PT1864101E - Sistemas, métodos e aparelhos para geração de excitação em banda alta - Google Patents

Sistemas, métodos e aparelhos para geração de excitação em banda alta Download PDF

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PT1864101E
PT1864101E PT06784345T PT06784345T PT1864101E PT 1864101 E PT1864101 E PT 1864101E PT 06784345 T PT06784345 T PT 06784345T PT 06784345 T PT06784345 T PT 06784345T PT 1864101 E PT1864101 E PT 1864101E
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Koen Bernard Vos
Ananthapadmanabhan A Kandhadai
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Qualcomm Inc
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Description

ΡΕ1864101 - 1 -
DESCRIÇÃO
"SISTEMAS, MÉTODOS E APARELHOS PARA GERAÇÃO DE EXCITAÇÃO EM BANDA ALTA"
PEDIDOS RELACIONADOS
Este pedido reivindica a prioridade do Pedido de Patente Provisório dos EUA N° 60/667901, intitulado "CODIFICAÇÃO DA BANDA DE FREQUÊNCIA ALTA DE DISCURSO DE BANDA LARGA", apresentado em 1 de abril de 2005. Este pedido também reivindica a prioridade do Pedido de Patente Provisório dos EUA N° 60/673965, intitulado "CODIFICAÇÃO DE PARÂMETROS NUM CODIFICADOR DE DISCURSO EM BANDA LARGA", apresentado em 22 de abril de 2005.
DOMÍNIO DA INVENÇÃO
Esta invenção refere-se a processamento de sinais.
HISTÓRICO
As comunicações de voz sobre a rede telefónica pública comutada (PSTN) têm tradicionalmente sido limitadas em largura de banda à gama de frequências de 300-3400 kHz. Novas redes para comunicações de voz, tais como telefonia celular e voz sobre IP (Protocolo Internet, VoIP) , podem - 2- ΡΕ1864101 não ter os mesmos limites de largura de banda, e poderá ser desejável transmitir e receber coomunicações de voz que incluem uma gama de frequências de banda larga sobre outras redes. Por exemplo, poderá ser desejável suportar uma gama de frequências áudio que se estende a 50 Hz e/ou a 7 ou 8 kHz. Poderá também ser desejável suportar outras aplicações, tais como áudio de alta qualidade ou áudio/video conferência, que podem ter conteúdo de voz áudio em gamas fora dos limites PSTN tradicionais. A extensão da gama suportada por um codificador de voz em frequências elevadas pode melhorar a inteligibilidade. Por exemplo, a informação que diferencia fricativos tais como 's' e 'f' está largamente nas altas frequências. A extensão de banda larga poderá também melhorar outras qualidades de voz, tais como a presença. Por exemplo, até uma vogal falada poderá ter energia espectral muito acima do limite da PSTN.
Uma aproximação à codificação da voz de banda larga envolve o escalamento de uma técnica de codificação de voz de banda estreita (por exemplo, uma configurada para codificar a gama de 0-4 kHz) para cobrir o espectro de banda larga. Por exemplo, um sinal de voz pode ser amostrado a uma taxa mais elevada para incluir componentes a altas frequências, e uma técnica de codificação de banda estreita pode ser reconfigurada para utilizar mais coeficientes de filtragem para representar este sinal de banda larga. Técnicas de codificação de banda estreita tais -3- ΡΕ1864101 como o CELP (Codebook Excited Linear Prediction - Predição Linear Excitada por Livro de Códigos) são computacionalmente intensivas, no entanto, e um codificador CELP de banda larga poderá consumir demasiados ciclos de processamento para serem práticos para muitas aplicações móveis e outras aplicações embebidas. A codificação de todo o espectro de um sinal de banda larga para uma qualidade desejada utilizando uma tal técnica pode também conduzir a um grande e inaceitável aumento da largura de banda. Para além disso, a transcodificação de um tal sinal codificado seria necessário antes mesmo da sua posição de banda estreita poder ser transmitida para dentro de um sistema e/ou descodificada por um sistema que apenas suporta codificação de banda estreita.
Outra aproximação à codificação de voz de banda larga envolve a extrapolação do envelope espectral de banda alta a partir do envelope codificado de banda estreita. Enquanto que uma tal aproximação pode ser implementada sem qualquer aumento na largura de banda e sem necessidade de transcodificação, o envelope espectral grosseiro ou a estrutura formante da porção de banda alta de um sinal de voz geralmente não pode ser previsto com exatidão a partir do envelope espectral da porção de banda estreita.
Poderá ser desejável implementar codificação de voz de banda larga tal que pelo menos a porção de banda estreita do sinal codificado pode ser enviada através de um canal de banda estreita (tal como um canal PSTN) , sem -4- ΡΕ1864101 transcodificação ou outra modificação significativa. A eficiência da extensão de codificação de banda larga também poderá ser desejável, por exemplo, para evitar uma redução significativa do número de utilizadores a quem pode ser prestado o serviço em aplicações tais como telefonia celular sem fios e difusão sobre canais com fios e sem fios. É atraida atenção adicional ao documento WO 03/044777, que se relaciona a um sistema de transmissão compreendendo um transmissor para transmitir um sinal áudio de banda estreita a um recetor através de um canal de transmissão. O recetor compreende um extensor de largura de banda para gerar um sinal áudio de banda larga a partir de um sinal áudio de banda estreita. O extensor de largura de banda compreende um formatador de ruido para gerar um sinal de ruido formatado através da formatação de um sinal de ruido em conformidade com pelo menos parte do sinal áudio com dobragem do espectro, e em que o extensor de largura de banda compreende ainda um combinador para combinar o sinal de ruido formatado e o sinal áudio com dobragem do espectro para dentro do sinal áudio de banda larga.
SUMARIO
De acordo com a presente invenção, um método para geração de um sinal de excitação de banda alta, tal como definido na reivindicação 1, um suporte de armazenamento de dados, tal como definido na reivindicação 17, e um aparelho, tal como definido na reivindicação 18 são fornecidos. Formas de realização adicionais são -5- ΡΕ1864101 reivindicadas nas reivindicações dependentes.
Numa forma de realização, um método de geração de um sinal de excitação de banda alta inclui a extensão harmónica do espectro de um sinal que é baseado num sinal de excitação de banda baixa; calcular um envelope do dominio do tempo de um sinal que é baseado no sinal de excitação de banda estreita; e modular um sinal de ruido de acordo com o envelope do dominio do tempo. 0 método também inclui a combinação (A) de um sinal estendido harmonicamente com base num resultado da extensão harmónica e (B) um sinal de ruido modulado com base num resultado da modulação. Neste método, o sinal de excitação de banda alta é baseado num resultado da combinação.
Em outra forma de realização, um aparelho inclui um extensor espectral configurado para realizar uma extensão harmónica do espectro de um sinal que tem como base um sinal de excitação de banda baixa; um calculador de envelope configurado para calcular um envelope do dominio do tempo de um sinal que tem como base o sinal de excitação de banda baixa; um primeiro combinador configurado para realizar uma modulação de um sinal de ruido de acordo com o envelope do dominio do tempo; e um segundo combinador configurado para calcular uma soma de (A) um sinal estendido harmonicamente com base num resultado da extensão harmónica e (B) um sinal de ruido modulado com base num resultado da modulação. 0 sinal de excitação de banda alta tem como base um resultado da soma. -6- ΡΕ1864101
Em outra forma de realização, um aparelho inclui meios para estender harmonicamente o espectro de um sinal que tem como base um sinal de excitação de banda baixa; meios para calcular um envelope do domínio do tempo de um sinal que tem como base o sinal de excitação de banda baixa; meios para modulação de um sinal de ruído de acordo com o envelope do domínio do tempo; e meios para combinação de (A) um sinal estendido harmonicamente com base num resultado da referida extensão harmónica e (B) um sinal de ruído modulado com base num resultado da referida modulação. Neste aparelho, o sinal de excitação de banda alta tem como base num resultado da referida combinação.
Em outra forma de realização, um método de geração de um sinal de excitação de banda alta inclui o cálculo de um sinal estendido harmonicamente através da aplicação de uma função não-linear a um sinal de excitação de banda estreita derivada a partir de uma porção de baixa frequência de um sinal de voz; e a misturação do sinal estendido harmonicamente com um sinal de ruído modulado para gerar um sinal de excitação de banda alta.
BREVE DESCRIÇÃO DOS DESENHOS A FIGURA la mostra um diagrama de blocos de um codificador de voz de banda larga A100 de acordo com uma forma de realização. A FIGURA lb mostra um diagrama de blocos de uma -7- ΡΕ1864101 implementação AI02 de um codificador de voz de banda larga AI 0 0 . A FIGURA 2a mostra um exemplo de um descodificador de voz de banda larga B100 de acordo com uma forma de realização. A FIGURA 2b mostra um diagrama de blocos de uma implementação B102 do codificador de voz de banda larga B100; A FIGURA 3a mostra um diagrama de blocos de uma implementação A112 do banco de filtros A110. A FIGURA 3b mostra um diagrama de blocos de uma implementação B 122 do banco de filtros B120. A FIGURA 4a mostra a cobertura de largura de banda das bandas baixa e alta para um exemplo do banco de filtros A110. A FIGURA 4b mostra a cobertura de largura de banda das bandas baixa e alta para outro exemplo do banco de filtros A110. A FIGURA 4c mostra um diagrama de blocos de uma implementação A114 do banco de filtros A112. A FIGURA 4d mostra um diagrama de blocos de uma - 8- ΡΕ1864101 implementação B124 do banco de filtros B122. A FIGURA 5a mostra um exemplo de um traçado de frequência vs. registo de amplitude para um sinal de voz. A FIGURA 5b mostra um diagrama de blocos de um sistema de codificação de predição linear básica. A FIGURA 6 mostra um diagrama de blocos de uma implementação A122 do codificador de banda estreita A120. A FIGURA 7 mostra um diagrama de blocos de uma implementação B112 do descodificador de banda estreita BI 10 . A FIGURA 8a mostra um exemplo de um traçado de frequência vs. registo de amplitude para um sinal residual para voz com fala. A FIGURA 8b mostra um exemplo de um traçado de tempo vs. registo de amplitude para um sinal residual para voz com fala. A FIGURA 9 mostra um diagrama de blocos de um sistema de codificação de predição linear básica que também executa predições a longo prazo. A FIGURA 10 mostra um diagrama de blocos de uma implementação A202 do codificador de banda alta A200. -99- ΡΕ1864101 adicionais de codificação de voz, codificação e descodificação, como são expressamente aqui divulgados, por exemplo, por descrições de formas de realização estruturais configuradas para realizar tais métodos. Cada um destes métodos pode também ser incorporado de forma tangivel (por exemplo, em um ou mais suportes de armazenamento de dados, conforme listado acima), como um ou mais conjuntos de instruções legíveis e/ou executáveis por uma máquina, incluindo uma matriz de elementos lógicos (por exemplo, um processador, um microprocessador, microcontrolador, ou outra máquina de estados finitos). Assim, a presente invenção não se destina a ser limitada às formas de realização mostradas acima, mas em vez disso deverá ser atribuído um âmbito mais amplo consistente com as reivindicações anexas.
Lisboa, 2 de Outubro de 2012

Claims (11)

  1. ΡΕ1864101 - 1 - REIVINDICAÇÕES 1. Um método de geração de um sinal de excitação de banda alta 120), o referido método compreendendo: harmonicamente estender o espectro de um sinal que se baseia num sinal de excitação de banda baixa (S80) ; o cálculo de um envelope de dominio de tempo de um sinal que se baseia no sinal de excitação de banda baixa (S80) ; modular um sinal de ruido de acordo com o envelope de dominio de tempo; e combinação (A) de um sinal estendido harmonicamente (S160), com base num resultado da referida extensão harmónica e (B) um sinal de ruido modulado (S170), com base num resultado da referida modulação, em que a referida combinação inclui o cálculo de uma soma ponderada do sinal estendido harmonicamente (S16 0) e do sinal de ruido modulado (S170) , em que o referido cálculo de uma soma ponderada inclui a ponderação do sinal estendido harmonicamente (S160) de acordo com um primeiro fator de ponderação e ponderação do sinal de ruido modulado (S170) de acordo com um segundo fator de ponderação, em que o referido método compreende calcular pelo menos um entre o -2- ΡΕ1864101 primeiro e segundo fatores de ponderação de acordo com pelo menos um entre (A) uma medida de periodicidade de um sinal de voz e (B) um grau de vocalização de um sinal de voz, em que o sinal de excitação de banda alta é baseado na soma ponderada. 2. 0 método de acordo com a reivindicação 1, em que a referido extensão harmónica compreende a aplicação de uma função não-linear a um sinal que é baseado no sinal de excitação de banda baixa (S80) . 3. 0 método de acordo com a reivindicação 2, em que a referida aplicação de uma função não-linear compreende a aplicação da função não-linear no domínio do tempo. 4. 0 método de acordo com a reivindicação 2, em que a função não-linear é uma função não-linear sem memória. 5. 0 método de acordo com a reivindicação 2, em que a função não-linear é invariante no tempo. 6. 0 método de acordo com a reivindicação 2, em que a função não-linear compreende pelo menos uma das funções de valor absoluto, a função quadrática, e uma função de recorte. 7. 0 método de acordo com a reivindicação 2, em que a função não-linear é a função de valor absoluto. -3- ΡΕ1864101 8. 0 método de acordo com a reivindicação 1, em que o referido cálculo de um envelope de domínio de tempo de um sinal que é baseado no sinal de excitação de banda baixa (S80) inclui o cálculo de um envelope de domínio de tempo de um de entre o sinal de excitação de banda baixa (S80) e o sinal estendido harmonicamente (S160). 9. 0 método de acordo com a reivindicação 1, em que a referida extensão harmónica inclui a extesnão harmónica do espectro de um sinal que é escalonado com amostragem ascendente com base no sinal de excitação de banda baixa (S80).
  2. 10. O método de acordo com a reivindicação 1, o referido método compreendendo a nivelação espectral do sinal estendido harmonicamente antes da referida combinação. 11. 0 método de acordo com a reivindicação 10, em que a referida nivelação espectral compreende: calcular uma pluralidade de coeficientes de filtro com base num sinal a ser nivelado espectralmente; e filtragem do sinal a ser nivelado espectralmente com um filtro de branqueamento configurado de acordo com a pluralidade de coeficientes de filtro.
  3. 12. O método de acordo com a reivindicação 1, o referido método compreendendo gerar o sinal de ruído de -4- ΡΕ1864101 acordo com uma função determinística de informação dentro de um sinal de voz codificado. 13. 0 método de acordo com a reivindicação 1, em que o referido método compreende a obtenção do sinal de excitação de banda baixa (S80) e um valor de ganho do desvio de inclinação a partir de uma representação quantizada de um residual de banda baixa (S50), e em que o referido método compreende calcular um entre os primeiro e segundo fatores de ponderação, de acordo com pelo menos o valor do ganho do desvio de inclinação. 14. 0 método de acordo com a reivindicação 1, o referido método compreendendo pelo menos um de (i) codificar um sinal de voz de banda alta de acordo com o sinal de excitação de banda alta (S120) e (ii) descodificar um sinal de voz de banda alta de acordo com o sinal de excitação de banda alta (S120).
  4. 15. Um suporte de armazenamento de dados tendo instruções executáveis por máquina para levar a cabo o método de processamento de sinal de acordo com a reivindicação 1.
  5. 16. Um aparelho (A302), compreendendo: meios para estender harmonicamente o espectro de um sinal, que é baseado num sinal de excitação de banda baixa (S80); -5- ΡΕ1864101 meios para o cálculo de um envelope de dominio de tempo de um sinal que se baseia no sinal de excitação de banda baixa (S80); meios para modular um sinal de ruido de acordo com o envelope de dominio de tempo; e meios para combinação (A) de um sinal estendido harmonicamente (S160) , com base num resultado da referida extensão harmónica e (B) um sinal de ruido modulado (S170), com base num resultado da referida modulação, em que os referidos meios de combinação incluem meios para o cálculo de uma soma ponderada do sinal estendido harmonicamente (S16 0) e do sinal de ruído modulado (S170), em que os referidos meios para combinação são configurados para ponderar o sinal estendido harmonicamente (S160) de acordo com um primeiro fator de ponderação e para ponderar o sinal de ruido modulado (S170) de acordo com um segundo fator de ponderação, em que os referidos meios para combinação são configurados para calcular pelo menos um entre o primeiro e segundo fatores de ponderação de acordo com pelo menos um entre (A) uma medida de periodicidade de um sinal de voz e (B) um grau de vocalização de um sinal de voz, em que o sinal de excitação de banda alta (S120) é baseado na soma ponderada. 17. 0 aparelho (A302) da reivindicação 16, em que: -6- ΡΕ1864101 os meios para estender harmonicamente o espectro de um sinal são um extensor espectral (A400); os meios para calcular um envelope de domínio de tempo de um sinal são um calculador de envelope (460); os meios para a modulação de um sinal de ruído são um primeiro combinador (470); e os meios para a combinação de (A) e (B) são um segundo combinador (490).
  6. 18. O aparelho (A302) de acordo com a reivindicação 17, em que o referido extensor espectral (A400) é configurado para aplicar uma função não-linear para realizar a extensão harmónica do espectro de um sinal que se baseia no sinal de excitação de banda baixa (S80). 19. 0 aparelho (A302) de acordo com a reivindicação 18, em que a função não-linear compreende pelo menos uma das funções de valor absoluto, qaudrática, e de corte.
  7. 20. O aparelho (A302), de acordo com a reivindicação 18, em que a função não-linear é a função de valor absoluto.
  8. 21. O aparelho (A302), de acordo com a reivindicação 17 em que o referido calculador de envelope -7- ΡΕ1864101 (460) é configurado para calcular o envelope de domínio de tempo com base num entre o sinal de excitação de banda baixa (S80) e o sinal estendido harmonicamente (S160). 22 . 0 aparelho (A302) de acordo com a reivindicação 17, em que o referido extensor espectral (A400) é configurado para realizar uma extensão harmónica do espectro de um sinal escalonado com amostragem ascendente gue se baseia no sinal de excitação de banda baixa (S80).
  9. 23. O aparelho (A302), de acordo com a reivindicação 17, o referido aparelho compreendendo um nivelador espectral configurado para nivelar espectralmente o sinal estendido harmonicamente. 24. 0 aparelho (A302) de acordo com a reivindicação 23, em que o referido nivelador espectral é configurado para calcular uma pluralidade de coeficientes de filtro com base num sinal a ser nivelado espectralmente e para filtrar o sinal a ser nivelado espectralmente com um filtro de branqueamento configurado de acordo com a pluralidade de coeficientes de filtro.
  10. 25. O aparelho (A302) de acordo com a reivindicação 17, o referido aparelho compreendendo um gerador de ruido configurado para gerar o sinal de ruido de acordo com uma função deterministica de informação dentro de um sinal de voz codificado. 26. O aparelho (A302) de acordo com a -8- ΡΕ1864101 reivindicação 16, em que o referido aparelho inclui um desquantizador configurado para obter o sinal de excitação de banda baixa (S80) e um valor de ganho de desvio de inclinação a partir de uma representação quantizada de um residual de banda baixa (S50), e em que o referido segundo combinador (490) é configurado para calcular pelo menos um entre os primeiro e segundo fatores de ponderação de acordo com pelo menos o valor de ganho de desvio de inclinação.
  11. 27. O aparelho (A302) de acordo com a reivindicação 17, o referido aparelho incluindo pelo menos um de (i) um codificador de voz de banda alta configurado para codificar um sinal de voz de banda alta de acordo com o sinal de excitação de banda alta e (ii) um descodificador de voz de banda alta configurado para descodificar um sinal de voz de banda alta de acordo com o sinal de excitação de banda alta. 28. 0 aparelho (A302) de acordo com a reivindicação 17, o referido aparelho compreendendo um telefone celular. Lisboa, 2 de Outubro de 2012 -9- ΡΕ1864101 A FIGURA 11 mostra um diagrama de blocos de uma implementação A302 do gerador de excitação de banda alta A300. A FIGURA 12 mostra um diagrama de blocos de uma implementação A402 do extensor espectral A400. A FIGURA 12a mostra traçados do espectro do sinal em vários pontos num exemplo de uma operação de extensão espectral. A FIGURA 12b mostra traçados do espectro do sinal em vários pontos noutro exemplo de uma operação de extensão espectral. A FIGURA 13 mostra um diagrama de blocos de uma implementação A304 do gerador de excitação de banda alta A3 02 . A FIGURA 14 mostra um diagrama de blocos de uma implementação A306 do gerador de excitação de banda alta A3 02 . A FIGURA 15 mostra um fluxograma para uma tarefa de cálculo de um envelope T100. A FIGURA 16 mostra um diagrama de blocos de uma implementação 492 do combinador 490. PE1864101 1/52 NB fjlter parameters S40
    ΡΕ1864101 2/52
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    ΡΕ1864101 3/52
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    UL narrowband decoder B112
    ΡΕ1864101 10/52
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    - 10- ΡΕ1864101 A FIGURA 17 ilustra uma abordagem para o cálculo de uma medida da periodicidade do sinal de banda alta S30. A FIGURA 18 mostra um diagrama de blocos de uma implementação A312 do gerador de excitação de banda alta A302 . A FIGURA 19 mostra um diagrama de blocos de uma implementação A314 do gerador de excitação de banda alta A3 02 . A FIGURA 20 mostra um diagrama de blocos de uma implementação A316 do gerador de excitação de banda alta A302 . A FIGURA 21 mostra um fluxograma para uma tarefa de cálculo de ganho T200. A FIGURA 22 mostra um fluxograma para uma implementação T210 da tarefa de cálculo de ganho T200. A FIGURA 23a mostra um diagrama de uma função de função de janela. A FIGURA 23b mostra uma aplicação de uma função de janela tal como mostrado na FIGURA 23a às subtramas de um sinal de voz. A FIGURA 24 mostra um diagrama de blocos para uma PE1864101 11/52 encoded narrowband excStation signa! S50
    "D C -Q x: o O) 'to <5 o & co ω
    -C li ΡΕ1864101 12/52 ΡΕ1864101 12/52
    “Ί i híghband excitation generator A3Q2 I I I I I PE1864101 13/52 spectrum extende rA402
    FIG. 16 ΡΕ1864101 14/52
    ΡΕ1864101 15/52 A *ο
    ,,ΟCM
    Μ JD 1 r
    PE1864101 16/52 extervdôd
    FIG. 13 ΡΕ1864101 17/52
    FIG. 14 J ΡΕ1864101 18/52 Γ 1
    ο ο Η λ: to m to t* 0IL J ΡΕ1864101 19/52 τη Ο Η CO ç ω £ JZ,σ> 4Ξ Φ C Ο) W *>«>4ι4(4ί4(4(4<*· ο »„ rt >r C0 JB £ ~= Φ .9 ® tj saí cr r; «ο •i^S. Ο r-(») >1 C Φ Μ £ —. φ ,Η ¢0 χΐ ±ί C~ y> *SL 5¾ 0(8 Ο Φ ^4(4(4:4141414 ιο φ Ε S j5 φ «v»*#* ^ϋϊ· s·, Tf Φ Ε m ê <Λ **4(«*4(*4ι . CQ 0)Ε „Q *« 4< *ι «·««««-* 4» ««»ίΦ <***<* w φ ε ,4(4(441919 4 4(4(4(4(4(4(4144^)94( 4*««« Λ**++++*>* h- γ— » ο ϋ_ CM ΦΕ£ JQ ZS £ΙΪ ΦΕ £χι φ τ air**·'·**-*·»**'»**** '»*44· 11 4·***« »'9****φ*φ4(*4(*»4*»)* >«*#«, „Ίχ ν. α»φ JZ ο :♦£ CL οφε» c (0 1 m % *£οι cφ '♦»'4**4'**^**'*’4# 44)4^9^ ι X V ✓ ΡΕ1864101 20/52
    FIG. 18 - 11 - ΡΕ1864101 implementação B202 do descodificador de banda alta B200. A FIGURA 25 mostra um diagrama de blocos de uma implementação ADIO do codificador de voz de banda larga A100. A FIGURA 26a mostra um diagrama esquemático de uma implementação D122 da linha de atraso D120. A FIGURA 26b mostra um diagrama esquemático de uma implementação D124 da linha de atraso D120. A FIGURA 27 mostra um diagrama esquemático de uma implementação D130 da linha de atraso D120. A FIGURA 28 mostra um diagrama de blocos de uma implementação AD12 do codificador de voz de banda larga ADIO. A FIGURA 29 mostra um fluxograma de um método de processamento de sinais MD100 de acordo com uma forma de realização. A FIGURA 30 mostra um fluxograma para um método M100 de acordo com uma forma de realização. A FIGURA 31a mostra um fluxograma para um método M200 de acordo com uma forma de realização. ΡΕ1864101 21/52
    FiG. 19 ΡΕ1864101 22/52 r l I I I I I I í i I I I i I í Ϊ I l t I í
    í Ϊ I I í I I I l l i l í i I í I i i I I I 0CM d 1 i ΡΕ1864101 23/52 ΡΕ1864101 23/52 _Q
    FIG.21 CN £ l__:_____j ΡΕ1864101 24/52 JQ JD
    FIG. 22 PE1864101 25/52 Οοο CM g I» 4 msee
    frame íength 20 msec PE1864101 26/52 narrowband
    highband signa! S100 PE1864101 27/52 narrowband *-. NB fiiter parameters S40
    FIG. 25 ΡΕ1864101 28/52
    J i
    ~o o 32 8i ω •Í2 CS «Sm* g> c « Wj§ ®•f §> x: PE1864101 29/52 "S w Φ Ό OB tz <o te g £0 T «£L *o φ D* C C £ ® trs Φ delay fine
    FIG. 27 I PE1864101 30/52 narrowband,-1 NB fíiter parameters 840
    - 12- ΡΕ1864101 A FIGURA 31b mostra um fluxograma para uma implementação M210 do método M200. A FIGURA 32 mostra um fluxograma para um método M300 de acordo com uma forma de realização. Nas figuras e na descrição acompanhante, as mesmas etiquetas de referência referem-se aos mesmos elementos ou sinais ou análogos. DESCRIÇÃO DETALHADA Formas de realização tal como descritas na presente invenção incluem sistemas, métodos e aparelhos que podem ser configurados para fornecer uma extensão a um codificador de voz de banda estreita para suportar a transmissão e/ou armazenamento de sinais de voz de banda larga num aumento de largura de banda de somente cerca de 800 a 1000 bps (bits por segundo). As vantagens potenciais de tais implementações incluem codificação embebida para suportar compatibilidade com sistemas de banda estreita, uma alocação e realocação de bits relativamente fácil entre os canais de codificação de banda estreita e banda alta, evitando uma operação de síntese de banda larga computacionalmente intensiva, e a manutenção de uma taxa de amostragem baixa para os sinais a serem processados através de rotinas de codificação de formas de onda computacionalmente intensivas. PE1864101 31/52 process wideband speech signa! to obtain a narrowband /v speech signal and a highband speeeb signal ^TD100
    CD CM 0 1 i ΡΕ1864101 32/52
    Οco « 0
    ΡΕ1864101 33/52
    FIG. 31a FIG. 31b ΡΕ1864101 34/52
    CM 00 • 0 o o § o o co _£_ o c o OT-íS — c m m zx ±á c: Έ o o> 3 Φ «5 í\ t«tM *T*% w m c 4)
    <õ J? C -g Φ í» £ Φ (8 Ό tO JQ C £ i Of e | T5 tí m Φ © 2í N E » 'õf 2? c JB (S ° è αχ» |kl 05 *£ €0 Í0 «=
    híghband signal based on lhe set of gain factors h 2400
    35/52 ΡΕ1864101 LEGENDAS DOS DESENHOS FIG.la S10 - sinal de voz de banda larga A110 - banco de filtros A100 - codificador de voz de banda larga S20 - sinal de banda estreita S30 - sinal de banda alta A120 - codificador de banda estreita A200 - codificador de banda alta S40 - parâmetros de filtro NB S50 - sinal codificado de excitação de banda estreita S60 - parâmetros de codificação de banda alta FIG.lb A110 - banco de filtros A102 - codificador de voz de banda larga A120 - codificador de banda estreita A200 - codificador de banda alta A130 - multiplexador S70 - sinal multiplexado FIG.2a S110 - sinal de voz de banda larga B110 - descodificador de banda estreita S80 - sinal de excitação NB B200 - descodificador de banda alta 36/52 ΡΕ1864101 S40 S50 S 60 S100 S 90 B100 B12 0 FIG. S70 BI 02 BI 3 0 BI 10 B200 B12 0 FIG. S10 110 130 AI 12 120 140 S20 S30 - parâmetros de filtro NB - sinal residual NB - parâmetros de codificação de banda alta - sinal de banda alta - sinal de banda estreita - descodificador de voz de banda larga - banco de filtros 2b - sinal multiplexado voz de banda larga banda estreita banda alta - descodificador de - desmultiplexador - descodificador de - descodificador de - banco de filtros 3a - sinal de voz de banda larga - filtro passa-baixo - filtro passa-alto - banco de filtros - escalonador de amostragem descendente - escalonador de amostragem descendente - sinal de banda estreita - sinal de banda alta FIG.3b ΡΕ1864101 37/52 S90 - sinal de banda estreita S100 - sinal de banda alta 150 - escalonador de amostragem ascendente 170 - escalonador de amostragem ascendente 160 - filtro passa-baixo 180 - filtro passa-alto B122 - banco de filtros S110 - sinal de voz de banda larga FIG.4a S10 - sinal S20 - sinal S30 - sinal Frequency - de voz de banda larga de banda estreita de banda alta frequência FIG.4b S10 - sinal S20 - sinal S30 - sinal Frequency - de voz de banda larga de banda estreita de banda alta frequência FIG.4c S10 - sinal de voz de banda larga Lowpass filter - filtro passa-baixo Downsample by - amostragem descendente por 38/52 ΡΕ1864101 Interpolate to - interpolar por Resample to - - reamostrar por Decimate to - - cortar para Spectral reversal - inversor espectral Spectral shaping - modelação espectral S20 - sinal de banda estreita Highband signal - sinal de banda alta A114 - banco de filtros FIG.4d S90 - sinal de banda estreita S100 - sinal de banda alta B124 - banco de filtros S110 - sinal de voz de banda alta upsample by - - amostragem ascendente por Interpolate to - interpolar por Resample to - reamostrar por Spectral reversal - inversor espectral Lowpass filter - filtro passa-baixo Notch filter - filtro corta-banda FIG.5a Frequency - frequência FIG.5b S20 sinal de banda estreita 39/52 ΡΕ1864101 S40 - parâmetros de filtro de banda estreita S90 - sinal de banda estreita Analysis module - módulo de análise Whitening filter - filtro de branqueamento Encoder - codificador Channel - canal Decoder - descodificador Representation... - representação do sinal residual NB Synthesis filter - filtro de sintese FIG. 6 S20 - sinal de banda estreita S40 - parâmetros de filtro de banda estreita S50 - sinal codificado de excitação de banda estreita A122 - codificador de banda estreita 210 - módulo de análise LPC 220 - transformada dos coeficientes de filtro LP para LSF 230 - quantizador 260 - filtro de branqueamento 270 - quantizador 250 - transformada dos coeficientes de filtro LSF para LP 240 - quantizador inverso FIG.7 S40 - parâmetros de filtro de banda estreita S50 - sinal codificado de excitação de banda estreita S80 - sinal de excitação de banda estreita 40/52 ΡΕ1864101 S90 - sinal NB B112 - descodificador de banda estreita 310 - quantizador inverso 340 - quantizador inverso 320 - transformada dos coeficientes de filtro LSF para LP 330 - filtro de sintese NB FIG.8a Frequency - frequência FIG.8b Time - tempo FIG. 9 S20 - sinal de banda estreita S40 - parâmetros de filtro de banda estreita S80 - sinal de excitação de banda estreita S90 - sinal NB Analysis module - módulo de análise Whitening filter - filtro de branqueamento Encoder - codificador Channel - canal Decoder - descodificador Representation... - representação do sinal residual NB Synthesis filter - filtro de sintese Long-term prediction analysis - análise preditiva de longo - 13 - ΡΕ1864101 A menos que expressamente limitado pelo seu contexto, o termo "calculando" é aqui utilizado para indicar qualquer um dos seus significados comuns, tais como computando, gerando, e selecionando a partir de uma lista de valores. Sempre que o termo "compreendendo" é utilizado na presente descrição e nas reivindicações, não exclui outros elementos ou operações. 0 termo "A é baseado em B" é utilizado para indicar qualquer um dos seus significados comuns, incluindo os casos (i) "A é igual a B", e (ii) "A é baseado em pelo menos B." 0 termo "Protocolo Internet" inclui a versão 4, tal como descrito no IETF (Internet Engineering Task Force - Grupo de Missão de Engenharia da Internet) RFC (Request for Comments - Pedido de Comentários) 791, e versões posteriores tais como a versão 6. A FIGURA IA mostra um diagrama de blocos de um codificador de voz de banda larga A100 de acordo com uma forma de realização. 0 banco de filtros A110 é configurado para filtrar um sinal de voz de banda larga S10 para produzir um sinal de banda estreita S20 e um sinal de banda alta S30. 0 codificador de banda estreita A120 é configurado para codificar o sinal de banda estreita S20 para produzir os parâmetros do filtro de banda estreita (NB) S40 e um sinal residual de banda estreita S50. Tal como aqui descrito em maior detalhe, o codificador de banda estreita A120 é normalmente configurado para produzir os parâmetros de filtro de banda estreita S40 e o sinal codificado de excitação de banda estreita S50 como indices 41/52 ΡΕ1864101 termo Long-term prediction synthesis - síntese preditiva de longo termo FIG.10 S30 -S50 -S60a -S60b -S120 -S130 -A300 -410 -420 -A210 -A22 0 -A2 3 0 -430 -A202 - FIG.11 S50 -S80 -SI60 -S17 0 -S120 -450 - sinal de banda alta sinal codificado de excitação de banda estreita parâmetros de filtro de banda alta fatores de ganho de banda alta sinal de excitação de banda alta sinal sintetizado de banda alta gerador de excitação de banda alta transformada dos coeficientes de filtro LP para LSF quanti zador módulo de análise filtro de síntese calculador de fatores de ganho de banda alta quanti zador gerador de excitação de banda alta sinal codificado de excitação de banda estreita sinal de excitação de banda estreita sinal estendido harmonicamente sinal de ruído modulado sinal de excitação de banda alta quantizador inverso 42/52 ΡΕ1864101 Α4 0 0 -460 -470 -480 -490 -Α302 - FIG.12 S80 -SI60 -A402 -510 -520 -530 -540 - FIG.16 SI60 -S17 0 -S120 -492 -550 -S180 -SI90 - extensor espectral calculador de envelope combinador gerador de ruído combinador gerador de excitação de banda alta sinal de excitação de banda estreita sinal estendido harmonicamente extensor espectral escalonador de amostragem ascendente calculador de função não-linear escalonador de amostragem descendente nivelador espectral sinal estendido harmonicamente sinal de ruído modulado sinal de excitação de banda alta combinador calculador de fatores de ponderação fator de ponderação harmónica fator de ponderação de ruído FIG.13 43/52 ΡΕ1864101 S50 -S120 -SI60 -S17 0 -450 -A4 0 0 -460 -470 -480 -490 -A304 - FIG.14 S50 -S120 -SI 60 -S17 0 -450 -460 -470 -480 -490 -A30 6 - FIG.15 T110 - sinal codificado de excitação de banda estreita sinal de excitação de banda alta sinal estendido harmonicamente sinal de ruido modulado quantizador inverso extensor espectral calculador de envelope combinador gerador de ruido combinador gerador de excitação de banda alta sinal codificado de excitação de banda estreita sinal de excitação de banda alta sinal estendido harmonicamente sinal de ruido modulado quantizador inverso calculador de envelope combinador gerador de ruido combinador gerador de excitação de banda alta aplicar função quadrática a valores de amostra T12 0 realizar operação de nivelamento 44/52 ΡΕ1864101 Τ130 - aplicar função de raiz quadrada Task - tarefa FIG.17 Subframe - subtrama S30 - sinal de banda alta Signal S30 at delay position - sinal S30 na posição de atraso Time - tempo Pitch lag - desfasamento de desvio de inclinação Search range of length - interval de pesquisa de comprimento FIG.18 S50 - sinal codificado de excitação de banda estreita S120 - sinal de excitação de banda alta S160 - sinal estendido harmonicamente S170 - sinal de ruido modulado 450 - quantizador inverso 460 - calculador de envelope 470 - combinador 480 - gerador de ruido 490 - combinador A312 - gerador de excitação de banda alta 600 - filtro anti-escassez A400 - extensor espectral FIG.19 45/52 ΡΕ1864101 S50 -S120 SI 60 S17 0 450 -460 -470 -480 -490 -A314 A4 0 0 600 - FIG. 2 S50 -S120 SI 60 S17 0 450 -460 -470 -480 -490 -A316 A4 0 0 600 - sinal codificado de excitação de banda estreita - sinal de excitação de banda alta - sinal estendido harmonicamente - sinal de ruido modulado quantizador inverso calculador de envelope combinador gerador de ruido combinador - gerador de excitação de banda alta - extensor espectral filtro anti-escassez 0 sinal codificado de excitação de banda estreita - sinal de excitação de banda alta - sinal estendido harmonicamente - sinal de ruido modulado quantizador inverso calculador de envelope combinador gerador de ruido combinador - gerador de excitação de banda alta - extensor espectral filtro anti-escassez FIG.21 46/52 ΡΕ1864101 T220a - calcular energia de subtrama do sinal HB original T220b - calcular energia de subtrama do sinal HB gerado T230 - calcular ganho como raiz quadrada de rácio de energias Task - tarefa FIG.22 T215a - aplicar função de janela ao sinal HB original T215b - aplicar função de janela ao sinal HB gerado T222a - calcular energia das amostras na janela T222b - calcular energia das amostras na janela T230 - calcular ganho como raiz quadrada de rácio de energias Task - tarefa FIG.23a Weight - ponderação Window length - comprimento da janela FIG.23b Window - janela Frame length - comprimento da trama FIG.24 47/52 ΡΕ1864101 S60a - parâmetros de filtro de banda alta S60b - fatores de ganho de banda alta B202 - descodificador de banda alta S80 - sinal de excitação de banda estreita S120 - sinal de excitação de HB S100 - sinal de banda alta B300 - gerador de excitação de banda alta 560 - quantizador inverso 580 - quantizador inverso 570 - transformada dos coeficientes de filtro LSF para LP B200 - módulo de sintese de banda alta 590 - elemento de controlo de ganho FIG.25 S10 - sinal de voz de banda larga S20 - sinal de banda estreita S30 - sinal de banda alta ADIO - codificador de voz de banda larga A110 - banco de filtros A124 - codificador de banda estreita SD10 - sinal de dados de regularização D120 - linha de atraso S30a - sinal de banda alta deformado A200 - codificador de banda alta S40 - parâmetros de filtro NB S50 - sinal codificado de excitação de banda estreita S60 - parâmetros de codificação de banda alta FIG.26a 48/52 ΡΕ1864101 S30 - sinal de banda alta SR1 - registo de deslocamento D122 - linha de atraso OL - local de deslocamento S30a - sinal de banda alta deformado FIG.26b S30 - sinal de banda alta SR1 - registo de deslocamento D124 - linha de atraso OL - local de deslocamento S30a - sinal de banda alta deformado Shift window - janela de deslocamento FIG.27 S30 - sinal de banda alta SR2 - registo de deslocamento SR3 - registo de deslocamento FBI - buffer de trama FB2 - buffer de trama DB - buffer de atraso RB - buffer de atraso D130 - linha de atraso S30a - sinal de banda alta deformado AB - buffer de avanço FIG.28 49/52 ΡΕ1864101 S10 - sinal de voz de banda larga S20 - sinal de banda estreita S30 - sinal de banda alta AD12 - codificador de voz de banda larga A110 - banco de filtros A124 - codificador de banda estreita SD10 - sinal de dados de regularização D120 - linha de atraso S30a - sinal de banda alta deformado A200 - codificador de banda alta S40 - parâmetros de filtro NB S50 - sinal codificado de excitação de banda estreita S60 - parâmetros de codificação de banda alta D110 - mapeador de valores de atraso SDIOa - valores de atraso mapeados FIG.29 TD100 - processar sinal de voz de banda larga para obter um sinal de voz de banda estreita e um sinal de voz de banda alta TD200 - codificar o sinal de voz de banda estreita para pelo menos um sinal codificado de excitação de banda estreita e uma pluralidade de parâmetros de filtro de banda estreita TD300 - gerar sinal de excitação de banda alta com base no 50/52 ΡΕ1864101 sinal de excitação de banda estreita TD400 - codificar sinal de voz de banda alta para pelo menos uma pluralidade de parâmetros de filtro de banda alta. TD500 - para o sinal de voz de banda alta, aplicar um deslocamento de tempo com base em informação relacionada com uma deformação de tempo incluida no sinal codificado de excitação de banda estreita Method - método FIG.30 X100 - calcular um conjunto de parâmetros de filtro que caracterizam um envelope espectral da porção de banda alta X200 - calcular um sinal estendido espectralmente através da aplicação de uma função não-linear a um sinal derivado a partir da porção de banda estreita X300 - gerar um sinal sintetizado de banda alta de acordo com o conjunto de parâmetros de filtro e um sinal de excitação de banda alta com base no sinal estendido espectralmente X400 - calcular um envelope de ganho com base numa relação entre a energia da porção de banda alta e a energia de um sinal derivado da porção de banda estreita FIG.31a - 14- ΡΕ1864101 da tabela de codificação, ou noutra forma quantizada. 0 codificador de banda alta A200 é configurado para codificar o sinal de banda alta S30 de acordo com a informação no sinal codificado de excitação de banda estreita S50 para produzir os parâmetros de codificação de banda alta S60. Tal como descrito aqui em maior detalhe, o codificador de banda alta A200 é tipicamente configurado para produzir os parâmetros de codificação de banda alta S60 como indices da tabela de codificação ou noutra forma quantizada. Um exemplo particular do codificador de voz de banda larga A100 é configurado para codificar o sinal de voz de banda larga S10 a uma taxa de cerca de 8,55 kbps (kilobits por segundo), com cerca de 7,55 kbps sendo utilizados para os parâmetros de filtro de banda estreita S40 e para o sinal codificado de excitação de banda estreita S50, e cerca de 1 kbps sendo utilizado para os parâmetros de codificação de banda alta S60. Pode ser desejável combinar os sinais codificados de banda estreita e de banda alta num fluxo de bits único. Por exemplo, pode ser desejável multiplexar os sinais codificados conjuntamente para transmissão (por exemplo, sobre um canal de transmissão com fios, ótico ou sem fios), ou para armazenamento como um sinal de voz codificado de banda larga. A FIGURA lb mostra um diagrama de blocos de uma implementação A102 do codificador de voz de banda larga A100 que inclui um multiplexador A130 configurado para combinar os parâmetros de filtro de banda estreita S40, o sinal codificado de excitação de banda estreita S50, e os 51/52 ΡΕ1864101 Υ100 - calcular um sinal estendido harmonicamente através da aplicação de uma função não-linear a um sinal de excitação de banda estreita Y200 - misturar o sinal estendido harmonicamente com um sinal de ruído modulado para gerar um sinal de excitação de banda alta FIG.31b Y100 - calcular um sinal estendido harmonicamente Y200 - misturar o sinal estendido harmonicamente com o sinal de ruído modulado para gerar um sinal de excitação de banda alta Y300 - calcular um envelope de domínio de tempo Y400 - modular um sinal de ruído de acordo com o envelope de domínio de tempo FIG.32 Z100 - receber um conjunto de parâmetros de filtro que caracterizam um envelope espectral de um sinal de banda alta e um conjunto de fatores de ganho que caracterizam um envelope temporal do sinal de banda alta Z200 - calcular um sinal estendido espectralmente através da aplicação de uma função não-linear a um sinal derivado a partir da porção de banda estreita 52/52 ΡΕ1864101 Ζ300 - gerar um sinal sintetizado de banda alta de acordo com o conjunto de parâmetros de filtro e um sinal de excitação de banda alta com base no sinal estendido espectralmente Z400 - modular um envelope de ganho do sinal sintetizado de banda alta com base no conjunto de fatores de ganho - 1 - ΡΕ1864101 REFERÊNCIAS CITADAS NA DESCRIÇÃO Esta lista de referências citadas pelo requerente é apenas para conveniência do leitor. A mesma não faz parte do documento da patente Europeia. Ainda que tenha sido tomado o devido cuidado ao compilar as referências, podem não estar excluídos erros ou omissões e o IEP declina quaisquer responsabilidades a esse respeito. Documentos de patentes citadas na descrição • US 66790105 P · US 20040098255 A • US 67396505 P · US 5704003 A, Kleijn • WO 03044777 A * US 6879955 B, Rao - 15- ΡΕ1864101 parâmetros de filtro de banda alta S60 para um sinal multiplexado S70. Um aparelho incluindo o codificador A102 pode também incluir circuitos configurados para transmitir o sinal multiplexado S70 num canal de transmissão, tal como um canal com fios, ótico ou sem fios. Um tal aparelho pode também ser configurado para executar uma ou mais operações de codificação de canal sobre o sinal, tal como a codificação de correção de erros (por exemplo, codificação convolucional com taxa compatível) e/ou codificação de deteção de erros (por exemplo, codificação de redundância cíclica), e/ou uma ou mais camadas de codificação de protocolos de rede (por exemplo Ethernet, TCP/IP, cdma2 0 0 0). Pode ser desejável o multiplexador A130 ser configurado para incorporar o sinal codificado de banda estreita (incluindo os parâmetros de filtro de banda estreita S40 e o sinal codificado de excitação de banda estreita S50) como um subfluxo separável do sinal multiplexado S7 0, de tal modo que o sinal codificado de banda estreita pode ser recuperado e descodificado independentemente de outra porção de sinal multiplexado S70 tal como um sinal de banda alta e/ou um sinal de banda baixa. Por exemplo, o sinal multiplexado S7 0 pode ser disposto de tal modo que o sinal codificado de banda estreita pode ser recuperado através da extração dos parâmetros de filtro de banda alta S60. Uma potencial - 16- ΡΕ1864101 vantagem de uma tal característica é a de evitar a necessidade de transcodificação do sinal codificado de banda larga antes de o passar a um sistema que suporta a descodificação do sinal de banda estreita, mas não suporta a descodificação da porção de banda alta. A FIGURA 2a é um diagrama de blocos de um descodificador de voz de banda larga B100, de acordo com uma forma de realização. 0 descodificador de banda estreita B110 é configurado para descodificar os parâmetros de filtro de banda estreita S40 e o sinal codificado de excitação de banda estreita S50 para produzir um sinal de banda estreita S90. 0 descodif icador de banda alta B200 é configurado para descodificar os parâmetros codificados de banda alta S60 de acordo com um sinal de excitação de banda estreita S80, com base no sinal codificado de excitação de banda estreita S50, para produzir um sinal de banda alta S100. Neste exemplo, o descodificador de banda estreita B110 é configurado para fornecer o sinal de excitação de banda estreita S80 ao descodificador de banda alta B200. 0 banco de filtros B120 é configurado para combinar o sinal de banda estreita S90 com o sinal de banda alta S100 para produzir um sinal de voz de banda larga S110. A FIGURA 2b é um diagrama de blocos de uma implementação B102 do descodificador de voz de banda larga B100 que inclui um desmultiplexador B130 configurado para produzir os sinais codificados S40, S50, S60 a partir do sinal multiplexado S70. Um aparelho incluindo o - 17- ΡΕ1864101 descodificador B102 pode incluir circuitos configurados para receber o sinal multiplexado S70 a partir de um canal de transmissão tal como um canal com fios, ótico, ou sem fios. Um tal aparelho pode também ser configurado para realizar uma ou mais operações de descodificação de canal sobre o sinal, tal como descodificação de correção de erros (por exemplo, descodificação convolucional com taxa compatível) e/ou descodificação de deteção de erros (por exemplo, descodificação de redundância cíclica), e/ou uma ou mais camadas de descodificação de protocolos de rede (por exemplo Ethernet, TCP/IP, cdma2000). 0 banco de filtros A110 é configurado para filtrar um sinal de entrada de acordo com um esquema de separação de banda para produzir uma sub-banda de baixa frequência e uma sub-banda de frequência alta. Dependendo dos critérios de conceção para uma aplicação particular, as sub-bandas de saída podem ter larguras de banda iguais ou desiguais e podem ser sobrepostas ou não sobrepostas. Uma configuração do banco de filtros A110 que produz mais de duas sub-bandas também é possível. Por exemplo, um tal banco de filtros pode ser configurado para produzir um ou mais sinais de banda baixa que incluem componentes numa gama de frequências abaixo à do sinal de banda estreita S20 (por exemplo, a gama de 50-300 Hz). É também possível para um tal banco de filtros ser configurado para produzir um ou mais sinais de banda alta, que incluem componentes numa gama de frequências acima à do sinal de banda alta S30 (tal como uma gama 14-20, 16-20, ou 16-32 kHz) . Em tal caso, o - 18- ΡΕ1864101 codificador de voz de banda larga A100 pode ser implementado para codificar este sinal ou sinais separadamente, e o multiplexador A130 pode ser configurado para incluir o sinal ou sinais codificados adicionais no sinal multiplexado S70 (por exemplo, como uma porção separável). A FIGURA 3a mostra um diagrama de blocos de uma implementação A112 do banco de filtros A110 que é configurado para produzir dois sinais de sub-bandas tendo taxas de amostragem reduzidas. 0 banco de filtros A110 é disposto para receber um sinal de voz de banda larga S10 com uma porção de frequência elevada (ou de banda alta) e uma porção de frequência baixa (ou de banda baixa). 0 banco de filtros A112 inclui um caminho de processamento de banda baixa configurado para receber os sinal de voz de banda larga S10 e para produzir o sinal de voz de banda estreita S20, e um caminho de processamento de banda alta configurado para receber o sinal de voz de banda larga S10 e produzir o sinal de voz de banda alta S30. 0 filtro passa-baixo 110 filtra o sinal de voz de banda larga S10 para passar uma sub-banda de baixa frequência selecionada, e filtro passa-alto 130 filtra o sinal de voz de banda larga S10 para passar uma sub-banda de frequência alta selecionada. Devido ao fato de ambos os sinais de sub-banda terem larguras de banda mais estreitas do que o sinal de voz de banda larga S10, as suas taxas de amostragem podem ser reduzidas até certo ponto sem perda de informação. O escalonador de amostragem descendente 120 reduz a taxa de - 19- ΡΕ1864101 amostragem do sinal passa-baixo de acordo com um fator de limitação desejado (por exemplo, através da remoção de amostras do sinal e/ou da substituição de amostras com valores médios) , e o escalonador de amostragem descendente 140 também reduz a taxa de amostragem do sinal passa-alto de acordo com outro fator de limitação desejado. A FIGURA 3b mostra um diagrama de blocos de uma implementação correspondente B122 do banco de filtros B120. O escalonador de amostragem ascendente 150 aumenta a taxa de amostragem do sinal de banda estreita S90 (por exemplo, através de preenchimento com zeros e/ou através da duplicação de amostras), e o filtro passa-baixo 160 filtra o sinal escalonado com amostragem ascendente para passar apenas uma porção de banda baixa (por exemplo, para evitar efeito de escada). Da mesma forma, o escalonador de amostragem ascendente 170 aumenta a taxa de amostragem do sinal de banda alta S100 e o filtro passa-alto 180 filtra o sinal escalonado com amostragem ascendente para passar apenas uma porção de banda alta. Os dois sinais passa-banda são então somados para formar o sinal de voz de banda larga S110. Em algumas implementações do descodificador B100, o banco de filtros B120 é configurado para produzir uma soma ponderada dos dois sinais passa-banda de acordo com uma ou mais ponderações recebidas e/ou calculadas pelo descodificador de banda alta B200. Uma configuração do banco de filtros B120 que combina mais do que dois sinais passa-banda é também contemplada. -20- ΡΕ1864101 Cada um dos filtros 110, 130, 160, 180 pode ser implementado como um filtro de resposta impulsionai finita (FIR) ou como um filtro de resposta impulso infinita (IIR). As respostas em frequência dos filtros de codificação 110 e 130 podem ter regiões de transição de formas simétricas ou dissimilares entre pára-banda e passa-banda. Do mesmo modo, as respostas em frequência dos filtros de descodificação 160 e 180 podem ter regiões de transição de formas simétricas ou dissimilares entre pára-banda e passa-banda. Pode ser desejável, mas não é estritamente necessário o filtro passa-baixo 110 ter a mesma resposta do filtro passa-baixo 160, e o filtro passa-alto 130 ter a mesma resposta do filtro passa-alto 180. Num exemplo, os dois pares de filtros 110, 130 e 160, 180 são bancos de filtros de espelho em quadratura (QMF) , com o par de filtros 110, 130 tendo os mesmos coeficientes do par de filtros 160, 180. Num exemplo típico, o filtro passa-baixo 110 possui uma passa-banda que inclui a gama limitada de PSTN 300-3400 Hz (por exemplo, a banda de 0-4 kHz) . As FIGURAS 4a e 4b mostram larguras de banda relativas do sinal de voz de banda larga S10, do sinal de banda estreita S20, e do sinal de banda alta S30 em dois diferentes exemplos de implementação. Em ambos estes exemplos particulares, o sinal de voz de banda larga S10 tem uma taxa de amostragem de 16 kHz (representando componentes de frequência dentro da gama de 0 a 8 kHz), e o sinal de banda estreita S20 tem uma taxa de amostragem de 8 kHz (representando componentes -21 - ΡΕ1864101 de frequência dentro da gama de 0 a 4 kHz). No exemplo da FIGURA 4a, não existe sobreposição significativa entre as duas sub-bandas. Um sinal de banda alta S30, tal como mostrado neste exemplo pode ser obtido utilizando um filtro passa-alto 130 com uma passa-banda de 4-8 kHz. Em tal caso, pode ser desejável reduzir a taxa de amostragem para 8 kHz através de amostragem descendente do sinal filtrado por um fator de dois. Uma operação deste tipo, da qual pode ser esperado reduzir significativamente a complexidade computacional de operações de processamento adicionais sobre o sinal, irá mover a energia do passa-banda para a gama de 0 a 4 kHz, sem perda de informação. No exemplo alternativo da FIGURA 4b, as sub-bandas superiores e inferiores têm uma sobreposição apreciável, de tal modo que a região de 3,5 a 4 kHz é descrita pelos sinais de ambas as sub-bandas. Um sinal de banda alta S30 como neste exemplo pode ser obtido utilizando um filtro passa-alto 130 com uma passa-banda de 3,5-7 kHz. Em tal caso, pode ser desejável reduzir a taxa de amostragem para 7 kHz através de amostragem descendente do sinal filtrado por um fator de 16/7. Uma operação deste tipo, da qual pode ser esperado reduzir significativamente a complexidade computacional das operações adicionais de processamento sobre o sinal, irá mover a energia do passa-banda para a gama de 0 a 3,5 kHz, sem perda de informação. Num aparelho típico de comunicações telefónicas, -22- ΡΕ1864101 um ou mais dos transdutores (isto é, o microfone e a componente de audição ou altifalante) carecem de uma apreciável resposta sobre a gama de frequências de 7-8 kHz. No exemplo da FIGURA 4b, a parte do sinal de voz de banda larga S10 entre 7 e 8 kHz não está incluída no sinal codificado. Outros exemplos particulares do filtro passa-alto 130 têm passa-bandas de 3,5-7,5 kHz e 3,5-8 kHz. Em algumas implementações, proporcionando uma sobreposição entre as sub-bandas, tal como no exemplo da FIGURA 4b permite-se a utilização de um filtro passa-baixo e/ou de um filtro passa-alto tendo um rolloff suave sobre a região sobreposta. Tais filtros são normalmente mais fáceis de projetar, menos complexos computacionalmente, e/ou introduzem menos atrasos do que os filtros com respostas mais rápidas ou brickwall. Filtros tendo regiões de transição mais rápida tendem a ter lóbulos laterais mais elevados (os quais podem causar efeito de escada) do que os filtros de ordem semelhante que possuem rolloffs suaves. Filtros tendo regiões de transição rápidas podem ter também respostas de impulso mais longas que podem causar artefatos de toque. Para implementações de bancos de filtros com um ou mais filtros IIR, permitindo um rolloff mais suave sobre a região sobreposta pode permitir a utilização de um filtro ou filtros cujos pólos estão mais longe do círculo unitário, o que pode ser importante para garantir uma implementação de ponto fixo estável. A sobreposição de sub-bandas permite uma mistura -23- ΡΕ1864101 suave de banda baixa e de banda alta que pode levar a menos artefatos audíveis, efeito de escada reduzido, e/ou uma transição menos percetível de uma banda para a outra. Além disso, a eficiência da codificação do codificador de banda estreita A120 (por exemplo, um codificador de formas de onda) pode cair com o aumento da frequência. Por exemplo, a qualidade de codificação do codificador de banda estreita pode ser reduzida a baixas taxas de bits, em especial na presença de ruído de fundo. Em tais casos, proporcionando uma sobreposição das sub-bandas pode aumentar a qualidade dos componentes de frequência reproduzidos na região sobreposta. Além disso, a sobreposição de sub-bandas permite uma mistura suave de banda baixa e banda alta, que pode levar a menos artefatos audíveis, efeito de escada reduzido, e/ou a uma transição menos percetível de uma banda para a outra. Tal caracterí stica pode ser particularmente desejável para uma implementação em que o codificador de banda estreita A120 e o codificador de banda alta A200 operam de acordo com metodologias de codificação diferentes. Por exemplo, diferentes técnicas de codificação podem produzir sinais que soam de forma bastante diferente. Um codificador que codifica um envelope espectral sob a forma de índices de tabela de codificação pode produzir um sinal que tem um som diferente do que um codificador que codifica o espectro de amplitude em vez disso. Um codificador de domínio de tempo (por exemplo, um codificador de modulação de códigos de impulso ou -24- ΡΕ1864101 codificador PCM) pode produzir um sinal com um som diferente de um codificador de domínio de frequência. Um codificador que codifica um sinal com uma representação do envelope espectral e o sinal residual correspondente pode produzir um sinal que tem um som diferente do que um codificador que codifica um sinal com apenas uma representação do envelope espectral. Um codificador que codifica um sinal como uma representação da sua forma de onda pode produzir uma saída que tem um som diferente do que o de um codificador sinusoidal. Em tais casos, utilizar filtros com regiões de transição rápidas para definir sub-bandas não sobrepostas pode conduzir a uma transição abrupta e percetivamente percetível entre as sub-bandas no sinal de banda larga sintetizado. descritas aqui incluem as Embora os bancos de filtros QMF tendo respostas em frequência sobrepostas complementares sejam frequentemente utilizados em técnicas de sub-banda, tais filtros são inadequados para pelo menos algumas das implementações de codificação de banda larga descritas aqui. Um banco de filtros QMF no codificador é configurado para criar um grau significativo de efeito de escada que é cancelado no banco de filtros QMF correspondente no descodificador. Uma tal disposição pode não ser apropriada para uma aplicação em que o sinal provoca uma quantidade significativa de distorção entre os bancos de filtros, visto que a distorção pode reduzir a eficácia da propriedade do cancelamento do efeito de escada. Por exemplo, as aplicações -25- ΡΕ1864101 implementações de codificação configuradas para operar a taxas de bits muito baixas. Como consequência da taxa de bits muito baixa, é provável que o sinal descodificado apareça distorcido de forma significativa em comparação com o sinal original, tal que a utilização do banco de filtros QMF pode levar a um efeito de escada não cancelado. Para além disso, um codificador pode ser configurado para produzir um sinal sintetizado que é percetivamente semelhantes ao sinal original, mas que na verdade difere significativamente do sinal original. Por exemplo, um codificador que deriva a excitação de banda alta a partir do residual de banda estreita tal como aqui descrito pode produzir um tal sinal, visto que o próprio residual de banda alta pode estar completamente ausente do sinal descodificado. A utilização de bancos de filtros QMF em tais aplicações pode levar a um grau significativo de distorção provocada por efeito de escada não cancelado. As aplicações que utilizam bancos de filtros QMF geralmente têm taxas de bits mais altas (por exemplo, mais de 12 kbps para AMR, e 64 kbps para G.722). A quantidade de distorção provocada pelo efeito de escada QMF pode ser reduzida, se a sub-banda afetada é estreita, visto que a atuação do efeito de escada é limitada a uma largura de banda igual à largura da sub-banda. Para exemplos tal como descritos aqui, em que cada sub-banda inclui cerca de metade da largura de banda da banda larga, no entanto, a distorção provocada pelo efeito -26- ΡΕ1864101 de escada não cancelado poderia afetar uma parte significativa do sinal. A qualidade do sinal também pode ser afetada pela localização da banda de frequências sobre a qual o efeito de escada não cancelado ocorre. Por exemplo, a distorção criada perto do centro de um sinal de voz de banda larga (por exemplo, entre 3 e 4 kHz), pode ser muito mais questionável do que a distorção que ocorre próximo de uma extremidade do sinal (por exemplo, acima de 6 kHz). Embora as respostas dos filtros de um banco de filtros QMF estejam estritamente relacionadas umas às outras, os caminhos de banda baixa e banda alta dos bancos de filtros A110 e B120 podem ser configurados para terem espectros que são completamente alheios à sobreposição das duas sub-bandas. Definimos a sobreposição das duas sub-bandas como a distância do ponto a que a resposta em frequência do filtro de banda alta cai para -20 dB até ao ponto em que a resposta em frequência do filtro de banda baixa cai para -20 dB. Em vários exemplos do banco de filtros A110 e/ou B120, esta sobreposição varia de cerca de 200 Hz a cerca de 1 kHz. A gama de cerca de 400 até cerca de 600 Hz pode representar um equilíbrio desejável entre a eficiência da codificação e a suavidade percetiva. Num exemplo particular, tal como mencionado acima, a sobreposição é de cerca de 500 Hz. Pode ser desejável implementar o banco de filtros A112 e/ou B122 para executar operações conforme ilustrado -27- ΡΕ1864101 na FIGURAS 4a e 4b em várias etapas. Por exemplo, a FIGURA 4c mostra um diagrama de blocos de uma implementação A114 do banco de filtros A112 que executa um equivalente funcional de operações de filtragem passa-alto e amostragem descendente usando uma série de interpolação, reamostragem, limitação e outras operações. Uma tal implementação pode ser mais fácil de projetar e/ou pode permitir a reutilização de blocos funcionais de lógica e/ou código. Por exemplo, o mesmo bloco funcional pode ser usado para executar as operações de limitação a 14 kHz e limitação a 7 kHz, tal como mostrado na FIGURA 4c. A operação de inversão espectral pode ser implementada através da multiplicação do sinal com a função ejnn ou a sequência (-l)n, cujos valores se alternam entre +1 e -1. A operação de modelação espectral pode ser implementada como um filtro passa-baixo configurado para moldar o sinal para obter uma resposta do filtro global desejada. De notar que como consequência da operação de inversão espectral, o espectro do sinal de banda alta S30 é invertido. Operações subsequentes no codificador e descodificador correspondente podem ser configuradas de acordo. Por exemplo, o gerador de excitação de banda alta A300 tal como descrito no presente documento pode ser configurado para produzir um sinal de excitação de banda alta S120 que também tem uma forma invertida espectral. A FIGURA 4d mostra um diagrama de blocos de uma implementação B124 do banco de filtros B122 que executa um -28- ΡΕ1864101 equivalente funcional de operações de amostragem ascendente e filtragem passa-alto usando uma série de interpolação, reamostragem e outras operações. 0 banco de filtros B124 inclui uma operação de inversão espectral na banda alta que inverte uma operação semelhante tal como realizada, por exemplo, num banco de filtros do codificador tal como o banco de filtros A114. Neste exemplo particular, o banco de filtros B124 também inclui filtros corta-banda na banda baixa e banda alta que atenuam um componente do sinal a 7100 Hz, apesar de tais filtros serem opcionais e não necessitem de ser incluídos. 0 Pedido de Patente "SISTEMAS, MÉTODOS E APARELHOS PARA FILTRAGEM DE SINAIS DE VOZ" apresentado em anexo, Registo Processual 050551, inclui descrição e figuras adicionais relativas a respostas de elementos de implementações específicas dos bancos de filtros A110 e B120, e este material é aqui incorporado por referência. O codificador de banda estreita A120 é implementado de acordo com um modelo de filtragem de origem que codifica o sinal de voz de entrada como (A) um conjunto de parâmetros que descrevem um filtro e (B) um sinal de excitação que impulsiona o filtro descrito a produzir uma reprodução sintetizada do sinal de voz de entrada. A FIGURA 5a mostra um exemplo de um envelope espectral de um sinal de voz. Os picos que caracterizam este envelope espectral representam ressonâncias do trato vocal e são chamados formantes. A maioria dos codificadores de voz codificam -29- ΡΕ1864101 pelo menos esta estrutura espectral grosseira como um conjunto de parâmetros tais como os coeficientes de filtro. A FIGURA 5b mostra um exemplo de uma disposição básica de filtragem de origem conforme aplicado à codificação do envelope espectral do sinal de banda estreita S20. Um módulo de análise calcula um conjunto de parâmetros que caracterizam um filtro correspondente ao som da voz ao longo de um período de tempo (tipicamente 20 ms). Um filtro de branqueamento (também chamado de filtro de análise ou filtro de erros de predição) configurado de acordo com esses parâmetros de filtro remove o envelope espectral para nivelar o sinal espectralmente. O sinal branqueado resultante (também chamado de residual) tem menos energia, e portanto menor variância e é mais fácil de codificar do que o sinal de voz original. Os erros resultantes da codificação do sinal residual podem também ser espalhados de maneira mais uniforme ao longo do espectro. Os parâmetros de filtro e o residual são tipicamente quantizados para uma transmissão eficiente através do canal. No descodificador, um filtro de síntese de acordo com os parâmetros de filtro é excitado por um sinal com base no residual para produzir uma versão sintetizada do som da voz original. O filtro de síntese é geralmente configurado para ter uma função de transferência que é o inverso da função de transferência do filtro de branqueamento. A FIGURA 6 mostra um diagrama de blocos de uma -30- ΡΕ1864101 implementação básica A122 do codificador de banda estreita A120. Neste exemplo, um módulo de análise de codificação preditiva linear (LPC) 210 codifica o envelope espectral do sinal de banda estreita S20 como um conjunto de coeficientes de predição linear (LP) (por exemplo, os coeficientes de um filtro de pólos 1/A(z)). O módulo de análise tipicamente processa o sinal de entrada como uma série de tramas não sobrepostas, com um novo conjunto de coeficientes sendo calculada para cada trama. 0 periodo da trama é geralmente um periodo durante o qual o sinal pode ser esperado como estando localmente estacionário; um exemplo comum é de 20 milissegundos (equivalente a 160 amostras a uma taxa de amostragem de 8 kHz). Num exemplo, o módulo de análise LPC 210 é configurado para calcular um conjunto de dez coeficientes de filtro LP para caracterizar a estrutura formante de cada trama de 20 milissegundos. Também é possível implementar o módulo de análise para processar o sinal de entrada como uma série de tramas sobrepostas. O módulo de análise pode ser configurado para analisar as amostras de cada trama diretamente, ou as amostras podem ser ponderadas em primeiro lugar de acordo com uma função de janela (por exemplo, uma janela de Hamming). A análise pode também ser realizada sobre uma janela que é maior do que a trama, tal como uma janela de 30 ms. Esta janela pode ser simétrica (por exemplo, 5-20-5, de tal forma que inclui os 5 milissegundos imediatamente antes e após a trama de 20 milissegundos) ou assimétrica -31 - ΡΕ1864101 (por exemplo, 10-20, de tal forma que inclui os últimos 10 milissegundos da trama anterior). Um módulo de análise LPC é tipicamente configurado para calcular os coeficientes de filtro LP, utilizando uma recursão de Levinson-Durbin ou o algoritmo de Leroux-Gueguen. Noutra implementação, o módulo de análise pode ser configurado para calcular um conjunto de coeficientes de cepstral para cada trama, em vez de um conjunto de coeficientes de filtro LP. A taxa de saida do codificador A120 pode ser reduzida significativamente, com relativamente pouco efeito sobre a qualidade de reprodução, através da quantização dos parâmetros de filtro. Os coeficientes de filtro de predição linear são dificeis de quantizar eficazmente e geralmente são mapeados para uma outra representação, tal como pares de linhas espectrais (LSPs) ou frequências de linhas espectrais (LSFs), para quantização e/ou codificação de entropia. No exemplo da FIGURA 6, a transformada de coeficiente para LSF de filtro LP 220 transforma o conjunto de coeficientes de filtro LP num conjunto correspondente de LSFs. Outras representações um-para-um de coeficientes de filtro LP incluem coeficientes de parcor; valores de rácio de área logarítmica; pares de imitância espectral (ISPs), e frequências de imitância espectral (ISFs), que são utilizadas no codec AMR-WB do GSM. Tipicamente uma transformada entre um conjunto de coeficientes de filtro LP e um conjunto correspondente de LSFs é reversível, mas as formas de realização também incluem as implementações do codificador A120 em que a transformada não é reversível sem -32- ΡΕ1864101 erro . 0 quantizador 230 é configurado para quantizar o conjunto de LSFs de banda estreita (ou outra representação de coeficientes) , e o codificador de banda estreita A122 é configurado para colocar na saida o resultado desta quantização como os parâmetros de filtro de banda estreita S40. Tal quantizador tipicamente inclui um quantizador vetorial que codifica o vetor de entrada como um indice para um vetor de entrada correspondente numa tabela ou tabela de codificação. Como se vê na FIGURA 6, o codificador de banda estreita A122 também gera um sinal residual através da passagem do sinal de banda estreita S20 por um filtro de branqueamento 260 (também chamado de filtro de análise ou filtro de erros de predição) que é configurado de acordo com o conjunto de coeficientes de filtro. Neste exemplo particular, o filtro de branqueamento 260 é implementado como um filtro FIR, embora implementações IIR também possam ser utilizadas. Este sinal residual conterá tipicamente informação importante percetivamente da trama de voz, tal como uma estrutura de longa duração relativamente ao desvio de inclinação, que não está representada nos parâmetros de filtro de banda estreita S40. 0 quantizador 270 é configurado para calcular uma representação quantizada deste sinal residual para a saida como sinal codificado de excitação de banda estreita S50. Tal quantizador geralmente inclui um quantizador vetorial que codifica o vetor de entrada como um indice para uma entrada de vetor -33- ΡΕ1864101 correspondente numa tabela ou tabela de codificação. Alternativamente, um tal quantizador pode ser configurado para enviar um ou mais parâmetros a partir dos quais o vetor pode ser gerado dinamicamente no descodificador, em vez de ser recuperado do armazenamento, tal como num método de tabela de codificação esparso. Tal método é utilizado em esquemas de codificação tais como CELP algébrico e codecs tais como o EVRC do 3GPP2. É desejável que o codificador de banda estreita A120 gere o sinal codificado de excitação de banda estreita de acordo com os mesmos valores dos parâmetros de filtro que estarão disponíveis para o descodificador de banda estreita correspondente. Desta maneira, o sinal codificado de excitação de banda estreita resultante pode já representar de alguma forma não-idealidades nesses valores de parâmetros, tais como erro de quantização. Por conseguinte, é desejável configurar o filtro de branqueamento usando os mesmos valores dos coeficientes que estarão disponíveis no descodificador. No exemplo básico do codificador A122, conforme mostrado na FIGURA 6, o quantizador inverso 240 desquantiza os parâmetros de codificação de banda estreita S40, a transformada de coeficientes de filtro LSF para LP 250 mapeia os valores resultantes de volta para um conjunto correspondente de coeficientes de filtro LP, e este conjunto de coeficientes é usado para configurar o filtro de branqueamento 260 para gerar o sinal residual que é quantizado pelo quantizador 270 . -34- ΡΕ1864101 Algumas implementações do codificador de banda estreita A120 são configuradas para calcular o sinal codificado de excitação de banda estreita S50 através da identificação de um entre um conjunto de vetores de tabela de codificação que melhor corresponde ao sinal residual. Note-se, contudo, que o codificador de banda estreita A120 pode também ser implementado para calcular uma representação quantizada do sinal residual sem realmente gerar o sinal residual. Por exemplo o codificador de banda estreita A120 pode ser configurado para utilizar um número de vetores de tabela de codificação para gerar sinais sintetizados correspondentes (por exemplo, de acordo com um conjunto atual de parâmetros de filtro) , e para selecionar o vetor de tabela de codificação associado com o sinal gerado que melhor corresponde ao sinal de banda estreita original S20 num dominio ponderado percetivamente. A FIGURA 7 mostra um diagrama de blocos de uma implementação B112 do descodificador de banda estreita B110. 0 quantizador inverso 310 desquantiza os parâmetros de filtro de banda estreita S40 (neste caso, para um conjunto de LSFs), e a transformada de coeficientes de filtro LSF para LP 320 transforma os LSFs num conjunto de coeficientes de filtro (por exemplo, tal como descrito acima com referência ao quantizador inverso 240 e à transformada 250 do codificador de banda estreita A122). O quantizador inverso 340 desquantiza o sinal residual de banda estreita S40 para produzir um sinal de excitação de banda estreita S80. Com base nos coeficientes de filtro e -35- ΡΕ1864101 no sinal de excitação de banda estreita S80, o filtro de sintese de banda estreita 330 sintetiza o sinal de banda estreita S90. Por outras palavras, o filtro de síntese de banda estreita 330 é configurado para moldar espectralmente o sinal de excitação de banda estreita S80 de acordo com os coeficientes de filtro desquantizados para produzir o sinal de banda estreita S90. O descodificador de banda estreita B112 também fornece o sinal de excitação de banda estreita S80 ao codificador de banda alta A200, que o utiliza para derivar o sinal de excitação de banda alta S120 tal como aqui descrito. Em algumas implementações, tal como descrito abaixo, o descodificador de banda estreita B110 pode ser configurado para fornecer informação adicional ao descodif icador de banda alta B200 que se relaciona com o sinal de banda estreita, tal como inclinação espectral, ganho e desfasamento do desvio de inclinação, e modo de voz. O sistema do codificador de banda estreita A122 e do descodificador de banda estreita B112 é um exemplo básico de um codec de voz de análise por sintese. codificação preditiva linear de excitação de tabela codificação (CELP) é uma popular familia de codificação de análise por sintese, e implementações de tais codificadores podem executar a codificação da forma de onda do residual, incluindo operações tais como seleção de entradas a partir de tabelas de codificação fixas e adaptáveis, operações de minimização de erros, e/ou operações de ponderação percetiva. Outras implementações de codificação de análise -36- ΡΕ1864101 por síntese incluem predição linear de excitação mista (MELP), CELP algébrica (ACELP), CELP relaxada (RCELP), excitação de impulso linear (RPE), CELP multi-impulso (MPE), e codificação de predição linear excitada com soma de vetores (VSELP). Métodos de codificação relacionados incluem excitação multi-banda (MBE) e codificação de interpolação de protótipo de forma de onda (PWI). Exemplos de codecs de voz normalizados de análise por síntese incluem o codec de taxa completa ETSI-GSM (GSM 06.10), que utiliza predição linear excitada residual (RELP), o codec GSM melhorado de taxa completa (ETSI-GSM 06.60), o codificador normalizado ITU de 11,8 kb/s G.729 Anexo E, os codecs IS-641 para IS-136 (um esquema de acesso múltiplo por divisão de tempo), os codecs GSM adaptativos multi-taxa (GSM-AMR), e o codec 4GV™ (QUALCOMM Incorporated, San Diego, CA). o codificador de banda estreita A120 e o descodificador correspondente B110 podem ser implementados de acordo com qualquer uma destas tecnologias, ou qualquer outra tecnologia de codificação de voz (tanto conhecida como a ser desenvolvida) que representa um sinal de voz como (A) um conjunto de parâmetros que descrevem um filtro e (B) um sinal de excitação utilizado para conduzir o filtro descrito para reproduzir o sinal de voz. Mesmo após o filtro de branqueamento ter removido o envelope espectral grosseiro do sinal de banda estreita S20, uma quantidade considerável de estrutura harmónica boa pode permanecer, especialmente para voz com fala. A FIGURA 8a mostra um gráfico espectral de um exemplo de um sinal -37- ΡΕ1864101 residual, conforme pode ser produzido por um filtro de branqueamento, para um sinal de voz tal como uma vogal. A estrutura periódica visível neste exemplo está relacionada com o desvio de inclinação, e os diferentes sons audíveis ditos pelo mesmo falante pode ter diferentes estruturas formantes, mas estruturas de desvio de inclinação semelhantes. A FIGURA 8b mostra um gráfico de domínio de tempo de um exemplo de um tal sinal residual que mostra uma sequência de impulsos de desvio de inclinação no tempo. A eficiência da codificação e/ou da qualidade de voz pode ser aumentada através da utilização de um ou mais valores de parâmetros para codificar características da estrutura de desvio de inclinação. Uma importante característica da estrutura de desvio de inclinação é a frequência da primeira harmónica (também chamada de frequência fundamental), que está tipicamente na gama de 60 a 400 Hz. Esta característica é normalmente codificada como a inversa da frequência fundamental, também chamada de desfasamento de desvio de inclinação. O desfasamento de desvio de inclinação indica o número de amostras num período de desvio de inclinação e pode ser codificado como um ou mais índices da tabela de codificação. Os sinais de voz de falantes do sexo masculino tendem a ter maior desfasamento de desvio de inclinação do que os sinais de voz de falantes do sexo feminino. Uma outra característica de sinal relativa à estrutura de desvio de inclinação é a periodicidade, o que -38- ΡΕ1864101 indica a força da estrutura harmónica ou, por outras palavras, o grau para a qual o sinal é harmónico ou não-harmónico. Dois indicadores típicos de periodicidade são cruzamentos de zeros e funções de autocorrelação normalizada (NACFs). A periodicidade também pode ser indicada pelo ganho do desvio de inclinação, que é comumente codificado como um ganho de tabela de codificação (por exemplo, um ganho de tabela de codificação adaptativo quantizado). 0 codificador de banda estreita A120 pode incluir um ou mais módulos configurados para codificar a estrutura harmónica de longo prazo do sinal de banda estreita S20. Como mostrado na FIGURA 9, um paradigma CELP tipico que pode ser utilizado inclui um módulo de análise LPC de ciclo aberto, que codifica as caracteristicas de curto prazo ou envelope espectral grosseiro, seguido de uma fase de análise de ciclo fechado de predição de longo prazo, que codifica o desvio de inclinação fino ou estrutura harmónica. As caracteristicas de curto prazo são codificadas como coeficientes de filtro e as caracteristicas de longo prazo são codificadas como valores para parâmetros tais como o desfasamento do desvio de inclinação e ganho de desvio de inclinação. Por exemplo, o codificador de banda estreita A120 pode ser configurado para colocar na saida o sinal codificado de excitação de banda estreita S50 numa forma que inclui um ou mais indices da tabela de codificação (por exemplo, um indice da tabela de codificação fixo e um indice da tabela de codificação -39- ΡΕ1864101 adaptativa) e os valores de ganho correspondentes. 0 cálculo desta representação quantizada do sinal residual de banda estreita (por exemplo, pelo quantizador 270) pode incluir a seleção de tais indices e calcular tais valores. A codificação da estrutura de desvio de inclinação pode também incluir interpolação de uma forma de onda protótipo de desvio de inclinação, cuja operação pode incluir o cálculo da diferença entre impulsos de desvio de inclinação sucessivos. A modelação da estrutura a longo prazo pode ser desativada para as tramas correspondendo a voz sem fala, que normalmente é do tipo ruido e não estruturada. Uma implementação do descodificador de banda estreita B110 de acordo com um paradigma conforme mostrado na FIGURA 9 pode ser configurada para colocar na saida o sinal de excitação de banda estreita S80 para o descodificador de banda alta B200 após a estrutura de longo prazo (desvio de inclinação ou estrutura harmónica) ter sido restaurada. Por exemplo, um tal descodificador pode ser configurado para colocar na saida o sinal de excitação de banda estreita S80 como uma versão desquantizada do sinal codificado de excitação de banda estreita S50. Naturalmente, também é possível implementar o descodificador de banda estreita B110 tal que o descodificador de banda alta B200 realiza desquantização do sinal codificado de excitação de banda estreita S50 para obter o sinal de excitação de banda estreita S80. Numa implementação do codificador de voz de banda -40- ΡΕ1864101 larga A100 de acordo com um paradigma, conforme mostrado na FIGURA 9, o codificador de banda alta A200 pode ser configurado para receber o sinal de excitação de banda estreita como produzido pela análise de curto prazo ou pelo filtro de branqueamento. Por outras palavras, o codificador de banda estreita A120 pode ser configurado para colocar na sarda o sinal de excitação de banda estreita para o codificador de banda alta A200 antes de codificar a estrutura de longo prazo. É desejável, no entanto, para o codificador de banda alta A200 receber a partir do canal de banda estreita a mesma informação de codificação que será recebida pelo descodificador de banda alta B200, tal que os parâmetros de codificação produzidos pelo codificador de banda alta A2 0 0 podem já representar de alguma forma não-idealidades nessa informação. Assim, pode ser preferível para o codificador de banda alta A200 reconstruir o sinal de excitação de banda estreita S80 a partir do mesmo sinal codificado de excitação de banda estreita S50 parametrizado e/ou quantizado para ser colocado na saída pelo codificador de voz de banda larga A100. Uma potencial vantagem desta abordagem é o cálculo mais preciso dos fatores de ganho de banda alta S60b descritos abaixo. Para além dos parâmetros que caracterizam a estrutura de curto prazo e/ou longo prazo do sinal de banda estreita S20, o codificador de banda estreita A120 pode produzir valores de parâmetros que se relacionam com outras características do sinal de banda estreita S20. Estes valores, que podem ser adequadamente quantizados para a -41 - ΡΕ1864101 saída pelo codificador de voz de banda larga A100, podem ser incluídos entre os parâmetros de filtro de banda estreita S40 ou colocados na saída separadamente. 0 codificador de banda alta A200 também pode ser configurado para calcular os parâmetros de codificação de banda alta S60 de acordo com um ou mais destes parâmetros adicionais (por exemplo, depois da desquantização). No descodificador de voz de banda larga B100, o descodificador de banda alta B200 pode ser configurado para receber os valores de parâmetro através do descodificador de banda estreita B110 (por exemplo, depois da desquantização). Alternativamente, o descodificador de banda alta B200 pode ser configurado para receber (e possivelmente desquantizar) os valores de parâmetro diretamente. Num exemplo de parâmetros de codificação de banda estreita adicionais, o codificador de banda estreita A120 produz valores de inclinação espectral e parâmetros de modo de voz para cada trama. A inclinação espectral refere-se à forma do envelope espectral ao longo do passa-banda e é tipicamente representada pelo primeiro coeficiente de reflexão quantizado. Para sons mais vocalizados, a energia espectral diminui com uma frequência cada vez maior, tal que o primeiro coeficiente de reflexão é negativo e pode aproximar-se a -1. A maior parte dos sons sem vocalização tem um espectro que ou é plano, tal que o primeiro coeficiente de reflexão é próximo de zero, ou tem mais energia a altas frequências, tal que o primeiro coeficiente de reflexão é positivo e pode aproximar-se a +1. -42- ΡΕ1864101 0 modo de voz (também chamado modo vocal) indica se a trama atual representa voz articulada ou voz não articulada. Este parâmetro pode ter um valor binário com base em uma ou mais medidas de periodicidade (por exemplo, cruzamento de zeros, NACFs, ganho de desvio de inclinação) e/ou atividade de voz para a trama, tal como uma relação entre uma medida deste tipo e um valor de limiar. Em outras implementações, o parâmetro modo de voz tem um ou mais outros estados para indicar modos tais como o silêncio ou ruido de fundo, ou uma transição entre o silêncio e voz com fala. 0 codificador de banda alta A200 é configurado para codificar o sinal de banda alta S30 de acordo com um modelo de filtragem por origem, com a excitação para este filtro a ser baseada no sinal codificado de excitação de banda estreita. A FIGURA 10 mostra um diagrama de blocos de uma implementação A202 do codificador de banda alta A200 que é configurado para produzir um fluxo de parâmetros de codificação de banda alta S60 incluindo os parâmetros de filtro de banda alta S60a e os fatores de ganho de banda alta S60b. O gerador de excitação de banda alta A300 deriva um sinal de excitação de banda alta S120 a partir do sinal codificado de excitação de banda estreita S50. O módulo de análise A210 produz um conjunto de valores de parâmetros que caracterizam o envelope espectral do sinal de banda alta S30. Neste exemplo particular, o módulo de análise A210 é configurado para executar análise LPC para produzir um conjunto de coeficientes de filtro LP para cada trama de -43- ΡΕ1864101 sinal de banda alta S30. A transformada de coeficiente de filtro de predição linear para LSF transforma o conjunto de coeficientes de filtro LP num conjunto correspondente de LSFs. Como observado acima com referência ao módulo de análise 210 e transformada 220, o módulo de análise A210 e/ou a transformada 410 pode ser configurado para usar outros conjuntos de coeficientes (por exemplo, coeficientes cepstral) e/ou representações de coeficientes (por exemplo, ISPs). O quantizador 420 é configurado para quantizar o conjunto de LSFs de banda alta (ou outra representação de coeficientes, tal como ISPs), e o codificador de banda alta A202 é configurado para colocar na saida o resultado desta quantização como os parâmetros de filtro de banda alta S60a. Tal quantizador geralmente inclui um um quantizador vetorial que codifica o vetor de entrada como um indice para uma entrada vetorialial correspondente numa tabela ou tabela de codificação. O codificador de banda alta A202 inclui também um filtro de sintese A220 configurado para produzir um sinal de banda alta sintetizado S130 de acordo com o sinal de excitação de banda alta e o envelope espectral codificado (por exemplo, o conjunto de coeficientes de filtro LP) produzido pelo módulo de análise A210. O filtro de sintese A220 é tipicamente implementado como um filtro IIR, embora implementações FIR possam também ser usadas. Num exemplo particular, o filtro de sintese A220 é implementado como um -44- ΡΕ1864101 filtro autoregressivo linear de sexta ordem. 0 calculador de fator de ganho de banda alta A230 calcula uma ou mais diferenças entre os niveis do sinal de banda alta original S30 e o sinal de banda alta sintetizado S130 para especificar um envelope de ganho para a trama. 0 quantizador 430, que pode ser implementado como um quantizador vetorial que codifica o vetor de entrada como um indice para uma entrada vetorial correspondente numa tabela ou tabela de codificação, quantiza o valor ou valores especificando o envelope de ganho, e o codificador de banda alta A202 é configurado para colocar na saída o resultado desta quantização como os fatores de ganho de banda alta S60b. Numa implementação, conforme mostrado na FIGURA 10, o filtro de síntese A220 está disposto para receber os coeficientes de filtro a partir do módulo de análise A210. Uma implementação alternativa do codificador de banda alta A202 inclui um quantizador inverso e uma transformada inversa configurados para descodificar os coeficientes de filtro a partir dos parâmetros de filtro de banda alta S60a, e neste caso o filtro de síntese A220 é disposto para receber os coeficientes de filtro descodificados em vez disso. Este arranjo alternativo pode suportar um cálculo mais preciso do envelope de ganho pelo calculador de ganho de banda alta A230. Num exemplo particular, o módulo de análise A210 -45- ΡΕ1864101 e o calculador de ganho de banda alta A230 colocam na saída um conjunto de seis LSFs e um conjunto de cinco valores de ganho por trama, respetivamente, tal que uma extensão de banda larga do sinal de banda estreita S20 pode ser conseguida com apenas onze valores adicionais por trama. 0 ouvido tende a ser menos sensível aos erros de frequência a altas frequências, tal que a codificação de banda alta a uma ordem LPC baixa pode produzir um sinal com uma qualidade percetiva comparável à codificação de banda estreita numa ordem LPC superior. Uma implementação típica do codificador de banda alta A200 pode ser configurada para colocar na saída 8-12 bits por trama para reconstrução de alta qualidade do envelope espectral e outros 8-12 bits por trama para reconstrução de alta qualidade do envelope temporal. Noutro exemplo em particular, o módulo de análise A210 coloca na saída um conjunto de oito LSFs por trama. Algumas implementações do codificador de banda alta A200 são configuradas para produzir o sinal de excitação de banda alta S120, gerando um sinal de ruído aleatório tendo componentes de frequência de banda alta e modulando em amplitude o sinal de ruído de acordo com o envelope de domínio de tempo do sinal de banda estreita S20, do sinal de excitação de banda estreita S80, ou do sinal de banda alta S30. Embora um tal método baseado em ruído possa produzir resultados adequados para sons não articulados, no entanto, pode não ser desejável para sons audíveis, cujos residuais são geralmente harmónicos, e consequentemente têm alguma estrutura periódica. -46- ΡΕ1864101 0 gerador de excitação de banda alta A300 é configurado para gerar o sinal de excitação de banda alta S120, estendendo o espectro do sinal de excitação de banda estreita S80 para a gama de frequências de banda alta. A FIGURA 11 mostra um diagrama de blocos de uma implementação A302 do gerador de excitação de banda alta A300. 0 quantizador inverso 450 é configurado para desquantizar o sinal codificado de excitação de banda estreita S50 para produzir o sinal de excitação de banda estreita S80. O extensor espectral A400 é configurado para produzir um sinal estendido harmonicamente S160 baseado no sinal de excitação de banda estreita S80. O combinador 470 é configurado para combinar um sinal de ruido aleatório gerado pela gerador de ruido 480 e um envelope de domínio de tempo calculado pelo calculador de envelope 460 para produzir um sinal de ruído modulado S170. O combinador 490 é configurado para misturar o sinal estendido harmonicamente S60 e o sinal de ruído modulado S170 para produzir o sinal de excitação de banda alta S120. Num exemplo, o extensor espectral A400 é configurado para executar uma operação de dobragem espectral (também chamada espelhamento) sobre o sinal de excitação de banda estreita S80 para produzir o sinal estendido harmonicamente S160. A dobragem espectral pode ser realizada pelo sinal de excitação de preenchimento com zeros S80, e em seguida aplicar um filtro passa-alto para manter o efeito de escada. Noutro exemplo, o extensor espectral A400 é configurado para produzir o sinal -47- ΡΕ1864101 estendido harmonicamente SI 60 traduzindo espectralmente o sinal de excitação de banda estreita S80 para a banda alta (por exemplo, através de amostragem ascendente seguida de multiplicação com um sinal de co-seno de frequência constante). A dobragem espectral e os métodos de tradução podem produzir sinais estendidos espectralmente cuja estrutura harmónica é descontínua com a estrutura harmónica original do sinal de excitação de banda estreita S80 em fase e/ou em frequência. Por exemplo, tais métodos podem produzir sinais tendo picos que não estão geralmente localizados em múltiplos da frequência fundamental, o que pode causar artefatos de som metálico no sinal de voz reconstruído. Estes métodos também tendem a produzir harmónicas de alta frequência que têm caracteristicas tonais anormalmente fortes. Além disso, como um sinal PSTN pode ser amostrado a 8 kHz, mas limitado na banda a não mais do que 3400 Hz, o espectro superior do sinal de excitação de banda estreita S80 pode conter pouca ou nenhuma energia, de tal modo que um sinal estendido gerado de acordo com uma operação de dobragem espectral ou uma operação de tradução espectral pode ter um orificio espectral acima de 3400 Hz. Outros métodos de geração do sinal estendido harmonicamente S160 incluem identificar uma ou mais frequências fundamentais do sinal de excitação de banda estreita S80 e gerar tons harmónicos de acordo com essa -48- ΡΕ1864101 informação. Por exemplo, a estrutura harmónica de um sinal de excitação pode ser caracterizada pela frequência fundamental bem como pela informação de amplitude e fase. Outra implementação do gerador de excitação de banda alta A300 gera um sinal estendido harmonicamente S160 com base na frequência fundamental e amplitude (como indicado, por exemplo, pelo desfasamento de desvio de inclinação e ganho de desvio de inclinação) . A não ser que o sinal estendido harmonicamente seja coerente em fase com o sinal de excitação de banda estreita S80, no entanto, a qualidade da voz descodificada resultante pode não ser aceitável. Uma função não-linear pode ser utilizada para criar um sinal de excitação de banda alta que é coerente em fase com a excitação de banda estreita e preserva a estrutura harmónica sem descontinuidade de fase. Uma função não-linear também pode fornecer um nivel de ruido maior entre harmónicas de frequência alta, o que tende a soar mais natural do que as harmónicas de tons de frequência alta produzidas por métodos tais como dobragem espectral e tradução espectral. Funções não-lineares sem memória tipicas que podem ser aplicadas por várias implementações do extensor espectral A400 incluem a função de valor absoluto (também chamada retificação de onda completa), retificação de onda parcial, quadrática, cúbica e de recorte. Outras implementações do extensor espectral A400 podem ser configuradas para aplicar uma função não-linear com memória. -49- ΡΕ1864101 A FIGURA 12 é um diagrama de blocos de uma implementação A402 do extensor espectral A400 que é configurada para aplicar uma função não-linear para estender o espectro do sinal de excitação de banda estreita S80. 0 escalonador de amostragem ascendente 510 é configurado para amostragem ascendente do sinal de excitação de banda estreita S80. Pode ser desejável amostrar de forma ascendente o sinal suficientemente para minimizar o efeito de escada após a aplicação da função não-linear. Num exemplo particular, o escalonador de amostragem ascendente 510 realiza amostragem ascendente no sinal por um fator de oito. 0 escalonador de amostragem ascendente 510 pode ser configurado para executar a operação de amostragem ascendente pelo preenchimento com zeros do sinal de entrada e pela filtragem passa-baixo do resultado. O calculador de função não-linear 520 é configurado para aplicar uma função não-linear ao sinal escalonado com amostragem ascendente. Uma vantagem potencial da função de valor absoluto sobre outras funções não-lineares para extensão espectral, tais como a quadrática, é que a normalização de energia não é necessária. Em algumas implementações, a função de valor absoluto pode ser aplicada de forma eficiente retirando ou limpando o bit de sinal de cada amostra. O calculador de função não-linear 520 pode também ser configurado para executar uma deformação de amplitude do sinal escalonado com amostragem ascendente ou estendido espectralmente. -50- ΡΕ1864101 0 escalonador de amostragem descendente 530 é configurado para amostragem descendente do resultado estendido espectralmente da aplicação da função não-linear. Pode ser desejável para o escalonador de amostragem descendente 530 realizar uma operação de filtragem passa-banda para selecionar uma banda de frequências desejada do sinal estendido espectralmente antes da redução da taxa de amostragem (por exemplo, para reduzir ou evitar o efeito de escada ou corrupção por uma imagem indesejada). Pode também ser desejável para o escalonador de amostragem descendente 530 reduzir a taxa de amostragem em mais de uma fase. A FIGURA 12 é um diagrama que mostra os espectros de sinal em vários pontos num exemplo de uma operação de extensão de espectro, em que a escala de frequências é a mesma entre os vários gráficos. 0 gráfico (a) mostra o espectro de um exemplo do sinal de excitação de banda estreita S80. 0 gráfico (b) mostra o espectro após o sinal S80 ter sido escalonado com amostragem ascendente por um fator de oito. 0 gráfico (c) mostra um exemplo do espectro estendido após a aplicação de uma função não-linear. 0 gráfico (d) mostra o espectro após a filtragem passa-baixo. Neste exemplo, o passa-banda estende-se para o limiar de frequência superior do sinal de banda alta S30 (por exemplo, 7 kHz ou 8 kHz) . O gráfico (e) mostra o espectro após uma primeira fase de escalonamento de amostragem descendente, em que a taxa de amostragem é reduzida por um fator de quatro para -51 - ΡΕ1864101 obter um sinal de banda larga. 0 gráfico (f) mostra o espectro após uma operação de filtragem passa-alto para selecionar a porção de banda alta do sinal estendido, e o gráfico (g) mostra o espectro após uma segunda etapa de amostragem descendente, em que a taxa de amostragem é reduzida por um fator de dois. Num exemplo particular, o escalonador de amostragem descendente 530 executa a filtragem passa-alto e a segunda fase de amostragem descendente, passando o sinal de banda larga através do filtro passa-alto 130 e do escalonador de amostragem descendente 140 do banco de filtros A112 (ou outras estruturas ou rotinas com a mesma resposta) para produzir um sinal estendido espectralmente tendo a gama de frequências e a taxa de amostragem do sinal de banda alta S30. Como pode ser visto no gráfico (g), o escalonamento de amostragem descendente do sinal passa-alto mostrado no gráfico (f) provoca uma reversão do seu espectro. Neste exemplo, o escalonador de amostragem descendente 530 é também configurado para executar uma operação de inversão espectral no sinal. O gráfico (h) mostra um resultado da aplicação da operação de reversão espectral, que pode ser realizada através da multiplicação do sinal com a função ejnn ou a sequência (-l)n, cujos valores alternam entre +1 e -1. Tal operação é equivalente a deslocar o espectro digital do sinal no dominio da frequência por uma distância de n. De notar que o mesmo resultado pode também ser obtido pela aplicação das -52- ΡΕ1864101 operações de escalonamento de amostragem descendente e reversão espectral numa ordem diferente. As operações de escalonamento de amostragem ascendente e/ou escalonamento de amostragem descendente podem também ser configuradas para incluir reamostragem para obter um sinal estendido espectralmente possuindo a taxa de amostragem do sinal de banda alta S30 (por exemplo, 7 kHz). Tal como mencionado acima, os bancos de filtros A110 e B120 podem ser implementados de tal forma que um ou ambos os sinais de banda estreita e banda alta S20, S30 tem uma forma invertida espectralmente na saida do banco de filtros A110, é codificado e descodificado na forma invertida espectralmente, e é de novo invertido espectralmente no banco de filtros B120 antes de ser colocado na saida no sinal de voz de banda larga S110. Em tal caso, naturalmente, uma operação de inversão espectral como mostrado na FIGURA 12a não seria necessária, visto que seria desejável para o sinal de excitação de banda alta S120 ter também uma forma invertida espectralmente. As diferentes tarefas do escalonamento de amostragem ascendente e descendente de uma operação de extensão espectral conforme realizado pelo extensor espectral A402 podem ser configuradas e dispostas em muitas maneiras diferentes. Por exemplo, a FIGURA 12b é um diagrama que mostra os espectros do sinal em vários pontos de um outro exemplo de uma operação de extensão espectral, onde a escala de frequências é a mesma em todos os diversos -53- ΡΕ1864101 gráficos. 0 gráfico (a) mostra o espectro de um exemplo do sinal de excitação de banda estreita S80. 0 gráfico (b) mostra o espectro após o sinal S80 ter sido escalonado com amostragem ascendente por um fator de dois. 0 gráfico (c) mostra um exemplo do espectro estendido após a aplicação de uma função não-linear. Neste caso, o efeito de escada que pode ocorrer nas frequências mais altas é aceite. 0 gráfico (d) mostra o espectro após uma operação de inversão espectral. 0 gráfico (e) mostra o espectro após uma única fase de escalonamento de amostragem, em que a taxa de amostragem é reduzida por um fator de dois, para obter o desejado sinal estendido espectralmente. Neste exemplo, o sinal está numa forma invertida espectralmente e pode ser utilizado numa implementação do codificador de banda alta A200 que processou o sinal de banda alta S30 de tal forma. 0 sinal estendido espectralmente produzido pelo calculador de função não-linear 520 é suscetível de ter uma queda acentuado em amplitude com o aumento de frequência. O extensor espectral A402 inclui um nivelador espectral 540 configurado para executar uma operação de branqueamento no sinal escalonado com amostragem descendente. O nivelador espectral 540 pode ser configurado para realizar uma operação de branqueamento fixo ou para realizar uma operação de branqueamento adaptativo. Num exemplo particular de branqueamento adaptativo, o nivelador espectral 540 inclui um módulo de análise LPC configurado -54- ΡΕ1864101 para calcular um conjunto de quatro coeficientes de filtro a partir do sinal escalonado com amostragem descendente e um filtro de análise de quarta ordem configurado para branquear o sinal de acordo com esses coeficientes. Outras implementações do extensor espectral A400 incluem configurações em que o nivelador espectral 540 opera no sinal estendido espectralmente antes do escalonador de amostragem descendente 530. O gerador de excitação de banda alta A30 0 pode ser implementado para colocar na saida o sinal estendido harmonicamente S160 como o sinal de excitação de banda alta S120. Em alguns casos, no entanto, usando apenas um sinal estendido harmonicamente como a excitação de banda alta pode resultar em artefatos audíveis. A estrutura harmónica da voz é geralmente menos pronunciada na banda alta do que na banda baixa, e usando demasiada estrutura harmónica no sinal de excitação de banda alta pode resultar num som besourado. Este artefato pode ser especialmente percetível em sinais de voz de falantes femininos. As formas de realização incluem implementações do gerador de excitação de banda alta A300 que estão configuradas para misturar o sinal estendido harmonicamente S160 com um sinal de ruido. Conforme mostrado na FIGURA 11, o gerador de excitação de banda alta A302 inclui um gerador de ruido 480 que é configurado para produzir um sinal de ruido aleatório. Num exemplo, o gerador de ruido 480 é configurado para produzir um sinal de ruido pseudo- -55- ΡΕ1864101 aleatório branqueado com variância de unidade, embora em outras implementações o sinal de ruido não precise de ser branco e pode ter uma densidade de potência que varia com a frequência. Pode ser desejável para o qerador de ruido 480 ser confiqurado para colocar na saida o sinal de ruido como uma função deterministica de tal forma que o seu estado pode ser duplicado no descodificador. Por exemplo, o gerador de ruido 480 pode ser configurado para colocar na saida o sinal de ruido como uma função deterministica de informação codificada anteriormente dentro da mesma trama, tal como os parâmetros de filtro de banda estreita S40 e/ou o sinal codificado de excitação de banda estreita S50. Antes de ser misturado com o sinal estendido harmonicamente S160, o sinal de ruido aleatório produzido pelo gerador de ruido 480 pode ser modulado em amplitude para ter um envelope de domínio de tempo que aproxima a distribuição de energia ao longo do tempo do sinal de banda estreita S20, sinal de banda alta S30, sinal de excitação de banda estreita S80, ou o sinal estendido harmonicamente SI 60. Conforme mostrado na FIGURA 11, o gerador de excitação de banda alta A302 inclui um combinador 470 configurado para modular em amplitude o sinal de ruído produzido pelo gerador de ruído 480 de acordo com um envelope de domínio de tempo calculado pelo calculador de envelope 460. Por exemplo, o combinador 470 pode ser implementado como um multiplicador disposto para escalar a saída do gerador de ruído 480 de acordo com o envelope de domínio de tempo calculado pelo calculador de envelope 460 -56- ΡΕ1864101 para produzir o sinal de ruido modulado S170. Numa implementação A304 do gerador de excitação de banda alta A302, conforme mostrado no diagrama de blocos da FIGURA 13, o calculador de envelope 460 está disposto de modo a calcular o envelope do sinal estendido harmonicamente S160. Numa implementação A306 do gerador de excitação de banda alta A302, conforme mostrado no diagrama de blocos da FIGURA 14, o calculador de envelope 460 está disposto para calcular o envelope do sinal de excitação de banda estreita S80. Mais implementações do gerador de excitação de banda alta A302 podem ser configuradas de modo a adicionar ruido ao sinal estendido harmonicamente S160 de acordo com a localização dos impulsos de desvio de inclinação de banda estreita no tempo. O calculador de envelope 460 pode ser configurado para executar um cálculo de envelope como uma tarefa que inclui uma série de subtarefas. A FIGURA 15 mostra um fluxograma de um exemplo TI00 de uma tal tarefa. A subtarefa T110 calcula o quadrado de cada amostra da trama do sinal cujo envelope será modelado (por exemplo, sinal de excitação de banda estreita S80 ou sinal estendido harmonicamente S160), para produzir uma sequência de valores quadráticos. A subtarefa T120 executa uma operação de nivelamento sobre a sequência de valores quadráticos. Num exemplo, a subtarefa T120 aplica um filtro passa-baixo IIR de primeira ordem à sequência de acordo com a expressão -57- ΡΕ1864101 y (η) = ax(n) + (1 - α) y(n -1), (1) em que x é a entrada do filtro, y é a saída do filtro, n é um índice de domínio de tempo, e a é um coeficiente de nivelamento tendo um valor entre 0,5 e 1. O valor do coeficiente de nivelamento a pode ser fixo ou, numa implementação alternativa, pode ser adaptativo de acordo com uma indicação de ruído no sinal de entrada, tal que a está mais próximo de 1 na ausência de ruído e mais perto de 0,5 na presença de ruído. A subtarefa T130 aplica uma função de raiz quadrada para cada amostra da sequência de nivelamento para produzir o envelope de domínio de tempo. Uma tal implementação do calculador de envelope 460 pode ser configurada para executar as várias subtarefas da tarefa T100 em série e/ou em paralelo. Em implementações adicionais da tarefa T100, a subtarefa T110 pode ser precedida de uma operação de passa-banda configurada para selecionar uma porção de frequência desejada do sinal cujo envelope irá ser modelado, tal como a gama de 3-4 kHz. O combinador 490 é configurado para misturar o sinal estendido harmonicamente SI 60 e o sinal de ruído modulado S170 para produzir o sinal de excitação de banda alta S120. Implementações do combinador 490 podem ser configuradas, por exemplo, para o cálculo do sinal de excitação de banda alta S120 como uma soma do sinal estendido harmonicamente S160 e o sinal de ruído modulado S170. Um tal implementação do combinador 490 pode ser -58- ΡΕ1864101 configurada para calcular o sinal de excitação de banda alta S120 como uma soma ponderada através da aplicação de um fator de ponderação ao sinal estendido harmonicamente S160 e/ou ao sinal de ruido modulado S170 antes da soma. Cada fator de ponderação pode ser calculado de acordo com um ou mais critérios e pode ser um valor fixo ou, alternativamente, um valor adaptativo que é calculado numa base de trama a trama ou de subtrama a subtrama. A FIGURA 16 mostra um diagrama de blocos de uma implementação 492 do combinador 490 que é configurada para calcular o sinal de excitação de banda alta S120 como uma soma ponderada do sinal estendido harmonicamente SI60 e do sinal de ruido modulado S170. O combinador 492 é configurado para ponderar o sinal estendido harmonicamente S160 de acordo com o fator de ponderação harmónico S180, para ponderar o sinal de ruido modulado S170 de acordo com o fator de ponderação do ruido S190, e para colocar na sarda o sinal de excitação de banda alta S120 como uma soma dos sinais ponderados. Neste exemplo, o combinador 492 inclui um calculador de fator de ponderação 550 que é configurado para calcular o fator de ponderação harmónica S180 e o fator de ponderação de ruido S190. O calculador de fator de ponderação 550 pode ser configurado para calcular os fatores de ponderação S180 e S190 de acordo com um rácio desejado de conteúdo harmónico para conteúdo de ruido no sinal de excitação de banda alta S120. Por exemplo, pode ser desejável para o combinador 492 -59- ΡΕ1864101 produzir o sinal de excitação de banda alta S120 para ter um rácio de energia harmónica para energia de ruido semelhante ao do sinal de banda alta S30. Em algumas implementações do calculador de fator de ponderação 550, os fatores de ponderação S180, S190 são calculados de acordo com um ou mais parâmetros relativos a uma periodicidade do sinal de banda estreita S20 ou do sinal residual de banda estreita, tal como ganho de desvio de inclinação e/ou modo de voz. Tal implementação do calculador de fator de ponderação 550 pode ser configurada para atribuir um valor ao fator de ponderação harmónica S180 que é proporcional ao ganho de desvio de inclinação, por exemplo, e/ou para atribuir um valor superior ao fator de ponderação de ruido S190 para sinais de voz não articulados do que para sinais de voz articulados. Em outras implementações, o calculador de fator de ponderação 550 é configurado para calcular valores para o fator de ponderação harmónica S180 e/ou fator de ponderação de ruido S190 de acordo com uma medida de periodicidade do sinal de banda alta S30. Num exemplo, o calculador de fator de ponderação 550 calcula o fator de ponderação harmónica S180 como o valor máximo do coeficiente de autocorrelação do sinal de banda alta S30 para a trama ou subtrama atual, onde a autocorrelação é executada através de uma intervalo de pesquisa que inclui um atraso de um desfasamento de desvio de inclinação e não inclui um atraso de zero amostras. A FIGURA 17 mostra um exemplo deste tipo de intervalo de pesquisa de comprimento -60- ΡΕ1864101 de n amostras que é centrado sobre um atraso de um desfasamento de desvio de inclinação e tem uma largura que não é maior do que um desfasamento de desvio de inclinação. A FIGURA 17 também mostra um exemplo de uma outra abordagem em que o calculador de fator de ponderação 550 calcula uma medida de periodicidade do sinal de banda alta S30 em várias fases. Numa primeira fase, a trama atual é dividida num certo número de subtramas, e o atraso para o qual o coeficiente de autocorrelação é máximo é identificado separadamente para cada subtrama. Como mencionado acima, a autocorrelação é feita através de um intervalo de pesquisa que inclui um atraso de um desvio de inclinação, e não inclui um atraso de zero amostras. Numa segunda fase, uma trama atrasada é construída através da aplicação do atraso identificado correspondente a cada subtrama, concatenando as subtramas resultantes para construir uma trama otimamente atrasada, e calculando o fator de ponderação harmónica S180 como o coeficiente de correlação entre a trama original e a trama otimamente atrasada. Numa alternativa adicional, o calculador de fator de ponderação 550 calcula o fator de ponderação harmónica S180 como uma média dos coeficientes de autocorrelação máximos obtidos na primeira fase para cada subtrama. Implementações do calculador de fator de ponderação 550 podem também ser configuradas para escalar o coeficiente de correlação e/ou para o combinar com outro valor, para calcular o valor para o fator de ponderação -61 - ΡΕ1864101 harmónica S180. Pode ser desejável para o calculador de fator de ponderação 550 calcular uma medida de periodicidade do sinal de banda alta S30 apenas nos casos em que a presença de periodicidade na trama é indicada de alguma forma. Por exemplo, o calculador de fator de ponderação 550 pode ser configurado para calcular uma medida de periodicidade do sinal de banda alta S30 de acordo com uma relação entre outro indicador de periodicidade da trama atual, tal como ganho de desvio de inclinação, e um valor limite. Em um exemplo, o calculador de fator de ponderação 550 é configurado para executar uma operação de autocorrelação no sinal de banda alta S30 somente se o ganho de desvio de inclinação da trama (por exemplo, o ganho da tabela de codificação adaptativo do residual de banda estreita) tem um valor superior a 0,5 (em alternativa, pelo menos 0,5) . Em outro exemplo, o calculador de fator de ponderação 550 é configurado para executar uma operação de autocorrelação no sinal de banda alta S30 apenas para tramas tendo estados particulares de modo de voz (por exemplo, apenas para sinais vocalizados) . Em tais casos, o calculador de fator de ponderação 550 pode ser configurado para atribuir um fator de ponderação padrão para tramas tendo outros estados de modo de voz e/ou valores menores de ganho de desvio de inclinação. As formas de realização incluem implementações adicionais do calculador de fator de ponderação 550 que são -62- ΡΕ1864101 configuradas para calcular os fatores de ponderação de acordo com características diferentes ou em adição à periodicidade. Por exemplo, uma tal implementação pode ser configurada para atribuir um maior valor para o fator de ganho de ruido S190 para sinais de voz com um grande desfasamento de desvio de inclinação do que para os sinais de voz que têm um pequeno desfasamento de desvio de inclinação. Outra implementação deste tipo do calculador de fator de ponderação 550 é configurada para determinar uma medida de harmonicidade do sinal de voz de banda larga S10, ou do sinal de banda alta S30, de acordo com uma medida da energia do sinal em múltiplos da frequência fundamental em relação à energia do sinal em outros componentes de frequência. Algumas implementações do codificador de voz de banda larga A100 são configuradas para produzir uma indicação da periodicidade ou harmonicidade (por exemplo, uma flag de um bit que indica se a trama é harmónica ou não-harmónica), com base no ganho de desvio de inclinação e/ou outra medida de periodicidade ou harmonicidade tal como aqui descrito. Em um exemplo, um descodificador de voz de banda larga correspondente B100 utiliza esta indicação para configurar uma operação tal como cálculo de fator de ponderação. Em outro exemplo, uma tal indicação é utilizada no codificador e/ou no descodificador no cálculo de um valor para um parâmetro de modo de voz. Pode ser desejável para o gerador de excitação de -63- ΡΕ1864101 banda alta A302 gerar o sinal de excitação de banda alta S120 de tal modo que a energia do sinal de excitação é substancialmente não afetada pelos valores particulares dos fatores de ponderação S180 e S190. Em tal caso, o calculador de fator de ponderação 550 pode ser configurado para calcular um valor para o fator de ponderação harmónica S180 ou para o fator de ponderação de ruido S190 (ou para receber um tal valor a partir de armazenamento ou outro elemento do codificador de banda alta A200) e para derivar um valor para o outro fator de ponderação de acordo com uma expressão tal como +(^,)2 =1, (2) onde Wharmonic denota o fator de ponderação harmónica S180 e W noise denota o fator de ponderação de ruido S190. Alternativamente, o calculador de fator de ponderação 550 pode ser configurado para selecionar, de acordo com um valor de uma medida de periodicidade para a trama ou subtrama atual, um par correspondente de entre uma pluralidade de pares de fatores de ponderação S180, S 190, onde os pares são pré-calculados para satisfazer um rácio constante-energia tal como a expressão (2). Para uma implementação do calculador de fator de ponderação 550 em que a expressão (2) é observada, os valores típicos para o fator de ponderação harmónica S180 variam de cerca de 0,7 a cerca de 1,0, e os valores típicos do fator de ponderação de ruído S190 variam de cerca de 0,1 a cerca de 0,7. Outras -64- ΡΕ1864101 implementações do calculador de fator de ponderação 550 podem ser configuradas para funcionar de acordo com uma versão da expressão (2) que é modificada de acordo com uma ponderação de linha de base desejada entre o sinal estendido harmonicamente SI60 e o sinal de ruido modulado S170. Podem ocorrer artefatos num sinal de voz sintetizado quando uma tabela de codificação esparsa (uma cujas entradas são principalmente de valor zero) foi utilizada para calcular a representação quantizada do residual. A escassez da tabela de codificação ocorre principalmente quando o sinal de banda estreita é codificado a uma baixa taxa de bits. Os artefatos causados pela escassez da tabela de codificação são tipicamente quase periódicos no tempo e ocorrem principalmente acima de 3 kHz. Uma vez que o ouvido humano tem melhor resolução de tempo em frequências mais altas, estes artefatos podem ser mais percetíveis na banda alta. As formas de realização incluem implementações do gerador de excitação de banda alta A300 que são configuradas para executar uma filtragem anti-escassez. A FIGURA 18 mostra um diagrama de blocos de uma implementação A312 do gerador de excitação de banda alta A302 que inclui um filtro anti-escassez 600 disposto para filtrar o sinal de excitação de banda estreita desquantizado produzido pelo quantizador inverso 450. A FIGURA 19 mostra um diagrama de blocos de uma implementação A314 do gerador de excitação de -65- ΡΕ1864101 banda alta A302 que inclui um filtro anti-escassez 600 disposto para filtrar o sinal estendido espectralmente produzido pelo extensor espectral A400. A FIGURA 20 mostra um diagrama de blocos de uma implementação A316 do gerador de excitação de banda alta A302 que inclui um filtro anti-escassez 600 disposto para filtrar a saida do combinador 490 para produzir o sinal de excitação de banda alta S120. Como é natural, as implementações do gerador de excitação de banda alta A300 que combinam as caracteristicas de qualquer uma das implementações A304 e A306 com as caracteristicas de qualquer uma das implementações A312, A314, e A316 são contempladas e aqui expressamente divulgadas. O filtro anti-escassez 600 pode também ser disposto dentro do extensor espectral A400: por exemplo, depois de qualquer um dos elementos 510, 520, 530, e 540 no extensor espectral A402. É expressamente observado que o filtro anti-escassez 600 pode também ser utilizado com implementações de extensor espectral A400 que executam dobragem espectral, tradução espectral, ou extensão harmónica. O filtro anti-escassez 600 pode ser configurado para alterar a fase do seu sinal de entrada. Por exemplo, pode ser desejável para o filtro anti-escassez 600 ser configurado e disposto de tal modo que a fase do sinal de excitação de banda alta é randomizado, ou de alguma forma melhor distribuída ao longo do tempo. Também pode ser desejável que a resposta do filtro anti-escassez 600 seja espectralmente plana, de tal forma que o espectro de -66- ΡΕ1864101 magnitude do sinal filtrado não seja apreciavelmente alterado. Em um exemplo, o filtro anti-escassez 600 é implementado como um filtro passa-tudo tendo uma função de transferência de acordo com a seguinte expressão:
    -0.7 + ?-4 0.6 + ?-« -(3). 1-0.7?·* 1+0.6? 6 Um efeito de um tal filtro pode ser o de espalhar a energia do sinal de entrada, de modo a que não esteja mais concentrada em apenas algumas amostras. Os artefatos causados pela escassez da tabela de codificação são geralmente mais percetíveis para sinais do tipo ruido, em que o residual inclui menos informação sobre desvio de inclinação, e também para voz no ruido de fundo. A escassez causa tipicamente menos artefatos nos casos em que a excitação tem uma estrutura de longo prazo, e na verdade a modificação de fase pode causar ruido em sinais audiveis. Assim, pode ser desejável configurar o filtro anti-escassez 600 para filtrar os sinais não vocalizados e para passar, pelo menos, alguns sinais audiveis sem alteração. Os sinais não vocalizados são caracterizados por um ganho de desvio de inclinação baixo (por exemplo ganho quantizado de tabela de codificação adaptativo de banda estreita) e uma inclinação espectral (por exemplo, coeficiente quantizado de primeira reflexão), que está perto de zero ou positivo, indicando um envelope espectral -67- ΡΕ1864101 que é plano ou inclinado para cima com aumento da frequência. Implementações típicas do filtro anti-escassez 600 são configuradas para filtrar os sons não vocalizados (por exemplo, tal como indicado pelo valor da inclinação espectral), para filtrar sons vocalizados quando o ganho de desvio de inclinação é inferior a um valor limite (em alternativa, não maior do que o valor limite) , e de alguma forma para passar o sinal sem alteração. Outras implementações do filtro anti-escassez 600 incluem dois ou mais filtros que são configurados para terem diferentes ângulos máximos de modificação de fase (por exemplo, até 180 graus) . Em tal caso, o filtro anti-escassez 600 pode ser configurado para selecionar entre estas filtros de componentes de acordo com um valor do ganho do desvio de inclinação (por exemplo, o ganho da tabela de codificação adaptativo ou o ganho de LTP), de tal forma que um ângulo máximo de modificação de fase maior é utilizado para tramas com valores de ganho de desvio de inclinação mais baixos. Uma implementação do filtro anti-escassez 600 pode também incluir diferentes filtros de componentes que são configurados para modificar a fase ao longo de mais ou menos o espectro de frequências, tal que um filtro configurado para modificar a fase sobre uma gama de frequências mais ampla do sinal de entrada é utilizado para tramas com valores de ganho de desvio de inclinação mais baixos. Para uma reprodução exata do sinal de voz -68- ΡΕ1864101 codificado, pode ser desejável para o rácio entre os níveis das porções de banda alta e de banda estreita do sinal de voz sintetizado de banda larga S100 ser semelhante ao do sinal de voz original de banda larga S10. Além de um envelope espectral como representado pelos parâmetros de codificação de banda alta S60a, o codificador de banda alta A200 pode ser configurado para caracterizar o sinal de banda alta S30 especificando um envelope temporal ou de ganho. Conforme mostrado na FIGURA 10, o codificador de banda alta A202 inclui um calculador de fator de ganho de banda alta A230 que é configurado e disposto para calcular um ou mais fatores de ganho de acordo com uma relação entre o sinal de banda alta S30 e o sinal sintetizado de banda alta S130, tal como uma diferença ou rácio entre as energias dos dois sinais ao longo de uma trama ou alguma porção da mesma. Em outras implementações do codificador de banda alta A202, o calculador de ganho de banda alta A230 pode ser configurado da mesma forma, mas em vez disso disposto para calcular o envelope de ganho de acordo com uma tal relação variável com o tempo entre o sinal de banda alta S30 e o sinal de excitação de banda estreita S80 ou o sinal de excitação de banda alta S120. Os envelopes temporais do sinal de excitação de banda estreita S80 e do sinal de banda alta S30 são provavelmente semelhantes. Portanto, codificar um envelope de ganho com base numa relação entre o sinal de banda alta S30 e o sinal de excitação de banda estreita S80 (ou um sinal daí derivado, tal como o sinal de excitação de banda -69- ΡΕ1864101 alta S120 ou o sinal sintetizado de banda alta S130) será geralmente mais eficiente do que codificar um envelope de ganho baseado somente no sinal de banda alta S30. Numa implementação típica, o codificador de banda alta A202 é configurado para colocar na saída um índice quantizado de oito a doze bits que especifica cinco fatores de ganho para cada trama. 0 calculador de fator de ganho de banda alta A230 pode ser configurado para executar o cálculo de fator de ganho como uma tarefa que inclui uma ou mais séries de sub-tarefas. A FIGURA 21 mostra um fluxograma de um exemplo T200 de uma tal tarefa que calcula um valor de ganho para uma subtrama correspondente de acordo com as energias relativas do sinal de banda alta S30 e do sinal sintetizado de banda alta S130. As tarefas 220a e 220b calculam as energias das subtramas correspondentes dos respetivos sinais. Por exemplo, as tarefas 220a e 220b podem ser configuradas para calcular a energia como uma soma dos quadrados das amostras da subtrama respetiva. A tarefa T230 calcula um fator de ganho para a subtrama como a raiz quadrada do rácio das energias. Neste exemplo, a tarefa T230 calcula o fator de ganho como a raiz quadrada do rácio da energia do sinal de banda alta S30 para a energia do sinal sintetizado de banda alta S130 sobre a subtrama. Pode ser desejável para o calculador de fator de ganho de banda alta A230 ser configurado para calcular as energias da subtrama de acordo com uma função de janela. A -70- ΡΕ1864101 FIGURA 22 mostra um fluxograma de uma tal implementação T210 da tarefa de cálculo de fator de ganho T200. A tarefa T215a aplica uma função de janela ao sinal de banda alta S30, e a tarefa T215b aplica a mesma função de janela ao sinal sintetizado de banda alta S130. As implementações 222a e 222b das tarefas 220a e 220b calculam as energias das janelas respetivas, e a tarefa T230 calcula um fator de ganho para a subtrama como a raiz quadrada do rácio das energias. Pode ser desejável aplicar uma função de janela que sobrepõe subtramas adjacentes. Por exemplo, uma função de janela que produz fatores de ganho que pode ser aplicada de uma forma sobreposta adicional pode ajudar a reduzir ou evitar a descontinuidade entre subtramas. Em um exemplo, o calculador de fator de ganho de banda alta A230 é configurado para aplicar uma função de janela trapezoidal como mostrado na FIGURA 23a, na qual a janela se sobrepõe sobre cada uma das duas subtramas adjacentes por um milissegundo. A FIGURA 23b mostra uma aplicação desta função de janela para cada uma das cinco subtramas de uma trama de 20 milissegundos. Outras implementações do calculador do fator de ganho de banda alta A230 podem ser configuradas para aplicar funções de janela que têm diferentes períodos de sobreposição e/ou diferentes formas de janela (por exemplo, retangular, de Hamming) que podem ser simétricas ou assimétricas. Também é possível que uma implementação do calculador de fator de ganho de banda alta A230 possa ser configurada para aplicar diferentes funções -71 - ΡΕ1864101 de janela a diferentes subtramas dentro de uma trama e/ou para uma trama incluir subtramas de diferentes comprimentos. Sem limitação, os seguintes valores são apresentados como exemplos para implementações particulares. Uma trama de 20 msec é assumida para estes casos, embora qualquer outro periodo de tempo possa ser utilizado. Para um sinal de banda alta amostrado a 7 kHz, cada trama tem 140 amostras. Se uma tal trama é dividida em cinco subtramas de igual comprimento, cada subtrama terá 28 amostras, e a janela conforme mostrado na FIGURA 23a terá 42 amostras de largura. Para um sinal de banda alta amostrado a 8 kHz, cada trama tem 160 amostras. Se tal trama é dividida em cinco subtramas de igual comprimento, cada subtrama terá 32 amostras, e a janela conforme mostrado na FIGURA 23a terá 48 amostras de largura. Em outras implementações, subtramas de qualquer largura podem ser utilizadas, e até é possível para uma implementação do calculador de ganho de banda alta A230 ser configurada para produzir um fator de ganho diferente para cada amostra de uma trama. A FIGURA 24 mostra um diagrama de blocos de uma implementação B202 do descodificador de banda alta B200. O descodificador de banda alta B202 inclui um gerador de excitação de banda alta B300 que é configurado para produzir o sinal de excitação de banda alta S120 com base no sinal de excitação de banda estreita S80. Dependendo das -72- ΡΕ1864101 escolhas de conceção particulares do sistema, o gerador de excitação de banda alta B300 pode ser implementado de acordo com qualquer uma das implementações do gerador de excitação de banda alta A300 tal como aqui descrito. Tipicamente é desejável implementar o gerador de excitação de banda alta B300 para ter a mesma resposta que o gerador de excitação de banda alta do codificador de banda alta do sistema de codificação particular. Como o descodificador de banda estreita B110 irá tipicamente executar a desquantização do sinal codificado de excitação de banda estreita S50, no entanto, na maioria dos casos o gerador de excitação de banda alta B300 pode ser implementado para receber o sinal de excitação de banda estreita S80 a partir do descodificador de banda estreita B110 e não necessita de incluir um quantizador inverso configurado para desquantizar o sinal codificado de excitação de banda estreita S50. É também possível para o descodificador de banda estreita B110 ser implementado de modo a incluir uma instância do filtro anti-escassez 600 disposto para filtrar o sinal de excitação de banda estreita desquantizado antes de ser colocado na entrada de um filtro de síntese de banda estreita, tal como o filtro 330. 0 quantizador inverso 560 é configurado para desquantizar os parâmetros de filtro de banda alta S60a (neste exemplo, para um conjunto de LSFs), e a transformada de coeficiente de filtro LSF para LP 570 é configurada para transformar os LSFs num conjunto de coeficientes de filtro (por exemplo, tal como descrito acima com referência ao -73- ΡΕ1864101 quantizador inverso 240 e à transformada 250 do codificador de banda estreita A122). Em outras implementações, como mencionado acima, os diferentes conjuntos de coeficientes (por exemplo, coeficientes de cepstral) e/ou representações de coeficientes (por exemplo, ISPs) podem ser utilizados. O filtro de sintese de banda alta B200 é configurado para produzir um sinal sintetizado de banda alta de acordo com o sinal de excitação de banda alta S120 e o conjunto de coeficientes de filtro. Para um sistema em que o codificador de banda alta inclui um filtro de sintese (por exemplo, como no exemplo do codificador A202 descrito acima), pode ser desejável implementar o filtro de sintese de banda alta B200 para ter a mesma resposta (por exemplo, a mesma função de transferência), como a do filtro de sintese. O descodificador de banda alta B202 inclui também um quantizador inverso 580 configurado para desquantizar o fator de ganho de banda alta S60b, e um elemento de controlo de ganho 590 (por exemplo, um multiplicador ou amplificador) configurado e disposto de modo a aplicar os fatores de ganho desquantizados ao sinal sintetizado de banda alta para produzir o sinal de banda alta S100. Para um caso em que o envelope de ganho de uma trama é especificado por mais de um fator de ganho, o elemento de controlo de ganho 590 pode incluir lógica configurada para aplicar os fatores de ganho às subtramas respetivas, eventualmente de acordo com uma função de janela que pode ser a mesma ou uma função de janela diferente tal como -74- ΡΕ1864101 aplicado por um calculador de ganho (por exemplo, o calculador de ganho de banda alta A230) do codificador de banda alta correspondente. Em outras implementações do descodificador de banda alta B202, o elemento de controlo de ganho 590 é configurado de forma semelhante mas em vez disso é disposto para aplicar os fatores de ganho desquantizados ao sinal de excitação de banda estreita S80 ou ao sinal de excitação de banda alta S120. Tal como mencionado acima, pode ser desejável obter o mesmo estado no codificador de banda alta e no descodif icador de banda alta (por exemplo, pelo uso de valores desquantizados durante a codificação). Assim, pode ser desejável num sistema de codificação de acordo com a implementação assegurar o mesmo estado para os geradores de ruido correspondentes nos geradores de excitação de banda alta A300 e B300. Por exemplo, os geradores de excitação de banda alta A300 e B300 de uma tal implementação podem ser configurados de modo a que o estado do gerador de ruído é uma função deterministica de informação já codificada dentro da mesma trama (por exemplo, parâmetros de filtro de banda estreita S40 ou uma porção dos mesmos e/ou o sinal codificado de excitação de banda estreita S50, ou uma porção do mesmo). Um ou mais dos quantizadores dos elementos aqui descritos (por exemplo, o quantizador 230, 420, ou 430) pode ser configurado para executar a quantização vetorial classificada. Por exemplo, um tal quantizador pode ser -75- ΡΕ1864101 configurado para selecionar uma de um conjunto de tabelas de codificação com base na informação que já foi codificada dentro da mesma trama no canal de banda estreita e/ou no canal de banda alta. Tal técnica fornece tipicamente eficiência de codificação melhorada à custa de armazenamento adicional na tabela de codificação. Tal como discutido acima com referência por exemplo, às FIGURAS 8 e 9, uma quantidade considerável de estrutura periódica pode permanecer no sinal residual após a remoção do envelope espectral grosseiro do sinal de voz de banda estreita S20. Por exemplo, o sinal residual pode conter uma sequência de impulsos ou picos aproximadamente periódicos ao longo do tempo. Essa estrutura, que geralmente está relacionada com o desvio de inclinação, é especialmente provável de ocorrer em sinais de voz vocalizados. 0 cálculo de uma representação quantizada do sinal residual de banda estreita pode incluir a codificação desta estrutura de desvio de inclinação de acordo com um modelo de periodicidade de longo prazo, tal como representado através de, por exemplo, uma ou mais tabelas de codificação. A estrutura do desvio de inclinação de um sinal residual pode não coincidir exatamente com o modelo de periodicidade. Por exemplo, o sinal residual pode incluir pequenas instabilidades na regularidade das localizações dos impulsos de desvio de inclinação, de tal forma que as distâncias entre os impulsos de desvio de inclinação -76- ΡΕ1864101 sucessivos numa trama não são exatamente iguais e a estrutura não é muito regular. Estas irregularidades tendem a reduzir a eficiência de codificação. Algumas implementações do codificador de banda estreita A120 são configuradas para realizar uma regularização da estrutura de desvio de inclinação, aplicando uma deformação de tempo adaptativa ao residual antes ou durante a quantização, ou por outro modo incluindo uma deformação de tempo adaptativa no sinal de excitação codificado. Por exemplo, um tal codificador pode ser configurado para selecionar ou de algum modo calcular um grau de deformação no tempo (por exemplo, de acordo com um ou mais critérios de ponderação e/ou de minimização de erros percetíveis) de tal forma que o sinal de excitação resultante encaixa otimamente no modelo de periodicidade de longo prazo. A regularização da estrutura de desvio de inclinação é realizada por um subconjunto de codificadores CELP chamado codificadores RCELP. Um codificador RCELP é tipicamente configurado para realizar a deformação do tempo como um deslocamento de tempo adaptativo. Este deslocamento de tempo pode ser um atraso variando de alguns milissegundos negativos até alguns milissegundos positivos, e é geralmente variado suavemente para evitar descontinuidades audiveis. Em algumas implementações, um tal codificador é configurado para aplicar a regularização por partes, em que cada trama ou subtrama é deformada por um deslocamento de tempo fixo -77- ΡΕ1864101 correspondente. Em outras implementações, o codificador é configurado para aplicar a regularização como função de deformação continua, tal que uma trama ou subtrama é deformada de acordo com um contorno do desvio de inclinação (também chamada uma trajetória do desvio de inclinação). Em alguns casos (por exemplo, tal como descrito na Publicação do Pedido de Patente dos EUA 2004/0098255), o codificador é configurado para incluir uma deformação de tempo no sinal codificado de excitação pela aplicação do deslocamento a um sinal de entrada percetivamente ponderado que é utilizado para calcular o sinal codificado de excitação. O codificador calcula um sinal codificado de excitação que é regularizado e quantizado, e o descodificador desquantiza o sinal codificado de excitação para obter um sinal de excitação que é utilizado para sintetizar o sinal de voz descodificado. O sinal de sarda descodificado exibe desta forma o mesmo atraso variável que foi incluído no sinal codificado de excitação pela regularização. Normalmente, nenhuma informação especificando as quantidades de regularização é transmitida para o descodificador. A regularização tende a tornar o sinal residual mais fácil de codificar, o que melhora o ganho de codificação do predictor de longo prazo, e consequentemente aumenta a eficiência da codificação global, geralmente sem gerar artefatos. Pode ser desejável efetuar a regularização apenas nas tramas que são vocalizadas. Por exemplo, o -78- ΡΕ1864101 codificador de banda estreita A124 pode ser configurado para deslocar somente as tramas ou subtramas que têm uma estrutura de longo prazo, tais como sinais de voz. Pode mesmo ser desejável efetuar a regularização apenas em subtramas que incluem energia de impulso do desvio de inclinação. Várias implementações de codificação RCELP são descritas nas Patentes dos EUA N° 5 704 003 (Kleijn et al.) e 6 879 955 (Rao) e na Publicação do Pedido de Patente dos EUA 2004/0098255 (Kovesi et al.) . As implementações existentes de codificadores RCELP incluem o EVRC, tal como descrito em TIA IS-127, e a SMV do 3GPP2. Infelizmente, a regularização pode causar problemas para um codificador de voz de banda larga, em que a excitação de banda alta é derivada a partir do sinal codificado de excitação de banda estreita (tal como um sistema incluindo o codificador de voz de banda larga A100 e o descodificador de voz B100) . Devido à sua derivação a partir de um sinal deformado de tempo, o sinal de excitação de banda alta tem geralmente um perfil de tempo que é diferente do perfil do sinal de voz de banda alta original. Por outras palavras, o sinal de excitação de banda alta não será mais sincronizado com o sinal de voz de banda alta original. Um desalinhamento no tempo entre o sinal de excitação de banda alta deformado e o sinal de voz de banda alta original pode causar vários problemas. Por exemplo, o sinal de excitação de banda alta deformado pode já não -79- ΡΕ1864101 proporcionar uma fonte de excitação adequada para um filtro de síntese que é configurado de acordo com os parâmetros de filtro extraídos do sinal de voz de banda alta original. Como resultado, o sinal sintetizado de banda alta pode conter artefatos audíveis que reduzem a qualidade percetível do sinal de voz descodificado de banda larga. 0 desalinhamento no tempo também pode causar ineficiências na codificação do envelope de ganho. Como mencionado acima, é provável que exista uma correlação entre os envelopes temporais do sinal de excitação de banda estreita S80 e o sinal de banda alta S30. Ao codificar o envelope de ganho do sinal de banda alta de acordo com uma relação entre estes dois envelopes temporais, pode ser conseguido um aumento na eficiência de codificação, em comparação com a codificação direta do envelope de ganho. Quando o sinal codificado de excitação de banda estreita é regularizado, no entanto, esta correlação pode ser enfraquecida. 0 desalinhamento no tempo entre o sinal de excitação de banda estreita S80 e o sinal de banda alta S30 pode fazer com que apareçam flutuações nos fatores de ganho de banda alta S60b, e a eficiência de codificação pode cair. As formas de realização incluem métodos de codificação de voz de banda larga que executam deformação de tempo de um sinal de voz de banda alta de acordo com uma deformação de tempo incluída num sinal codificado de excitação de banda estreita correspondente. As vantagens - 80- ΡΕ1864101 potenciais de tais métodos incluem a melhoria da qualidade de um sinal de voz descodificado de banda larga e/ou melhorar a eficiência de codificação de um envelope de ganho de banda alta. A FIGURA 25 mostra um diagrama de blocos de uma implementação ADIO do codificador de voz de banda larga A100. O codificador ADIO inclui uma implementação A124 do codificador de banda estreita A120 que é configurado para executar a regularização durante o cálculo do sinal codificado de excitação de banda estreita S50. Por exemplo, o codificador de banda estreita A124 pode ser configurado de acordo com uma ou mais das implementações RCELP discutidas acima. O codificador de banda estreita A124 também é configurado para colocar na saida um sinal de dados de regularização SD10 que especifica o grau de deformação de tempo aplicado. Para vários casos em que o codificador de banda estreita A124 é configurado para aplicar um deslocamento de tempo fixo a cada trama ou subtrama, o sinal de dados de regularização SD10 pode incluir uma série de valores que indicam cada quantidade de deslocamento de tempo como um valor inteiro ou não inteiro em termos de amostras, milissegundos, ou algum outro incremento de tempo. Para um caso em que o codificador de banda estreita A124 é configurado para de alguma forma modificar a escala de tempo de uma trama ou outra sequência de amostras (por exemplo, compactando uma porção e expandindo uma outra - 81 - ΡΕ1864101 porção), o sinal de informação de regularização SD10 pode incluir uma descrição correspondente da modificação, tal como um conjunto de parâmetros de função. Num exemplo particular, o codificador de banda estreita A124 é configurado para dividir uma trama em três subtramas e para calcular um deslocamento de tempo fixo para cada subtrama, tal que o sinal de dados de regularização SD10 indica três quantidades de deslocamento de tempo para cada trama regularizada do sinal codificado de banda estreita. 0 codificador de voz de banda larga ADIO inclui uma linha de atraso D120 configurada para avançar ou atrasar porções do sinal de voz de banda alta S30, de acordo com quantidades de atraso indicadas por um sinal de entrada, para produzir o sinal de voz de banda alta deformado no tempo S30A. No exemplo mostrado na FIGURA 25, a linha de atraso D120 é configurada para deformar no tempo o sinal de voz de banda alta S30 de acordo com a deformação indicada pelo sinal de dados de regularização SD10. Em tal forma, a mesma quantidade de deformação de tempo que foi incluida no sinal codificado de excitação de banda estreita S50 é também aplicado na porção correspondente do sinal de voz de banda alta S30 antes da análise. Embora este exemplo mostre a linha de atraso D120 como um elemento separado do codificador de banda alta A200, em outras implementações a linha de atraso D120 está disposta como parte do codificador de banda alta. Implementações adicionais do codificador de banda - 82- ΡΕ1864101 alta A200 podem ser configuradas para realizar análise espectral (por exemplo, análise LPC) do sinal de voz de banda alta sem deformação S30 e para realizar deformação de tempo do sinal de voz de banda alta S30 antes do cálculo dos parâmetros de ganho de banda alta S60b. Um tal codificador pode incluir, por exemplo, uma implementação da linha de atraso D120 disposta para realizar a deformação do tempo. Em tais casos, no entanto, os parâmetros de filtro de banda alta S60a com base na análise do sinal sem deformação S30 podem descrever um envelope espectral que está desalinhado no tempo com o sinal de excitação de banda alta S120. A linha de atraso D120 pode ser configurada de acordo com qualquer combinação de elementos de lógica e elementos de armazenamento adequados para a aplicação das operações de deformação de tempo desejadas no sinal de voz de banda alta S30. Por exemplo, a linha de atraso D120 pode ser configurada para ler o sinal de voz de banda alta S30 a partir de um buffer de acordo com os deslocamentos de tempo pretendidos. A FIGURA 26a mostra um diagrama esquemático de uma tal implementação D122 da linha de atraso D120 que inclui um registo de deslocamento SRl. 0 registo de deslocamento SRl é um buffer de determinado comprimento m que é configurado para receber e armazenar as amostras mais recentes de m do sinal de voz de banda alta S30. 0 valor m é igual a pelo menos a soma dos deslocamentos de tempo máximos positivos (ou "avanço") e negativo (ou "atraso") a serem suportados. Pode ser conveniente para o valor m ser -83- ΡΕ1864101 igual ao comprimento de uma trama ou subtrama do sinal de banda alta S30. A linha de atraso D122 é configurada para colocar na saida o sinal de banda alta deformado no tempo S30A a partir de um local de deslocamento OL do registo de deslocamento SR1. A posição do local de deslocamento OL varia sobre uma posição de referência (deslocamento de tempo zero) de acordo com o deslocamento de tempo atual, tal como indicado por exemplo pelo sinal de dados de regularização SD10. A linha de atraso D122 pode ser configurada para suportar os limites de avanço e limites de atraso iguais, ou em alternativa um limite superior ao outro tal que um deslocamento maior pode ser realizado numa direção do que na outra. A FIGURA 26a mostra um exemplo particular que suporta um deslocamento de tempo positivo maior do que o negativo. A linha de atraso D122 pode ser configurada para colocar na saida uma ou mais amostras ao mesmo tempo (dependendo da largura do bus de saida, por exemplo). Um deslocamento de tempo de regularização tendo uma magnitude de mais do que alguns milissegundos pode causar artefatos audíveis no sinal descodificado. Tipicamente a magnitude de um deslocamento de tempo de regularização tal como realizada por um codificador de banda estreita A124 não será superior a alguns milissegundos, tal que os deslocamentos de tempo indicados pelo sinal de dados de regularização SD10 será limitado. No -84- ΡΕ1864101 entanto, pode ser desejável em tais casos a linha de atraso D122 ser configurada para impor um limite máximo nos deslocamentos na direção positiva e/ou negativa (por exemplo, para observar um limite mais apertado do que o imposto pelo codificador de banda estreita). A FIGURA 26b mostra um diagrama esquemático de um implementação D124 da linha de atraso D122, que inclui uma j anela de deslocamento SW. Neste exemplo, a posição do local de deslocamento OL é limitada pela j anela de deslocamento SW. Embora a FIGURA 26b mostre um caso em que o comprimento do buffer m é maior do que a largura da janela de deslocamento SW, a linha de atraso D124 pode também ser implementada de tal modo que a largura da janela de deslocamento SW é igual a m. Em outras implementações, a linha de atraso D120 é configurada para escrever o sinal de voz de banda alta S30 para um buffer de acordo com os deslocamentos de tempo desejados. A FIGURA 27 mostra um diagrama esquemático de uma tal aplicação D130 da linha de atraso D120 que inclui dois registos de deslocamento SR2 e SR3 configurada para receber e armazenar o sinal de voz de banda alta S30. A linha de atraso D130 é configurada para gravar uma trama ou subtrama do registo de deslocamento SR2 para o registo de deslocamento SR3 de acordo com um deslocamento de tempo tal como indicado, por exemplo, pelo sinal de dados de regularização SD10. 0 registo de deslocamento SR3 é configurado como um buffer FIFO disposto para colocar na -85- ΡΕ1864101 saída o sinal de banda alta deformado no tempo S30. No exemplo específico ilustrado na FIGURA 27, o registo de deslocamento SR2 inclui uma porção de buffer de trama FBI e uma porção de buffer de atraso DB, e o registo de deslocamento SR3 inclui uma porção de buffer de trama FB2, uma porção de buffer de avanço AB, e uma porção de buffer de atraso RB. Os comprimentos do buffer de avanço AB e do buffer de atraso RB podem ser iguais, ou um pode ser maior do que o outro, de tal modo que um deslocamento maior numa direção é mais suportado do que na outra. 0 buffer de atraso DB e a porção de buffer de atraso RB podem ser configurados para ter o mesmo comprimento. Alternativamente, o buffer de atraso DB pode ser mais curto do que o buffer de atraso RB para contabilizar um intervalo de tempo necessário para a transferência de amostras da buffer de trama FBI para o registo de deslocamento SR3, que pode incluir outras operações de processamento tais como a deformação das amostras antes do armazenamento para registo de deslocamento SR3. No exemplo da FIGURA 27, o buffer de trama FBI é configurado para ter um comprimento igual ao de uma trama do sinal de banda alta S30. Em outro exemplo, o buffer de trama FBI é configurado para ter um comprimento igual ao de uma subtrama do sinal de banda alta S30. Em tal caso, a linha de atraso D130 pode ser configurada para incluir lógica para aplicar o mesmo atraso (por exemplo, uma média) a todas as subtramas de uma trama a ser deslocada. A linha -86- ΡΕ1864101 de atraso D130 pode também incluir lógica para calcular médias dos valores do buffer de trama FBI com os valores a serem reescritos no buffer de atraso RB ou no buffer de avanço AB. Num outro exemplo, o registo de deslocamento SR3 pode ser configurado para receber valores do sinal de banda alta S30 somente através do buffer de trama FBI, e em tal caso a linha de atraso D130 pode incluir lógica para interpolar através das aberturas entre as sucessivas tramas ou subtramas escritas no registo de deslocamento SR3. Noutras implementações, a linha de atraso D130 pode ser configurada para executar uma operação de deformação em amostras de buffer de trama FBI antes de as escrever no registo de deslocamento SR3 (por exemplo, de acordo com uma função descrita pelo sinal de dados de regularização SD10). Pode ser desejável para a linha de atraso D120 aplicar uma deformação de tempo com base em, mas sem ser idêntica, à deformação especificada pelo sinal de dados de regularização SD10. A FIGURA 28 mostra um diagrama de blocos de uma implementação AD12 do codificador de voz de banda larga ADIO que inclui um mapeador de valores de atraso D110. 0 mapeador de valores de atraso D110 é configurado para mapear a deformação indicada pelo sinal de dados de regularização SD10 para os valores de atraso mapeados SDlOa. A linha de atraso D120 é disposta para produzir o sinal de voz de banda alta deformado no tempo S30A de acordo com a deformação indicada pelos valores de atraso mapeados SDlOa. -87- ΡΕ1864101 Pode ser esperado que o deslocamento de tempo aplicado pelo codificador de banda estreita evolua suavemente ao longo do tempo. Portanto, é geralmente suficiente calcular o deslocamento de tempo de banda estreita médio aplicado às subtramas durante uma trama de voz, e deslocar uma trama correspondente do sinal de voz de banda alta S30 de acordo com esta média. Num exemplo, o mapeador de valores de atraso D110 é configurado para calcular uma média do atraso dos valores da subtrama para cada trama, e a linha de atraso D120 é configurada para aplicar a média calculada a uma trama correspondente do sinal de banda alta S30. Noutros exemplos, uma média ao longo de um período de tempo mais curto (por exemplo, duas subtramas, ou metade de uma trama) ou um período de tempo mais longo (por exemplo, duas tramas) pode ser calculada e aplicada. Num caso em que a média é um valor não inteiro de amostras, o mapeador de valores de atraso D110 pode ser configurado para arredondar o valor para um número inteiro de amostras antes de o colocar na saída da linha de atraso D12 0 . 0 codificador de banda estreita A124 pode ser configurado de modo a incluir um deslocamento de tempo de regularização de um número não inteiro de amostras no sinal codificado de excitação de banda estreita. Em tal caso, pode ser desejável para o mapeador de valores de atraso Dl 10 ser configurado para arredondar o deslocamento de tempo de banda estreita para um número inteiro de amostras e para a linha de atraso D120 aplicar o deslocamento de -88- ΡΕ1864101 tempo arredondado ao sinal de voz de banda alta S30. Em algumas implementações do codificador de voz de banda larga ADIO, as taxas de amostragem do sinal de voz de banda estreita S20 e do sinal de voz de banda alta S30 podem ser diferentes. Em tais casos, o mapeador de valores de atraso D110 pode ser configurado para ajustar os valores de deslocamento de tempo indicados no sinal de dados de regularização SD10 para contabilizar uma diferença entre as taxas de amostragem do sinal de voz de banda estreita S20 (ou sinal de excitação de banda estreita S80) e do sinal de voz de banda alta S30. Por exemplo, o mapeador de valores de atraso D110 pode ser configurado para escalar os valores de deslocamento de tempo de acordo com um rácio entre as taxas de amostragem. Num exemplo particular tal como mencionado acima, o sinal de voz de banda estreita S20 é amostrado a 8 kHz, e o sinal de voz de banda alta S30 é amostrado a 7 kHz. Neste caso, o mapeador de valores de atraso D110 é configurado para multiplicar cada valor de deslocamento por 7/8. As implementações do mapeador de valores de atraso D110 pode também ser configurado para realizar uma tal operação de escala conjuntamente com uma operação de arredondamento de número inteiro e/ou uma operação de cálculo de média de deslocamento de tempo, tal como aqui descrito. Em implementações adicionais, a linha de atraso D120 é configurada para de alguma forma modificar a escala de tempo de uma trama ou outra sequência de amostras (por - 89- ΡΕ1864101 exemplo, através da compactação de uma porção e a expansão da outra porção) . Por exemplo, o codificador de banda estreita A124 pode ser configurado para executar a regularização de acordo com uma função, tal como um contorno ou trajetória do desvio de inclinação. Em tal caso, o sinal de dados de regularização SD10 pode incluir uma descrição correspondente da função, tal como um conjunto de parâmetros, e a linha de atraso D120 pode incluir lógica configurada para deformar tramas ou subtramas do sinal de voz de banda alta S30 de acordo com a função. Noutras implementações, o mapeador de valores de atraso D110 é configurado para calcular a média, escalar e/ou arredondar a função antes de ser aplicada no sinal de voz de banda alta S30 pela linha de atraso D120. Por exemplo, o mapeador de valores de atraso D110 pode ser configurado para calcular um ou mais valores de atraso de acordo com a função, cada valor de atraso indicando um certo número de amostras, que são então aplicados pela linha de atraso D120 para deformar no tempo uma ou mais tramas ou subtramas correspondentes do sinal de voz de banda alta S30. A FIGURA 29 mostra um fluxograma de um método MD100 de deformação no tempo de um sinal de voz de banda alta de acordo com uma deformação no tempo incluída num sinal codificado de excitação de banda estreita correspondente. A tarefa TD100 processa um sinal de voz de banda larga para obter um sinal de voz de banda estreita e um sinal de voz de banda alta. Por exemplo, a tarefa TD100 -90- ΡΕ1864101 pode ser configurada para filtrar o sinal de voz de banda larga, utilizando um banco de filtros com filtros passa-baixo e passa-alto, tal como uma implementação do banco de filtros A110. A tarefa TD200 codifica o sinal de voz de banda estreita em pelo menos um sinal codificado de excitação de banda estreita e uma pluralidade de parâmetros de filtro de banda estreita. O sinal codificado de excitação de banda estreita e/ou os parâmetros de filtro pode ser quantizado, e o sinal de voz codificado de banda estreita pode também incluir outros parâmetros tais como um parâmetro de modo de voz. A tarefa TD200 também inclui uma deformação no tempo do sinal codificado de excitação de banda estreita. A tarefa TD300 gera um sinal de excitação de banda alta com base num sinal de excitação de banda estreita. Neste caso, o sinal de excitação de banda estreita é baseado no sinal codificado de excitação de banda estreita. De acordo com pelo menos o sinal de excitação de banda alta, a tarefa TD400 codifica o sinal de voz de banda alta em pelo menos uma pluralidade de parâmetros de filtro de banda alta. Por exemplo, a tarefa TD400 pode ser configurada para codificar o sinal de voz de banda alta numa pluralidade de LSFs quantizados. A tarefa TD500 aplica um deslocamento de tempo ao sinal de voz de banda alta, que é baseado em informação relativa a uma deformação de tempo incluída no sinal codificado de excitação de banda estreita. -91 - ΡΕ1864101 A tarefa TD400 pode ser configurada para executar uma análise espectral (tal como uma análise LPC) no sinal de voz de banda alta, e/ou para calcular um envelope de ganho do sinal de voz de banda alta. Nesses casos, a tarefa TD500 pode ser configurada para aplicar o deslocamento de tempo ao sinal de voz de banda alta antes da análise e/ou do cálculo do envelope de ganho. Outras implementações do codificador de voz de banda larga A100 são configuradas para reverter uma deformação de tempo do sinal de excitação de banda alta S120 provocada por uma deformação de tempo incluida no sinal codificado de excitação de banda estreita. Por exemplo, o gerador de excitação de banda alta A300 pode ser implementado de modo a incluir uma implementação da linha de atraso D120 que é configurada para receber o sinal de dados de regularização SD10 ou os valores de atraso mapeados SDIOa, e para aplicar um deslocamento de tempo inverso correspondente ao sinal de excitação de banda estreita S80, e/ou a um sinal subsequente com base nele, tal como o sinal estendido harmonicamente S160 ou o sinal de excitação de banda alta S120. Outras implementações do codificador de voz de banda larga podem ser configuradas para codificar o sinal de voz de banda estreita S20 e o sinal de voz de banda alta S30 de forma independente um do outro, de tal forma que o sinal de voz de banda alta S30 é codificado como uma representação de um envelope espectral de banda alta e um -92- ΡΕ1864101 sinal de excitação de banda alta. Tal implementação pode ser configurada para executar deformação de tempo no sinal residual de banda alta, ou de algum modo incluir uma deformação de tempo num sinal codificado de excitação de banda alta, de acordo com informação relativa a uma deformação de tempo incluida no sinal codificado de excitação de banda estreita. Por exemplo, o codificador de banda alta pode incluir uma implementação da linha de atraso D120 e/ou do mapeador de valores de atraso D110, tal como descrito neste documento, que são configurados para aplicar uma deformação de tempo ao sinal residual de banda alta. Potencial vantagens de uma tal operação incluem codificação mais eficiente do sinal residual de banda alta e uma melhor correspondência entre o sinal de voz sintetizado de banda estreita e o sinal de voz sintetizado de banda alta. Tal como mencionado acima, as formas de realização tal como descrito na presente invenção incluem implementações que podem ser utilizadas para executar codificação embebida, suportando a compatibilidade com sistemas de banda estreita e evitando a necessidade de transcodificação. 0 suporte para codificação de banda alta pode também servir para diferenciar numa base de custo entre os chips, chipsets, dispositivos, e/ou redes tendo suporte de banda larga com compatibilidade com versões anteriores, e os que têm suporte de banda estreita apenas. 0 suporte para codificação de banda alta, conforme descrito no presente documento pode também ser utilizado em conjunto -93- ΡΕ1864101 com uma técnica para suportar codificação de banda baixa, e um sistema, método ou aparelho de acordo com esta forma de realização pode suportar a codificação de componentes de frequência de por exemplo cerca de 50 ou 100 Hz até cerca de 7 ou 8 kHz. Tal como mencionado acima, adicionando o suporte de banda alta a um codificador de voz pode melhorar a inteligibilidade, especialmente em relação a diferenciação de fricativos. Embora tal diferenciação possa geralmente ser derivada por um ouvinte humano a partir do contexto particular, o suporte de banda alta pode servir como um recurso que permite reconhecimento de voz e outras aplicações de interpretação de máquina, tais como sistemas automatizados para navegação por menu de voz e/ou processamento automático de chamadas. Um aparelho de acordo com uma forma de realização pode ser embebido num dispositivo portátil para comunicações sem fios tal como um telefone celular ou um assistente pessoal digital (PDA). Alternativamente, um tal aparelho pode ser incluido noutro dispositivo de comunicação, tal como um aparelho VoIP, um computador pessoal, configurado para suportar comunicações VoIP, ou um dispositivo de rede configurado para encaminhar comunicações telefónicas ou VoIP. Por exemplo, um aparelho de acordo com uma forma de realização pode ser implementado num chip ou chipset para um dispositivo de comunicação. Dependendo da aplicação particular, um tal dispositivo pode -94- ΡΕ1864101 também incluir caracteristicas tais como conversão analógica-digital e/ou digital-analógica de um sinal de voz, circuitos para a realização de amplificação e/ou outras operações de processamento de sinal num sinal de voz e/ou circuitos de radiofrequência para a transmissão e/ou receção do sinal de voz codificado. É expressamente contemplados e divulgado que as formas de realização podem incluir e/ou ser utilizadas com qualquer uma ou mais de outras caracteristicas. Tais caracteristicas incluem a remoção de rajadas de alta energia de curta duração que ocorrem na banda alta e estão substancialmente ausentes da banda estreita. Tais caracteristicas incluem o nivelamento fixo ou adaptativo de representações de coeficientes tais como LSFs de banda alta. Tais caracteristicas incluem modelação fixa ou adaptativa de ruido associado com a quantização de representações de coeficientes tais como LSFs. Tais caracteristicas também incluem nivelamento fixo ou adaptativo de um envelope de ganho e atenuação adaptativa de um envelope de ganho. A apresentação anterior das formas de realização descritas é proporcionada para permitir que qualquer pessoa perita na técnica possa criar ou utilizar a presente invenção. Várias modificações a estas formas de realização são possíveis, e os princípios genéricos aqui apresentados podem também ser aplicados para outras formas de realização. Por exemplo, uma forma de realização pode ser -95- ΡΕ1864101 aplicada no seu todo ou em parte, como um circuito fisico, tal como uma configuração de circuito fabricado num circuito integrado de uma aplicação especifica, ou como um programa de firmware carregado em armazenamento não volátil ou um programa de software carregado a partir de ou para um suporte de armazenamento de dados como código legível por máquina, tal código sendo instruções executáveis por uma matriz de elementos de lógica, tais como um microprocessador ou outra unidade de processamento de sinal digital. 0 suporte de armazenamento de dados pode ser uma matriz de elementos de armazenamento tais como uma memória de semicondutor (que podem incluir sem limitação uma RAM estática ou dinâmica, uma ROM, e/ou uma flash RAM), ou uma memória ferroelétrica, magnetoresistente, ovónica, polimérica, ou uma memória de deslocamento de fase, ou um suporte de disco, tal como um disco magnético ou ótico. 0 termo "software" deve ser entendido como incluindo o código fonte, código de linguagem assembly, código de máquina, código binário, firmware, macrocódigo, microcódigo, qualquer um ou mais conjuntos ou sequências de instruções executáveis por uma matriz de elementos lógicos, e qualquer combinação de tais exemplos. Os vários elementos de implementações de geradores de excitação de banda alta A300 e B300, codificador de banda alta A100, descodificador de banda alta B200, codificador de voz de banda larga A100, e descodificador de voz de banda larga B100 podem ser implementados como dispositivos eletrónicos e/ou óticos que -96- ΡΕ1864101 residem, por exemplo, no mesmo chip ou entre dois ou mais chips num chipset, embora outras disposições sem tais limitações, também sejam contemplados. Um ou mais elementos de um tal aparelho pode ser implementado no todo ou em parte, como um ou mais conjuntos de instruções dispostos de modo a executar em uma ou mais matrizes de elementos lógicos fixos ou programáveis (por exemplo, transístores, portas), tais como microprocessadores, processadores embebidos, núcleos IP, processadores de sinais digitais, FPGAs, ASSPs, e ASICs. Também é possível que um ou mais destes elementos tenham uma estrutura em comum (por exemplo, um processador utilizado para executar porções de código correspondentes aos diferentes elementos, em momentos diferentes, um conjunto de instruções executadas para realizar tarefas diferentes que correspondem a elementos diferentes em momentos diferentes, ou uma disposição de dispositivos eletrónicos e/ou óticos para a realização de operações para diferentes elementos em diferentes momentos). Além disso, é possível para um ou mais destes elementos serem utilizados para realizar tarefas ou executar outros conjuntos de instruções que não estão diretamente relacionadas com uma operação do aparelho, tal como uma tarefa relativa a uma outra operação de um dispositivo ou sistema no qual o aparelho está embebido. A FIGURA 30 mostra um fluxograma de um método M100, de acordo com uma forma de realização, de codificação de uma porção de banda alta de um sinal de voz tendo uma -97- ΡΕ1864101 porção de banda estreita e a porção de banda alta. A tarefa X100 calcula um conjunto de parâmetros de filtro, que caracterizam um envelope espectral da porção de banda alta. A tarefa X200 calcula um sinal estendido espectralmente através da aplicação de uma função não-linear a um sinal derivado a partir da porção de banda estreita. A tarefa X300 gera um sinal sintetizado de banda alta de acordo com (A) o conjunto de parâmetros de filtro e (B) um sinal de excitação de banda alta com base no sinal estendido espectralmente. A tarefa X400 calcula um envelope de ganho com base numa relação entre (C) a energia da porção de banda alta e (D) a energia de um sinal derivado a partir da porção de banda estreita. A FIGURA 31a mostra um fluxograma de um método M200 de gerar um sinal de excitação de banda alta de acordo com uma forma de realização. A tarefa Y100 calcula um sinal estendido harmonicamente através da aplicação de uma função não-linear a um sinal de excitação de banda estreita derivado a partir de uma porção de banda estreita de um sinal de voz. A tarefa Y200 mistura o sinal estendido harmonicamente com um sinal de ruido modulado para gerar um sinal de excitação de banda alta. A FIGURA 31b mostra um fluxograma de um método M210 de geração de um sinal de excitação de banda alta de acordo com outra forma de realização incluindo as tarefas Y300 e Y400. A tarefa Y300 calcula um envelope de dominio de tempo de acordo com a energia ao longo do tempo de um entre o sinal de excitação de banda estreita e o sinal estendido harmonicamente. A -98- ΡΕ1864101 tarefa Y400 modula um sinal de ruído de acordo com o envelope de domínio de tempo para produzir o sinal de ruído modulado. A FIGURA 32 mostra um fluxograma de um método M300 de acordo com uma forma de realização, da descodificação de uma porção de banda alta de um sinal de voz tendo uma porção de banda estreita e a porção de banda alta. A tarefa Z100 recebe um conjunto de parâmetros de filtro que caracterizam um envelope espectral da porção de banda alta e um conjunto de fatores de ganho que caracterizam um envelope temporal da porção de banda alta. A tarefa Z200 calcula um sinal estendido espectralmente através da aplicação de uma função não-linear a um sinal derivado a partir da porção de banda estreita. A tarefa Z300 gera um sinal sintetizado de banda alta de acordo com (A) o conjunto de parâmetros de filtro e (B) um sinal de excitação de banda alta com base no sinal estendido espectralmente. A tarefa Z400 modula um envelope de ganho do sinal sintetizado de banda alta com base no conjunto de fatores de ganho. Por exemplo, a tarefa Z400 pode ser configurada para modular o envelope de ganho do sinal sintetizado de banda alta através da aplicação do conjunto de fatores de ganho num sinal de excitação derivado a partir da porção de banda estreita, para o sinal estendido espectralmente, para o sinal de excitação de banda alta, ou para o sinal sintetizado de banda alta. As formas de realização também incluem métodos
PT06784345T 2005-04-01 2006-04-03 Sistemas, métodos e aparelhos para geração de excitação em banda alta PT1864101E (pt)

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