TW200536285A - Method for estimating response characteristic, and receiving method utilizing the same - Google Patents

Description

200536285 九、發明說明： 【發明所屬之技術領域】 ，本毛月係有關於響應特性推估技術，及使用該技術之 收。fl技^τ，4寸別是有關於，用卩|由複數個天線所接收之 …表毛合成之加權係數推估方法及利用這些方法之收 訊方法與技術。 【先前技術】 • * ”、、線通δί1中’通常希望有5U吏用#限的頻率資源。 為了有Α使用頻率I源，舉例而言，在短額内儘量重複 使用相同頻率之無線電波。可是，在此狀況下，通訊品質 曰P牛低k疋因為使用相同頻率之無線電基台或行動终端 機相互接近所引起之同波道干擾(cochanne 1 、 interferenCe)°用於避免此種由波道干擾射而出之軌 品質降低的技術中，最有名的為適應型陣列天線技術 (adaptive array antenna technology)。 鲁纟適應型陣列天線技術巾，由複數個天線所接收的訊 號分別以不同的加權係數加權和合成。加權係數係經適^ 地更新，以便使待傳送訊號和合成後訊號之間的誤差訊二 變小。在此，待傳送訊號是依據合成後訊號而決定。為^ 適當地更新加權係數，使用遞迴式最小平方⑽咖⑽

Least Squares，RLS)演算法、最小平方（Least Squares，LMS)演算法或相類似之演算法。RLS演算法通常 收斂速度快。可是，因為RLS演算法所需執行之^算 複雜，所以需要高速或非常大的運算電路。利用較^演 5 315199D1 ⑧ 200536285 法所需運算電路更簡單之運算電路即可杳 -/ 〇可是，LMS演算法之收叙速度較产。戶、 (相關技術表） & 日本公開公報第2002-26788號 藉由已知傳輸訊號和接收訊 權係激夕姑个& 儿门之關連處理而決定加 隹係數之技術為-種可以較簡單 技術。可3 丁你 电崎厌迷决疋加桔係數的 法追縱環境改變。心㈣處理之技術無 率振盈心：§Γ 在發送器和接收器的頻 手振盈。。之間有頻率偏移量，則此 權係數上變成嗨兰^ ^ 3夕里曰汉映到加 Α亡士。、，义成5失差。假如在適應型陣列天線技術中使用包 3 °吳差之加權係數，通常會降低接收特性。 【發明内容】 本發明之發明者有鑑於前述情況，而提出本發明，其 目的則在提供可#由簡單㈣電路快速估算響應特性之響 應特性推估方法及程式以及提供使用該方法之收訊方法^ _程式。 /

依據本發明的一較佳實施例是有關於響應特性推估方 法。此方法包含有··輸入接收訊號；執行已經輸入之接收 訊號和已知傳輸訊號間的關連處理；依據已經輸入之接收 訊號和已知傳輸訊號而推估已經輸入之接收訊號對已知傳 輸訊號之相位誤差；以及藉由依據所推估相位誤差補償關 連處理之結果而推估已經輪入之接收訊號對已知傳輸訊號 之響應特性。 U 已知傳輸訊號是以連續的方式包含在接收訊號之指定 6 315199D1

(D 200536285 區間内。此Μ應特性推 t、， 方法更包含有從已經輸入之接收 訊號偵測已知傳輸訊號之造 一 I之連續區間的末端。在此方法中， 當推估已經輸入之接收兰 4就對已知傳輸訊號的響應特性 時，可以依據在該已俏、別 ^貞測的末端所推估之相位誤差來補償 關連處理之結果。 本發明的另一個較佔每 β 、 · 1 轭例疋有關於一種程式。此程 式包括：輸入接收訊號；勃 I，執仃已經輸入之接收訊號和已知 傳輸訊號間的關連處理；佑讲 义主，依據已經輸入之接收訊號和已知 傳輸訊號而推估已經輪人+ & a ^ 、， 0、二釉入之接收訊號對已知傳輸訊號之相 位誤差，以及藉由依插辦4谷乂丄上， 據所推估相位誤差來補償關連處理之 結果而推估已經輸入之接收 妥收Λ唬對已知傳輸訊號之響應特 性0 已知傳輪訊號是以連續的方式包含在接收訊號之指定 區間内。此程式更包含有從已經輸人之接收訊號#、測已知 傳輸訊號之連續區間的虫#。+ lL 』丄 匕门的末ir而。在此程式中，當推估已經輸 入之接收訊號對已知傳輪訊號的響應特性時，可以依據在 該已偵測的末端㈣估之相㈣差補償關連處理之結果。 本發明又-較佳實施例是有關於收訊方法。此收訊方 法包括：分別輸人複數個接收訊號；分別在已經輸入之複 數個接收訊號的每-接收訊號和已知傳輸訊號間執行關連 處理；依據已經輸入之複數個接收訊號的至少一接收訊號 和已知傳輪訊號而推估已經輸人之複數個接收訊號的至少 -接收訊號對已知傳輸訊號之相位誤差；藉由依據所推估 相位誤差分別補償複數個關連處理之結果而產生複數個加 3l5]99D] 7 200536285 •權备、數，以及合成乘法運算結果，其中該乘法運算是藉由 • _使已、、、工知入之複數個接收訊號分別對應於複數個加權係數 -之方式而執行。 田推估已經輸入之複數個接收訊號的至少一接收訊號 對已知傳輪訊號之相位誤差時，藉由依據已經輸入之複數 個接收訊號和已知傳輸訊號來推估已經輸入之複數個接收 訊號的每—個接收訊號對已知傳輪訊號之相位誤差以及平 φ均所推估的複數個相位誤差而再次推估最終的相位誤差。 已知傳輸訊號是以連續的方式包含在接收訊號之指定 區間内。此收訊方法更包括從已經輸入之複數個接收訊號 偵測已知傳輸訊號之連續區間的末端。在此方法中，當產 生^數個加權係數時，依據在該已偵測的末端所推估之相 位誤差可以分別補償複數個關連處理之結果。 本發明的又一個較佳實施例是有關於程式。此程式包 括：分別輸入複數個接收訊號；分別在已經輸入之複數個 »接收訊號的每-個接收訊號和已知傳輸訊號間執行關連處 理；依據已經輸入之複數個接收訊號的至少一個接收訊號 和已知傳輸訊號而推估已經輸入之複數個接收訊號的至^ 一個接收訊號對已知傳輸訊號之相位誤差；藉由依據所推 估相位誤差分別補償複數個關連處理之結果而產生複數個 加核係數；合成乘法運算結果，其中該乘法運算是藉由使 已經輸入之複數個接收訊號分別對應於上述複數個加權係 數之方式而執行。 當推估已經輪入之複數個接收訊號的至少一個接收訊 315199D] 200536285 號對已知傳輸訊號之相位誤差時，藉由依據已經輸入之複 數個接收訊號和已知傳輸訊號來分別推估已經輸入之複數 個接收訊號的每-個接收訊號對已知傳輸訊號之相位誤差 j及平均所㈣的複數個相位誤差而再次推估最終的相位 疾差。 已知傳輸訊號是以連續的方式包含在接收訊號之指定 區間内。此程式更包含有從已經輪入之複數個接收訊號债 測已知傳輸訊號之連續區間的末端。在此程式中，當產生 f數個加權係數時，依據在該已❹】的末端所推估:相位 5吳差可以補償複數個關連處理之結果。 請留意者為上述構成之元件和步驟的任何變更和替換 物，在方法和裝置間及其所附加者中作部分或全部取代或 替代之表示，以及改變為電腦程式、記錄媒介等的表示， 均疋有效的，且是包含在本實施例中。 此外’本發明的概要說明並不需要敘述所有的必要特 性，本發明可以是這些已陳述特性的次組合。 【實施方式】 現將依據較佳實施例說明本發明，列舉這些實施例的 目的亚不是用於限制本發明，而是用於做為本發明之範 例。在實施例中所描述的所有特性及其組合對本發明而言 並不一定是絕對必要的。 口 (第一實施例） 本發明的第一實施例是有關於設有適應型陣列天線之 接收器，該接收器利用複數個天線接收做為叢發訊號之無 9 315199D1 ⑧ 200536285 線電訊號，並且在以不同加

Μ ^ ^ ^ %仏數么別為所接收到訊號加 1:!=接收訊號合成。該叢發訊號是由放置在其標頭 ;刀：：知訓練訊號和數據訊號組成。在訓練訊號之區 :行問ίΓ實施例的接收器，依據訓練訊號和接收訊號 ⑪2理且推估在發送器和接收器之頻率振·^器間的 干偏移量。關連處理和頻率偏移量之推估是平行執行。 複數個接㈣號對傳輪訊叙起始響應特性是藉由在訓練 心虎的區間結束時以所推估頻率偏移量來補償關連處理之 結果而分別獲得。當數據訊號之區間開始時，#由以起始 響應特性做為加權係數而加權和合成所接收訊號。在數據 «的區間中’在以加權係數加權和合成接收訊號的同 日年’利㈣應型演异法更新這些加權係數以便可以追縱無 線電傳輸環境之變動。 第1圖係顯示依據本發明第一實施例之包含有發送器 100和接收器106之通訊系統。發送器100包含有調變器 \〇2、射頻（RF)單元104、和天線132。接收器1G6包含有 第一個天線134a、第二個天線134b、第n個天線U4n、 RF單兀108、訊號處理單元！丨0、以及解調器j丨2。在此第 一個天線134a、第二個天線134b、和第n個天線13如通 稱為天線134。 调變裔10 2調變待傳送之訊息訊號且產生傳輪訊號 (在下文中包含在傳輪訊號内的訊號亦稱為“符碼 (symbol )”）。可使用任何調變技術，如qPSK(四相位鍵 移）、16QAM(16個正交振幅調變）、GMSK(高斯濾波最小鍵 315199D1 10 200536285 移）。在下列實施例中，所說明的範例是使用QpsK。再者， 在多載波通訊的例子中，發送器1〇〇設置有複數個調變器 1〇2或反相傳立葉轉換單元。在頻譜展開（spectrum spreading)頻通訊的例子中，調變器1〇2則設置有展頻 (spreading)單元。 叩單元104將傳輪訊號轉換成無線電頻率訊號。在此 包含有頻率轉換單元、電源放大器、鮮振1：器等等。 發送器100之天線132傳送無線電頻率訊號。天線可 以具有任何方向性且天線的數目亦可以是任意數目。 接收斋106之天線丨34接收無線電頻率訊號。在此實 施例中二天線134的數目為n。當在此實施例中提及接收 器具有第η個元件，這意謂為接收器1〇6所設置之元件數 目與天線134的數目相@ ’在此第一個、第二個、..第η 個元件基本上是平行執行操作。 RF單元1〇8將無線電頻率訊號轉換成基頻接收訊號 300。頻率振盡器等係設置至RF單元1〇8。在多載波通L 的例子中，為RF單元1〇8設置有傅立葉轉換單元。在展頻 通訊的例子中，則RF單元1〇8設置有展頻單元。 、 訊號處理單元U0合成分別以加權係數所加權之基頻 接收訊號300且適當地控制每一個加權係數。 、 解調器112解調合成訊號且對所傳輪的訊息訊號進行 判別。解調器112亦可設置延遲偵測單元或載波復原電路 以便進行同步偵測（c〇herent detection)。 第2和第3圖係分別顯示在對應於第i圖中所顯示通 Π 3]5]99D] ⑧ 200536285 訊系統之不同通訊系統中所使用的其他叢發格式。在這也 圖；中亦蝻不包含在叢發訊號中之訓練訊號和數據訊號。 弟2圖係顯示在個人簡易電話系統之傳輸通道 發格式。在叢發之起始4個符碼中放置有前文，該前= 用於&序同步。前文之訊號和唯一字（uniquew〇rd)可用於 做為訊號處理單元11G用的已知訊號，因此訊號處理單元 U〇一可使用前文和唯-字做為訓練訊號。緊接在前文和唯 一子之後的數據和CRC對訊號處理單元nG而言均是 的且對應於數據訊號。 、 =圖係顯示在IEE請2Ua之傳輸通道内所使用之 X。，邊叢發格式為無線區域網路（LAN)的一種形式。 ^^ ί ^"(0FDM)^ ^ ° ^ 〇fdm ’將傅立葉轉換的A小和保護區間之符碼數目 加，且此加總會形成_個單位。注意在此實施例中將此— 口 f :視為0FDM付碼。在叢發的起始四個購Μ符碼中放 置有前文，此主要用方么日本皮π '守序同步和載波復原。前文之訊號 可視為訊號處理單幻1G用的已知訊號，因此訊號處理單 兀11〇可使用前文做為訓練訊號。緊接在前文之後的標頭 和數據對訊號處理單元UG均是未知的且對應於數 據訊號。 ρ第4圖係顯示第1圖中所顯示接收器106之結構圖。 ?單元108包含有第-前置處理單元心、第二前置處理 :兀114b和第η刖置處理單元U4n，通稱為前置處理 Μΐιιΐί^處理單力11()包含有：第—基頻⑽輸入 315199D] 12 200536285 •單兀116a、第二汕輸入單元116b、…和第nBB輸入單元 • 116η，通稱為ΒΒ輸入單元116 ;合成單元118 ;第一加權 計算單元120a、第二加權計算單元12〇b、…和第η加權計 异單元120η，通稱為加權計算單元12〇 ;上升邊緣偵測單 兀122 ;控制單元124 ;訓練訊號記憶體i 26 ;第一起始值 計算單元10a、第二起始值計算單元1〇b、…第始值計 算單元10η，通稱為起始值計算單元1〇 ;以及相位誤差推 籲估單兀1 2。解調單元112包含有決策單元i 28和加總單元 130 〇 再者在接收器106内所使用之訊號包含有：第一基頻 接收讯號300a、第二基頻接收訊號3〇〇b、…和第n基頻接 收訊號300η，通稱為基頻接收訊號3〇〇 ;訓練訊號3〇2 ; 相位誤差訊號304 ;控制訊號306 ;誤差訊號308 ;第一加 權係數310a、第一加權係數310b、…和第η加權係數 310η，通稱為加權係數31〇 ;以及第一關連值312&、第一 _關連值312b、…和第n關連值312n，通稱為關連值312。 前置處理單元114將無線電頻率訊號轉換成基頻接收 訊號300。 BB輸入單元Π6接收基頻接收訊號3〇〇。由第n個天 線所接收的基頻接收訊號3〇〇x i (t)是定義為·· X,(t) =hiS(t) exp 〇Δωΐ) +n；t ——（l) 在此，九為無線電區間之響應特性，為傳輸訊號， △ ω為在發送器100和接收器106之振盪器間的頻率偏移 3]5]99D】 200536285 量，且爪為雜訊。 上升邊緣债測單元122從基頻接收訊號3⑽偵測叢發 訊號之起始用於做為操作訊號處理單元1 1 〇的觸發器。將 叢發訊號偵測起始之時序告知控制單元丨24。控制單元i24 當已知排列方式訊號302的區間結束時依據叢發訊號之起 始時序來計异時序。依據需求將這些時序告知各單元做為 控制訊號3 0 6。 ^ 訓練訊號記憶體126儲存訓練訊號3〇2且依據需要輸 出訓練訊號。 起始值計算單元1 Q藉由對基頻接收訊號3⑽和訓練訊 唬302執行關連程序而計算在訓練訊號3〇2區間内的關連 值312。因為基頻接收訊號3⑽是直接輸入，所以可以降 低處理之延遲。所產生的關連值312Q為：

Ci=h：E (exp(-jAajt)S+(t)S(t)} + E {ni(t)S(t)} =h；Eexp ΗΔωΐ) ~(2) 略的 在此’假設平均區間夠長且與雜訊相關的項目是可忽 起始值计异單元1G，相位誤差推估單元12依 水員接收心虎3〇〇和訓練訊號3〇2推估在訓練訊號观 和接㈣⑽之振盈器之間的頻率偏移 :。然伎’相位誤差推估單元12輸出從頻 P:之:位誤差做為相位誤差訊〜 315J99 ⑧ D1 ]4 200536285 P0=Zexp (-jA〇Jt) • ——（3) 加權計算單元120在當訓練訊號302之區間結束時斧 由以相位誤差訊號304補償關連值312可獲得起始加權係 數310。起始加權係數310 Wi為： WFCi/P0=：h； ---(4) Φ 在數據訊號區間中，將起始加權係數310更新為新的 起始加權係數310〇LMS演算法依據基頻接收訊號3⑽和下 文中的誤差訊號308來更新起始加權係數310。 合成單元11 8在以加權係數31 0為基頻接收訊號3 〇 〇 加權之後將其做加總。加總結果y (t)為： y (t) = EWiXi(t) ——（5) 決策單元1 28藉由比較加總所獲得訊號和預先決定臨 _界值而決定所傳送訊息訊號。此決定可以是由硬體決定或 由軟體決定。 加總單元1 30依據在同步偵測訊號和決策訊號間之差 值產生誤差訊號308，而該誤差訊號308將在加權計算單 兀120之LMS演算法中使用。在理想狀況下，此誤差訊號 冒變成零，這是因為LMS演算法控制加權係數31 〇以便誤 差訊號308變小。 第5至第7圖係顯示第一前置處理單元114 a的各種結 構圖。在接收器1 〇6中之第一前置處理單元114a.可以在如 315199D1 200536285 .第2或第3圖所顯示之不同通訊系 .號，因此緊接在其後之訊號處理 =料種訊 略通訊系統之差異。在第5圖中1=在插料可以忽 適用於如第2圖所顯示的個人簡處理早兀114a 或類似單載波通訊系統。在第統、無線電話、 ma包含有頻率轉換單元：5圖中之第-前置處理單元 只卞和谀早兀136、四倍同步 動增益控制（AGC)140、AD轉換單元- 8、自 144。第6圖巾” 142、和時序㈣單元 ’寬，〜二:/弟一前置處理單元適用於如 見h刀碼多重存取（W_CDMA)或無線 系統，這些應用係與IEE峨Ub相關。==通， 不之第一前置處理單元114a，第6圖中所 #所择員 ,ϋσ 牙〇圖宁所顯示之笫一侖罟 處理早兀114a更包含有展頻單元Μ。第 一 心可用於第3圖中所顯示如贿8〇2 ι ς早凡 L:N/i之多載波通訊系統。除了第6圖所顯示之第二置 處理早元仙，第7圖所顯示之第一前置處理單弟元^ 更包含有傳立葉轉換單元174。 頻=換=元136將無線電頻率訊號轉換成—個中頻 唬、複數個中頻訊號或其他訊號。四倍同步偵測哭138、 :r::=對中頻訊號執行正交偵測且產= =在在四倍同步她138内之頻率振盧器與 5又置在务以100内之頻率振i器是分開操作，所以此二 個頻率振盪器之頻率是不同的。 自_=控制14G自動控制增益，使得基頻類比訊號 之振幅可以在⑰轉換單元142之動態振幅範圍内。 ⑧ 3J5399D] 200536285 AD轉換單元142將基頻類比訊號轉換成數位訊號。用 灰將基頻類比訊號轉換成數位訊號之取樣區間通常設定為 較符碼區間短，以便可以抑制訊號的衰減。在此，將取樣 區間設定為符碼區間的—半。（在下文中，利用此取樣區間 數位化之訊號通稱為“高速數位訊號”）。 時序债測單元144從高速數位訊號中選擇最佳取樣時 序之基頻接收訊號300。另—方面，時序债測單元144藉 由對南速數位訊號執行合成處理或類似處理而產生具有最 佳取樣時序之基頻接收訊號300。 顯不在第6圖中之展頻單元172依據特定的碼序列對 ，頻接收訊號300執行關連處理。第7圖中之傅立葉轉換 單元174對基頻接收訊號3〇〇執行傅立葉轉換。 寸、 口口第8圖係顯示時序痛測單元144之結構圖。時序摘測 單元144包含有：第一延遲單元146a、第二延遲單元 14扑、…和第n-1延遲單元146n—l，其通稱為延遲單元 ^46，乐—乘法運算單元15Ga、第二乘法運算單it 150b、 弟n-1乘法運算單元βοή」、…和第n乘法運算單元 150n，通稱為乘法運算單元15〇 ;第_數據記憶體15^、 第二數據記憶體1 52b、第n-1數據記憶體} 52n_b…和第 η數據記憶體152η’通稱為數據記憶體152;加總單元i54; 决策單兀156，主訊號延遲單元158 ;以及選擇單元}⑼。 延遲單元H6延遲為了關連處理而輸入之高速數位訊 號。高速數位訊號的取樣區間是設定為符碼區間的一半。 因為將延遲單元146之延遲量設定為符碼區間，因此高速 315199D] ,7 ⑧ 200536285

數位訊號150是從每個其他延 單元150。 14 6知出至乘法運算 數據記憶體152為了時序 碼0 同步储存各個前文的一個符 乘法運算單元150對高速數位 算，且利用加總單元154將其==㈣文執行乘法運 決^元156㈣加總結果選擇最佳取樣 數位訊號的取樣區間設定為符碼區間的一半，且二，速 =速數位訊號的區間等於符碼區間，因此對每_個= ^速數位訊號有兩種形式的加總結果，而 : ΓΙ應於各移位取樣時序。決策單…較兩二； =總、決定對應於較大加總結果之時序為最佳= :序：此決朿並不一定只對此兩種形式的加總結果進行一 _人比較’而是可以對該等加總結果進行多次比較。 _主訊號延遲單元158延遲高速數位訊號直到由決策單 元15 6決定最佳取樣時序。 選擇單元160從高速數位訊號選擇對應於最佳取樣時 序之基頻接收訊號_。在此從兩個連續的高速數位訊號 依序選擇一個高速數位訊號。 第9圖係顯示包含在訊號處理單元11〇内之上升邊緣 偵測單兀122之結構。上升邊緣偵測單元丨22包含有電源 计异單元162和決策單元164。功率計算單元162計算各 基頻接收訊號300的接收功率且將各基頻接收訊號3〇〇的 接收功率加總以便獲得由所有天線134所接收到之訊號的 18 315199D1 ⑧ 200536285 整體功率。 “單元m比較訊號的整體功 滿足料時是否偵測到叢發訊號的起始。 田 —第ίο圖係顯示上升邊㈣測單元122白勺操作流程。決 4將内。卩计數器設定為0(S10)。電源計算單元162 5异“基頻接收訊號30〇的接收功率（S12)。決策單元 =比較所接收功率和臨界值。當接收功率大於臨界值時 中之Ό ’則決策單元164為τ加j (S16)。當τ變成 纽特^值τ時⑶8之仏則判斷搞測到叢發訊號的起 始。重妓上述處理直到偵測到叢發訊號的起始（SM中之 N，S1 8 中之 N)。 第^圖顯示第一起始值計算單元10a的結構。第一起 始值计單元1 〇a包含有主訊號延遲單元i 4、共軛複數單 兀16、乘法運算單元18、加總單元2〇以及延遲單元μ。 主几唬延遲單兀14延遲第一基頻接收訊號3〇〇a，使 得第一基頻接收訊號3〇〇a可以與由上升邊緣偵測單元122 所谓測之時序同步。共輛複數單元16將第一基頻接收訊號 300a轉換成共軛複數。乘法運算單元“將第一基頻接收 訊號30〇a之共軛複數與訓練訊號3〇2相乘。 藉由加總單元20和延遲單元22，將第一基頻接收訊 號300a和訓練訊號3〇2之間的相乘結果整合在訓練訊號 302區間内並獲得誤差訊號308。 第12圖顯示相位誤差推估單元12之結構。相位誤差 推估單元1 2包含有：第一主訊號延遲單元26a、第二主訊 315199D1 19 ⑧ 200536285 號延遲早tc 26b、···和第n主訊號延遲單元26n，通稱為主 :號延遲單元26 ;第一乘法運算單元28a、第二乘法運算 單元28b和第n乘法運异單元28η，通稱為乘法運算單 元28 ’第延遲單元30a、第二延遲單元3〇b、···和第η 延遍單兀3〇η，通稱為延遲單元3〇 ;第一共軛複數單元 32a、第二共軛複數單元32b、···和第η共軛複數單元32η， 通稱為共軛複數單元32 ;第一乘法運算單元34a、第二乘 法運异單兀34b、…和第n乘法運算單元34n，通稱為乘法 運算單元34 ;平均單元36、相位轉換單元38 ;相位偵測 單兀40 ;複數轉換單元42 ;補償訊號產生單元44 ;以及 共輛複數單元4 8。 乘法運算單元28藉由使在主訊號延遲單元26中延遲 且共輕複數轉換後之基頻接收訊號3 〇 〇與訓練訊號3 〇 2相 乘而獲得且不包含有傳輸訊號元件之接收訊號。此接收訊 號可表示為： s*(t) =ήίβχρ(]Δωΐ) ---(6 ) 在此，假設雜訊非常小且因此雜訊是可忽略。 延遲單元30和共軛複數單元32延遲厶（幻且然後將 厶轉換成共軛複數。在乘法運算單元34中使轉換成共 軛複數之和原始的厶相乘。相乘的結果丄Υί)可 表不為. 20 3]5]99D] 200536285 'Ai(t)二Zi ⑴ Z:(t—2T) =exp (j2Awt) ---(7) 在此，延遲單元30之延遲時間是設定為2T，其中T 為符碼區間。 平均單兀36將對應於各天線的乘法運算結果平均。亦 可使用已經時間位移的乘法運算結果。 φ ^相位^換單元38利用反正切R〇M(arc tangent ROM) 將已經平均的乘法運算結果A轉換為相位訊號B。 Β=2ΔωΤ ---(8 ) 相位偵測單元40將相位訊號β轉換成符碼區間之 誤差C。 〇=ΔωΤ (9) 複數轉換單元42利用餘弦_或正；玄刪再次將相位 ㈣C轉換成複數。補償訊號產生單元以依據由複數表示 ;符碼區間的相位誤差來計算以上述公式⑶表示的相位 為差訊號304ΡΟ。 第13圖顯示第一加權計算單元伽之結 !計：單元12°a包含有相位誤差補償單格共辆複數° ^ 主訊號延遲單元52、乘法運算單元54、步階大 =參數記憶體56、乘法運算單⑽、加總單元⑽、延 遲單元62以及輸出控制器。 21 315199D] ⑧ 200536285 相位誤差補償單元46在訓練訊號3〇2之區間結束時， 執打除法且藉由以相位誤差訊號3〇4補償第一關連值3丨仏 而獲彳于起始的第一加權係數3丨〇a。 乘法運异單兀54藉由對在共輛複數單元5〇内共輛複 數轉換後之相位誤差3〇δ和在主訊號延遲單元52内延遲之 第一基頻接收訊號30〇3進行乘法運算而產生第一乘法 异結果° 乘法運算單& 58藉由對第一乘法運算結果和儲存在 步階大小的參數記憶體56 π之步階大小的參數進行乘法 運，而產生第二乘法運算結果。第二乘法運算結果藉由延 遲早几62和加總單元6〇傳回且加入新的第二乘法運算結 ^後利用LMS决异法依序更新加總的結果。此加總結 果疋輸入做為第一加權係數310a 〇 J出拴制益64疋一個開關，用於更新複數個訊號的輪 _訊號302之區間結束時，來自相位誤差補償單 :一之f 一加權係數31 〇8是輸入至輸出控制器64然後從 Γ她，計算單元12()&輸出。在數據區間内，加總結果由 6G輸人至輸出控㈣64，職將此加總結果輸 U為第一加權係數310a。 ，14圖顯示合成單元118之結構，該結構包含在訊號 早—元110内。合成單元m包含有延遲單元 為二t —延遲單元祕、.·.和第W遲單元166η，通稱 單一地早π 166 ;第-乘法運算單丨丨―、第二乘法運算 16扑、·.和乐n乘法運#單元L，通稱為乘法運算 315199D1 22 ⑧ 200536285 ， 單元1 6 8，以及加總單元1 7 〇。 ' 乘法運算單元168將由延遲單幻66延遲之基頻接收 •訊號300和加權係數31〇相乘。加總單幻7〇將整個乘法 運算結果加總。 在下文中將說明具有上述結構之接收器丨⑽的操作。 由複數個天線134所接收之訊號是利用正交偵測等轉換成 基頻接收訊號300。當上升邊緣偵測單元122從基頻接收 •訊唬300偵測到叢發訊號的起始時，則開始訓練訊號3〇2 的區間。在訓練訊號302的區間内，起始值計算單元ι〇 執行基頻接收訊號300和訓練訊號3〇2間的關連程序，且 相位誤差推估單元12同時推估基頻接收訊號3〇〇和已知排 列方式訊號3 0 2間之誤差。 當訓練訊號302之區間結束時，相位誤差補償單元46 利用從相位誤差推估單元丨2輸出的相位誤差訊號3〇4補償 從起始值計算單元10輸出之關連值312，且然後產生起始 •加權係數31 0。當數據訊號之區間開始時，合成單元丄工8 加總以起始加權係數31〇加權之基頻接收訊號3⑽。在數 據訊號的區間内，加權計算單元12〇依據基頻接收訊號3〇〇 和誤差訊號308重複更新來自起始加權係數31〇之加權係 數310。合成單元118加總已更新過加權係數31〇加權之 基頻接收訊號3 0 0。 依據弟一貫施例，此裝置可設置簡單的數學運算電 路。再者，用於推估起始加權係數之關連處理和用於推估 頻率偏移量之處理是平行進行且這些處理之結果並不會用 23 315199D] ' 200536285 •於其他處理，所以可降伯步 .麵之頻率偏移量所引亦可以降低由頻 (第二實施例）里所引起之推估精確度的衰減。 係包t:心:::二二練訊號的區間中，該訓練訊號 h 例中相同的接收訊號内，而發送哭和 接收=之頻率振1器間的頻率偏移量已經推估。二 、訊號是藉由重複頻ί二 實施例中’若該訓 ϋ、，朿几唬為紐之訊號序列建構而 重複週期性出現的在相同訊號之間推估頻 訊號：：：二不需要從接收訊號中刪除訓練訊號的 \广 用於執仃此刪除的乘法運算單元亦不需要。 第15圖係顯示依據第二實施例之相位誤差推估單元 μ的結構。第15圖中所顯示的相位誤差推估單元12，盘 以2圖，所二示之相位誤差推估單元12的不同在於並； 有:置弟-乘法運算單元28a、第二乘法運算單元勝... 和弟η乘法運算單元2δη。在第二實施例中，由乘法運* ::34所相乘的訊號必須具有相同的傳輸訊號。藉由將： '早兀30_的延遲量設定為適當的值可以滿足此條件。在第 2圖所顯不的叢發袼式中，因為前文是由交替碼 (alternate c〇de)建構成，所以每2個符碼會具有相同的 值。因此，將延遲單元3〇設定為延遲基頻接收訊號· 有2個符碼。將延遲單元3〇的延遲量在第3圖所顯示叢發 格式之區間内設定為1個GFDM符碼，在此每—個㈣Μ符 24 315J99D1 ⑧ 200536285 碼均具有相同的值。一十^ ^ , 另方面，將延遲單元30的延遲量在 母1 /5個0FDM符碼|右如π伯—广 ㈣Μ符碼。Η”有相同值之區間内設定為"5個 成份::=!?例，不需要從接收訊號刪除傳輸訊號之 推估^員干偏移量，因此 (第三實施例） #电路的尺寸可以縮小。 估在二第晴，如同第一實施例和第二實施例，推 …和接收器之頻率振盪器間的頻 二弟二實施例中，依據藉由延遲接收訊號而獲得之= 上之頻率偏移量。另―方面，孔號推估在時間轴 疋先經傅立葉轉換而轉換且依攄 接收讯唬 號推估扁贿东虹 依據在頻域所接收到之接收訊

、、♦上之頻率偏移量。藉由將接收吨?卢A =(一―之訊號，在接收訊號為= 旦。只收況號為數據訊號的兩種況下均可以推估頻率偏移 二玄可在較訓練訊號之區間長的時間内更正確推估 頻率偏移量。 文正確推估 :16圖頒不依據第三實施例之相位誤差推估單元U 勺、-，口構。此相位誤差推估單元12包 單元？h月弟主讯號延遲 單元2 號延遲單元26b、.·.和第Ω主訊號延遲 元“、」 號延遲單元26;第—傅立葉轉換單 —a傅立葉轉換單元66卜·..和第 換。。 儀，通稱為傅立葉轉換單元66; =換早 、早兀38,複數轉換單元42;以及補償訊號產生單元料。 25 315199D] ⑧ 200536285 - 傳立葉轉換單元66對由主訊號 .基頻接收訊號_執行傅立葉轉換，早兀=延遲之 然後相位轉換單元_ 號執行平均處理，且 率或振幅的峰值。處理所獲得訊號之功 平,且并推估對應此峰值的并g、玄W 士从 1⑽和接收器】06之頻率率值為在發送器 拂盘μ η 卞振盟為間的頻率偏移量。徭砵# 理與弟U圖中所顯示相位誤差 ^後、，處 處理相同。 平兀U所執行的那些 依據第三實施例，因為 間内推估頻率偏移旦％ U心虎之區間長的時 ，所以可更精料料率偏移量。 雖然已經藉由實施例說明本發明里 該項技藝者可對豆、隹夕 -二5亥可瞭解熟習 之範圍，而此#; θ :夕種铋改及取代而不會偏離本發明 圍而此乾圍疋由所附申請專利範圍定義。 在上述實施例中，利用訊號處理 『列天線中所接收到之訊號。可是，訊號處；= 广 =用於執行其他處理。舉例而言，訊號 二 =做為適應型均厂堅器。在此例子中，合成單元Π: 延^⑴慮波器相同的結構，而一個接收訊號是由複數個 個力：：後; μ 伋冉進仃合成。廷個合成單元118與上述實 加例中所顯不合成單元118的結構不同。訊號處理單元110 也可以應用於載波復原電路。在此例子中，合成單元⑴ ，置有單-個的乘法運算單元16δ。也就是說，訊號處理 單元11。可應用於相位誤差是由關連處理所引起的例子 3]5]99D] 26 200536285 中。 在上述貫施例中，加權計算單元12〇使用⑽演算法 做為適應型演算法。可是，亦可以使用如RLS演算法^另 二個演鼻法。再者，加權係數並不―定需要更新。也就是 說，可依據所假設的無線電傳輸環境、運算電路 選擇適應型演算法。 寻 —在第-實施例中，相位誤差推估單元12包含有延 凡30和乘法運算單& 34。可是相位誤差推估單元μ並不 二定僅需要使岐遲單元3G和乘法運算單元34。舉例而 5 ’相位Μ推估單元12和自動頻率控制單元（心晴仏 加，AFC)兩者均可使用延遲單元3〇和乘 法運异單兀34。整個電路之大小可夢 j」和田共同使用一個電路 而縮小。 在弟一實施例中，上升邊缝伯丨σ。- 开故、、象偵測早兀122計算基頻接 收訊號30G之電源，且依據計算結果偵測叢發訊號的上升 邊緣。可是’叢發訊號的上升邊緣亦可以藉由執行其他結 構而偵測、。舉例而言，可利用匹配濾波器偵測上升邊緣， 而該匹配濾波器是以時序债測單元144之結構顯示。也就 是說，只要可以正確偵測叢發訊號的上升邊緣就足夠。 在第一實施例中，包含在相位誤差推估單元η内之延 遲單元3G的延遲時間是設定為2個符碼。可是，延遲時間 並不僅限於2個符碼。舉例而言，延遲時間可以是！個符 碼或可以是在訓練訊號之開始和結束間之區間内的任何符 碼數目。也就是說，只要延遲單& 3〇的最佳延遲時間是依 27 315199D] ⑧ 200536285 據頻率振盥器的穩定度和依據頻率偏移I抽# 性決定就足夠。 卞偏私里推估所需的精破

在罘声ϋ列中，起始值計算單s U 單元12執行處理之日士戸弓炎…土 人相位决差推估 t間為δ川練訊號的區間。可e 間並不是僅限於訓辞訊栌的厂问也 ]了疋，廷個時 一 〇 K朿汛唬的區間。舉例而言，此時間可以 較自川練號的區間短。也就θ〜、 ^ 4. ”L疋呪，可依據訓練訊號的區間 的長度和依據所需推估準確度設定此時間。 【圖式簡單說明】 構圖。 第1圖係顯示依據本發明第—實施例之通訊系 統的結 第2圖係顯示依據太菸 — 豕尽愈明乐一貫施例之叢發格式。 弟3圖係顯示依據太發明铱 ^ 你不^明乐一貫施例之叢發格 弟4圖係顯示依據太恭日日μ 圖 象本务明弟一實施例之接收器的結構 構圖 構圖 構圖 第5圖係顯示第 第6圖係顯示第 第7圖係顯示第 0中所頭示第一前置處理單元 圖中所顯示第一前置處理單元 圖中所顯示第一前置處理單元 的結 的結 的結 所顯示時序偵測單元的 第8圖係顯示第5、6和7圖中 結構圖。 構圖 乐9 SKt、f”#、不昂4圖中所顯示上升邊緣偵測單元的結 315199D1 28 200536285 9圖中，示上升邊㈣測單元的操 4圖中所％示第一起始值計算單元的 4圖中所顯示相位誤差推估單元的結 構圖。

第1 0圖係顯不弟 作程序。 第11圖係顯示第 結構圖。 第1 2圖係顯示第 構圖。 第13圖係顯示第4圖中所顯示第-加權計算單元的結 圖° 差推 第14圖係顯示第4圖中所顯示合成單元的結構 第15 SM系顯不依據本發明第二實施例之相位誤 估單元的結構圖。 ' 第16圖係顯示依據本發明第三實施例之相位誤差 估單元的結構圖。 【主要元件符號說明】

12 14 、 26 、 26a 、 26b 、 "·26η 、 52 16、32、32a、32b、··· 32η、48 10、10a、10b、…10η 起始值計算單元 相位誤差推估單元 主Λ "5虎延遲單元 50共輛複數單元 18、28、28a、28b、"Ιδη、34、34a、34b、 54、58、68、68a、68b、…68n 乘法運算單元 20、60、130、154、170 加總單元 22、30、30a、30b、…30 η、62 延遲單元 36 平均單元 38 相位轉換單元 40 相位谓測單元 42 複數轉換單元 ③ 315]99D1 29 200536285

44 補償訊號產生單元 46 相位誤差補償單 56 參數記憶體 64 輸出控制器 66 " 66a 、 66b 、…66η 、 174 傅立葉轉換單元 100 發送器 102 調變器 104 、108 射頻（RF)單元 106 接收器 110 訊號處理單元 112 解調器 114 、114a、114b、"·1ΐ4η 前置處理單元 116 、116a、 116b、 "·1ΐ6π 基頻（ΒΒ)輸入單 118 合成單元 120 、12Qa、120b、··· 120η 加權計算單元 122 上升邊緣偵測單元 124 控制單元 126 訓練訊號記憶體 128、 156、1 64決策單、 132 、134 、 134a 、 134b 、… 134η 天線 136 頻率轉換單元 138 四倍同步偵測器 140 自動增益控制 142 AD轉換單元 144 時序偵測單元 146 、146a 、 146b 、…146η- 卜 150、150a、150b、150η-1、··· 150η、 166、166a、166b、··· 166η-1 乘法運算單元 152、152a、152b、152η-1、...15211 數據記憶體 158 主訊號延遲單元 160 162 功率計算單元 172 300、 300a n 300b n ---300η 302 訓練訊號 304 選擇單元 展頻單元 基頻接收訊號 相位誤差訊號 315199D1

30 200536285 誤差訊號 加權係數 關連值 步驟 306 控制訊號 308 310、310a、310b、…310η 312、312a、312b、一31211 S10 、 S12 、 S14 、 S16 、 S18

⑧ 3] 315199D1

Claims (1)

1. 200536285 • 十、申請專利範圍： -〗· 一種由電腦執行之程式，包括： 輸入接收訊號之步驟； 執行该已經輸入之接收訊號和已知傳輸訊號間的 關連處理之步驟； 由遠已經輸入之接收訊號和該已知傳輸訊號而推 估該已經輪入之接收訊號對該已知傳輸訊號之相位誤 丨差之步驟；以及 藉由依據所推估相位誤差來補償該關連處理之結 果，而推估該已經輸入之接收訊號對該已知傳輸訊號之 響應特性之步驟。

   種由電腦執行之程式，包括·· 之步驟； 分別輪入複數個接收訊號之步驟； 。分別對該已經輸入之複數個接收訊 訊號執行關連處理之步驟； 號和已知傳輸 之步驟；

   而推估該已經輸入之複數個 315199D1 32 200536285 接收訊號的至少 位誤差之步驟； 一個接收訊號對該已知傳輪 訊號之相 、藉由依據所推估之相㈣差分別補償該複數個關 連處理之結果以產生複數個加權係數之步驟；以及 令該已經輸入之複數個接收訊號與該複數個加權 係數分別對應並執行乘法運算後，合成乘法運算结果之 步驟。 4.如申請專利範㈣3項之程式，其中，該推估該已經輸 入之稷數個接收訊號的至少—個接收訊號對該已知傳 輸訊號之相位誤差之步驟，係、由該已經輸人之複數個接 收讯號和該已知傳輸訊號來分別推估該已經輸入之複 數個接收訊號㈣已知傳輸訊號之相位誤差，並根據平 均處理所推估的複數個相位誤差，而再次推估最終的相 位誤差。

   專利範圍第3項之程式，其中，該已知傳輸訊號 疋"^ i也包含在接收訊號之指定區間内，且該程式更包 攸及^、、二輻入之祓數個接收訊號偵測該已知傳輸訊 :Ss連:貝區間的末端之步驟’產生該複數個加權係數之 係在該已偵測的末端根據所推估之相位誤差來分 別補償該複數個關連處理之結果。 ⑧ 315199D] 33