TWI576915B - 電漿處理方法 - Google Patents

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Description

電漿處理方法
本發明係有關對於被處理基板施以電漿處理的技術，特別有關於：將供給至處理容器內之高頻波的功率加以調變成脈衝的功率調變方式之電容耦合型電漿處理裝置及方法。
電容耦合型電漿處理裝置係於處理容器內平行地配置上部電極與下部電極，將被處理基板(半導體晶圓、玻璃基板等)載置於下部電極上，並將適合產生電漿之頻率(一般為13.56MHz以上)的高頻波施加到上部電極或下部電極。藉由因為施加該高頻波而在彼此對向之電極間所產生的高頻電場，以使電子加速，並藉由電子與處理氣體的碰撞電離，而產生電漿。然後，藉由該電漿所含有之自由基或離子的氣相反應或者表面反應，而在基板上沉積薄膜，或者將基板表面的素材或薄膜加以刮除。
近年來，半導體元件等之製造過程中的設計規則日益細微化，尤其於電漿蝕刻中，人們要求更高的尺寸精度，也要求使得蝕刻中之相對於遮罩或基底的選擇比或面內均一性更加提高。因此，正逐漸邁向腔室內之處理區的低壓化、低離子能量化，並使用40MHz以上之較高頻率的高頻波。
然而，由於低壓化及低離子能量化如此地進展下來，因此變得無法忽視以往不成問題之充電損害的影響。亦即，於離子能量較高之從前的電漿處理裝置中，即使電漿電位在面內不平均，也不致產生大問題；但是變得更低壓而離子能量變低時，會產生如下之問題：電漿電位的面內不均一變得容易引起閘極氧化膜的充電損害。
對於此問題，有人認為下述方式(以下稱「第1功率調變方式」)有效：將使用於產生電漿之高頻波的功率加以調變成可控制占空比的開/閉(或H位準/L位準)脈衝(專利文獻1)。依該第1功率調變方式，由於在電漿蝕刻中，以既定之周期交替地重複：處理氣體的電漿產生狀態與電漿非產生狀態(未產生電漿的狀態)，因此相較於從電漿處理開始到結束持續產生電漿之例行的電漿處理，連續產生電漿的時間變短。藉此，從電漿一次流入被處理基板之電荷的量、或電荷在被處理基板之表面部漸增地累積的量會減少，因此變得不易產生充電損害，實現穩定之電漿處理，且電漿製程的可靠度提高。
又，自以往，於電容耦合型電漿處理裝置中，人們大量使用RF(radio frequency，射頻)偏壓法，該方法係對於載置基板的下部電極施加較低頻率(一般為13.56MHz以下)的高頻波，並藉由在下部電極上產生之負的偏電壓或鞘區電壓，將電漿中的離子加速，而導入於基板。藉由如此使離子加速而從電漿衝擊到基板表面，可促進表面反應、各向異性蝕刻或膜改質等。
然而，使用電容耦合型電漿蝕刻裝置來進行介層洞或接觸洞等的蝕刻時，有蝕刻速率因電洞尺寸之大小而異的問題，亦即發生所謂微負載效應的問題，難以進行蝕刻深度的控制，為其問題。尤其，若是如保護環(GR)之較大的區域，蝕刻多半較快；若是氟碳基不易進入的小通孔，則蝕刻速率多半較慢。
對於此問題，有人認為下述方式(以下稱「第2功率調變方式」)有效：將使用於導入離子之高頻波的功率加以調變成可控制占空比的第1位準／第2位準(或開／閉)脈衝。依該第2功率調變方式，對於適合進行被處理基板之既定膜蝕刻的較高之第1位準(H位準)的功率、與適合離子導入用高頻波於被處理基板上之既定膜沉積出聚合物的較低之第2位準(L位準)的功率，以一定之周期交替地重複：維持該第1位準(H位準)之功率的期間、與維持該第2位準(L位準)之功率的期間，以電洞尺寸越大(越寬)處越高的沉積速率，在既定之膜沉積出適度的聚合物層，抑制住蝕刻的進行。藉此，使得不佳的微負載效應降低，能進行高選擇比及高蝕刻速率的蝕刻。 [習知技術文獻] [專利文獻]
【專利文獻1】日本特開2009-71292號公報 【專利文獻2】日本特開2009-33080號公報 【專利文獻3】日本特開2010-238881號公報
[發明所欲解決之課題]
如上述之第1功率調變方式或第2功率調變方式中，設於高頻供電線路上之匹配器的匹配動作成為課題，該高頻供電線路用以將高頻波從高頻電源傳送到處理容器內的電漿。亦即，匹配器進行動作以使得包含匹配電路之負載側的阻抗得以匹配成高頻電源側的阻抗，俾於將從高頻電源所輸出之高頻波的功率加以最有效率地傳送到處理容器內的電漿。然而，當藉由如上述之第1或第2功率調變方式，對高頻波的功率施以脈衝狀的調變時，電漿負載的阻抗以與脈衝同步方式周期性地變動，變得難以使匹配動作追隨於該變動。
特別棘手的在於：以從電漿往高頻電源方式在高頻供電線路上逆向返回的反射波不僅有對應於該高頻波的基本反射波，還包含有對應於功率調變之頻率的調變波或諧波失真等之不同頻率反射波。如何進行高速且精確的匹配動作，俾於不受此種不同頻率反射波之影響，而僅對基本反射波進行感應，使得基本反射波之功率盡可能減小，為其課題。
關於此點，當初設計成：於功率調變的1個週期中，於使得施以功率調變的高頻波之功率OFF(或L位準)的期間內係停止進行匹配動作，並於使得該高頻波之功率ON(或H位準)的期間內進行匹配動作(專利文獻2)。但是，於功率調變的各個週期中，在ON(或H位準)期間開始時及接近結束時，電漿的狀態大大地變動。對於該電漿之過渡狀態的變動，也以追隨該變動的方式進行匹配動作時，會產生下述問題：可於匹配器內進行控制的電抗元件(例如電容器)將重複進行微動作，而阻礙電漿的穩定化，電漿製程變得不穩定，並且電抗元件的壽命縮短。因此，於功率調變的各個週期中，不僅是OFF(或L位準)期間內，ON(或H位準)期間內同樣也進行如下之控制：從開始起既定時間(過渡時間)之間停止進行匹配動作(專利文獻3)。
然而，最近的電漿處理裝置不論係採用第1及第2功率調變方式之任一方式的情形，均為使得依該方式的技術效果甚至製程效能提高或擴大，或者為使得製程範圍變廣，而針對於占空比，要求較習知(25～80%)為廣的範圍(例如10～90%)；針對於功率調變的脈波頻率，則要求較習知(0.25～100Hz)為高的領域(例如100Hz～100kHz)。因此，也會有選擇：例如占空比為10%且功率調變之脈波頻率為90kHz之條件的情形。如上述習知技術般，於功率調變之各個週期斷斷續續地停止進行匹配器之匹配動作的技術方法中，當功率調變之脈波頻率如上所述地成為kHz或10kHz級時，不僅無法追隨於負載(電漿)阻抗的變動，還有造成匹配器內的可移動型零件故障或壽命縮短之虞。因此，無法適合於脈波頻率較高的功率調變方式。
而且，針對於不施以功率調變那一側的高頻波，以往並不對該高頻供電線路上設置的匹配器施以特別的控制。因此，該匹配器不會與施加到別的高頻波之功率調變同步，而變成相同於將未在該高頻供電線路上進行功率調變的高頻波單獨施加到處理容器內之電漿的情形，對於負載(電漿)阻抗的變動進行：瞬間即時地(連續性地)應答的例行匹配動作。然而，以此種例行匹配動作，難以穩定確實地確立出完全匹配狀態乃至準匹配狀態。而且，當功率調變之頻率如上所述地成為kHz或10kHz級時，此種不施以功率調變之高頻波那一側的匹配問題也大幅度明顯化。
本發明係有鑒於上述習知技術的課題所設計，提供一種電容耦合型電漿處理裝置，其設計成：於將供給至處理容器內的高頻波之功率加以調變成脈衝的第1或第2功率調變方式中，可進行再現性高之穩定且精確的匹配動作。 [解決課題之手段]
本發明之第1觀點的電漿處理裝置係對於以可取出置入方式收納被處理基板之可進行真空排氣的處理容器，在以彼此對向方式設置於該處理容器內的第1與第2電極之間，藉由處理氣體的高頻放電而產生出電漿，並於該電漿下，對該第1電極上所固持之該基板施加須要的處理；其具備：第1高頻電源，輸出第1高頻波；第1高頻供電線路，用以將從該第1高頻電源輸出的該第1高頻波傳送到該第1電極；第1匹配部，用以於該第1高頻供電線路上，使該第1高頻電源側的阻抗與其負載側的阻抗兩者匹配；第2高頻電源，輸出第2高頻波；第2高頻供電線路，用以將從該第2高頻電源輸出的該第2高頻波傳送到該第1電極或該第2電極任一者；第2匹配部，用以於該第2高頻供電線路上，使該第2高頻電源側的阻抗與其負載側的阻抗兩者匹配；及高頻波功率調變部，將該第2高頻電源控制成以一定之脈波頻率交替地重複下述期間：第1期間，該第2高頻波之功率形成ON狀態或第1位準；第2期間，該第2高頻波之功率形成OFF狀態或較該第1位準低的第2位準。而且，該第1匹配部具有：匹配電路，設於該第1高頻供電線路上，包含有可控制的電抗元件；採樣平均值運算電路，於該脈波頻率之1個週期內，在於該第1及第2期間兩者均有設定的第1監測時間中，以既定之採樣頻率而採樣出：於該第1高頻供電線路上所得到之對應於該第1高頻波的電壓檢測信號及電流檢測信號，並運算出該等信號的平均值；移動平均值運算電路，依據從該採樣平均值運算電路所得到之各週期的平均值，求出該電壓檢測信號及該電流檢測信號的移動平均值；負載阻抗測定值運算電路，依據從該移動平均值運算電路所得到之該電壓檢測信號及該電流檢測信號的移動平均值，運算出對於該第1高頻電源之該負載側阻抗的測定值；及匹配控制器，對於該電抗元件的電抗進行控制，以使得從該負載阻抗測定值運算電路所得到之該負載側阻抗的測定值相同或近似於和該第1高頻電源側之阻抗對應的既定之匹配點。
本發明之第2觀點的電漿處理裝置係對於以可取出置入方式收納被處理基板之可進行真空排氣的處理容器，在以彼此對向方式設置於該處理容器內的第1與第2電極之間，藉由處理氣體的高頻放電而產生出電漿，並於該電漿下，對該第1電極上所固持之該基板施加須要的處理；其具備：第1高頻電源，輸出第1高頻波；第1高頻供電線路，用以將從該第1高頻電源輸出的該第1高頻波傳送到該第1電極；第1匹配部，用以於該第1高頻供電線路上，使該第1高頻電源側的阻抗與其負載側的阻抗兩者匹配；第2高頻電源，輸出第2高頻波；第2高頻供電線路，用以將從該第2高頻電源輸出的該第2高頻波傳送到該第1電極或該第2電極任一者；第2匹配部，用以於該第2高頻供電線路上，使該第2高頻電源側的阻抗與其負載側的阻抗兩者匹配；及高頻波功率調變部，將該第2高頻電源控制成以一定之脈波頻率交替地重複下述期間：第1期間，該第2高頻波之功率形成ON狀態或第1位準；第2期間，該第2高頻波之功率形成OFF狀態或較該第1位準低的第2位準。而且，該第1匹配部具有：匹配電路，設於該第1高頻供電線路上，包含有可控制的電抗元件；採樣平均值運算電路，於該脈波頻率之1個週期內，在於該第1及第2期間兩者均有設定的第1監測時間中，以既定之採樣頻率而採樣出：於該第1高頻供電線路上所得到之該負載側阻抗的測定值，並運算出該等測定值的平均值；移動平均值運算電路，依據從該採樣平均值運算電路所得到之各週期的平均值，求出該負載側阻抗測定值的移動平均值；及匹配控制器，對於該電抗元件的電抗進行控制，以使得從該移動平均值運算電路所得到之該負載側阻抗測定值的移動平均值相同或近似於和該第1高頻電源側之阻抗對應的既定之匹配點。
本發明之第3觀點的電漿處理裝置係對於以可取出置入方式收納被處理基板之可進行真空排氣的處理容器，在以彼此對向方式設置於該處理容器內的第1與第2電極之間，藉由處理氣體的高頻放電而產生出電漿，並於該電漿下，對該第1電極上所固持之該基板施加須要的處理；其具備：第1高頻電源，輸出第1高頻波；第1高頻供電線路，用以將從該第1高頻電源輸出的該第1高頻波傳送到該第1電極或該第2電極任一者；第1匹配部，用以於該第1高頻供電線路上，使該第1高頻電源側的阻抗與其負載側的阻抗兩者匹配；第2高頻電源，輸出第2高頻波；第2高頻供電線路，用以將從該第2高頻電源輸出的該第2高頻波傳送到該第1電極；第2匹配部，用以於該第2高頻供電線路上，使該第2高頻電源側的阻抗與其負載側的阻抗兩者匹配；及高頻波功率調變部，將該第2高頻電源控制成以一定之脈波頻率交替地重複下述期間：第1期間，該第2高頻波之功率形成ON狀態或第1位準；第2期間，該第2高頻波之功率形成OFF狀態或較該第1位準低的第2位準。而且，該第1匹配部具有：匹配電路，設於該第1高頻供電線路上，包含有可控制的電抗元件；採樣平均值運算電路，於該脈波頻率之1個週期內，在於該第1及第2期間兩者均有設定的第1監測時間中，以既定之採樣頻率而採樣出：於該第1高頻供電線路上所得到之對應於該第1高頻波的電壓檢測信號及電流檢測信號，並運算出該等信號的平均值；移動平均值運算電路，依據從該採樣平均值運算電路所得到之各週期的平均值，求出該電壓檢測信號及該電流檢測信號的移動平均值；負載阻抗測定值運算電路，依據從該移動平均值運算電路所得到之該電壓檢測信號及該電流檢測信號的移動平均值，運算出對於該第1高頻電源之該負載側阻抗的測定值；及匹配控制器，對於該電抗元件的電抗進行控制，以使得從該負載阻抗測定值運算電路所得到之該負載側阻抗的測定值相同或近似於和該第1高頻電源側之阻抗對應的既定之匹配點。
本發明之第4觀點的電漿處理裝置係對於以可取出置入方式收納被處理基板之可進行真空排氣的處理容器，在以彼此對向方式設置於該處理容器內的第1與第2電極之間，藉由處理氣體的高頻放電而產生出電漿，並於該電漿下，對該第1電極上所固持之該基板施加須要的處理；其具備：第1高頻電源，輸出第1高頻波；第1高頻供電線路，用以將從該第1高頻電源輸出的該第1高頻波傳送到該第1電極或該第2電極任一者；第1匹配部，用以於該第1高頻供電線路上，使該第1高頻電源側的阻抗與其負載側的阻抗兩者匹配；第2高頻電源，輸出第2高頻波；第2高頻供電線路，用以將從該第2高頻電源輸出的該第2高頻波傳送到該第1電極；第2匹配部，用以於該第2高頻供電線路上，使該第2高頻電源側的阻抗與其負載側的阻抗兩者匹配；及高頻波功率調變部，將該第2高頻電源控制成以一定之脈波頻率交替地重複下述期間：第1期間，該第2高頻波之功率形成ON狀態或第1位準；第2期間，該第2高頻波之功率形成OFF狀態或較該第1位準低的第2位準。而且，該第1匹配部具有：匹配電路，設於該第1高頻供電線路上，包含有可控制的電抗元件；採樣平均值運算電路，於該脈波頻率之1個週期內，在於該第1及第2期間兩者均有設定的第1監測時間中，以既定之採樣頻率而採樣出：於該第1高頻供電線路上所得到之該負載側阻抗的測定值，並運算出該等測定值的平均值；移動平均值運算電路，依據從該採樣平均值運算電路所得到之各週期的平均值，求出該負載側阻抗測定值的移動平均值；及匹配控制器，對於該電抗元件的電抗進行控制，以使得從該移動平均值運算電路所得到之該負載側阻抗測定值的移動平均值相同或近似於和該第1高頻電源側之阻抗對應的既定之匹配點。
本發明之第5觀點的電漿處理裝置係對於以可取出置入方式收納被處理基板之可進行真空排氣的處理容器，在以彼此對向方式設置於該處理容器內的第1與第2電極之間，藉由處理氣體的高頻放電而產生出電漿，並於該電漿下，對該第1電極上所固持之該基板施加須要的處理；其具備：高頻電源；高頻供電線路，用以將從該高頻電源輸出的高頻波傳送到該第1電極或該第2電極任一者；匹配部，用以於該高頻供電線路上，使該高頻電源側的阻抗與其負載側的阻抗兩者匹配；及高頻波功率調變部，將該高頻電源控制成以一定之脈波頻率交替地重複下述期間：第1期間，該高頻波之功率形成ON狀態；第2期間，該高頻波之功率形成OFF狀態。而且，該匹配部具有：匹配電路，設於該高頻供電線路上，包含有可控制的電抗元件；採樣平均值運算部，於該脈波頻率之1個週期內，在設定於該第1期間的監測時間中，以既定之採樣頻率而採樣出：從該高頻供電線路所得到之對應於該高頻波的電壓檢測信號及電流檢測信號，並運算出該等信號的平均值；移動平均值運算部，依據從該採樣平均值運算部所得到之各週期的平均值，求出該電壓檢測信號及該電流檢測信號的移動平均值；負載阻抗測定值運算部，依據從該移動平均值運算部所得到之該電壓檢測信號及該電流檢測信號的移動平均值，運算出對於該高頻電源之該負載側阻抗的測定值；及匹配控制器，對於該電抗元件的電抗進行控制，以使得從該負載阻抗測定值運算部所得到之該負載側阻抗的測定值相同或近似於和該高頻電源側之阻抗對應的既定之匹配點。
本發明之第6觀點的電漿處理裝置係對於以可取出置入方式收納被處理基板之可進行真空排氣的處理容器，在以彼此對向方式設置於該處理容器內的第1與第2電極之間，藉由處理氣體的高頻放電而產生出電漿，並於該電漿下，對該第1電極上所固持之該基板施加須要的處理；其具備：高頻電源；高頻供電線路，用以將從該高頻電源輸出的高頻波傳送到該第1電極或該第2電極任一者；匹配部，用以於該高頻供電線路上，使該高頻電源側的阻抗與其負載側的阻抗兩者匹配；及高頻波功率調變部，將該高頻電源控制成以一定之脈波頻率交替地重複下述期間：第1期間，該高頻波之功率形成ON狀態；第2期間，該高頻波之功率形成OFF狀態。而且，該匹配部具有：匹配電路，設於該高頻供電線路上，包含有可控制的電抗元件；採樣平均值運算部，於該脈波頻率之1個週期內，在設定於該第1期間的監測時間中，以既定之採樣頻率而採樣出：從該高頻供電線路所得到之該負載側阻抗的測定值，並運算出該等測定值的平均值；移動平均值運算部，依據從該採樣平均值運算部所得到之各週期的平均值，求出該負載側阻抗測定值的移動平均值；及匹配控制器，對於該電抗元件的電抗進行控制，以使得從該移動平均值運算部所得到之該負載側阻抗測定值的移動平均值相同或近似於和該高頻電源側之阻抗對應的既定之匹配點。 [發明之效果]
依本發明之電漿處理裝置，藉由如上述的構成及作用，可於將供給至處理容器內的高頻波之功率加以調變成脈衝的第1或第2功率調變方式中，進行再現性高之穩定且精確的匹配動作。
[實施發明之最佳形態]
以下，參照附加圖式，針對本發明之最佳實施形態進行說明。 [電漿處理裝置之構成]
圖1係顯示本發明的一實施形態中之電漿處理裝置的構成。該電漿處理裝置係構成為下部2高頻波重疊施加式的電容耦合型(平行板型)電漿蝕刻裝置，具有由例如表面經過表面滲鋁處理(陽極氧化處理)之鋁所構成的圓筒形真空腔室(處理容器)10。又，腔室10係進行接地。
於腔室10之底部，隔著陶瓷等之絕緣板12而配置有圓柱狀的基座支撐台14，在該基座支撐台14上設有由例如鋁所構成的基座16。基座16構成下部電極，於其上載置例如半導體晶圓W作為被處理基板。
於基座16之頂面，設有用以固持半導體晶圓W的靜電吸盤18。該靜電吸盤18係將由導電膜所構成的電極20夾入一對絕緣層或絕緣片之間而成者，且電極20經由開關22而電性連接有直流電源24。藉由來自直流電源24的直流電壓，可將半導體晶圓W以靜電吸附力固持於靜電吸盤18。於靜電吸盤18之周圍且基座16之頂面，設置有由例如矽所構成的對焦環26，用以使得蝕刻的均一性提高。又，在基座16及基座支撐台14之側面，貼附有由例如石英所構成之圓筒狀的內壁構件28。
於基座支撐台14之內部，設有在例如圓周方向上延伸的冷煤室30。對於該冷煤室30，從外接的急冷器單元(未圖示)經由配管32a、32b而循環供給既定溫度的冷煤，例如冷卻水。藉由冷煤的溫度，可將基座16上之半導體晶圓W的處理溫度進行控制。進而，將來自於傳熱氣體供給機構(未圖示)的傳熱氣體例如氦(He)氣，經由氣體供給管線34供給到靜電吸盤18的頂面與半導體晶圓W的背面之間。
於基座16，分別經由匹配器40、42及共通的供電導體(例如供電棒)44而電性連接有高頻電源36、38。一邊之高頻電源36輸出一定頻率fRF1 (例如100MHz)的高頻波RF1，該頻率fRF1 適合產生電漿。另一邊之高頻電源38輸出一定頻率fRF2 (例如13.56MHz)的高頻波RF2，該頻率fRF2 適合於將離子從電漿往基座16上之半導體晶圓W導入。
如上述，匹配器40及供電棒44構成高頻供電線路(高頻波傳送路線)43的一部分，該高頻供電線路43將電漿產生用的高頻波RF1從高頻電源36傳送到基座16。另一方面，匹配器42及供電棒44構成高頻供電線路(高頻波傳送路線)45的一部分，該高頻供電線路45將離子導入用的高頻波RF2從高頻電源38傳送到基座16。
於腔室10之頂棚，以與基座16平行相向之方式設有接地電位的上部電極46。該上部電極46由下述兩者所構成：電極板48，由例如矽(Si)、碳化矽(SiC)等之含矽材質構成，具有很多氣體噴出孔48a；及電極支撐體50，由導電材料例如表面經過表面滲鋁處理之鋁構成，將該電極板48以可裝卸方式進行支撐。又，在該上部電極46與基座16之間形成有電漿產生空間或處理空間PA。
電極支撐體50中，其內部有氣體緩衝室52，並且其底面有很多氣體流通孔50a，該氣體流通孔50a從氣體緩衝室52連通到電極板48的氣體噴出孔48a。於氣體緩衝室52，經由氣體供給管54而連接有處理氣體供給源56。於氣體供給源56，設有質量流量控制器(MFC)58及開閉閥60。當既定之處理氣體(蝕刻氣體)從處理氣體供給源56被導入氣體緩衝室52時，處理氣體以從電極板48之氣體噴出孔48a邁向基座16上之半導體晶圓W的方式，呈噴淋狀地噴出到處理空間PA。如上述，上部電極46兼作為用以將處理氣體供給到處理空間PA的噴淋頭。
又，於電極支撐體50之內部，也設有使冷煤例如冷卻水流出的通道(未圖示)，且採用外部的急冷器單元，藉由冷煤將上部電極46整體，尤其是電極板48加以調溫到既定溫度。進而，為使得對於上部電極46的溫度控制更穩定化，也可採用如下之構成：在電極支撐體50之內部或頂面，安裝由例如電阻發熱元件所構成的加熱器(未圖示)。
形成於基座16及基座支撐台14與腔室10的側壁之間的環狀空間成為排氣空間，該排氣空間之底部設有腔室10的排氣口62。於該排氣口62，經由排氣管64而連接有排氣裝置66。排氣裝置66具有渦輪分子泵等之真空泵，可將腔室10的室內，尤其是處理空間PA加以減壓到所希望之真空度。又，於腔室10之側壁安裝有閘閥70，用以將半導體晶圓W的搬入搬出口68加以ON或OFF。
主控制部72包含有1台或複數之微電腦，依據外部記憶體或內部記憶體所存放的軟體(程式)及配方資訊，對於裝置內的各部，尤其是高頻電源36、38、匹配器40、42、MFC58、開閉閥60、排氣裝置66等之個別的動作及裝置整體的動作(程序)進行控制。
又，主控制部72也與下述兩者等連接：人機界面用的操作面板(未圖示)，包含鍵盤等之輸入裝置、及液晶顯示器等之顯示裝置；及外部記憶裝置(未圖示)，存放或積聚各種程式或配方、設定值等之各種資料。本實施形態中，將主控制部72顯示為1個控制單元，但亦可採用：複數之控制單元並列或階層性地分擔主控制部72之功能的形態。
該電容耦合型電漿處理裝置中之單片乾式蝕刻的基本動作係以下述方式進行。首先，使閘閥70形成打開狀態，將加工對象之半導體晶圓W搬入腔室10內，載置於靜電吸盤18上。然後，從處理氣體供給源56，將處理氣體亦即蝕刻氣體(一般為混合氣體)以既定之流量及流量比導入腔室10內，藉由排氣裝置66所進行的真空排氣，而使腔室10內的壓力成為設定值。進而，從高頻電源36、38，分別以既定之功率，將電漿產生用的高頻波RF1(100MHz)與離子導入用的高頻波RF2(13.56MHz)進行疊加，再施加到基座16。又，從直流電源24，將直流電壓施加到靜電吸盤18的電極20，而將半導體晶圓W固定於靜電吸盤18上。從上部電極46之噴淋頭所噴吐出的蝕刻氣體在兩電極46、16之間的高頻電場下進行放電，於處理空間PA內產生電漿。藉由該電漿所含有的自由基或離子，將半導體晶圓W之主面的被加工膜進行蝕刻。
於該電容耦合型電漿處理裝置中，作為例如上述充電損害的對策，可將第1功率調變方式使用於指定的蝕刻製程。該第1功率調變方式對於從高頻電源36輸出之電漿產生用高頻波RF1的功率，可將占空比控制於例如10～90%之範圍，而以例如1kHz～100kHz之脈波頻率加以調變成開／閉(或H位準／L位準)脈衝。又，作為例如上述微負載效應的對策，也可將第2功率調變方式使用於指定的蝕刻製程。該第2功率調變方式對於從高頻電源38輸出之離子導入用高頻波RF2的功率，可將占空比控制於例如10～90%之範圍，而以例如100Hz～50kHz之脈波頻率加以調變成開／閉(或H位準／L位準)脈衝。
例如，於藉由第1功率調變方式進行如上述之乾式蝕刻的情形，從主控制部72將調變控制脈衝信號PS供應予高頻電源36，該調變控制脈衝信號PS決定：設定成為功率調變用的脈波頻率fS 及占空比DS 。高頻電源36以與調變控制脈衝信號PS同步之方式，將電漿產生用高頻波RF1的輸出加以ON或OFF。在此，將調變控制脈衝信號PS之周期、ON期間(第1期間)、OFF期間(第2期間)分別設定為TC 、Ton 、Toff 時，TC = 1／fS 、 TC = Ton + Toff 、 DS = Ton ／(Ton + Toff )的關係式成立。
另一方面，於第1功率調變方式中，高頻電源38將離子導入用的高頻波RF2連續地輸出，而不進行ON或OFF。但是，因為高頻波RF1的開閉，於腔室10內，電漿的阻抗在兩個數值之間來回，於是高頻供電線路45上的匹配動作乃至匹配度以與高頻波RF1之開閉同步的方式，在兩個狀態之間來回。更詳言之，如後所述，在構成脈波頻率fS 之1個週期的ON期間Ton 與OFF期間Toff 之間，匹配的程度依其等之持續期間的長短而異，且相較於相對較短期間之時，相對較長期間之時接近於完全匹配狀態，因此高頻供電線路45上之高頻波RF2的功率也產生差異。
亦即，如圖2A所示，ON期間Ton 充分地較OFF期間Toff 為長的情形(占空比DS 充分大的情形)，相較於OFF期間Toff 之時，ON期間Ton 之時接近於完全匹配狀態，因此，就高頻波RF2的功率而言，ON期間Ton 之時比起OFF期間Toff 之時變高。
反之，如圖2B所示，OFF期間Toff 充分地較ON期間Ton 為長的情形(占空比DS 充分小的情形)，相較於ON期間Ton 之時，OFF期間Toff 之時接近於完全匹配狀態，因此，就高頻波RF2的功率而言，OFF期間Toff 之時比起ON期間Ton 之時變高。
如上述，藉由第1功率調變方式對於電漿產生用的高頻波RF1施以功率調變時，於高頻供電線路43上從高頻電源36前往腔室10內之基座16的行進波中，不僅有本來的高頻波RF1，還如圖3A所示，於頻率軸上，在該高頻波RF1之周圍(兩側)，產生出對應於脈波頻率fS 之旁波帶的頻率成分(脈波頻率之調變部分)。於此情形，匹配器40的匹配動作起作用，而取得良好的匹配時，高頻波RF1的功率會最有效率地被電漿吸收。因此，於高頻供電線路43上在反方向上從腔室10內之電漿傳播過來的反射波中，如圖3B所示，具有與高頻波RF1相同之頻率fRF1 的基本反射波之功率顯著變低。
另一方面，於不施以功率調變之高頻波RF2側的供電系統，也如上述般，高頻波RF2的功率以與高頻波RF1之開閉同步的方式，在兩個數值之間來回(變動)，因此如圖4A所示，於行進波及反射波中，不僅有本來的高頻波RF2及基本反射波，還產生出對應於調變頻率fS 之旁波帶的頻率成分(脈波頻率之調變部分)。因此，匹配器42的匹配動作起作用，而取得良好的匹配時，高頻波RF2的功率會最有效率地被電漿吸收。於此情形，於高頻供電線路45上在反方向上從腔室10內之電漿傳播過來的反射波中，如圖4B所示，具有與高頻波RF2相同之頻率fRF2 的基本反射波之功率顯著變低。
又，藉由第2功率調變方式對於離子導入用高頻波RF2之功率施以功率調變的情形，也僅止於高頻波RF1與高頻波RF2的角色反轉，同樣分別產生出與上述同樣之附隨於功率調變的旁波帶，匹配器40、42的匹配動作須要具有與上述同樣的要求性能。 [高頻電源及匹配器之構成]
圖5係顯示本實施形態中之電漿產生系統之高頻電源36及匹配器40的構成。
高頻電源36包含有：振盪器80A，產生出電漿產生用之一定頻率(例如100MHz)的正弦波；功率放大器82A，可對於從該振盪器80A所輸出之正弦波的功率進行控制，而以增益或放大率進行放大；及電源控制部84A，依據來自主控制部72的控制信號，將振盪器80A及功率放大器82A直接進行控制。從主控制部72到電源控制部84A，不僅上述調變控制脈衝信號PS，也供應：一般之電源開閉或電源連鎖關係等的控制信號、及功率設定值等的資料。又，主控制部72與電源控制部84A構成高頻波RF1系統的功率調變部。
於高頻電源36的單元內，還具備有RF功率監測器86A。該RF功率監測器86A中，雖省略圖示，具有方向性耦合器、行進波功率監測部及反射波功率監測部。在此，方向性耦合器取出與下列各者對應的信號：於高頻供電線路43上順向傳播的RF功率(行進波)與逆向傳播的RF功率(反射波)。行進波功率監測部根據方向性耦合器所取出之行進波功率檢測信號，而產生：顯示出高頻供電線路43上之行進波所包含基本行進波(100MHz)之功率的信號。該信號亦即基本行進波功率測定值信號係供應到高頻電源36內的電源控制部84A，作為功率反饋控制用，並且也供應到主控制部72，作為監測顯示用。反射波功率監測部對於從腔室10內之電漿回到高頻電源36的反射波所包含基本反射波(100MHz)之功率進行測定，並且對於從腔室10內之電漿回到高頻電源36的反射波所包含之全部反射波頻譜的總功率進行測定。反射波功率監測部所得到的基本反射波功率測定值係供應到主控制部72，作為監測顯示用；總反射波功率測定值則供應到高頻電源36內的電源控制部84A，作為功率放大器保護用的監測值。
匹配器40具有：匹配電路88A，包含複數例如兩個可控制的電抗元件(例如電容器或電感器)XH1 、XH2 ；匹配控制器94A，藉由致動器例如馬達(M)90A、92A，對於電抗元件XH1 、XH2 的電抗進行控制；及阻抗感測器96A，於高頻供電線路43上，對於包含匹配電路88A之阻抗的負載側阻抗進行測定。
匹配控制器94A係於主控制部72的控制下進行動作，以從阻抗感測器96A所供應的負載側阻抗測定值為反饋信號，藉由馬達90A、92A的驅動控制，對於電抗元件XH1 、XH2 的電抗進行控制，以使得負載側阻抗測定值相同或近似於和高頻電源36側之阻抗對應的匹配點(一般為50Ω)。
圖6係顯示阻抗感測器96A內的構成。該阻抗感測器96A具有：電壓感測系統的RF電壓檢測器100A、電壓檢測信號產生電路102A、採樣平均值運算電路104A及移動平均值運算電路106A，且具有：電流感測系統的RF電流檢測器108A、電流檢測信號產生電路110A、採樣平均值運算電路112A及移動平均值運算電路114A，還具有負載阻抗運算電路116A。
於電壓感測系統中，RF電壓檢測器100A檢測出高頻供電線路43上之高頻電壓。電壓檢測信號產生電路102A具有例如超外差式的濾波電路，對於來自RF電壓檢測器100A的高頻電壓檢測信號施以類比的濾波處理，而產生出對應於高頻波RF1的電壓檢測信號。
採樣平均值運算電路104A以與功率調變同步方式進行動作，於脈波頻率fS 之1個週期內的既定之監測時間TH 中，以既定之頻率而採樣出來自電壓檢測信號產生電路102A的電壓檢測信號，並運算出其平均值。本構成例中，於採樣平均值運算電路104A，把來自電壓檢測信號產生電路102A之類比的電壓檢測信號加以轉換成數位信號。主控制部72將採樣用的時脈ACK1 、與指示出高頻波RF1系統之監測時間TH 的RF1監測信號AS加以供應予採樣平均值運算電路104A。又，採樣平均值運算電路104A須要以與數10MHz以上之採樣時脈ACK1 同步方式進行高速且大量的信號處理，因此可適當地使用FPGA(Field Programmable Gate Array，現場可程式化邏輯閘陣列)。
移動平均值運算電路106A依據從採樣平均值運算電路104A所得到之各週期的平均值，求出電壓檢測信號的移動平均值。亦即，以一定之周期而採樣出：從採樣平均值運算電路104A所得到的連續之N個電壓檢測信號的平均值，針對該等N個平均值求出移動平均值，並以使得採樣範圍以所希望之移動間距在時間軸上移動的方式，重複進行上述移動平均值運算。又，移動間距值可任意設定。主控制部72將採樣用的時脈ACK2 加以供應予移動平均值運算電路106A。又，移動平均值運算電路106A不須要特別進行高速的信號處理，因此可適當地使用一般的CPU(Central Processing Unit，中央處理器)。
於電流感測系統中，RF電流檢測器108A檢測出高頻供電線路43上之高頻波。電流檢測信號產生電路110A具有與上述電壓檢測信號產生電路102A同樣的構成及功能，產生出對應於高頻波RF1的電流檢測信號。採樣平均值運算電路112A具有與上述採樣平均值運算電路104A同樣的構成及功能，於脈波頻率fS 之1個週期內的既定之監測時間TH 中，以既定之頻率而採樣出來自電流檢測信號產生電路110A的電流檢測信號，並運算出其平均值。移動平均值運算電路114A具有與上述移動平均值運算電路106A同樣的構成及功能，依據從採樣平均值運算電路112A所得到之各週期的平均值，求出電流檢測信號的移動平均值。
負載阻抗運算電路116A依據來自移動平均值運算電路106A之電壓檢測信號的移動平均值、與來自移動平均值運算電路114A之電流檢測信號的移動平均值，運算出對於高頻電源36之負載側阻抗的測定值。從負載阻抗運算電路116A所輸出之負載側阻抗的測定值係以與採樣時脈ACK2 同步方式進行更新。主控制部72將所需要的時脈ACK3 加以供應予負載阻抗運算電路116A。一般而言，從負載阻抗運算電路116A所輸出之負載側阻抗的測定值包含有負載側阻抗的絕對值及相位的測定值。
匹配器40內之匹配控制器94A對於從阻抗感測器96A所供應之負載側阻抗測定值進行應答，將馬達90A、92A加以驅動控制，而對於匹配電路88A內之電抗元件XH1 、XH2 的電抗進行控制，以使得負載側阻抗測定值的相位成為零(0)，絕對值成為50Ω。
從阻抗感測器96A供應到匹配控制器94A的負載側阻抗測定值係以與功率調變同步方式(正確係以移動平均值運算的周期)進行更新。匹配控制器94A在該更新的間隙也不停止進行匹配動作，亦即不停止進行電抗元件XH1 、XH2 的電抗控制，而將馬達90A、92A加以連續地驅動控制，以使得緊接於更新之前的負載側阻抗測定值相同或近似於匹配點。
如上述，本實施形態中，可藉由採樣平均值運算電路104A、112A、及移動平均值運算電路106A、114A，對於RF電壓及電流的測定值施以雙重的採樣平均化處理，而使下述兩者充分地調和：從阻抗感測器96A輸出之負載側阻抗測定值的更新速度、與匹配控制器94A中之馬達90A、92A的驅動控制(亦即電抗元件XH1 、XH2 的電抗控制)速度。藉此，即使將功率調變之脈波頻率設定在數10kHz以上的等級，也能夠於匹配器40的匹配動作中，不造成可移動零件(尤其是電抗元件XH1 、XH2 )的故障或壽命縮短化，而準確地追隨於負載(電漿)阻抗的變動。
又，如上述，本實施形態中，進行自動匹配以使得負載側阻抗的測定值相同或近似於匹配點，該負載側阻抗的測定值係依據在高頻供電線路43上所得到之對應於高頻波RF1的電壓檢測信號及電流檢測信號而求出。於是，即使於頻率軸上，在高頻波RF1之周圍(兩側)，存在有對應於調變頻率之旁波帶的頻率成分(脈波頻率fS 的調變部分)，匹配器40的匹配動作也會選擇性地對於高頻波RF1起作用。因此，於RF功率監測器86A內的反射波功率監測部中，可如圖3B所示，得到如基本反射波(fRF1 )之功率顯著變低的監測結果。
圖7係顯示本實施形態中之離子導入用的高頻電源38及匹配器42的構成。
高頻電源38包含有：振盪器80B，產生出離子導入用之一定頻率(例如13.56MHz)的正弦波；功率放大器82B，對於從該振盪器80B所輸出之正弦波的功率進行控制，而以其增益或放大率進行放大；電源控制部84B，依據來自主控制部72的控制信號，將振盪器80B及功率放大器82B直接進行控制；及RF功率監測器86B。除了振盪器80B的頻率(13.56MHz)與振盪器80A的頻率(100MHz)不同以外，高頻電源38內之各部80B～86B具有分別與電漿產生用高頻電源36內之各部80A～86A同樣的構成及功能。又，主控制部72與電源控制部84B構成高頻波RF2系統的功率調變部。
匹配器42具有：匹配電路88B，包含複數例如兩個可控制的電抗元件(例如電容器或電感器)XL1 、XL2 ；匹配控制器94B，藉由致動器例如馬達(M)90B、92B，對於該等電抗元件XL1 、XL2 的電抗進行控制；及阻抗感測器96B，於高頻供電線路45上，對於包含匹配電路88B之阻抗的負載側阻抗進行測定。
匹配控制器94B係於主控制部72的控制下進行動作，以從阻抗感測器96B所供應的負載側阻抗測定值為反饋信號，藉由馬達90B、92B的驅動控制，對於電抗元件XL1 、XL2 的電抗進行控制，以使得負載側阻抗測定值相同或近似於和高頻電源38側之阻抗對應的匹配點(一般為50Ω)。
圖8係顯示阻抗感測器96B內的構成。該阻抗感測器96B具有：電壓感測系統的RF電壓檢測器100B、電壓檢測信號產生電路102B、採樣平均值運算電路104B及移動平均值運算電路106B，且具有：電流感測系統的RF電流檢測器108B、電流檢測信號產生電路110B、採樣平均值運算電路112B及移動平均值運算電路114B，還具有負載阻抗運算電路116B。
於電壓感測系統中，RF電壓檢測器100B檢測出高頻供電線路45上之高頻電壓。電壓檢測信號產生電路102B具有例如超外差式的濾波電路，對於來自RF電壓檢測器100B的高頻電壓檢測信號施以類比的濾波處理，而產生出對應於高頻波 RF2的電壓檢測信號。
採樣平均值運算電路104B以與功率調變同步方式進行動作，於脈波頻率fS 之1個週期內的既定之監測時間TL 中，以既定之頻率而採樣出來自電壓檢測信號產生電路102B的電壓檢測信號，並運算出其平均值。本構成例中，於採樣平均值運算電路104B，把來自電壓檢測信號產生電路102B之類比的電壓檢測信號加以轉換成數位信號。主控制部72將採樣用的時脈BCK1 、與決定出高頻波RF2系統之監測時間TL 的RF2監測信號BS加以供應予採樣平均值運算電路104B。
移動平均值運算電路106B依據從採樣平均值運算電路104B所得到之各週期的平均值，求出電壓檢測信號的移動平均值。亦即，以一定之周期而採樣出：從採樣平均值運算電路104B所得到的連續之N個電壓檢測信號的平均值，針對該等N個平均值求出移動平均值，並以使得採樣範圍以所希望之移動間距在時間軸上移動的方式，重複進行上述移動平均值運算。又，移動間距值可任意設定。
於電流感測系統中，RF電流檢測器108B檢測出高頻供電線路45上之高頻波。電流檢測信號產生電路110B具有與上述電壓檢測信號產生電路102B同樣的構成及功能，產生出對應於高頻波RF2的電流檢測信號。採樣平均值運算電路112B具有與上述採樣平均值運算電路104B同樣的構成及功能，於脈波頻率fS 之1個週期內的既定之監測時間TL 中，以既定之頻率而採樣出來自電流檢測信號產生電路110B的電流檢測信號，並運算出其平均值。移動平均值運算電路114B具有與上述移動平均值運算電路106B同樣的構成及功能，依據從採樣平均值運算電路112B所得到之各週期的平均值，求出電流檢測信號的移動平均值。
負載阻抗運算電路116B依據來自移動平均值運算電路106B之電壓檢測信號的移動平均值、與來自移動平均值運算電路114B之電流檢測信號的移動平均值，運算出對於高頻電源38之負載側阻抗的測定值。從負載阻抗運算電路116B所輸出之負載側阻抗的測定值係以與移動平均值運算用之採樣時脈BCK2 同步的方式進行更新。主控制部72將所需要的時脈BCK3 加以供應予負載阻抗運算電路116B。一般而言，從負載阻抗運算電路116B所輸出之負載側阻抗的測定值包含有負載側阻抗的絕對值及相位的測定值。
匹配器42內之匹配控制器94B對於從阻抗感測器96B所供應之負載側阻抗測定值進行應答，將馬達90B、92B加以驅動控制，而對於匹配電路88B內之電抗元件XL1 、XL2 的電抗進行控制，以使得負載側阻抗測定值的相位成為零(0)，絕對值成為50Ω。
從阻抗感測器96B供應到匹配控制器94B的負載側阻抗測定值係以與功率調變同步方式(正確係以移動平均值運算的周期)進行更新。匹配控制器94B在該更新的間隙也不停止進行匹配動作，亦即不停止進行電抗元件XL1 、XL2 的電抗控制，而將馬達90B、92B加以驅動控制，以使得緊接於更新之前的負載側阻抗測定值相同或近似於匹配點。
如上述，本實施形態中，可藉由採樣平均值運算電路104B、112B、及移動平均值運算電路106B、114B，對於RF電壓及電流測定值施以雙重的採樣平均化處理，而使下述兩者充分地調和：從阻抗感測器96B輸出之負載側阻抗測定值的更新速度、與匹配控制器94B中之馬達90B、92B的驅動控制(亦即電抗元件XL1 、XL2 的電抗控制)速度。藉此，即使將功率調變之頻率設定在數10kHz以上的等級，也能夠於匹配器42的匹配動作中，不造成可移動型零件(尤其是電抗元件XL1 、XL2 )的故障或壽命縮短化，而準確地追隨於負載(電漿)阻抗的變動。
又，如上述，本實施形態中，進行自動匹配以使得負載側阻抗的測定值相同或近似於匹配點，該負載側阻抗的測定值係依據在高頻供電線路45上所得到之對應於高頻波RF2的電壓檢測信號及電流檢測信號而求出。亦即，即使於頻率軸上，在高頻波RF2之周圍(兩側)，存在有對應於調變頻率fS 之旁波帶的頻率成分(脈波頻率之調變部分)，匹配器42的匹配動作也會選擇性地對於高頻波RF2起作用。因此，於RF功率監測器86B內的反射波功率監測部中，可如圖4B所示，得到如基本反射波(fRF2 )之功率顯著變低的監測結果。 [匹配器之作用]
接著，針對圖9，對於第1功率調變方式中之匹配器40、42的作用進行更詳細的說明，以作為一例。
於藉由第1功率調變方式進行指定之乾式蝕刻的情形，從主控制部72將調變控制脈衝信號PS供應予電漿產生用的高頻電源36。高頻電源36如圖9所示般，以與調變控制脈衝信號PS同步方式，將高頻波RF1的輸出或功率加以ON或OFF。
於此情形，採樣平均化處理的監測時間TH 設定於脈波頻率fS 之1個週期的ON期間Ton 內，該監測時間TH 係藉由來自主控制部72之RF1監測信號AS指示予高頻波RF1系統之匹配器40內的採樣平均值運算電路104A、112A。較佳係如圖9所示般，將監測時間TH 設定於除了過渡時間TA1 、TA2 以外的區間，該過渡時間TA1 、TA2 緊接於ON期間Ton 開始之後及結束之前，且於該過渡時間TA1 、TA2 高頻供電線路43上RF1系統的反射波功率突發性地增大。又，即使以脈波頻率fS 將高頻波RF1進行ON或OFF，也將監測時間TH 僅設定於ON期間Ton 內，而不設定於OFF期間Toff 內。因此，匹配器40僅在高頻波RF1為ON的狀態時發揮功能。
採樣平均值運算電路104A、112A在該監測時間TH 中，以與採樣時脈ACK1 同步方式採樣出電壓檢測信號及電流檢測信號，並分別運算出其等之平均值。
例如，設定成：脈波頻率fS 為10kHz，占空比DS 為80%，採樣時脈ACK1 的頻率為40MHz，且監測時間TH 之長度為ON期間Ton 的一半(50%)。於此情形，於脈波頻率fS 的每1個週期，逐一地在ON期間Ton 內的監測時間TH 中進行1600次採樣，得到表示1600個份量之平均值的1個平均值資料a。
如圖10所示，匹配器40內之電壓感測系統的移動平均值運算電路106A係於脈波頻率fS 之各週期，逐一地導入從採樣平均值運算電路104A所輸出的平均值資料a，以採樣時脈ACK2 之周期TA 而採樣出連續之N個電壓檢測信號的平均值a，針對該等N個平均值資料a求出移動平均值，並以使得採樣範圍以對應於採樣時脈ACK2 之周期TA 的移動間距在時間軸上移動的方式，重複進行上述移動平均值運算。
例如，於脈波頻率fS 為10kHz的情形，當將採樣時脈ACK2 之周期TA 設定為200μsec(頻率為5kHz)時，如圖10所示，移動間距(於1次移動平均值運算將時間軸上的前頭側之平均值資料a與最後側之平均值資料a進行替換的個數)為「2」。如上述，於將移動間距值設定為任意之「m」(m為2以上之整數)的情形，只要將採樣時脈信號ACK2 的頻率選取為脈波頻率fS 的1／m倍即可。
匹配器40內之電流感測系統的移動平均值運算電路114A亦以與電壓感測系統的移動平均值運算電路106A相同的時序進行動作，對於電流檢測信號的平均值進行同樣的信號處理。
如上述，於採用第1功率調變方式的情形，電漿產生用高頻波RF1系統的匹配器40中，在設定於脈波頻率fS 之各週期之ON期間Ton 內(較佳為除了反射波功率較多之過渡時間以外的區間)的監測時間TH 中，採樣平均值運算電路104A、112A以高速進行緻密之採樣平均的信號處理，進而移動平均值運算電路106A、114A進行遍及多數週期之移動平均的信號處理。然後，對於以與移動平均之採樣時脈同步方式進行更新的來自負載阻抗測定值運算電路116A之負載側阻抗測定值，匹配控制器94A依該負載側阻抗測定值而連續地進行電抗元件XH1 、XH2 的電抗控制。藉此，即使將功率調變之脈波頻率設定在數10kHz以上的等級，並將占空比DS 設定為任意的大小，也能夠於匹配器40的匹配動作中，不造成可移動零件(尤其是電抗元件XH1 、XH2 )的故障或壽命縮短化，而準確地追隨於負載(電漿)阻抗的變動。
另一方面，於第1功率調變方式中，對於離子導入用的高頻電源38，並不供應調變控制脈衝信號PS。因此，高頻電源38以設定值功率連續地輸出高頻波RF2。
於此情形，採樣平均化處理的監測時間TL 設定於脈波頻率fS 之1個週期的ON期間Ton 及OFF期間Toff 各者，該監測時間TL 係藉由來自主控制部72之RF2監測信號BS指示予高頻波RF2系統之匹配器42內的採樣平均值運算電路104B、112B。較佳係如圖9所示般，於ON期間Ton 內，將一個監測時間TL1 設定於除了過渡時間TB1 、TB2 以外的區間，該過渡時間TB1 、TB2 緊接於ON期間Ton 開始之後及結束之前，且係於高頻供電線路45上RF2系統的反射波功率突發性地增大者。另一方面，於OFF期間Toff 內，將另一監測時間TL2 設定成遍及於其整個區間。
採樣平均值運算電路104B、112B係於脈波頻率fS 的每1個週期，逐一地在前部的監測時間TL1 中，以與採樣時脈BCK1 同步方式採樣出電壓檢測信號及電流檢測信號，分別運算出其等之平均值b，並且在後部的監測時間TL2 中，亦以與採樣時脈BCK1 同步方式採樣出電壓檢測信號及電流檢測信號，分別運算出其等之平均值c。
例如，設定成：脈波頻率fS 為10kHz，占空比DS 為80%，採樣時脈BCK1 的頻率為40MHz，且前部的監測時間TL1 之長度為ON期間Ton 的一半(50%)，而後部的監測時間TL2 之長度為OFF期間Toff 的全部。於此情形，於脈波頻率fS 的1個週期內，在前部的監測時間TL1 中進行1600次採樣，得到表示1600個份量之平均值的1個平均值資料b，並且在後部的監測時間TL2 中進行800次採樣，得到表示800個份量之平均值的1個平均值資料c。
如圖11所示，匹配器42內之電壓感測系統的移動平均值運算電路106B係於脈波頻率fS 之各週期，逐一地一起導入從採樣平均值運算電路104B所輸出的平均值資料b、c，以採樣時脈BCK2 之周期TB 而採樣出連續之N組電壓檢測信號的平均值[b、c]，針對該等N組平均值資料[b、c]求出移動平均值，並以使得採樣範圍以對應於採樣時脈BCK2 之周期TB 的移動間距在時間軸上移動的方式，重複進行上述移動平均值運算。
例如，於脈波頻率fS 為10kHz的情形，當將採樣時脈BCK2 之周期TB 設定為200μsec(頻率為5kHz)時，如圖11所示，移動間距(於1次移動平均值運算將時間軸上的前頭側之平均值資料[b、c]與最後側之平均值資料[b、c]進行替換的組數)為「2」。如上述，於將移動間距值設定為任意之「m」(m為2以上之整數)的情形，只要將採樣時脈信號BCK2 的頻率選取為脈波頻率fS 的1／m倍即可。
匹配器42內之電流感測系統的移動平均值運算電路114B亦以與電壓感測系統的移動平均值運算電路106B相同的時序進行動作，對於電流檢測信號的平均值進行同樣的信號處理。
如上述，本實施形態中，在設定於脈波頻率fS 之各週期之ON期間Ton 內(較佳為除了反射波功率較多之過渡時間以外的區間)及OFF期間Toff 內的前部及後部之監測時間TL1 、TL2 ，採樣平均值運算電路104B、112B以高速進行緻密之採樣平均的信號處理，進而移動平均值運算電路106B、114B進行遍及多數週期之移動平均的信號處理。然後，對於以與移動平均之採樣時脈同步方式進行更新的來自負載阻抗測定值運算電路116B之負載側阻抗測定值，匹配控制器94B依該負載側阻抗測定值而連續地進行電抗元件XL1 、XL2 的電抗控制。藉此，即使將功率調變之脈波頻率設定在數10kHz以上的等級，並將占空比DS 設定為任意的大小，也能夠於匹配器42的匹配動作中，不造成可移動零件(尤其是電抗元件XL1 、XL2 )的故障或壽命縮短化，而準確地追隨於負載(電漿)阻抗的變動。
但是，高頻波RF1系統之匹配器40如上所述，只要對於ON期間Ton 中的電漿阻抗取得匹配即可，因此可如圖12的史密斯圖上所示般，使得匹配動作點A相同或盡可能接近於匹配點(50Ω)。
相對於此，高頻波RF2系統之匹配器42係對於ON期間Ton 中的電漿阻抗與OFF期間Toff 中的電漿阻抗兩邊取得匹配，因此與其說是完全匹配狀態，不如說是進行動作以確立出準匹配狀態。在此，由於在匹配器42中進行如上述之雙重的採樣平均化處理，因此在ON期間Ton 與OFF期間Toff 之間，匹配的程度以與該等監測時間(採樣期間)TL1 、TL2 之長度成比例的方式有所不同，且相對較長期間之時比起較短期間之時接近於完全匹配狀態。因此，如圖9所示般地占空比DS 充分大的情形，會如圖12的史密斯圖上所示般，ON期間Ton 之時的匹配點部B比起OFF期間Toff 之時的匹配點部C接近於匹配點。又，監測時間(採樣期間)TL1 、TL2 中之RF2反射波功率係與監測期間之長度成反比例，且如圖9所示般，OFF期間Toff 之時比起ON期間Ton 之時變大。
又，本發明中，所謂匹配狀態係如下之狀態：匹配動作點不分ON期間Ton 或OFF期間Toff 而無限地對準於匹配點(50Ω)，且進入一定(第1)接近範圍內。相對於此，所謂準匹配狀態係如下之狀態：於ON期間Ton 之時與OFF期間Toff 之時，匹配動作點依負載阻抗的差異而在匹配點(50Ω)之周圍移動，但仍然進入較第1接近範圍大的一定(第2)接近範圍內。
於藉由第2功率調變方式對於離子導入用高頻波RF2之功率施以功率調變的情形，也僅止於高頻波RF1(匹配器40)與高頻波RF2(匹配器42)的角色反轉，於兩匹配器40、42具有與上述同樣的作用，可得到與上述同樣的效果。 [其他實施形態或變形例]
以上，已針對本發明之最佳實施形態進行說明，但本發明並不限於上述實施形態，於其技術思想的範圍內可進行各種變形。
例如，如圖13所示，也可採用RF電壓檢測器100A、RF電流檢測器108A、負載阻抗運算電路120A、採樣平均值運算電路122A及移動平均值運算電路124A來構成匹配器40內的阻抗感測器96A。
在此，負載阻抗運算電路120A依據從RF電壓檢測器100A及RF電流檢測器108A所得到的RF電壓檢測信號及RF電流檢測信號，運算出高頻供電線路43上之負載側阻抗的測定值。又，負載阻抗運算電路120A也可為類比電路，但較佳係以數位電路構成。
採樣平均值運算電路122A及移動平均值運算電路124A僅止於處理對象的信號置換成負載側阻抗測定值，可進行與上述實施形態中之採樣平均值運算電路104A、112A及移動平均值運算電路106A、114A同樣的採樣平均化處理。
於此情形，匹配控制器94A(圖5)藉由馬達90A、92A對於電抗元件XH1 、XH2 的電抗進行控制，以使得從移動平均值運算電路124A所得到之負載側阻抗測定值的移動平均值相同或近似於和高頻電源36側之阻抗對應的匹配點。
同樣地，如圖14所示，也可採用RF電壓檢測器100B、RF電流檢測器108B、負載阻抗運算電路120B、採樣平均值運算電路122B及移動平均值運算電路124B來構成匹配器42內的阻抗感測器96B。
在此，負載阻抗運算電路120B依據從RF電壓檢測器100B及RF電流檢測器108B所得到的RF電壓檢測信號及RF電流檢測信號，運算出高頻供電線路45上之負載側阻抗的測定值。又，負載阻抗運算電路120B也可為類比電路，但較佳係以數位電路構成。
採樣平均值運算電路122B及移動平均值運算電路124B僅止於處理對象的信號置換成負載側阻抗測定值，可進行與上述實施形態中之採樣平均值運算電路104B、112B及移動平均值運算電路106B、114B同樣的採樣平均化處理。
於此情形，匹配控制器94B(圖7)藉由馬達90B、92B對於電抗元件XL1 、XL2 的電抗進行控制，以使得從移動平均值運算電路124B所得到之負載側阻抗測定值的移動平均值相同或近似於和高頻電源38側之阻抗對應的匹配點。
於本發明中，作為第1功率調變方式，也可形成以一定之脈波頻率交替地重複下述期間的形態：第1期間，高頻波RF1之功率形成為第1位準；第2期間，高頻波RF1之功率形成為較第1位準低的第2位準。同樣地，作為第2功率調變方式，也可形成以一定之脈波頻率交替地重複下述期間的形態：第1期間，高頻波RF2之功率形成為第1位準；第2期間，高頻波RF2之功率形成為較第1位準低的第2位準。
上述實施形態(圖1)中，將電漿產生用之高頻波RF1施加到基座(下部電極)16。但是，也可形成將電漿產生用之高頻波RF1施加到上部電極46的構成。
本發明不限於電容耦合型電漿蝕刻裝置，可適用於進行電漿CVD(電漿化學氣相沈積)、電漿ALD(電漿原子層沈積)、電漿氧化、電漿氮化、濺鍍等任意之電漿處理的電容耦合型電漿處理裝置。又，本發明中之被處理基板不限於半導體晶圓，也可為平板顯示器、有機EL(有機電致發光元件)、太陽能電池用的各種基板、或光罩、CD基板(光碟基板)、印刷基板等。
10‧‧‧腔室
12‧‧‧絕緣板
14‧‧‧基座支撐台
16‧‧‧基座(下部電極)
18‧‧‧靜電吸盤
20‧‧‧電極
22‧‧‧開關
24‧‧‧直流電源
26‧‧‧對焦環
28‧‧‧內壁構件
30‧‧‧冷煤室
32a、32b‧‧‧配管
34‧‧‧氣體供給管線
36‧‧‧(電漿產生用)高頻電源
38‧‧‧(離子導入用)高頻電源
40、42‧‧‧匹配器
43、45‧‧‧高頻供電線路
44‧‧‧供電棒(供電導體)
46‧‧‧上部電極(噴淋頭)
48‧‧‧電極板
48a‧‧‧氣體噴出孔
50‧‧‧電極支撐體
50a‧‧‧氣體流通孔
52‧‧‧氣體緩衝室
54‧‧‧氣體供給管
56‧‧‧處理氣體供給源
58‧‧‧質量流量控制器(MFC)
60‧‧‧開閉閥
62‧‧‧排氣口
64‧‧‧排氣管
66‧‧‧排氣裝置
68‧‧‧搬入搬出口
70‧‧‧閘閥
72‧‧‧主控制部
80A、80B‧‧‧振盪器
82A、82B‧‧‧功率放大器
84A、84B‧‧‧電源控制部
86A、86B‧‧‧RF功率監測器
88A、88B‧‧‧匹配電路
90A、92A、90B、92B‧‧‧馬達
94A、94B‧‧‧匹配控制器
96A、96B‧‧‧阻抗感測器
100A、100B‧‧‧RF電壓檢測器
102A、102B‧‧‧電壓檢測信號產生電路
104A、104B‧‧‧採樣平均值運算電路
106A、106B‧‧‧移動平均值運算電路
108A、108B‧‧‧RF電流檢測器
110A、110B‧‧‧電流檢測信號產生電路
112A、112B‧‧‧採樣平均值運算電路
114A、114B‧‧‧移動平均值運算電路
116A、116B‧‧‧負載阻抗運算電路(負載阻抗測定值運算電路)
120A、120B‧‧‧負載阻抗運算電路(負載阻抗測定值運算電路)
122A、122B‧‧‧採樣平均值運算電路
124A、124B‧‧‧移動平均值運算電路
A‧‧‧匹配動作點
B‧‧‧ON期間Ton之時的匹配點部
C‧‧‧OFF期間Toff之時的匹配點部
AS‧‧‧RF1監測信號
ACK1、ACK2‧‧‧採樣時脈(採樣時脈信號)
ACK3‧‧‧時脈
BS‧‧‧RF2監測信號
BCK1、BCK2‧‧‧採樣時脈(採樣時脈信號)
BCK3‧‧‧時脈
cw‧‧‧冷卻水
DS‧‧‧占空比
fRF1‧‧‧高頻波RF1之頻率
fRF2‧‧‧高頻波RF2之頻率
fS‧‧‧脈波頻率(調變頻率)
M‧‧‧馬達
PA‧‧‧處理空間
PS‧‧‧調變控制脈衝信號
RF1‧‧‧(電漿產生用)高頻波
RF2‧‧‧(離子導入用)高頻波
TA‧‧‧採樣時脈ACK2之周期
TB‧‧‧採樣時脈BCK2之周期
TA1、TA2、TB1、TB2‧‧‧過渡時間
TC‧‧‧調變控制脈衝信號PS之周期
TH、TL、TL1、TL2‧‧‧監測時間
Ton‧‧‧調變控制脈衝信號PS之ON期間
Toff‧‧‧調變控制脈衝信號PS之OFF期間
W‧‧‧半導體晶圓
XH1、XH2、XL1、XL2‧‧‧電抗元件
圖1係顯示本發明之一實施形態中的電容耦合型電漿處理裝置之構成的剖面圖。 圖2A係顯示上述電漿處理裝置中之功率調變的一例之高頻波的波形圖。 圖2B係顯示上述電漿處理裝置中之功率調變的另一例之高頻波的波形圖。 圖3A係顯示施以功率調變之側的高頻波及其旁波帶(調變部分)的頻譜。 圖3B係顯示取得匹配時之反射波的頻譜。 圖4A係顯示不施以功率調變之側的高頻波及其旁波帶(調變部分)的頻譜。 圖4B係顯示取得匹配時之反射波的頻譜。 圖5係顯示電漿產生用之高頻電源及匹配器之構成的方塊圖。 圖6係顯示圖5之匹配器內的阻抗感測器之構成的方塊圖。 圖7係顯示離子導入用之高頻電源及匹配器之構成的方塊圖。 圖8係顯示圖7之匹配器內的阻抗感測器之構成的方塊圖。 圖9係用以說明實施形態中的匹配器之作用的各部分的波形圖。 圖10係用以說明實施形態中之移動平均值運算的作用。 圖11係用以說明實施形態中之移動平均值運算的作用。 圖12係顯示實施形態中之史密斯圖上的匹配動作點之分佈(一例)。 圖13係顯示一變形例中之阻抗感測器之構成的方塊圖。 圖14係顯示一變形例中之阻抗感測器之構成的方塊圖。
43‧‧‧高頻供電線路
96A‧‧‧阻抗感測器
100A‧‧‧RF電壓檢測器
102A‧‧‧電壓檢測信號產生電路
104A‧‧‧採樣平均值運算電路
106A‧‧‧移動平均值運算電路
108A‧‧‧RF電流檢測器
110A‧‧‧電流檢測信號產生電路
112A‧‧‧採樣平均值運算電路
114A‧‧‧移動平均值運算電路
116A‧‧‧負載阻抗運算電路
AS‧‧‧RF1監測信號
ACK1、ACK2‧‧‧採樣時脈
ACK3‧‧‧時脈

Claims (12)

  1. 一種電漿處理方法，在具備下列構件的電漿處理裝置對被處理基板施加須要的處理： 可進行真空排氣的處理容器，收納將該被處理基板載置的第1電極及與其對向的第2電極，且在兩電極間藉由處理氣體的高頻放電而產生出電漿； 第1高頻電源，輸出第1高頻波，該第1高頻波具有適合於將離子從該電漿導入至該第1電極上之該被處理基板的頻率； 第1高頻供電線路，用以將從該第1高頻電源輸出的該第1高頻波傳送到該第1電極； 第1匹配部，包含有可變電抗元件，用以使該第1高頻電源側的阻抗與其負載側的阻抗兩者匹配； 第2高頻電源，輸出第2高頻波，該第2高頻波具有適合產生該電漿的頻率； 第2高頻供電線路，用以將從該第2高頻電源輸出的該第2高頻波傳送到該第1電極或該第2電極任一者； 第2匹配部，用以於該第2高頻供電線路上，使該第2高頻電源側的阻抗與其負載側的阻抗兩者匹配；及 高頻波功率調變部，將該第2高頻電源控制成以一定之脈波頻率交替地重複下述期間：第1期間，該第2高頻波之功率形成ON狀態或第1位準；第2期間，該第2高頻波之功率形成OFF狀態或較該第1位準低的第2位準；且 具備以下步驟： 信號平均值運算步驟，於該脈波頻率之1個週期內，在於該第1及第2期間兩者均有設定的第1監測時間中，以既定之採樣頻率而採樣出：於該第1高頻供電線路上所得到之對應於該第1高頻波的電壓檢測信號及電流檢測信號，並運算出該等信號的平均值； 移動平均值求出步驟，依據從該信號平均值運算步驟所得到之各週期的平均值，以具有該脈波頻率的1/m倍（m為2以上的整數）頻率之採樣時脈的週期，求出該電壓檢測信號及該電流檢測信號的移動平均值； 負載阻抗測定值運算步驟，依據從該移動平均值求出步驟所得到之該電壓檢測信號及該電流檢測信號的移動平均值，運算出對於該第1高頻電源之該負載側阻抗的測定值；及 控制步驟，控制該可變電抗元件的電抗，以使得從該負載阻抗測定值運算步驟所得到之該負載側阻抗的測定值相同或近似於和該第1高頻電源側之阻抗對應的既定之匹配點。
  2. 一種電漿處理方法，在具備下列構件的電漿處理裝置對被處理基板施加須要的處理： 可進行真空排氣的處理容器，收納將該被處理基板載置的第1電極及與其對向的第2電極，且在兩電極間藉由處理氣體的高頻放電而產生出電漿； 第1高頻電源，輸出第1高頻波，該第1高頻波具有適合於將離子從該電漿導入至該第1電極上之該被處理基板的頻率； 第1高頻供電線路，用以將從該第1高頻電源輸出的該第1高頻波傳送到該第1電極； 第1匹配部，包含有可變電抗元件，用以於該第1高頻供電線路上，使該第1高頻電源側的阻抗與其負載側的阻抗兩者匹配； 第2高頻電源，輸出第2高頻波，該第2高頻波具有適合產生該電漿的頻率； 第2高頻供電線路，用以將從該第2高頻電源輸出的該第2高頻波傳送到該第1電極或該第2電極任一者； 第2匹配部，用以於該第2高頻供電線路上，使該第2高頻電源側的阻抗與其負載側的阻抗兩者匹配；及 高頻波功率調變部，將該第2高頻電源控制成以一定之脈波頻率交替地重複下述期間：第1期間，該第2高頻波之功率形成ON狀態或第1位準；第2期間，該第2高頻波之功率形成OFF狀態或較該第1位準低的第2位準；且 具備以下步驟： 測定值平均值運算步驟，於該脈波頻率之1個週期內，在於該第1及第2期間兩者均有設定的第1監測時間中，以既定之採樣頻率而採樣出：於該第1高頻供電線路上所得到之該負載側阻抗的測定值，並運算出該等測定值的平均值； 移動平均值求出步驟，依據從該測定值平均值運算步驟所得到之各週期的平均值，以具有該脈波頻率的1/m倍（m為2以上的整數）頻率之採樣時脈的週期，求出該負載側阻抗測定值的移動平均值； 控制步驟，控制該可變電抗元件的電抗，以使得從該移動平均值求出步驟所得到之該負載側阻抗的測定值的移動平均值相同或近似於和該第1高頻電源側之阻抗對應的既定之匹配點。
  3. 一種電漿處理方法，在具備下列構件的電漿處理裝置對被處理基板施加須要的處理： 可進行真空排氣的處理容器，收納將該被處理基板載置的第1電極及與其對向的第2電極，且在兩電極間藉由處理氣體的高頻放電而產生出電漿； 第1高頻電源，輸出第1高頻波，該第1高頻波具有適合產生該電漿的頻率；； 第1高頻供電線路，用以將從該第1高頻電源輸出的該第1高頻波傳送到該第1電極或該第2電極任一者； 第1匹配部，包含有可變電抗元件，用以於該第1高頻供電線路上，使該第1高頻電源側的阻抗與其負載側的阻抗兩者匹配； 第2高頻電源，輸出第2高頻波，該第2高頻波具有適合於將離子從該電漿導入至該第1電極上之該被處理基板的頻率； 第2高頻供電線路，用以將從該第2高頻電源輸出的該第2高頻波傳送到該第1電極； 第2匹配部，用以於該第2高頻供電線路上，使該第2高頻電源側的阻抗與其負載側的阻抗兩者匹配；及 高頻波功率調變部，將該第2高頻電源控制成以一定之脈波頻率交替地重複下述期間：第1期間，該第2高頻波之功率形成ON狀態或第1位準；第2期間，該第2高頻波之功率形成OFF狀態或較該第1位準低的第2位準；且 具備以下步驟： 信號平均值運算步驟，於該脈波頻率之1個週期內，在於該第1及第2期間兩者均有設定的第1監測時間中，以既定之採樣頻率而採樣出：於該第1高頻供電線路上所得到之對應於該第1高頻波的電壓檢測信號及電流檢測信號，並運算出該等信號的平均值； 移動平均值求出步驟，依據從該信號平均值運算步驟所得到之各週期的平均值，以具有該脈波頻率的1/m倍（m為2以上的整數）頻率之採樣時脈的週期，求出該電壓檢測信號及該電流檢測信號的移動平均值； 負載阻抗測定值運算步驟，依據從該移動平均值求出步驟所得到之該電壓檢測信號及該電流檢測信號的移動平均值，運算出對於該第1高頻電源之該負載側阻抗的測定值；及 控制步驟，控制該可變電抗元件的電抗，以使得從該負載阻抗測定值運算步驟所得到之該負載側阻抗的測定值相同或近似於和該第1高頻電源側之阻抗對應的既定之匹配點。
  4. 一種電漿處理方法，在具備下列構件的電漿處理裝置對被處理基板施加須要的處理： 可進行真空排氣的處理容器，收納將該被處理基板載置的第1電極及與其對向的第2電極，且在兩電極間藉由處理氣體的高頻放電而產生出電漿； 第1高頻電源，輸出第1高頻波，該第1高頻波具有適合產生該電漿的頻率； 第1高頻供電線路，用以將從該第1高頻電源輸出的該第1高頻波傳送到該第1電極或該第2電極任一者； 第1匹配部，包含有可變電抗元件，用以於該第1高頻供電線路上，使該第1高頻電源側的阻抗與其負載側的阻抗兩者匹配； 第2高頻電源，輸出第2高頻波，該第2高頻波具有適合於將離子從該電漿導入至該第1電極上之該被處理基板的頻率； 第2高頻供電線路，用以將從該第2高頻電源輸出的該第2高頻波傳送到該第1電極； 第2匹配部，用以於該第2高頻供電線路上，使該第2高頻電源側的阻抗與其負載側的阻抗兩者匹配；及 高頻波功率調變部，將該第2高頻電源控制成以一定之脈波頻率交替地重複下述期間：第1期間，該第2高頻波之功率形成ON狀態或第1位準；第2期間，該第2高頻波之功率形成OFF狀態或較該第1位準低的第2位準；且 具備以下步驟： 測定值平均值運算步驟，於該脈波頻率之1個週期內，在於該第1及第2期間兩者均有設定的第1監測時間中，以既定之採樣頻率而採樣出：於該第1高頻供電線路上所得到之該負載側阻抗的測定值，並運算出該等測定值的平均值； 移動平均值求出步驟，依據從該測定值平均值運算步驟所得到之各週期的平均值，以具有該脈波頻率的1/m倍（m為2以上的整數）頻率之採樣時脈的週期，求出該負載側阻抗測定值的移動平均值； 控制步驟，控制該可變電抗元件的電抗，以使得從該移動平均值求出步驟所得到之該負載側阻抗的測定值的移動平均值相同或近似於和該第1高頻電源側之阻抗對應的既定之匹配點。
  5. 如申請專利範圍第1～4項之電漿處理方法，其中，該第1監測時間不包含：於該第1期間中的緊接於其開始之後的第1過渡時間。
  6. 如申請專利範圍第1～4項之電漿處理方法，其中，該第1監測時間不包含：於該第1期間中的緊接於其結束之前的第2過渡時間。
  7. 一種電漿處理方法，在具備下列構件的電漿處理裝置對被處理基板施加須要的處理： 可進行真空排氣的處理容器，收納將該被處理基板載置的第1電極及與其對向的第2電極，且在兩電極間藉由處理氣體的高頻放電而產生出電漿； 高頻電源； 高頻供電線路，用以將從該高頻電源輸出的高頻波傳送到該第1電極或該第2電極任一者； 匹配部，包含有可變電抗元件，用以於該高頻供電線路上，使該高頻電源側的阻抗與其負載側的阻抗兩者匹配；及 高頻波功率調變部，將該高頻電源控制成以一定之脈波頻率交替地重複下述期間：第1期間，該高頻波之功率形成ON狀態；第2期間，該高頻波之功率形成OFF狀態；且 具備以下步驟： 信號平均值運算步驟，於該脈波頻率之1個週期內，在設定於該第1期間的監測時間中，以既定之採樣頻率而採樣出：從該高頻供電線路所得到之對應於該高頻波的電壓檢測信號及電流檢測信號，並運算出該等信號的平均值； 移動平均值求出步驟，依據從該信號平均值運算步驟所得到之各週期的平均值，以具有該脈波頻率的1/m倍（m為2以上的整數）頻率之採樣時脈的週期，求出該電壓檢測信號及該電流檢測信號的移動平均值； 負載阻抗測定值運算步驟，依據從該移動平均值求出步驟所得到之該電壓檢測信號及該電流檢測信號的移動平均值，運算出對於該高頻電源之該負載側阻抗的測定值；及 控制步驟，控制該可變電抗元件的電抗，以使得從該負載阻抗測定值運算步驟所得到之該負載側阻抗的測定值相同或近似於和該高頻電源側之阻抗對應的既定之匹配點。
  8. 一種電漿處理方法，在具備下列構件的電漿處理裝置對被處理基板施加須要的處理： 可進行真空排氣的處理容器，收納將該被處理基板載置的第1電極及與其對向的第2電極，且在兩電極間藉由處理氣體的高頻放電而產生出電漿； 高頻電源； 高頻供電線路，用以將從該高頻電源輸出的高頻波傳送到該第1電極或該第2電極任一者； 匹配部，用以於該高頻供電線路上，使該高頻電源側的阻抗與其負載側的阻抗兩者匹配；及 高頻波功率調變部，將該高頻電源控制成以一定之脈波頻率交替地重複下述期間：第1期間，該高頻波之功率形成ON狀態；第2期間，該高頻波之功率形成OFF狀態；且 具備以下步驟： 測定值平均值運算步驟，於該脈波頻率之1個週期內，在設定於該第1期間的監測時間中，以既定之採樣頻率而採樣出：從該高頻供電線路所得到之該負載側阻抗的測定值，並運算出該等測定值的平均值； 移動平均值求出步驟，依據從該測定值平均值運算步驟所得到之各週期的平均值，以具有該脈波頻率的1/m倍（m為2以上的整數）頻率之採樣時脈的週期，求出該負載側阻抗測定值的移動平均值； 控制步驟，控制該可變電抗元件的電抗，以使得從該移動平均值求出步驟所得到之該負載側阻抗的測定值的移動平均值相同或近似於和該高頻電源側之阻抗對應的既定之匹配點。
  9. 如申請專利範圍第7或8項之電漿處理方法，其中，該監測時間不包含：於該第1期間中的緊接於其開始之後的第1過渡時間
  10. 如申請專利範圍第7或8項之電漿處理方法，其中，該監測時間不包含：於該第1期間中的緊接於其結束之前的第2過渡時間。
  11. 如申請專利範圍第7或8項之電漿處理方法，其中，該監測時間不設定於該第2期間。
  12. 如申請專利範圍第1、2、3、4、7、8項中任一項之電漿處理方法，其中，該高頻波功率調變部可改變下述之至少一者：該脈波頻率或其1週期的時間及在該脈波頻率之1週期中該第1期間所占的比例(占空比)。
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