조 방식에 따라 전원 전압을 제어하는 전원 전압 제어 회로를더 포함하며,
    상기 연산기의 크리티컬 패스가 단축된 경우에는 전원 전압을 강하하는 OFDM 신호 수신 시스템.
  16. 제7항에 있어서,
    상기 OFDM 신호 복호 회로의 연산기는 상기 검출된 변조 방식, 또는 상기 샘플링 비트수에 따라 연산 비트수를 변경하는 OFDM 신호 수신 시스템.
  17. 제16항에 있어서,
    상기 연산기는 상기 검출된 변조 방식에 따라,
    최상위 비트측에 제1 데이터를 채우고, 최하위 비트측에 "0" 데이터를 채우는 제1 시프트 회로와,
    최상위 비트측에 제2 데이터를 채우고, 최하위 비트측에 "0" 데이터를 채우는 제2 시프트 회로와,
    상기 제1 및 제2 시프트 회로의 출력 데이터를 연산하는 연산 회로를 포함하는 OFDM 신호 수신 시스템.
  18. 제17항에 있어서,
    상기 검출된 변조 방식에 따라 전원 전압을 제어하는 전원 전압 제어 회로를 더 포함하며,
    상기 연산기의 크리티컬 패스가 단축된 경우에는 전원 전압을 강하하는 OFDM 신호 수신 시스템.
  19. 제7항에 있어서,
    상기 오류 정정 회로는 상기 검출된 변조 방식, 또는 상기 샘플링 비트수에 따라 연판정의 비트수의 변경, 또는 경판정으로 변경하는 OFDM 신호 수신 시스템.
  20. 제19항에 있어서,
    상기 연산기는 상기 검출된 변조 방식에 따라,
    최상위 비트측에 제1 데이터를 채우고, 최하위 비트측에 "0" 데이터를 채우는 제1 시프트 회로와,
    최상위 비트측에 제2 데이터를 채우고, 최하위 비트측에 "0" 데이터를 채우는 제2 시프트 회로와,
    상기 제1 및 제2 시프트 회로의 출력 데이터를 연산하는 연산 회로를 포함하는 OFDM 신호 수신 시스템.
  21. 제20항에 있어서,
    상기 검출된 변조 방식에 따라 전원 전압을 제어하는 전원 전압 제어 회로를 더 포함하며,
    상기 연산기의 크리티컬 패스가 단축된 경우에는 전원 전압을 강하하는 OFDM신호 수신 시스템.
  22. OFDM 신호 수신 방법에 있어서,
    제1 샘플링 레이트로 수신 신호를 샘플링하는 공정과,
    상기 제1 샘플링 레이트로 상기 샘플링된 신호로부터 노이즈를 제거하는 공정과,
    제2 샘플링 레이트로 상기 노이즈를 제거한 신호로부터 데이터를 추출하는 공정과,
    상기 추출된 신호를 시간 영역으로부터 주파수 영역으로 변환하여 복호하는 공정과,
    상기 복호된 신호의 오류 정정을 행하는 공정을 포함하고,
    상기 제거하는 공정에서 주파수 특성을 상기 제1 샘플링 레이트에 따라 변경하는 OFDM 신호 수신 방법.
  23. OFDM 신호 수신 방법에 있어서,
    제1 샘플링 레이트로 수신 신호를 샘플링하는 공정과,
    상기 제1 샘플링 레이트로 상기 샘플링된 신호로부터 노이즈를 제거하는 공정과,
    제2 샘플링 레이트로 상기 노이즈를 제거한 신호로부터 데이터를 추출하는 공정과,
    상기 추출된 신호를 시간 영역으로부터 주파수 영역으로 변환하여 복호하는 공정과,
    상기 복호된 신호의 오류 정정을 행하는 공정과,
    상기 수신 신호의 변조 방식을 검출하는 공정을 포함하며,
    상기 샘플링하는 공정에서 샘플링 비트수를 상기 검출된 변조 방식에 따라 변경하는 OFDM 신호 수신 방법.
KR10-2002-0017617A 2001-10-22 2002-03-30 Ｏｆｄｍ 신호 수신 시스템 및 그 방법 KR100526381B1 (ko)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JPJP-P-2001-00322985 2001-10-22
JP2001322985A JP3607238B2 (ja) 2001-10-22 2001-10-22 Ｏｆｄｍ信号受信システム

Publications (2)

Publication Number Publication Date
KR20030035771A true KR20030035771A (ko) 2003-05-09
KR100526381B1 KR100526381B1 (ko) 2005-11-08

Family

ID=19139938

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
KR10-2002-0017617A KR100526381B1 (ko) 2001-10-22 2002-03-30 Ｏｆｄｍ 신호 수신 시스템 및 그 방법

Country Status (5)

Country Link
US (1) US7197081B2 (ko)
JP (1) JP3607238B2 (ko)
KR (1) KR100526381B1 (ko)
CN (1) CN1258893C (ko)
TW (1) TW567689B (ko)

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR101199550B1 (ko) * 2004-12-20 2012-11-12 삼성전자주식회사 디지털 멀티미디어 신호 수신기 및 그 수신방법
US8326580B2 (en) 2008-01-29 2012-12-04 Qualcomm Incorporated Sparse sampling of signal innovations

Families Citing this family (45)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US7515896B1 (en) 1998-10-21 2009-04-07 Parkervision, Inc. Method and system for down-converting an electromagnetic signal, and transforms for same, and aperture relationships
US6061551A (en) 1998-10-21 2000-05-09 Parkervision, Inc. Method and system for down-converting electromagnetic signals
US6370371B1 (en) 1998-10-21 2002-04-09 Parkervision, Inc. Applications of universal frequency translation
US6542722B1 (en) * 1998-10-21 2003-04-01 Parkervision, Inc. Method and system for frequency up-conversion with variety of transmitter configurations
US7039372B1 (en) 1998-10-21 2006-05-02 Parkervision, Inc. Method and system for frequency up-conversion with modulation embodiments
US7236754B2 (en) 1999-08-23 2007-06-26 Parkervision, Inc. Method and system for frequency up-conversion
US6879817B1 (en) 1999-04-16 2005-04-12 Parkervision, Inc. DC offset, re-radiation, and I/Q solutions using universal frequency translation technology
US6853690B1 (en) 1999-04-16 2005-02-08 Parkervision, Inc. Method, system and apparatus for balanced frequency up-conversion of a baseband signal and 4-phase receiver and transceiver embodiments
US7110435B1 (en) * 1999-03-15 2006-09-19 Parkervision, Inc. Spread spectrum applications of universal frequency translation
US7693230B2 (en) 1999-04-16 2010-04-06 Parkervision, Inc. Apparatus and method of differential IQ frequency up-conversion
US7110444B1 (en) 1999-08-04 2006-09-19 Parkervision, Inc. Wireless local area network (WLAN) using universal frequency translation technology including multi-phase embodiments and circuit implementations
US7065162B1 (en) 1999-04-16 2006-06-20 Parkervision, Inc. Method and system for down-converting an electromagnetic signal, and transforms for same
US8295406B1 (en) 1999-08-04 2012-10-23 Parkervision, Inc. Universal platform module for a plurality of communication protocols
US7010286B2 (en) 2000-04-14 2006-03-07 Parkervision, Inc. Apparatus, system, and method for down-converting and up-converting electromagnetic signals
US7454453B2 (en) 2000-11-14 2008-11-18 Parkervision, Inc. Methods, systems, and computer program products for parallel correlation and applications thereof
US7072427B2 (en) 2001-11-09 2006-07-04 Parkervision, Inc. Method and apparatus for reducing DC offsets in a communication system
US7379883B2 (en) 2002-07-18 2008-05-27 Parkervision, Inc. Networking methods and systems
US7460584B2 (en) 2002-07-18 2008-12-02 Parkervision, Inc. Networking methods and systems
US7002900B2 (en) 2002-10-25 2006-02-21 Qualcomm Incorporated Transmit diversity processing for a multi-antenna communication system
US8320301B2 (en) 2002-10-25 2012-11-27 Qualcomm Incorporated MIMO WLAN system
US20040081131A1 (en) 2002-10-25 2004-04-29 Walton Jay Rod OFDM communication system with multiple OFDM symbol sizes
US7986742B2 (en) 2002-10-25 2011-07-26 Qualcomm Incorporated Pilots for MIMO communication system
US8208364B2 (en) 2002-10-25 2012-06-26 Qualcomm Incorporated MIMO system with multiple spatial multiplexing modes
US9473269B2 (en) 2003-12-01 2016-10-18 Qualcomm Incorporated Method and apparatus for providing an efficient control channel structure in a wireless communication system
US7437580B2 (en) * 2004-05-05 2008-10-14 Qualcomm Incorporated Dynamic voltage scaling system
MY154510A (en) 2004-08-12 2015-06-30 Interdigital Tech Corp Method and apparatus for implementing space frequency block coding in an orthogonal frequency division multiplexing wireless communication system
US20060034316A1 (en) * 2004-08-13 2006-02-16 Jeyhan Karaoguz Energy based information transfer methodology
JP4522197B2 (ja) * 2004-08-31 2010-08-11 三洋電機株式会社 受信方法および装置
JP4407465B2 (ja) * 2004-10-25 2010-02-03 ソニー株式会社 無線通信装置
KR100605109B1 (ko) 2005-01-18 2006-07-28 삼성전자주식회사 직교 주파수분할 다중화 시스템에서 과표본화를 이용한신호대 잡음비 최적화 방법 및 장치
US7466749B2 (en) 2005-05-12 2008-12-16 Qualcomm Incorporated Rate selection with margin sharing
TWI305458B (en) 2005-08-10 2009-01-11 Ind Tech Res Inst Orthogonal frequency division multiplexing system with pn sequence
EP1798922A1 (en) * 2005-12-13 2007-06-20 Koninklijke Philips Electronics N.V. Transmitter device and method of transmission with attenuation of unwanted spectra
JP5089900B2 (ja) * 2006-03-24 2012-12-05 富士通株式会社 無線端末装置、無線基地局の制御方法、無線端末装置の制御方法
JP4696012B2 (ja) * 2006-03-27 2011-06-08 富士通東芝モバイルコミュニケーションズ株式会社 無線通信システムおよび受信装置
JP4773882B2 (ja) 2006-05-24 2011-09-14 富士通セミコンダクター株式会社 Ｏｆｄｍ受信装置及びｏｆｄｍ受信方法
CN101299600B (zh) * 2007-04-30 2010-08-25 大唐移动通信设备有限公司 一种基于ofdm系统的数字滤波器的设计方法
KR101214509B1 (ko) * 2007-05-17 2012-12-24 삼성전자주식회사 연판정 값 생성 장치 및 그 방법
KR101413724B1 (ko) * 2007-08-28 2014-06-30 삼성전자주식회사 이동통신 시스템에서 인접채널 간섭을 고려한 수신기 동작방법 및 장치
JP5109724B2 (ja) * 2008-03-05 2012-12-26 日本電気株式会社 パターン検出回路及びそれを用いた基地局並びに移動通信システム及びパターン検出方法
JP2009135940A (ja) * 2009-01-07 2009-06-18 Victor Co Of Japan Ltd Ｏｆｄｍ信号、ｎａｋ信号
TWI493973B (zh) * 2009-05-08 2015-07-21 Mstar Semiconductor Inc 數位電視訊號解調裝置及其方法
US8379697B2 (en) * 2009-07-28 2013-02-19 Qualcomm Incorporated Self-interference cancellation for multichannel modems
US8873656B2 (en) * 2011-08-19 2014-10-28 Intel Corporation Device, system and method of processing single-carrier wireless communication signals
US20180124762A1 (en) * 2016-10-31 2018-05-03 Futurewei Technologies, Inc. Quantization-Based Modulation and Coding Scheme for Mobile Fronthaul

Family Cites Families (13)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4890327A (en) * 1987-06-03 1989-12-26 Itt Corporation Multi-rate digital voice coder apparatus
JPH0472905A (ja) 1990-07-13 1992-03-06 Hitachi Ltd 標本化周波数変換器
KR100519273B1 (ko) * 1997-08-30 2005-11-25 엘지전자 주식회사 오에프디엠(ofdm) 수신장치
DE19802373C1 (de) * 1998-01-22 1999-06-17 Siemens Ag Schaltung zur Demodulation von durch geträgerte Datenübertragung gesendeten zweidimensionalen Datensymbolen
JP4083861B2 (ja) * 1998-03-06 2008-04-30 株式会社日立国際電気 ディジタル信号伝送装置
US6351290B1 (en) * 1998-03-23 2002-02-26 Samsung Electronics Co., Ltd. Television receiver with separate I-F amplifiers for VSB and QAM digital TV signals that are digitally synchrodyned
JP2000068974A (ja) * 1998-08-25 2000-03-03 Sanyo Electric Co Ltd Ｏｆｄｍ受信装置
JP3519291B2 (ja) * 1998-11-06 2004-04-12 松下電器産業株式会社 Ｏｆｄｍ通信装置及び方法
GB2344729B (en) 1998-12-07 2003-09-10 Mitsubishi Electric Inf Tech OFDM demodulation
KR100453031B1 (ko) * 1998-12-28 2005-02-02 삼성전자주식회사 직교주파수분할다중화수신기초기주파수동기장치및그방법
JP2001024619A (ja) 1999-07-05 2001-01-26 Matsushita Electric Ind Co Ltd Ｏｆｄｍ信号受信機
US6711221B1 (en) * 2000-02-16 2004-03-23 Thomson Licensing S.A. Sampling offset correction in an orthogonal frequency division multiplexing system
US6630964B2 (en) * 2000-12-28 2003-10-07 Koninklijke Philips Electronics N.V. Multi-standard channel decoder for real-time digital broadcast reception

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR101199550B1 (ko) * 2004-12-20 2012-11-12 삼성전자주식회사 디지털 멀티미디어 신호 수신기 및 그 수신방법
US8326580B2 (en) 2008-01-29 2012-12-04 Qualcomm Incorporated Sparse sampling of signal innovations

Also Published As

Publication number Publication date
KR100526381B1 (ko) 2005-11-08
US7197081B2 (en) 2007-03-27
CN1414714A (zh) 2003-04-30
US20030081689A1 (en) 2003-05-01
TW567689B (en) 2003-12-21
JP3607238B2 (ja) 2005-01-05
JP2003134079A (ja) 2003-05-09
CN1258893C (zh) 2006-06-07

Similar Documents

Publication Publication Date Title
KR100526381B1 (ko) Ｏｆｄｍ 신호 수신 시스템 및 그 방법
US7046746B1 (en) Adaptive Viterbi decoder for a wireless data network receiver
JP3941039B2 (ja) マルチプロトコル変調器
US7313750B1 (en) Efficient soft decision demapper to minimize viterbi decoder complexity
US7257764B2 (en) FEC (Forward Error Correction) decoder with dynamic parameters
EP1605651A1 (en) Payload based channel estimation of a wireless channel
EP1029396A1 (en) Receiver for a reconfigurable radio system and method therefor
JP2002374181A (ja) サブサンプリング無線周波受信機アーキテクチャ
WO2006025676A1 (en) Method and apparatus for calculating log-likelihood ratio for decoding in a receiver for a mobile communication system
JP2005039839A (ja) 無線通信システムにおける信号品質の推定
WO2006091916A2 (en) Ultrawideband architecture
JP2000295192A (ja) 直交周波数分割多重化送受信システム及びこのためのブロック符号化方法
US20070258542A1 (en) RF transmitter with adaptive digital filtering
WO2005088923A1 (en) Fast fourier transformation (fft) with adaption of the sampling rate in digital radio mondiale (drm) receivers
JP2002152167A (ja) マルチキャリア変調方式用復調回路
US20040029599A1 (en) Signal reception and processing method for cordless communications systems
CA2625111C (en) A soft demodulating method for 16qam in communication system
KR100584327B1 (ko) 통합형 변조기 및 복조기
US20100183105A1 (en) Ofdm receiver
Combelles et al. A receiver architecture conforming to the OFDM based digital video broadcasting standard for terrestrial transmission (DVB-T)
US7349709B2 (en) Rate dependent transmission gain control for WLAN systems
US7324608B1 (en) Efficient subcarrier weighting to enhance receiver performance
JP2010034873A (ja) 送信装置、信号処理方法、および通信システム
Schiphorst Software-defined Radio for Wirelesss Local-area Networks
KR100513968B1 (ko) 소프트 판정용 비트 변환 방법 및 이를 이용한 무선 수신기

Legal Events

Date Code Title Description
A201 Request for examination
E902 Notification of reason for refusal
E701 Decision to grant or registration of patent right
GRNT Written decision to grant
FPAY Annual fee payment

Payment date: 20110920

Year of fee payment: 7

LAPS Lapse due to unpaid annual fee