TW517461B

TW517461B - Sign-cross product automatic frequency control loop

Info

Publication number: TW517461B
Application number: TW088106936A
Authority: TW
Inventors: Antoine Rouphael
Original assignee: Koninkl Philips Electronics Nv
Priority date: 1998-03-20
Filing date: 1999-04-29
Publication date: 2003-01-11
Also published as: KR20010012760A; CN1273710A; US6304620B1; EP0983632A1; WO1999049575A3; JP2002505827A; WO1999049575A2

Description

517461 修正案號 88106936 五、發明說明（1) 1 ·發明之技術領域本發明概況言之，與用以匹配信號接收機的頻率和彳f號發射機頻率之自動頻率控制電路有關，更明確言之，係與符號交叉乘積自動頻率控制電路有關。 2.背景技術說明一種自動頻率控制鎖定迴路，主要係用以匹配信號接收機和信號發射機二者之頻率。在同調調變處理中，通常係使用一相位鎖定迴路（P L L)來預估頻率誤差和相位誤差。「相位」一詞係指恒定調變相位，此一相位在一個遠比載波信號週期更長的時段内應屬恒定不變的相位。在一慣用的PLL接收機電路中，係以比較和調整其内部時鐘信i 和所接收信號之時鐘信號的方法來維持電路中的同步操作。在類比式P LL中，其内部時鐘信號和接收信號時鐘信號都供應至一比較器電路，由該比較器產生一個與該兩個時鐘信號間相位差成比例的電壓輸出脈波。每一輸出脈波經過積分處理後產生一個電壓，送往一電壓控制振盪器中，產生一個相位鎖定接收機時鐘信號。理想的效果乃係使該相位差保持在一個較低數值，並使該電壓控制振盈器的頻率保持在和輸入信號頻率相等的程度。但是，由於一般PLL通常在接收機時脈頻率上下會有一狹窄的引入頻率範圍，因此，在信號取得過程中，如果出現較大的頻率誤差時，PLL的性能就會變得很差。為保持操作可靠性，各種傳統PLL電路必須使用（信號）取得輔助電路，但，不幸的是，此一電路可能相當於時脈信號繞回復操作所需電路總面積之一半。在生產成本與晶片面積成

O:\58\58274-911003.ptc 第5頁 517461 _案號88106936 年0月彡曰_修正五、發明說明（2) 正比的條件下，將此一電路納入積體電路（丨c )晶片内的製作成本就相當高昂了。 ·-， H. Meyr與G· Ascheid二人在「數位式通信同步作業」 (美國紐約州紐約市W i 1 e y出版公司1 9 9 0年發行）一書中曾言及，在PL L信號取得操作過程内，使用一 a F C來預估信號頻率，對該項作業應有助益。為實現各種不同的電路性能和電路複雜性，有數種AFC電路可資利用，但是，其中以各種高性能交叉乘積AFC電路對電話通信系統特別適用。關於交叉乘積AFC電路之討論，散見於1 9 8 6年3月份 IEEE(電子電機工程師協會）發行之Trans ^

Communications,第34 卷303-307各頁内由F. Natali 發 'λ 之丨,Noise Performance of Cross-Product AFC with Decision Feedback for DPSK signals1'(暫譯為：「處理 DPSK信號所使用具有決定反饋迴路之自動頻率控制裝置之雜訊處理性能」）論文；1 98 5年2月份I EEE發行之Trans. Communications ，第33卷，131-138各頁中由F· Gardner 發表之「頻率差異檢波器」論文；以及1 9 8 6年8月份IEEE發行之Trans Communications，第 32 卷，935 - 947 各頁中由 F · N a t a 1 i發表之「A F C追蹤演算法」論文。在電話通信應用方面，其一種主要被用來匹配信號接收機頻率和信號發射機頻率的AF C電路，是一種微分器A F C，在該電路中是以微分處理的方式來達到未知頻率抵消功能。在無線電通訊蜂巢式電話系統中所遭遇到的一個重大問題乃是來自地面障礙物（諸如建築物和移動中的車輛等物

O:\58\58274-911003.ptc 第6頁 517461 ___案號 88106936_f/ 年（〇月 3 修正____ 五、發明說明（3) 體）反射作用所形成的多徑無線電信號對接收機收到的無線電信號所造成之破壞性干擾。此種干擾使接收之無線電信號成為直接視線通信基本信號與含有不同衰減與延遲量的各種地面反射信號之和成信號。混合多徑無線電信號RAKE設計觀念說明，首先發表的時間是在1958年，但是直到1995年，才由Proakis 在 McGraw-Hill公司出版的「數位通訊」一書中對RAKE接收機提出更詳盡的討論。RAKE接收機内有一組與一擴展碼匹配之關聯器用以執行發射機對資訊進行之CDMA調變處理·/ 以適當方式選定相關之若干擴展碼後，RAKE接收機中了個個別分支電路（或稱其為手指）的電路即可獨立地將每^一條延遲路徑解調出來。當每一「手指」將發射機信號中之某一個別反射信號以解調方法檢出後，這些已經經過適當處理的信號即變成附加信號之載波，再以建設性的方式將這些處理後信號混合後，有助於增加所接收無線電信號之整體信號雜音比（SNR)。由於RAKE接收機比傳統式接收機更適合用於接收及處理因反射效應而產生的多徑無線電信號，因此，蜂巢式電話接收機中普遍採用RAKE接收機，尤其是美制電碼區隔多重存取（CDMA)式蜂巢電話接收機。多徑信號反射效應在接收機和每一個提供一條無線電信號反射路徑之反射物體之間可能導致若干不同的相對移動速度，而且由接收機的立場看來，因反射作用產生的無線電信號頻率會因都卜勒漂移現象而提高或降低。此一物理現象可由日常生活中車輛接近及遠離我們時其號笛音調上升及降低的實例一目了然。

O:\58\58274-911003.ptc 第7頁 517461 _案號88106936_〒/年月彡曰修正_ 五、發明說明（4) 因此，RAKE接收機在補償發射信號所發生的每一反射信號引發的都卜勒漂移效方面，應該也有理想的效果。 =' 在信號接收階段中，接收信號頻率和局部振盪器頻率間之失配程度可能高達6仟赫。在這個階段中，僅有一個專用A F C檢波器可用以矯正其頻率失配的現象。而在接收信進入穩定狀態階段後，各個分離的RAKE手指中使用之AFC 檢波器都會開始運作，分別設法追蹤每一多徑反射信號的都卜勒浮移頻率。在蜂巢式電話所使用的RAKE接接機中，各個分離的符j虎交叉乘積AFC電路能夠發揮很好的功效。在穩定狀態期 --* 内，行動中電話台和基地台（或在作業交接（ha n doff sK·過程中涉及的多個基地台）之間的相對速度變化，會因各個不同多徑信號產生的都卜勒漂移現象而導致不同的散亂頻率調變操作。都卜勒漂移頻率的正向或負向變係視行動中電話台在通話時究係向基地台方向移動抑或向基地台相反方向移動而定。此外，在行動電話台附近的物體移動時也會在多徑頻道中產生時間變化都卜勒漂移效應。符號交叉乘積A F C演算法的應用，係一行動電話台以一恒定速度v移動的個例來說明。所產生的視在頻率變化或稱都卜勒漂移，可由下式計算之： λ 式中之；I代表無線電信號之自由空間波長，而0則代表該行動台移動方向和反射到天線上多徑信號電波之間的空間

O:\58\58274-911003.ptc 第8頁 517461 案號 88106936 7/年（〇月夕曰修正五、發明說明（5) 角度。當行動台朝向傳播中多徑電波的方向移動時，都卜勒漂移為正向性，且視在頻率上升。相反地，當行動^係自該多徑電波傳播方向背向離去時，則都卜勒漂移為負向性，且視在頻率乃因而降低。信號接收階段過後，所接收之信號經過濾波以及與基本頻帶（零中頻）混合後，將載波頻率自接收信號中濾除。但，此項處理並未將都卜勒頻率自接收信號中濾除（抵消）。在信號路徑中出現一個都卜勒頻率抵消現象時，可能會顯著減低無線電接收機之性能。如果使用符號交叉乘積AFC演算處理，即可排除此種不需要的頻率抵消現象在數種複雜度不同的微分器AFC電路可用於RAKE接收: 中。在一種平衡離散四重關聯器AFC迴路中（以下簡稱「A F C迴路」），係經由微分處理程序進行不明顯率抵消處理。參閱圖1，理想的相位計算器1 0 0之結構，通常包括倍增器（或乘法器）1 0 2及1 0 4，積分器1 0 6和1 0 8，以及一個反正切函數1 1 0。接收之信號y (t)可以下列公式表示之： (2) y{t) = A sinfiut + (ω -tn)r + θ] + n(t) 式中之代表局部振盪器（圖中未繪出）之頻率，A代表因頻道衰減特性而產生之時間變化增益。將ω- 項與不明恒定載波相位0混合成一個不明時間變化相位0 (t)後，公式（2)可改寫為下式： (3) y{t) = A sin[tiJt + θ(/)] + η(ή

O:\58\58274-911003.ptc 第9頁 517461

在沒有雜音的情況下，兩個積分器（或低通濾波器）丨〇6 及1 0 8之輸出分別係以下式表示之： ·—， yc (t ) = A cos 0 (t) (4 ) 及 ys(t ) = A sin θ (t) ⑴ 理想的相位計算器結構丨00中所使用的積分器l〇6及 1 0 8 ’可採用比倍增器1 〇 2及1 0 4需要較少電晶體的電路。反正切函數也可以採用比倍增（或乘法）器丨〇 2及丨〇 4需要較少電晶體的電路。倍頻器1 〇 2及1 〇 4通常都是一些浮點乘法器電路，需要數量較多的電晶體，而且如果納入一個積體電路内，也需要較大的面積。圖2所示係先前技藝所採用的一種微分器a f c電路2 0 03 係由倍增器2 0 2及2 0 4，類比至數位轉換器2 〇 6及2 〇 8，積分器210及212 ’下行取樣器電路214及216，延遲電路2 18及 220 ’倍增器222及224 ’加法器226，放大器228，迴路遽波器2 3 0，追蹤及保持抽樣器2 3 2，數位至類比轉換器 234，以及電壓控制振盪器（VC0 ) 23 6所組成。接收之信號y (t)首先被輸入至頻率鑑別器2 4 〇中。倍增器2 0 2及2 0 4的功能相當於兩個關聯檢波器。在沒有雜音的情況下’係將接收信號亦s i n ( t)及c o s ( t)信號成份交互查證核對後產生輸出#號成份sin[( ω- )t]和cos[( ω - ）t ]。但是，如果輸入信號中含有雜音信號時，信號中之正弦和餘弦兩個成份項目就會受到一個外加寬頻帶雜音成份項目的污染，而雜音強度在—5分貝時就會在原始正弦信號佔到主控的優勢。與雜音正個頻帶寬度相較，所需要信號（正弦波信號）的頻帶與基本頻帶極為相近。為了平化

O:\58\58274-911003.ptc 第10頁 517461 __案號881Q6936_9Y年（〇月彡日絛正_ 五、發明說明（7) 雜波成份及改善信號雜音比（S N R )，經過交互查對後的信號乃被送入積分2 1 0和2 1 2以及下行取樣器電路2 1 4及2 1 6一中加以處理。處理後的信號中，信號雜音比此時已大幅度降低’而且只有平均雜波哀減後的樣波被保留。信號y。和y $ 然後通過由兩個延遲電路2 1 8及2 2 0，兩個倍增器2 2 2及 2 2 4，及一個加法器2 2 Θ所組成的微分電路，產生一個預估頻率誤差值f e。該頻率誤差信號f e然後通過放大器2 2 8，迴路濾波器2 3 0 ,追蹤及保持抽樣器2 3 2，以及數位至類比轉換器2 3 4之後，產生一個輸出信號，該輸出係一個預計轉率抵消信號，並送入電壓控制振盪器（vc〇) 2 3 6中。該 2 3 6之輸出仏號被回饋至輸入端，亦即頻率鑑別器2 4 〇或^一中頻（IF)振蓋器（圖中未繪出）二者中任一電路。月ίι述之符號乂又乘積自動頻率控制電路的頻率鑑別器至少使用兩個浮點倍增器2 22及2 2 4。但是，浮點倍增器電路有一些缺點。因為其電路非常複雜，浮點倍增器需要使用上千的電晶體丄製作時所需要的積體電路晶片面積也相當 ^而且七增器所需積體電路面積加大，會提高電能以及熱能的耗損。由於以上和其他原因，在製作交又乘積自動頻率控制電路^需要採用一種可以避免使用倍增器的率鑑發明概述本發明提供一種系統及方法，使用一種交叉乘積自動頻 f ^制（,AFC)迴路接收信號。本發明係利用符號閘路取代先則技術所使用的倍增器，因此可大量簡化AFC頻率鎖定迴路所使用的硬體與軟體。

517461 案號 88106936 f/年月3 曰修正五、發明說明（8) 接收之信號首先輸入到具備關聯查證檢波器功能的若干倍增器内，亦即將接收信號與s i n ( t )和c o s ( t )成份~交互查對，其中之代表接收機内本地振盪器的角頻率。該等倍增器分別產生交互查對後的信號輸s i η [( ω _ ) t ]及 c o s [ ( ω - )..t ]，並使其通過一些類比至數位轉換器。為平化雜波並改善信號雜音比，該等信號分別通過相關之積分器及同前電路。該等信號然後再通過由一符號分離器，兩個符號閘門，兩個延遲電路以及一個加法器後產生一個預計頻率誤差信號。 __ 符號分離器將餘弦信號中之符號（包括最重要位元（Μ受^ ) 保留下來。先前技術設計中使用的I -路徑（「同相位」徑）以及Q路徑（「正交」路徑），由兩個符號閘路所取代。輸入至每一個符號閘路中的信號為正弦信號乂3以及餘弦信號丫。中的MSB。符號閘路輸出信號可決定處理後正弦信號ys 的符號，因此，兩個符號閘路乃替代符號倍增器之功能。如果餘弦信號ye為正向，正弦信號ys通過閘門電路後的符號保持不變。反之，如果餘弦信號y。為負向，則處理後的正弦信號ys的相位就會偏移9 0度（亦即被負1相乘）。兩個符號閘路的輸出信號由一加法器加以累積。該加法器的輸出信號是一個預計的頻率誤信號，通過一個同前，一個延遲電路，一個迴路濾波器，一個追蹤及保持電路，以及一個數位至類比轉換器後送至一電壓控制振盪器。該電壓控制振盪器的輸出提供正弦及餘弦信號，用以與接收到的信號y(t)交互查對。附圖簡要說明

O:\58\58274-911003.ptc 第12頁 517461 __案號88106936_"年月少日修正_ 五、發明說明（9) 圖1為先前技術設計之理想相位計算器結構電路圖；圖2為先前技術設計使用之一種微分器A F c電路圖；.一' 圖3為一種根據本發明理想具體實例設計之符號交叉乘積AFC迴路的電路圖；圖4為圖3所示電路中所採用之符號閘路符號電路圖；及圖5為圖4所示符號閘路之邏輯函數表。發明之詳j田說明圖3所示為本發明一種理想具體實例Af C電路3 0 0，係由倍增器3 0 2及3 0 4，類比至數位轉換器3 0 6及3 0 8，積分器 310及312，314及316，符號分離器318，延遲電路3 2 0_名 3 2 2，符號閘路3 2 4及3 2 6，加法器3 2 8，3 3 0，延遲電路忑· 3 3 2，迴路濾波器3 3 4，追蹤及保持抽樣器3 3 6，數位至類比轉換器338，以及電壓控制振盪器（VCO)340所構成。在改良式A F C電路3 0 0中，係以符號閘路3 2 4及3 2 6取代圖 2所示先前技術設計AFC電路2 0 0中之浮點倍增器22 2及 224。符號閘路324及326的採用，顯著的簡化了AFC電路 3 0 0的製作方式，但仍可保持先前技藝所設計之AF C電路 2 0 0的大部精確性（處理小迴路頻帶寬度的精確性）。接收之信號y(t)首先輸入至倍增器3 0 2及3 04，該等倍增器具有關聯檢波器的功能；亦即，接收之信號y (t)係與s i η ( t)和c o s ( t)相互交叉查對後所輸出的信號分別「成為兩個類比至數位轉換器3 0 6和3 0 8的輸入信號。在沒有雜訊的情況下，倍增器3 0 2及3 0 4產生交叉查對後之信號輸出 s i η [ ( ω - )t]以及cos[(o- )t]。但是，信號中出現雜訊時，該正弦及餘弦信號成份乃受到一外加寬頻帶雜訊的

O:\58\58274-911003.ptc 第13頁 517461 -----1^^88106936_年（p 月 3 曰_i±^_ 五、發明說明（10) 污染’當該雜訊強度達-5dB時，即有超越原始正弦信號的趨勢。所需要之該等信號（為正弦信號）的頻帶與該雜訊-整 2頻帶寬度相較和基本頻帶極為接近。電路的輸出信號通常係自類比至數位轉換器3 〇 6或3 〇 8二者中任一轉器的信號輸出中引出。為了平化雜訊並改善訊號雜訊比，係將類比 &數位轉換器3 0 6及3 0 8的信號輸出送經積分器3 1 0及3 1 2以及4及3 1 6處理。其結果中信號yc和ys的訊號雜訊比乃被顯著降低’而只保留其平均雜訊衰減後的抽樣信號。其後’信號ys和yc乃被送往一 AFC迴路3 6 0處理，該迴路係由一符號分離器313，兩個延遲電路320及322，兩個符號@ 路3 24及3 26，以及一個加法器3 2 8組成，該AFC迴路3 6 0^· 產生的結果信號為一預計頻率誤差信號，D (△ ω )。符號分離器3 1 8將3 1 4輸出信號yc中的符號（亦即「最重要位元」）保留下來。先前技術使用的倍增器2 2 2及2 2 4被兩個符號閘32 4及32 6取代。送往符號閘路3 2 4的輸入信號為來自延遲電路320輸出的餘弦信號M SB以及316輸出的信號。而符號閘路326的輸入信號為延遲電路322輸出的正弦信號以及符號分離器3 1 8的輸出信號。符號閘路3 2 4和3 2 6的輸出均為有符號的正弦信號。亦即，兩個符號閘路3 2 4和 3 2 6具有符號倍增器的功能。如果餘弦信號為正向，則正弦信號ys通過時並無變化。反之，如果該餘弦信號ye為負向，正弦信號ys就會偏移9 0度（亦即：被-1所乘）。符號閘路 3 2 4和3 2 6的輸出信號由加法器3 2 8加以邏輯處理混合後，自加法恭3 2 8輸出至330的輸入端。330抽樣後的輸出信號送至延遲電路332的輸入端。經過延遲電路332時間延遲處

O:\58\58274-911003.ptc 第14頁 517461 -~^_MM 88106936 W 丰（0 月 $ 曰修正五、發明說明（11) " 〜理後的輸出信號被送往迴路濾波器3 3 4，其輸出信號則送往追蹤及保持抽樣器3 3 6的輸入端。追蹤及保持抽樣。器.3一36 的累積輸出信號被送往數位至類比轉換器3 3 8，再由該轉換器3 3 8輸出至電壓控制振盪器（vc〇)34〇的輸入端，^提供一個本地正弦及餘弦信號用以與接收的信號進行交叉查對〇一圖4所示為一符號閘路3 2 4 (符號閘路3 2 6同此），以及其輸入信號y與d和輸出信號μ。理想的符號閘路32 4和3 2 6係以軟體設計形成，但是，熟諳本技術領域者應知，也可利，組合邏輯方式實現之。符號閘路324和326的輸入y信:二5 · 就’係分別由延遲電路3 2 0和3 2 2的輸出提供。而符號閘二路 3 2 4和3 2 6的輸入d信號則分別由3 1 6和符號分離器3 1 8的輸出信號提供。圖5所示為圖4中符號閘路3 2 4和符號分離器3 2 6的邏輯變化表。如果輸入信號y為「+P」，輸入信號d為「1」，輸出信號Μ即為「+ P」，亦即所發射的信號y並未發生反轉現象。如輸入信號y為「+P」而另一輸入信號d為「- 1」，則輸出信號Μ即為「- p」，亦即輸入信號係以倒反方式發射傳送。當輸入信號y為「- ρ」，而輸入信號d為「1」，則輸出信號Μ即為「-P」，亦即輸入信號y並未以倒反方式發射傳送。當輸入信號y為「-P」，且輸入信號d亦為「_1」時，輸出信號Μ即為「+ P」，亦即輸入信號y係以倒反方式發送。就本發明建議的方法而言，該符號外積A F C迴路3 6 0的輸出信號可以下列公式表示之：

O:\58\58274-911003.ptc 第15頁 517461 案號 88106936 年（0月彡曰修正五、發明說明（12) Ρ(Δω) = \y,(n Dsignlv^))- signlv^ - l)lv/?7)1 (6) -- ' &T v[ ys2(n) ”c2(η)] 上式簡化後成為： 1 ⑺ 0(Δω) Ξ J-e[sin{(n-l)(ArA0)}sign{>^)}- sign{yc(«-l)}sm{n(A^)}] 在沒有雜訊的情況下，如果△ ω為零且保持不變時，在一個以上連續抽樣信號中該誤差信號應等於零。在此穩彳If 況下，該符號外積A F C迴路3 6 0係以完美的方式追蹤都€勒漂移效應並以有效的方式自系統中排除任何不需要的頻^率抵消效應。因為符號分離器電路輸出信號僅含有二種狀態中任一狀態，亦即：-1或+1，因此，信號不定狀態（亦即餘弦信號成份變為零的狀態）並不存在。輸入信號中出現雜波時，當頻率抵消現象被排除時，該誤差信號再趨向零值。本方法迴路的整體性能，在迴路頻帶較小時，與圖2 所示先前技術之迴路性能相同。此項結果，已以利用工業標準I S - 9 5 -類信之模擬操作獲得證實。本說明書列舉之具體實例僅供說明參考之用，並無限定其設計之意。因此，熟知本技術者應知，在不偏離本專利申請範圍及精神之原則下，亦可利用其他具體實例實行本發明之方法。

O:\58\58274-911003.ptc 第16頁 517461 案號 88106936 修正圖式簡單說明圖式元件符號說明 100 相位計算器 102 倍增器 104 倍增器 106 積分器 108 積分器 110 反正切函數 220 微分器 AFC電路 202 倍增器 204 倍增器 206 類比至數位轉換器 208 類比至數位轉換器 210 積分器 212 積分器 214 下行取樣器電路 216 下行取樣器電路 218 延遲電路 220 延遲電路 222 倍增器 224 倍增器 226 加法器 228 放大器 230 迴路濾波器 232 追蹤及保持抽樣器 234 數位至類比轉換器：3

O:\58\58274-911003.ptc 第17頁 517461 案號 88106936 圖式簡單說明 236 電壓控制振盪器 300 AFC電路 302 倍增器 304 倍增器 306 類比至數位轉換器 308 類比至數位轉換器 310 積分器 312 積分器 314 下行取樣器 316 下行取樣器 318 符號分離器 320 延遲電路 322 延遲電路 324 符號閘路 326 符號閘路 328 加法器 330 下行取樣器 332 延遲電路 334 迴路濾波器 336 追蹤及保持抽樣器 338 數位至類比轉換器 340 電壓控制振盪器修正

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Claims

517461 案號 88106936 外年月夕曰修正六、申請專利範圍 1 · 一種自動頻率控制（AF C )電路（3 0 0 )，用以匹配一做輸 •- ，入資料信號的頻率，包括：一個符號分離器（3 1 8 )，用以接收該輸入資料信號中經過交叉查對後的餘弦函成份，產生一個該餘弦函數符號值的輸出信號；與該符號分離器（3 1 8 )並聯之第一（3 2 4 )及第二（3 2 6 )符號閘路，用以利用邏輯組合方式將符號分離器輸出信號與輸入資料信號中經過交互查對後之正弦函數成份相混合，分別產生第一和第二符號閘路的輸出信號；及 < 一個信號加法器（3 2 8 )，接收第一及第二符號閘路的出信號，並在其輸出端產生一個在產生上述交叉查對後正弦及餘弦函數成份程序中所使用的誤差信號。 2 .根據申請專利範圍第1項之電路，另亦包括：一個第一延遲電路（320)，耦合在前述符號分離器（318) 和前述第一符號閘路（3 2 4 )之間，用以將正在輸入至第一符號閘路之上述符號分離器輸出信號加以延遲處理；以及一個第二延遲電路（322)，用以將前述正在輸入第二符號閘路（3 2 6 )之交叉查對後之交叉查對後正弦函數加以延遲處理。 3. 根據申請專利範圍第2項之電路，該電路另亦包括一個迴路濾波器（3 3 4 )，其中包括一個耦合至上述加法器 (328)輸出端之輸入接觸，並有一輸出端，用以輸出濾波後之誤差信號。 4. 根據申請專利範圍第3項之電路，該電路另有一電壓

O:\58\58274-911003.ptc 第19頁 517461 _案號 88106936_f/ 年 /〇月夕曰__ 六、申請專利範圍控制振盪器（3 4 0 )，此電路包括： — .- ，一個輸入端，耦合至前述濾波器（334)的輸出端，一個第一輸出端，用以輸出一餘弦信號；以及一個第二輸出端，用以輸出一正弦信號。 5 .根據申請專利範圍第4項之電路，其中包括：轉換器裝置（3 3 8 )，包括一個輸入接端，用以接收一種數位式的上述濾波後的誤差信號；另有一輸出端，用以將一種與上述數位信號相等之類比信號輸出至前述電壓控制振盪器（3 4 0 )之輸入端。 $ 6 .根據申請專利範圍第5項之電路，其中之上述轉換裝置（3 3 8 )包括一個數位至類比轉換器。 > 7. 根據申請專利範圍第5項之電路，該電路另亦包括：一個第一關聯器（3 0 2 )，使上述餘弦信號與上述輸入資料信號相乘，產生上述交叉查對後之餘弦函數；一個第一類比至數位轉換器（3 0 6 )，其輸入端可接收上述查對後之餘弦函數，其輸出端可輸出一個數位化之查對後的餘弦函數；第二關聯器（3 0 4 )，使上述正弦信號與上述輸入資料信號相乘並產生上述查對後之正弦函數；及第二類比至數位轉換器（308)，其輸入端可接收上述查對後之正弦函數；而其輸出端係用以輸出已數位化之查對後正弦函數。 8. 根據申請專利範圍第7項之電路，該電路另亦包括：第一濾波裝置（3 1 0，3 1 4 )，耦合在上述第一類比至數位

O:\58\58274-911003.ptc 第20頁 517461 修正案號 88106936 六、申請專利範圍轉換器（3 0 6 )和上述符號分離器（3 1 8 )之間，用以接收上_述已數位化之查對後餘弦函數並輸出濾波後之已查對餘弦函數；及第二濾波裝置（3 1 2，3 1 6 )，耦合在上述第二類比至數位轉換器（308)和上述第二延遲電路（322)之間，用以接收上述已數位化之查對後正弦函數並輸出濾波後之已查對正弦函數。 9.根據申請專利範圍第8項之電路，其中之第一濾波器裝置（3 1 0，3 1 4 )和第二濾波器裝置（3 1 2，3 1 6 )各自分別括一積體下行取樣器。 - 1 0.根據申請專利範圍第8項之電路，該電路另亦包括一個取樣器（3 3 0 )，用以接收上述誤差信號並輸出一個十進誤差信號；及一個追蹤及保持電路（3 3 6 )，包括一個輸入端，接收上述濾波後之誤差信號，另亦包括一個輸出端，用以產生一個累積之誤差信號。 1 1.根據申請專利範圍第1 0項之電路，另亦包括：一個延遲電路（332)，其中有一輸入端可接收上述十進誤差信號，另有一輸出端，用以輸出一個延遲處理後之誤差信號。 1 2.根據申請專利範圍第1 1項之電路，其中之上述數位化已查對餘弦函數和上述數位化已查對正弦函數二者之一可用以當作一基本頻帶信號。 1 3.根據申請專利範圍第1項之電路，另亦包括：

O:\58\58274-911003.ptc 第21頁 517461 _案號88106936_fy年π月彡曰修正_ 六、申請專利範圍積體下行取樣器（3 1 0，3 1 4 )，其輸入端係用以接收已^數 •- 位化的餘弦函數；其輸出端則係用以輸出該相對後之餘弦函數。 1 4.根據申請專利範圍第1 3項之電路，另亦包括：一個迴路濾波器（334)，其輸入端係耦合至上述延遲電路（332)的輸出端，用以接收其延遲信號，其輸出端則用以輸出已濾波後的誤差信號。 1 5.根據申請專利範圍第1 4項之電路，另亦包括：一個延遲電路（3 3 2 )，其輸入端係用以接收該誤差信號的一個$ 數，其輸出端係用以輸出一個延遲處理後的信號。 - 1 6.根據申請專利範圍第1 5項之電路，另亦包括： ) 一個數位至類比轉換器（3 3 8 )，用以接收一個數位信號並輸入，並將與該數位信號相當的類比化輸出信號輸出，包括一個搞合至上述迴路濾波裝置產生之上述濾波後誤差信號，其輸出端係用以輸出一個類比式誤差信號；一個電壓控制振盪器（3 4 0 )，其輸入端係用以接收由前述數位至類比轉換器輸出端輸斷產生的類比式誤差信號，另有一第一輸出端，係用以輸出一個餘弦脈波信號，第二輸出端係用以輸出一正弦脈波信號；一個第一乘法器（3 0 2 )，將上述餘弦脈波信號與上述輸入資料信號相乘，以產生上述輸入資料信號中的上述餘弦函數；及一個第二乘法器（3 0 4 )，將上述正弦脈波信號與上述輸入資料信號相乘，以產生上述輸入資料信號中的上述正弦

O:\58\58274-911003.ptc 第22頁 517461 案號 88106936 年p月彡曰修正六、申請專利範圍函數。 _ 1 7.根據申請專利範圍第1項之電路，另亦包括一個類比至數位轉換器（3 0 8 )，其輸入端係接收上述輸入資料信號中之正弦函數，其輸出端係用以輸出一個上述輸入資料信號中正弦函數由類比轉換為數位化信號之數位化正弦函數。 18. —種蜂巢式電話接收機，其AFC電路包括：第一關聯器裝置（3 0 2 )，用以產生一個輸入資料信號之已查對之餘弦函數；彳第二關聯器裝置（3 04 )，用以產生一個輸入資料信號已查對後餘弦函數； ) 符號分離器裝置（3 1 8 )，耦合至上述第一關聯器裝置，用以產生一個代表已查對餘弦函數附帶符號值的符號信 ^虎；及符號閘路裝置（3 2 4或3 2 6 )，耦合於上述符號分離器，用以接收上述符號信號，並在其輸出端輸出一個輸出信號，用以產生一個耦合至上述第一及第二關聯器裝置中任一關聯器之輸入信號。 19. 一種裝有一個AFC電路之蜂巢式電話接收機，包括：一個第一關聯器（3 0 2 )，用以產生一個輸入資料信號之已查對餘弦函數；一個第二關聯器（3 0 4 )，用以產生上述輸入資料信號之已查對正弦函數；一個符號分離器（3 1 8 )耦合至上述第一關聯器，用以產生

O:\58\58274-911003.ptc 第23頁 517461 案號 88106936 ?/年月今曰修正六、申請專利範圍一個代表已查對餘弦符號值之輸出信號；及 _ 第一（3 2 4 )及第二（3 2 6 )符號閘路，每一符號間路各有一個第一輸入端用以接收該符號分離器的輸出信號，以及一個輸出端，用以將一誤差信號分送至上述第一及第二關聯器。 2 0.根據申請專利範圍第1 9項之蜂巢式電話接收機，另亦包括：一個電壓控制脈波產生器（3 4 0 )，包括一輸入端，用以接收與上述誤差信號成比例的一個輸入信號，該產生器3之第一輸出端係輸出一餘弦脈波信號，第二輸出端係輸出二二正弦脈波信號；〉一個第一倍增器（3 0 2 )，將上述餘弦脈波信號與上述輸入資料信號相乘以產生該輸入資料信號之餘弦函數；及一個第二倍增器（3 0 4 )，將上述正弦脈波信號與上述輸入資料信號相乘以產生該輸入資料信號之正弦函數。 2 1.根據申請專利範圍第1 9項之蜂巢式電話接收機，其中第一符號閘路（3 2 4 )之第一輸入端係接收上述已查對正弦函數，同時，該第一符號閘路的第二輸入端係接收代表上述輸入資料信號中已查對餘弦函數内之最重要位元經過時間延遲處理之輸入資料，並包括：一個信號加法器（3 2 8 )，含有：第一輸入端，搞合至上述第一符號閘路之輸出端；第二輸入端，耦合至上述第二符號閘路之輸出端；及一個輸出端，提供上述誤差信號。

O:\58\58274-911003.ptc 第24頁 517461 _案號 881Q6936_f/ 年（〇月彡曰__ 六、申請專利範圍 2 2.根據申請專利範圍第2 1項之蜂巢式電話接收機，另亦包括一個類比至數位轉換器（3 0 6 )，其輸入端係用以接收上述輸入資料信號之餘弦函數，其輸出端係用以輸出一個代表該餘弦函數經過類比至數位轉換處理後之數位化餘弦函數。 2 3.根據申請專利範圍第2 2項之蜂巢式電話接收機，另亦包括一個積體下行取樣器（3 1 0，3 1 4 )，其輸入端係接收上述數位化餘弦函數，其輸出端係輸出上述輸入資料信號之已查對餘弦函數。 ^ 2 4.根據申請專利範圍第2 2項之蜂巢式電話接收機，：ΐ -亦包括： ^ 一個延遲電路（3 3 2 )，其輸入端係接收上述誤差信號之一個函數，其輸出端係輸出一個延遲後的信號；及一個迴路濾波器（3 3 4 )，其輸入端係耦合至上述延遲電路之輸出端，接收其延遲處理後的信號，其輸出端係輸出一個濾波處理後之誤差信號。 2 5.根據申請專利範圍第2 2項之蜂巢式電話接收機，另亦包括：一個下行取樣器（3 3 0 )，用以接收上述誤差信號並輸出一個十進誤差信號；一個延遲電路（332)，用以接收上述十進誤差信號，並輸出一個延遲處理後之誤差信號；一個迴路濾波器（334)，其輸入端係耦合至上述延遲電路的輸出端，其輸出端係產生一頻率誤差信號；及

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O:\58\58274-911003.ptc 第26頁 517461 案號 88106936 fY年月$曰修正六、申請專利範圍的誤差信號；及 _、由一迴路濾波器將該延遲後誤差信號濾波（3 3 4 )後產生一個迴路濾波器輸出信號。 3 0.根據申請專利範圍第2 9項之對一輸入資料信號進行自動頻率控制的方法，另亦包括下列各項步驟：將一個與上述迴路濾波器輸出信號成比例的輸入信號施加至一個電壓控制振盪器（3 4 0 )，產生一個含有一餘弦成份和一正弦成份的脈波信號；使該餘波成與上述輸入資料信號相乘（3 0 2 )，以產生y 個上述輸入資料信號的餘弦函數；及 w 使上述正弦成份與上述輸入資料信號相乘（3 0 4 )，以Ϊ 生上述輸入資料信號之正弦函數。 3 1. —種使用一電話接收機接收一輸入資料信號的方法，包括下列各項步驟：將上述輸入資料信號中數位化餘弦成份中最重要位元分離出來（318)，以產生一最重要位元；使用一個第一符號閘路（3 2 6 )接收上述輸入資料信號中的一個時間延遲後之數位化正弦成份；並接收上述最重要位元以產生第一個具有符號的輸出信號；使用一個第二符號閘路（3 24 )接收上述輸入資料信號中的一個數位化正弦成份，並接收上述最重要位元，以產生第二個具有符號的輸出信號；及將第一個有符號之輸出信號和第二個有符號之輸出信號相加（3 2 8 )以產生一頻率誤差信號；及

O:\58\58274-911003.ptc 第27頁 517461 _案號88106936_外年β月彡曰修正_ 六、申請專利範圍將該頻率誤差信號延遲處理（3 3 2 )後產生一時間延遲後的誤差信號，再由一迴路濾波器將該一延遲後誤差信號濾波（3 3 4 )，以產生一個濾波後之延遲信號；使該濾波後延遲信號經過一數位至類比轉換器（3 3 8 )處理後產生一數位化之延遲信號；使用一電壓控制脈波產生器（3 4 0 )接收上述數位化之延遲信號，並輸出一個含有一餘弦成份和一正弦成份的脈波信號；使該餘弦成份與上述輸入資料信號相乘（3 0 2 )，以產# 上述輸入資料信號之餘弦成份； I 使上述正弦成份與上述輸入資料信號相乘（ 3 0 4 )，以Ϊ 生上述輸入資料信號之正弦成份；將上述餘弦成份輸入至一類比至數位轉換器（3 0 6 )内，以產生上述輸入資料信號的一個數位（二進制）化餘弦成份；將上述正弦成份輸入至一類比至數位轉換器（3 0 8 )，以產生上述輸入資料信號的一個二進位制正弦成份；使用一個積體下行取樣器（3 1 0，3 1 4 )，十進該二進位制餘弦成份，以產生上述輸入資料信號之上述數位化餘弦成份；及使用一個積體下行取樣器（312，316)，十進上述二進位制正弦成份，以產生上述輸入資料信號之上述數化正弦成份0

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