TW201126302A - Circuits and methods to produce a VPTAT and/or a bandgap voltage with low-glitch preconditioning - Google Patents
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Description
201126302 六、發明說明: 【優先權聲明】 本申請案主張以下美國專利申請案的優先權: 由Steven G. Herbst在2009年10月8日申請的標題爲 CIRCUITS AND METHODS TO PRODUCE A VPTAT AND/OR A BANDGAP VOLTAGE WITH LOW-GLITCH PRECONDITIONING (代理申請案編號 ELAN-01242US0 ) 的美國臨時專利申請第61/249,948號;以及 由Steven G. Herbst在2010年8月23日申請的標題爲 CIRCUITS AND METHODS TO PRODUCE A VPTAT AND/OR A BANDGAP VOLTAGE WITH LOW-GLITCH PRECONDITIONING (代理申請案編號 ELAN-01242US 1 ) 的美國非臨時專利申請第12/861,538號,通過引用的方式 將這兩件專利申請結合於此。 【發明所屬之技術領域】 本發明諸實施例一般關於産生與絕對溫度成比例的電 壓(VPTAT)和/或帶隙電壓輸出(VGO)的電路及方法。 【先前技術】 與絕對溫度成比例的電壓(VPTAT )可被用在例如溫 度感測器中,以及帶隙電壓參考電路中。舉例來說,帶隙 電壓參考電路可被用來向工作於溫度波動的環境中的電路 提供基本上恒定的參考電壓。通常,帶隙電壓參考電路將 4 201126302 與絕對溫度互補的電麼「 ( VPTAT) i ( AT)和與絕對溫度成比例的 "( )相加來產生帶隙參考輸出電壓(vg〇)。 VCTAT通常是簡單的二極體電屬’也被稱作基極.至-射極 %辽降、正向電壓降、基極-射極電壓或者簡稱爲VBE。這 樣的二極體電壓通常是由二極體接法的電晶體(也就是將 基極和集極連接在—起的BjrT電晶體)提供。MAT可從 -個或者更多的VBE中得到,其中^彻是具有不同射極 面積和/或電流、從而工作於不同電流密度的BJT電晶體的 VBE之間的差。然而,由於電晶體—般以隨機方式老 化,因此VPTAT (以及VCTAT)將隨時間趨於漂移,這將 對依賴於VPTAT的精確性(和在帶隙㈣參考電路的情况 下的VCTAT的精確性)的溫度感測器和/或帶隙電壓參考 電路造成不利影響。理想的是减少這樣的漂移。另外, VPTAT年口帶隙電壓參考電路產生雜訊,其主要分量爲^ 雜訊(有時被稱作爲閃爍雜訊),其與基極電流有關。理 想的是减少Ι/f雜訊。 【發明内容】 這裏提供了用來產生與絕對溫度成比例的電壓 (VPTAT)和/或具有低1/f雜訊的帶隙電壓輸出(vg〇) 的電路及方法。電路包括由X個電晶體構成的一組電晶體。 通過向第一基極-射極電壓支路内的各個電晶體的電流路徑 (集極和射極之間)提供第一量的電流,該電路的第一基 極-射極電壓支路被用來産生第一基極-射極電壓(Vbei)。 201126302 通過向第二基極-射極電壓支路内的各個電晶體的電流路徑 (集極和射極之間)提供第二量的電流,該電路的第二基 極-射極電壓支路被用來産生第二基極_射極電壓(VBE2)。 在一些實施例中,X個電晶體中的N個被連接至第二基極_ 射極電壓支路,以使它們的電流通過倍數N與連接在第一 基極-射極電壓支路中的電晶體中的電流相關。該電路還可 包括第一電流預調節支路和/或第二電流預調節支路。第一 電流預調節支路被配置爲向第一電流預調節支路内的各個 電晶體提供基本上與第一量的電流相等的電流。第二電流 預調節支路被配置爲向第二電流預調節支路内的各個電晶 體提供基本上與第二量的電流相等的電流。νρτΑτ可基於 VBE1和VBE2來産生,例如,通過確定VBE1和vbe2之 間的差來産生。控制器可控制該電路中的開關,以隨時間 選擇性地改變X個電晶體中的哪些處於第一基極射極電壓 支路、第一基極-射極電壓支路 '第一電流預調節支路和第 二電流預調節支路中。 此外,利用X個電晶體中的至少一個,另一電路部分 (例如,CTAT支路)可被用來産生與絕對溫度互補的電壓 ( T)利用VPTAT和VCTAT,例如,將它們相加, 來得到帶隙參考電壓輸出()。所述控制器還能控制 開關來隨時間改變哪個/哪些電晶體被用來産生ΜΑΤ。而 且利用第一和/或第二電流預調節支路,哪個/哪些電晶體 被切入CTAT支路和從CTAT支路切出是可以適當地被預調 節的。 6 201126302 如果利用開關使得電晶體從正處於第一基極-射極電壓 支路(或者CTAT”支路)中突然被轉移至第二基極射極 \ ^支路中那麼&供給該電晶體的電流路徑的電流將突 然减少(例如,减少N倍),這將導致發生對νρΤΑτ*/ 或VGO的精確性産生不利影響的突波。另外,如果利用開 關使知電晶體從正處於第二基極-射極電壓支路中突然被改 變爲處於第一基極-射極電壓支路(或者“CTAT”支路) 中,那麼提供給該電晶體的電流路徑的電流將立即増加(例 如,増加N倍),這也可導致發生對νρτΑΤ和/或VG〇的 精確性産生不利影響的突波。爲了大大地减少這樣的突波 和這類突波的影響,當電晶體被從一個支路切出和被切入 另一支路從而提供給該電晶體的電流路徑的電流會增加或 者减少(例如,變化N倍)時,電流預調節支路被用來對 該電晶S體進行預調節。 根據以下提出的詳細描述、附圖以及申請專利範圍, 本發明的實施例的進一步的和替代性的實施例,以及特 性、特徵和優點將會變得更顯而易見。 【實施方式】 圖1例示示例性的習知包含N+1個電晶體的帶隙電壓 參考電路100,包括在該電路的一個支路上並聯連接的二極 體接法電晶體Q1至QN(這被稱爲“N”支路,因爲它包括 N個電晶體)、另一二極體接法電晶體QN+1、差動輸入放 大器120 (例如運算放大器)、一對電阻器r 1以及電阻器 201126302 R2。在這種配置中,電晶體qN+1被用來産生vctat,電 曰曰體Q1至QN連同電晶體qn+1被用來産生vpTAT。在該 貫施例中,QN+1可被認爲是在“ 1 ”支路和“ ctat”支路 兩者中,其術語將參照圖3進一步解釋。更具體地來講, VCTAT爲電晶體QN+1的基極-射極電壓(VBE)的函數, VPTAT爲AVBE的函數,ΛνΒΕ爲電晶體QN+ i的基極_ 射極電壓和並聯連接的電晶體Q1至qN的基極_射極電壓之 間的差的函數。在這裏’帶隙電壓輸出(VGO )表示如下: VGO= VBE+ ( R1/R2) *Vt*ln ( N)。如果 VBE〜(約等 於)0.7V,且(Ri/R2) *vt*ln ( n)〜0.5V,那麽 vG0 〜 1.2V。在圖1的配置中,由於電晶體QN +丨的老化情况與 電晶體Q1至QN中的至少一些不同,所以帶隙電壓輸出 (VGO )將隨著時間漂移,這將是不合需要的。 圖2A例示另一示例性的習知帶隙電壓參考電路 200A,包括並聯連接的電晶體qi至qN(在“N”支路中)、 另一電晶體QN+1 (在“1”支路中)、差動輸入放大器 120、電阻器IU、電阻器R2、二極體接法電晶體QN + 2 (在 ‘‘ CTAT”支路中)以及電流槽I。在這種配置中,電晶體 QN + 2被用來産生VCTAT,而電晶體Q1至QN + 1被用來 産生VPTAT。在該配置中,如果電晶體QN + 2的老化情况 與電晶體Q1至QN+1中的至少一些電晶體不同,那麼 VCTAT相對於VPTAT就會漂移,從而導致發生不合需要的 VGO的漂移。同樣,如果電晶體QN + 1的老化情况與電晶 體Q1至QN中的至少一些不同,那麼VPTAT就會漂移, 201126302 從而導致不合需要的VGO的漂移。 圖2B例示示例性的用來産生VPTAT的習知電路 200B,包括並聯連接的電晶體Q 1至qn(在‘‘ N”支路中)、 另一電晶體QN + 1 (在“ 1”支路中)、差動輸入放大器 120、電阻器Rl、R2和R3、以及電流槽I。在該配置中, 如果電晶體QN + 1的老化情况與電晶體q 1至qN中的至少 一些不同,那麼將發生不合需要的VPTAT的漂移。將圖2B 和圖2A進行比較,發現除了在圖2B中用電阻器R3代替了 電晶體QN + 2外,圖2B與圖2A相同。由於在圖2B中不 會産生VCTAT,所以沒有“ CTAT”支路。 在圖1中’被連接至電阻器R1的上端的差動輸入放大 器120的輸出通過反饋回路調節,直到放大器12〇的非反 相(+ )輸入和反相輸入(-)相等。這將兩個R1電阻器兩 端的電壓設置成相等,從而在兩條支路上建立了相等的電 流,確立了如上所述的△ VBE。在圖2A和圖2B中,放大 器120的作用是爲了在“N”和“丨,’電晶體的集極上建立 相同的電位。這樣就在電阻器R2兩端建立了 avbe,使得 電流△ VBE/R2流過電阻器R1。在圖2A的情形中,這設定 了 VGO = VCTAT+ △ VBE+R1/R2* △ VBE = VCTAT + △ VBE* U + IU/R2)。注意 ΛνΒΕ. pTAT 電壓。類似地, 在圖 2B 中,VPTAT=AVBE* ( 1+ (R1 + R3) /R2)。 圖3例示另一示例性的習知帶隙電壓參考電路3㈧,包 括並聯連接的電晶體Q1至QN (在“ Ν” ± . 又吟甲)、電晶體 QNH (在“厂’支路中),以及另一電晶體QN+2(在 201126302 CTAT”支路中)。在該配置中,電晶體qn+2被用來産 生VCTAT ’電晶體Q1至QN連同電晶體QN+ ][一起被用 來產生VPTAT。更具體地講,VCTAT是電晶體QN+2的基 極射極電壓(VBE )的函數,vpTAT是△ VBE的函數,△ VBE爲電晶體QN+1的基極_射極電壓和並聯連接的電晶 體Q1至QN的基極·射極電壓之間的差的函數。 在圖1中,放大器120向“ N”和“ !,,支路提供電流。 結果,放大器拓撲應該具有緩衝輸出級。這將引入放大器 偏移,因而增大了在帶隙輸出(VG〇)看到的偏移。然而, 消除對緩衝器的需求是可能的。放大器丨2〇相反可被用來 控制PMOS電晶體的閘極,PM〇s電晶體具有很高的輸入阻 抗,幾乎不從放大器120吸取DC電流。如圖3中所示,正 是這些PMOS電晶體’而不是放大器12〇向“N” 、 “ i” 和“CTAT”支路提供電流。由於PM〇s電晶體的閘極被連 接在一起’且它們的源極端都被連接至正電壓線,因此這 些電晶體的源極-至-閘極電壓是相等的。結果,“N” 、” 和 CTAT 支路工作於相同的電流Iptat。由於負反饋,放 大器120調整共同的PMOS閘電壓直到放大器12〇的非反 相端(+ )和反相端(-)的電位相等。該情形在Ipat*R2 + (VBE-△ VBE) = VBE時會發生,其中VBE對應於單個Npn電晶體 的基極-至-射極電壓。因而,Iptat=Z\VBE/R2。
在這裏’帶隙電壓輸出(VGO)表達如下:vg〇=VBE + Rl/R2*Vt*ln(N)。如果 VBE〜0.7V,且 Rl/R2*Vt*ln(N)〜 0_5V’那麼VGO〜1.2V。在圖3的配置中,由於電晶體qn 10 201126302 + 1和QN + 2的老化情况彼此不同,並且與至少電晶體Q 1 至QN中的一些電晶體不同’所以帶隙電壓輸出(VGO )會 隨時間漂移,這將是不合需要的。 圖1 -3被用來示例說明一些示例性的習知帶隙電壓參 考電路和VPTAT電路的不足之處。如上所述,這樣的不足 疋由電路中的各個電晶體的不同老化情况導致的,這會導 致VPTAT、VCTAT和/和VGO隨時間發生不合需要的漂 移下面的圖4A-9B,在相關的共同所有的標題爲‘‘ Circuits
Methods to Produce a VPTAT and/or a Bandgap Voltage”的美國專利申請第12/U1,796號中有所介紹示 例說明以上描述電路的各種方式的缺陷可被克服。在其他 的帶隙電壓參考電路和vpTAT中存在相同的缺陷。因此, 儘管使用下面要討論的多個附圖來闡明如何克服以上描述 、、Po仁疋本領域的普通技術人員從本文的描述中會理 解以下描述的實施例的概念如何能應用到其它替代的帶隙 電壓參考電路和替代的VPTAT電路中。 圖4A例示帶隙電壓參考電路4〇〇A,其爲以上參照圖i 輻述的電路100的變形。帶隙電壓參考電路4〇〇a包括N + 固電晶體(也就是電晶㈣丨至料丨)、差動輸入放大 益120、—對電阻器R1、以及電阻器R2。帶隙電壓參考電 2 4〇〇A還包括開關s丨至SN +丨,每個開關都被示爲雙刀 開關。可採用一對單刀單擲開關代替雙刀雙擲開關’ 疋這樣的一對將仍被稱爲開關。例如,可利用CMOS電 晶體來實現這些開關。 201126302 將圖4A與圖1進行比較可見,圖4A中的電晶體Q4 由開關S4連接’以使其以與圖1中所示的電晶體qn + 1 連接方式相同,並且圖4A中餘下的電晶體都由它們各自的 開關以與圖1中所示的電晶體Q1至QN相同的連接方式被 連接。換句話說,在圖4A中,電晶體Q4被連接爲獨立的 ‘1’’二極體接法電晶體(在“1”支路和“CTAT”支路 中)’餘下的N個電晶體被連接爲並聯的二極體接法電晶 體(在“N”支路中)。 在一貫施例中’開關由控制器402控制以使被連接爲 獨立的二極體接法電晶體的“丨”電晶體隨時間改變(例 如,以一種循環或者隨機的方式),這還意味著多個並聯 的二極體接法電晶體隨時間改變(例如,以一種循環或者 隨機的方式)。換言之,N+1個電晶體中的"皮用來產生 第一基極-射極電壓(VBE1),並且N+1個電晶體中的N 被用來産生第二基極-射極電壓(VBE2) 。vbei和 之間的差被用來産生VPTAT。在圖4A中,侧丄還被用來 產生VCTAT。哪些電晶體被用來產i侧、從而產生 VPTAT和VCTAT是隨時間改變的u 、1』如以循環或者隨機 的方式)。這樣,如果利用例如據波器4 〇 4來對v⑽ 平均化,那麼任何單獨電晶體的老化的影響就達到平衡, 從而减少經濾波的VG0的漂移。 ‘‘丨,,“_ , 移換…哪些電晶體處於 1 ' CTAT”和“N”支路中县庐“士 〒疋隧者時間改變的。 在-實施例中,在N+1個週期的時間内,n+曰 體中的每個都可被選擇用來産 電曰曰 座生VBE1,以及用來産生 12 201126302 VBE2。然而,這不是必需的。在一實施例中,控制器‘Μ 控制開關產生可預計形狀的開關雜訊,該開關雜訊可由濾 波益404或者另一濾波器濾波。這可包括特意地不利用某 些電晶體來産生VBE1和/或特意地不利用某些電晶體來產 生VBE2 ’和/或特意地不利用某些電晶體來産生vcTAT ^ 控制器402可由簡單的計數器、狀態機、微控制器、處理 器來實現,但是並不局限於此。纟某些實施例中,例如, 利用可作爲控制g的—部分或者控制_能够實現的隨機或 者僞隨機的數位發生器,控制器402能够任意地選擇哪個/ 哪些電晶體被用來產生VBE1和/或哪個/哪些電晶體被用來 産生VCTAT。即使存在隨機的或者僞隨機排序的電晶體, 某些電晶體也可被特意地不用來産生VBE1、VBE2和/或 VCTAT。當控制器4〇2循環决定哪個/哪些電晶體被用來產 生VBE1和/或哪個/哪些電晶體被用來産生vctaT時,循 %可總爲同一次序,或者循環次序也可變化。而且,在循 裱期間,某些電晶體可被特意地不用來産生VBE1、VBE2 或 CTAT 換句活§兒,在電路的一個或者更多個支路 中,某些電晶體可特意地不被利用。 在圖4A的實施例中,各個電晶體總是爲二極體接法。 因此,每個二極體可以爲固定的二極體接法,圖4A中的雙 刀雙擲開W S1 i SN+!(或者替代的單刀單擲開關對)可 被單刀單擲開關所替代,如圖4B中的帶隙電壓參考電路 400B所不。在本文描述的這種實施例以及其他實施例中, 田開關被用來選擇性地改變電路結構時,最好採用先閉後 13 201126302 斷的方式(也就是在舊的連接被斷開前建立新的連接)來 控制開關’以使移動觸點始終不會開路,從而防止VPTAT (和/或VCTAT和/或VGO )發生閃變。 在圖4A和4B的實施例中’假設當産生VBE1和VBE2 時期望的是利用比率爲N至1的電晶體(例如N=8 )。可 替代地’可利用2* ( N+1 )個電晶體來實現,像圖4A和4B 中的電晶體Q4那樣同時連接2個電晶體,並且像圖4A和 4B中的電晶體Q1那樣連接剩下的2*n個電晶體。因而, 更一般地講,假設X個電晶體被用來産生VBE1和VBE2, X個電晶體中的第一小組γ個電晶體可被用來産生第一基 極-射極電壓(VBE1 ),並且X個電晶體中的第二小組z 個電晶體可被用來產生第二基極_射極電壓(VBE2 ),其中 1 Y< Z< X。 圖5A例示帶隙電壓參考電路5〇〇a,其爲以上參照圖 2A描述的電路2〇〇A的變形。帶隙電壓參考電路5〇〇a包括 N+2個電晶體(也就是電晶體(^1至(^[+2)、差動輸入 放大器120'電阻器R1、電阻器R2和電流槽j。帶隙=壓 參考電路5〇0以包括開關SmN+1,每個開關都被顯 不爲雙刀雙擲開關。可利用一對單刀單擲開關來代替雙刀 雙擲開關,但是該對開關仍被稱爲開關。 將圖5A和圖2A進行比較可見,在兩個圖中開關卵 + 2的連接方式相同,圖5A中的電晶體Q4由開關μ連接, 以使其以與圖2中電晶體QN+1相同的連接方式被連接, 並且圖5A中的其餘電晶體由它們各自的開關以與圖中 14 201126302 的電晶體Q1至QN相同的方式被連接。在這襄,n+ 2個 電晶體中的1被用來産生第一基極-射極電壓(VBEl) ,n + 2個電晶體中的N被用來產生第二基極-射極電壓 (VBE2 ) ’且VBE1和VBE2之間的差被用來產生vptat。 在圖5A中,N+2個電晶體中的一個(也就是電晶體qN + 2 )總是被用來産生VC TAT。哪個電晶體被用來産生vbei 和VBE2是隨時間變化的(例如,以循環或者隨機的方式)。 這樣,如果利用例如濾波器404來平均化VGO,那麼任何 單個電晶體的老化對VPTAT的影響就被平均化’從而减少 了經過濾波的VGO的漂移。換言之,在圖5A中,哪些電 晶體處於‘ Γ和“ N”支路是隨時間變化的,但是,電晶 體QN + 2處於“ CTAT”支路中不會改變。 根據一實施例’在N + 1個週期的時間中,n + 1個電 晶體中的每一個都被選擇用來産生VBE1,以及用來產生. VBE2。然而,這不是必需的。根據一實施例,控制器4〇2 控制開關産生可預計形狀的開關雜訊,該開關雜訊可被濾 波器404或者另一濾波器濾波。這可包括特意地不利用某 些電晶體來産生VBE1和/或特意地不利用某些電晶體來産 生VBE2。以上描述了控制器4〇2的另外的細節。在控制器 402循%决定哪個/哪些電晶體被用來産生VBE1和/或vbE2 時循環可總爲同一次序,或者次序可變化。而且,在循 ^過程中,某些電晶體可特意地不被用來產生VBE1和/或 VBE2。 在圖5A的帶隙參考電壓電路500A中,電晶體QN+2 15 201126302 的老化的影響沒有被降低《因此,提供了圖5 B的帶隙參考 電壓電路500B,其中圖中的“ Γ 、 “N,,和“CTAT”支 路中的電晶體隨時間改變。正如從圖5B中可以看出的,被 用來産生VCTAT的電晶體也隨時間改變(例如,以循環或者 隨機的方式)。在這裏,N+2個電晶體中的1被用來産生 第一基極-射極電壓(VBE1) ’ N+2個電晶體中的!^被用 來產生第二基極-射極電壓(VBE2 ),而VBE1和VBE2之 間的差被用來產生VPTAT。而且,在圖5B的帶隙參考電壓 電路500B中’N+2個電晶體中的1被用來産生vcTAT。 在圖5B中,帶隙參考電壓電路500B中的開關Sll至sn + 21以及開關S 12至S N + 22可以爲例如雙刀雙擲開關或者單 刀單擲開關對。 根據一實施例,在N + 2個週期時間内,N + 2個電晶 體中的每個都被選擇用來産生VBE1,以及用來産生VBE2 和用來產生VCTAT。然而,這不是必需的。根據一實施例, 控制器402控制開關來産生可預計形狀的開關雜訊,開關 雜訊可由濾波器404濾波。這可包括特意地不利用某些電 晶體來産生VBE1和/或不利用某些電晶體來産生VBE2,和 /或不利用某些電晶體來産生VCTAT^之前描述了控制器 402的另外的細節。在控制器402循環確定哪個/哪些電晶 體被用來產生VBE 1和/或VBE2、和/或哪個/哪些電晶體被 用來産生VCTAT時,循環可總是相同的次序,或者次序可 發生變化。而且,在循環期間,某些電晶體可特意地不用 來產生 VBE1、VBE2 和 / 或 VCTAT。 16 201126302
的實施例中,當產生VBE1和VBE2時, 爲N至1 (例如n=8 )個的電晶體。可替 N+ 1 )個電晶體來實現,像圖5A和5B 在圖5A和5B 假設期望利用比率 代地,可利用2 * ( 中的電日日祖Q4那樣同時連接2個電晶體,且像圖和圖 5B中的電曰曰體Q1那樣連接2*N個電晶體。因此,更概括 也說作又《又利用X個電晶體來產生和,那麼X 個電日曰體中的第-小組γ個電晶體可被用來產生第一基極_ 射極電[(VBE1 ),χ個電晶體中的第二小組ζ個電晶體 可被用來産生第二基極-射極電壓(VBE2 ),其中1 γ〈 Ζ < X另外,X個電晶體中的至少一個可被用來産生 VCTAT被用來產生VCTAT的電晶體可保持與圖5Α中的 相同,或者變化爲圖5B中的那樣。 圖6例示VPTAT電路_,其爲以上參照圖2B描述的 電路麵的變形。除了用電阻器R3代替了電晶體QN+ i 外,圖6的VPTAT電路_與圖5A中的帶隙電壓參考電 路500A以相同的方式運行。在圖6中’“丨,,和“γ支路 中的電晶體隨時間改變。 、圖7例示帶隙電壓參考電路700,其爲以上參照圖3描 述的電路300的變形。更具體地說,圓7例示圖3中所示 的帶隙電壓參考㈣3〇〇如何也能够被變形以包括開關和 控制器,以使被用來產生VBE丨和VBE2,最好也包含vctat 的電晶體隨時間改變。在圖7中,處於“丨” 、“ N,,和 CTAT 支路中的電晶體隨時間變化。 在本文描述的實施例中,被用來產生第一基極-射極電 201126302 壓(VBEl )的一個或多個電晶體也可被稱爲正處於第一基 極-射極電壓支路範圍内,且被用來産生第二基極射極電壓 (VBE2)的電晶體可被稱爲正處於第二基極_射極電壓支路 的範圍内。類似地,被用來産生VCTAT的一個或多個電晶 體可被稱爲正處於CTAT支路範圍内。 在以上描述的實施例中,設置了雙載子接面電晶體 (BJT)的池,並且其中的一個(或者可能更多個)被用作 相對於該池中的其餘電晶體的ΔνΒΕ參考值。假定一個由N 個BJT構成的池。如果一個BJT器件(在圖中顯示爲“ 1 ” ) 被選擇來用作相對於其它N_i個器件的ΔνΒΕ參考值,該 早個器件將具有l/f分量,而其餘器件中的每—個將具有" (N-D分量。由於在該池器件中有其單個i/f雜訊要被均 方根UMS) @ Μ個器件,所以我們將每—個電晶體的 雜訊除以VN-1作爲該έ且m M 、 朴舄邊,,且裔仵的雜讯成分。相對於該單個的 電晶體,工作電流也將降低,從而進一步减少了 i/f分 量。因而,單個的電晶體具有主要的雜訊,電晶體池的雜 訊被平均弱化。通過以較1/f快得多的速率循環電晶體組之 外的-個(或更多個)電晶體作爲該單個的電晶體,則1/f 分量將被在頻率上向上調製。如果循環頻率爲fc,那麼頻 率:的i/f頻譜將被增强’如圖7令所示。由於則固器件的 雜訊的RMS,因此這也BJT的1 八θ 乂一的1/f分量在RMS中將被减少 ’但是每個具有1/N的工作週期。現在高頻i/f雜訊可被 例如據波II 404據除4種循環可被數位化控制(例如隨 機化的),來限制峰值譜分量。現在,i/f雜訊被轉換,所 18 201126302 以其類似於圖8 〇 i言婵百士、, ^ 樣具有更少的峰值譜分量,但是展寬雜 降至fc/N ;主思’在圖8中l/f雜訊减少,但是沒有消 失:"f調節開關光譜峰值。對於fc的時脈,將會有最低的 頻調fc/N,其中有N個器件要被反復開關。從到不完 全的fc將會有n個頻碰公旦〈!没_丨 两D曰刀里(僅僅示出了一些)。所有的 fc/N至不完全的fc分量將存在諧波。 換。之,1電晶體將具有與其工作電流密度成比例 '雜。孔刀里電晶體將相對於1 /f頻率快逮地循環(或 者其匕方式的被選擇爲;)進入和離開“「位置。假定當 VGO或者VPTAT信號被平均或者濾波時,n個電晶體中的 每一個只有時間的1/N (不必需爲這種情形)處於“【,,位 置’每個電晶體貢獻其電壓的僅1/N。然而,各個具有 獨立雜訊的N個電晶體將輪流被添加至“丨,,位置。因 此,“1”電晶體貢獻其雜訊的或者而結 束。N個電晶體的Ι/f能量的餘下部分將被循環調製程序提 升至更高的頻譜。其它N-1個電晶體斟 日趙對雜汛的貢獻與習知 靜止帶隙的N-1個電晶體相同,儘管由 s田於更小的電流密度 而小於“ 1 ”電晶體的Ι/f雜訊。 圖9A爲用來總結以上描述的利用_ έ m 組χ個電晶體來産 生VPTAT的技術的高階流程圖。在步驟 乂唧902,利用X個電 晶體的第·一小組Y個電晶體來産峰笛 主生第一基極-射極電壓 (VBE1 ),其中1 Y < X。在步驟904,刹田γ加a 利用X個電晶體 中的第二小組z個電晶體來産生m _甘上 土弟一基極-射極電壓 (VBE2) ’其中Y<Z<X。在步驟9〇6,通過確定第一基 19 201126302 極-射極電壓(VBE1)和第二基極_射極電壓(νΒΕ2·)之間 的差來產生VPTAT。在步驟908,X個電晶體中的哪γ個 電曰曰體處於被用來産生第一基極·射極電壓(VBE1)的第一 小組,和X個電晶體中的哪Z個電晶體處於被用來産生第 一基極-射極電壓(VBE2 )的第二小組隨時間變化(例如, 以循環的或者隨機的方式)❶在具體實施例中,γ= 1。在其 它的實施例中,Υ 2 < Χ/2。 圖9Β爲被用來概述以上描述的利用一組X個電晶體來 產生帶隙電壓的技術的高階流程圖。在步驟9丨〇,利用X個 電晶體的至少一個來産生與絕對值溫度互補的電壓 (VCTAT)。在步驟912,利肖X個電晶體的第一小組γ 個電晶體來産生第一基極_射極電壓(VBE1 ),其中i γ < X。在步驟914,利用X個電晶體中的第二小組z個電晶 體來產生第二基極-射極電壓(VBE2),其中γ<ζ<χ。在 步驟916,通過確定第一基極_射極電壓(VBE1 )和第二基極 射極電壓(VBE2 )之間的差來産生與絕對溫度成比例的電 壓(VPTAT)。在步驟9丨8,通過將vCTAT與vpTAT相 加來産生帶隙電壓。如步驟92〇中所指示的,X個電晶體中 的哪Y個電晶體處於被用來產生第一基極-射極電壓 (VBE1 )的第一小組,和χ個電晶體中的哪z個電晶體處 於被用來產生第二基極-射極電壓(VBE2 )的第二小組隨時 間熒化(例如,以循環的或者隨機的方式)。在具體的實 把例中,X個電晶體中的哪至少一個電晶體被用來產生 VCTAT隨時間變化(例如,以循環的或者隨機的方式)。 20 201126302 在特疋的貧施例中’ Y=1。在其它實施例中,Y 2〈 ^。 以上描述和在相應的附圖中示出的只是νρΤΑ 丁和帶隙 電壓參考電路的少數例子,1中 ν、Τ 了選擇性地控制(包括改 ’)哪些電晶體被用來産生VPTAT#,VCTAT。然而, 本領域的普通技術人員會理解以上說明的特徵可被用於替 代性的VPTAT電路和替代性的帶隙錢參考電路。例如, 可以用共同發明和共同擁有的美國專利申請號爲 1職’⑸、於麵年!月2曰申請的、名稱爲“Bandgap Voltage Reference Circuits and Methods for Producing Bandgap V〇itages,,#申請中所示出和描述的電路來選擇 性地控制哪些電晶體被用來產生νρτΑτ和/或WAT,這 裏引用該申請作爲參考。 低突波預調節 在:以上描述的電路中,處於“丨,,和“CTAT,,位置的 電晶體(也可被稱作“Γ和“CTAT”支路中的電晶體) 的工作電流爲處於‘‘ N”位置的電晶體(也可被稱作“ N” 支路中的電晶體)的工作電流的N倍。因而,當開關被用 來從“N”支路連接或者斷開電晶體時,通過該電晶體的電 流將變化倍數N。更具體地講,如果電晶體被從“ N”支路 切入“Γ支路或者“CTAT”支路,則通過該電晶體的電 流將增大N倍。相反地,如果電晶體被從“〖”支路或者 “CTAT” t路切a “N”支路,通過該電晶體的電流將减 少N倍*當這樣的切換發生時,電路的控制回路向電晶體 提供電流脈衝,據此來調整其基極電荷。這樣的控制回路 21 201126302 包括放大器1 20 ’其輸出電壓控制PMOS的閘極,從而設定 N”和‘‘ 1 ’’支路中的電流,從而設定放大器丨2〇的非反 相輸入端(+ )和反相輸入端(_)的電壓,從而設定放大 器120的輸出電壓,等等。因而,反饋回路包括“N”和“1” 支路,但是不包括“ CTAT”支路。爲了例示說明,設想工 作於Iptat/N的電晶體(該器件兩端的電壓:vbe-Λ VBE ) 被交換進入“ Γ支路。這將會使放大器丨2〇的反相輸入端 (-)的電壓降低△VBEsVtMn (N),但是保持非反相輸 入端(+ )不變。放大器12〇放大該差值,從而使得其輸 出盔同。這使得CTAT支路中的電流降低,從而導致在輸 出々而産生負向的突波。然而,這種電流脈衝可能被鏡像進 入(或者以其它方式影響)所有的電路支路,從而可能導 致帶隙輸出的突波。這類的突波可能是對系統精確性的限 制因素,因爲突波下方的區域通過系統輸出處的低通遽波 器(例如404)被整合爲DC誤差。以下描述的本發明的實 施例大大地减少了由於上料BJT電晶體的切換 突浊。 ^圖1〇A例示根據本發明實施例的電路1000A,該售 此够破用來减少在電晶體被切人會增大通過該電晶體^ =的支路時發生的突波。在該實施例中,當電晶體從^ :破切入丫或者“CTAT”支路時,在被標識爲‘ =’,的支路、但是也可被稱作低_至·高電流預調節支 “圍内,該電晶財先在㈣回路外部的支路中被預 P至其新的更高電流。預調節電流最好是模擬該電晶體 22 201126302 1或者‘‘CTAT”支路中將要接收的電流。例如,這可 通㈣用相同的電流鏡生成控制回路内部的電流來産生預 調節電流。有益的是,由於低_至_高電流預調節支路在控制 回路外部,因此預調節支路不會影響該電路的輸出。具體 而言,在該支路中預調節電晶體的動作不會影響帶隙輸出。 圖10B例示根據本發明實施例的電路丨,該電路 被用來减少在電晶體被切換至通過該電晶體的電流减 :少的 支路時會發生的突波。在該實施例中,當電晶體從“ 1 ”或 者V,支路被切換至支路時,在被標識爲“低 電流區支路、但也可被稱作高_至_低電流預調節支路的範 圍内,該電晶體首先在控制回路外部的支路中被預調節至 其新的更低電流。該預調節電流較佳模擬該電晶體在“N” 支路中將要接收的電流。例如,如在“N”支路中那樣,這 可通過'使正在被預調節的電晶體作爲㈣同樣的 :一個來實現。有益的是,由於高-至-低電流預調節支路在 被用來產生VBE1、VBE2和CTAT沾φ lL ΓΑΤ的電路部分的外部,因 此預調節支路不會影響該電路的輸出。 在圖10Β中,只有一個雷曰 |體地干中(即電晶體QN+3)被 “出正被切入和切出“低電流區,,1路。在… 施例中,“低電流區,,支路中 貫 又塔τ的所有電晶 晶體中的至少多個)被切入和 U “些電 ,出低電流區(low current _州)’,支路,並且由此進 l WCUr制 根據-實施例,在電路中同 路的其匕支路。 節支路和…電流預調節支路,流預調 1定在電晶體被切換至 23 201126302 更高電流和在電晶體被切換至更低電流時都進行預調節。 換句話說’電路1000C可包括“高電流區”和“低電流區” 兩者,如圖I0C中所示。 圖1 0D爲能够被用來控制電路 入和切出同時包括“高電流區”支路和“低電流區,,支路 的電路(例如,圖10C中的i〇〇〇c)的各個支路的示例性 時序圖。在圖10D中,電晶體開始於“N”支路,然後被切 入“低電流區”,然後“高電流區”,然後‘‘ CTAT”支 路,然後“1”支路,然後“CTAT”支路,然後‘‘高電 流區”,然後“低電流區”,然後“N”支路,等等。在 本發明的精神範圍内的替代性的時序圖也是可能的。注 意,當電晶體從“「支路被切入“CTAT”支路時或者 與之相反時,如果提供、給“1”支路和“CTAT”支路中的 ==流路捏的電流㈣’那麼該電晶體不需要通過 預调即區中的一個。但是,如果電晶體總是在從”,,、 N和CTAT支路中的任何_個被切入“工”、 和“CTAT”支路中的s ^ 支路中的另-個之間被切入 能實現邊際的改進。 卩久路’就可 根據一實施例,各個電晶體在“r 、“ ,, -電流區支路中的每一個上花 和向 在“N”和“低-電流區,,支路中的/ +3)的時間,且 的時間。在其它的實施例中, 化費N/(2N+3) +疋廷種情形。 根據一實施例,R1=9*R2 。 成電路的帶隙輸出電壓的可變r ^跨多個單個集 R2/Rl的比率自身應具有 24 201126302 低差異。由於電阻器差異隨著其死區而减小,使R2和ri 具有相同的物理尺寸是有意義的。否則,更小的電阻器的 差異將占主導地位,被用來實現更大電阻器的額外區域將 會被浪費。一種使得Ri和R2尺寸相等的方法是使它們都 由電阻值爲R的等同電阻器Μ構造。具有更大值的R1由 串聯連接的Μ個電阻器形成(等效阻值:MR) 。R2由並 聯連接的Μ個電阻器形成(等效阻值:R/M )。這樣,Rl/R2 =Μ2。在示例性的帶隙中,爲了正好消除帶隙輸出電壓的 ΡΤΑΤ和CTAT溫度係數,R1/R2被設定爲等於23 5/1η(Ν)β 通過回解Ν,很明顯當Μ = 3時産生了滿意值(Ν〜丨4 )。如 果Μ = 2,Ν〜3〗6,這將導致不合理的大電壓參考終止。如 果Μ=4,Ν〜4,這樣會太小以致不能從在支路中轉換電晶 體中得到統計優勢。 在本文說明的實施例中,被用來產生第一基極-射極電 壓(VBE1)的那個/那些電晶體還可被稱爲正處於第一基極 -射極電壓支路中,且被用來産生第二基極-射極電壓 (VBE2 )的電晶體可被稱爲正處於第二基極_射極電壓支路 中。類似地,被用來產生VCTAT的那個/那些電晶體可被 稱爲正處於CTAT支路内。而且,當電晶體處於“高電流 區或者低電流區”時,電晶體可被稱爲正處於預調節 支路中。 圖11繪製了不具有預調節的圖3電路的VGO,以及帶 有預調節的圖10A和圖10B的電路的VGO的曲線圖。更具 體而言,正如可以從圖丨丨中瞭解到,當同時採用高_至_低 25 201126302 電流預調節支路和低-至-高電流預調節支路時,峰值_至_峰 值的突波幅度可被减少大約40倍》 在也可能遭遇低頻雜訊和精確性問題的圖丨〇 A_丨〇c的 貫施例(和其他實施例)中,類似的技術可對電阻器尺2和 R1執行。思路是對於將被輪換的電阻器而言這也是很有只 的’因爲它們遇到與BJT類似的雜訊和漂移問題,但是旋 轉電阻器呈現了與旋轉電晶體類似的突波問題。因而,爲 了减少這樣的突波,可進行類似的電阻器預調節。這可通 過在當前的“高電流區”和“低電流區,,預調節支路中的 BJT上方堆叠將要被預調節的電阻器來實現,而不需要消耗 額外的電流。 包括高-至-低電流預調節支路和/或低_至_高電流預調 節支路的電路輸出的VG0可被濾波(例如,利用濾波器 4〇4),以產生經濾波的VG〇e由於突波顯著减少,整合的 DC誤差將會很小,因爲與示例性的開關速度(1〇此^2 )相 比突波的幅值很低且短。而且,相較於過濾更大的突波, 這樣小的突波更容易被過濾(例如,利用濾波器4〇4)並且 需要更小的電容器。有益的是,由於在突波幅值方面的顯 著改善(例如,圖1 1中所示的40χ的改善),被用來將輪 出突波减少至理想水平的濾波器的電容器可以被集成,從 而節省了電路板空間並减少了成本。爲了改善輸出νρτΑτ 的電路的性能,可類似地採用高-至-低電流預調節支路和/ 或低-至-南電流預調節支路。 本發明的實施例的帶隙電壓參考電路可被用在那些期 26 201126302 望在-定溫度範圍内產生基本上恒定的參考電壓的任何電 路中。例士口,根據本發明#具體實施你】,本文描述的帶隙 電壓參考電路可被用來產生電壓調節器電路。例如,這可 通過對VGO進行緩衝並將該經緩衝的VG〇提供給放大器 來完成,該放大器將VG0 (例如,笔12v)提升至期望水 平。下面參照附圖13和14來說明示例性的電壓調節器電 路。 圖1 2 A爲被用來概括以上描述的利用電流預調節减少 突波來產生VPTAT的技術的高階流程圖。在步驟12〇2,在 第一電路支路内通過向各個電晶體的電流路徑提供第—量 的電流來產生第一基極-射極電壓(VBE1)❶在步驟12〇4 , 通過在第二電路支路内向各個電晶體的電流路徑提供第二 1的電流來產生第二基極_射極電壓(VBE2),其中第二量 的電流'小於第一量的電流。在步驟12〇6,基於vbei和 VBE2,例如通過確定第一基極_射極電壓(vbei)和第二 基極-射極電壓(VBE2)之間的差,來產生vpTAT。如步 驟1208所指示的,哪些電晶體處於第一電路支路和第二電 .路支路中是被變化的。正如以上所述,可利用這種特徵來 减少Ι/f雜訊。如步驟1212所指示的,在電晶體被從第一 電路支路切出之後’並且在所述電晶體被切入第二電路支 路之則,該電晶體以基本上等於第二量電流的電流來預調 即。正如步驟丨2丨4所指示的,在電晶體被從第二電路支路 切出之後’並且在該電晶體被切入第一電路支路之前該 電阳體被以基本上等於第一數量電流的電流來預調節。如 27 201126302 上所述’這樣的預調節减少了 VPTAT中的突波。 圖12B爲被用來概括以上描述的利用電流預調節减少 帶隙電壓輸出(VG0”的突波來産生帶隙電壓的技術的 高階流程圖。在步驟1220,利用CTAT支路内的至少—個 電晶體來産生與絕對溫度互補的電壓(vctat) ^在步驟 1222 ’通過向第一電路支路内的各個電晶體的電流路經提 供第一量的電流來産生第一基極_射極電壓(VBE1)。在步 驟1 224,通過向第^電路支路内的各個電晶體的電流路徑 k供第一量的電流來產生第二基極-射極電壓(vbe2)。在 步驟1226’基於第一基極-射極電壓(VBEl)和第二基極· 射極電壓(VBE2),例如通過確定VBE1和VBE2之間的 差,來確疋與絕對溫度成比例的電壓(νρτΑτ )。正如步 驟1228所指明的,可基於VCTAT^ νρτΑτ,例如通過將 VCTAT肖VPTAT相加來確定帶隙電壓。如步驟123〇所指 明的,哪些電晶體處於第一電路支路和第二電路支路中是 隨時間邊化的。如步驟1232所指示,在電晶體被從第一電 路支路切出(或者從CTAT支路被切出)之後,並且在該 電曰曰體被切入第二電路支路之前,該電晶體被預調節成具 有基本上等於第二量電流的電流。如步驟1234所指明的, 在電明體被從第二電路支路切換出之後,i且在該電晶體 被切入第一電路支路(或者被切入CTAT支路)之前,該 電晶體被預調節成具有基本上等於第一數量電流的電流。 圖1 3爲示例性的固定輸出線性電壓調節器13〇2的方 塊圖,該電壓調節器包括改變哪些電晶體處於“丨,,和 28 201126302 N支路(並且最好也包括“ CTAT”支路)、並包括高_ 至低電流預§周節支路和/或低_至_高電流預調節支路(最好 是二者都包括)的帶隙電壓參考電路13〇〇。帶隙電壓參考 電路1300産生低突波的帶隙電壓輸出(vG〇),該輸出被 提供給作爲緩衝器連接的運算放大器13〇6 例子 非反相輸人卜運算放大器刪的另—輸人(例^=相 輸入)接收放大器的輸出電壓(ν〇υτ)作爲反饋信號。通 過利用該反饋’輸出電壓(V0UT )保持仏公差(例如,仏^) 地基本固定。 圖14爲示例性的輸出可調節線性電壓調節器的 方塊圖,該電壓調節器包括改變哪些電晶體處於“丨,,和 N”支路(並且最好也包括“ cTAT”支路)、並包括高 至-低電流預调#支路和/或低_至_高電流預調節支路(最好 是二者都包括)的帶隙電壓參考電路13〇〇。從圖14中可以 理解,VOUT VG0*(1+R1/R2)。因而,通過選擇電阻器幻 和R2的適當值,可選擇期望的ν〇υτ。電阻器以和可 在該調節器内部,或者在該調節器外部。一個電阻器或者 兩個電阻器可以是可編程的或者可調整的。 帶隙電壓參考電路和/或VPTAT電路還可被用來提供 溫度感測器。圖1 5爲此類溫度感測器丨5丨〇的例子。改變 哪些電晶體處m “N”支路(並且最好也包括 “CTAT”支路)的帶隙電壓參考電路13〇〇可以向類比-至_ 數位轉換器(ADC)⑽的參考電壓輸人端提供基本上恒 定的帶隙電壓輸出(VG0)信號15〇4。改變哪些電晶體處 29 201126302 於 Γ’和“N”支路中的VPTAT電路15〇1可向ADC 15〇6 的信號輸入端提供類比的VPTAT信號15〇2。帶隙電壓參考 電路130G和VPTAT電路⑽各自可包括高至低電流預 調節支路和/或低-至-高電流預調節支路(最好是二者都包 括)。在這樣的實施例中,因爲ADC丨5〇6的輸入與溫度成 比例,ADC 1506的輸出爲指示溫度的數位信號15〇8。或 者,可以使用與以上所描述的本發明實施例相同的電路來 同時産生VGO和VPTAT,並且VG〇可被用來向adc 15〇6 提供基本上恒定的參考電壓,vpTAT (從該電路中被分接) 可被提供至ADC 1506的信號輸入。再一次,因爲adci5〇6 的輸入是與溫度成比例的,所以aDC 1506的輸出爲指示溫 度的數位信號。 之前的描述爲本發明的較佳實施例。提供這些實施例 旨在示例說明和描述,並不是爲了窮舉或者將本發明限制 爲所公開的確定形式》許多的修正和變形對於本領域技術 人員而5是顯而易見的。爲了最佳地說明本發明的原理及 其實踐應用而選擇和描述了一些實施W,因此它們能够使 得本領域的其他技術人員理解本發明。輕微的修正和變形 將被認爲落在本發明的精神和範圍之内。本發明的範圍由 以下的申請專利範圍及其等同物來確定。 【圖式簡單說明】 圖1例示示例性的習知帶隙電壓參考電路。 圖2A例示替代性的示例性的習知帶隙電壓參考電路 30 201126302 — ® 2B例示用來產生與絕對溫度成比例的電麼(VPTAT) 的不例性電路。 圖3例示另一示例性的習知帶隙電壓參考電路。 圖4A、4B、5A和5B例示可克服圖i和圖2八電路中 的一些缺陷的各種不同的帶隙電壓參考電路。 圖6例示可克服圖2B電路中的一些缺陷、用來產生與 絕對溫度成比例的電壓(VPTAT )的電路。 圖7例示可克服圖3電路中的一些缺陷的帶隙電壓參 考電路。 圖8A例示習知帶隙參考電壓或者νρτΑτ電路的示例 性的1/F雜訊。 圖8Β例不圖4Α-7的實施例如何能够被用來展寬1/F 雜訊’從而减少其尖峰光講含量。 圖9A是用來概括用於產生vpTAT的各個實施例的高 階流程圖。 圖9B疋用來概括用於産生帶隙電壓的各個實施例的高 階流程圖。 圖10 A例不根據本發明的實施例的包括“高電流區” 支路的電路,該支路能用來减少在電晶體被切換至會增加 通過該電晶體的電流的支路時産生的突波。 圖10B例示根據本發明的實施例的包括“低電流區” 支路的電路’該支路被用來减少在電晶體被切換至會减少 通過肩電晶體的電流的支路時産生的突波。 圖10C例不根據本發明的實施例的包括“低電流區” 31 201126302 支路和“高電流區”支路的電路。 圖_爲可被用來控制電路的各個電晶體如何被切入 和被切出包括“低電流區”支路"電流區,,支路的電 路的各個不同支路的示例性時序圖,其中n=4。 的 圖"例示參照圖1〇A和10B說明的實施例是如何能够 被用來减少帶隙電壓參考電路的輸出中的突波。 圖12A爲被用來概括用於產生νρτΑτ的另—實的 高階流程圖。 圖12Β是被用來概括用於產生帶隙電壓的另一實施例 的高階流程圖。 圖13爲包括本發明的實施例的帶隙電壓參考電路的承 例性的固定輸出線性電壓調節器的高階方塊圖。 圖14爲包括本發明的實施例的帶隙電壓參考電路的米 例性的輸出可調節線性電壓調節器的高階方塊圖。 圖1 5爲根據本發明的實施例的示例性的溫度感測器的 高階方塊圖。 【主要元件符號說明】 100,200Α,200Β,300,400Α,500 AS500B,600,700,1000Α, 1000B,1000C,1300,1500:帶隙電壓參考電路 120 差動輸入放大器 402 控制器 404 濾波器 902-920,1202-1234:方法步驟 32 201126302 1302 :固定輸出電壓調節器 1306 :運算放大器 1402 :可調節輸出電壓調節器 1501 : VPTAT 電路 1502 : VPTAT 信號 1504:帶隙電壓輸出(VGO)信號 1506:類比至數位轉換器(ADC) 1508 :指示溫度的數位信號 1 5 1 0 :溫度感測器 Iptat :與絕對溫度成比例的電流 Isink :電流槽 M1,M2,M3,M4 : PMOS 電晶體 Ql,Q2,Q3,Q^"QN,QN+l,QN + 2,QN + 3,QN + 4: 雙載子接面電晶體(BJT) R1,R2,R3 :電阻
Sl,S2,S3,S4…SN,SN+l,SN+2,SN + 3:開關 VBE1,VBE2:基極-射極電壓 VGO :帶隙電壓輸出 VPTAT :與絕對溫度成比例的電壓 33
Claims (1)
- 201126302 七、申請專利範圍: 比例的 電壓(VPTAT)的 1. 一種用來產生與絕對溫度成 電路,包括: 由X偏電晶體構成的—组電B ^ « ιν „ ^ α .電日日體,母個電晶體都包括 基極以及集極和射極之間的電路路徑; .:數個_ ’被配置成選擇性地改變如何使所述乂個 電曰s體的至少一些被連接在電路内部; β.第一基極-射極電塵支路,被配置成向第一基極-射極電 壓支路内的各個電晶體的電流路徑提供第一量的電流,以 產生第一基極-射極電壓(VBE1); 第二基極-射極電壓支路,被配置成向第二基極_射極電 屋支路内的各個電晶體的電流路徑提供第二量的電流,以 產生第二基極-射極電壓(VBE2),其中第二量的電流小於 第一量的電流; 第-電流預調節支路,被配置成向第一電流預調節支 路内的各個電晶體提供基本上與第—量的電流相等的電 流;以及 第二電流預調節支路’被配置來向第二電流預調節支 路内的各個電晶體提供基本上與第二量的電流相等的電 流; 其中所述VPTAT是基於分別由第一基極_射極電壓支 路和第二基極-射極電壓支路産生的第一基極_射極電壓 (VBE1)和第二基極-射極電壓(VBE2)來產生; 其中第一和第二預調節支路内的電晶體不被用來産生 34 201126302 VBE1和VBE2 ;以及 其中所述開關被用來隨時間選擇性地改變所❿χ個電 晶體中的哪些處於第一基極_射極電壓支路、第二基極_射極 電壓支路、第一電流預調節支路和第二電流預調節支路中。 2.如申請專利範圍第i項所述的電路,其中: 在所述電晶體處於第一基極_射極電壓支路内之後,但 在開關被用來使料電晶體處於第二基極㈣電壓支路内 之前,㈤關使得所it電晶體處於第二電流預調節支路内; 以及 I極-射極電壓支路内之後 在所 在開關被用來使所述電晶體處於第—基極·射極電壓支路内 之前,開關使得所述電晶體處於第一電流預調節支路内。 3. 如申請專利範㈣2項所述的電路,進—步包括: 控制器,被配置成控制開關以由此控制X個電晶體中 的哪些處於第一基極,極電壓支路、第二基極·射極電壓支 路、第-電流預調節支路和第二電流預調節支路中。 4. 種用來產生與絕對溫度成比例的電壓(νρτΑ”的 方法,包括: 向帛電路支路提供第一量的電流來産生第一基 極-射極電廢(VBE1). 通過向第二電路支路提供第二量的電流來産生第二基 極-射極電塵(VBE2),其中第二量的電流小於第—量的電 流; 基於第一基極-射極電壓 (VBE1 )和第二基極_射極電 35 201126302 壓(VBE2)産生 VpTAT ; 隨時間改變哪些電晶體處於第一電路支路和第二電路 支路中; 在所述電晶體被從第一電路支路切出後,但在所述電 晶體被切入第二電路支路之前,將所述電晶體預調節成具 有基本上與第二量的電流相等的電流;以及 在所述電晶體被從第二電路支路切換出後,而在所述 電晶體被切換進入第一電路支路之前,將所述電晶體預調 節成具有基本上與第一量的電流相等的電流。 5. —種帶隙電壓參考電路,包括: 由X個電晶體構成的一組電晶體,每個電晶體都包括 基極以及集極和射極之間的電流路徑; 複數個開關,被配置成選擇性地改變如何使所述χ個 電晶體的至少一些連接在電路内部; 第一電路部分,利用X個電晶體中的至少一個來產生 與絕對溫度互補的電壓(VCTAT );以及 第二電路部分,産生與絕對溫度成比例的電壓 (VPTAT ) ,VPTAT與VCTAT相加得到帶隙電壓輸出 (VGO ) ’第二電路部分包括: 第一基極-射極電壓支路,被配置成向第一基極-射極電 壓支路内的各個電晶體的電流路徑提供第一量的電流,以 産生第一基極-射極電壓(VBE1 );和 第二基極-射極電壓支路,被配置成向第二基極_射極電 壓支路内的各個電晶體的電流路徑提供第二量的電节,以 36 201126302 産生第二基極-射極電壓(VBE2),其中第二量的電流小於 第一量的電流; 其中所述VPTAT基於第一基極_射極電壓(VBE1)和 第二基極-射極電M (VBE2)來產生; 第一電流預調節支路,被配置成向第一電流預調節支 路内的各個電晶體提供基本上與第一量的電流相等的電 流;和 第二電流預調節支路,被配置成向第二電流預調節支 路内的各個電晶體提供基本上與第二量的電流相等的電 流! 其中所述開關被用來隨時間選擇性地改變所述X個電 晶體中的哪些處於第一基極_射極電壓支路、第二基極_射極 電反支路、第一電流預調節支路和第二電流預調節支路中。 6.如申請專利範圍第5項所述的電路,其中: 在處於第一基極-射極電壓支路内之後,但在其被切入 第一基極-射極電壓支路之前,所述電晶體被切換爲處於第 二電流預調節支路内;以及 在處於第二基極-射極電壓支路内之後,但在其被切入 第一基極-射極電壓支路之前,所述電晶體被切換爲處於第 一電流預調節支路内。 7 ’如申睛專利範圍第6項所述的電路,還包括: 控制器’被配置成控制開關以由此控制X個 :哪些處於第一基極侧壓支路、第二基極-射 第—電流預調節支路和第二電流預調節支路中。 37 201126302 8. 如申請專利範圍第5項所述的電路,其中: 在産生VCTAT的第-電路部分内的至少—個χ個電晶 體中的每個電晶體都被提供第—量的電流,以及 所述開關還被用纟隨時間改冑X 4固電晶體中的哪些處 於第一電路部分内。 9. 如申請專利範圍第8項所述的電路,其中: 在處於第一基極-射極電壓支路内後,但在其被切換至 第一基極射極電壓支路内之前,所述電晶體被切換爲處於 第二電流預調節支路内; 在處於第二基極·射極電壓支路内後,但在其被切換至 第一基極-射極電壓支路内之前,所述電晶體被切換爲處於 第一電流預調節支路内; 在處於產生VCTAT的第一電路部分内後,但在其被切 換至第二基極_射極電壓支路内之前,所述電晶體被切換爲 處於第二電流預調節支路内;以及 在電晶體處於第二基極·射極電壓支路内後,但在其被 切換至産生VCTAT的第一電路部分内之前,所述電晶體被 切換爲處於第一電流預調節支路内。 !〇.如申請專利範圍第9項所述的電路,進一步包括: 控制器’被配置成控制開關以由此控制X個電晶體中 的那些處於第一電路部分、第一基極_射極電壓支路、第二 基極-射極電壓支路、第一電流預調節支路和第二電流預調 節支路中。 11 ·—種用來産生帶隙電壓的方法,包括: 38 201126302 通過向第一電路支路提供第一量的電流來産生第一基 極-射極電壓(VBE1 ); 通過向第二電路支路提供第二量的電流來產生第二基 極-射極電壓(VBE2 ); 利用CTAT支路産生與絕對溫度互補的電壓(VcTAT); 基於第一基極-射極電壓(VBE1)和第二基極-射極電 壓(VBE2 )產生與絕對溫度成比例的電壓(VpTAT ); 基於VCTAT和VPTAT産生帶隙電壓; 隨時間改變哪些電晶體處於第一電路支路和第二電路 支路中; 在所述電晶體從第一電路支路被切出後,但在所述電 晶體被切入第二電路支路之前,將所述電晶體預調節成具 有基本上與第二量的電流相等的電流;以及 在所述電晶體從第二電路支路被切出後,但在所述電 晶體被切入第一電路支路之前,將所述電晶體預調節成具 有基本上與第一量的電流相等的電流。 12.如申請專利範圍第n項所述的方法’其中,所述改 變還包括隨時間改變至少哪一個電晶體處於CTAT支路 中,並且還包括: 在所述電晶體從CTAT支路被切出後,但在所述電晶 體被切入第二電路支路之前,將所述電晶體預調節成基本 上與第二量的電流相等的電流; 在所述電晶體從第二電路被支路切出後,但在所述電 晶體被切入CTAT支路之前,將所述電晶體預調節成基本 39 201126302 上與第一量的電流相等的電流β 1 3 · —種電壓調節器,包括: 用來産生帶隙電壓輸出(VGO )的帶隙電壓參考電路; 以及 運算放大器,包括 接收帶隙電壓輸出.(VG0 )的非反相(+ )輸入, 反相(-)輸入,以及 輸出,産生電壓調節器的電壓輸出(VOUT ); 其中所述帶隙電壓參考電路包括 由X個電晶體構成的一組電晶體,每個電晶體都包括 基極以及集極和射極之間的電流路徑; 複數個開關,被配置成選擇性地改變如何使所述χ個 電晶體的至少一些連接在電路内部; 第一電路部分,利用χ個電晶體中的至少一個來產生 與絕對溫度互補的電壓(VCTAT );以及 第二電路部分,產生與絕對溫度成比例的電壓 (VPTAT ),VPTAT肖VCTAT相加得到帶隙電壓輸出 (VGO),第二電路部分包括: 第一基極-射極電壓支路,被配置成向第一基極-射極電 壓支路内的各個電晶體的電流路徑提供第—量的電流,以 産生第一基極-射極電壓(VBE1);以及 第二基極·射極電壓支路,被配置成向第二基極-射極電 壓支路内的各個電晶體的電流路徑提供第二量的電流以 産生第二基極-射極電壓(VBE2),其中第二量的電流小於 40 201126302 第一量的電流; 其中所述基於第一基極_射極 电& (VBE1)和第-其士·ς -射極電壓(VBE2)來產生; J才弟一基極 第一電流預調節支路,被配置 路内的各個電晶體提供基本上與—電流預調節支 '土 ,土 丹弟'量的電流相等的電 流,和 電流預調節支 第二電流預調節支路,被配置來向第 路内的各個電晶體提供基本上與第_旦 ^ —里 流; 其中所述開關被用來隨時間選擇性地改變所述χ個電 晶體中的哪些處於第-基極.射極電壓支路、第二基極·射極 電壓支路、第一電流預調節支路和第二電流預調節支路中。 14. 如申叫專利範圍第1 3項所述的電壓調節器,其中: 在處於第一基極-射極電壓支路内之後,但在其被切換 至第二基極-射極電壓支路内之前,所述電晶體被切換爲處 於第二電流預調節支路内;且 在處於第一基極-射極電壓支路内之後,但在其被切換 至第一基極-射極電壓支路内之前,所述電晶體被切換爲處 於第一電流預調節支路内。 15. 如申請專利範圍第13項所述的電壓調節器,其中: 產生VCTAT的第一電路部分内的至少一個X個電晶體 的每個電晶體被提供第一量的電流, 所述開關還被用來隨時間改變X個電晶體中的哪些處 於第—電路部分内。 201126302 16. 如申請專利範圍第Η項所述的電壓調節器,其中: 在處於第一基極-射極電壓支路内後,但在其被切換至 第二基極-射極電壓支路内之前,所述電晶體被切換爲處於 第二電流預調節支路内; 在處於第二基極-射極電壓支路内後,但在其被切換至 第一基極-射極電壓支路内之前,所述電晶體被切換爲處於 第一電流預調節支路内; 在處於産生VCTAT的第一電路部分内後,但在其被切 換至第二基極-射極電壓支路内之前,所述電晶體被切換爲 處於第二電流預調節支路内;以及 在處於第二基極-射極電壓支路内後,但在其被切換至 産生VCTAT的第一電路部分内之前’所述電晶體被切換爲 處於第一電流預調節支路内。 17. 如申請專利範圍第13項所述的電壓調節器,其中, 運算放大器的反相(-)輸入被連接至所述運算放大器的輸 出。 18. 如申請專利範圍第17項所述的電壓調節器,其中, 所述電壓調節器包括輸出固定的線性電壓調節器。 19·如申請專利範圍第13項所述的電壓調節器,進一步 包括: 用來取决於電壓調節器的電壓輸出(V〇UT )產生另_ 電壓的電阻器分壓器; 其中運算放大器的反相(_)輸入接收由電阻器分壓器 產生的另一電壓。 42 201126302 * 20.如申請專利範圍第1 9項所述的電壓調節器,其中, 所述電壓調節器包括輸出可調整的線性電壓調節器。 八、圖式: (如次頁) 43
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Publication Number | Publication Date |
---|---|
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Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
TWI571723B (zh) * | 2011-12-02 | 2017-02-21 | 賽普拉斯半導體公司 | 用於具有可編程溫度斜率之電流的電路 |
Families Citing this family (20)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
KR101483941B1 (ko) * | 2008-12-24 | 2015-01-19 | 주식회사 동부하이텍 | 온도 독립형 기준 전류 발생 장치 |
US8924765B2 (en) * | 2011-07-03 | 2014-12-30 | Ambiq Micro, Inc. | Method and apparatus for low jitter distributed clock calibration |
US8582226B2 (en) | 2012-03-15 | 2013-11-12 | Seagate Technology Llc | Write delay stabilization |
US9612606B2 (en) | 2012-05-15 | 2017-04-04 | Taiwan Semiconductor Manufacturing Company, Ltd. | Bandgap reference circuit |
US9719861B2 (en) * | 2014-08-13 | 2017-08-01 | Nxp Usa, Inc. | Temperature sensor circuit |
US20160091916A1 (en) * | 2014-09-30 | 2016-03-31 | Taiwan Semiconductor Manufacturing Company, Ltd. | Bandgap Circuits and Related Method |
US9519298B2 (en) * | 2015-03-20 | 2016-12-13 | Nxp B.V. | Multi-junction semiconductor circuit and method |
US9245541B1 (en) | 2015-04-30 | 2016-01-26 | Seagate Technology Llc | Storage device with adaptive voltage generation system |
US9727074B1 (en) | 2016-06-13 | 2017-08-08 | Semiconductor Components Industries, Llc | Bandgap reference circuit and method therefor |
US10691156B2 (en) * | 2017-08-31 | 2020-06-23 | Texas Instruments Incorporated | Complementary to absolute temperature (CTAT) voltage generator |
CN108334148B (zh) * | 2017-12-25 | 2021-06-11 | 南京中感微电子有限公司 | 改进的电压比较器 |
CN108334147B (zh) * | 2017-12-25 | 2021-06-11 | 南京中感微电子有限公司 | 改进的电压调节器 |
CN108279727B (zh) * | 2017-12-25 | 2021-09-21 | 南京中感微电子有限公司 | 改进的电流产生电路 |
CN108227805A (zh) * | 2017-12-25 | 2018-06-29 | 南京中感微电子有限公司 | 一种带隙基准电压源电路 |
CN108319316B (zh) * | 2017-12-25 | 2021-07-02 | 南京中感微电子有限公司 | 一种带隙基准电压源电路 |
US10528070B2 (en) | 2018-05-02 | 2020-01-07 | Analog Devices Global Unlimited Company | Power-cycling voltage reference |
US10409312B1 (en) * | 2018-07-19 | 2019-09-10 | Analog Devices Global Unlimited Company | Low power duty-cycled reference |
WO2020176132A1 (en) * | 2019-09-05 | 2020-09-03 | Huawei Technologies Co. Ltd. | Reference signal generation for power amplifiers of rf transmitters and transceivers |
US11526190B2 (en) * | 2020-05-07 | 2022-12-13 | Stmicroelectronics S.R.L. | Apparatus and method for a bandgap reference |
US12013713B2 (en) * | 2020-09-25 | 2024-06-18 | Apple Inc. | Micro analog sensor circuit and system |
Family Cites Families (45)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
DE68910428T2 (de) | 1988-08-19 | 1994-05-11 | Philips Nv | Spannungs-/Stromwandler. |
US5440254A (en) | 1992-10-20 | 1995-08-08 | Exar Corporation | Accurate low voltage detect circuit |
US5619122A (en) | 1995-04-14 | 1997-04-08 | Delco Electronics Corporation | Temperature dependent voltage generator with binary adjustable null voltage |
US5519354A (en) | 1995-06-05 | 1996-05-21 | Analog Devices, Inc. | Integrated circuit temperature sensor with a programmable offset |
US5796280A (en) | 1996-02-05 | 1998-08-18 | Cherry Semiconductor Corporation | Thermal limit circuit with built-in hysteresis |
SG80573A1 (en) | 1997-06-02 | 2001-05-22 | Motorola Inc | Integrated temperature sensor |
JP4116133B2 (ja) * | 1997-07-31 | 2008-07-09 | 株式会社東芝 | 温度依存型定電流発生回路およびこれを用いた光半導体素子の駆動回路 |
US5982221A (en) * | 1997-08-13 | 1999-11-09 | Analog Devices, Inc. | Switched current temperature sensor circuit with compounded ΔVBE |
US6008685A (en) | 1998-03-25 | 1999-12-28 | Mosaic Design Labs, Inc. | Solid state temperature measurement |
US6157244A (en) | 1998-10-13 | 2000-12-05 | Advanced Micro Devices, Inc. | Power supply independent temperature sensor |
US6369740B1 (en) | 1999-10-22 | 2002-04-09 | Eric J. Swanson | Programmable gain preamplifier coupled to an analog to digital converter |
US6407622B1 (en) | 2001-03-13 | 2002-06-18 | Ion E. Opris | Low-voltage bandgap reference circuit |
US6554469B1 (en) | 2001-04-17 | 2003-04-29 | Analog Devices, Inc. | Four current transistor temperature sensor and method |
US6501256B1 (en) | 2001-06-29 | 2002-12-31 | Intel Corporation | Trimmable bandgap voltage reference |
US6507179B1 (en) | 2001-11-27 | 2003-01-14 | Texas Instruments Incorporated | Low voltage bandgap circuit with improved power supply ripple rejection |
US6914475B2 (en) * | 2002-06-03 | 2005-07-05 | Intersil Americas Inc. | Bandgap reference circuit for low supply voltage applications |
JP4086613B2 (ja) | 2002-10-09 | 2008-05-14 | Necエレクトロニクス株式会社 | 半導体装置および内部温度測定方法 |
US6736540B1 (en) | 2003-02-26 | 2004-05-18 | National Semiconductor Corporation | Method for synchronized delta-VBE measurement for calculating die temperature |
US7088085B2 (en) * | 2003-07-03 | 2006-08-08 | Analog-Devices, Inc. | CMOS bandgap current and voltage generator |
JP2005134145A (ja) | 2003-10-28 | 2005-05-26 | Seiko Instruments Inc | 温度センサ回路 |
US6957910B1 (en) | 2004-01-05 | 2005-10-25 | National Semiconductor Corporation | Synchronized delta-VBE measurement system |
US7211993B2 (en) * | 2004-01-13 | 2007-05-01 | Analog Devices, Inc. | Low offset bandgap voltage reference |
JP3922261B2 (ja) | 2004-03-08 | 2007-05-30 | セイコーエプソン株式会社 | データドライバ及び表示装置 |
US7164259B1 (en) * | 2004-03-16 | 2007-01-16 | National Semiconductor Corporation | Apparatus and method for calibrating a bandgap reference voltage |
US7321225B2 (en) * | 2004-03-31 | 2008-01-22 | Silicon Laboratories Inc. | Voltage reference generator circuit using low-beta effect of a CMOS bipolar transistor |
US7173407B2 (en) * | 2004-06-30 | 2007-02-06 | Analog Devices, Inc. | Proportional to absolute temperature voltage circuit |
US7083328B2 (en) | 2004-08-05 | 2006-08-01 | Texas Instruments Incorporated | Remote diode temperature sense method with parasitic resistance cancellation |
US7281846B2 (en) | 2004-08-23 | 2007-10-16 | Standard Microsystems Corporation | Integrated resistance cancellation in temperature measurement systems |
US7309157B1 (en) | 2004-09-28 | 2007-12-18 | National Semiconductor Corporation | Apparatus and method for calibration of a temperature sensor |
DE102005022337A1 (de) | 2005-05-13 | 2006-11-23 | Texas Instruments Deutschland Gmbh | Spannungsgesteuerte Stromquelle |
US7312648B2 (en) * | 2005-06-23 | 2007-12-25 | Himax Technologies, Inc. | Temperature sensor |
US7170334B2 (en) * | 2005-06-29 | 2007-01-30 | Analog Devices, Inc. | Switched current temperature sensing circuit and method to correct errors due to beta and series resistance |
US7193543B1 (en) | 2005-09-02 | 2007-03-20 | Standard Microsystems Corporation | Conversion clock randomization for EMI immunity in temperature sensors |
US7341374B2 (en) | 2005-10-25 | 2008-03-11 | Aimtron Technology Corp. | Temperature measurement circuit calibrated through shifting a conversion reference level |
US7236048B1 (en) | 2005-11-22 | 2007-06-26 | National Semiconductor Corporation | Self-regulating process-error trimmable PTAT current source |
JP4817825B2 (ja) * | 2005-12-08 | 2011-11-16 | エルピーダメモリ株式会社 | 基準電圧発生回路 |
US7683701B2 (en) | 2005-12-29 | 2010-03-23 | Cypress Semiconductor Corporation | Low power Bandgap reference circuit with increased accuracy and reduced area consumption |
US7420359B1 (en) | 2006-03-17 | 2008-09-02 | Linear Technology Corporation | Bandgap curvature correction and post-package trim implemented therewith |
JP4808069B2 (ja) | 2006-05-01 | 2011-11-02 | 富士通セミコンダクター株式会社 | 基準電圧発生回路 |
US7686508B2 (en) | 2006-10-21 | 2010-03-30 | Intersil Americas Inc. | CMOS temperature-to-digital converter with digital correction |
US7579860B2 (en) | 2006-11-02 | 2009-08-25 | Freescale Semiconductor, Inc. | Digital bandgap reference and method for producing reference signal |
US7724075B2 (en) | 2006-12-06 | 2010-05-25 | Spansion Llc | Method to provide a higher reference voltage at a lower power supply in flash memory devices |
US7880459B2 (en) | 2007-05-11 | 2011-02-01 | Intersil Americas Inc. | Circuits and methods to produce a VPTAT and/or a bandgap voltage |
US7863882B2 (en) * | 2007-11-12 | 2011-01-04 | Intersil Americas Inc. | Bandgap voltage reference circuits and methods for producing bandgap voltages |
US8022751B2 (en) * | 2008-11-18 | 2011-09-20 | Microchip Technology Incorporated | Systems and methods for trimming bandgap offset with bipolar elements |
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Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
TWI571723B (zh) * | 2011-12-02 | 2017-02-21 | 賽普拉斯半導體公司 | 用於具有可編程溫度斜率之電流的電路 |
Also Published As
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US8330445B2 (en) | 2012-12-11 |
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