TW201621974A - 電漿處理裝置 - Google Patents

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Abstract

本發明提供一種因應調變脈波之工作比，將使用於電漿處理之射頻的功率改善在高位準與低位準之間交互切換之脈波調變方式。此一電漿處理裝置，例如在對電漿產生用之射頻施加高／低的脈波調變之情況，於匹配器內將加權平均的權重變數K設定為0.5＜K＜1之情況，在電漿產生系統之射頻供電線上，於脈波開啟期間Ton 內反射波仍以一定的功率PRH 產生，另一方面脈波關閉期間Toff 內之反射波的功率PRL 減少。藉由調整K的值，而可任意控制脈波開啟期間Ton 中之反射波功率、與脈波關閉期間Toff 中之反射波功率的平衡。

Description

電漿處理裝置
本發明係關於對被處理體施行電漿處理之技術，特別是關於將使用在電漿處理之射頻的功率以一定頻率之脈波調變的脈波調變方式之電漿處理裝置。
一般而言，電漿處理裝置，在可真空排氣的處理容器內製造處理氣體之電漿，藉由電漿所包含之自由基與離子的氣相反應或表面反應，在配置於處理容器內之被處理體上沉積薄膜，或施行切削被處理體表面之材料或薄膜等的微細加工。
電容耦合型之電漿處理裝置中，於處理容器內平行地配置上部電極與下部電極，在下部電極上方載置被處理體（半導體晶圓、玻璃基板等），對上部電極或下部電極施加適合電漿產生之頻率（一般為13.56MHz以上）的射頻。藉由此一射頻的施加使電子在上部及下部電極間被射頻電場加速，藉由電子與處理氣體碰撞的碰撞電離而產生電漿。此外，如下之RF偏壓法亦多被使用：對載置被處理體之下部電極施加低頻率（一般為13.56MHz以下）的射頻，藉由在下部電極上產生之負的偏電壓或護層電壓（sheath voltage）將電漿中之離子加速而導入基板。藉由RF偏壓法，自電漿將離子加速而使其碰撞被處理體之表面，而可促進表面反應、非等向性蝕刻或膜的改質等。
近年，為了提高乾蝕刻之良率與加工精度，為了防止例如充電損害（charging damage，電荷蓄積所造成之閘極氧化膜的破壞），或抑制微負載效應（基於圖案的幾何學構造或圖案密度的局部性差異之蝕刻速度的不均），而普及將電漿產生用之射頻及／或偏壓用之射頻以一定頻率的脈波調變之技術。
一般而言，此種脈波調變，因應調變脈波之工作比，在脈波開啟的期間內使接受調變之射頻的功率為既定位準之開啟狀態，在脈波關閉的期間內使該射頻的功率為零位準之關閉狀態。因此，例如在將電漿產生用之射頻的功率脈波調變之情況，於脈波開啟期間內產生電漿而蝕刻進行，於脈波關閉期間內電漿消失而蝕刻暫時停止。此一情況，設置於電漿產生用射頻之傳輸線上的匹配器，在各週期的脈波開啟期間內測定負載阻抗，可變地控制設置於匹配電路之可變電抗元件的電抗，以使負載阻抗測定値與匹配點（一般為50Ω）一致或近似。 [習知技術文獻] 【專利文獻】
專利文獻1：日本特開2012－9544號公報 專利文獻2：日本特開2013－33856號公報
[本發明所欲解決的問題]
作為如上述之電容耦合型電漿處理裝置的的脈波調變之一形態，具有如下方法：因應調變脈波之工作比，於脈波開啟期間內將該射頻的功率控制在一定的位準即高位準，於脈波關閉期間內將該射頻的功率的功率控制在較高位準更低之一定的低位準。此處，將低位準，選擇為較維持電漿產生狀態所必需之最低位準更高的値。
此等高（High）／低（Low）的脈波調變方式中，在脈波關閉期間內仍於處理容器內，使電漿之電子及離子甚至自由基未消除而分別存在一定量。利用此一現象，將該射頻的功率之低位準及其他製程參數設定為適當的値，控制對於被處理體表面之電子、離子及／或自由基的化學或物理作用，藉而可期待在某種蝕刻製程中提高既定的蝕刻特性之效果。
然而，高／低的脈波調變方式中，若將調變脈波之頻率設定為高的値（一般為1kHz以上），則匹配器中之可變電抗元件的可變控制變得無法追蹤調變脈波。因此，成為僅在主要影響電漿處理之高脈波期間得到匹配，必須將次要的低脈波期間從匹配對象排除。如此一來，則在完全未得到匹配的低脈波期間內，於射頻供電線上產生大的反射波。因此，將射頻的功率穩定且正確地保持在預先設定之低位準的控制變得困難，且高／低的脈波調變方式之製程上的期待效果減弱，射頻電源等的負擔亦變大。
為了解決如上述之習知技術的問題，本發明提供一種電漿處理裝置，可將使用在電漿處理之射頻的功率因應調變脈波之工作比而在高位準與低位準之間交互（特別是高速地）切換的脈波調變方式，效率良好且如期待般地活用。 [解決問題之技術手段]
本發明之電漿處理裝置，在以可使被處理體進出的方式收納被處理體之可真空排氣的處理容器內，製造處理氣體之射頻放電所產生的電漿，在該電漿下方對該處理容器內之該被處理體施行希望的處理，該電漿處理裝置包含：第一射頻電源，輸出第一射頻；第一射頻功率調變部，在以一定的工作比交互重複之第一及第二期間內，以一定頻率的調變脈波調變該第一射頻電源之輸出，以使該第一期間中該第一射頻的功率成為高位準，該第二期間中該第二射頻的功率成為較該高位準更低之低位準；第一射頻供電線，用於將自該第一射頻電源輸出的該第一射頻，傳送至配置於該處理容器中或周圍之第一電極；以及第一匹配器，於該第一射頻供電線上測定自該第一射頻電源可觀察到的負載之阻抗，使藉由希望之權重將該第一期間中之負載阻抗的測定値、與該第二期間中之負載阻抗的測定値加權平均所獲得之加權平均測定値，與該第一射頻電源之輸出阻抗匹配。
上述之裝置構成中，藉由調整加權平均之權重變數的值，而可任意控制高脈波期間中之反射波功率與低脈波期間中之反射波功率的平衡。藉此，任意減少低脈波期間中之反射波的功率，可將負載功率設定為提高此一部分之任意値而回應製程上的要求。此外，自反射波減少用於保護射頻電源之循環器等的負擔、射頻電源本身之反射波耐受量，可於射頻電源周圍達成硬體的小型簡單化、消耗電力的效率化等。 [本發明之效果]
若依本發明之電漿處理裝置，則藉由如上述之構成及作用，可將使用在電漿處理之射頻的功率因應調變脈波之工作比而在高位準與低位準之間交互（特別是高速地）切換的脈波調變方式，有效率而如期待般地實現。
以下，參考附圖說明本發明之較佳實施形態。 [電漿處理裝置的構成]
於圖1，顯示本發明之一實施形態中的電漿處理裝置的構成。此電漿處理裝置，作為下部雙射頻重疊施加方式之電容耦合型（平行平板型）電漿蝕刻裝置而構成，具有例如由表面經氧化鋁膜處理（陽極氧化處理）的鋁所構成之圓筒形的真空腔室（處理容器）10。腔室10接地。
於腔室10之底部，隔著陶瓷等之絕緣板12配置圓柱狀的基座支持台14，於此基座支持台14上方設置例如由鋁構成之基座16。基座16構成下部電極，於其上方作為被處理體載置例如半導體晶圓W。
於基座16的頂面設置用於固持半導體晶圓W之靜電吸盤18。此一靜電吸盤18係將由導電膜構成之電極20夾入一對絕緣層或絕緣片間，電極20藉由開關22而與直流電源24電性連接。可藉由來自直流電源24之直流電壓，而以靜電吸附力將半導體晶圓W固持在靜電吸盤18。於靜電吸盤18的周圍在基座16的頂面，配置用於提高蝕刻之均勻性的例如矽構成之對焦環26。於基座16及基座支持台14的側面，貼附例如由石英構成之圓筒狀的內壁構件28。
於基座支持台14之內部，設置例如於圓周方向延伸的冷媒室30。於此一冷媒室30，從外接之急冷器單元（未圖示）通過配管32a、32b循環供給既定溫度的冷媒例如冷卻水（cw）。可藉由冷媒的溫度控制基座16上之半導體晶圓W的處理溫度。進一步，將來自熱傳氣體供給機構（未圖示）的熱傳氣體例如He氣體，通過氣體供給線34對靜電吸盤18的頂面與半導體晶圓W的背面之間供給。
於基座16，分別藉由匹配器40、42及共通的供電導體（例如供電棒）44而與射頻電源36、38電性連接。一方之射頻電源36，輸出適合產生電漿之一定頻率fHF （例如40MHz）的射頻HF。另一方之射頻電源38，輸出適合將離子自電漿往基座16上的半導體晶圓W導入之一定頻率fLF （例如12.88MHz）的射頻LF。
如此地，匹配器40及供電棒44，構成自射頻電源36將電漿產生用之射頻HF傳送至基座16的射頻供電線（射頻傳送路）43之一部分。另一方面，匹配器42及供電棒44，構成自射頻電源38將離子導入用之射頻LF傳送至基座16的射頻供電線（射頻傳送路）45之一部分。
於腔室10之頂棚，與基座16平行而互相面向地設置上部電極46。此一上部電極46係以如下元件構成：電極板48，具有多個氣體噴出孔48a，例如由Si、SiC等含矽材質構成；及電極支持體50，以可任意裝卸的方式支持此電極板48，由導電材料例如表面經氧化鋁膜處理的鋁構成。於此上部電極46與基座16之間形成處理空間或電漿產生空間PA。
電極支持體50，於其內部具有氣體緩衝室52，並於其底面具有自氣體緩衝室52起與電極板48之氣體噴出孔48a連通的多個通氣孔50a。於氣體緩衝室52藉由氣體供給管54而與處理氣體供給源56連接。於處理氣體供給源56，設置質量流量控制器（MFC）58及開閉閥60。若將既定的處理氣體（蝕刻氣體）自處理氣體供給源56導入至氣體緩衝室52，則處理氣體自電極板48之氣體噴出孔48a朝向基座16上之半導體晶圓W往電漿產生空間PA沖淋狀地噴出。如此地，上部電極46，兼作用於對電漿產生空間PA供給處理氣體的沖淋頭。
此外，於電極支持體50內部亦設置有流通冷媒例如冷卻水之通路（未圖示），以外部之急冷器單元，藉由冷媒將上部電極46全體，特別是電極板48，調節為既定溫度。進一步，為了使對於上部電極46之溫度控制進一步穩定化，亦可為在電極支持體50內部或頂面安裝例如由電阻發熱元件構成之加熱器（未圖示）的構成。
此一實施形態中，具備用於對上部電極46施加負極性之直流電壓Vdc 的直流電源部62。因此，上部電極46於腔室10的上部藉由環狀的絶緣體64而以電性浮接狀態安裝。環狀絶緣體64，例如由氧化鋁（Al2 O3 ）構成，氣密性地封閉上部電極46的外周面與腔室10的側壁之間的間隙，將上部電極46不接地而物理性地支持。
直流電源部62，具有輸出電壓（絕對值）不同的2個直流電源66、68，以及對上部電極46選擇性地連接直流電源66、68的開關70。直流電源66輸出絕對值相對大的負極性之直流電壓Vdc1 （例如－2000～－1000V），直流電源68輸出絕對值相對小的負極性之直流電壓Vdc2 （例如－300～0V）。開關70，接收來自主控制部72的切換控制訊號SW而動作，在將直流電源66與上部電極46連接的第一開關位置、及將直流電源68與上部電極46連接的第二開關位置之間切換。進一步，開關70，亦可具有將上部電極46與直流電源66、68皆隔斷之第三開關位置。
在開關70與上部電極46之間設置於直流供電線74中途的濾波電路76，構成為使來自直流電源部62之直流電壓Vdc1 （Vdc2 ）維持不變地通過而施加於上部電極46，另一方面使自基座16起通過處理空間PA及上部電極46而進入直流供電線74之射頻，往接地線流通而不流往直流電源部62側。
此外，在腔室10內於面向電漿產生空間PA之適當處，安裝例如由Si、SiC等導電性材料構成之DC接地零件（未圖示）。此DC接地零件，藉由接地線（未圖示）而一持保持接地。
形成在基座16及基座支持台14與腔室10的側壁間之環狀空間成為排氣空間，於此排氣空間的底部設置腔室10之排氣口78。於此排氣口78藉由排氣管80而與排氣裝置82連接。排氣裝置82，具有渦輪分子泵等真空泵，可將腔室10之室內，特別是將電漿產生空間PA，減壓至希望的真空度為止。此外，於腔室10的側壁安裝開閉半導體晶圓W之搬出入口84的閘閥86。
主控制部72，包含一或多數個微電腦，依據收納於外部記憶體或內部記憶體之軟體（程式）及配方資訊，控制裝置內之各部，特別是射頻電源36與38、匹配器40與42、MFC58、開閉閥60、直流電源部62、排氣裝置82等之個別的動作及裝置全體的動作（程序）。
此外，主控制部72，亦與包含鍵盤等輸入裝置及液晶顯示器等顯示裝置之人機介面用之操作面板（未圖示）、及收納或儲存各種程式或配方、設定値等各種資料之外部記憶裝置（未圖示）等連接。此一實施形態中，雖將主控制部72顯示為1個控制單元，但亦可採用複數控制單元並列地或階層地分擔主控制部72之功能的形態。
此一電容耦合型電漿蝕刻裝置中之單片式乾蝕刻的基本動作如下述般地施行。首先，使閘閥86為開狀態而將加工對象之半導體晶圓W搬入腔室10內，載置於靜電吸盤18上。接著，自處理氣體供給源56將處理氣體即蝕刻氣體（一般為混合氣體）以既定的流量及流量比導入腔室10內，以排氣裝置82所進行之真空排氣使腔室10內的壓力為設定値。進一步，自射頻電源36、38分別以既定的功率將電漿產生用之射頻HF（40MHz）及離子導入用之射頻LF（12.88MHz）重疊而施加於基座16。此外，自直流電源24將直流電壓施加於靜電吸盤18之電極20，將半導體晶圓W固定在靜電吸盤18上。自上部電極46之沖淋頭噴吐出的蝕刻氣體在兩電極46、16間之射頻電場下方放電，於處理空間PA內產生電漿。藉由此電漿所包含之自由基、離子蝕刻半導體晶圓W的主面之被加工膜。
此電漿蝕刻裝置中，以下第一（電漿產生系統）功率調變方式，可使用在既定的蝕刻製程：將從射頻電源36輸出的電漿產生用之射頻HF的功率，以具有在例如1kHz～50kHz的範圍內選擇之一定頻率fS 及可變之工作比DS 的調變脈波MS予以調變。
於此第一功率調變方式，具有開／關的脈波調變與高／低的脈波調變之兩種模式。此處，開／關的脈波調變為，因應調變脈波MS之工作比，在脈波開啟的期間內使電漿產生用之射頻HF的功率為既定位準之開啟狀態，在脈波關閉的期間內使射頻HF的功率為零位準之關閉狀態。另一方面，高／低的脈波調變為，因應調變脈波MS之工作比，在脈波開啟期間內將射頻HF的功率控制在高位準，在脈波關閉期間內將射頻HF的功率控制在較高位準更低之低位準。低位準，選擇較維持電漿產生狀態所必需之最低位準更高的値。此外，低位準，一般選擇較高位準顯著更低的値（1／2以下）。
此外，此電漿蝕刻裝置中，在既定的蝕刻製程，亦可使用將從射頻電源38輸出的離子導入用之射頻LF的功率以調變脈波MS予以調變之第二（離子導入系統）功率調變方式。與第一功率調變方式同樣地，第二功率調變方式亦具有開／關的脈波調變與高／低的脈波調變之兩種模式。
圖2，顯示在電漿產生系統及離子導入系統雙方同步而同時施行脈波調變之情況的各部波形之一例。如圖所示，在調變脈波MS的周期TC ，脈波開啟期間（第一期間）Ton 及脈波關閉期間（第二期間）Toff 之間，具有TC ＝Ton ＋Toff 之關係。若使調變脈波MS之頻率為fS ，則TC ＝1／fS ，工作比DS 為DS ＝Ton ／（Ton ＋Toff ）。
圖示的例子為，對電漿產生用之射頻HF施行高／低的脈波調變，對離子導入用之射頻LF施行開／關的脈波調變之情況。進一步，亦可使自直流電源部62對上部電極46施加之直流電壓Vdc 與調變脈波MS同步。圖示之例子中，對上部電極46，在脈波開啟期間Ton 中施加絕對值小的直流電壓Vdc2 ，在脈波關閉期間Toff 中施加絕對值大的直流電壓Vdc1 。 [射頻電源及匹配器的構成]
圖3，顯示此一實施形態的電漿產生系統之射頻電源36及匹配器40的構成。
射頻電源36，具備：RF振盪器90A，一般為製造適合產生具有正弦波波形之電漿的一定頻率（例如40MHz）之基本射頻；功率放大器92A，將從此一RF振盪器90A輸出之基本射頻的功率以可控制之增益或放大率放大；以及電源控制部94A，依據來自主控制部72的控制訊號而直接控制RF振盪器90A及功率放大器92A。自主控制部72起，不僅將指示RF之輸出模式的控制訊號、調變脈波MS給予電源控制部94A，亦將一般之電源開啟關閉、功率連鎖關係等的控制訊號及功率設定値等資料給予電源控制部94A。對電漿產生用之射頻HF施行脈波調變（特別是高／低的脈波調變）時，在主控制部72的控制下電源控制部94A構成脈波調變部。
於射頻電源36之單元內，亦具備RF功率監測器96A。此RF功率監測器96A，雖圖示省略，但具有方向性結合器、行進波功率監測器部、及反射波功率監測器部。此處，方向性結合器，取出與在射頻供電線43上往順方向傳播之行進波的功率及往逆方向傳播之反射波的功率分別對應之訊號。行進波功率監測器部，依據藉由方向性結合器取出之行進波功率檢測訊號，產生表示射頻供電線43上的行進波所包含之行進波的功率之行進波功率測定値訊號。此行進波功率測定値訊號，在功率回授控制用途上給予至射頻電源36內之電源控制部94A，並在顯示器顯示用途上給予至主控制部72。反射波功率監測器部，測定自腔室10內之電漿起返回射頻電源36之反射波的功率。藉由反射波功率監測器部獲得之反射波功率測定値，在顯示器顯示用途上給予至主控制部72，並作為功率放大器保護用之監測值給予至射頻電源36內的電源控制部94A。
匹配器40，具有：匹配電路98A，與射頻供電線43連接，具有多數個例如2個可控制的電抗元件（例如可變電容器或可變電感器）XH1 、XH2 ；匹配控制器104A，藉由致動器例如馬達（M）100A、102A控制電抗元件XH1 、XH2 的電抗；阻抗感測器106A，於射頻供電線43上測定包含匹配電路98A之阻抗在內的負載之阻抗；Vpp 檢測器107A，於匹配電路98A之輸出端子側測定射頻供電線43上之射頻HF的峰對峰值(Peak-to-peak value)Vpp 。關於阻抗感測器106A之內部的構成及作用，以及Vpp 檢測器107A的作用，於後述詳細說明。
離子導入系統之射頻電源38（圖1），僅射頻LF之頻率與射頻HF之頻率相異，而與上述電漿產生系統之射頻電源36同樣地，具備：RF振盪器90B、功率放大器92B、電源控制部94B及功率監測器96B（以上均未圖示）。此外，匹配器42，亦與電漿產生系統之匹配器40同樣地，具有匹配電路98B、馬達（M）100B與102B、匹配控制器104B、阻抗感測器106B、及Vpp 檢測器107B（以上均未圖示）。 [阻抗感測器的構成]
圖4A，顯示電漿產生系統之匹配器40所具備的阻抗感測器106A之一構成例。此一阻抗感測器106A，具有RF電壓檢測器110A、RF電流檢測器112A、負載阻抗瞬間値運算電路114A、算術平均値運算電路116A、加權平均値運算電路118A、及移動平均値運算電路120A。
RF電壓檢測器110A及RF電流檢測器112A，於射頻供電線43上分別檢測射頻HF之電壓及電流。負載阻抗瞬間値運算電路114A，依據以RF電壓檢測器110A及RF電流檢測器112A分別獲得之電壓偵測訊號JV及電流偵測訊號JI，而計算射頻供電線43上之負載阻抗Z的瞬間値JZ。負載阻抗瞬間値運算電路114A，雖可為類比電路，但宜以數位電路構成。
算術平均値運算電路116A，在對電漿產生用之射頻HF施加高／低的脈波調變之情況，於調變脈波MS之各週期中，將在脈波開啟期間Ton 內藉由負載阻抗瞬間値運算電路114A獲得之負載阻抗Z的瞬間値JZ以既定取樣頻率fC 取樣，計算脈波開啟期間Ton 內之負載阻抗Z的算術平均値aZon ，並將在脈波關閉期間Toff 內藉由負載阻抗瞬間値運算電路114A獲得之負載阻抗Z的瞬間値JZ以上述取樣頻率fC 取樣，計算脈波關閉期間Toff 內之負載阻抗Z的算術平均値aZoff 。
在對電漿產生用之射頻HF施加開／關的脈波調變之情況，算術平均値運算電路116A，於調變脈波MS之各週期中，僅在脈波開啟期間Ton 內將藉由負載阻抗瞬間値運算電路114A獲得之負載阻抗Z的瞬間値JZ以上述既定取樣頻率fC 取樣，計算脈波開啟期間Ton 中之負載阻抗Z的算術平均値aZon 。
主控制部72（圖1），與調變脈波MS同步而將指定取樣時間或監測時間的監測訊號JS、及取樣用的時脈CK1 ，給予算術平均値運算電路116A。此處，監測訊號JS，在對電漿產生用之射頻HF施加高／低的脈波調變之情況，於脈波開啟期間Ton 及脈波關閉期間Toff 的雙方分別指定後述之監測時間T1 、T2 ，在對射頻HF施加開／關的脈波調變之情況，僅指定脈波開啟期間Ton 用之監測期間T1 。算術平均値運算電路116A，與數十MHz的取樣時脈CK1 同步而要求高速且大量的訊號處理，故可適宜使用FPGA（Field Programmable Gate Array，現場可程式閘陣列）。
加權平均値運算電路118A，宜以CPU構成，在對電漿產生用之射頻HF施加高／低的脈波調變之情況，將藉由算術平均値運算電路116A獲得的脈波開啟期間Ton 中之負載阻抗Z的算術平均値aZon 、與脈波關閉期間Toff 中之負載阻抗Z的算術平均値aZoff ，以希望之權重（權重變數K）加權平均，而求出負載阻抗之一週期的加權平均値bZ。主控制部72，將用於加權平均運算之權重變數K及時脈CK2 ，給予至加權平均値運算電路118A。
在對射頻HF施加開／關的脈波調變之情況，加權平均値運算電路118A未運作，而使從算術平均値運算電路116A輸出的脈波開啟期間Ton 中之負載阻抗Z的算術平均値aZon ，不通過加權平均値運算電路118A而送往後段的移動平均値運算電路120A。
移動平均値運算電路120A，宜以CPU構成，在對電漿產生用之射頻HF施加高／低的脈波調變之情況，依據藉由加權平均値運算電路118A獲得之連續多數個負載阻抗Z的一週期加權平均値bZ，而計算負載阻抗Z的移動加權平均値cZ，將此移動加權平均値cZ作為負載阻抗Z的測定値MZ輸出。
此外，移動平均値運算電路120A，在對射頻HF施加開／關的脈波調變之情況，依據從算術平均値運算電路116A輸出的連續多數個脈波開啟期間Ton 中之負載阻抗Z的算術平均値aZon ，而計算移動平均値dZ，將此移動平均値dZ作為負載阻抗Z的測定値MZ輸出。主控制部72，將移動區間L及移動間距P的設定値與時脈CK3 ，給予至移動平均値運算電路120A。
自移動平均値運算電路120A輸出之負載阻抗的測定値MZ，與時脈CK3 同步地更新。一般，在負載側阻抗測定値MZ，含有負載阻抗Z的絕對值及相位的測定値。
圖4B，顯示阻抗感測器106A之另一構成例。如圖所示，亦可將加權平均値運算電路118A設置於移動平均値運算電路120A之後段。此一構成例中，在對電漿產生用之射頻HF施加高／低的脈波調變之情況，移動平均値運算電路120A，依據藉由算術平均値運算電路116A獲得之連續多數個（n個）的脈波開啟期間Ton 中之負載阻抗Z的算術平均値aZon 、及脈波關閉期間Toff 中之負載阻抗Z的算術平均値aZoff ，而計算脈波開啟期間Ton 中之負載阻抗Z的移動平均値eZon 、及脈波關閉期間Toff 中之負載阻抗Z的移動平均値eZoff 。
加權平均値運算電路118A，將藉由移動平均値運算電路120A獲得的脈波開啟期間Ton 中之負載阻抗Z的移動平均値eZon 、與脈波關閉期間Toff 中之負載阻抗Z的移動平均値eZoff ，以上述希望之權重（權重變數K）加權平均，而求出負載阻抗Z的加重移動平均値fZ，將此加重移動平均値fZ作為負載阻抗測定値MZ輸出。
在對電漿產生用之射頻HF施加開／關的脈波調變之情況，加權平均値運算電路118A未運作，而將從移動平均値運算電路120A輸出的脈波開啟期間Ton 中之負載阻抗Z的移動平均値eZon 維持不變地作為負載阻抗測定値MZ輸出。
離子導入系統之匹配器42（圖1），亦與上述電漿產生系統之匹配器40內的阻抗感測器106A同樣地，具備具有如下元件之阻抗感測器106B：RF電壓檢測器110B、RF電流檢測器112B、負載阻抗瞬間値運算電路114B、算術平均値運算電路116B、加權平均値運算電路118B及移動平均値運算電路120B（以上均未圖示）。此一阻抗感測器106B中，亦因應對離子導入用之射頻LF施加的脈波調變之模式（高／低或開／關），而與上述同樣地切換加權平均値運算電路118B及移動平均値運算電路120B內的訊號處理。 [匹配器的作用]
此處，說明在對電漿產生用之射頻HF的功率施加高／低的脈波調變之情況的電漿產生系統之匹配器40的作用。另，對離子導入用之射頻LF的功率在同一調變脈波MS下施加開／關的脈波調變。
此一情況，在電漿產生系統之射頻供電線43上，自射頻電源36起不僅在脈波開啟期間Ton 中，在脈波關閉期間Toff 中亦朝向腔室10內之電漿負載持續地傳送射頻HF。然而，離子導入系統中與調變脈波MS之工作比同步而開啟關閉射頻LF的功率，故自電漿產生系統之匹配器40可觀察到的電漿負載在脈波開啟期間Ton 與脈波關閉期間Toff 大幅變化。因此，若將調變脈波MS之頻率設定為高的値（一般為1kHz以上），則在電漿產生系統之匹配器40中，藉由匹配控制器104A之控制通過馬達100A、102A而使電抗元件XH1 、XH2 的電抗可變的自動匹配動作，變得無法追蹤調變脈波MS。
此一實施形態中，即便調變脈波MS之頻率增高至無法追蹤匹配器40的自動匹配動作之程度，藉由如同後述之阻抗感測器106A內的特殊訊號處理，仍在脈波開啟期間Ton 與脈波關閉期間Toff 之間調整匹配或錯匹配的程度之平衡，可有效且穩定地運用高／低的脈波調變。
此一情況，主控制部72，對電漿產生系統之射頻電源36，以將因應調變脈波MS之工作比而交互重複預先設定之高位準的功率與預先設定之低位準的功率之射頻HF輸出的方式，給予電源控制部94A既定的控制訊號、設定値、定時訊號。而後，主控制部72，對匹配器40內的阻抗感測器106A，給予高／低的脈波調變所需的監測訊號JS、權重變數K、移動平均値運算用之設定値L與P、及時脈CK1 、CK2 、CK3 。
另一方面，主控制部72，對離子導入系統之射頻電源38，以使射頻LF的功率因應調變脈波MS之工作比而交互重複預先設定的開啟位準（開啟狀態）與零位準（關閉狀態）的方式，給予電源控制部94B既定的控制訊號、設定値、定時訊號。而後，主控制部72，對匹配器42內的阻抗感測器106B，給予開／關的脈波調變所需的監測訊號JS、移動平均値運算用之設定値L與P、及時脈CK1 、CK2 、CK3 。但是，未給予權重變數K。
電漿產生系統之匹配器40中，如圖6A或圖6B所示，於調變脈波MS之各週期中，在脈波開啟期間Ton 內及脈波關閉期間Toff 內分別設定監測時間T1 、T2 。較佳態樣為，脈波開啟期間Ton 內，在除了射頻供電線43上緊接反射波的功率急遽變化開始後及緊接結束前的過渡時間以外之區間，設定監測時間T1 。同樣地，脈波關閉期間Toff 內，亦在除了緊接開始後及緊接結束前的過渡時間以外之區間，設定監測時間T2 。
阻抗感測器106A內的算術平均値運算電路116A，於調變脈波MS之各週期中，在脈波開啟期間Ton 將藉由負載阻抗瞬間値運算電路114A獲得之負載阻抗Z的瞬間値JZ以取樣時脈CK1 取樣，而計算脈波開啟期間Ton 中之負載阻抗Z的算術平均値aZon ，在脈波關閉期間Toff 內將藉由負載阻抗瞬間値運算電路114A獲得之負載阻抗Z的瞬間値JZ以取樣時脈CK1 取樣，而計算脈波關閉期間Toff 中之負載阻抗Z的算術平均値aZoff 。
加權平均値運算電路118A，將藉由算術平均値運算電路116A獲得的脈波開啟期間Ton 中之負載阻抗Z的算術平均値aZon 、與脈波關閉期間Toff 中之負載阻抗Z的算術平均値aZoff ，以希望之權重（權重變數K）加權平均，求出負載阻抗之一週期的加權平均値bZ。此處，權重變數K係在0≦K≦1之範圍選擇任意的值，加權平均値bZ以下式（1）表示。 bZ＝K＊aZon ＋（1－K）＊aZoff ‧‧‧‧（1）
移動平均値運算電路120A，在對電漿產生用之射頻HF施加高／低的脈波調變之情況，依據藉由加權平均値運算電路118A獲得之連續多數個（n個）負載阻抗Z的一週期加權平均値bZ，而以預先設定之既定的移動區間L及移動間距P，計算加權平均値bZ的移動加權平均値cZ。例如，調變脈波MS之頻率fS 為1000Hz的情況，在將移動區間L設定為10msec，將移動間距P設定為2msec時，於每2msec對連續的10個一週期加權平均値bZ運算1個移動平均値cZ。
移動平均値運算電路120A，將移動加權平均値cZ作為負載阻抗測定値MZ輸出。此負載阻抗測定値MZ，與從主控制部72給予加權平均値運算電路118A之權重變數K的值相關，而與調變脈波MS之工作比DS 無關。
匹配器40的匹配控制器104A，可追蹤而應答自阻抗感測器106A的移動平均値運算電路120A以時脈CK3 的周期輸出之負載阻抗測定値MZ，匹配控制器104A驅動控制馬達100A、102A而可變地控制匹配電路98A內之電抗元件XH1 、XH2 的電抗，以使負載阻抗測定値MZ之相位成為零（0），絕對值成為50Ω，亦即與匹配點ZS 一致或近似。
如此地，匹配器40中，施行匹配動作，以使從阻抗感測器106A輸出之負載阻抗測定値MZ與匹配點ZS 一致或近似。亦即，負載阻抗測定値MZ成為匹配目標點。因此，脈波開啟期間Ton 中之負載阻抗Z的算術平均値aZon 、及脈波開啟期間Toff 中之負載阻抗Z的算術平均値aZoff ，因應加權平均之權重變數K的值而自匹配點ZS 起以（1－K）：K的比偏置。
此處，若將自主控制部72給予匹配器40的阻抗感測器106A之權重變數K設定為K＝1，則在上述加權平均之運算式（1）的右邊中，相對於第1項之aZon 的權重K成為最大値“1”，相對於第2項之aZoff 的權重（1－K）成為最小値即零“0”。此一情況，如圖5A之史密斯圖所示，脈波開啟期間Ton 中之負載阻抗Z的算術平均値aZon ，與匹配點ZS 一致或近似。另一方面，脈波關閉期間Toff 中之負載阻抗Z的算術平均値aZoff ，自匹配點ZS 起最遠地偏置。
如此地設定為K＝1之情況，電漿產生系統之射頻供電線43上，如圖6A之波形圖所示意，在脈波開啟期間Ton 內，略完全地得到匹配，故反射波的功率PRH 幾乎為出現，行進波的功率PFH 維持不變而成為負載功率PLH ，另一方面，在脈波關閉期間Toff 內，匹配最大地偏移，故反射波的功率PRL 變得非常高，行進波的功率PFL 較負載功率PLL 大幅變高此一部分。
另，此實施形態之射頻電源36，關於對射頻HF的功率之控制，可選擇性地施行將行進波的功率PF保持為一定之PF控制、及將自行進波PF的功率減去反射波的功率PR之淨投入功率（負載功率）保持為一定的PL控制中之任一控制。而在對射頻HF之功率施加高／低的脈波調變之情況，宜使用至少在脈波關閉期間Toff 中可將設定為低的值之低位準的功率穩定確實地投入負載之PL控制。然而，若在K＝1之條件下使用PL控制，則與習知技術同樣地，由於脈波關閉期間Toff 內完全未得到匹配，故如圖6A所示地反射波的功率PRL 顯著變大。
此一實施形態中，藉由將權重變數K設定為0.5＜K＜1，而可處理上述問題。亦即，0.5＜K＜1之情況，在上述加權平均之運算式（1）的右邊中，相對於第1項之aZon 的權重K較最大値“1”變得更小，而相對於第2項之aZoff 的權重（1－K）較最小値“0”變得更大此一部分。因此，如圖5B之史密斯圖所示，脈波開啟期間Ton 中之負載阻抗Z的算術平均値aZon 自匹配點ZS 偏置，而脈波關閉期間Toff 中之負載阻抗Z的算術平均値aZoff 往匹配點ZS 接近此一偏置的分。
此處，匹配點ZS ，在史密斯圖上位於連結兩期間Ton 、Toff 中之負載阻抗測定値（算術平均値）aZon 、aZoff 的直線上（中間點）。此外，K的值越遠離1（或越接近0.5），則脈波開啟期間Ton 之負載阻抗測定値aZon ，脈波關閉期間Toff 之負載阻抗測定値aZoff 越接近匹配點ZS 。
如此地將權重變數K設定為0.5＜K＜1之情況，如圖6B之波形圖所示意，電漿產生系統之射頻供電線43上，在脈波開啟期間Ton 內亦以一定的功率PRH 產生反射波，另一方面在脈波關閉期間Toff 內之反射波的功率PRL 較為K＝1之情況更為減少。藉由調整K的值，而可任意控制脈波開啟期間Ton 中之反射波功率PRH 與脈波關閉期間Toff 中之反射波功率PRL的平衡。
藉此，可任意減少脈波關閉期間Toff 中之反射波的功率PRL ，將負載功率PLL 設定為提高此一部分之任意値而回應製程上的要求。此外，可減輕用於自反射波保護射頻電源36之循環器等之負擔或射頻電源36本身之反射波耐受量，於射頻電源36周圍達成硬體的小型簡易化、消耗電力的效率化等。進一步，藉由減少反射波的功率PRL ，而可如同後述地更正確且效率良好地施行用於將投入電漿負載之淨射頻功率（負載功率）PL保持為設定値的PL控制。
另，權重變數K並未限定於0.5＜K≦1之範圍，亦可設定在0≦K≦0.5之範圍內。K＝0.5之情況，上述加權平均之運算式（1）的右邊中，相對於第1項之aZon 的權重K與相對於第2項之aZoff 的權重（1－K）任一皆成為等於0.5，雖圖示省略，但史密斯圖上匹配點ZS 位於脈波開啟期間Ton 之負載阻抗測定値aZon 與脈波關閉期間Toff 之負載阻抗測定値aZoff 的中點。
此外，0≦K＜0.5時，上述加權平均之運算式（1）的右邊中，相對於第1項之aZon 的權重K較相對於第2項之aZoff 的權重（1－K）更小，故脈波開啟期間Ton 中之負載阻抗測定値aZon 離匹配點ZS 相對地變遠，脈波關閉期間Toff 中之負載阻抗測定値aZoff 離匹配點ZS 相對地變近。此一情況，脈波關閉期間Toff 中之反射波的功率PRL 相對地變小，脈波開啟期間Ton 中之反射波功率PRH 相對地變大。
如此地，此實施形態中，可自調變脈波MS之工作比DS 獨立，而任意控制脈波開啟期間Ton 內之反射波功率PRH 與脈波關閉期間Toff 內之反射波功率PRL 的平衡（或匹配或非匹配之程度的平衡）。主控制部72，在製程配方中將權重變數K於0≦K≦1之範圍內任意設定，可在每一製程切換權重變數K，或在1次製程中階段性或連續性地切換權重變數K。
另，離子導入系統之匹配器42中，對射頻LF施加開／關的脈波調變，故未如上述地藉由主控制部72對阻抗感測器106B給予權重變數K，加權平均値運算電路118B未運作。移動平均値運算電路120B，於時脈CK1 之各週期，依據從算術平均値運算電路116B輸出的連續多數個脈波開啟期間Ton 中之阻抗Z的算術平均値aZon 而計算移動平均値dZ，將此移動平均値dZ作為負載阻抗Z的測定値MZ輸出。
匹配器42的匹配控制器104B，可追蹤而應答自阻抗感測器106B的移動平均値運算電路120B以時脈CK3 的周期輸出之負載阻抗測定値MZ，匹配控制器104B驅動控制馬達100B、102B而可變地控制匹配電路98B內之電抗元件XL1、XL2的電抗，以使負載阻抗測定値MZ之相位成為零（0），絕對值成為50Ω，亦即與匹配點ZS 一致或近似。此一情況，脈波開啟期間Ton 中之負載阻抗Z的算術平均値aZon 至其移動平均値cZon常時成為匹配目標點。 [電源控制部內之要部的構成]
圖7及圖8，顯示電漿產生系統之射頻電源36中的電源控制部94A內之要部的構成。
電源控制部94A，如圖7所示，具有負載功率測定部122A與射頻輸出控制部124A。負載功率測定部122A，自藉由RF功率監測器96A獲得之行進波功率偵測訊號SPF 、與反射波功率偵測訊號SPR ，以運算求出投入負載（主要為電漿）之負載功率PL的測定値MPL （MPL ＝SPF －SPR ）。
負載功率測定部122A，亦可具有類比運算電路或數位運算電路之任一形態。亦即，可藉由取類比之行進波功率偵測訊號SPF 與類比之反射波功率偵測訊號SPR 的差分而產生類比訊號之負載功率測定値MPL ，或將行進波功率偵測訊號SPF 及反射波功率偵測訊號SPR 分別轉換為數位訊號後取兩者的差分，以產生數位訊號之負載功率測定値MPL 亦可。
射頻輸出控制部124A，如圖8所示，具有：脈波開啟期間（第一期間）用之第一控制指令値產生部126A；脈波關閉期間（第二期間）用之第二控制指令値產生部128A；比較器130A，將來自RF功率監測器96A的行進波功率偵測訊號SPF ，與來自第一控制指令値產生部126A的第一控制指令値Con 或來自第二控制指令値產生部128A的第二控制指令値Coff 比較，產生比較誤差ERon 或ERoff ；放大器控制部132A，因應來自此比較器130A之比較誤差ERon 或ERoff 而可變地控制功率放大器92之增益或放大率；以及局部控制器134A，控制射頻輸出控制部124A內之各部。
此處，第一控制指令値產生部126A，輸入從載功率測定部122A給予的負載功率測定値MPL 、與通過控制器134A從主控制部72給予的負載功率設定値PLH （或PLon ），於調變脈波MS之各週期中在脈波開啟期間Ton 內產生對行進波的功率PF施加之回授控制所用的第一控制指令値Con 。
另一方面，第二控制指令値產生部128A，輸入來自負載功率測定部122A的負載功率測定値MPL 、與來自控制器134A的負載功率設定値PLL ，於調變脈波MS之各週期中在脈波關閉期間Toff 內產生對行進波功率PF施加之回授控制所用的第二控制指令値Coff 。
另，第一控制指令値產生部126A及第二控制指令値產生部128A，宜以數位電路構成。此一情況，藉由在各自之輸出段設置數位－類比（D／A）轉換器，而可將第一控制指令値Con 及第二控制指令値Coff 以類比訊號之形態輸出。
將從第一控制指令値產生部126A輸出之第一控制指令値Con 、與從第二控制指令値產生部128A輸出之第二控制指令値Coff ，藉由切換電路136A交互地給予比較器130A。切換電路136A，在控制器134A的控制下動作，於調變脈波MS之各週期中，在脈波開啟期間Ton 內選擇來自第一控制指令値產生部126A的第一控制指令値Con 而傳遞往比較器130A，在脈波關閉期間Toff 內選擇來自第二控制指令値產生部128A的第二控制指令値Coff 而傳遞往比較器130A。
因此，比較器130A，於調變脈波MS之各週期中，在脈波開啟期間Ton 內將行進波功率偵測訊號SPF 與第一控制指令値Con 比較而產生其比較誤差即第1比較誤差ERon （ERon ＝Con －SPF ），在脈波關閉期間Toff 內將行進波功率偵測訊號SPF 與第二控制指令値Coff 比較而產生其比較誤差即第二比較誤差ERoff （ERoff ＝Coff －SPF ）。
放大器控制部132A，在控制器134A的控制下動作，於調變脈波MS之各週期中，在脈波開啟期間Ton 內可變地控制功率放大器92A之增益或放大率而使第1比較誤差ERon 接近零，以控制射頻電源36的輸出，在脈波關閉期間Toff 中可變地控制功率放大器92A之增益或放大率而使第二比較誤差ERoff 接近零，以控制射頻電源36的輸出。
另，於功率放大器92A，適當使用線形放大器（線性放大器）。此外，於比較器130A使用例如差動放大器。比較器130A中，在輸入訊號的差分（Con －SPF ）或（Coff －SPF ），與輸出訊號的比較誤差ERon 或ERoff 之間，使一定的比例關係成立即可。
離子導入系統之射頻電源38，亦除了射頻LF之頻率與電漿產生系統之射頻HF之頻率不同的點以外，具備與上述電漿產生系統之射頻電源36中的電源控制部94A分別具有同樣的構成及功能之負載功率測定部122B及射頻輸出控制部124B（均未圖示）。 [實施形態中之PL控制的作用]
此實施形態的電漿處理裝置中，在射頻電源36、38之任一，皆在對腔室10內分別供給電漿產生用之射頻HF或離子導入用之射頻LF時，施行用於將投入負載（主要為電漿）之淨射頻功率，即負載功率PL，在脈波開啟期間Ton 與脈波關閉期間Toff 個別地保持為設定値的PL控制。
以下，關於對電漿產生用之射頻HF的功率施加高／低的脈波調變之情況，說明此實施形態之PL控制的作用。另，對離子導入用之射頻LF的功率在同一調變脈波MS下施加開／關的脈波調變。
此一情況，主控制部72，對電漿產生系統之射頻電源36的電源控制部94A，給予高／低的脈波調變所必需之控制訊號及負載功率設定値PLH 、PLL 的資料，並給予調變脈波MS作為脈波調變用之定時訊號。另，PLH ，係指定脈波開啟期間Ton 中之射頻HF的功率之位準（高位準）的第一負載功率設定値。另一方面，PLL ，係指定脈波關閉期間Toff 中之射頻HF的功率之位準（低位準）的第二負載功率設定値。射頻電源36，對自此電源36以高／低的脈波調變輸出之射頻HF施行如下之PL控制。
首先，將來自主控制部72的負載功率設定値PLH 、PLL ，於射頻輸出控制部124A內在控制器134A設定。控制器134A，對第一控制指令値產生部126A及第二控制指令値產生部128A，給予負載功率設定値PLH 、PLL 及所需的控制訊號、時脈訊號。
第一控制指令値產生部126A，在調變脈波MS之各週期中，將來自負載功率測定部122A的負載功率測定値MPL 僅在脈波開啟期間Ton 之間擷取而使用在回授訊號。此處，雖可將負載功率測定値MPL 的瞬間値或代表値使用在回授訊號，但一般將負載功率測定値MPL 的平均値（宜為移動平均値）使用在回授訊號。
具體而言，對在脈波開啟期間Ton 之間自負載功率測定部122A給予的負載功率測定値MPL 取得調變脈波MS之複數週期分的移動平均値AMPL ，將此移動平均値AMPL 與負載功率設定値PLH 比較而求出比較誤差或偏差，在次一或後續的週期中以使此偏差以適當速度接近零的方式，決定在脈波開啟期間Ton 中施加行進波的功率PF之回授控制的目標値，即第一控制指令値Con 。為了決定此第一控制指令値Con ，可使用回授控制或前饋控制的技術常用之習知的運算法則。
另一方面，第二控制指令値產生部128A，在調變脈波MS之各週期中，將自負載功率測定部122A給予的負載功率測定値MPL 僅在脈波關閉期間Toff 之間擷取而使用在回授訊號。然而，雖亦可將負載功率測定値MPL 的瞬間値或代表値使用在回授訊號，但一般將負載功率測定値MPL 的平均値（宜為移動平均値）使用在回授訊號。
具體而言，對在脈波關閉期間Toff 之間自負載功率測定部122A給予的負載功率測定値MPL 取得之一週期分或複數週期分的移動平均値BMPL ，將此移動平均値BMPL 與負載功率設定値PLL 比較而求出比較誤差或偏差，在次一或後續的週期中以使此偏差以適當速度接近零的方式，決定在脈波關閉期間Toff 中施加行進波的功率PF之回授控制的目標値，即第二控制指令値Coff 。為了決定此一第二控制指令値Coff ，可使用回授控制或前饋控制常用之習知的運算法則。
如上述，比較器130A，於調變脈波MS之各週期中，在脈波開啟期間Ton 內將行進波功率偵測訊號SPF 與來自第一控制指令値產生部126A的第一控制指令値Con 比較而產生其比較誤差（第1比較誤差）ERon ，在脈波關閉期間Toff 內將行進波功率偵測訊號SPF 與來自第二控制指令値產生部128A的第二控制指令値Coff 比較而產生其比較誤差（第二比較誤差）ERoff 。而後，放大器控制部132A，於調變脈波MS之各週期中，在脈波開啟期間Ton 內可變地控制功率放大器92A之增益或放大率以使第1比較誤差ERon 接近零，在脈波關閉期間Toff 內可變地控制功率放大器92A之增益或放大率以使第二比較誤差ERoff 接近零。
如此地，在將射頻HF以高／低的脈波調變輸出之射頻電源36中，對在射頻供電線43上往順方向傳播之行進波的功率PF施加回授控制，以使藉由RF功率監測器96及負載功率測定部122獲得之負載功率PL的測定値MPL ，於脈波開啟期間Ton 內與第一負載功率設定値PLH 一致或近似，於脈波關閉期間Toff 內與第二負載功率設定値PLL 一致或近似。亦即，對射頻電源36之輸出，施加在脈波開啟期間Ton 與脈波關閉期間Toff 獨立的回授控制。
若依此等脈波開啟期間Ton 用與脈波關閉期間Toff 用之獨立的雙系統之回授控制，則可簡單且準確追蹤與調變脈波MS同步之反射波功率PR至行進波功率PF的周期性變動，可變得不難追上調變脈波MS的反轉時產生之急遽的負載變動。藉此，即便調變脈波MS之頻率增高，仍可將負載功率PL在脈波開啟期間Ton 及脈波關閉期間Toff 之任一期間中皆分別穩定地保持為個別的設定値PLH 、PLL 。
另一方面，在對射頻LF施加開／關的脈波調變之離子導入系統的射頻電源38中，藉由電源控制部94B，於調變脈波MS之各週期中僅在脈波開啟期間Ton 內對行進波的功率PF施加用於PL控制之回授控制。電源控制部94B內的控制器134B，將脈波關閉期間用之第二控制指令値產生部128B保持在完全休止或非有源的狀態，僅使脈波開啟期間用之第一控制指令値產生部126B動作。此一情況，對第一控制指令値產生部126B，給予指示脈波開啟期間Ton 中之射頻HF的功率之位準（開啟位準）的負載功率設定値PLon 。
比較器130B，於調變脈波MS之各週期中，在脈波開啟期間Ton 內將來自RF功率監測器96B的行進波功率偵測訊號SPF 與來自第一控制指令値產生部126B的第一控制指令値Con 比較而產生其比較誤差（第1比較誤差）ERon ，在脈波關閉期間Toff 中實質性地休止。此外，放大器控制部132B，於調變脈波MS之各週期中，在脈波開啟期間Ton 內可變地控制功率放大器92B之增益或放大率以使第1比較誤差ERon 接近零，在脈波關閉期間Toff 中實質性地休止。
而在施行開／關的脈波調變之射頻電源38中，亦可施行PF控制。此一情況，自控制器134B對比較器130B給予行進波功率設定値（PFS ）作為比較基準値即可。 [蝕刻製程之實施例]
本案發明人，藉由圖1之電漿蝕刻裝置施行使用高／低的脈波調變之HARC（High Aspect Ratio Contact，高深寬比接點）製程的實驗，驗證在將脈波關閉期間Ton 的長度、脈波關閉期間Ton 中之射頻功率（負載功率）PLL 、或脈波關閉期間Ton 中之上部DC電壓的值作為參數時，給予各種製程特性之作用。
此一實驗，如圖9的（a）所示地，準備在多層膜構造之表層部藉由第1蝕刻步驟形成微細孔140至中途為止（至到達第三SiO2 層152之深度d1 為止）的半導體晶圓W作為試樣。而後，在對此一試樣之半導體晶圓W，如圖9的（b）所示地將微細孔140的深度延伸至第三SiO2 層152之下部為止（深度d2 為止）的第二蝕刻步驟中，施行以下實驗：對電漿產生用之射頻HF施加高／低的脈波調變，對離子導入用之射頻LF施加開／關的脈波調變，使施加於上部電極46之直流電壓（上部DC電壓）Vdc 的大小（絕對值）與調變脈波MS同步而可變。圖9中，142為蝕刻遮罩（光阻），144為第一SiO2 層，146為第一SiN層，148為第二SiO2 層，150為第二SiN層，152為第三SiO2 層，154為第三SiN層，及156為半導體基板。
此一實驗中選擇為評價對象之製程特性為，1第二蝕刻步驟中之孔140的深度之增量（d2 －d1 ），即蝕刻量；2孔140入口附近的縮徑之增量（縮徑CD）；3第二SiO2 層148中的彎曲之增量（中間Ox彎曲CD）；4選擇比（孔140的深度之增量d2 －d1 ／遮罩的厚度之減少分dm ）；及5深寬比變化量（孔140的深度之增量d2 －d1 ／中間Ox彎曲CD）。
第二蝕刻步驟的實驗，更詳而言之，包含在將脈波關閉期間Toff 中之射頻HF的功率PLL 設定為0W之情況與設定為200W之情況，比較各種製程特性的脈波關閉期間相依性之第1實驗、及比較各種製程特性的上部DC電壓相依性之第2實驗。另，以高／低的脈波調變使脈波關閉期間Toff 中之射頻HF的功率PLL 為0W之情況，與施加開／關的脈波調變相同。
作為第1實驗及第2實驗共通之主要固定値的蝕刻條件，使蝕刻氣體為C4 F6 ／NF3 ／Ar／O2 ＝76／10／75／73sccm，腔室壓力為15mTorr，下部電極溫度為60℃，脈波開啟期間Ton 為100μs，脈波開啟期間Ton 中之離子導入用射頻LF的功率為10000W，脈波開啟期間Ton 中之電漿產生用射頻HF的功率為1000W，脈波開啟期間Ton 中之上部DC電壓Vdc 的絕對值｜Vdc ｜為500V。 ＜第1實驗之參數及實驗結果＞
比較各種製程特性的脈波關閉期間相依性之第1實驗，將脈波關閉期間Toff 中之上部DC電壓Vdc 的絕對值｜Vdc ｜固定在900V，將脈波關閉期間Toff （調變脈波MS之頻率fS 、工作比DS ）作為參數，選擇Toff ＝25μs（fS ＝8kHz、DS ＝80%），Toff ＝100μs（fS ＝5kHz、DS ＝50%），Toff ＝150μs（fS ＝4kHz、DS ＝40%），Toff ＝233μs（fS ＝3kHz、DS ＝30%），Toff ＝400μs（fS ＝2kHz、DS ＝20%）之階段性的5個值。
於圖10A～圖10E，將第1實驗所獲得之結果以圖表顯示。如圖10A所示，1孔140的深度之增量（蝕刻量：d2 －d1 ），在射頻HF的功率PLL 為0W或200W之任一的情況，脈波關閉期間Toff 於25μs～400μs之範圍皆收束在約700～750nm之範圍，未有如此大的差別。如此地，若以PLL ＝200W使用高／低的脈波調變，則可獲得與使用開／關的脈波調變之情況同程度的蝕刻量或蝕刻率。
如圖10B所示，2縮徑CD，若將脈波關閉期間Toff 自25μs起階段性地增大至400μs，則相對於射頻HF的功率PLL 為0W之情況停止在約22.0～23.0之範圍，頻率HF的功率PLL 為200W之情況自約22.0nm起階段性地大幅減少至18.0nm以下。如此地，若以PLL ＝200W使用高／低的脈波調變（特別是若使fS 為3kH以下，使Toff 為233μs以上），則相較於使用開／關的脈波調變之情況，縮徑CD大幅提高。
如圖10C所示，3中間Ox彎曲CD，若將脈波關閉期間Toff 自25μs起階段性地增大至400μs，則相對於射頻HF的功率PLL 為0W之情況停止在約36.0～37.0之範圍，頻率HF的功率PLL 為200W之情況自約37.0nm起大幅減少至約34.0nm（然而，若Toff 成為233μs以上，則變得幾乎不減少）。如此地，若以PLL ＝200W使用高／低的脈波調變（特別是若使fS 為3kHz以下，使Toff 為233μs以上），則相較於使用開／關的脈波調變之情況，中間Ox彎曲CD亦大幅提高。
如圖10D所示，4選擇比，若將脈波關閉期間Toff 自25μs起階段性地增大至233μs，則在射頻HF的功率PLL 為0W之情況及200W任一之情況皆自約2.5起以略相同的變化率增大至約4.2，一旦Toff 超過233μs則飽和。如此地，若以PLL ＝200W使用高／低的脈波調變，則選擇比與使用開／關的脈波調變之情況同程度地提高。
如圖10E所示，5深寬比變化量，若將脈波關閉期間Toff 自25μs起階段性地增大至400μs，則相對於射頻HF的功率PLL 為0W之情況停止在約80～85之範圍，頻率HF的功率PLL 為200W之情況自約80起大幅增大至約130（然而，一旦Toff 超過233μs則飽和）。如此地，若以PLL ＝200W使用高／低的脈波調變（特別是若使fS 為3kH以下，使Toff 為233μs以上），則相較於使用開／關的脈波調變之情況，深寬比變化率大幅提高。 ＜第2實驗之參數及實驗結果＞
比較各種製程特性的上部DC電壓相依性之第2實驗，將脈波關閉期間Toff （調變脈波MS之頻率fS 、工作比DS ）固定在Toff ＝233μs（fS ＝3kHz、DS ＝30%），將脈波關閉期間Toff 中之上部DC電壓Vdc 的絕對值｜Vdc ｜作為參數，選擇｜Vdc ｜＝500V、900V、1200V之階段性的3個值。
於圖11A～圖11E，將第2實驗所獲得之結果以圖表顯示。如圖11A所示，1孔140的深度之增量（蝕刻量：d2 －d1 ），若將脈波關閉期間Toff 中之上部DC電壓Vdc 的絕對值｜Vdc ｜階段性地增大為500V、900V、1200V，則射頻HF的功率PLL 為0W之情況自約760nm起線性地減少至約680nm，射頻HF的功率PLL 為200W之情況為自約700nm起逐漸減少至約680nm。如此地，以PLL ＝200W使用高／低的脈波調變之情況，即便將脈波關閉期間Toff 中之上部DC電壓Vdc 的絕對值｜Vdc ｜增大，孔140的深度之增量（蝕刻量）未必增大，相反地成為減少傾向，但相較於使用開／關的脈波調變之情況未必劣化。
如圖11B所示，2縮徑CD，若將脈波關閉期間Toff 中之上部DC電壓Vdc 的絕對值｜Vdc ｜階段性地增大為500V、900V、1200V，則相對於射頻HF的功率PLL 為0W之情況自約23.0nm起階段性地減少至約20.0nm以下，頻率HF的功率PLL 為200W之情況在低位準自約19.6nm起更階段性地減少至約17.8nm。如此地，在使PLL ＝200W而使用高／低的脈波調變之情況，越將脈波關閉期間Toff 中之上部DC電壓Vdc 的絕對值｜Vdc ｜增大則越改善縮徑CD，且相較於使用開／關的脈波調變之情況縮徑CD提高。
如圖11C所示，3中間Ox彎曲CD，若將脈波關閉期間Toff 中之上部DC電壓Vdc 的絕對值｜Vdc ｜階段性地增大為500V、900V、1200V，則相對於射頻HF的功率PLL 為0W之情況自約37.5nm起階段性地減少至約35.5nm，頻率HF的功率PLL 為200W之情況在更低的位準自約35.2nm起階段性地減少至約33.5nm（然而，若｜Vdc ｜成為900V以上，則變得幾乎不減少）。如此地，在使PLL ＝200W而使用高／低的脈波調變之情況，越將脈波關閉期間Toff 中之上部DC電壓Vdc 的絕對值｜Vdc ｜增大一般越改善中間Ox彎曲CD，且較使用開／關的脈波調變之情況更為改善中間Ox彎曲CD。
如圖11D所示，4選擇比，即便將脈波關閉期間Toff 中之上部DC電壓Vdc 的絕對值｜Vdc ｜在500V～1200V之範圍改變，在射頻HF的功率PLL 為0W之情況及200W任一之情況仍收束在約4.1～4.5之範圍內。如此地，若以PLL ＝200W使用高／低的脈波調變，則與使用開／關的脈波調變之情況同程度地改善選擇比。
如圖11E所示，5深寬比變化量，若將脈波關閉期間Toff 中之上部DC電壓Vdc 的絕對值｜Vdc ｜階段性地增大為500V、900V、1200V，則相對於射頻HF的功率PLL 為0W之情況若｜Vdc ｜成為900V以上則自約80nm起上升至約92nm，射頻HF的功率PLL 為200W之情況在較高的位準自約99nm起上升至約132nm（然而，若｜Vdc ｜成為900V以上則飽和）。如此地，若以PLL ＝200W使用高／低的脈波調變，則相較於使用開／關的脈波調變之情況，深寬比變化率大幅提高。 ＜實驗的評價＞
如上述，判斷在如圖9所示之HARC（High Aspect Ratio Contact，高深寬比接點）製程中，對電漿產生用之射頻HF，施加高／低的脈波調變，相較於施加開／關的脈波調變之情況，在各種製程特性中具有優勢，特別是可保證高的選擇比並有效地抑制彎曲。對此點加以考察。
脈波調變中，若在調變脈波的各週期，自脈波開啟期間切換為脈波關閉期間，則離子的導入效果薄弱，電漿反應產生物沉積在遮罩上。因此，低速脈波／低工作比（脈波關閉期間長），可說是適合改善遮罩與被蝕刻材或對象膜之選擇比的範圍。然而，脈波關閉期間對蝕刻影響少，故若將脈波關閉期間增長至必要以上則電漿處理之所需時間變長，有招致生產力降低的情形。
此外，若如同HARC地孔洞蝕刻之深寬比變大，則蝕刻時間變長，故使用開／關的脈波調變之情況，即便確保與遮罩之選擇比，由於往孔洞側壁之長時間的離子入射，彎曲變得更容易發生，故最終難以獲得良好的加工形狀。
緊接著自脈波開啟期間切換為脈波關閉期間後，在腔室之處理空間，電子、離子及自由基分別減少的比例不同。相對於電子以10μs，離子以100μs程度之較短的時間消失之情況，自由基經過1ms程度之時間後仍存在。吾人認為藉由存在於此一關閉期間中之自由基與遮罩表層反應，而形成遮罩表面保護膜。
在高／低的脈波調變中，脈波關閉期間內電漿產生用之射頻HF仍激發處理氣體，產生離子及自由基。此一情況，相較於離子導入用之射頻LF，給予離子之加速的能量小，故對蝕刻影響之比例少。另一方面，產生相當多的自由基，且下部雙頻重疊施加方式之情況因LF關閉且HF的功率弱，故藉由適中的RF偏壓將自由基吸入而可將離子導入孔洞之底部。此一結果，促進反應產生物往孔洞側壁之沉積，可形成對彎曲的抑制有效之側壁保護膜。
此外，如上述，得知使用高／低之脈波調變時，與調變脈波同步而將上部DC電壓的絕對值在脈波關閉期間較脈波開啟期間更為增高之技法，亦在各種製程特性的改善，特別是在縮徑的改善，中間彎曲CD的改善，垂直形狀的改善上具有效果。
亦即，吾人認為藉由在脈波關閉期間內將上部DC電壓的絕對值更為增高，使任意作用運作（例如藉由增大植入被蝕刻材及遮罩之電子的能量），可獲得在孔洞內將側壁保護膜往底部側延展的效果，或抑制遮罩肩部之下降（藉此，減少誘發彎曲的傾斜成分之離子入射的比例）的效果。
無論如何，HARC製程中，在對電漿產生用之射頻施加高／低的脈波調變之情況，調變脈波之頻率宜為1kHz以上（宜為2kHz～8kHz，更宜為2kHz～3kHz）的區域，脈波關閉期間內之電漿產生用射頻HF的功率PLL 宜設定為一定程度射頻的區域（例如100W以上，宜為200W以上）。
此點，此實施形態之電漿蝕刻裝置中，電漿產生系統之匹配器40以如下方式動作：藉由具有如上述之構成及功能的阻抗感測器106A，在射頻供電線43上測定自射頻電源36可觀察到的電漿負載之阻抗，求出將脈波開啟期間Ton 中之負載阻抗的測定値、與脈波關閉期間Ton 中之負載阻抗的測定値以希望之權重加權平均所獲得之加權平均測定値，將此加權平均測定値與射頻電源36之輸出阻抗匹配。此一情況，藉由調整加權平均之權重變數（K）的值，而可任意控制脈波開啟期間Ton 中之反射波功率PRH 與脈波關閉期間Toff 中之反射波功率PRH 的平衡，故可任意減少脈波關閉期間Toff 中之反射波的功率PRL ，將負載功率PLL 設定為提高此一部分之任意値。
作為一例，使用在電漿產生系統之射頻電源36的實際一些機種之射頻電源（反射波功率之容許界限値為1200W）中，如圖12所示，相較於施行脈波開啟期間Ton 中之反射係數Γ為Γ＝0.0的習知匹配方法（在脈波開啟期間Ton 中取得略完全匹配的方法）之情況，藉由使用成為Γ＝0.2、Γ＝0.3之實施形態的匹配方法，而可將脈波關閉期間Toff 中之負載功率PLL 的可設定範圍自約230W（Γ＝0.0）起大幅擴大至約300W（Γ＝0.2）進一步擴大至約350W（Γ＝0.3）。此一現象，意味著若自其他觀察角度來看，則射頻電源36的小尺寸化變得可能。另，反射係數Γ係給予Γ＝（PRH ／PFH ）1/2 。 [關於上部電極放電對策之實施例]
一般而言，在如HARC製程之孔洞蝕刻中，若將深寬比增高，則正離子變得容易積聚於孔洞之底部，孔洞內之離子的直進性降低，變得難以獲得良好的蝕刻形狀。關於此點，圖1之電漿蝕刻裝置，具備直流電源部62，藉由對上部電極46施加負極性之直流電壓，使自上部電極46往電漿產生空間PA放出的電子朝向基座（下部電極）16上之半導體晶圓（被處理體）W加速，將高速地加速之電子往孔洞的內部深處供給，可將積聚在孔洞底部之正離子電性中和，故可避免如上述的孔洞內之離子的直進性降低之問題。
然而，藉由對上部電極46施加負極性之直流電壓，在上部電極46中，特別是在氣體噴出孔48a至通氣孔50a內產生氣體的放電（異常放電），有上部電極46損傷之情形。此等上部電極內部的異常放電，在對電漿產生用之射頻HF及離子導入用之射頻LF雙方施加開／關的脈波調變之情況容易發生。
此一情況，如圖13所示，脈波關閉期間Toff 內，離子導入用之射頻電源38及電漿產生用之射頻電源36雙方關閉，另一方面，對上部電極46自直流電源部62施加絕對值大的負極性之直流電壓Vdc1 。藉此，於上部電極46之表面附近，產生將電子（e）往拋丟方向加速，將離子（＋）往吸引方向加速的高電場區域（下稱「DC護層」）SHDC ，藉由此一DC護層SHDC 加速的電子（e）往基座16上之半導體晶圓W入射，將積聚在孔洞之底部的正電荷中和。此時，電漿產生空間PA內電漿消失，故半導體晶圓W之表面上幾乎未形成電漿護層（離子護層）SHRF 。此一狀態，通過脈波關閉期間Toff 而持續。
而後，若自脈波關閉期間Toff 轉變為脈波開啟期間Ton ，則使兩射頻電源36、38雙方同時開啟，將兩射頻HF、LF施加於基座16。藉此，於電漿產生空間PA製造處理氣體之電漿，在腔室10內形成電漿護層SHRF 以覆蓋半導體晶圓W之表面。此一情況，電漿護層SHRF ，從在此之前實質上不存在的狀態突然顯現，朝向上部電極46以急速成長（護層的厚度增大）。此電漿護層SHRF 之成長速度，主要取決於頻率相對低的離子導入用之射頻LF的電壓（峰對峰值）Vpp 之上升速度至飽和値之大小。
另一方面，上部電極46中，自直流電源部62施加之直流電壓的絕對值自在此之前之較大的値|Vdc1 |轉變為較小的値|Vdc2 |，但仍放出電子（e），朝向半導體晶圓W加速。然而，與脈波關閉期間Toff 時相異，此一情況中在半導體晶圓W上電漿護層SHRF 往其厚度即電場強度增大的方向急速成長，故從上部電極46側加速的電子（e）因成長中之電漿護層SHRF 而強力回彈。而後，被電漿護層SHRF 回彈的電子（e），此次朝向上部電極46彈跳，反抗DC護層SHDC 的電場而進入上部電極46之電極板48的氣體噴出孔48a中，有在其內部深處引起放電之情形。
如此地在上部電極的內部發生異常放電之情況中，在使自上部電極46放出的電子（e）朝向半導體晶圓W側加速時、及使被半導體晶圓W側之電漿護層SHRF 回彈的電子（e）減速時，上部電極46側之DC護層SHDC 的電場作用在電子（e）之力相同。因此，電子進入上部電極46之氣體噴出孔48a中的頻度與速度，幾乎與DC護層SHDC 之大小無關，而係依存於電漿護層SHRF 使電子（e）往上部電極46側回彈之強度，即電漿護層SHRF 之成長速度。
此外，即便在電漿產生空間PA的上部產生之正離子（＋），被導入DC護層SHDC 的電場而與上部電極46（電極板48）之表面碰撞濺鍍，仍不引起上部電極46內部的異常放電。
圖1之電漿蝕刻裝置中，如上述之上部電極46內部的異常放電，可藉由將對於電漿產生用之射頻HF的脈波調變自開／關的脈波調變轉變為高／低的脈波調變，而有效地避免。
此一情況，如圖14所示，脈波關閉期間Toff 中，射頻電源36保持開啟狀態，將電漿產生用之射頻HF以低位準的功率施加於基座16，故在電漿產生空間PA電漿未消失而以低密度殘留，半導體晶圓W之表面覆蓋薄層電漿護層SHRF 。此時，自上部電極46側起藉由DC護層SHDC 之大電場加速為高速的電子（e），在電漿護層SHRF 受到逆向的電場或力。然而，電漿護層SHRF 薄而該逆向的電場弱，故電子（e）穿通電漿護層SHRF 而入射至半導體晶圓W。此一狀態，通過脈波關閉期間Toff 而持續。
此外，若自脈波關閉期間Toff 轉變為脈波開啟期間Ton ，則使射頻電源38開啟而將離子導入用之射頻LF施加於基座16，且射頻電源36將射頻HF的功率從在此之前的低位準轉變為高位準。藉此，在電漿產生空間PA產生之電漿的密度急遽地變高，且覆蓋半導體晶圓W表面之電漿護層SHRF 的厚度更為增大。然而，此一情況，電漿護層SHRF 並非自無的狀態突然顯現而急速成長，而僅係從已存在的狀態增大厚度，故其成長速度相當穩定，將自上部電極46側起加速為高速之電子（e）回彈的力未如此大。因此，被電漿護層SHRF 回彈的電子（e），其飛濺之初速度低，故無法穿通DC護層SHDC ，進入至上部電極46之電極板48的氣體噴出孔48a中。因此，在上部電極46之內部不發生異常放電。
此外，確認在脈波開啟期間Ton 內於上部電極46之內部發生異常放電時，與電漿護層SHRF 之成長速度及厚度有關的離子導入用射頻LF之峰對峰值Vpp 在射頻供電線45上大幅變動。此實施形態的電漿蝕刻裝置中，於匹配器40、42中分別設置Vpp 檢測器107A、107B（圖3）。通過匹配器42內之Vpp 檢測器107B，測定射頻供電線45上之離子導入用射頻LF的峰對峰值Vpp ，藉由主控制部72或匹配控制器104B內之CPU處理，解析Vpp 的測定値，而可取得表示在上部電極46之內部是否發生異常放電的監測資訊（圖15、圖16）。
此處，圖15之監測資訊，係在上部電極46之內部發生異常放電的情況所獲得之資訊（一例）。如圖所示，得知在設定於監測期間之判定區間中Vpp 變動率頻繁且大幅（數%以上）往上跳躍。一般而言，異常放電的發生頻度越多，Vpp 變動率有變大的傾向。圖示的圖表之縱軸的Vpp 變動率，例如以下式（2）給予。 Vpp 變動率＝100×(Vpp-max －Vpp-ave )／Vpp-ave …（2） Vpp-max 為設定在判定區間中之一定的取樣期間TS 之Vpp 的最大値，Vpp-ave 為該取樣期間TS 中之Vpp 的平均値。
圖16之監測資訊，係在上部電極46之內部未發生異常放電的情況所獲得之資訊（一例）。通過判定區間Vpp 而變動率在數%以下（圖示的例子為1%以下）穩定。另，緊接著監測期間開始後與緊接著結束前，為電漿點火與消失之時間點，與異常放電之發生的有無無關而Vpp 變動率上升，故自判定區間除外。
本案發明人等，在如上述之HARC製程中，施行將氣體壓力、脈波調變之頻率fS 及工作比DS 選擇為參數而使其改變的實驗，調查各脈波調變中之上部電極內部的異常放電之發生的有無。此一實驗，與上述實施例同樣地在蝕刻氣體使用氟碳系之氣體，使脈波開啟期間Ton 中之電漿產生用射頻HF的功率為2000kW，使離子導入用射頻LF的功率為14000kW，使脈波關閉期間Toff 中之射頻HF的功率為100W。此外，作為參數，氣體壓力選擇為10mTorr、15mTorr、20mTorr、25mTorr、30mTorr之5種，脈波調變之頻率fS 選擇為4kHz、5kHz、10kHz之3種，工作比DS 選擇為20%、30%、40%、50%、60%之5種。
於圖17A及圖17B，將此一實驗結果以表形式顯示。表中，○為，上述監測資訊中Vpp 變動率收束為2%（容許値）以下之情況，表示「無異常放電」的判定結果。╳為，上述監測資訊中Vpp 變動率超過2%（容許値）之情況，表示「有異常放電」的判定結果。
圖17A為，對電漿產生用之射頻HF及雙方施加開／關的脈波調變之情況。此一情況，涵蓋全部參數（氣體壓力、脈波調變頻率fS 、工作比DS ）之全可變區域而「有異常放電」（╳）的結果廣泛分布。
圖17B為，對電漿產生用之射頻HF施加高／低的脈波調變，並對離子導入用之射頻LF施加開／關的脈波調變的情況。此一情況，涵蓋（氣體壓力、脈波調變頻率fS 、工作比DS ）之全可變區域恆常為「無異常放電」（○）。
如此地，藉由選擇對電漿產生用之射頻HF施加高／低的脈波調變，並對離子導入用之射頻LF施加開／關的脈波調變之調變模式，而可有效地避免上部電極46之內部的異常放電。然而，此一手法，較佳態樣必須有在脈波關閉期間Toff 內可將電漿產生用射頻HF的功率（負載功率）正確且穩定地保持為低功率之最佳設定値的技術。關於此點，如上述，藉由調整匹配器40的阻抗感測器106A中權重係數K的值，而較佳地可使用任意控制脈波開啟期間Ton 中之反射波功率PRH 與脈波關閉期間Toff 中之反射波功率PRL 的平衡之技術、及於射頻電源36中對脈波關閉期間Toff 中之負載功率PLL 施加獨立的回授控制之技術。 [其他實施形態或變形例]
以上雖對本發明之適宜實施形態進行說明，但本發明並未限定於上述實施形態，可在其技術思想之範圍內進行各種變形。
本發明中，在組合第一（電漿產生系統）功率調變方式、第二（離子導入系統）功率調變方式及上部DC施加方式時可任意選擇各自的模式。此外，亦可為對離子導入用之射頻LF的功率完全不施加脈波調變而對電漿產生用之射頻HF施加高／低的脈波調變之形態，或相反地對電漿產生用之射頻HF完全不施加脈波調變而對離子導入用之射頻LF的功率施加高／低的脈波調變之形態。進一步，亦可為僅使用第一功率調變方式或第二功率調變方式之一的形態，或不使用上部DC施加方式的形態。
上述實施形態（圖1），將電漿產生用之射頻HF施加於基座（下部電極）16。然而，亦可為將電漿產生用之射頻HF施加於上部電極46的構成。
本發明，並未限定為電容耦合型電漿蝕刻裝置，亦可適用於施行電漿CVD、電漿ALD、電漿氧化、電漿氮化、濺鍍等任意電漿處理的電容耦合型電漿處理裝置，進一步亦可適用於在腔室周圍設置射頻電極（天線）的電感耦合型電漿處理裝置。本發明之被處理體不限於半導體晶圓，亦可為平板顯示器、有機EL、太陽電池用之各種基板，或光罩、CD基板、印刷基板等。
10‧‧‧腔室
12‧‧‧絕緣板
14‧‧‧基座支持台
16‧‧‧基座（下部電極）
18‧‧‧靜電吸盤
20‧‧‧電極
22‧‧‧開關
24‧‧‧直流電源
26‧‧‧對焦環
28‧‧‧內壁構件
30‧‧‧冷媒室
32a、32b‧‧‧配管
34‧‧‧氣體供給線
36‧‧‧（電漿產生系統）射頻電源
38‧‧‧（離子導入系統）射頻電源
40、42‧‧‧匹配器
43、45‧‧‧射頻供電線
44‧‧‧供電棒
46‧‧‧上部電極（沖淋頭）
48‧‧‧電極板
48a‧‧‧氣體噴出孔
50‧‧‧電極支持體
50a‧‧‧通氣孔
52‧‧‧氣體緩衝室
54‧‧‧氣體供給管
56‧‧‧處理氣體供給源
58‧‧‧質量流量控制器（MFC）
60‧‧‧開閉閥
62‧‧‧直流電源部
64‧‧‧絕緣體
66、68‧‧‧直流電源
70‧‧‧開關
72‧‧‧主控制部
74‧‧‧直流供電線
76‧‧‧濾波電路
78‧‧‧排氣口
80‧‧‧排氣管
82‧‧‧排氣裝置
84‧‧‧搬出入口
86‧‧‧閘閥
90A、90B‧‧‧RF振盪器
92、92A、92B‧‧‧功率放大器
94A、94B‧‧‧電源控制部
96A、96B‧‧‧RF功率監測器
98A、98B‧‧‧匹配電路
100A、100B、102A、102B‧‧‧馬達
104A、104B‧‧‧匹配控制器
106A、106B‧‧‧阻抗感測器
107A、107B‧‧‧Vpp檢測器
110A、110B‧‧‧RF電壓檢測器
112A、112B‧‧‧RF電流檢測器
114A、114B‧‧‧負載阻抗瞬間值運算電路
116A、116B‧‧‧算術平均值運算電路
118A、118B‧‧‧加權平均值運算電路
120A、120B‧‧‧移動平均值運算電路
122、122A、122B‧‧‧負載功率測定部
124A、124B‧‧‧射頻輸出控制部
126A、126B‧‧‧（脈波開啟期間用）控制指令值產生部
128A、128B‧‧‧（脈波關閉期間用）控制指令值產生部
130A、130B‧‧‧比較器
132A、132B‧‧‧放大器控制部
134A、134B‧‧‧控制器
136A、136B‧‧‧切換電路
140‧‧‧孔
142‧‧‧蝕刻遮罩
144‧‧‧第一SiO2層
146‧‧‧第一SiN層
148‧‧‧第二SiO2層
150‧‧‧第二SiN層
152‧‧‧第三SiO2層
154‧‧‧第三SiN層
156‧‧‧半導體基板
cw‧‧‧冷卻水
PA‧‧‧處理空間(電漿產生空間)
SHDC‧‧‧高電場區域（DC護層）
SHRF‧‧‧電漿護層（離子護層）
SW‧‧‧切換控制訊號
W‧‧‧半導體晶圓
XH1、XH2‧‧‧電抗元件
圖1係顯示本發明之一實施形態中的雙頻疊加方式之電容耦合型電漿處理裝置的構成之剖面圖。 圖2係顯示對電漿產生用之射頻施加高／低的脈波調變之情況的各部波形之典型組合的波形圖。 圖3係顯示電漿產生用之射頻電源及匹配器的構成之方塊圖。 圖4A係顯示圖3之匹配器所具備的阻抗感測器之一構成例的方塊圖。 圖4B係顯示上述阻抗感測器之其他構成例的方塊圖。 圖5A係顯示將實施形態中加權平均運算之權重變數K選擇為使K＝1時的匹配作用之史密斯圖。 圖5B係顯示將加權平均運算之權重變數K選擇為使0.5＜K＜1時的匹配作用之史密斯圖。 圖6A係顯示選擇使K＝1時之各部波形的波形圖。 圖6B係顯示選擇使0.5＜K＜1時之各部波形的波形圖。 圖7係顯示圖3之射頻輸出控制部內的構成之方塊圖。 圖8係顯示圖7之RF功率監測器及電源控制部的構成之方塊圖。 圖9係用於說明實施例中之HARC製程的剖面圖。 圖10A係顯示以實施例的第1實驗獲得之一製程特性（蝕刻量）的脈波關閉期間相依性之圖表。 圖10B係顯示以第1實驗獲得之一製程特性（縮徑(necking)CD）的脈波關閉期間相依性之圖表。 圖10C係顯示以第1實驗獲得之一製程特性（中間Ox彎曲(bowing)CD）的脈波關閉期間相依性之圖表。 圖10D係顯示以第1實驗獲得之一製程特性（選擇比）的脈波關閉期間相依性之圖表。 圖10E係顯示以第1實驗獲得之一製程特性（深寬比變化率）的脈波關閉期間相依性之圖表。 圖11A係顯示以實施例2的第2實驗獲得之一製程特性（蝕刻量）的上部DC電壓相依性之圖表。 圖11B係顯示以第2實驗獲得之一製程特性（縮徑CD）的上部DC電壓相依性之圖表。 圖11C係顯示以第2實驗獲得之一製程特性（中間Ox彎曲CD）的上部DC電壓相依性之圖表。 圖11D係顯示以第2實驗獲得之一製程特性（選擇比）的上部DC電壓相依性之圖表。 圖11E係顯示以第2實驗獲得之一製程特性（深寬比變化率）的上部DC電壓相依性之圖表。 圖12係顯示射頻電源中可設定的負載功率與反射波功率之關係的圖表。 圖13係用於說明在對電漿產生用之射頻及離子導入用之射頻雙方施加開／關的脈波調變之情況，產生上部電極內部的異常放電之機制的圖。 圖14係用於說明在對電漿產生用之射頻施加高／低的脈波調變，對離子導入用之射頻施加開／關的脈波調變之情況，未產生上部電極內部的異常放電之機制的圖。 圖15係顯示在圖1之電漿處理裝置中，產生上部電極內部的異常放電時所獲得之監測資訊的一例之圖。 圖16係顯示在圖1之電漿處理裝置中，未產生上部電極內部的異常放電時所獲得之監測資訊的一例之圖。 圖17係顯示在圖1之電漿處理裝置中，施行關於上部電極內部的異常放電之發生的有無之一實驗結果的圖。
10‧‧‧腔室
12‧‧‧絕緣板
14‧‧‧基座支持台
16‧‧‧基座(下部電極)
18‧‧‧靜電吸盤
20‧‧‧電極
22‧‧‧開關
24‧‧‧直流電源
26‧‧‧對焦環
28‧‧‧內壁構件
30‧‧‧冷媒室
32a、32b‧‧‧配管
34‧‧‧氣體供給線
36‧‧‧(電漿產生系統)射頻電源
38‧‧‧(離子導入系統)射頻電源
40、42‧‧‧匹配器
43、45‧‧‧射頻供電線
44‧‧‧供電棒
46‧‧‧上部電極
48‧‧‧電極板
48a‧‧‧氣體噴出孔
50‧‧‧電極支持體
50a‧‧‧通氣孔
52‧‧‧氣體緩衝室
54‧‧‧氣體供給管
56‧‧‧處理氣體供給源
58‧‧‧質量流量控制器(MFC)
60‧‧‧開閉閥
62‧‧‧直流電源部
64‧‧‧絶緣體
66、68‧‧‧直流電源
70‧‧‧開關
72‧‧‧主控制部
74‧‧‧直流供電線
76‧‧‧濾波電路
78‧‧‧排氣口
80‧‧‧排氣管
82‧‧‧排氣裝置
84‧‧‧搬出入口
86‧‧‧閘閥
cw‧‧‧冷卻水
PA‧‧‧處理空間(電漿產生空間)
SW‧‧‧切換控制訊號
W‧‧‧半導體晶圓

Claims (11)

  1. 一種電漿處理裝置，在以可使被處理體進出的方式收納被處理體之可真空排氣的處理容器內，製造處理氣體之射頻放電所產生的電漿，在該電漿下方對該處理容器內之該被處理體施行希望的處理，該電漿處理裝置包含： 第一射頻電源，輸出第一射頻； 第一射頻功率調變部，在以一定的工作比交互重複之第一及第二期間內，以一定頻率的調變脈波調變該第一射頻電源之輸出，以使該第一期間中該第一射頻的功率成為高位準，該第二期間中該第二射頻的功率成為較該高位準更低之低位準； 第一射頻供電線，用於將自該第一射頻電源輸出的該第一射頻，傳送至配置於該處理容器中或周圍之第一電極；以及 第一匹配器，於該第一射頻供電線上測定自該第一射頻電源可觀察到的負載之阻抗，使藉由希望之權重將該第一期間中之負載阻抗的測定値、與該第二期間中之負載阻抗的測定値加權平均所獲得之加權平均測定値，與該第一射頻電源之輸出阻抗匹配。
  2. 如申請專利範圍第1項中任一項之電漿處理裝置，其中，包含： 第二射頻電源，輸出第二射頻； 第二射頻供電線，用於將自該第二射頻電源輸出的該第二射頻，傳送至該第一電極、或配置於該處理容器中或周圍之第二電極；以及 第二射頻功率調變部，以該調變脈波調變該第二射頻電源之輸出，以使該第一期間中該第二射頻的功率成為開啟狀態或高位準，該第二期間中該第二射頻的功率成為關閉狀態或較該高位準更低之低位準。
  3. 如申請專利範圍第2項中任一項之電漿處理裝置，其中， 該第二射頻，具有適合自該電漿將離子導入該被處理體的頻率。
  4. 如申請專利範圍第1～3項中任一項之電漿處理裝置，其中， 該第一射頻電源包含： 第一RF功率監測器，在該第一射頻供電線上，偵測自該第一射頻電源起朝向該第一電極往順方向傳播之行進波的功率、及自該第一電極起朝向該第一射頻電源往逆方向傳播之反射波的功率，分別產生表示該行進波的功率之行進波功率偵測訊號、及表示該反射波的功率之反射波功率偵測訊號； 第一負載功率測定部，自藉由該RF功率監測器獲得之該行進波功率偵測訊號與該反射波功率偵測訊號，求出對包含該電漿的負載供給之負載功率的測定値；以及 第一射頻輸出控制部，於該調變脈波的各週期中之該第二期間內，對該行進波的功率施加回授控制，以使藉由該負載功率測定部獲得之該負載功率的測定値與既定的負載功率設定値一致或近似。
  5. 如申請專利範圍第1～3項中任一項之電漿處理裝置，其中， 該第一射頻電源包含： 第一RF功率監測器，在該第一射頻供電線上，偵測自該第一射頻電源起朝向該第一電極往順方向傳播之行進波的功率、及自該第一電極起朝向該第一射頻電源往逆方向傳播之反射波的功率，分別產生表示該行進波的功率之行進波功率偵測訊號、及表示該反射波的功率之反射波功率偵測訊號； 第一負載功率測定部，自藉由該RF功率監測器獲得之該行進波功率偵測訊號與該反射波功率偵測訊號，求出對包含該電漿的負載供給之負載功率的測定値；以及 第一射頻輸出控制部，於該調變脈波的各週期中之該第一及第二期間內，對該行進波的功率在該第一期間與該第二期間個別地施加回授控制，以使將藉由該負載功率測定部獲得之該負載功率的測定値，與對該第一及第二期間個別地給予之第一及第二負載功率設定値分別一致或近似。
  6. 如申請專利範圍第1～3項中任一項之電漿處理裝置，其中， 該第一射頻，包含適合該電漿之產生的頻率。
  7. 如申請專利範圍第1～3項中任一項之電漿處理裝置，其中， 於該第一電極載置該被處理體。
  8. 如申請專利範圍第1～3項中任一項之電漿處理裝置，其中， 該第二期間中之該第二射頻的功率，較維持該電漿產生狀態所必需之最小限度的功率更高。
  9. 如申請專利範圍第1～3項中任一項之電漿處理裝置，其中， 包含直流電源部，其與該調變脈波同步，僅於該第二期間內對該第二電極施加負極性之直流電壓。
  10. 如申請專利範圍第1～3項中任一項之電漿處理裝置，其中， 包含直流供電部，對在該處理容器內隔著電漿產生空間而與該被處理體相對向的電極施加負極性之直流電壓，與該調變脈波同步，相較於該第一期間內在該第二期間內之中將該直流電壓的絕對值增大。
  11. 如申請專利範圍第1～3項中任一項之電漿處理裝置，其中， 該調變脈波之頻率為2～8kHz，工作比為20～80%。
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