JP6162016B2 - プラズマ処理装置 - Google Patents

Description

本発明は、処理容器の中で被処理体にプラズマ処理を施す技術に係り、特に処理容器の中または周囲の電極に供給される高周波のパワーをパルスに変調するパワー変調方式のプラズマ処理装置に関する。

一般に、プラズマ処理装置は、真空排気可能な処理容器内で処理ガスのプラズマを生成し、プラズマに含まれるラジカルやイオンの気相反応あるいは表面反応によって、処理容器内の被処理体上に薄膜を堆積させ、あるいは被処理体表面の素材または薄膜を削るなどの微細加工を行うようにしている。

たとえば、容量結合型のプラズマ処理装置は、処理容器内に上部電極と下部電極とを平行に配置し、下部電極の上に被処理体（半導体ウエハ、ガラス基板等）を載置し、上部電極もしくは下部電極にプラズマ生成に適した周波数（通常１３．５６ＭＨｚ以上）の高周波を印加する。この高周波の印加によって相対向する電極間に生成された高周波電界により電子が加速され、電子と処理ガスとの衝突電離によってプラズマが生成され、このプラズマの下で成膜やエッチング等のプラズマ処理が行われるようになっている。

近年は、半導体デバイス等の製造プロセスにおけるデザインルールが益々微細化し、特にプラズマエッチングはより高い寸法精度を求められており、エッチングにおけるマスクまたは下地に対する選択比や面内均一性をより高くすることも求められている。そのため、チャンバ内のプロセス領域の低圧力化、低イオンエネルギー化が指向され、４０ＭＨｚ以上といった高い周波数の高周波が用いられつつある。

しかしながら、このように低圧力化および低イオンエネルギー化が進んだことにより、従来は問題とならなかったチャージングダメージの影響を無視することができなくなっている。つまり、イオンエネルギーの高い従前のプラズマ処理装置ではプラズマ電位が面内でばらついたとしても大きな問題は生じないが、より低圧でイオンエネルギーが低くなると、プラズマ電位の面内不均一がゲート酸化膜のチャージングダメージを引き起こしやすくなるといった問題が生じる。

この問題に対しては、プラズマ生成に用いる高周波のパワーをデューティ比の制御可能なオン／オフ（またはＨレベル／Ｌレベル）のパルスで変調する方式（以下、「第１のパワー変調方式」という。）が有効とされている。この第１のパワー変調方式によれば、プラズマエッチング中に処理ガスのプラズマ生成状態とプラズマ非生成状態（プラズマを生成していない状態）とが一定周期で交互に繰り返されるので、プラズマ処理の開始から終了までプラズマを生成し続ける通常のプラズマ処理に比べて、プラズマを連続して生成している時間が短くなる。これによって、プラズマから被処理体に一度に流入する電荷の量あるいは被処理体の表面に電荷が累積的に蓄積する量が減ることになるので、チャージングダメージは生じ難くなり、安定したプラズマ処理の実現およびプラズマプロセスの信頼性が向上する。

また、従来より、プラズマ処理装置においては、被処理体を載置する下部電極に低い周波数（通常１３．５６ＭＨｚ以下）の高周波を印加し、下部電極上に発生する負のバイアス電圧またはシース電圧によりプラズマ中のイオンを加速して被処理体に引き込むＲＦバイアス法が多く用いられている。このようにプラズマからイオンを加速して被処理体の表面に衝突させることにより、表面反応、異方性エッチング、あるいは膜の改質等を促進することができる。

ところが、プラズマエッチング装置を用いてビアホールやコンタクトホール等のエッチングを行う場合は、ホールサイズの大小（あるいはパターンの粗密）によってエッチングレートが異なる、いわゆるマイクロローディング効果が生じる問題があり、エッチング深さのコントロールが困難であるという問題がある。特に、ガードリング（ＧＲ）のような大きいエリアではエッチングが速いことが多く、ＣＦ系ラジカルが入りにくいスモールビアではエッチレートが遅いことが多い。

この問題に対しては、イオンの引き込みに用いる高周波のパワーをデューティ比の制御可能な第１レベル／第２レベル（またはオン／オフ）のパルスで変調する方式（以下、「第２のパワー変調方式」という。）が有効とされている。この第２のパワー変調方式によれば、イオン引き込み用の高周波が被処理体上の所定の膜のエッチングが進行するのに適した比較的高い第１のレベル（Ｈレベル）のパワーを維持する期間と被処理体上の所定の膜にポリマーが堆積されるのに適した比較的低い第２のレベル（Ｌレベル）のパワーを維持する期間とが一定周期で交互に繰り返されることにより、ホールサイズの大きい（広い）場所ほど高い堆積レートで所定の膜に適度なポリマー層が堆積され、エッチングの進行が抑制される。これによって、望ましくないマイクロローディング効果を低減し、高選択比および高エッチングレートのエッチングが可能となる。

特開２０００−７１２９２号公報 特開２０１２−９５４４号公報 特開２０１３−３３８５６号公報

従来より、プラズマ処理装置において上記のような第１および第２のパワー変調方式を併用または同時使用することが行われているが、その場合は双方の高周波電源において同一周波数の変調パルスが用いられている（たとえば、特許文献１，２，３）。

しかしながら、本発明者等が第１および第２のパワー変調方式の各々について変調パルスの周波数をパラメータにして期待効果を個別に評価したところ、第１のパワー変調方式の特性が最大限発揮されるパルスの周波数と第２のパワー変調方式の特性が最大限発揮されるパルスの周波数とは大きく異なる傾向のあることが分かった。たとえば、或るプロセスでは、第１のパワー変調方式によるチャージアップダメージ抑制の効果が最大に現れるパルスの周波数は９０ｋＨｚ近辺であるのに対して、第２のパワー変調方式によるマイクロローディング低減の効果が最大に現れるパルスの周波数は１０ｋＨｚ近辺であることが分かった。したがって、第１のパワー変調方式と第２のパワー変調方式を同時使用する場合は、当該プロセスにおいて両パワー変調方式の特性がそれぞれ最大限に発揮される独立した周波数の変調パルスを用いるのが理想的といえる。

ところが、第１および第２のパワー変調方式を同時使用する場合にそれぞれのパルスの周波数が異なっていると、高周波電源から処理容器内のプラズマまで高周波を伝送する高周波給電ライン上で整合器の整合動作が難しくなる。特に、周波数が高い方のパルスで変調される第１高周波側の整合器が、周波数が低い方のパルスに同期した（第２高周波のパワーのオン・オフによって生じる）プラズマインピーダンスの周期的な変動の影響を受けることによって、その整合動作が不安定になりやすい。

本発明は、上記のような従来技術の課題を解決するものであり、処理容器の中または周囲の電極に供給される２種類の高周波のパワーを周波数の異なるパルスで同時に変調する場合に、双方の整合器がどちらも安定かつ精確な整合動作を行えるようにしたプラズマ処理装置を提供する。

本発明の第１の観点におけるプラズマ処理装置は、被処理体を出し入れ可能に収容する真空排気可能な処理容器内で処理ガスの高周波放電によるプラズマを生成し、前記プラズマの下で前記処理容器内の前記被処理体に所望の処理を施すプラズマ処理装置であって、第１の高周波を出力する第１の高周波電源と、前記第１の高周波電源より出力される前記第１の高周波を前記処理容器の中または周囲に配置される第１の電極まで伝送するための第１の高周波給電ラインと、前記第１の高周波給電ライン上に設けられる第１の可変リアクタンス素子および第１のインピーダンスセンサを有し、前記第１のインピーダンスセンサより出力される第１の負荷インピーダンス測定値が前記第１の高周波電源の出力インピーダンスに対応する第１の整合ポイントに一致または近似するように前記第１の可変リアクタンス素子のリアクタンスを可変に制御する第１の整合部と、前記第１の高周波のパワーがオン状態または第１のレベルになる第１の期間とオフ状態または前記第１のレベルよりも低い第２のレベルになる第２の期間とを一定の周波数で交互に繰り返すように、前記第１の高周波電源の出力を第１のパルスで変調する第１の高周波パワー変調部と、第２の高周波を出力する第２の高周波電源と、前記第２の高周波電源より出力される前記第２の高周波を前記第１の電極または前記処理容器の中または周囲に配置される第２の電極まで伝送するための第２の高周波給電ラインと、前記第２の高周波給電ライン上に設けられる第２の可変リアクタンス素子および第２のインピーダンスセンサを有し、前記第２のインピーダンスセンサより出力される第２の負荷インピーダンス測定値が前記第２の高周波電源の出力インピーダンスに対応する第２の整合ポイントに一致または近似するように前記第２の可変リアクタンス素子のリアクタンスを可変に制御する第２の整合部と、前記第２の高周波のパワーがオン状態または第３のレベルになる第３の期間とオフ状態または前記第３のレベルよりも低い第４のレベルになる第４の期間とを前記第１のパルスの周波数よりも低い一定の周波数で交互に繰り返すように、前記第２の高周波電源の出力を第２のパルスで変調する第２の高周波パワー変調部とを具備し、前記第１のインピーダンスセンサが、前記第２のパルスの１サイクルを基本サイクルとして負荷インピーダンスの平均値を演算し、その負荷インピーダンスの平均値に基づく前記第１の負荷インピーダンス測定値を出力し、前記第２のインピーダンスセンサが、前記第２のパルスの１サイクルを基本サイクルとして負荷インピーダンスの平均値を演算し、その負荷インピーダンスの平均値に基づく前記第２の負荷インピーダンス測定値を出力する。

上記の装置構成においては、第１の高周波に周波数の高い方の第１パルスで変調がかけられている第１の高周波側の整合部では、周波数の低い方の第２パルスの第１の期間と第２の期間との間で生じる負荷インピーダンスの周期的な変動（主にプラズマインピーダンスの周期的な変動）が第１のインピーダンスセンサ内の第２パルスのサイクルを基本サイクルとする平均化処理によってキャンセルされる。これによって、第１の整合部は整合動作を安定に行える。

一方、第２パルスのオン期間中に第１パルスの各サイクル内（第１の期間の時と第２の期間の時）でプラズマのインピーダンスが脈動しても、周波数が低い方の第２パルスを伝送する第２の整合部のインピーダンスセンサにはあたかも第１の高周波が連続波でプラズマに供給されているように見える。したがって、第２の整合部は、第１の整合部と同等の平均化処理を行わなくても、整合動作を安定に行うことができる。

本発明の第２の観点におけるプラズマ処理装置は、被処理体を出し入れ可能に収容する真空排気可能な処理容器内に相対向して設けられた第１および第２の電極間で処理ガスの高周波放電によるプラズマを生成し、前記プラズマの下で前記第１の電極上に保持される前記被処理体に所望の処理を施すプラズマ処理装置であって、前記プラズマを生成するのに適した周波数を有する第１の高周波を出力する第１の高周波電源と、前記第１の高周波電源より出力される前記第１の高周波を前記第１の電極または前記第２の電極のいずれか一方まで伝送するための第１の高周波給電ラインと、前記第１の高周波給電ライン上に設けられる第１の可変リアクタンス素子および第１のインピーダンスセンサを有し、前記第１のインピーダンスセンサより出力される第１の負荷インピーダンス測定値が前記第１の高周波電源の出力インピーダンスに対応する第１の整合ポイントに一致または近似するように前記第１の可変リアクタンス素子のリアクタンスを可変に制御する第１の整合部と、前記第１の高周波のパワーがオン状態または第１のレベルになる期間とオフ状態または前記第１のレベルよりも低い第２のレベルになる期間とを一定の周波数で交互に繰り返すように、前記第１の高周波電源の出力を第１のパルスで変調する第１の高周波パワー変調部と、前記プラズマから前記第１の電極上の前記被処理体にイオンを引き込むのに適した周波数を有する第２の高周波を出力する第２の高周波電源と、前記第２の高周波電源より出力される前記第２の高周波を前記第１の電極まで伝送するための第２の高周波給電ラインと、前記第２の高周波給電ライン上に設けられる第２の可変リアクタンス素子および第２のインピーダンスセンサを有し、前記第２のインピーダンスセンサより出力される第２の負荷インピーダンス測定値が前記第２の高周波電源の出力インピーダンスに対応する第２の整合ポイントに一致または近似するように前記第２の可変リアクタンス素子のリアクタンスを可変に制御する第２の整合部と、前記第２の高周波のパワーがオン状態または第３のレベルになる第３の期間とオフ状態または前記第３のレベルよりも低い第４のレベルになる第４の期間とを前記第１のパルスの周波数とは異なる独立した一定の周波数で交互に繰り返すように、前記第２の高周波電源の出力を第２のパルスで変調する第２の高周波パワー変調部とを有し、前記第１のパルスの周波数が前記第２のパルスの周波数より高い場合は、前記第１のインピーダンスセンサが、前記第２のパルスの１サイクルを基本サイクルとして負荷インピーダンスの平均値を演算し、その負荷インピーダンスの平均値に基づいて前記第１の負荷インピーダンス測定値を出力するとともに、前記第２のインピーダンスセンサが、前記第２のパルスの１サイクルを基本サイクルとして負荷インピーダンスの平均値を演算し、その負荷インピーダンスの平均値に基づいて前記第２の負荷インピーダンス測定値を出力し、前記第１のパルスの周波数が前記第２のパルスの周波数より低い場合は、前記第１のインピーダンスセンサが、前記第１のパルスの１サイクルを基本サイクルとして負荷インピーダンスの平均値を演算し、その負荷インピーダンスの平均値に基づいて前記第１の負荷インピーダンス測定値を出力するとともに、前記第２のインピーダンスセンサが、前記第１のパルスの１サイクルを基本サイクルとして負荷インピーダンスの平均値を演算し、その負荷インピーダンスの平均値に基づいて前記第２の負荷インピーダンス測定値を出力する。

本発明のプラズマ処理装置によれば、上記のような構成により、処理容器の中または周囲の電極に供給される２種類の高周波のパワーを周波数の異なるパルスで同時に変調する場合に、双方の整合器がどちらも安定かつ精確な整合動作を行うことができる。

本発明の一実施形態における容量結合型プラズマ処理装置の構成を示す断面図である。 上記プラズマ処理装置において第１のパワー変調方式により変調をかけられるプラズマ生成用高周波の波形図である。 上記プラズマ処理装置において第２のパワー変調方式により変調をかけられるイオン引き込み用高周波の波形図である。 プラズマ生成用の高周波電源および整合器の構成を示すブロック図である。 図３の整合器に設けられるインピーダンスセンサの構成を示すブロック図である。 図５のインピーダンスセンサに設けられる移動平均値演算部の構成例を示すブロック図である。 イオン引込み用の高周波電源および整合器の構成を示すブロック図である。 図６の整合器に設けられるインピーダンスセンサの構成を示すブロック図である。 図７のインピーダンスセンサに設けられる移動平均値演算部の構成例を示すブロック図である。 インピーダンスセンサの制御に関係する主制御部の主要な機能を示すブロック図である。 上記プラズマ処理装置において、同時変調の場合における第１および第２のパルス周波数の大小関係の一例を示す図である。 同時変調において変調パルスの周波数が高い方のプラズマ生成系のインピーダンスセンサにおけるサイクル平均値演算回路の作用を示す図である。 同時変調において変調パルスの周波数が低い方のイオン引き込み系のインピーダンスセンサにおけるサイクル平均値演算回路の作用を示す図である。 同時変調においてプラズマ生成系のインピーダンスセンサにおける前置移動平均値演算処理の仕組みを示す図である。 同時変調においてプラズマ生成系のインピーダンスセンサにおける主移動平均値演算処理の仕組みを示す図である。 同時変調においてイオン引き込み系のインピーダンスセンサにおける主移動平均値演算処理の仕組みを示す図である。 比較例（実施例の移動平均演算処理を用いない場合）においてプラズマ生成系の整合器で１サイクル毎に得られる負荷インピーダンスの分布をスミスチャート上で示す図である。 実施例においてプラズマ生成系の整合器で第１パルスの１サイクル毎に得られる負荷インピーダンスと第２パルスの１サイクル毎に得られる移動平均値の分布をスミスチャート上で示す図である。 図１６Ａの状態から移動区間が１ピッチ移動したときの負荷インピーダンスおよび移動平均値の分布をスミスチャート上で示す図である。 一変形例におけるインピーダンスセンサの構成を示すブロック図である。 一変形例におけるインピーダンスセンサの構成を示すブロック図である。

以下、添付図を参照して本発明の好適な実施の形態を説明する。

［プラズマ処理装置の構成］

図１に、本発明の一実施形態におけるプラズマ処理装置の構成を示す。このプラズマ処理装置は、下部２高周波重畳印加方式の容量結合型（平行平板型）プラズマエッチング装置として構成されており、たとえば表面がアルマイト処理（陽極酸化処理）されたアルミニウムからなる円筒形の真空チャンバ（処理容器）１０を有している。チャンバ１０は接地されている。

チャンバ１０の底部には、セラミックなどの絶縁板１２を介して円柱状のサセプタ支持台１４が配置され、このサセプタ支持台１４の上にたとえばアルミニウムからなるサセプタ１６が設けられている。サセプタ１６は下部電極を構成し、この上に被処理体としてたとえば半導体ウエハＷが載置される。

サセプタ１６の上面には半導体ウエハＷを保持するための静電チャック１８が設けられている。この静電チャック１８は導電膜からなる電極２０を一対の絶縁層または絶縁シートの間に挟み込んだものであり、電極２０にはスイッチ２２を介して直流電源２４が電気的に接続されている。直流電源２４からの直流電圧により、半導体ウエハＷを静電吸着力で静電チャック１８に保持できるようになっている。静電チャック１８の周囲でサセプタ１６の上面には、エッチングの均一性を向上させるためのたとえばシリコンからなるフォーカスリング２６が配置されている。サセプタ１６およびサセプタ支持台１４の側面にはたとえば石英からなる円筒状の内壁部材２８が貼り付けられている。

サセプタ支持台１４の内部には、たとえば円周方向に延びる冷媒室３０が設けられている。この冷媒室３０には、外付けのチラーユニット（図示せず）より配管３２ａ，３２ｂを介して所定温度の冷媒たとえば冷却水ｃｗが循環供給される。冷媒の温度によってサセプタ１６上の半導体ウエハＷの処理温度を制御できるようになっている。さらに、伝熱ガス供給機構（図示せず）からの伝熱ガスたとえばＨeガスが、ガス供給ライン３４を介して静電チャック１８の上面と半導体ウエハＷの裏面との間に供給される。

サセプタ１６には、高周波電源３６，３８がそれぞれ整合器４０，４２および共通の給電導体（たとえば給電棒）４４を介して電気的に接続されている。一方の高周波電源３６は、プラズマの生成に適した一定の周波数ｆ_RF1（たとえば１００ＭＨｚ）の高周波ＲＦ₁を出力する。他方の高周波電源３８は、プラズマからサセプタ１６上の半導体ウエハＷへのイオンの引き込みに適した一定の周波数ｆ_RF2（たとえば１３．５６ＭＨｚ）の高周波ＲＦ₂を出力する。

このように、整合器４０および給電棒４４は、高周波電源３６よりプラズマ生成用の高周波ＲＦ₁をサセプタ１６まで伝送する高周波給電ライン（高周波伝送路）４３の一部を構成する。一方、整合器４２および給電棒４４は、高周波電源３８よりイオン引き込み用の高周波ＲＦ₂をサセプタ１６まで伝送する高周波給電ライン（高周波伝送路）４５の一部を構成している。

チャンバ１０の天井には、サセプタ１６と平行に向かいあって接地電位の上部電極４６が設けられている。この上部電極４６は、多数のガス噴出孔４８ａを有するたとえばＳi、ＳiＣなどのシリコン含有材質からなる電極板４８と、この電極板４８を着脱可能に支持する導電材料たとえば表面がアルマイト処理されたアルミニウムからなる電極支持体５０とで構成されている。この上部電極４６とサセプタ１６との間にプラズマ生成空間または処理空間ＰＡが形成されている。

電極支持体５０は、その内部にガスバッファ室５２を有するとともに、その下面にガスバッファ室５２から電極板４８のガス噴出孔４８ａに連通する多数のガス通気孔５０ａを有している。ガスバッファ室５２にはガス供給管５４を介して処理ガス供給源５６が接続されている。処理ガス供給源５６には、マスフローコントローラ（ＭＦＣ）５８および開閉バルブ６０が設けられている。処理ガス供給源５６より所定の処理ガス（エッチングガス）がガスバッファ室５２に導入されると、電極板４８のガス噴出孔４８ａよりサセプタ１６上の半導体ウエハＷに向けて処理空間ＰＡに処理ガスがシャワー状に噴出されるようになっている。このように、上部電極４６は、処理空間ＰＡに処理ガスを供給するためのシャワーヘッドを兼ねている。

また、電極支持体５０の内部には冷媒たとえば冷却水を流す通路（図示せず）も設けられており、外部のチラーユニットにより冷媒を介して上部電極４６の全体、特に電極板４８を所定温度に温調するようになっている。さらに、上部電極４６に対する温度制御をより安定化させるために、電極支持体５０の内部または上面にたとえば抵抗発熱素子からなるヒータ（図示せず）を取り付ける構成も可能である。

サセプタ１６およびサセプタ支持台１４とチャンバ１０の側壁との間に形成される環状の空間は排気空間となっており、この排気空間の底にはチャンバ１０の排気口６２が設けられている。この排気口６２に排気管６４を介して排気装置６６が接続されている。排気装置６６は、ターボ分子ポンプなどの真空ポンプを有しており、チャンバ１０の室内、特に処理空間ＰＡを所望の真空度まで減圧できるようになっている。また、チャンバ１０の側壁には半導体ウエハＷの搬入出口６８を開閉するゲートバルブ７０が取り付けられている。

主制御部７２は、１つまたは複数のマイクロコンピュータを含み、外部メモリまたは内部メモリに格納されるソフトウェア（プログラム）およびレシピ情報にしたがって、装置内の各部、特に高周波電源３６，３８、整合器４０，４２、ＭＦＣ５８、開閉バルブ６０、排気装置６６等の個々の動作および装置全体の動作（シーケンス）を制御する。

また、主制御部７２は、キーボード等の入力装置や液晶ディスプレイ等の表示装置を含むマン・マシン・インタフェース用の操作パネル（図示せず）および各種プログラムやレシピ、設定値等の各種データを格納または蓄積する外部記憶装置（図示せず）等とも接続されている。この実施形態では、主制御部７２が１つの制御ユニットとして示されているが、複数の制御ユニットが主制御部７２の機能を並列的または階層的に分担する形態を採ってもよい。

この容量結合型プラズマエッチング装置における枚葉ドライエッチングの基本動作は次のようにして行われる。先ず、ゲートバルブ７０を開状態にして加工対象の半導体ウエハＷをチャンバ１０内に搬入して、静電チャック１８の上に載置する。そして、処理ガス供給源５６より処理ガスつまりエッチングガス（一般に混合ガス）を所定の流量および流量比でチャンバ１０内に導入し、排気装置６６による真空排気でチャンバ１０内の圧力を設定値にする。さらに、高周波電源３６，３８よりそれぞれ所定のパワーでプラズマ生成用の高周波ＲＦ₁（１００ＭＨｚ）およびイオン引き込み用の高周波ＲＦ₂（１３．５６ＭＨｚ）を重畳してサセプタ１６に印加する。また、直流電源２４より直流電圧を静電チャック１８の電極２０に印加して、半導体ウエハＷを静電チャック１８上に固定する。上部電極４６のシャワーヘッドより吐出されたエッチングガスは両電極４６，１６間の高周波電界の下で放電し、処理空間ＰＡ内にプラズマが生成される。このプラズマに含まれるラジカルやイオンによって半導体ウエハＷの主面の被加工膜がエッチングされる。

この容量結合型プラズマエッチング装置においては、たとえば上述したようなチャージングダメージ対策として、高周波電源３６より出力されるプラズマ生成用の高周波ＲＦ₁のパワーを、たとえば１ｋＨｚ〜１００ｋＨｚの範囲内で選ばれる一定の周波数ｆ_S1および可変のデューティ比Ｄ_S1を有する第１パルスＰＳ₁で変調する第１のパワー変調方式を所与のエッチングプロセスに用いることができる。また、たとえば上述したようなマイクロローディング効果対策として、高周波電源３８より出力されるイオン引き込み用の高周波ＲＦ₂のパワーを、たとえば１００Ｈｚ〜５０ｋＨｚの範囲内で選ばれる一定の周波数ｆ_S2および可変のデューティ比Ｄ_S2を有する第２パルスＰＳ₂で変調する第２のパワー変調方式を同一または別個のエッチングプロセスに用いることも可能となっている。

主制御部７２は、上記ドライエッチングのプラズマプロセスにおいて第１のパワー変調方式を用いる場合は、第１パルスＰＳ₁の周波数ｆ_S1およびデューティ比Ｄ_S1を指示する独立した制御信号を高周波電源３６に与える。高周波電源３６は、図２Ａに示すように、第１パルスＰＳ₁に同期してプラズマ生成用高周波ＲＦ₁のパワーをオン・オフする。ここで、第１パルスＰＳ₁の周期、オン期間（第１または第３の期間）、オフ期間（第２または第４の期間）をそれぞれＴ_C1，Ｔ_on1，Ｔ_off1とすると、Ｔ_C1＝１／ｆ_S1，Ｔ_C1＝Ｔ_on1＋Ｔ_off1，Ｄ_S1＝Ｔ_on1／（Ｔ_on1＋Ｔ_off1）の関係式が成立する。

一方で、主制御部７２は、上記ドライエッチングのプラズマプロセスにおいて第２のパワー変調方式を用いる場合は、第２パルスＰＳ₂の周波数ｆ_S2およびデューティ比Ｄ_S2を指示する独立した制御信号を高周波電源３８に与える。高周波電源３８は、図２Ｂに示すように、第２パルスＰＳ₂に同期してイオン引き込み用高周波ＲＦ₂のパワーをオン・オフする。ここで、第２パルスＰＳ₂の周期、オン期間（第１または第３の期間）、オフ期間（第２または第４の期間）をそれぞれＴ_C2，Ｔ_on2，Ｔ_off2とすると、Ｔ_C2＝１／ｆ_S2，Ｔ_C2＝Ｔ_on2＋Ｔ_off2，Ｄ_S2＝Ｔ_on2／（Ｔ_on2＋Ｔ_off2）の関係式が成立する。

［プラズマ生成系の高周波電源及び整合器の構成］

図３に、この実施形態におけるプラズマ生成系の高周波電源３６および整合器４０の構成を示す。

高周波電源３６は、プラズマ生成用の一定周波数（たとえば１００ＭＨｚ）の正弦波を発生する発振器８０Ａと、この発振器８０Ａより出力される正弦波のパワーを制御可能な利得または増幅率で増幅するパワーアンプ８２Ａと、主制御部７２からの制御信号にしたがって発振器８０Ａおよびパワーアンプ８２Ａを直接制御する電源制御部８４Ａとを備えている。主制御部７２から電源制御部８４Ａには、上記変調制御パルス信号ＰＳ₁だけでなく、通常の電源オン・オフやパワーインターロック関係等の制御信号およびパワー設定値等のデータも与えられる。主制御部７２と電源制御部８４Ａは、高周波ＲＦ₁系のパワー変調部を構成する。

高周波電源３６のユニット内には、ＲＦパワーモニタ８６Ａも備わっている。このＲＦパワーモニタ８６Ａは、図示省略するが、方向性結合器、進行波パワーモニタ部および反射波パワーモニタ部を有している。ここで、方向性結合器は、高周波給電ライン４３上を順方向に伝搬するＲＦパワー（進行波）と逆方向に伝搬するＲＦパワー（反射波）のそれぞれに対応する信号を取り出す。進行波パワーモニタ部は、方向性結合器により取り出された進行波パワー検出信号を基に、高周波給電ライン４３上の進行波に含まれる基本波進行波（１００ＭＨｚ）のパワーを表わす信号を生成する。この信号つまり基本波進行波パワー測定値信号は、パワーフィードバック制御用に高周波電源３６内の電源制御部８４Ａに与えられるとともに、モニタ表示用に主制御部７２にも与えられる。反射波パワーモニタ部は、チャンバ１０内のプラズマから高周波電源３６に返ってくる反射波に含まれる基本波反射波（１００ＭＨｚ）のパワーを測定するとともに、チャンバ１０内のプラズマから高周波電源３６に返ってくる反射波に含まれる全ての反射波スペクトルのトータルのパワーを測定する。反射波パワーモニタ部により得られる基本波反射波パワー測定値はモニタ表示用に主制御部７２に与えられ、トータル反射波パワー測定値はパワーアンプ保護用のモニタ値として高周波電源３６内の電源制御部８４Ａに与えられる。

整合器４０は、高周波給電ライン４３に接続されている複数たとえば２つの制御可能なリアクタンス素子（たとえば可変コンデンサあるいは可変インダクタ）Ｘ_H1，Ｘ_H2を含む整合回路８８Ａと、リアクタンス素子Ｘ_H1，Ｘ_H2のリアクタンスをアクチエータたとえばモータ（Ｍ）９０Ａ，９２Ａを介して制御するマッチングコントローラ９４Ａと、高周波給電ライン４３上で整合回路８８Ａのインピーダンスを含む負荷側のインピーダンスを測定するインピーダンスセンサ９６Ａとを有している。

図４に、インピーダンスセンサ９６Ａ内の構成を示す。このインピーダンスセンサ９６Ａは、電圧センサ系のＲＦ電圧検出器１００Ａ、電圧検知信号生成回路１０２Ａ、サイクル平均値演算回路１０４Ａおよび移動平均値演算部１０６Ａと、電流センサ系のＲＦ電流検出器１０８Ａ、電流検知信号生成回路１１０Ａ、サイクル平均値演算回路１１２Ａおよび上記移動平均値演算部１０６Ａと、負荷インピーダンス演算回路１１４Ａとを有している。

電圧センサ系において、ＲＦ電圧検出器１００Ａは高周波給電ライン４３上で高周波ＲＦ₁の電圧を検出する。電圧検知信号生成回路１０２Ａは、たとえばスーパーヘテロダイン方式のフィルタ回路を有し、ＲＦ電圧検出器１００Ａからの高周波電圧検出信号をアナログのフィルタリング処理にかけて、高周波ＲＦ₁に対応する電圧検知信号を生成する。

サイクル平均値演算回路１０４Ａは、第１のパワー変調方式のパワー変調に同期して動作し、第１パルスＰＳ₁の１サイクル内に設定される所定のモニタ時間Ｔ_H中に電圧検知信号生成回路１０２Ａからの電圧検知信号を所定の周波数でサンプリングして１サイクル分の平均値を演算する。この構成例では、電圧検知信号生成回路１０２Ａからのアナログの電圧検知信号をサイクル平均値演算回路１０４Ａにおいてディジタル信号に変換する。主制御部７２（図１）は、サンプリング用のクロックＡＣＫ₁と、高周波ＲＦ₁系のモニタ時間Ｔ_Hを指示するＲＦ₁モニタ信号ＡＳとをサイクル平均値演算回路１０４Ａに与える。サイクル平均値演算回路１０４Ａは、数１０ＭＨｚ以上のサンプリングクロックＡＣＫ₁に同期して高速かつ多量の信号処理を要求されるため、ＦＰＧＡ（フィールドプログラマブル・ゲートアレイ）を好適に用いることができる。

電流センサ系において、ＲＦ電流検出器１０８Ａは、高周波給電ライン４３上で高周波ＲＦ₁の電流を検出する。電流検知信号生成回路１１０Ａは、上述した電圧検知信号生成回路１０２Ａと同様の構成および機能を有し、高周波ＲＦ₁の電流について電流検知信号を生成する。サイクル平均値演算回路１１２Ａは、上述した電圧センサ系のサイクル平均値演算回路１０４Ａと同様の構成および機能を有し、第１パルスＰＳ₁の１サイクル内のモニタ時間Ｔ_H中に電流検知信号生成回路１１０Ａからの電流検知信号を所定の周波数でサンプリングして１サイクル分の平均値を演算する。

移動平均値演算部１０６Ａは、好適にはＣＰＵで構成され、所与のエッチングプロセスにおいて第１および第２のパルス変調方式が同時使用される場合は、後述するように、第１および第２パルスＰＳ₁，ＰＳ₂の周波数ｆ_S1，ｆ_S2の大小関係に応じて移動平均値演算のモードを切り換えるようになっている。

図５に移動平均値演算部１０６Ａの一構成例を示す。電圧センサ系および電流センサ系のいずれにおいても、同じ構成の前置移動平均値演算回路１２０Ａ，１２２Ａ、切換回路１２４Ａ，１２６Ａおよび主移動平均値演算回路１２８Ａ，１３０Ａが設けられている。

ここで、前置移動平均値演算回路１２０Ａ，１２２Ａは、両高周波ＲＦ₁，ＲＦ₂のパワーにそれぞれ第１および第２パルスＰＳ₁，ＰＳ₂によるパルス変調が同時にかけられる場合であって、第１パルスＰＳ₁の周波数ｆ_S1が第２パルスＰＳ₂の周波数ｆ_S2よりも高いときに動作する。すなわち、前置移動平均値演算回路１２０Ａ，１２２Ａは、周波数が高い方の第１パルスＰＳ₁でパルス変調をかけられている高周波ＲＦ₁側の整合器４０が、周波数が低い方の第２パルスＰＳ₂に同期した（高周波ＲＦ₂のパワーのオン・オフによって生じる）プラズマインピーダンスの周期的な変動をキャンセルするために設けられている。

一方、主移動平均値演算回路１２８Ａ，１３０Ａは、プラズマ生成用の高周波ＲＦ₁のパワーに第１パルスＰＳ₁のパルス変調がかけられる場合は、常に動作する。すなわち、主移動平均値演算回路１２８Ａ，１３０Ａは、第１パルスＰＳ₁のサイクル毎にインピーダンス測定の平均値演算を行うサイクル平均値演算回路１０４Ａ，１１２Ａの動作速度（速い速度）と整合器４０内で可変リアクタンス素子Ｘ_H1，Ｘ_H2を可変に制御する動作速度（遅い速度）とをインタフェースするために設けられている。

より詳しくは、両高周波ＲＦ₁，ＲＦ₂のパワーが同時にパルス変調をかけられる場合であって、第１パルスＰＳ₁の周波数ｆ_S1が第２パルスＰＳ₂の周波数ｆ_S2よりも高い場合（ｆ_S1＞ｆ_S2の場合）は、移動平均値演算部１０６Ａが第１の移動平均値演算モードに切り換わり、前置移動平均値演算回路１２０Ａ，１２２Ａがアクティブ状態で動作する。この場合は、主制御部７２（図１）より、周波数が低い方の第２パルスＰＳ₂の１サイクルに相当する移動区間を指示する制御信号ＡＪ₂と、周波数が高い方の第１パルスＰＳ₁のＡＮ₁サイクル（ＡＮ₁は２以上かつｆ_S1／ｆ_S2以下の任意の整数）に相当する任意の移動ピッチを規定するサンプリング用のクロックＡＣＫ₂とが前置移動平均値演算回路１２０Ａ，１２２Ａに与えられる。また、切換回路１２４Ａ，１２６Ａは、主制御部７２からの切換制御信号ＡＧに応じて、前置移動平均値演算回路１２０Ａ，１２２Ａの出力を後段の主移動平均値演算回路１２８Ａ，１３０Ａに転送するように切り換わる。主移動平均値演算回路１２８Ａ，１３０Ａには、周波数が低い方の第２パルスＰＳ₂のＡＮ₂サイクル（ＡＮ₂は２以上の任意の整数）に相当する任意の移動区間を指示する制御信号ＡＪ₃と、第２パルスＰＳ₂のＡＮ₃サイクル（ＡＮ₃は２以上かつＡＮ₂以下の任意の整数）に相当する任意の移動ピッチを規定するサンプリング用のクロックＡＣＫ₃とが主制御部７２より与えられる。

反対に、第１パルスＰＳ₁の周波数ｆ_S1が第２パルスＰＳ₂の周波数ｆ_S2よりも低い場合（ｆ_S1＜ｆ_S2の場合）は、移動平均値演算部１０６Ａが第２の移動平均値演算モードに切り換わり、前置移動平均値演算回路１２０Ａ，１２２Ａは動作しないようになっている。切換回路１２４Ａ，１２６Ａは、切換制御信号ＡＧに応じて、前置移動平均値演算回路１２０Ａ，１２２Ａを介さずに、サイクル平均値演算回路１０４Ａ，１１２Ａの出力を後段の主移動平均値演算回路１２８Ａ，１３０Ａに転送するように切り換わる。主移動平均値演算回路１２８Ａ，１３０Ａには、周波数が低い方の第１パルスＰＳ₁のＡＮ₂サイクルに相当する任意の移動区間を指示する制御信号ＡＪ₃と、第１パルスＰＳ₁のＡＮ₃サイクルに相当する任意の移動ピッチを規定するサンプリング用のクロックＡＣＫ₃とが主制御部７２より与えられる。

なお、高周波ＲＦ₁，ＲＦ₂のパワーのいずれか一方にパルスの変調がかけられ、他方が連続波の場合は、上記第２の移動平均値演算モードと同様に、前置移動平均値演算回路１２０Ａ，１２２Ａは動作せずに、主移動平均値演算回路１２８Ａ，１３０Ａが単独で動作するようになっている。

図４において、負荷インピーダンス演算回路１１４Ａは、移動平均値演算部１０６Ａからの電圧検知信号の移動平均値と電流検知信号の移動平均値とに基づいて、高周波電源３６側から見える高周波給電ライン４３上の負荷インピーダンスの測定値を演算する。負荷インピーダンス演算回路１１４Ａより出力される負荷インピーダンスの測定値は、上記クロックＡＣＫ₃に同期して更新される。通常、負荷インピーダンス演算回路１１４Ａより出力される負荷インピーダンスの測定値には、負荷インピーダンスの絶対値および位相の測定値が含まれる。移動平均値演算部１０６Ａを構成するＣＰＵに負荷インピーダンス演算回路１１４Ａの機能を持たせることも可能である。

なお、高周波給電ライン４３上の負荷インピーダンスは、サセプタ１６から見えるチャンバ１０のインピーダンス（主にプラズマのインピーダンス）および整合回路８８Ａのインピーダンス等が合成されたものである。

図３において、整合器４０内のマッチングコントローラ９４Ａは、インピーダンスセンサ９６Ａより与えられる負荷インピーダンスの測定値に応答し、負荷側インピーダンス測定値の位相が零（０）、絶対値が５０Ωになるように、モータ９０Ａ，９２Ａを駆動制御して整合回路８８Ａ内のリアクタンス素子Ｘ_H1，Ｘ_H2のリアクタンスを制御する。

インピーダンスセンサ９６Ａよりマッチングコントローラ９４Ａに与えられる負荷インピーダンス測定値は、上記のようにクロックＡＣＫ₃に同期して更新される。マッチングコントローラ９４Ａは、この更新の合間にも整合動作つまりリアクタンス素子Ｘ_H1，Ｘ_H2のリアクタンス制御を停止することなく、更新直前の負荷インピーダンス測定値を整合ポイントに一致ないし近似させるように、モータ９０Ａ，９２Ａを連続的に駆動制御する。

［イオン引き込み系の高周波電源及び整合器の構成］

図６に、この実施形態におけるイオン引き込み用の高周波電源３８および整合器４２の構成を示す。

高周波電源３８は、イオン引き込み用の一定周波数（たとえば１３．５６ＭＨｚ）の正弦波を発生する発振器８０Ｂと、この発振器８０Ｂより出力される正弦波のパワーを制御可能な利得または増幅率で増幅するパワーアンプ８２Ｂと、主制御部７２からの制御信号にしたがって発振器８０Ｂおよびパワーアンプ８２Ｂを直接制御する電源制御部８４Ｂと、ＲＦパワーモニタ８６Ｂとを備えている。発振器８０Ｂの周波数（１３．５６ＭＨｚ）が発振器８０Ａの周波数（１００ＭＨｚ）と異なる点を除いて、高周波電源３８内の各部８０Ｂ〜８６Ｂはプラズマ生成用の高周波電源３６内の各部８０Ａ〜８６Ａとそれぞれ同様の構成および機能を有している。なお、主制御部７２と電源制御部８４Ｂは、高周波ＲＦ₂系のパワー変調部を構成する。

整合器４２は、複数たとえば２つの制御可能なリアクタンス素子（たとえば可変コンデンサあるいは可変インダクタ）Ｘ_L1，Ｘ_L2を含む整合回路８８Ｂと、それらリアクタンス素子Ｘ_L1，Ｘ_L2のリアクタンスをアクチエータたとえばモータ（Ｍ）９０Ｂ，９２Ｂを介して制御するマッチングコントローラ９４Ｂと、高周波給電ライン４５上で整合回路８８Ｂのインピーダンスを含む負荷側のインピーダンスを測定するインピーダンスセンサ９６Ｂとを有している。

図７にインピーダンスセンサ９６Ｂ内の構成を示す。このインピーダンスセンサ９６Ｂは、電圧センサ系のＲＦ電圧検出器１００Ｂ、電圧検知信号生成回路１０２Ｂ、サイクル平均値演算回路１０４Ｂおよび移動平均値演算部１０６Ｂと、電流センサ系のＲＦ電流検出器１０８Ｂ、電流検知信号生成回路１１０Ｂ、サイクル平均値演算回路１１２Ｂおよび上記の移動平均値演算部１０６Ｂと、負荷インピーダンス演算回路１１４Ｂとを有している。

電圧センサ系において、ＲＦ電圧検出器１００Ｂは高周波給電ライン４５上の高周波ＲＦ₂の電圧を検出する。電圧検知信号生成回路１０２Ｂは、たとえばスーパーヘテロダイン方式のフィルタ回路を有し、ＲＦ電圧検出器１００Ｂからの高周波電圧検出信号をアナログのフィルタリング処理にかけて、高周波ＲＦ₂に対応する電圧検知信号を生成する。

サイクル平均値演算回路１０４Ｂは、第２のパワー変調方式のパワー変調に同期して動作し、第２パルスＰＳ₂の１サイクル内に設定される所定のモニタ時間Ｔ_L中に電圧検知信号生成回路１０２Ｂからの電圧検知信号を所定の周波数でサンプリングして１サイクル分の平均値を演算する。この構成例では、電圧検知信号生成回路１０２Ｂからのアナログの電圧検知信号をサイクル平均値演算回路１０４Ｂにおいてディジタル信号に変換する。主制御部７２（図１）は、サンプリング用のクロックＢＣＫ₁と、高周波ＲＦ₂系のモニタ時間Ｔ_Lを指示するＲＦ₂モニタ信号ＢＳとをサイクル平均値演算回路１０４Ｂに与える。サイクル平均値演算回路１０４Ｂは、数１０ＭＨｚ以上のサンプリングクロックＢＣＫ₁に同期して高速かつ多量の信号処理を要求されるため、ＦＰＧＡ（フィールドプログラマブル・ゲートアレイ）を好適に用いることができる。

電流センサ系において、ＲＦ電流検出器１０８Ｂは、高周波給電ライン４５上で高周波ＲＦ₂の電流を検出する。電流検知信号生成回路１１０Ｂは、上述した電圧検知信号生成回路１０２Ｂと同様の構成および機能を有し、高周波ＲＦ₂の電流について電流検知信号を生成する。サイクル平均値演算回路１１２Ｂは、上述したサイクル平均値演算回路１０４Ｂと同様の構成および機能を有し、第２パルスＰＳ₂の１サイクル内のモニタ時間Ｔ_L中に電流検知信号生成回路１１０Ｂからの電流検知信号を所定の周波数でサンプリングして１サイクル分の平均値を演算する。

移動平均値演算部１０６Ｂは、好適にはＣＰＵで構成され、所与のエッチングプロセスにおいて第１および第２のパルス変調方式が同時使用される場合は、後述するように、第１および第２パルスＰＳ₁，ＰＳ₂の周波数ｆ_S1，ｆ_S2の大小関係に応じて移動平均値演算のモードを切り換えるようになっている。

図８に移動平均値演算部１０６Ｂの一構成例を示す。電圧センサ系および電流センサ系のいずれにおいても、同じ構成の前置移動平均値演算回路１２０Ｂ，１２２Ｂ、切換回路１２４Ｂ，１２６Ｂおよび主移動平均値演算回路１２８Ｂ，１３０Ｂが設けられている。

ここで、前置移動平均値演算回路１２０Ｂ，１２２Ｂは、両高周波ＲＦ₁，ＲＦ₂のパワーにそれぞれ第１および第２パルスＰＳ₁，ＰＳ₂によるパルス変調が同時にかけられる場合であって、第２パルスＰＳ₂の周波数ｆ_S2が第１パルスＰＳ₁の周波数ｆ_S1よりも高いときに動作する。すなわち、前置移動平均値演算回路１２０Ｂ，１２２Ｂは、周波数が高い方の第２パルスＰＳ₂でパルス変調をかけられている高周波ＲＦ₂側の整合器４２が、周波数が低い方の第１パルスＰＳ₁に同期した（高周波ＲＦ₁のパワーのオン・オフによって生じる）プラズマインピーダンスの周期的な変動をキャンセルするために設けられている。

一方、主移動平均値演算回路１２８Ｂ，１３０Ｂは、イオン引き込み用の高周波ＲＦ₂のパワーに第２パルスＰＳ₂のパルス変調がかけられる場合は、常に動作する。すなわち、主移動平均値演算回路１２８Ｂ，１３０Ｂは、第２パルスＰＳ₂のサイクル毎にインピーダンス測定の平均値演算を行うサイクル平均値演算回路１０４Ｂ，１１２Ｂの動作速度（速い速度）と整合器４２において可変リアクタンス素子Ｘ_L1，Ｘ_L2を可変に制御する動作速度（遅い速度）とをインタフェースするために設けられている。

より詳しくは、両高周波ＲＦ₁，ＲＦ₂のパワーにパルス変調が同時にかけられる場合であって、第２パルスＰＳ₂の周波数ｆ_S2が第１パルスＰＳ₁の周波数ｆ_S1よりも高い場合（ｆ_S1＜ｆ_S2の場合）は、移動平均値演算部１０６Ｂが第１の移動平均値演算モードに切り換わり、前置移動平均値演算回路１２０Ｂ，１２２Ｂがアクティブ状態で動作する。この場合、主制御部７２（図１）より、周波数が低い方の第１パルスＰＳ₁の１サイクルに相当する移動区間を指示する制御信号ＢＪ₂と、周波数が高い方の第２パルスＰＳ₂のＢＮ₁サイクル（ＢＮ₁は２以上かつｆ_S2／ｆ_S1以下の任意の整数）に相当する任意の移動ピッチを規定するサンプリング用のクロックＢＣＫ₂とが前置移動平均値演算回路１２０Ｂ，１２２Ｂに与えられる。また、切換回路１２４Ｂ，１２６Ｂは、主制御部７２からの切換制御信号ＢＧに応じて、前置移動平均値演算回路１２０Ｂ，１２２Ｂの出力を後段の主移動平均値演算回路１２８Ｂ，１３０Ｂに転送するように切り換わる。主移動平均値演算回路１２８Ｂ，１３０Ｂには、周波数が低い方の第１パルスＰＳ₁のＢＮ₂サイクル（ＢＮ₂は２以上の任意の整数）に相当する任意の移動区間を指示する制御信号ＢＪ₃と、第１パルスＰＳ₁のＢＮ₃サイクル（ＢＮ₃は２以上かつＢＮ₂以下の任意の整数）に相当する任意の移動ピッチを規定するサンプリング用のクロックＢＣＫ₃とが主制御部７２より与えられる。

反対に、第２パルスＰＳ₂の周波数ｆ_S2が第１パルスＰＳ₁の周波数ｆ_S1よりも低い場合（ｆ_S1＜ｆ_S2の場合）は、移動平均値演算部１０６Ｂが第２の移動平均値演算モードに切り換わり、前置移動平均値演算回路１２０Ｂ，１２２Ｂは動作しないようになっている。切換回路１２４Ｂ，１２６Ｂは、切換制御信号ＢＧに応じて、前置移動平均値演算回路１２０Ｂ，１２２Ｂを介さずに、サイクル平均値演算回路１０４Ｂ，１１２Ｂの出力を後段の主移動平均値演算回路１２８Ｂ，１３０Ｂに転送するように切り換わる。主移動平均値演算回路１２８Ｂ，１３０Ｂには、周波数が低い方の第２パルスＰＳ₂のＢＮ₂サイクルに相当する任意の移動区間を指示する制御信号ＢＪ₃と、第２パルスＰＳ₂のＢＮ₃サイクルに相当する任意の移動ピッチを規定するサンプリング用のクロックＢＣＫ₃とが主制御部７２より与えられる。

なお、高周波ＲＦ₁，ＲＦ₂のパワーのいずれか一方にパルスの変調がかけられ、他方が連続波の場合は、上記第２の移動平均値演算モードと同様に、前置移動平均値演算回路１２０Ｂ，１２２Ｂは動作せずに、主移動平均値演算回路１２８Ｂ，１３０Ｂが単独で動作するようになっている。

図７において、負荷インピーダンス演算回路１１４Ｂは、移動平均値演算部１０６Ｂからの電圧検知信号の移動平均値と電流検知信号の移動平均値とに基づいて、高周波電源３８側から見える負荷インピーダンスの測定値を演算する。負荷インピーダンス演算回路１１４Ｂより出力される負荷インピーダンスの測定値は、上記クロックＢＣＫ₃に同期して更新される。通常、負荷インピーダンス演算回路１１４Ｂより出力される負荷インピーダンスの測定値には、負荷インピーダンスの絶対値および位相の測定値が含まれる。移動平均値演算部１０６Ｂを構成するＣＰＵに負荷インピーダンス演算回路１１４Ｂの機能を持たせることも可能である。

なお、高周波給電ライン４５上の負荷インピーダンスは、サセプタ１６から見えるチャンバ１０のインピーダンス（主にプラズマのインピーダンス）および整合回路８８Ｂのインピーダンス等が合成されたものである。

図６において、整合器４２内のマッチングコントローラ９４Ｂは、インピーダンスセンサ９６Ｂより与えられる負荷インピーダンスの測定値に応答し、負荷インピーダンス測定値の位相が零（０）、絶対値が５０Ωになるように、モータ９０Ｂ，９２Ｂを駆動制御して整合回路８８Ｂ内のリアクタンス素子Ｘ_L1，Ｘ_L2のリアクタンスを制御する。

インピーダンスセンサ９６Ｂよりマッチングコントローラ９４Ｂに与えられる負荷インピーダンス測定値は、上記のようにクロックＢＣＫ₃に同期して更新される。マッチングコントローラ９４Ｂは、この更新の合間にも整合動作つまりリアクタンス素子Ｘ_L1，Ｘ_L2のリアクタンス制御を停止することなく、更新直前の負荷インピーダンス測定値を整合ポイントに一致ないし近似させるように、モータ９０Ｂ，９２Ｂを連続的に駆動制御する。

［インピーダンスセンサの制御に関係する主制御部の構成］

図９に、両整合器４０，４２内のインピーダンスセンサ９６Ａ，９６Ｂの制御に関係する主制御部７２の構成または機能をブロック図で示す。主制御部７２は、インピーダンスセンサ９６Ａ，９６Ｂの制御に関係する機能要素として、パルス周波数設定部１３２、デューティ設定部１３３、モニタ時間制御部１３４、モード切換制御部１３５、前置移動平均制御部１３６、主移動平均制御部１３８およびクロック発生部１４０を含んでいる。

パルス周波数設定部１３２は、入力装置より設定入力された第１パルスＰＳ₁の周波数ｆ_S1および／または第２パルスＰＳ₂の周波数ｆ_S2の値を表わすデータを出力する。デューティ設定部１３３は、入力装置より設定入力された第１のパワー変調方式におけるオン期間Ｔ_on1のデューティ比Ｄ_S1および／または第２のパワー変調方式におけるオン期間Ｔ_on2のデューティ比Ｄ_S2の値を表わすデータを出力する。

モニタ時間制御部１３４は、第１および第２パルスＰＳ₁，ＰＳ₂のそれぞれの設定の有無（つまり高周波ＲＦ₁，ＲＦ₂に対する変調の有無）およびデューティ比Ｄ_S1，Ｄ_S2の値に応じて、さらに同時変調の場合はそれぞれの周波数ｆ_S1，ｆ_S2の大小関係に応じて、インピーダンスセンサ９６Ａ，９６Ｂ内のサイクル平均値演算回路（１０４Ａ，１１２Ａ），（１０４Ｂ，１１２Ｂ）に対して１サイクル内のモニタ時間Ｔ_H，Ｔ_Lを指定するモニタ時間制御信号ＡＳ，ＢＳを生成する。

モード切換制御部１３５は、第１および第２パルスＰＳ₁，ＰＳ₂のそれぞれの設定の有無（つまり高周波ＲＦ₁，ＲＦ₂に対する変調の有無）およびデューティ比Ｄ_S1，Ｄ_S2の値に応じて、さらに同時変調の場合はそれぞれの周波数ｆ_S1，ｆ_S2の大小関係に応じて、インピーダンスセンサ９６Ａ，９６Ｂ内の移動平均値演算部１０６Ａ，１０６Ｂに対する上記切換制御信号ＡＧ，ＢＧを生成する。

前置移動平均値演算制御部１３６は、同時変調の場合だけ機能し、ｆ_S1＞ｆ_S2のときはインピーダンスセンサ９６Ａ内の前置移動平均値演算回路１２０Ａ，１２２Ａに対して移動区間と移動ピッチを指示する上記制御信号ＡＪ₂を発生し、ｆ_S1＜ｆ_S2のときはインピーダンスセンサ９６Ｂ内の前置移動平均値演算回路１２０Ｂ，１２２Ｂに対して移動区間と移動ピッチを指示する上記制御信号ＢＪ₂を発生する。

主移動平均値演算制御部１３８は、第１および第２パルスＰＳ₁，ＰＳ₂のそれぞれの設定の有無（つまり高周波ＲＦ₁，ＲＦ₂に対する変調の有無）およびデューティ比Ｄ_S1，Ｄ_S2の値に応じて、さらに同時変調の場合はそれぞれの周波数ｆ_S1，ｆ_S2の大小関係に応じて、インピーダンスセンサ９６Ａ，９６Ｂ内の主移動平均値演算回路（１２８Ａ，１３０Ａ），（１２８Ｂ，１３０Ｂ）に対して移動区間と移動ピッチを指示する上記制御信号ＡＪ₃，ＢＪ₃を発生する。すなわち、高周波ＲＦ₁，ＲＦ₂に対してｆ_S1＞ｆ_S2の関係で同時変調が行われる場合は、遅い方の第２パルスＰＳ₂の１サイクルを基準サイクルとする移動区間および移動ピッチを指示する制御信号ＡＪ₃，ＢＪ₃が、主移動平均値演算回路（１２８Ａ，１３０Ａ）、（１２８Ｂ，１３０Ｂ）にそれぞれ与えられる。また、高周波ＲＦ₁，ＲＦ₂に対してｆ_S1＜ｆ_S2の関係で同時変調が行われる場合は、周波数が低い方の第１パルスＰＳ₁の１サイクルを基準サイクルとする移動区間および移動ピッチを指示する制御信号ＡＪ₃，ＢＪ₃が、主移動平均値演算回路（１２８Ａ，１３０Ａ）、（１２８Ｂ，１３０Ｂ）にそれぞれ与えられる。

高周波ＲＦ₁，ＲＦ₂のパワーに対して同時変調が行われない場合、主移動平均値演算制御部１３８は、インピーダンスセンサ９６Ａ内の主移動平均値演算回路（１２８Ａ，１３０Ａ）に対しては制御信号ＡＪ₃を通じて第１パルスＰＳ₁の１サイクルを基準サイクルとする移動区間および移動ピッチを指示し、インピーダンスセンサ９６Ｂ内の主移動平均値演算回路（１２８Ｂ，１３０Ｂ）に対しては制御信号ＢＪ₃を通じて第２パルスＰＳ₂の１サイクルを基準サイクルとする移動区間および移動ピッチを指示する。

クロック発生部１４０は、インピーダンスセンサ９６Ａ，９６Ｂ内のサイクル平均値演算回路（１０４Ａ，１１２Ａ），（１０４Ｂ，１１２Ｂ）に対しては、高周波ＲＦ₁，ＲＦ₂に対する単独（片方）変調または同時変調の有無に関係なく常に一定のサンプリング用クロックＡＣＫ₁，ＢＣＫ₁を与える。

高周波ＲＦ₁，ＲＦ₂のパワーに対して同時変調が行われる場合で、ｆ_S1＞ｆ_S2のときは、クロック発生部１４０は、周波数が高い方の第１パルスＰＳ₁に同期したクロックＡＣＫ₂をインピーダンスセンサ９６Ａの前置移動平均値演算回路１２０Ａ，１２２Ａに与え、周波数が低い方の第２パルスＰＳ₂に同期したクロックＢＣＫ₃をインピーダンスセンサ９６Ａ，９６Ｂの主移動平均値演算回路（１２８Ａ，１３０Ａ），（１２８Ｂ，１３０Ｂ）に与える。反対に、ｆ_S1＜ｆ_S2のときは、クロック発生部１４０は、周波数が高い方の第２パルスＰＳ₂に同期したクロックＢＣＫ₂をインピーダンスセンサ９６Ｂの前置移動平均値演算回路１２０Ｂ，１２２Ｂに与え、周波数が低い方の第１パルスＰＳ₁に同期したクロックＡＣＫ₃，ＢＣＫ₃をインピーダンスセンサ９６Ａ，９６Ｂの主移動平均値演算回路（１２８Ａ，１３０Ａ），（１２８Ｂ，１３０Ｂ）に与える。

高周波ＲＦ₁，ＲＦ₂に対して同時変調が行われない場合は、クロック発生部１４０より、クロックＡＣＫ₂，ＢＣＫ₂は発生されず、第１パルスＰＳ₁に同期したクロックＡＣＫ₃がインピーダンスセンサ９６Ａの主移動平均値演算回路（１２８Ａ，１３０Ａ）に与えられるとともに、第２パルスＰＳ₂に同期したクロックＢＣＫ₃がインピーダンスセンサ９６Ｂの主移動平均値演算回路（１２８Ｂ，１３０Ｂ）に与えられる。

［整合器の作用］

次に、この実施形態のプラズマ処理装置において、プラズマ生成用の高周波ＲＦ₁およびイオン引き込み用の高周波ＲＦ₂に周波数の異なる第１および第２パルスＰＳ₁，ＰＳ₂で第１および第２のパワー変調方式による変調を同時にかける場合の整合器４０，４２内の作用を説明する。一例として、図１０に示すように、ｆ_S1＝１９＊ｆ_S2の関係で、第１パルスＰＳ₁の周波数ｆ_S1が第２パルスＰＳ₂の周波数ｆ_S2より高い場合を例にとる。

この場合、高周波ＲＦ₁のパワーに第１パルスＰＳ₁で変調をかけるプラズマ生成系においては、図１１Ａに示すように、第１パルスＰＳ₁の１サイクル内でオン期間Ｔ_on1およびオフ期間Ｔ_off1にモニタ時間Ｔ_H1，Ｔ_H2がそれぞれ設定される。インピーダンスセンサ９６Ａ内で電圧センサ系のサイクル平均値演算回路１０４Ａは、第１パルスＰＳ₁の各サイクル内のモニタ時間Ｔ_H1，Ｔ_H2中に電圧検知信号生成回路１０２Ａからの電圧検知信号をクロックＡＣＫ₁の周期でサンプリングして１サイクル分の平均値ａを演算する。電流センサ系のサイクル平均値演算回路１１２Ａも、同じタイミングで動作し、第１パルスＰＳ₁の各サイクル内のモニタ時間Ｔ_H1，Ｔ_H2中に電流検知信号生成回路１１０Ａからの電流検知信号をクロックＡＣＫ₁の周期でサンプリングして１サイクル分の平均値ａを演算する。

したがって、プラズマ生成系のインピーダンスセンサ９６Ａにおいて、電圧センサ系のサイクル平均値演算回路１０４Ａと電流センサ系のサイクル平均値演算回路１１０Ａは、実質的には、第１パルスＰＳ₁の各サイクル内のモニタ時間Ｔ_H1，Ｔ_H2中に高周波給電ライン４３上の負荷インピーダンス（Ｚ）の値をクロックＡＣＫ₁の周期でサンプリングして１サイクル分の平均値（Ｚ_a）を演算していることになる。

一方、高周波ＲＦ₂のパワーに第２パルスＰＳ₂で変調をかけるイオン引き込み系のインピーダンスセンサ９６Ｂ内においては、図１１Ｂに示すように、第２パルスＰＳ₂の１サイクル内でオン期間Ｔ_on2およびオフ期間Ｔ_off2にモニタ時間Ｔ_L1，Ｔ_L2がそれぞれ設定される。インピーダンスセンサ９６Ｂ内で電圧センサ系のサイクル平均値演算回路１０４Ｂは、第２パルスＰＳ₂の各サイクル内のモニタ時間Ｔ_L1，Ｔ_L2中に電圧検知信号生成回路１０２Ｂからの電圧検知信号をクロックＢＣＫ₁の周期でサンプリングして１サイクル分の平均値ｂを演算する。電流センサ系のサイクル平均値演算回路１１２Ｂも、同じタイミングで動作し、第２パルスＰＳ₂の各サイクル内のモニタ時間Ｔ_L1，Ｔ_L2中に電流検知信号生成回路１１０Ｂからの電流検知信号をクロックＢＣＫ₁の周期でサンプリングして１サイクル分の平均値ｂを演算する。

したがって、プラズマ生成系のインピーダンスセンサ９６Ｂにおいて、電圧センサ系のサイクル平均値演算回路１０４Ｂと電流センサ系のサイクル平均値演算回路１１２Ｂは、実質的には、第２パルスＰＳ₂の各サイクル内のモニタ時間Ｔ_L中に高周波給電ライン４５上の負荷インピーダンス（Ｚ）の値をクロックＢＣＫ₁の周期でサンプリングして１サイクル分の平均値（Ｚ_b）を演算していることになる。

プラズマ生成系のインピーダンスセンサ９６Ａにおいては、電圧センサ系の前置移動平均値演算回路１２０Ａが、図１２に示すように、第１パルスＰＳ₁の各サイクル毎にサイクル平均値演算回路１０４Ａより出力される平均値ａのデータを逐次取り込んで、第２パルスＰＳ₂の１サイクルに相当する移動区間ＡＬ₁内の連続するＱ個（図１０例では１９個）の電圧検知信号の平均値ａをクロックＡＣＫ₂の周期でサンプリングして、それらＱ個（１９個）の平均値ａについて一次移動平均値ｍａを求める。そして、時間軸上でサンプリング範囲または移動区間ＡＬ₁を所定の移動ピッチ（図示の例では２）で移動させて、上記の一次移動平均値演算を繰り返す。電流センサ系の前置移動平均値演算回路１２２Ａも、同じタイミングで動作し、クロックＡＣＫ₂の周期で移動区間ＡＬ₁内の一次移動平均値ｍａを繰り返し演算する。

したがって、電圧センサ系の前置移動平均値演算回路１２０Ａと電流センサ系の前置移動平均値演算回路１２２Ａは、実質的には、高周波給電ライン４３上の負荷インピーダンス（Ｚ）についてクロックＡＣＫ₂の周期で移動区間ＡＬ₁内の一次移動平均値（Ｚ_ma）を繰り返し演算していることになる。

そして、電圧センサ系の主移動平均値演算回路１２８Ａは、図１３に示すように、前置移動平均値演算回路１２０Ａより出力される一次移動平均値ｍａのデータを逐次取り込んで、第２パルスＰＳ₂の上記ＡＮ₂サイクルに相当する移動区間ＡＬ₂内で連続するＲ個の電圧検知信号の一次移動平均値ｍａをクロックＡＣＫ₃の周期でサンプリングして、それらＲ個の一次移動平均値ｍａから二次移動平均値Ｍａを求める。そして、時間軸上でサンプリング範囲または移動区間ＡＬ₂を所定の移動ピッチ（図示の例では２）で移動させて、上記の二次移動平均値演算を繰り返す。電流センサ系の主移動平均値演算回路１３０Ａも、同じタイミングで動作し、クロックＡＣＫ₃の周期で移動区間ＡＬ₂の平均値つまり二次移動平均値Ｍａを繰り返し演算する。

負荷インピーダンス演算回路１１４Ａは、移動平均値演算部１０６Ａからの電圧検知信号の二次移動平均値Ｍａと電流検知信号の二次移動平均値Ｍａとに基づいて、クロックＡＣＫ₃の周期で負荷インピーダンスの測定値Ｚ_Maを演算する。整合器４０内のマッチングコントローラ９４Ａは、インピーダンスセンサ９６Ａ内の負荷インピーダンス演算回路１１４ＡよりクロックＡＣＫ₃の周期で出力される負荷インピーダンスの測定値Ｚ_Maに追従可能に応答し、負荷インピーダンス測定値Ｚ_Maの位相が零（０）、絶対値が５０Ωになるように、モータ９０Ａ，９２Ａを駆動制御して整合回路８８Ａ内のリアクタンス素子Ｘ_H1，Ｘ_H2のリアクタンスを可変に制御する。

一方、イオン引き込み系のインピーダンスセンサ９６Ｂにおいては、電圧センサ系の主移動平均値演算回路１２８Ｂが、図１４に示すように、前置移動平均値演算回路１２０Ｂを介さずにサイクル平均値演算回路１０４Ｂより送られてくる平均値ｂのデータを逐次取り込んで、第２パルスＰＳ₂の上記ＢＮ₂サイクルに相当する移動区間ＢＬ₂内で連続するＥ個の電圧検知信号の平均値ｂをクロックＢＣＫ₃の周期でサンプリングして、それらＥ個の平均値ｂについて移動平均値Ｍｂを求める。そして、時間軸上でサンプリング範囲または移動区間ＢＬ₂を所定の移動ピッチ（図示の例では２）で移動させて、上記の移動平均値演算を繰り返す。電流センサ系の主移動平均値演算回路１３０Ｂも、クロックＢＣＫ₃の周期で移動区間ＢＬ₂内の平均値つまり移動平均値Ｍｂを繰り返し演算する。

負荷インピーダンス演算回路１１４Ｂは、移動平均値演算部１０６Ｂからの電圧検知信号の移動平均値Ｍｂと電流検知信号の移動平均値Ｍｂとに基づいて、クロックＢＣＫ₃の周期で負荷インピーダンスの測定値Ｚ_Mbを演算する。整合器４２内のマッチングコントローラ９４Ｂは、インピーダンスセンサ９６Ｂ内の負荷インピーダンス演算回路１１４ＢよりクロックＢＣＫ₃の周期で出力される負荷インピーダンスの測定値Ｚ_Mbに追従可能に応答し、負荷インピーダンス測定値Ｚ_Mbの位相が零（０）、絶対値が５０Ωになるように、モータ９０Ｂ，９２Ｂを駆動制御して整合回路８８Ｂ内のリアクタンス素子Ｘ_L1，Ｘ_L2のリアクタンスを可変に制御する。

上記のように、この実施形態では、プラズマ生成用高周波ＲＦ₁およびイオン引き込み用高周波ＲＦ₂のパワーに周波数の異なる第１および第２パルスＰＳ₁，ＰＳ₂で変調をかける場合、プラズマ生成系の整合器４０においては、インピーダンスセンサ９６Ａが、周波数の低い方の第２パルスＰＳ₂の各サイクル毎に高周波給電ライン４３上で負荷インピーダンスの平均値（一次移動平均値ｍａ）を演算し、その負荷インピーダンスの平均値（ｍａ）に基づいて負荷インピーダンス測定値（Ｚ_Ma）を出力する。そして、インピーダンスセンサ９６Ａからの負荷インピーダンス測定値（Ｚ_Ma）が整合ポイント（５０Ω）に一致または近似するように、マッチングコントローラ９４Ａが整合回路８８Ａ内のリアクタンス素子Ｘ_H1，Ｘ_H2のリアクタンスを可変に制御する。

一方、イオン引き込み系の整合器４２においては、インピーダンスセンサ９６Ｂが、周波数の低い方の第２パルスＰＳ₂の各サイクル毎に高周波給電ライン４５上で負荷インピーダンスの平均値（Ｍｂ）を演算し、その負荷インピーダンスの平均値（Ｍｂ）に基づいて負荷インピーダンス測定値（Ｚ_Mb）を出力する。そして、インピーダンスセンサ９６Ｂからの負荷インピーダンス測定値（Ｚ_Mb）が整合ポイント（５０Ω）に一致または近似するように、マッチングコントローラ９４Ｂが整合回路８８Ｂ内のリアクタンス素子Ｘ_L1，Ｘ_L2のリアクタンスを可変に制御する。

この実施形態によれば、高周波ＲＦ₁に周波数の高い方の第１パルスＰＳ₁で変調がかけられているプラズマ生成系の高周波給電ライン４３上では、周波数の低い方の第２パルスＰＳ₂のオン期間Ｔ_on2とオフ期間Ｔ_off2との間で生じる負荷インピーダンスの周期的な変動（主にプラズマインピーダンスの周期的な変動）がインピーダンスセンサ９６Ａ内の上記のような平均化処理（特に前置移動平均値演算処理）によってキャンセルされ、これによって整合器４０の整合動作が安定化される。

すなわち、高周波給電ライン４３上で整合器４０がプラズマ生成用の高周波ＲＦ₁を伝送している期間（第１パルスＰＳ₁のオン期間Ｔ_on1）中の負荷インピーダンス（特にプラズマインピーダンス）は、周波数の低い方の第２パルスＰＳ₂のオン期間Ｔ_on2の時とオフ期間Ｔ_off2の時とで相当変化する。

このため、インピーダンスセンサ９６Ａ内で上記のような平均化処理が行われない場合（比較例）は、図１５に示すように、第２パルスＰＳ₂の１サイクルにおいてオン期間Ｔ_on2中の負荷インピーダンス（<1>〜<10>）とオフ期間Ｔ_off2中の負荷インピーダンス（<11>〜<19>）とがスミスチャート上で２つのグループに分かれて分散する。その結果、マッチングコントローラ９４Ａは、２グループのどちらか（不定）に応動して整合回路８８Ａ内のリアクタンス素子Ｘ_H1，Ｘ_H2のリアクタンスを可変に制御することとなり、整合動作が安定しなくなる。なお、この比較例（図１５）では、従来方式に準じて、第１パルスＰＳ₁の１サイクル内でオン期間Ｔ_on1のみにモニタ時間Ｔ_Hを設定して、各サイクル毎に負荷インピーダンスの値を演算している。

この点、この実施形態では、図１６Ａに示すように、スミスチャート上で、周波数の高い方の第１パルスＰＳ₁の各サイクル毎に得られる負荷インピーダンスの値が周波数の低い方の第２パルスＰＳ₂の１サイクル内で２つのグループに分かれて分散しても、上記のような前置移動平均値演算処理によって平均化され、上記２グループの中間に位置する移動平均値（Ｚ_ma）が得られる。そして、図１６Ｂに示すように、時間の経過によって移動区間内で負荷インピーダンスの一部が入れ替わっても（<1>,<2>→<20>,<21>）、移動平均値（Ｚ_ma）は殆ど変動しない。すなわち、図１０から理解されるように、第1パルスＰＳ₁と第２パルスＰＳ₂との間で、サイクル[1]，[2]とサイクル[20]，[21]とは実質的に同相の関係にあるため、負荷インピーダンス<1>,<2>とこれらと入れ替わる負荷インピーダンス<20>,<21>とは略等しい。このように、周波数の低い方のパルスの周期で前置移動平均値演算処理を行うことで、平均値演算の変化する割合が小さくなる。そのため、安定した演算結果が得られる。

整合部４０内では、この移動平均値（Ｚ_ma）に対応する負荷インピーダンス測定値（Ｚ_Mb）を整合ポイント（５０Ω）に一致または近似させるように、整合機構（マッチングコントローラ９４Ａ、モータ９０Ａ，９２Ａおよびリアクタンス素子Ｘ_H1，Ｘ_H2）が働くので、整合動作が安定に行われる。

なお、第２パルスＰＳ₂のオン期間Ｔ_on2中に第１パルスＰＳ₁の各サイクル内（オン期間Ｔ_on1の時とオフ期間Ｔ_off1の時）でプラズマインピーダンスが脈動しても、整合器４２のインピーダンスセンサ９６Ｂにはあたかも連続波のプラズマ生成用高周波ＲＦ₁がプラズマに供給されているように見える。したがって、周波数が低い方の第２パルスＰＳ₂を伝送する高周波給電ライン４５上の整合器４２は、上記のような前置移動平均値演算処理を行わなくても、整合動作を安定に行うことができる。

同時変調において第１パルスＰＳ₁の周波数ｆ_S1が第２パルスＰＳ₂の周波数ｆ_S2より低い場合は、プラズマ生成系の整合器４０とイオン引き込み系の整合器４２の入れ替わる形で上記と同様の作用が奏される。

上記した実施形態では、同時変調においてプラズマ生成用の高周波ＲＦ₁のパワーが周波数の高い方の第１パルスＰＳ₁で変調をかけられている場合、プラズマ生成系のインピーダンスセンサ９６Ａは、第１パルスＰＳ₁の１サイクル内でオン期間Ｔ_on1およびオフ期間Ｔ_off1にモニタ時間Ｔ_H1，Ｔ_H2をそれぞれ設定し（図１１Ａ）、第１パルスＰＳ₁の各サイクル内のモニタ時間Ｔ_H1，Ｔ_H2中に負荷インピーダンス（Ｚ）の値をクロックＡＣＫ₁の周期でサンプリングして１サイクル分の平均値（Ｚ_a）を演算するようにしている。

要するに、第１パルスＰＳ₁の周波数ｆ_S1が高いときは、第１パルスＰＳ₁に対する負荷インピーダンス（Ｚ）の追従性が低下するので、オン期間Ｔ_on1中だけのサンプリングないし平均化では１サイクル分の平均値（Ｚ_a）の精度は低くなる。むしろ、上記の実施形態のように、第１パルスＰＳ₁の１サイクル内でオン期間Ｔ_on1中だけでなくオフ期間Ｔ_off1中も負荷インピーダンス（Ｚ）のサンプリングを行うことで、１サイクル分の平均値（Ｚ_a）の精度を高めることができる。

見方を変えれば、第１パルスＰＳ₁のデューティ比Ｄ_S1が相当高いとき（上限基準値たとえば８０％以上であるとき）は第１パルスＰＳ₁の１サイクル内でオン期間Ｔ_on1のみにモニタ時間Ｔ_Hを設定し、デューティ比Ｄ_S1が相当低いとき（下限基準値たとえば２０％以下であるとき）は、第１パルスＰＳ₁の１サイクル内でオフ期間Ｔ_off1のみにモニタ時間Ｔ_Hを設定することが、１サイクル分の平均値（Ｚ_a）を適確かつ効率的に演算できる。上記実施形態のプラズマ処理装置では、主制御部７２のモニタ時間制御部１３４において、そのようなモニタ時間設定の切換制御を行うことができる。

イオン引き込み系のインピーダンスセンサ９６Ｂにおいても、第２パルスＰＳ₂のデューティ比Ｄ_S2に応じて上記と同様にモニタ時間Ｔ_Lの設定に関する切換制御を行うことができる。

また、図１１Ａに示すように、たとえば第１パルスＰＳ₁の変調では、オン期間Ｔ_on1およびオフ期間Ｔ_off1の中でモニタ時間Ｔ_H1，Ｔ_H2の前後には平均値演算処理のサンプリングを行わないマスク時間（Ｔ_A1，Ｔ_A2），（Ｔ_A3，Ｔ_A4）が設定される。モニタ時間制御部１３４は、変調パルスの周波数やデューティ比等に応じて、それらマスク時間（Ｔ_A1，Ｔ_A2），（Ｔ_A3，Ｔ_A4）の長さを調整することができ、あるいは解除することもできる。第２パルスＰＳ₂の変調においても同様であり、モニタ時間制御部１３４は、変調パルスの周波数やデューティ比等に応じて、図１１Ｂに示すマスク時間（Ｔ_B1，Ｔ_B2），（Ｔ_B3，Ｔ_B4）の長さを調整することができ、あるいは解除することもできる。

［他の実施形態または変形例］

以上本発明の好適な実施形態について説明したが、本発明は上記実施形態に限定されるものではなく、その技術思想の範囲内で種種の変形が可能である。

たとえば、図１７に示すように、プラズマ生成系の高周波給電ライン４３上に設けられる整合器４０内のインピーダンスセンサ９６Ａを、ＲＦ電圧検出器１００Ａ、ＲＦ電流検出器１０８Ａ、負荷インピーダンス瞬時値演算回路１４２Ａ、サイクル平均値演算回路１４４Ａおよび移動平均値演算部１４６Ａで構成することも可能である。

ここで、負荷インピーダンス瞬時値演算回路１４２Ａは、ＲＦ電圧検出器１００ＡおよびＲＦ電流検出器１０８Ａより得られるＲＦ電圧検知信号およびＲＦ電流検知信号に基づいて高周波給電ライン４３上の負荷インピーダンス（Ｚ）の瞬時値を求める。負荷インピーダンス瞬時値演算回路１４２Ａは、アナログ回路でも可能であるが、高速ディジタル回路で構成するのも好ましい。

サイクル平均値演算回路１４４Ａおよび移動平均値演算部１４６Ａは、処理対象の信号が負荷インピーダンス（Ｚ）の値を直接表わす信号に置き代わるだけで、上記実施形態におけるサイクル平均値演算回路１０４Ａ，１１２Ａおよび移動平均値演算部１０６Ａと同様のサンプリング処理および平均化処理を行う。

この場合、マッチングコントローラ９４Ａ（図３）は、移動平均値演算部１４６Ａより得られる負荷インピーダンスの測定値つまり移動平均値（Ｚ_Ma）が高周波電源３６の出力インピーダンスに対応する整合ポイントに一致または近似するように、リアクタンス素子Ｘ_H1，Ｘ_H2のリアクタンスをモータ９０Ａ，９２Ａを通じて制御する。

同様に、図１８に示すように、イオン引き込み系の高周波給電ライン４５上に設けられる整合器４２内のインピーダンスセンサ９６Ｂを、ＲＦ電圧検出器１００Ｂ、ＲＦ電流検出器１０８Ｂ、負荷インピーダンス瞬時値演算回路１４２Ｂ、サイクル平均値演算回路１４４Ｂおよび移動平均値演算部１４６Ｂで構成することも可能である。

ここで、負荷インピーダンス瞬時値演算回路１４２Ｂは、ＲＦ電圧検出器１００ＢおよびＲＦ電流検出器１０８Ｂより得られるＲＦ電圧検知信号およびＲＦ電流検知信号に基づいて高周波給電ライン４５上の負荷インピーダンス（Ｚ）の瞬時値を求める。やはり、この負荷インピーダンス瞬時値演算回路１４２Ｂは、アナログ回路でも可能であるが、高速ディジタル回路で構成するのも好ましい。

サイクル平均値演算回路１４４Ｂおよび移動平均値演算部１４６Ｂは、処理対象の信号が負荷インピーダンス（Ｚ）の値を直接表わす信号に置き代わるだけで、上記実施形態におけるサイクル平均値演算回路１０４Ｂ，１１２Ｂおよび移動平均値演算部１０６Ｂと同様のサンプリング処理および平均化処理を行う。

この場合、マッチングコントローラ９４Ｂ（図６）は、移動平均値演算部１４６Ｂより得られる負荷インピーダンスの測定値つまり移動平均値（Ｚ_Mb）が高周波電源３８の出力インピーダンスに対応する整合ポイントに一致または近似するように、リアクタンス素子Ｘ_L1，Ｘ_L2のリアクタンスをモータ９０Ｂ，９２Ｂを通じて制御する。

本発明においては、第１のパワー変調方式として、高周波ＲＦ１のパワーが第１のレベルになる第１の期間と第１のレベルよりも低い第２のレベルになる第２の期間とを一定のパルス周波数で交互に繰り返す形態も可能である。同様に、第２のパワー変調方式として、高周波ＲＦ２のパワーが第１のレベルになる第１の期間と第１のレベルよりも低い第２のレベルになる第２の期間とを一定のパルス周波数で交互に繰り返す形態も可能である。

上記実施形態（図１）では、プラズマ生成用の高周波ＲＦ₁をサセプタ（下部電極）１６に印加した。しかし、プラズマ生成用の高周波ＲＦ₁を上部電極４６に印加する構成も可能である。

本発明は、容量結合型プラズマエッチング装置に限定されず、プラズマＣＶＤ、プラズマＡＬＤ、プラズマ酸化、プラズマ窒化、スパッタリングなど任意のプラズマプロセスを行う容量結合型プラズマ処理装置に適用可能であり、さらにはチャンバの周囲に高周波電極（アンテナ）を設ける誘導結合型プラズマ処理装置にも適用可能である。本発明における被処理体は半導体ウエハに限るものではなく、フラットパネルディスプレイ、有機ＥＬ、太陽電池用の各種基板や、フォトマスク、ＣＤ基板、プリント基板等も可能である。

１０ チャンバ
１６ サセプタ（下部電極）
３６ （プラズマ生成用）高周波電源
３８ （イオン引き込み用）高周波電源
４０，４２ 整合器
４３，４５ 高周波給電ライン
４６ 上部電極（シャワーヘッド）
５６ 処理ガス供給源
７２ 主制御部
８８Ａ，８８Ｂ 整合回路
９４Ａ，９４Ｂ マッチングコントローラ
９６Ａ，９６Ｂ インピーダンスセンサ
１００Ａ，１００Ｂ ＲＦ電圧検出器
１０２Ａ，１０２Ｂ 電圧検知信号生成回路
１０４Ａ，１０４Ｂ サイクル平均値演算回路
１１２Ａ，１１２Ｂ サンクル平均値演算回路
１０６Ａ，１０６Ｂ 移動平均値演算部
１１４Ａ，１１４Ｂ 負荷インピーダンス演算回路
１２０Ａ，１２０Ｂ 前置移動平均値演算回路
１２２Ａ，１２２Ｂ 前置移動平均値演算回路
１２８Ａ，１２８Ｂ 主移動平均値演算回路
１３０Ａ，１３０Ｂ 主移動平均値演算回路
１３４ モニタ時間制御部
１３５ モード切換制御部
１３６ 前置移動平均値演算制御部
１３８ 主移動平均値演算制御部
１４０ クロック発生部
１４２Ａ，１４２Ｂ 負荷インピーダンス瞬時値演算回路
１４４Ａ，１４４Ｂ サイクル平均値演算回路
１４６Ａ，１４６Ｂ 移動平均値演算部

Claims (10)

1. 被処理体を出し入れ可能に収容する真空排気可能な処理容器内で処理ガスの高周波放電によるプラズマを生成し、前記プラズマの下で前記処理容器内の前記被処理体に所望の処理を施すプラズマ処理装置であって、
   第１の高周波を出力する第１の高周波電源と、
   前記第１の高周波電源より出力される前記第１の高周波を前記処理容器の中または周囲に配置される第１の電極まで伝送するための第１の高周波給電ラインと、
   前記第１の高周波給電ライン上に設けられる第１の可変リアクタンス素子および第１のインピーダンスセンサを有し、前記第１のインピーダンスセンサより出力される第１の負荷インピーダンス測定値が前記第１の高周波電源の出力インピーダンスに対応する第１の整合ポイントに一致または近似するように前記第１の可変リアクタンス素子のリアクタンスを可変に制御する第１の整合部と、
   前記第１の高周波のパワーがオン状態または第１のレベルになる第１の期間とオフ状態または前記第１のレベルよりも低い第２のレベルになる第２の期間とを一定の周波数で交互に繰り返すように、前記第１の高周波電源の出力を第１のパルスで変調する第１の高周波パワー変調部と、
   第２の高周波を出力する第２の高周波電源と、
   前記第２の高周波電源より出力される前記第２の高周波を前記第１の電極または前記処理容器の中または周囲に配置される第２の電極まで伝送するための第２の高周波給電ラインと、
   前記第２の高周波給電ライン上に設けられる第２の可変リアクタンス素子および第２のインピーダンスセンサを有し、前記第２のインピーダンスセンサより出力される第２の負荷インピーダンス測定値が前記第２の高周波電源の出力インピーダンスに対応する第２の整合ポイントに一致または近似するように前記第２の可変リアクタンス素子のリアクタンスを可変に制御する第２の整合部と、
   前記第２の高周波のパワーがオン状態または第３のレベルになる第３期間とオフ状態または前記第３のレベルよりも低い第４のレベルになる第４の期間とを前記第１のパルスの周波数よりも低い一定の周波数で交互に繰り返すように、前記第２の高周波電源の出力を第２のパルスで変調する第２の高周波パワー変調部と
   を具備し、
   前記第１のインピーダンスセンサが、前記第２のパルスの１サイクルを基本サイクルとして負荷インピーダンスの平均値を演算し、その負荷インピーダンスの平均値に基づく前記第１の負荷インピーダンス測定値を出力し、
   前記第２のインピーダンスセンサが、前記第２のパルスの１サイクルを基本サイクルとして負荷インピーダンスの平均値を演算し、その負荷インピーダンスの平均値に基づく前記第２の負荷インピーダンス測定値を出力する、
   プラズマ処理装置。
2. 前記第１のインピーダンスセンサが、
   前記第１のパルスの１サイクル内で前記第１および第２の期間の少なくとも一方に設定される第１のモニタ時間中に、前記第１の高周波給電ライン上で得られる前記第１の高周波に対応する電圧検知信号および電流検知信号を所定のサンプリング周波数でサンプリングして、前記電圧検知信号および前記電流検知信号の１サイクル分の平均値を演算する第１のサイクル平均値演算回路と、
   前記第２のパルスの１サイクルを移動区間として、前記第１のサイクル平均値演算回路より得られた連続する複数個の前記電圧検知信号の１サイクル分の平均値および前記電流検知信号の１サイクル分の平均値から一次移動平均値を求める前置移動平均値演算回路と、
   前記第２のパルスのＡＮ₂サイクル（ＡＮ₂は２以上の整数）を移動区間として、前記前置移動平均値演算回路より得られた連続する複数個の前記電圧検知信号の一次移動平均値および前記電流検知信号の一次移動平均値から二次移動平均値を求める第１の主移動平均値演算回路と、
   前記第１の主移動平均値演算回路より得られた前記電圧検知信号および前記電流検知信号の二次移動平均値に基づいて、前記第１の負荷インピーダンス測定値を演算する負荷インピーダンス演算回路と
   を有する、請求項１に記載のプラズマ処理装置。
3. 前記第１のインピーダンスセンサが、
   前記第１のパルスの１サイクル内で前記第１および第２の期間の少なくとも一方に設定される第１のモニタ時間中に、前記第１の高周波給電ライン上で得られる負荷インピーダンスの瞬時値を所定のサンプリング周波数でサンプリングして、前記負荷インピーダンスの１サイクル分の平均値を演算する第１のサイクル平均値演算回路と、
   前記第２のパルスの１サイクルを移動区間として、前記第１の単位平均値演算回路より得られた連続する複数個の前記負荷インピーダンスの１サイクル分の平均値から一次移動平均値を求める前置移動平均値演算回路と、
   前記第２のパルスのＡＮ₂サイクル（ＡＮ₂は２以上の整数）を移動区間として、前記前置移動平均値演算回路より得られた連続する複数個の前記負荷インピーダンスの一次移動平均値から二次移動平均値を前記第１の負荷インピーダンス測定値として求める第１の主移動平均値演算回路と
   を有する、請求項１に記載のプラズマ処理装置。
4. 前記第１のモニタ時間が、前記第１のパルスの１サイクル内で前記第１および第２の期間の両方に設定される、請求項２または請求項３に記載のプラズマ処理装置。
5. 前記第１の高周波パワー変調部において設定される前記第１の期間のデューティ比が第１の上限基準値以上である場合は、前記第１のモニタ時間が前記第１のパルスの１サイクル内で前記第１の期間のみに設定され、
   前記デューティ比が前記第１の上限基準値より低い第１の下限基準値以下である場合は、前記第１のモニタ時間が前記第１のパルスの１サイクル内で前記第２の期間のみに設定され、
   前記デューティ比が前記第１の下限基準値と前記第１の上限基準値との間にある場合は、前記第１のモニタ時間が前記第１のパルスの１サイクル内で前記第１および第２の期間の両方に設定される、
   請求項２または請求項３に記載のプラズマ処理装置。
6. 前記第２のインピーダンスセンサが、
   前記第２のパルスの１サイクル内で前記第１および第２の期間の少なくとも一方に設定される第２のモニタ時間中に、前記第２の高周波給電ライン上で得られる前記第２の高周波に対応する電圧検知信号および電流検知信号を所定のサンプリング周波数でサンプリングして、前記電圧検知信号および前記電流検知信号の１サイクル分の平均値を演算する第２のサイクル平均値演算回路と、
   前記第２のパルスのＢＮ₂サイクル（ＢＮ₂は２以上の整数）を移動区間として、前記第２のサイクル平均値演算回路より得られた連続する複数個の前記電圧検知信号の１サイクル分の平均値および前記電流検知信号の１サイクル分の平均値から移動平均値を求める第２の主移動平均値演算回路と、
   前記第２の主移動平均値演算回路より得られた前記電圧検知信号および前記電流検知信号の移動平均値に基づいて、前記第２の負荷インピーダンス測定値を演算する第２の負荷インピーダンス演算回路と
   を有する、請求項１〜５のいずれか一項に記載のプラズマ処理装置。
7. 前記第２のインピーダンスセンサが、
   前記第２のパルスの１サイクル内で前記第１および第２の期間の少なくとも一方に設定される第２のモニタ時間中に、前記第２の高周波給電ライン上で得られる負荷インピーダンスの瞬時値を所定のサンプリング周波数でサンプリングして、前記負荷インピーダンスの１サイクル分の平均値を演算する第２のサイクル平均値演算回路と、
   前記第２のパルスのＢＮ₂サイクル（ＢＮ₂は２以上の整数）を移動区間として、前記第２のサイクル平均値演算回路より得られた連続する複数個の前記負荷インピーダンスの１サイクル分の平均値から移動平均値を前記第２の負荷インピーダンス測定値として求める第２の主移動平均値演算回路と
   を有する、請求項１〜５のいずれか一項に記載のプラズマ処理装置。
8. 第２のモニタ時間が、前記第２のパルスの１サイクル内で前記第３および第４の期間の両方に設定される、請求項６または請求項７に記載のプラズマ処理装置。
9. 前記第２の高周波パワー変調部において設定される前記第３の期間のデューティ比が第２の上限基準値以上である場合は、前記第２のモニタ時間が前記第２のパルスの１サイクル内で前記第３の期間のみに設定され、
   前記デューティ比が前記第２の上限基準値より低い第２の下限基準値以下である場合は、前記第２のモニタ時間が前記第２のパルスの１サイクル内で前記第４の期間のみに設定され、
   前記デューティ比が前記第２の下限基準値と前記第２の上限基準値との間にある場合は、前記第２のモニタ時間が前記第２のパルスの１サイクル内で前記第３および第４の期間の両方に設定される、
   請求項６または請求項７に記載のプラズマ処理装置。
10. 被処理体を出し可能に収容する真空排気可能な処理容器内に相対向して設けられた第１および第２の電極間で処理ガスの高周波放電によるプラズマを生成し、前記プラズマの下で前記第１の電極上に保持される前記被処理体に所望の処理を施すプラズマ処理装置であって、
    前記プラズマを生成するのに適した周波数を有する第１の高周波を出力する第１の高周波電源と、
    前記第１の高周波電源より出力される前記第１の高周波を前記第１の電極または前記第２の電極のいずれか一方まで伝送するための第１の高周波給電ラインと、
    前記第１の高周波給電ライン上に設けられる第１の可変リアクタンス素子および第１のインピーダンスセンサを有し、前記第１のインピーダンスセンサより出力される第１の負荷インピーダンス測定値が前記第１の高周波電源の出力インピーダンスに対応する第１の整合ポイントに一致または近似するように前記第１の可変リアクタンス素子のリアクタンスを可変に制御する第１の整合部と、
    前記第１の高周波のパワーがオン状態または第１のレベルになる期間とオフ状態または前記第１のレベルよりも低い第２のレベルになる期間とを一定の周波数で交互に繰り返すように、前記第１の高周波電源の出力を第１のパルスで変調する第１の高周波パワー変調部と、
    前記プラズマから前記第１の電極上の前記被処理体にイオンを引き込むのに適した周波数を有する第２の高周波を出力する第２の高周波電源と、
    前記第２の高周波電源より出力される前記第２の高周波を前記第１の電極まで伝送するための第２の高周波給電ラインと、
    前記第２の高周波給電ライン上に設けられる第２の可変リアクタンス素子および第２のインピーダンスセンサを有し、前記第２のインピーダンスセンサより出力される第２の負荷インピーダンス測定値が前記第２の高周波電源の出力インピーダンスに対応する第２の整合ポイントに一致または近似するように前記第２の可変リアクタンス素子のリアクタンスを可変に制御する第２の整合部と、
    前記第２の高周波のパワーがオン状態または第３のレベルになる第３期間とオフ状態または前記第３のレベルよりも低い第４のレベルになる第４の期間とを前記第１のパルスの周波数とは異なる独立した一定の周波数で交互に繰り返すように、前記第２の高周波電源の出力を第２のパルスで変調する第２の高周波パワー変調部と
    を有し、
    前記第１のパルスの周波数が前記第２のパルスの周波数より高い場合は、前記第１のインピーダンスセンサが、前記第２のパルスの１サイクルを基本サイクルとして負荷インピーダンスの平均値を演算し、その負荷インピーダンスの平均値に基づいて前記第１の負荷インピーダンス測定値を出力するとともに、前記第２のインピーダンスセンサが、前記第２のパルスの１サイクルを基本サイクルとして負荷インピーダンスの平均値を演算し、その負荷インピーダンスの平均値に基づいて前記第２の負荷インピーダンス測定値を出力し、
    前記第１のパルスの周波数が前記第２のパルスの周波数より低い場合は、前記第１のインピーダンスセンサが、前記第１のパルスの１サイクルを基本サイクルとして負荷インピーダンスの平均値を演算し、その負荷インピーダンスの平均値に基づいて前記第１の負荷インピーダンス測定値を出力するとともに、前記第２のインピーダンスセンサが、前記第１のパルスの１サイクルを基本サイクルとして負荷インピーダンスの平均値を演算し、その負荷インピーダンスの平均値に基づいて前記第２の負荷インピーダンス測定値を出力する、
    プラズマ処理装置。