SE509408C2 - Anordning och förfarande för reducering av periodiskt brus i en sigma-delta modulator - Google Patents

Anordning och förfarande för reducering av periodiskt brus i en sigma-delta modulator

Info

Publication number
SE509408C2
SE509408C2 SE9701986A SE9701986A SE509408C2 SE 509408 C2 SE509408 C2 SE 509408C2 SE 9701986 A SE9701986 A SE 9701986A SE 9701986 A SE9701986 A SE 9701986A SE 509408 C2 SE509408 C2 SE 509408C2
Authority
SE
Sweden
Prior art keywords
signal
sigma
discrete
integrated
period length
Prior art date
Application number
SE9701986A
Other languages
English (en)
Other versions
SE9701986L (sv
SE9701986D0 (sv
Inventor
Mats Fraennhagen
Per Henrik Fremrot
Original Assignee
Ericsson Telefon Ab L M
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Ericsson Telefon Ab L M filed Critical Ericsson Telefon Ab L M
Priority to SE9701986A priority Critical patent/SE509408C2/sv
Publication of SE9701986D0 publication Critical patent/SE9701986D0/sv
Priority to AU77938/98A priority patent/AU751275B2/en
Priority to BR9809163-8A priority patent/BR9809163A/pt
Priority to JP50058799A priority patent/JP4027434B2/ja
Priority to CN98805577A priority patent/CN1260913A/zh
Priority to KR19997011091A priority patent/KR20010013111A/ko
Priority to PCT/SE1998/000990 priority patent/WO1998054840A2/en
Priority to CO98029413A priority patent/CO4790202A1/es
Priority to EP98926008A priority patent/EP1080534B1/en
Priority to EEP199900536A priority patent/EE03500B1/xx
Priority to US09/084,650 priority patent/US6175321B1/en
Priority to ARP980102466A priority patent/AR012873A1/es
Publication of SE9701986L publication Critical patent/SE9701986L/sv
Publication of SE509408C2 publication Critical patent/SE509408C2/sv

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
    • H03M3/00—Conversion of analogue values to or from differential modulation
    • H03M3/02—Delta modulation, i.e. one-bit differential modulation
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
    • H03M7/00—Conversion of a code where information is represented by a given sequence or number of digits to a code where the same, similar or subset of information is represented by a different sequence or number of digits
    • H03M7/30—Compression; Expansion; Suppression of unnecessary data, e.g. redundancy reduction
    • H03M7/3002—Conversion to or from differential modulation
    • H03M7/3004—Digital delta-sigma modulation
    • H03M7/3006—Compensating for, or preventing of, undesired influence of physical parameters
    • H03M7/3008—Compensating for, or preventing of, undesired influence of physical parameters by averaging out the errors, e.g. using dither
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
    • H03M7/00—Conversion of a code where information is represented by a given sequence or number of digits to a code where the same, similar or subset of information is represented by a different sequence or number of digits
    • H03M7/30—Compression; Expansion; Suppression of unnecessary data, e.g. redundancy reduction
    • H03M7/3002—Conversion to or from differential modulation
    • H03M7/3004—Digital delta-sigma modulation
    • H03M7/3015—Structural details of digital delta-sigma modulators
    • H03M7/302—Structural details of digital delta-sigma modulators characterised by the number of quantisers and their type and resolution
    • H03M7/3024—Structural details of digital delta-sigma modulators characterised by the number of quantisers and their type and resolution having one quantiser only
    • H03M7/3028—Structural details of digital delta-sigma modulators characterised by the number of quantisers and their type and resolution having one quantiser only the quantiser being a single bit one
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
    • H03M7/00—Conversion of a code where information is represented by a given sequence or number of digits to a code where the same, similar or subset of information is represented by a different sequence or number of digits
    • H03M7/30—Compression; Expansion; Suppression of unnecessary data, e.g. redundancy reduction
    • H03M7/3002—Conversion to or from differential modulation
    • H03M7/3004—Digital delta-sigma modulation
    • H03M7/3015—Structural details of digital delta-sigma modulators
    • H03M7/3031—Structural details of digital delta-sigma modulators characterised by the order of the loop filter, e.g. having a first order loop filter in the feedforward path
    • H03M7/3033—Structural details of digital delta-sigma modulators characterised by the order of the loop filter, e.g. having a first order loop filter in the feedforward path the modulator having a higher order loop filter in the feedforward path, e.g. with distributed feedforward inputs
    • H03M7/304—Structural details of digital delta-sigma modulators characterised by the order of the loop filter, e.g. having a first order loop filter in the feedforward path the modulator having a higher order loop filter in the feedforward path, e.g. with distributed feedforward inputs with distributed feedback, i.e. with feedback paths from the quantiser output to more than one filter stage

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Theoretical Computer Science (AREA)
  • Compression, Expansion, Code Conversion, And Decoders (AREA)

Description

10 15 20 25 509 408 2 signalen i sigma-delta modulatorn utförs, filtreras signalen med ett bestämt filter före adderingen.
En föredragen längd. på PN-koden är att perioden på PN-koden skall vara mycket längre än perioden på den lägsta frekvens som skall behandlas av sigma-delta modulatorn. PN-koden bör vara åtminstone 21 bitar läng. Dither-signalens likriktade AC-effekt är beroende av sigma-delta modulatorns ordning.
En nackdel med denna lösning är att beroende på var man väljer att addera dither-signalen kommer det att behövas ett eller flera filter.
En annan vanlig lösning för att reducera det periodiska bruset i sigma-delta modulatorn är att addera dither-signalen j. en av integratorerna. Dither-signalen adderas utan filtrering.
Denna lösning har också nackdelen med att prestandan för sigma- delta modulatorn försämras.
En försämring av signal/brus-förhållandet i sigma-delta modulatorn innebär att sigma-delta modulatorns komplexitet måste ökas. Detta betyder att flera integratorer mäste användas vid sigma-delta moduleringen för att vidmakthålla önskad prestanda.
Om sigma-delta modulatorn innefattas i en D/A-omvandlare finns det en annan lösning på försämringen av signal/brus- förhållandet. Man kan öka översamplingstakten i ett i D/A- omvandlaren ingående interpolationsfilter eller öka komplexiteten för ett på sigma-delta modulatorns utgång anordnat lågpassfilter.
Med nämnda tre lösningar fås emellertid en ökad effektförbrukning och ökad komplexitet på sigma-delta 10 15 20 25 _ Ett ändamål med ¿ 509:4os modulatorn, vilket inte år önskvärt för radiokommunikationsanordningar, exempelvis mobiltelefoner. nEnoGöRELsE Fön UPPFINNINGEN Föreliggande uppfinning angriper ett problem hur periodiskt brus (idle noise) kan reduceras i en sigma-delta modulator.
Ett annat problem som föreliggande uppfinning angriper är att vid reduceringen av det periodiska bruset vidmakthålla signal/brus-förhållandet för utsignaler från sigma-delta modulatorn utan att öka komplexiteten hos sigma-delta modulatorn.
Ytterligare ett annat problem som föreliggande uppfinning angriper är att vid reduceringen av det periodiska bruset, då den uppfinningsenliga anordningen och det uppfinningsenliga förfarandet för sigma-delta modulering innefattas i en D/A- omvandlare, även vidmakthålla signal/brus-förhållandet för utsignaler från D/A-omvandlaren utan att öka komplexiteten hos D/A-omvandlaren. föreliggande uppfinning är således att åstadkomma en anordning och ett förfarande för sigma-delta modulering med reducerat periodiskt brus på den modulerade utsignalen.
Ett annat ändamål är att vid reduceringen av det periodiska bruset erhålla ett bra signal/brus-förhållande för sigma-delta modulatorns utsignal utan att öka komplexiteten på den sigma- delta modulator som utför moduleringsförfarandet.
Ovanstående problem löses i enlighet med föreliggande uppfinning genom att till sigma-delta modulatorn addera två olika signaler.
Den första signalen har en förhållandevis kort periodlängd. 10 15 20 25 509 4Û8 4 Nämnda första signal adderas till någon av sigma-delta modulatorns mest signifikanta bitar. Den andra signalen har, jämfört med nämnda första signal, lång periodlängd. Den andra signalen adderas till någon av de i sigma-delta modulatorn innefattade integratorernas minst signifikanta bit.
En fördel med den uppfinningsenliga anordningen och det uppfinningsenliga förfarandet är att reduceringen av periodiskt utan att försämra brus utföres signal/brus-förhållandet pá sigma-delta modulatorns utsignal.
En annan fördel med föreliggande uppfinning är att eftersom komplexiteten kan hållas nere vid reduceringen av det periodiska bruset fås en sigma-delta modulator som är effektsnàl.
Uppfinningen kommer nu att beskrivas närmare med hjälp av föredragna utföringsformer och med hänvisning till bifogade ritning.
FIGURBESKRIVNING Figur l visar ett blockschema över en D/A-omvandlare som innefattar en sigma-delta modulator.
Figur 2 visar ett blockschema över en sigma-delta modulator som representerar en utföringsform av en uppfinningsenlig anordning och ett uppfinningsenligt förfarande.
Figur 3 'visar ett blockschema över en sigma-delta modulator representerande en annan utföringsform av den uppfinningsenliga anordningen och det uppfinningsenliga förfarandet.
Figur 4 'visar ett blockschema över en sigma-delta modulator representerande ytterligare en utföringsform av den 10 15 20 25 30 5 509 4osM uppfinningsenliga anordningen och det uppfinningsenliga förfarandet.
Figur S visar ett blockschema över en sigma-delta modulator som representerar ytterligare en annan utföringsform av den uppfinningsenliga anordningen och det uppfinningsenliga förfarandet.
FÖREDRAGNA UTFöRINGs FoRMER Figur 1 visar ett blockschema över en D/A-omvandlare 100 enligt tidigare känd teknik. D/A-omvandlaren 100 innefattar ett tidsdiskret interpolationsfilter 102 anordnat att mottaga en tidsdiskret signal 101 bestående av N antal bitar. Om D/A- omvandlaren 100 exempelvis är anordnad i en GSM-mobiltelefon är den tidsdiskreta signalen 101 en digital 13-bitars signal. Det tidsdiskreta interpolationsfiltret 102 ökar samplingstakten pà den mottagna tidsdiskreta signalen 101 så att en ny tidsdiskret signal 103 med en högre samplingstakt erhålles. Denna ökning av samplingstakten utförs för att få en bättre prestanda på signal/brus-förhållande pà från D/A-omvandlaren 100 erhållna analoga utsignaler 108. Förhållandet mellan _ den högre samplingstakten och den lägre samplingstakten benämnes i dessa sammanhang Oversampling Ratio tidsdiskreta (OSR). Den nya signalen 103 matas till en sigma-delta modulator 104. Sigma- delta modulatorn 104, innefattande ett antal integratorer samt en kvantiserare, är anordnad att alstra 106. en utsignal Utsignalen 106 kan anta ett tidigare bestämt antal amplitudniváer. Det är vanligt att nämnda utsignal 106 är en 1- bits signal med endast tvà olika nivàer. I ett sådant fall har en omvandling utförts fràn ett värde representerat av N bitar till ett antal sampel som kan anta tvá olika amplitudvärden. Den tidsdiskreta signalen 106 matas till ett làgpassfilter 107, som 10 15 20 25 30 509 408 e är anordnat att jämna till den tidsdiskreta 1-bits signalen 106 mellan olika amplitudvärden för att på så sätt erhålla den analoga signalen 108.
A/D-omvandlare fungerar i princip på omvänt sätt mot vad som ovan förklarats. En skillnad är att D/A-omvandlaren 100 realiseras i huvudsak :ned digital maskinvara 105, medan A/D- omvandlaren implementeras huvudsakligen med analoga komponenter.
Figur 2 visar ett blockschema över en sigma-delta modulator som representerar en utföringsform av en uppfinningsenlig anordning och ett uppfinningsenligt förfarande. Sigma-delta modulatorn 104 är anordnad att mottaga den tidsdiskreta signal 103, som uppträder över en ingång 206 hos nämnda sigma-delta modulator, samt generera utsignalen 106 på en utgång 207 på sigma-delta modulatorn. Utsignalen 106 beror av den tidsdiskreta signalen 103. Sigma-delta modulatorn 104 innefattar två integratorer 200,201, en kvantiserare 202, tre adderare 203,204,205, en första dithergenerator 216 avsedd för att generera en första dither-signal 218 samt en andra dithergenerator 215 avsedd för att alstra en andra dither-signal 217.
I den första dithergeneratorn 216, som exempelvis kan vara ett minne eller ett skiftregister, är den första dither-signalen 218 lagrad. Den första dither-signalen 216 är en 1-bits sekvens med en tidigare bestämd amplitud och med en förhållandevis kort periodlängd. Den förhållandevis korta periodlängden innebär att den första dither-signalen 218 inte innefattar några frekvenskomponenter i ett för D/A-omvandlaren 100 avsett frekvensområde. I exempelvis audioanordningar avsedda för det mänskliga örat motsvarar detta frekvensområde de frekvenser som det mänskliga örat kan uppfatta, det vill säga i ett frekvensområde huvudsakligen lika med 0-20 kHz. Hur amplituden 10 15 20 25 30 v 509 408 och periodlängden väljs för den andra dither-signalen förklaras nedan.
Från den andra dithergeneratorn 215, som exempelvis kan vara ett maximum-längd skiftregister, genereras den andra dither-signalen 217 med lång' periodlängd, låg amplitud samt med statistiska egenskaper liknande vitt brus. Hur längden och amplituden väljs beskrivs nedan. Den andra dither-signalen 217 är en 1-bits sekvens, som när den genereras med ett maximum-längd skiftregister med längden 22 och en periodlängd större än fyra likt sekunder får statistiska egenskaper vitt brus.
Periodlängden 4 sekunder skall i dessa sammanhang ses som en förhållandevis lång periodlängd. Denna dither-signal är primärt avsedd för att undvika att sigma-delta modulatorn genererar en utsignal med toner~ i det för sigma-delta modulatorn avsedda frekvensområdet som beror på den första dither-signalen 218.
Adderaren 203 är anordnad att addera den tidsdiskreta signalen 103 till utsignalen 106, vilken är återkopplad medelst en återkoppling 208 via en multiplikator 219, varvid en första summasignal 209 erhålles. En multiplikationsfaktor k för multiplikatorn 219 väljs pá tidigare känt sätt. Om k väljs till k subtraktion av nämnda utsignal från nämnda tidsdiskreta signal 103. Nämnda första summasignal 209 integreras i integratorn 200, varvid en första integrerad signal 210 erhålles. Adderaren 204 är anordnad att addera nämnda första integrerade signal 210 till utsignalen 106, som är återkopplad, via en multiplikator 220, på samma sätt som tidigare förklarats.
En första delsumma erhålles genom denna addition. Adderaren 204 är anordnad att addera den första dither-signalen 218 till någon av de mest signifikanta bitarna i den första delsumman. De i adderaren utförda additionerna kan självfallet utföras i omvänd ordning.
Därmed erhålles en andra summasignal 211. Den andra 10 15 20 25 30 509 408 s summasignalen 211 integreras i integratorn 201, varvid en andra integrerad signal 212 erhålles. Adderaren 205 är anordnad att addera den andra integrerade summasignalen till den, via en multiplikator 221, återkopplade utsignalen 106, och till den andra dither-signalen 218, varvid en tredje summasignal 214 erhålles. Den andra dither-signalen 218 adderas till någon av de minst signifikanta bitarna. Den tredje summasignalen uppträder över en ingång 213 hos kvantiseraren 202 som är anordnad att generera utsignalen 106. Utsignalen 106 är en signal som kan anta två nivåer.
Utsignalen 106 är återkopplad via de tre multiplikatorerna 219,220,221 med en respektive multiplikationsfaktor k,l,m.
Multiplikationsfaktorerna k,l,m kan bestämmas på olika sätt. Men allmänt måste en analys av överföringsfunktioner för bruset och signalen göras. Hur nämnda multiplikationskoefficienter bestäms är tidigare känt av en fackman inom området.
Den första dither-signalen 218 är en 1-bit signal med någon tidigare bestämd spektral egenskap. Den första dither-signalen skall, för en förutbestämd samplingsfrekvens fs på den mottagna signalen 101 och en bestämd OSR (Oversampling Ratio), ej innefatta frekvenskomponenter i ett för D/A-omvandlaren 100 avsett användningsområde fa, som exempelvis kan vara basbandsomràdet för en mobiltelefon. Längden pà den första dither-signalen 218 skall för att uppfylla det ovan nämnda företrädesvis vara kortare än perioden för det för D/A- omvandlaren avsedda frekvensområdets högsta frekvens fgö. Detta uppfylls om den andra dither-signalen 218 väljs med en l --x fsx OSR bitar. fw bitsekvensen kortare än Det mänskliga örat kan uppfatta toner upp till 20 kHz, vilket ger den övre frekvensen för D/A~omvandlare anordnade i exempelvis 10 15 20 25 9 509 408 mobiltelefoner. Med exempelvis samplingsfrekvensen fs=8000 Hz och OSR=64 så uppfylls kravet att den första dither-signalen 218 ej innefattar frekvenskomponenter inom det för människan hörbara frekvensområdet om den första dither-signalen väljs kortare än 26 bitar. Detta fàs genom att sätta in ovan nämnda värden i ovan. nämnda samband: x 8000 x 64 z 26 bitar. Den första 20000 dither~signalens amplitud väljs företrädesvis till 4-32 gånger lägre än den àterkopplade utsignalens amplitud. Valet av amplitud för den första dither-signalen är beroende av sigma- delta modulatorns struktur och till vilken bit den första dither-signalen adderas. Den första dither-signalens amplitud får simuleras fram efter det att man bestämt strukturen för sigma-delta modulatorn.
Den andra dither-signalen 217 är en bitsekvens med statistiska egenskaper som motsvarar vitt brus. Detta kan exempelvis vara en PN-kod (Pseudo Noise-kod) genererad med ett maximum-längd skiftregister. Periodlängden för denna dither-signal skall vara lång, företrädesvis nägra sekunder. Om exempelvis periodlängden 4 sekunder önskas då samplingsfrekvensen fe är lika med 8000 Hz och OSR är lika med 64 så skall bitsekvensen, periodlängden, vara längre än 2048000 bitar (4 x 8000 x 64 = 2048000). Denna sekvens erhålles med ett maximum-längd skiftregister med längden 22, vilket ger en periodlängd på (2” - ) = 4194303. Att konstruera maximum-längd skift register med en bestämd längd är välkänt för en fackman.
Amplituden för den första dither-signalen 'bestäms genom att ansluta dithergeneratorn 216 med inställbar amplitud till någon adderare i sigma-delta modulatorn. Amplituden ökas tills dess att inget periodiskt brus finns i utsignalen 108. 10 15 20 25 509 408 10 Detta kan kontrolleras på flera sätt. Exempelvis genom att ansluta en spektrumanalysator, som registrerar de frekvenskomponenter som signalen innehåller, för registrering av utsignalen 108.
I denna utföringsform kan även den första dither-signalen 218 väljas att anslutas till adderaren 205 och den andra dither- signalen 217 anslutas till adderarna 203,204. Samma resultat som ovan erhålles.
Figur' 3 visar ett blockschema över en sigma-delta modulator representerande en annan utföringsform av den uppfinningsenliga anordningen och. det uppfinningsenliga förfarandet. Skillnaden mellan utföringsformen beskriven i samband med figur 2 och den som visas i figur 3, är att utföringsformen som visas i figur 3 innefattar ytterligare en integrator 300, benämnes därför 3:e ordningens sigma-delta modulator, en adderare 302 samt en förstärkare 301.
Insignalen 103 adderas till den i förstärkaren 301 förstärkta utsignalen 106 i adderaren 302, varvid en summasignal erhålles.
Denna summasignal integreras i integratorn 300 som genererar en integrerad signal 303. I stället för insignalen 103, vilket beskrivs i samband med figur 2, erhåller adderaren 203 således insignalen 303. För övrigt fungerar sigma-delta modulatorn som tidigare beskrivits i samband med figur 2.
Dither-signalen 217 och dither-signalen 218 som används i de tvá beskrivna utföringsformerna är självklart inte exakt samma signal utan de är inställda enligt vad som beskrivits ovan.
I denna utföringsform kan även den första dither-signalen 218 väljas att anslutas till någon av' adderarna 203,205 och den 10 15 20 25 30 11 509 408 andra dither-signalen 217 anslutas till någon av adderarna 203,204,302. Samma resultat som ovan erhålles.
I figur 4 visas ett blockschema över en sigma-delta modulator representerande ytterligare en utföringsform av den uppfinningsenliga anordningen och det uppfinningsenliga förfarandet. Det som skiljer denna. utföringsform från den i samband med figur 2 beskrivna, är att dithergeneratorerna 216,215 har bytt plats. En av dithergeneratorn 215 alstrad första dither-signalen 417 adderas till den första integrerade signalen 210 och till den via förstärkaren 220 àterkopplade utsignalen 106 i adderaren 204 pâ samma sätt som beskrivits i samband med figur 2 för dither-signalen 217, varvid en andra summasignal 411 erhålles. Summasignalen 411 integreras i integratorn 201, varvid en andra integrerad signal 412 erhålles.
En andra dither-signalen 418 adderas till den andra integrerade signalen 412 och till den via förstärkaren 221 àterkopplade utsignalen 106, varvid en tredje summasignal 414 erhålles.
Nämnda addition utföres på samma sätt som beskrivits i samband med figur 2 för dither-signalen 218. Utsignalen 106 erhålles på utgången 106 på samma sätt som tidigare beskrivits genom kvantisering 202 av den tredje summasignalen 414.
Figur 5 visar ett blockschema över ytterligare en annan utföringsform av den uppfinningsenliga sigma-delta modulatorn.
Det som skiljer denna utföringsform från den i samband med figur 3 beskrivna, är att dithergeneratorerna 216,215 har bytt plats.
Den av dithergeneratorn 215 alstrade första dither-signalen 417 adderas till den första integrerade signalen 210 och till den via förstärkaren 220 àterkopplade utsignalen 106 i adderaren 204 pà samma sätt som beskrivits i samband med figur 3 för dither- signalen varvid en andra erhålles. 217, summasignal 511 Summasignalen 511 integreras i integratorn 201, varvid en andra 10 509 408 12 integrerad signal 512 erhålles. Den andra dither-signalen 418 adderas till den andra integrerade signalen 512 och till den via förstärkaren 221 àterkopplade utsignalen 106, varvid en tredje summasignal 514 erhålles. Nämnda addition utföres på samma sätt som beskrivits i samband med figur 3 för dither-signalen 218.
Utsignalen 106 erhålles på utgången 106 på samma sätt som tidigare beskrivits genom kvantisering 202 av den tredje summasignalen 414.
Uppfinningen är naturligtvis inte begränsad till de ovan beskrivna och på ritningen visade utföringsformerna, utan kan modifieras inom ramen för de bifogade patentkraven.

Claims (24)

10 15 20 25 13 i 5Û9 408 PATENTKRAV
1. Förfarande för sigma-delta modulering, där förfarandet utförs med en reducering av periodiskt brus, innefattande följande steg: a) åtminstone en första integration (200) av en signal (209,Fig.2), vilken motsvarar en insignal (103) adderad till en utsignal (106) multiplicerad med en tidigare bestämd faktor k, varvid en första integrerad signal (210) erhålles; b) åtminstone en andra integration (201), av nämnda första integrerade signal (210) adderad till en första signal (218), varvid en andra integrerad signal (212) erhålles; c) kvantisering (202), av nämnda andra integrerade signal (212) adderad till en andra signal erhålles, (217), varvid nämnda utsignal (106) k ä n n e t e c k n a t av att den första signalen (218) utgörs av ett bestämt bitmönster med en viss periodlängd; samt att den andra signalen (217) utgörs av en pseudoslumpsignal med en viss periodlängd.
2. Förfarande enligt patentkravet 1, k ä n n e t e c k n a t av att den första signalen (218) utgörs av en 1-bits tidsdiskret sekvens med en viss bestämd periodlängd som i förhållande till nämnda andra signals (217) periodlängd är kort; samt att den andra signalen (217) utgörs av en 1-bit tidsdiskret sekvens med en viss bestämd periodlängd. 10 15 20 25 5Û9 408 M
3. Förfarande enligt patentkrav 2, där nämnda insignal (103) och nämnda första integrerade signal (210) utgörs av en. N-bitars tidsdiskret signal, k ä n n e t e c k n a t av att den första signalen (218) adderas till någon tidigare bestämd bit i nämnda första integrerade signal (210); och att den andra signalen (217) adderas till en minst signifikant bit i den andra integrerade signalen (212); samt att nämnda utsignal (106) utgörs av en 1-bit tidsdiskret signal.
4. Förfarande enligt något av patentkraven 2 eller 3, k ä n n e t e c k n a t av att periodlängden för den första signalen (218) är sådan att dess frekvenskomponenter ligger utanför ett för sigma-delta modulatorn avsett frekvensomràde; samt att periodlängden för den andra signalen (217) skall vara så lång att sekvensen återupprepar sig med en för människan icke hörbar frekvens.
5. Förfarande enligt patentkrav 4, där det för sigma-delta modulatorn avsedda frekvensområdet är ett för människan hörbart frekvensomràde, k ä n n e t e c k n a t av att periodlängden för den första signalen (218) àterupprepar sig med en för människan icke hörbar frekvens.
6. Förfarande enligt något av ovanstående patentkrav, k ä n n e t e c k n a t av 10 1.5 20 25 15 509 408 att den andra integrationen (201) (106) föregås av' en addition av nämnda utsignal multiplicerad med en tidigare bestämd faktor 1; samt att kvantiseringen (202) föregås av en addition av nämnda utsignal (106) multiplicerad med en tidigare bestämd faktor m.
7. Förfarande för sigma-delta modulering, där-förfarandet utförs med en reducering av periodiskt brus, innefattande följande steg: a) åtminstone en första integration (200) av en signal (209,Fig.4), vilken motsvarar en insignal (103) adderad till en utsignal (106) multiplicerad med en tidigare bestämd faktor k, varvid en första integrerad signal (210) erhålles; b) åtminstone en andra integration (201), av nämnda första integrerade signal (210) adderad till en första signal erhålles; (417), varvid en andra integrerad signal (412) c) kvantisering (202), av nämnda andra integrerade signal (412) adderad till en andra signal (418), varvid nämnda utsignal (106) erhålles, k ä n n e t e c k n a t av att (417) den första signalen utgörs av en pseudoslumpsignal med en viss periodlängd; samt att den andra signalen (418) utgörs av ett bestämt bitmönster med en viss periodlängd.
8. Förfarande enligt patentkrav 7, k ä n n e t e c k n a t av att 10 15 20 25 509 408 16 den första signalen (417) utgörs av en 1-bit tidsdiskret sekvens med en viss bestämd periodlängd; samt att den andra signalen (418) utgörs av en 1-bits tidsdiskret sekvens med en viss bestämd periodlängd som i förhållande till nämnda första signals periodlängd är kort.
9. Förfarande enligt patentkrav 8, där nämnda insignal (103) och nämnda första integrerade signal (210) utgörs av en, N-bitars tidsdiskret signal, k ä n n e t e c k n a t av att den första signalen (417) adderas till en minst signifikant bit i den andra integrerade signalen (2l2); och att den andra signalen (418) adderas till någon tidigare bestämd bit i nämnda första integrerade signal (2l0); samt att nämnda utsignal (106) utgörs av en 1-bit tidsdiskret signal.
10. Förfarande enligt något av patentkraven 8 eller 9, k ä n n e t e c k n a t av att periodlängden för den första signalen (417) skall vara så lång att sekvensen återupprepar sig med en för människan icke hörbar frekvens; samt att periodlängden för den andra signalen (418) är sådan att dess frekvenskomponenter ligger utanför ett för sigma-delta modulatorn avsett frekvensområde.
11. Förfarande enligt. patentkrav' 10, där det för sigma-delta modulatorn avsedda frekvensområdet är ett för människan hörbart frekvensområde 10 15 20 25 17 5Û9 408 k ä n n e t e c k n a t av att periodlângden för den andra signalen (418) återupprepar sig med en för människan icke hörbar frekvens.
12. Förfarande enligt något av ovanstående patentkrav, k ä n n e t e c k n a t av att den andra integrationen (201) föregås av en addition av nämnda utsignal (106) multiplicerad med en tidigare bestämd faktor 1; samt att kvantiseringen (202) föregås av en addition av nämnda utsignal (106) multiplicerad med en tidigare bestämd faktor m.
13. Anordning för sigma-delta modulering, där sigma-delta moduleringen utförs med en reducering av periodiskt brus, vilken anordning innefattar: a) åtminstone en första integrator (200) anordnad för integration av en signal (209,Fig.2), vilken motsvarar en insignal (103) adderad till en utsignal (106) multiplicerad med en tidigare bestämd faktor k, varvid en första integrerad signal (210) erhålles; b) åtminstone en andra integrator (201) anordnad för integration (210) av nämnda första integrerade signal adderad till en första signal (218), varvid en andra integrerad signal (212) erhålles; c) en. kvantiserare (202) anordnad för kvantisering' av' nämnda andra integrerade signal (212) adderad till en andra signal (217), varvid nämnda utsignal (106) erhålles, k ä n n e t e c k n a d av att 10 15 20 25 509 408 18 en första dithergenerator (216) är anordnad att generera den första signalen (218) som utgörs av ett bestämt bitmönster med en viss periodlängd; samt en andra dithergenerator (215) är anordnad att generera den andra signalen (217) som utgörs av en pseudoslumpsignal med en viss periodlängd.
14. Anordning enligt patentkravet 13, k ä n n e t e c k n a d av att den första dithergeneratorn (216) utgörs av ett minne; samt att den andra dithergeneratorn (215) utgörs av ett maximum-längd skiftregister.
15. Anordning enligt patentkravet 13, k ä n n e t e c k n a d av att den första dithergeneratorn (216) utgörs av ett skiftregister; Samt att den andra dithergeneratorn (215) utgörs av ett maximum-längd skiftregister.
16. Anordning enligt något av patentkraven 13-15, k ä n n e t e c k n a d av att en första adderare (204) är anordnad att addera nämnda utsignal (106) multiplicerad med en tidigare bestämd faktor l till den första integrerade signalen (210); samt att en andra adderare (205) är anordnad att addera nämnda utsignal (106) multiplicerad med en tidigare bestämd faktor m till den andra integrerade signalen (212). 10 lS 20 25 19 509 408
17. Anordning för sigma-delta modulering, där sigma-delta moduleringen utförs med en reducering av periodiskt brus, vilken anordning innefattar: a) åtminstone en första integrator (200) anordnad för integration av en signal (209,Fig.4), vilken motsvarar en insignal (103) adderad till en utsignal (106) multiplicerad med en tidigare bestämd faktor k, varvid en första integrerad signal erhålles; \ (210) b) åtminstone en andra integrator (201) anordnad för integration av nämnda första integrerade signal (210) adderad till en första signal (417), varvid en andra integrerad signal (412) erhålles; c) en. kvantiserare (202) anordnad för kvantisering' av' nämnda andra integrerade signal (412) adderad till en andra signal (418), varvid nämnda utsignal (106) erhålles, k ä n n e t e c k n a d av att en första dithergenerator (215) är anordnad att generera den första signalen (417) som utgörs av en pseudoslumpsignal med en viss periodlängd; samt att en andra dithergenerator (216) är anordnad att generera den andra signalen (418) som utgörs av ett bestämt bitmönster med en viss periodlängd.
18. Anordning enligt patentkravet 17, k ä n n e t e c k n a d av att (215) den första dithergeneratorn utgörs av ett maximum-längd skiftregister; samt att den andra dithergeneratorn (216) utgörs av ett minne. 10 15 20 509 4Û8 20
19. Anordning enligt patentkravet 17, k ä n n e t e c k n a d av att den första dithergeneratorn (215) utgörs av ett maximum-längd skiftregister; samt att den andra dithergeneratorn (216) utgörs av ett skiftregister.
20. Anordning enligt något av patentkraven 17-19, k ä n n e t e c k n a d av att en första adderare (204) är anordnad att addera nämnda utsignal (106) multiplicerad med en tidigare bestämd faktor l till den första integrerade signalen (210); samt att en andra adderare (205) är anordnad att addera nämnda utsignal (106) multiplicerad med en tidigare bestämd faktor m till den andra integrerade signalen (212).
21. Förfarande för digital/analog-omvandling av en N-bitars tidsdiskret signal (101) till en mot nämnda tidsdiskreta signal (101) svarande analog signal (108) med reducerat periodiskt brus, vilket förfarande innefattar följande steg: interpolationsfiltrering (102) av den N-bitars tidsdiskreta signalen (101) med en bestämd samplingstakt, varvid en tidsdiskret signal (103) med viss högre samplingstakt erhålles; sigma-delta modulering (104) av den tidsdiskreta signalen (103) med nämnda högre samplingstakt, varvid en utsignal (106) med ett bestämt antal amplitudniväer erhålles; samt 10 15 20 25 21 509 4081 lågpassfiltrering (107) av nämnda utsignal (106), varvid den mot den N-bitars tidsdiskreta signalen (101) svarande analoga signalen (108) erhålles, k ä n n e t e c k n a t av att sigma-delta moduleringen utföres enligt förfarandet i patentkravet 1.
22. Förfarande för digital/analog-omvandling av en N-bitars tidsdiskret signal (101) till en mot nämnda tidsdiskreta signal (101) svarande analog signal (108) med reducerat periodiskt brus, vilket förfarande innefattar följande steg: interpolationsfiltrering (102) av den N-bitars tidsdiskreta signalen (101) med en bestämd samplingstakt, varvid en tidsdiskret signal (103) med viss högre samplingstakt erhålles; sigma-delta modulering (104) av den tidsdiskreta signalen (103) med nämnda högre samplingstakt, varvid en utsignal (106) med ett bestämt antal amplitudniváer erhålles; samt làgpassfiltrering (107) av nämnda utsignal (106), varvid den mot den N-bitars tidsdiskreta signalen (101) svarande signalen (108) erhålles, k ä n n e t e c k n a t av att sigma-delta moduleringen utföres enligt förfarandet i patentkravet 7.
23. Anordning avsedd för digital/analog-omvandling av en N- bitars tidsdiskret signal (101) till en mot nämnda tidsdiskreta signal (101) svarande analog signal (108) med reducerat periodiskt brus, vilket anordning innefattar: analoga' 10 15 20 25 5Û9 4Û8 22 organ för interpolationsfiltrering (102) av den N-bitars tidsdiskreta signalen (101) med en bestämd samplingstakt, varvid en tidsdiskret signal (103) med viss högre samplingstakt erhålles; organ för sigma-delta modulering (104) av den tidsdiskreta signalen (103) med nämnda högre samplingstakt, varvid en utsignal (106) med ett bestämt antal amplitudnivàer erhålles; samt organ för làgpassfiltrering (107) av nämnda utsignal (106), varvid den mot den N-bitars tidsdiskreta signalen (101) svarande analoga signalen (108) erhålles, k ä n n e t e c k n a d av att nämnda organ för sigma-delta moduleringen utgörs av en anordning enligt patentkrav 13.
24. Anordning avsedd för digital/analog-omvandling av en N- bitars tidsdiskret signal (101) till en mot nämnda tidsdiskreta signal (101) svarande analog signal (108) med reducerat periodiskt brus, vilket anordning innefattar: organ för interpolationsfiltrering (102) av den N-bitars tidsdiskreta signalen (101) med en bestämd samplingstakt, varvid en tidsdiskret signal (103) med viss högre samplingstakt erhålles; organ för sigma-delta modulering (104) av den tidsdiskreta signalen (103) med nämnda högre samplingstakt, varvid en utsignal (106) med ett bestämt antal amplitudnivàer erhålles; Samt 23 5o9 408 organ för lågpassfiltrering (107) av nämnda utsignal (106), varvid den mot den N-bitars tidsdiskreta signalen (101) svarande analoga signalen (108) erhålles, k ä n n e t e c k n a d av att nämnda organ för sigma-delta moduleringen utgörs av en anordning enligt patentkrav 17.
SE9701986A 1997-05-27 1997-05-27 Anordning och förfarande för reducering av periodiskt brus i en sigma-delta modulator SE509408C2 (sv)

Priority Applications (12)

Application Number Priority Date Filing Date Title
SE9701986A SE509408C2 (sv) 1997-05-27 1997-05-27 Anordning och förfarande för reducering av periodiskt brus i en sigma-delta modulator
US09/084,650 US6175321B1 (en) 1997-05-27 1998-05-26 Apparatus and method for the reduction of periodic noise in a sigma-delta modulator
PCT/SE1998/000990 WO1998054840A2 (en) 1997-05-27 1998-05-26 Apparatus and method for the reduction of periodic noise in a sigma-delta modulator
BR9809163-8A BR9809163A (pt) 1997-05-27 1998-05-26 Processo e aparelho para modulação sigma-delta, e, processo e aparelho para conversão digital/ analógica
JP50058799A JP4027434B2 (ja) 1997-05-27 1998-05-26 シグマ・デルタ変調器内の周期雑音を低減するための装置並びに方法
CN98805577A CN1260913A (zh) 1997-05-27 1998-05-26 降低在σ－δ调制器中周期性噪声的设备与方法
KR19997011091A KR20010013111A (ko) 1997-05-27 1998-05-26 시그마-델타 변조기에서 주기적 잡음을 감소하는 장치 및방법
AU77938/98A AU751275B2 (en) 1997-05-27 1998-05-26 Apparatus and method for the reduction of periodic noise in a sigma-delta modulator
CO98029413A CO4790202A1 (es) 1997-05-27 1998-05-26 Aparato y metodo para la reduccion de ruido periodico en un modulador sigma-delta
EP98926008A EP1080534B1 (en) 1997-05-27 1998-05-26 Apparatus and method for the reduction of periodic noise in a sigma-delta modulator
EEP199900536A EE03500B1 (et) 1997-05-27 1998-05-26 Seade ja meetod perioodilise müra vähendamiseks sigma-delta modulaatoris
ARP980102466A AR012873A1 (es) 1997-05-27 1998-05-27 Un metodo para la reduccion del ruido periodico en un modulador sigma-delta y un aparato para llevar a la practica dicho metodo.

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
SE9701986A SE509408C2 (sv) 1997-05-27 1997-05-27 Anordning och förfarande för reducering av periodiskt brus i en sigma-delta modulator

Publications (3)

Publication Number Publication Date
SE9701986D0 SE9701986D0 (sv) 1997-05-27
SE9701986L SE9701986L (sv) 1998-11-28
SE509408C2 true SE509408C2 (sv) 1999-01-25

Family

ID=20407109

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
SE9701986A SE509408C2 (sv) 1997-05-27 1997-05-27 Anordning och förfarande för reducering av periodiskt brus i en sigma-delta modulator

Country Status (12)

Country Link
US (1) US6175321B1 (sv)
EP (1) EP1080534B1 (sv)
JP (1) JP4027434B2 (sv)
KR (1) KR20010013111A (sv)
CN (1) CN1260913A (sv)
AR (1) AR012873A1 (sv)
AU (1) AU751275B2 (sv)
BR (1) BR9809163A (sv)
CO (1) CO4790202A1 (sv)
EE (1) EE03500B1 (sv)
SE (1) SE509408C2 (sv)
WO (1) WO1998054840A2 (sv)

Families Citing this family (23)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2001037016A1 (en) 1999-11-19 2001-05-25 New Focus, Inc. Method and apparatus for an electro optic converter
US6456223B1 (en) * 1999-12-28 2002-09-24 Texas Instruments Incorporated Pipelined analog to digital converter using digital mismatch noise cancellation
US6897772B1 (en) * 2000-11-14 2005-05-24 Honeywell International, Inc. Multi-function control system
JP4649777B2 (ja) * 2001-02-09 2011-03-16 ソニー株式会社 デルタシグマ変調装置及び方法、並びにデジタル信号処理装置及び方法
US6823033B2 (en) * 2002-03-12 2004-11-23 Qualcomm Inc. ΣΔdelta modulator controlled phase locked loop with a noise shaped dither
TWI235000B (en) * 2002-09-24 2005-06-21 Mstar Semiconductor Inc Apparatus and method for masking interference noise contained in signal source
US20040141559A1 (en) * 2002-10-24 2004-07-22 Tewfik Ahmed H. Generating UWB-OFDM signal using sigma-delta modulator
US6975148B2 (en) * 2002-12-24 2005-12-13 Fujitsu Limited Spread spectrum clock generation circuit, jitter generation circuit and semiconductor device
US7561635B2 (en) * 2003-08-05 2009-07-14 Stmicroelectronics Nv Variable coder apparatus for resonant power conversion and method
WO2006002844A1 (en) * 2004-07-01 2006-01-12 Ericsson Technology Licensing Ab Apparatus comprising a sigma-delta modulator and method of generating a quantized signal in a sigma-delta modulator
ATE357774T1 (de) * 2004-07-01 2007-04-15 Ericsson Technology Licensing Vorrichtung mit einem sigma-delta-modulator und verfahren zur erzeugung eines quantisierten signals in einem sigma-delta modulator
US6980145B1 (en) * 2004-07-30 2005-12-27 Broadcom Corporation System and method for noise cancellation in a signal processing circuit
US7362250B2 (en) * 2005-01-31 2008-04-22 Texas Instruments Incorporated Dynamic dither for sigma-delta converters
GB0514677D0 (en) 2005-07-18 2005-08-24 Queen Mary & Westfield College Sigma delta modulators
US7649481B2 (en) 2005-09-23 2010-01-19 University Of Rochester Blue-noise-modulated sigma-delta analog-to-digital converter
US7215267B1 (en) * 2005-12-19 2007-05-08 Cirrus Logic, Inc. Analog-to-digital converter with dither control
US7821436B2 (en) * 2006-06-08 2010-10-26 Cosmic Circuits Private Limited System and method for reducing power dissipation in an analog to digital converter
JP2009088924A (ja) 2007-09-28 2009-04-23 Fujitsu Ltd 信号変調方法、信号変調装置、電子装置および信号変調プログラム
JP4856659B2 (ja) * 2008-01-30 2012-01-18 ルネサスエレクトロニクス株式会社 半導体集積回路装置
KR101182407B1 (ko) 2008-12-22 2012-09-13 한국전자통신연구원 펄스 생성기 및 연속시간 시그마-델타 변조기
US8866655B2 (en) * 2012-08-10 2014-10-21 Infineon Technologies Ag Modulator with variable quantizer
EP2911303B1 (en) * 2014-02-25 2020-07-22 ams AG Delta-sigma modulator and method for signal conversion
US11121718B1 (en) * 2020-08-12 2021-09-14 Analog Devices International Unlimited Company Multi-stage sigma-delta analog-to-digital converter with dither

Family Cites Families (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US3999129A (en) * 1975-04-16 1976-12-21 Rolm Corporation Method and apparatus for error reduction in digital information transmission systems
JPS62140518A (ja) * 1985-12-13 1987-06-24 Advantest Corp Ａｄ変換装置
EP0308982B1 (en) 1987-09-25 1995-09-06 Nec Corporation Analog-to-digital converter having an excellent signal-to-noise ratio for small signals
JP2647136B2 (ja) * 1988-05-13 1997-08-27 株式会社東芝 アナログ−デジタル変換回路
JP3012887B2 (ja) * 1989-03-13 2000-02-28 日本テキサス・インスツルメンツ株式会社 信号変換装置
US5055843A (en) * 1990-01-31 1991-10-08 Analog Devices, Inc. Sigma delta modulator with distributed prefiltering and feedback
US5144308A (en) * 1991-05-21 1992-09-01 At&T Bell Laboratories Idle channel tone and periodic noise suppression for sigma-delta modulators using high-level dither

Also Published As

Publication number Publication date
JP2002502565A (ja) 2002-01-22
EE9900536A (et) 2000-06-15
SE9701986L (sv) 1998-11-28
EE03500B1 (et) 2001-08-15
AU751275B2 (en) 2002-08-08
CN1260913A (zh) 2000-07-19
SE9701986D0 (sv) 1997-05-27
WO1998054840A3 (en) 1999-03-11
AU7793898A (en) 1998-12-30
JP4027434B2 (ja) 2007-12-26
KR20010013111A (ko) 2001-02-26
US6175321B1 (en) 2001-01-16
CO4790202A1 (es) 1999-05-31
EP1080534A2 (en) 2001-03-07
AR012873A1 (es) 2000-11-22
EP1080534B1 (en) 2006-02-22
WO1998054840A2 (en) 1998-12-03
BR9809163A (pt) 2000-08-01

Similar Documents

Publication Publication Date Title
SE509408C2 (sv) Anordning och förfarande för reducering av periodiskt brus i en sigma-delta modulator
JP2001267922A5 (sv)
EP1724930B1 (en) Low power sigma delta modulator
KR890005982A (ko) 적응-필터 단-비트 디지탈 엔코오더 및 디코오더와, 비트-스트림 로딩(bit-stream loading)에 응답하는 적응 제어회로
KR20060004695A (ko) 오디오 신호의 대역을 확장하기 위한 방법 및 장치
JPH04317224A (ja) Ｄ／ａ変換器用シグマ・デルタ変調器
JP2002076898A (ja) ノイズシェーパ
EP0798865A3 (en) Digital data converter
JPH07202697A (ja) ディザを具備し利得スケーリングを有するデータコンバータ
US8855187B2 (en) Signal processing method for enhancing a dynamic range of a signal
Friedman et al. A dual-channel voice-band PCM codec using Sigma Delta modulation technique
US7221301B2 (en) Method and system for mitigating background noise for a Sigma-Delta digital-to-analog converter
JP2005531972A (ja) アイドルトーン低減シグマデルタ変換用回路配置および方法
US5793315A (en) Bit-serial digital expandor
EP1282228A3 (en) Digital filter circuit
Rahate et al. Decimator filter for hearing aid application based on FPGA
US7346639B2 (en) Method and apparatus for suppressing limit cycles in noise shaping filters
JP2002510455A (ja) 信号処理方法および装置
JP3438018B2 (ja) Ａ／ｄ変換装置及びｄ／ａ変換装置
CN103765779B (zh) 扩展听力设备的输入信号的频率范围的方法以及听力设备
KR101306786B1 (ko) 샘플링된 디지털 신호로부터 카오스 변조에 의한 ｐｗｍ신호를 생성하기 위한 방법 및 장치
TW200507593A (en) FSK decoder for caller ID
JP2001516162A (ja) メッセージ伝送方法とその回路配置
JPS59160321A (ja) コ−ダ／デコ−ダ装置
DE60237253D1 (de) Digital abgestimmtes analoges Kerbfilter

Legal Events

Date Code Title Description
NUG Patent has lapsed