JP7057428B2 - 符号化正弦波形を使用する高スペクトル効率データ通信システムの受信器 - Google Patents

Description

関連出願の相互参照
[1001] 本出願は、その全体を参照により本明細書に援用する２０１７年１０月２７日出願の米国仮特許出願第６２／５７８，３３２号、題名“DATA COMMUNICATIONS SYSTEM WITH HIGH SPECTRAL EFFICIENCY”と２０１８年６月２５日出願の米国仮特許出願第６２／６８９，７６４号、題名“HIGH SPECTRAL EFFICIENCY DATA COMMUNICATIONS SYSTEM USING PERIODIC WAVEFORM MODULATION”からの優先権を合衆国法典第３５巻第１１９条（ｅ）に基づき主張する。

分野
[1002] 本開示は、一般的にはデータ通信システムに関し、具体的には正弦波変調に基づくデータ通信のため方法及びシステムに関する。

[1003] データ又は情報を伝送するために使用される様々な伝送チャネルが存在する。銅線からなる電話回線は音声とデータとの両方を伝送するために１００年を越える期間にわたって使用された。無線信号の無線伝送はほぼ１００年間存続してきた。無線局は無線受信機により受信される無線信号を電波で送出する。知られているように、無線局は、音楽、ニュース又はプログラムを含み得る番組を有する。衛星は別の伝送チャネルの例である。ここでは、第１の位置に位置する衛星放送アンテナが、ビーム照射される衛星へ信号を送信するために、又は第１の位置から離れた位置に位置する第２の衛星放送アンテナへ信号を衛星から送信するために使用される。最近、セルラ電話間で通信するためにセルラ通信システムが使用されている。膨大な量のデータがセルラ通信システムを使用して送信されている。現時点では、使用される任意の伝送チャネル上のデータスループットを増加することができることが必須である。信号の伝送中の信号劣化の問題に対処することも重要である。伝送チャネル上で信号を伝送する際に遭遇されるいくつかの問題は伝送路遅延、干渉及び非線形性を含む。

[1004] 伝送チャネル上のデータスループットを増加する努力において開発及び使用されてきたいくつかの伝送技術又は方式は、振幅変調（ＡＭ：Amplitude Modulation）、周波数変調（ＦＭ：FrequencyModulation）、位相変調、ＱＡＭ（直交振幅変調：Quadrature Amplitude Modulation）、ＱＰＳＫ（直交位相シフトキーイング：Quadrature Phase Shift Keying）、ＰＳＫ（位相シフトキーイング：Phase Shift Keying）及びＡＰＳＫ（振幅及び位相シフトキーイング：Amplitudeand Phase Shift Keying）である。

[1005] 振幅変調は無線搬送波を用いて情報を伝送するために使用される変調技術である。正弦搬送波は、送信前に音響波形により変調されるその振幅を有する。音響波形は正弦搬送波の振幅を修正する。振幅変調信号の使用に伴ういくつかの不利益は、振幅変調信号が、そのパワー使用の観点で効率的でないということであり、その帯域の使用の観点で効率的でなく、最高音響周波数の２倍に等しい帯域を必要とし、そして高レベルの雑音に脆弱であるということである。

[1006] 周波数変調は、波の周波数を変更することにより情報を搬送波内で符号化する変調技術である。周波数変調は振幅変調を越えるいくつかの利点を有するが、いくつかの不利益は、周波数変調が複雑な復調器を必要するということ、すなわちいくつかの他の変調技術より劣悪なスペクトル効率を有するということを含む。

[1007] ＱＡＭは、ソース信号を可変振幅及び位相を有する出力波形へ変調するマルチレベル振幅及び位相変調の形式のものである。ＱＡＭを採用するシステムはソース信号を可変振幅及び位相を有する出力波形へ変調する。送信されるメッセージは、２次元四象限信号空間へ、又はそれぞれが可能な伝送レベルを表す信号点又はフェーザを有するコンステレーションへマッピングされる。コンステレーション内の各信号点はシンボルと呼ばれる。ＱＡＭコンステレーションはＩ軸すなわち同相軸とＱ軸すなわち直交軸とにより（すなわちＩＱ面により）定義される座標系を有する。シンボルはＩ成分とＱ成分との両方により表され得る。ＱＡＭの使用の不利益の１つは、より高いデータ速度ではピーク対平均パワー比が高いということである。例えば、１６ＱＡＭの典型的コンステレーション図では、４つの可能なパワーレベルが存在するということが分かる。変調の次数が増加すると、必要とされるパワーレベルの数は増加する。この結果のすべては、さらに高いピーク対平均パワー比が経験されるということである。

[1008] ＱＰＳＫは、チャネル上で送信される前に搬送周波数上へ変調される同期データストリームを有する。搬送波は４５°、１３５°、２２５°又は３１５°などの４状態を有し得る。ＱＰＳＫはまた、信号点がＩＱ面などの２つの直交座標軸を使用して記述され得る直交変調を採用する。従来のＱＰＳＫでは、複素平面内の２つの対角送信シンボル点間の遷移が零点を通過するという問題がある。これらの対角送信シンボル間の遷移では、振幅（所謂包絡線）のほとんど零までの低下が発生し得る。受信器側では、従来のＱＰＳＫは、必要な同期を複雑にするが、伝送経路、信号歪及び望ましくない相互変調における非線形性には有利に働く。

[1009] ＰＳＫは、搬送波の位相を変調することによりメッセージを送信する別のデジタル変調処理である。ＰＳＫを使用する１つの不利益は、高次ＰＳＫコンステレーションが使用されると誤り率があまりにも高くなるということである。

[1010] 名称ＡＰＳＫが示すように、この形式の変調は振幅及び位相シフトキーイングを使用する。この変調方式では、信号は搬送波の振幅と位相との両方を変調することにより運ばれる。振幅及び周波数シフトキーイングは、所与の変調次数の情報を送信するために必要とされるパワーレベルの数を低減することができる。

概要
[1011] 一態様では、本開示は周期的波形変調の方法に関する。本方法は、入力デジタルデータを受信することと、変調正弦波を生成するために未変調正弦波の選択された位相角θ_１、θ_２、θ_３、θ_４において入力デジタルデータを符号化することとを含む。符号化処理は、変調正弦波内の第１、第２、第３、及び第４のデータノッチをそれぞれ定義するように、選択された位相角θ_１、θ_２、θ_３、θ_４のいくつかにおいて未変調正弦波のパワーを入力デジタルデータのビット値に従って選択的に低減することを含む。次に、符号化アナログ波形は、デジタル／アナログ変換器を使用して変調正弦波のデジタル表現から生成される。データノッチは、第１のデータノッチにより範囲を定められた第１の位相角範囲にわたる変調正弦波のパワーと未変調正弦波のパワーとの間の第１の累積パワー差に対応する第１のエネルギーが、第３のデータノッチにより範囲を定められた第３の位相角範囲にわたる変調正弦波のパワーと未変調正弦波のパワーとの間の第３の累積パワー差に対応する第３のエネルギーにほぼ等しくなるように形成される。データノッチはまた、第２のデータノッチにより範囲を定められた第２の位相角範囲にわたる変調正弦波のパワーと未変調正弦波のパワーとの間の第２の累積パワー差に対応する第２のエネルギーが、第４のデータノッチにより範囲を定められた第４の位相角範囲にわたる変調正弦波のパワーと未変調正弦波のパワーとの間の第４の累積パワー差に対応する第４のエネルギーにほぼ等しくなるように形成される。

[1012] 一実施形態では、位相角θ_３は位相角θ_１と１８０°との合計に等しく、位相角θ_４は位相角θ_２と１８０°との合計に等しい。別の実施形態では、位相角θ_１は４４．５°～４５．５°であり、位相角θ_２は１３４．５°～１３５．５°であり、位相角θ_３は２２４．５°～２２５．５°であり、位相角θ_４は３１４．５°～３１５．５°である。

[1013] 一実施形態では、第１のデータノッチは当該ビット値のうちの第１のビット値を表し、第２のデータノッチは当該ビット値のうちの第２のビット値を表す。一実装形態では、第１のデータノッチの最小振幅は、位相角θ_１における未変調正弦波の振幅の第１の百分率であり、第２のデータノッチの最小振幅は、位相角θ_２における未変調正弦波の振幅の第２の百分率であり、第１の百分率は第２の百分率とは異なる。第１のデータノッチが第１の複数のビット値を表す場合、第１のデータノッチは、それぞれが第１の複数のビット値を表す第１の複数の遷移特徴を含み得る。この場合、第３のデータノッチは、第２の複数のビット値を表し得、それぞれが第２の複数のビット値を表す第２の複数の遷移特徴を含み得る。

[1014] 搬送波スタック（carrier-stacked）実装形態では、未変調正弦波は第１の周波数のものであり、追加入力デジタルデータは、追加変調正弦波を生成するために第２の周波数の追加未変調正弦波の選択された位相角θ_１、θ_２、θ_３、θ_４のうちのいくつかにおいて符号化される。符号化処理は、追加変調正弦波の追加第１、第２、第３、及び第４のデータノッチをそれぞれ定義するために、選択された位相角θ_１、θ_２、θ_３、θ_４のいくつかにおいて追加未変調正弦波のパワーを入力デジタルデータのビット値に従って選択的に低減することを含む。符号化アナログ波形は、デジタル／アナログ変換器を使用して追加変調正弦波のデジタル表現から生成される。この場合、追加の第１のデータノッチにより範囲を定められた追加の第１の位相角範囲にわたる追加変調正弦波のパワーと追加未変調正弦波のパワーとの間の追加の第１の累積パワー差は、追加の第３のデータノッチにより範囲を定められた追加の第３の位相角範囲にわたる追加変調正弦波のパワーと追加未変調正弦波のパワーとの間の追加の第３の累積パワー差にほぼ等しい。同様に、追加の第２のデータノッチにより範囲を定められた追加の第２の位相角範囲にわたる追加変調正弦波のパワーと追加未変調正弦波のパワーとの間の追加の第２の累積パワー差は、追加の第４のデータノッチにより範囲を定められた追加の第４の位相角範囲にわたる追加変調正弦波のパワーと追加未変調正弦波のパワーとの間の追加の第４の累積パワー差にほぼ等しい。

[1015] 一実施形態では、未変調正弦波のパワーは位相角θ_１及びθ_３においてだけ入力デジタルデータのビット値に従って低減される。この場合、未変調正弦波のパワーは、入力デジタルデータと無関係な位相角θ_２及びθ_４におけるエネルギーバランスの目的のために低減され得る。

[1016] 本開示はまた、搬送波スタックを使用する変調方式であって、入力デジタルデータを受信すること、及び複数の変調正弦波を生成するように複数の正弦波の選択された位相角において入力デジタルデータを符号化することに関与する変調方式に関する。本方法はさらに、複数の変調正弦波の複数のデジタル表現に対応する複数の符号化アナログ通信信号を含む出力アナログ波形を生成することを含む。この場合、隣接変調正弦波同士は１５Ｈｚ未満の周波数だけ分離され、出力アナログ波形内に含まれるいかなる側波帯も、側波帯に関連する符号化アナログ通信信号のパワーより少なくとも５０ｄＢ低いパワーのものである。

[1017] 符号化処理は、位相角θ_１、θ_２、θ_３、θ_４のいくつかにおいて未変調正弦波のパワーを入力デジタルデータのビット値に従って選択的に低減することにより第１の変調正弦波を生成し、これにより第１の変調正弦波内の第１、第２、第３、及び第４のデータノッチをそれぞれ定義するために未変調正弦波の位相角θ_１、θ_２、θ_３、θ_４において入力デジタルデータを符号化することを含み得る。この場合、第１のデータノッチにより範囲を定められた第１の位相角範囲にわたる第１の変調正弦波のパワーと未変調正弦波のパワーとの間の第１の累積パワー差は、第３のデータノッチにより範囲を定められた第３の位相角範囲にわたる第１の変調正弦波のパワーと未変調正弦波のパワーとの間の第３の累積パワー差にほぼ等しい。加えて、第２のデータノッチにより範囲を定められた第２の位相角範囲にわたる第１の変調正弦波のパワーと未変調正弦波のパワーとの間の第２の累積パワー差は、第４のデータノッチにより範囲を定められた第４の位相角範囲にわたる第１の変調正弦波のパワーと未変調正弦波のパワーとの間の第４の累積パワー差にほぼ等しい。

[1018] 減算処理は、変調正弦波を表すデジタル値の零交差を検出することを含み得る。一実施形態では、本方法は、受信デジタルデータ系列内のプリアンブルを検出することを含む。

[1019] 本開示はさらにデータ通信方法に向けられる。本方法は、入力デジタルデータを受信することと、複数のシンボル波形を使用して入力デジタルデータを符号化することとを含む。複数のシンボル波形のそれぞれは、合成符号化波形の一周期を占有し、入力デジタルデータの１つ又は複数のビットを表す。複数のシンボル波形の各シンボル波形は正楕円弧及び負楕円弧を有する。加えて、各シンボル波形は、（ｉ）シンボル波形の正楕円弧から負楕円弧への零交差が複数のシンボル波形の波形毎に異なり、（ｉｉ）シンボル波形の正楕円弧のエネルギーがシンボル波形の負楕円弧のエネルギーにほぼ等しくなるように定義される。本方法はさらに、デジタル／アナログ変換器を使用して合成符号化波形のデジタル表現から符号化アナログ波形を生成することを含む。

[1020] さらに別の態様では、本開示は複数のシンボル波形により符号化された情報を回復する方法に関し、ここでは、シンボル波形のそれぞれは、符号化された合成波形の一周期を占有し、ほぼ等しいエネルギーの正楕円弧と負楕円弧とを含む。本方法は、シンボル波形を使用して生成された符号化アナログ波形を受信することと、シンボル波形を表すデジタルシンボルサンプルを生成することと、を含む。本方法はさらに、負値を有するデジタル信号サンプルのいくつかから正値を有するデジタル信号サンプルのいくつかへの遷移に対応するデジタルシンボルサンプルの第１のサンプルを識別することを含む。本方法はまた、正値を有するデジタル信号サンプルの他のいくつかから負値を有するデジタル信号サンプルの他のいくつかへの遷移に対応するデジタル信号サンプルの第２のサンプルを判断することを含む。デジタルサンプルの第２のデジタルサンプルは、複数のシンボル波形のうちの１つのシンボル波形の正楕円弧から負楕円弧への遷移を定義する。次に、入力デジタルデータは少なくとも第１のサンプルと第２のサンプルとに基づき推定される。

[1021] 本開示はまた、入力デジタルデータを格納するように構成された入力バッファと、複数のシンボル波形を使用して入力デジタルデータを符号化するための時間領域変調器とを含むシステムに関する。時間領域変調器は、複数のシンボル波形のそれぞれが合成符号化波形の一周期を占有するとともに入力デジタルデータの１つ又は複数のビットを表すように符号化を実現するように構成される。複数のシンボル波形の各シンボル波形は正楕円弧及び負楕円弧を有する。時間領域変調器はさらに、（ｉ）シンボル波形の正楕円弧から負楕円弧への零交差が複数のシンボル波形の波形毎に異なり、（ｉｉ）シンボル波形の正楕円弧のエネルギーがシンボル波形の負楕円弧のエネルギーにほぼ等しくなるように各シンボル波形を定義するように構成される。本システムはまた、合成符号化波形のデジタル表現から符号化アナログ波形を生成するための１つ又は複数のデジタル／アナログ変換器を含む。

[1022] 別の態様では、本開示は、入力デジタルデータを受信することと、入力デジタルデータを波形内で符号化することであって入力デジタルデータの１つ又は複数のビット値が波形の各周期内に符号化される、符号化することとに関与する方法に関する。本方法は、デジタル／アナログ変換器を使用して周期的波形のデジタル表現から周波数ｆ及びパワーＰの符号化アナログ波形を生成することを含む。本方法はさらに、符号化から生じる周波数ｆ’の任意の信号がパワーＰより少なくとも５０ｄＢ低いパワーＰ’のものであるということを特徴とする。ここで、ｆ’はｆから２５Ｈｚ超だけオフセットされる。

[1023] 符号化演算は、正弦波の一周期内の選択された位相角において正弦波を変調することを含み得る。加えて、上記変調は、選択された位相角のいくつかのものにおける正弦波のパワーを入力デジタルデータの１つ又は複数のビット値に従って選択的に低減することを含み得る。上記変調はさらに、選択された位相角のうちの第１の位相角及び選択された位相角のうちの第２の位相角における正弦波のパワーを入力デジタルデータの１つ又は複数のビット値に従って選択的に低減することを含み得、第１の位相角と第２の位相角とは約１８０度だけ分離される。

[1024] 本開示はさらに、入力デジタルデータを格納するための入力バッファと、入力デジタルデータを波形内で符号化するための準周期的変調器とを含むシステムに向けられる。準周期的変調器は、波形の各周期内の入力デジタルデータの１つ又は複数のビット値を符号化するように動作する。本システムはさらに、周期的波形のデジタル表現から周波数ｆ及びパワーＰの符号化アナログ波形を生成するための１つ又は複数のデジタル／アナログ変換器を含む。変調器は、符号化から生じる周波数ｆ’の任意の信号がパワーＰより少なくとも５０ｄＢ低いパワーＰ’となるように符号化を実現するように構成される。ここで、ｆ’はｆから２５Ｈｚ超だけオフセットされる。

[1025] さらに別の態様では、本開示は、入力デジタルデータを受信することと、正弦波内で入力デジタルデータを符号化することとを含む方法に関する。符号化することは、正弦波の一周期内の選択された位相角において正弦波を変調し、これにより変調正弦波を生成することにより行われる。本方法はさらに、デジタル／アナログ変換器を使用して変調正弦波のデジタル表現から符号化アナログ波形を生成することを含む。変調することは、選択された位相角のうちの第１の位相角において第１のデータノッチを形成することを含み、第１のデータノッチは、第１の複数の遷移特徴を含み、第１の位相角を中心とする第１の位相角範囲を定め、第１の複数の遷移特徴は、入力デジタルデータ内に含まれる第１の複数のビット値を表す。

[1026] 本開示はさらに、入力デジタルデータを格納するための入力バッファと、入力デジタルデータを正弦波内で符号化するための準周期的変調器とを含むシステムに向けられる。準周期的変調器は、正弦波の一周期内の選択された位相角において正弦波を変調することにより符号化を行い、これにより変調正弦波を生成するように構成される。本システムはまた、変調正弦波のデジタル表現から符号化アナログ波形を生成するための１つ又は複数のデジタル／アナログ変換器を含む。準周期的変調器は、選択された位相角のうちの第１の位相角において第１のデータノッチを形成するように構成され、第１のデータノッチは、第１の複数の遷移特徴を含み、第１の位相角を中心とする第１の位相角範囲を定め、第１の複数の遷移特徴は、入力デジタルデータ内に含まれる第１の複数のビット値を表す。

[1027] 本開示の別の形式では、シンボルを受信するためのそしてシンボルを表す変調正弦波を生成するための送信器、変調正弦波を送信するための回路系、変調正弦波を受信するための受信器、及び変調正弦波をシンボルへ変換するための回路系を含むデータ通信システムが開示される。

[1028] 本開示のさらに別の形式では、シンボルを受信するためのそしてシンボルを表す変調正弦波を生成するための送信器であって、変調正弦波は変調の第１の層及び変調の第２の層を有する、送信器、変調正弦波を送信するための回路系、変調正弦波を受信するための受信器、及び変調正弦波をシンボルへ変換するための回路系を含むデータ通信システムが開示される。

[1029] 本開示のさらに別の形式では、データを受信するためのそしてデータを表す変調正弦波を生成するための送信器であって、変調正弦波はある振幅を有し、変調正弦波は第１の周波数において第１の変調を有し、第１の変調は第１の周波数における変調正弦波のパワーの低減である、送信器と；変調正弦波を送信するために回路系と；変調正弦波を受信するための受信器と；変調正弦波をシンボルへ変換するための回路系とを含むデータ通信システムが開示される。

[1030] 本開示はさらに、変調正弦波を提供することによりチャネル上で大量のデータを送信することができる高スペクトル効率を有するデータ通信システムを提供する。

[1031] 本開示はまた、周期当たり２０ビットなどの２、４、又はそれ以上のシンボルを運ぶことができる各正弦波により準周期的情報を搬送する正弦波を提供するデータ通信システムへ向けられる。

[1032] 本開示はさらに、運ばれる情報の量が搬送周波数と周期内の変調点（使用されるスペクトルではない）との関数であるデータ通信システムを提供する。

[1033] 本開示はまた、単一又は複数層の振幅低減がスループットを増加するために使用され得るデータ通信システムへ向けられる。

[1034] 本開示は大量の情報を有する変調正弦波が生成されるデータ通信システムに関する。

[1035] 本開示はまた、信号を表す変調正弦波が生成され受信器へ送信されるデータ通信システムへ向けられる。ここでは、受信器は変調正弦波から信号を再構築することができる。

[1036] 本開示のこれら及び他の利点は、添付図面と併せて以下の詳細説明を考察した後に明らかになる。

図面の簡単な説明
[1037] 当業者は、添付図面が主として例示目的のためのものであってここで説明する本発明の主題の範囲を制限するように意図されていないということを理解することになる。添付図面は必ずしも原寸に比例しなく、場合によっては、本明細書で開示される本発明の主題の様々な態様は、様々な特徴の理解を容易にするために添付図面において誇張又は拡大されて示されることがある。また、商業的に実現可能な実施形態において有用又は必要である一般的であるが十分に理解された要素は、本発明のこれらの様々な実施形態の視点が余り妨げられないようにするためにしばしば描写されない。添付図面では、同様な参照符号は通常、同様な特徴（例えば、機能的に同様及び／又は構造的に同様な要素）を指す。

[1038]本開示に従って構築された送信器及び受信器を有する通信システムのブロック図である。 [1039]図１に示す送信器の実施形態のブロック図である。 [1040]図１に示す受信器の実施形態のブロック図である。 [1041]図１に示す通信システムを用いて採用された変調正弦波の波形図である。 [1042]図４に示す変調正弦波のノッチ角度及び振幅の表である。 [1043]それぞれ複数のデータビットを符号化するための複数のステップ遷移を定義する例示的変調摂動を示す。 [1043]それぞれ複数のデータビットを符号化するための複数のステップ遷移を定義する例示的変調摂動を示す。 [1043]それぞれ複数のデータビットを符号化するための複数のステップ遷移を定義する例示的変調摂動を示す。 [1043]それぞれ複数のデータビットを符号化するための複数のステップ遷移を定義する例示的変調摂動を示す。 [1044]文字Ｈを表す変調正弦波の波形図である。 [1045]単語ＨＥＬＬＯを表す変調正弦波の波形図である。 [1046]各変調摂動が単一データビットを表すケースへの独創的エネルギーバランス原理の適用を示す。 [1046]各変調摂動が単一データビットを表すケースへの独創的エネルギーバランス原理の適用を示す。 [1047]各変調摂動が５つのデータビットを表すエネルギーバランス変調正弦波のＩＱ図である。 [1048]本開示によるエネルギーバランス符号器／変調器のブロック図である。 [1049]図１５の符号器／変調器により生成される変調正弦波を復調及び復号するように構成された受信器のブロック図である。 [1050]フィールドプログラマブルゲートアレイ（ＦＰＧＡ：field programmable gate array）を使用した実装形態に好適なエネルギーバランス送信器の実施形態の機能ブロック図である。 [1051]一実施形態によるエネルギーバランス送信器により行われる符号化及び他の演算の例示的シーケンスを表すフローチャートである。 [1052]本開示による好適なエネルギーバランス送信器の別の実施形態の機能ブロック図である。 [1053]一実施形態によるエネルギーバランス送信器により行われる符号化及び他の演算の例示的シーケンスを表すフローチャートである。 [1054]一実施形態によるマルチキャリアエネルギーバランス送信器のブロック図表示である。 [1055]本開示に従って構成されたエネルギーバランス送信器により送信された符号化正弦波を受信及び復調するように構成された受信器の機能ブロック図である。 [1056]選択された位相角においてマルチビット特徴により変調された正弦波を生成及び送信するように構成されたエネルギーバランス送信器の実施形態の機能ブロック図である。 [1057]選択された位相角においてマルチビット特徴により変調された正弦波を生成及び送信するように構成されたエネルギーバランス送信器の別の実施形態の機能ブロック図である。 [1058]未変調正弦波及びマルチビットデータノッチにより境界をつけられた領域を示す。 [1059]４５°、１３５°、２２５°及び３１５°においてデータノッチにより変調された符号化正弦波を提供された場合のスペクトラムアナライザにより生成されたスクリーンショットである。 [1060]本開示による様々な代替データ符号化方式を示す。 [1060]本開示による様々な代替データ符号化方式を示す。 [1060]本開示による様々な代替データ符号化方式を示す。 [1061]代替形状のデータノッチを使用することによりエネルギーバランス様式で符号化された正弦波を示す。 [1061]代替形状のデータノッチを使用することによりエネルギーバランス様式で符号化された正弦波を示す。 [1062]本開示によるエネルギーバランス様式で符号化された楕円波形を示す。 [1063]図２８に示すタイプの零交差位相変調（zero-crossing-phase-modulated）楕円波形を生成及び送信するように構成されたエネルギーバランス送信器の実施形態の機能ブロック図である。 [1064]零交差位相変調楕円波形を受信及び復調するように構成された受信器の機能ブロック図である。

詳細な説明
[1065] 次に、同様な数字が同様なアイテムを指す添付図面を参照すると、数字１０は本開示に従って構築された通信システムを識別する。ここで図１を参照すると、データ送信又は通信システム１０は、シンボル１４を受信するためのそしてシンボル１４を表す変調正弦波１６を生成するための送信器１２と、変調正弦波１６を通信チャネル２０上で送信するための回路系１８とを含むように示される。システム１０はまた、変調正弦波１６を受信するための受信器２２と、変調正弦波をシンボル１４へ変換するための回路系２４とを含む。通信チャネル２０は、同軸ケーブル、光ファイバーケーブル、銅線などの電話線又は電話会社（通信会社）線、無線周波数などによる野外又は宇宙空間又は衛星などの媒体により提供され得る。チャネル２０は１つ又は多くのメッセージを搬送し得る。システム１０は、シンボル１４などの入力データを有し、送信器１２内で入力データのある形式の処理を行い、次に、処理されたデータを信号１６として通信チャネル２０上で送信することになる。受信器２２は、信号１６を受信することができ、次に、入力データ又はシンボル１４をある他のデバイス（単に一例としてモニタ、コンピュータ、音響部品、又はスピーカなど）へ出力するために、入力データ又はシンボル１４を回復するための逆演算又は処理を行うことができる。

[1066] ここで図２を参照すると、送信器１２のブロック図が描写される。送信器１２は、シンボル１４、又は音楽、映像、テキストなどの他の入力データ、又はそれらの組み合せを受信するためのＵＳＢ入力３２を有するマイクロコントローラ３０を有する。シンボル１４は結線３４上でＵＳＢ入力３２からマイクロコントローラ３０へ提供される。マイクロコントローラ３０はまた、１６ＭＢメモリなどのメモリ３６、８ＭＨｚ入力３８、及びデジタル／アナログ変換器（ＤＡＣ）出力４０を含み得る。マイクロコントローラ３０は、正弦波又は他の波形と、正弦波表とを生成し、シンボル１４を読み込み、シンボル１４を分解し、そしてシンボル１４を表す変調正弦波１６を生成するために、変調摂動又はノッチを正弦波内へ挿入し得る。正弦波は、４５°、１３５°、２２５°及び３１５°の位相角において挿入される変調摂動を有し得る。本明細書においてさらに十分に説明されるように、挿入される変調摂動は情報のビットを表し得る。マイクロコントローラ３０は信号１６をＤＡＣ出力４０へ提供する。ＤＡＣ出力４０は信号１６を送信し得る他の回路系（図示せず）へ接続され得る。マイクロコントローラ３０の例は、マイクロコントローラのＳＴＭ３２Ｆ７５６ファミリーとして知られたSTMicroelectronics（登録商標）により製造されるデバイスであり、又は他の同様なマイクロコントローラが使用され得る。

[1067] 図３は本開示に従って構築された受信器２２のブロック図を示す。受信器２２は、送信器１２により送信される信号１６を受信するためのアナログ／デジタル変換器（ＡＤＣ）入力４４を有するマイクロコントローラ４２を含む。入力４４からの信号１６は結線４６上でマイクロコントローラ３０へ提供される。マイクロコントローラ４２はまた、１６ＭＢメモリなどのメモリ４８、８ＭＨｚ入力５０、及びＲＳ２３２又はＵＳＢ出力５２を含み得る。出力５２はスピーカなどの別のデバイス（図示せず）へ提供される。マイクロコントローラ４２は正弦波及び正弦波表を生成することができる。マイクロコントローラ４２はまた、ＡＤＣ入力４４から信号１６を読み込み、シンボル１４を再組み当てし、他のデバイス（図示せず）による使用のためにシンボルを出力５２へ送信する。再び、マイクロコントローラ３０の例はマイクロコントローラのＳＴＭ３２Ｆ７５６ファミリーとして知られたSTMicroelectronicsにより製造されたデバイスであり、又は他の同様なマイクロコントローラが使用され得る。

[1068] 変調は一般的に、搬送波の振幅、周波数又は位相の変動であると理解される。以下では、システム１０により使用される新形式の変調を開示する。この新形式の変調は、波の各周期中の複数の位相角において正弦波などの波内に擾乱、摂動又はノッチを挿入する。挿入されるノッチは、波周波数の倍数である周波数を有する。この形式の変調は周期的正弦波変調（periodic sine wave modulation）と称され得る。同じタイプの変調摂動が各波周期中の同じ位相角において使用される実施形態では、変調は準周期的又は周期内正弦波変調（sub-periodic or intra-periodic sine wave modulation）と呼ばれ得る。

[1069] 図４は、ノッチの形式の一組の４つの変調摂動を有する変調正弦波１００の一周期の例を示す。示されるように、変調正弦波１００は、正弦波周波数の倍数である周波数において（例えば正弦波周期当たり４回）擾乱される正弦波に対応する。この特別のケースでは、正弦波は、一組の４変調摂動を生成するために４５°、１３５°、２２５°及び３１５°の位相角において４回擾乱される。図４から理解され得るように、正弦波１００は各正弦波周期内の複数の位相角において情報を搬送し、これにより２、４、又はそれを越えるシンボルが各周期中に送信されることを可能にする。各周期中に運ばれる情報の量は、搬送周波数と一周期内の変調点（使用されるスペクトルではない）との関数である。この意味で、データ転送速度は、例えばヘルツ当たりのビットの観点よりむしろ正弦波周期当たりのビットの観点で特徴付けられ得る。

[1070] 一実施形態では、変調正弦波１００のデジタル表現は、ソフトウェア無線（ＳＤＲ：software-defined radio）を使用することにより一連の電圧点として直接生成される。次に、この一連の電圧点は、変調正弦波１００の対応アナログ版の生成のためにデジタル／アナログ変換器へ提供され得る。側波帯の生成を最小化するために変調正弦波は同じ周波数の未変調正弦波のトレース又は境界を越えるべきでないということが分かった。すなわち、変調正弦波は理想的には、未変調正弦波と同じ周波数及び位相のものであるべきであり、そしてすべての位相角において未変調正弦波のものより小さい振幅を有すべきである。別の言い方をすると、変調正弦波は、いくつか又はすべての正弦波周期中に一組の変調摂動を生成するように４５°、１３５°、２２５°、３１５°の位相角において又はその近傍において低減されたその出力を有する未変調正弦波を生成することにより、生成され得る。変調摂動を生成することに伴うパワーの低減は理想的には、位相偏位が引き起こされるであろう点を越えるべきでない。側波帯の生成は（ｉ）４５°における変調摂動上で発生する累積パワー低減に対応するエネルギーが、２２５°における変調摂動上で発生する累積パワー低減に対応するエネルギーと整合する場合、及び（ｉｉ）１３５°における変調摂動上で発生する累積パワー低減に対応するエネルギーが、３１５°における変調摂動上で発生する累積パワー低減に対応するエネルギーと整合する場合に、最も好都合に最小化されるということがさらに分かった。以下に論述されるように、単一層又は複数層のパワー低減がスループットを増加するために使用され得る。

[1071] ここで図５を参照すると、図４に示す変調正弦波１００上のノッチの位置を示す表１１２が提示される。表１１２の精査から、ノッチは多値化され得るということに注意すべきである。特に、４５°に存在するノッチ１０４のパワーは正弦波パワーより３０％小さく、１の値を有する。１３５°に存在するノッチ１０６のパワーは正弦波パワーより１５％小さく、０の値を有する。２２５°に存在するノッチ１０８のパワーは正弦波パワーより１５％小さく、０の値を有する。最後に、３１５°に存在するノッチ１１０のパワーは正弦波パワーのより３０％小さく、１の値を有する。ノッチの数は変わり得るが、図４の実施形態では、使用されるノッチの数は４である。図４及び図５から理解され得るように、変調正弦波１００は波当たり少なくとも４つのデータビットを提供することができる。これらの４つのノッチは４つのデータビットを表し得、例えば４００ＭＨｚの波周波数が１．６ギガビットデータストリームを提供するようになる。

[1072] 図６は４５°位相角近傍のデータを符号化するために利用され得る変調摂動１２０の別の形式を示す。示されるように、変調摂動１２０は複数の遷移をステップ１２６、１２８、１３０及び１３２の形式で定義する。図６の例では、これらの複数の遷移１２６、１２８、１３０及び１３２は変調摂動１２０の一部分として送信され得る１１１１の値を提示する。

[1073] ここで図７を参照すると、例えば１３５°の位相角近傍のデータを符号化するために利用され得る別の例示的変調摂動１４０が示される。示されるように、変調摂動１４０は、変調摂動１４０が送信される場合に運ばれる１０１０の値を提示するために複数の遷移をステップ１４６、１４８、１５０及び１５２の形式で定義する。

[1074] 図８は例えば２２５°の位相角近傍のデータを符号化するために利用され得る例示的変調摂動１６０を描写する。示されるように、変調摂動１６０は複数の遷移をステップ１６６、１６８、１７０及び１７２の形式で定義する。一実施形態では、これらの遷移１６６、１６８、１７０及び１７２は変調摂動１６０が送信される場合に運ばれる１１１１の値を表す。

[1075] ここで図９に移ると、例えば３１５°の位相角近傍のデータを符号化するために利用され得る例示的変調摂動１８０の図が提供される。変調摂動１８０は複数の遷移をステップ１８６、１８８、１９０及び１９２の形式で定義する。一実施形態では、これらの遷移１８６、１８８、１９０及び１９２は１０１１の値を表す。

[1076] 理解され得るように、正弦波周期当たり比較的多くのデータビットが、正弦波の振幅を変調するために複数の遷移を有する変調摂動を使用することにより、システム１０により送信され得る。上に論述したように、変調摂動１２０、１４０、１６０及び１８０のそれぞれは単一ビットのデータよりむしろ複数ビットのデータを表し得る。

[1077] 図６～９の実施形態では、側波帯の生成は（ｉ）４５°における複数ビット変調摂動上で発生する累積パワー低減に対応するエネルギーが、２２５°における複数ビット変調摂動上で発生する累積パワー低減に対応するエネルギーと整合する場合、及び（ｉｉ）１３５°における複数ビット変調摂動上で発生する累積パワー低減に対応するエネルギーが、３１５°における複数ビット変調摂動上で発生する累積パワー低減に対応するエネルギーと整合する場合に、最も好都合に最小化されるということが分かった。この意味で、パワー低減は、未変調正弦波のパワーが、所与の位相角における変調摂動を定義するために当該位相角において低減される程度を指す。変調摂動全体（例えば４５°における変調摂動の４４．５°～４５．５°）にわたる累積パワー低減は、変調摂動により範囲を定められた位相角におけるパワー低減の時間積分に対応する。

[1078] 次に図１０を特に参照すると、文字Ｈがシステム１０による送信のために変調正弦波２００へ符号化されて示されている、変調正弦波２００の例が示される。単に一例として、文字Ｈは以下のやり方で送信され得る。ＡＳＣＩＩ（情報交換標準コード：American Standard Code for Information Interchange）コードにおける文字Ｈは０１００１０００と定義される。理解され得るように、ＡＳＣＩＩコードでは、文字毎に８ビットが存在するので、単一ビット変調摂動（図４と図５）が利用される場合に文字Ｈを送信するために文字毎に２つの正弦波周期（正弦波周期毎に４ビット）を必要とするだろう。変調正弦波２００は、第１の波又は周期２０４を有する正弦波２０２で構成される。正弦波２０２は、４５°の第１の角度２０６において擾乱される又はノッチが付けられ、そこでは、正弦波２０２のパワーが１５％だけ低減される。図１０の実施形態では、未変調正弦波に対するこのパワー低減の程度は、零すなわち０ビットを表す。正弦波２０２はまた、１３５°の第２の角度２０８において擾乱される又はノッチが付けられ、そこでは、正弦波２０２のパワーが３０％だけ低減される。図１０の実施形態では、未変調正弦波に対するこのパワー低減の程度は、１ビットを表す。次に、第１の周期２０４中、正弦波２０２は、２２５°の第３の角度２１０において擾乱される又はノッチが付けられ、そこでは、正弦波２０２のパワーが０ビットを表すために１５％だけ低減される。正弦波２０２は、３１５°の第４の角度２１２において擾乱される又はノッチが付けられ、そこでは、正弦波２０２のパワーが０ビットを表すために１５％だけ低減される。１５％及び３０％のパワー低減は単に例示的であり、他の実施形態ではパワー低減の他の組み合わせが利用され得る。

[1079] 図１０に示すように、正弦波２０２は第２の波周期２１４を有する。第２の波周期２１４において、正弦波２０２は、４５°の第１の角度２１６において擾乱される又はノッチが付けられ、そこでは、正弦波２０２のパワーが３０％だけ低減される。再び、この変調摂動が１ビットを表す。正弦波２０２は、１３５°の第２の角度２１８において擾乱される又はノッチが付けられ、そこでは、正弦波２０２のパワーが０ビットに対応するために１５％だけ低減される。次に、第２の周期２１４中、正弦波２０２は、２２５°の第３の角度２２０において擾乱される又はノッチが付けられ、そこでは、変調摂動が未変調正弦波に対し１５％だけ波２０２のパワーを低減することにより生成される。これは０ビットが送信されることの象徴である。最後に、正弦波２０２は、３１５°の第４の角度２２２において擾乱される又はノッチが付けられ、そこでは、正弦波２０２のパワーが未変調正弦波に対し１５％だけ低減される。図１０の実施形態では、ＡＳＣＩＩコードの文字Ｈを送信するために２つの波又は周期２０４及び２１４（波又は周期毎に４ビット）が使用された。

[1080] 図１１は、単語ＨＥＬＬＯがシステム１０による送信のために変調正弦波２５０へ符号化されて示されている、変調正弦波２５０の例を示す。単語ＨＥＬＬＯは以下のやり方で送信され得る。ＡＳＣＩＩコードを用いて、文字Ｈは０１００１０００として定義され、文字Ｅは０１１００１０１として定義され、文字Ｌは０１１０１１００として定義され、文字Ｏは０１１０１１１１として定義される。単語ＨＥＬＬＯを送信するために、単一ビット変調摂動を使用する場合、１０個の波又は正弦波周期だけが必要とされるだろう（図４と図５）。マルチビット変調摂動（図６～９）を利用する実施形態では、単語ＨＥＬＬＯを送信するためにさらに少ない正弦波周期が必要とされるだろう。

[1081] 理解され得るように、ＡＳＣＩＩコードでは文字当たり８ビットが存在するので、単一ビット変調摂動を使用して変調された正弦波を用いて単語ＨＥＬＬＯを送信するためには、文字当たり２つの正弦波周期（周期当たり４ビット）を必要とするだろう。図１１に現れる単語ＨＥＬＬＯがシステム１０により送信されるべきビットパターンは、次のように提示される：０１００１００００１１００１０１０１１０１１０００１１０１１０００１１０１１１１。理解され得るように、変調正弦波２５０は、１０回の周期２５２、２５４、２５６、２５８、２６０、２６２、２６４、２６６、２６８及び２７０で構成される。第１の周期２５２及び第２の周期２５４において、文字Ｈが提示される。周期２５２及び２５４は、図１０に示す周期２０４及び２１４に対応する。周期２５６及び２５８は文字Ｅを表す。周期２６０及び２６２は第１の文字Ｌを表し、周期２６４及び２６６は第２の文字Ｌを表す。最後に、周期２６８及び２７０は文字Ｏを表す。単に一例として、周期２６８及び２７０では、ビットパターン０１１０１１１１が送信されている。特に、周期２６８は、正弦波２５０のパワーが１５％だけ低減される４５°の角度における第１のノッチ２７２、正弦波２５０のパワーが３０％だけ低減される１３５°の角度における第２のノッチ２７４、正弦波２５０のパワーが３０％だけ低減される２２５°の角度における第３のノッチ２７６、及び正弦波２５０のパワーが１５％だけ低減される３１５°の角度における第４のノッチ２７８を有する。周期２７０は、正弦波２５０のパワーが３０％だけ低減される４５°の角度における第１のノッチ２８０、正弦波２５０のパワーが３０％だけ低減される１３５°の角度における第２のノッチ２８２、正弦波２５０のパワーが３０％だけ低減される２２５°の角度における第３のノッチ２８４、及び正弦波２５０のパワーが３０％だけ低減される３１５°の角度における第４のノッチ２８６を有する。波２５０は、パリティービット又はエラー検出符号が波２５０内へ取り込まれる別の周期２８８を有し得る。

[1082] 図１０と図１１の実施形態では、データは、各正弦波周期中に４５°、１３５°、２２５°及び３１５°の位相角においてノッチの形式で変調摂動により符号化されるが、対向ＩＱ象限内のノッチに関連するエネルギーがバランスされたままであるという条件で他のノッチ順列が可能である。例えば、いくつかの正弦波周期中、ノッチは存在しないかもしれない。他の周期中、ノッチは、例えば４５°と２２５°の位相角においてだけ存在し得る。代替的に、ノッチは１３５°と３１５°の位相角においてだけ存在し得る。さらに、「０」のデータ値と「１」のデータ値を表すノッチに対応するパワー低減がそれぞれ１５％と３０％だけである必要はない。他の実施形態では、パワー低減の他の組み合わせが「０」と「１」の値のデータを表すノッチを生成するために利用され得る。

[1083] 本明細書において説明される変調正弦波は、高調波及び側波帯の生成を実質的に回避するようなやり方でデジタル的に生成され得るということが分かった。これは、正弦波の従来の変調が高調波及び側波帯の生成を誘起する従来技術からの著しい脱却であると考えられる。このような従来技術は通常、正弦搬送波又は側波帯のいずれかが抑制されるか又はそうでなければ濾過されることを必要とする。

[1084] 対照的に、本明細書において説明されるエネルギーバランス原理に準じて生成された変調正弦波により占有される帯域は、無視できるぐらい小さくなり、使用される機器の精度（例えばこのような機器の位相ノイズ及びジッタ）だけに依存し得る。すなわち、開示された周期的変調技術は、結果として生じる変調正弦波の帯域が適用エネルギーバランス変調とは本質的に無関係となるように実施され得るということが分かった。別の言い方をすると、理想条件下では、エネルギーバランス変調は、結果として生じる変調正弦波の帯域に寄与するようには思われない。結果として、隣接する変調正弦波同士が極めて近接し得る（例えば、１０Ｈｚ～１５Ｈｚの間隔で、又はさらに密に）ので、スペクトルの非常に効率的な使用が実現され得る。

[1085] この極狭帯域信号の使用はまた、この狭帯域内にほとんど雑音は存在しなく且つ周期当たり（３６０のうちの）４つの位相角位置だけが復調のために重要であるので、極めて高い感度を可能にする。したがって、感度の改善は、極めて狭いチャネルと時間領域における信号の限定的使用との両方により引き起こされる。一般的に、受信器の感度は、Ａ／Ｄ変換器のサンプリング率に比例しているということが分かっている。

[1086] 上に指摘したように、準周期的正弦波変調を実施する場合に側波帯及び高調波の生成を実質的に回避するために、Ｉ／Ｑ図において互いに対向する変調点における出力パワーの低減の積分はほぼ等しいということが要求されるということが分かった。

[1087] 図１２Ａ及び１２Ｂは、各変調摂動が単一データビットを表す（正弦波周期毎４つのデータビットが符号化される）ケースに対してこのエネルギーバランス原理が適用されるやり方を示す。これは、３０％低減（第１のデータ値、例えば「１」を表す）の出力パワーの時間（又は角度）を、１５％パワー低減（第２のデータ値、例えば「０」を表す）の時間（又は角度）の約１／２へ低減することにより実現される。純粋な発振器正弦波がパワー低減変調点に入る端と変調点後に入る端とは、理想的には互いに滑らかにされるべきである。

[1088] 図１２Ａ及び１２Ｂの実施形態では、０、０、０及び１のデータ値は、位相角４５°、１３５°、２２５°及び３１５°において生成される変調摂動によりそれぞれ符号化される。この実施形態では、４５°における変調摂動に起因する未変調正弦波に対する出力パワーの低減の積分は、２２５°における変調摂動に起因する未変調正弦波に対する出力パワーの低減の積分にほぼ等しい。同様に、１３５°における変調摂動に起因する未変調正弦波に対する出力パワーの低減の積分は、３１５°における変調摂動に起因する未変調正弦波に対する出力パワーの低減の積分にほぼ等しい。

[1089] 図１２Ａでは、第１の変調摂動（１）は、４５°の位相角θ_１におけるものであり、４４．５°と４５．５°（原寸に比例して示されない）との間の約１°の角度Δθ_１の範囲を定める。第２の変調摂動（２）は、３１５°の位相角θ_２におけるものであり、３１５．５°と３１４．５°との間の約０．５°の角度Δθ_２の範囲を定める。第３の変調摂動（３）は、２２５°の位相角θ_３におけるものであり、２２４．５°と２２５．５°との間の約１°の角度Δθ_３の範囲を定める。第４の変調摂動（４）は、１３５°の位相角θ_４におけるものであり、１３４．５°と１３５．５°との間の約１°の角度Δθ_４の範囲を定める。４５°と２２５°における変調摂動に関連するエネルギーのエネルギーバランス、及び１３５°と３１５°における変調摂動に関連するエネルギーのエネルギーバランスを実現するために、変調摂動への及びそれからの遷移を定義する変調正弦波の値は修正され得る。その代わりに又はそれに加えて、変調摂動により範囲を定められる角度はこのようなエネルギーバランスを実現するために修正され得る。

[1090] いくつかの実施形態では、データは、図１２において特定された４つの位相角のそれぞれにおいて（すなわち４５°、１３５°、２２５°及び３１５°において）符号化されなくてもよい。しかし、エネルギーバランスを保持するために、エネルギーバランスパワー低減は、変調摂動がデータを符号化するために使用される位相角に対向するＩＱ図内の各位相角において発生させられる。例えば、変調摂動が、４５°の位相角近傍で１つ又は複数のデータ値を符号化するために使用されれば、４５°における変調摂動に関連するエネルギーに等価なエネルギー低減は、２２５°の位相角近傍でエネルギーバランス摂動により正弦波を擾乱することにより発生させられる。一実施形態では、このエネルギーバランスは、２２５°における同一エネルギーバランス摂動により、４５°において使用される変調摂動を単純に複製することにより実現される。

[1091] 次に、各変調摂動が５つのデータビット（正弦波周期毎に２０個のデータビット）を表すエネルギーバランス変調正弦波のＩＱ図である図１３へ注意を向ける。図１３の実施形態では、各変調摂動は５ビットの入力データストリームを表すが、他の実施形態では、各変調摂動は、より多くの又は少ない数のデータビットを表すためにより多くの又は少ない数の遷移をそれぞれ含み得る。図１３の実施形態では、各変調摂動により生成されるノッチ内の最小パワーレベルは、変調摂動が無い場合に同じ位相角において存在するだろう未変調正弦波のパワーより３０％小さい。２つの所定値間（例えば１５％と３０％との間）のパワーレベルの低減を変更することによりデータビットを符号化するのではなく、図１３の実施形態では、データは、各変調摂動により定義される急峻度及び／又は遷移の数に基づき符号化される。

[1092] 図１３の変調正弦波内のエネルギーバランスを保持するために、ＩＱ図において１８０度離れた変調摂動が、このような変調摂動によりそれぞれ定義されたノッチの対向する側のステップ遷移を定義するように構築される。例えば、図１３における位相角「１」において、３０％（他のパーセントが可能である）の急峻なパワー低減がノッチの初期部分（ノッチの左側）により定義され、入力データビットを符号化するステップ遷移は、元の１００％パワー点への戻り経路上（ノッチの右側）に定義される。エネルギーバランスを維持するために、この処理は位相角「３」において逆にされる。この位相角において、入力データビットを符号化するステップ遷移が最初に（位相角「３」における変調摂動により定義されるノッチの左側で）行われ、１００％パワーへの急峻且つほぼ線形な戻りはその後に（ノッチの右側で）行われる。同じ処理は位相角「２」、「４」における対の変調摂動に対しそれぞれ適用される。

[1093] 図１３に示す各変調摂動は約１°の位相角の範囲を定めるが、他の実施形態では及び／又はエネルギーバランスを実現するためには、各変調摂動は１°以上の位相角の範囲を定め得る。図１３では、第１の変調摂動（１）は、４５°の位相角θ_１におけるものであり、４４．５°と４５．５°間の約１°の角度Δθ_１の範囲を定める（原寸に比例して示されない）。第２の変調摂動（２）は３１５°の位相角θ_２におけるものであり、３１５．５°と３１４．５°との間の約１°の角度Δθ_２の範囲を定める。第３の変調摂動（３）は２２５°の位相角θ_３におけるものであり、２２４．５°と２２５．５°との間の約１°の角度Δθ_３の範囲を定める。第４の変調摂動（４）は１３５°の位相角θ_４におけるものであり、１３４．５°と１３５．５°との間の約１°の角度Δθ_４の範囲を定める。４５°と２２５°における変調摂動に関連するエネルギーのエネルギーバランス及び１３５°と３１５°における変調摂動に関連するエネルギーのエネルギーバランスを実現するために、変調摂動への及びそれからの遷移を定義する変調正弦波の値は修正され得る。その代わりに又はそれに加えて、変調摂動により範囲を定められる角度はこのようなエネルギーバランスを実現するために修正され得る。

[1094] 図１３の実施形態では、第１の変調摂動（１）により範囲を定められる１°の位相角にわたる変調正弦波の出力パワーの低減の積分は、第３の変調摂動（３）により範囲を定められる１°の位相角にわたる変調正弦波の出力パワーの低減の積分にほぼ等しい。同様に、第２の変調摂動（２）により範囲を定められる１°の位相角にわたる変調正弦波の出力パワーの低減の積分は、第４の変調摂動（４）により範囲を定められる１°の位相角にわたる変調正弦波の出力パワーの低減の積分にほぼ等しい。

[1095] 一実施形態では、第１の変調摂動（１）により範囲を定められる各０．１°にわたる変調正弦波の出力パワーの低減の積分は、第３の変調摂動（３）により範囲を定められるそれぞれの対応する０．１°にわたる変調正弦波の出力パワーの低減の積分にほぼ等しい。同様に、この実施形態では、第２の変調摂動（２）により範囲を定められる各０．１°にわたる変調正弦波の出力パワーの低減の積分は、第４の変調摂動（４）により範囲を定められるそれぞれの対応する０．１°にわたる変調正弦波の出力パワーの低減の積分にほぼ等しい。

[1096] 図１３は特定数のステップ遷移を有する変調摂動を描写するが、他の実施形態では、様々な数又は形状の遷移又は他の漸次的変化を有する変調摂動が、エネルギーバランスが本明細書の教示に従ってこのような摂動間で維持されるという条件のもとで利用され得る。例えば、図１３の実施形態において、ＩＱ図の対向象限内の変調摂動はそれぞれ、整合する数の遷移を含むが、このような遷移は、摂動により定義されるノッチの対向する側に配置される。他の実施形態では、ＩＱ図の対向象限内の変調摂動は異なる数の遷移を含み得る。さらに、図１３では、変調摂動はそれぞれのノッチの昇りスロープ又は下りスロープのいずれかのスロープの上に遷移を含むが、他の実施形態では、遷移又は他の漸次的変化は、１つ又は複数のノッチの昇りスロープと下りスロープの両方のスロープの上に含まれ得る。

[1097] 図４及び図１０～１３への参照により理解され得るように、各変調正弦波の比較的小さい部分だけが、情報を実際に符号化するために使用される。具体的には、変調摂動を定義する各変調正弦波の一部分だけが、データを表す又は符号化することに関与する。したがって、各変調正弦波の残りは、この冗長正弦波部分自体がデータを符号化する又は表すように機能しないので、冗長であり且つあまり重要でないと考えられ得る。

[1098] 変調摂動の外側の各変調正弦波の一部分の冗長性質は、スペクトル効率を増加するために活用され得るということが認識された。例えば、各変調正弦波の小部分だけがデータを表すために使用されるので、複数の変調正弦波は、それぞれの変調摂動が重ならないように位相が適切に分離されれば、同じ周波数を占有し得るということが分かった。

[1099] 次に、本開示によるエネルギーバランス送信器１４００のブロック図である図１４に注意が向けられる。示されるように、送信器１４００は、データ最適化及び順方向誤り訂正（ＦＥＣ：forward error correction）モジュール１４１０、エネルギーバランス符号器１４２０、準周期的時間領域変調器１４３０、及びデジタル／アナログ変換器１４４０を含む。データ最適化及びＦＥＣモジュール１４１０は、例えば入力データが提供されるＢＣＨ符号化ユニット１４１６とＡＥＳ１２８モジュール１４１４とを含み得る。ＢＣＨブロック１４１６は、データ内の「１」値の数をデータ内の「０」値の数にほぼ等しくさせるように入力データを前処理することにより、受信器における検出を容易にする。ＡＥＳ１２８のユニット１４１４はまた、一連の同じデータ値のラン長を制限するようにＢＣＨ符号化入力データを処理することにより、受信器における検出を支援する。

[1100] ＡＥＳ１２８プロトコルに従って、ＢＣＨ符号化ユニット１４１６からの１６ビットのＢＣＨ符号化データは、ＡＥＳ１２８モジュール１４１４へ提供され、暗号鍵に従って複数ラウンドにわたって処理される。ＡＥＳ１２８モジュール１４１４はデータを暗号化するように意図されていないが、暗号化のために使用され得る。次に、ＡＥＳ１２８モジュール１４１４により生成された暗号出力がエネルギーバランス符号器１４２０へ提供される。

[1101] 送信器１４００の動作中、入力データバッファはＡＥＳ１２８モジュール１４１４へ転送され、既知のキー（例えば０ｘ４７）に従って処理される。再び、一実施形態では、ＡＥＳ１２８モジュール１４１４の主タスクは、一連の０ビットが互いに追随するのを防止するために、ビットの一様分布を実現することである。この時点で、ＡＥＳ１２８モジュール１４１４により生成されたデータはエネルギーバランス符号器１４２０へ転送される。

[1102] 本明細書において論述されたように、エネルギーバランス符号器１４２０は、ほぼ等しいエネルギーが、送信器１４００により生成された変調正弦波を表すＩＱ図の対向する象限内の変調摂動に関連付けられるように、選択された正弦波位相角において変調摂動を生成、計算又は定義する。再び、このようなエネルギーバランスは、送信器１４００により行われる正弦波変調に関連した形成を本質的に禁止するということが分かった。結果として、変調正弦波同士は、従来の変調方式を使用することにより可能なものよりさらに近接することが可能となり、これにより、劇的に高いスペクトル効率が実現されることを可能にする。

[1103] エネルギーバランス符号器１４２０は各行と各列に同数のもの（行及び列重み付け）を含む制御行列１４２４を含む；すなわち、制御行列１４２４は正則行列である。行重み付けは、列重み付けの大きさに対応する必要はない。

[1104] 一実施形態では、エネルギーバランス符号器１４２０は、位相角４５°、１３５°、２２５°及び３１５°それぞれにおいて変調摂動を生成することにより、データ最適化及びＦＥＣモジュール１４１０により提供される一連のデータを符号化するように構成される。この実施形態では、４５°における変調摂動に起因する未変調正弦波に対する出力パワーの低減の積分は、２２５°における変調摂動に起因する未変調正弦波に対する出力パワーの低減の積分にほぼ等しい。同様に、１３５°における変調摂動に起因する未変調正弦波に対する出力パワーの低減の積分は、３１５°における変調摂動に起因する未変調正弦波に対する出力パワーの低減の積分にほぼ等しい。

[1105] 次に注意は、例えば送信器１４００により生成される変調正弦波を復調及び復号するように構成された受信器１５００のブロック図である図１５に向けられる。示されるように、受信器１５００は、受信された変調正弦波信号のマルチビット表現を生成するように動作するアナログ／デジタル変換器（ＡＤＣ）１５１０を含む。受信信号のデジタルサンプルが零交差検出器１５２０の入力バッファ１５１８へ提供される。入力バッファ１５１８内に格納されたサンプル内の零交差を検出すると、零交差検出器１５２０は、零交差検出信号１５２４を生成する。零交差検出信号１５２４に応答して、正弦波減算回路（sine wave subtraction circuit）１５３０が正弦波減算処理を開始し、これに準じて、受信された変調正弦波信号と位相が合わされた未変調正弦波のデジタル表現が、変調正弦波信号のデジタルサンプルから減算される。次にこの減算処理から生じる一連のデジタル値は、送信器１４００へ提供される入力データストリーム内に挿入されるプリアンブルを検出するように構成されたプリアンブル検出器１５４２を取り込むリングバッファ１５４０内に格納される。プリアンブルが検出されると、受信されたデータストリームは、ＡＥＳモジュール１４１４及びＢＣＨ符号化モジュール１４１６により行われる動作の逆を行うように構成された復号器１５５０へ提供される。次に、周期的時間領域復調器１５６０が、復号器１５５０により生成されるデータストリーム内に存在する変調摂動を識別し、送信器１４００へ提供される入力データの推定値に対応する回復されたデータストリームを生成する。

[1106] 次に、注意は、フィールドプログラマブルゲートアレイ（ＦＰＧＡ）を使用する実装形態に好適なエネルギーバランス送信器１６００の実施形態の機能ブロック図である図１６に向けられる。示されるように、送信器１６００は、デジタル入力データ１６０８を格納するための入力バッファ１６０４、ＡＥＳ暗号化モジュール１６１０の形式のデータ最適化ユニット、ＬＤＰＣ符号器１６２０、及びシリアル・ツー・フレーム・データ変換器１６３０を含む。

[1107] 準周期的時間領域変調器１６４０は、正弦波をエネルギーバランス様式で摂動することにより、データ変換器１６３０により提供されたデータフレームを符号化する。示されるように、準周期的時間領域変調器１６４０は、パターンマッチングユニット１６４４、正弦波参照表１６４８、時間生成器１６５２及び波形バッファ１６５６を含む。変調器１６４０により生成される擾乱及びエネルギーバランス波形は、波形バッファ１６５６内に格納され、デジタル／アナログ変換器１６６４によりアナログ信号へ変換される前にフィルタ１６６０により任意選択的に予め歪ませられる又は濾過される。その結果の符号化アナログ信号は、例えば伝送線又はアンテナを使用して送信される。

[1108] 図１７は、一実施形態によるエネルギーバランス送信器１６００により行われる符号化及び他の演算の例示的シーケンスを表すフローチャート１７００である。入力バッファ１６０４内に格納されると（段階１７１０）、入力データはＡＥＳ暗号化モジュール１６１０へ提供される。一実施形態では、ＡＥＳ暗号化モジュール１６１０は、一連の同じ論理値のラン長を制限するために入力データを処理することにより、受信器におけるデータの検出を支援する（段階１７１２）。ＡＥＳ暗号化モジュール１６１０により生成されたその結果の出力はＬＤＰＣ符号器１６２０へ提供され、ＬＤＰＣ符号器１６２０は、低密度パリティチェック（ＬＤＰＣ：low-density parity-check）誤り訂正符号化演算を行う（段階１７１６）。次に、ＬＤＰＣ符号器１６２０により生成されたシリアルデータストリームは、シリアル・ツー・フレーム・データ変換器１６３０により一連の４ビットデータフレームへ変換される（段階１７２０）。

[1109] 変換器１６３０により生成された４ビットデータフレームは、パターンマッチングユニット１６４４へ提供される。エネルギーバランス送信器１６００の動作中、パターンマッチングユニット１６４４は、パターンマッチングユニット内に現在登録されている４ビットデータフレームに対応する正弦波参照表１６４８内に格納された１６個のノッチ正弦波（notched sine wave）のうちの１つを識別する（段階１７２４）。一実施形態では、正弦波参照表１６４８は、パターンマッチングユニット１６４４へ提供される４ビットデータフレームの１６個の可能な値のそれぞれに対応するノッチパターンを有する１６個のノッチ正弦波のそれぞれの単一周期に対応するデータ値（例えば３６００個のデータ値）を格納する。次に、各逐次的ノッチ正弦波を定義するデータ値が正弦波参照表１６４８から読み出され（段階１７２８）、そして波形バッファ１６５６内に格納される（段階１７３２）。

[1110] 一実施形態では、正弦波参照表１６４８内に格納された１６個のノッチ正弦波のそれぞれは、ほぼ等しいエネルギーがＩＱ図の対向する象限内の変調摂動に関連付けられるように、選択された正弦波位相角における変調摂動を定義する。再び、このようなエネルギーバランスは、送信器１６００により行われる正弦波変調に関連した側波帯の形成を本質的に禁止するということが分かった。結果として、変調正弦波同士は従来の変調方式を使用することにより可能なものよりさらに近接することが可能となり、これにより、劇的に高いスペクトル効率が実現されることを可能にする。

[1111] 一実施形態では、正弦波参照表１６４８内に格納されたノッチ正弦波のそれぞれにより定義される変調摂動は、それぞれ位相角４５°、１３５°、２２５°及び３１５°におけるものである。この実施形態では、４５°における変調摂動に起因する未変調正弦波に対する出力パワーの低減の積分は、２２５°における変調摂動に起因する未変調正弦波に対する出力パワーの低減の積分にほぼ等しい。同様に、１３５°における変調摂動に起因する未変調正弦波に対する出力パワーの低減の積分は、３１５°における変調摂動に起因する未変調正弦波に対する出力パワーの低減の積分にほぼ等しい。一実施形態では、論理０に対応する変調摂動は、選択された位相角を中心とする約１度の角度の範囲を定め、未変調正弦波と比較して約１５％の振幅低減を定義する。この実施形態では、論理１に対応する変調摂動は、選択された位相角を中心とする約０．５度の角度の範囲を定め、未変調正弦波と比較して約３０％の振幅低減を定義する。

[1112] 時間生成器１６５２は、フィルタ１６６０内への比較的一定なデータ速度が維持されるように、クロック信号を波形バッファ１６５６へ提供する。入力バッファ１６０４へ提供される入力データのデータ速度はいくぶん突発性又は不規則性であり得るので、時間生成器１６５２は、正弦波参照表１６４８により生成されたデータストリームから生じたジッタがフィルタ１６６０へ提供される前に、それを実質的に除去するように機能する。

[1113] 一実施形態では、送信器１６００は、準周期的時間領域変調器１６４０内へのデータ速度を制御するように動作する周波数監視／流れ制御モジュール１６７０を含む。具体的には、流れ制御モジュール１６７０が、パターンマッチングユニット１６４４及び波形バッファ１６５６内へのデータ速度を監視する。パターンマッチングユニット１６４４内へのデータ速度が波形バッファ１６５６内へのデータ速度を越え始めると、流れ制御モジュール１６７０は、これらのデータ速度が等化されるまで、４ビットフレームをパターンマッチングユニット１６４４又はシリアル・ツー・フレーム・データ変換器１６３０から入力バッファ１６０４へ返送する（段階１７３６）。

[1114] 波形バッファ１６５６内に格納されたノッチ及びエネルギーバランス（notched and energy-balanced）正弦波のデジタル表現は、デジタル／アナログ変換器１６６４により導入される量子化誤差を補償するために、フィルタ１６６０により任意選択的に予め歪ませられる又は濾過される（段階１７４０）。一実施形態では、この濾過は、このような量子化誤差（１８０度だけ位相シフトされた）により誘起されると予測されるパワースペクトラムに等価な周波数領域内のパワースペクトラムを有する事前歪（pre-distortion）を導入することを含み得る。次に、フィルタ１６６０により生成される濾過されたデジタル信号は、ＤＡＣ１６６４により符号化アナログ信号へ変換され、そして有線通信媒体又は無線通信媒体のいずれかを介し送信される（段階１７４４）。

[1115] 次に、注意は、例えばＦＰＧＡにおける実装形態に好適なエネルギーバランス送信器１８００の別の実施形態の機能ブロック図である図１８に向けられる。以下に述べられること以外は、送信器１８００の構造及び機能は、図１６のエネルギーバランス送信器１６００の構造及び機能と実質的に同一である。したがって、同様な参照符号が、実質的に同一な送信器部品を識別するために図１６と図１８において使用される。図１６と図１８に関して理解され得るように、送信器１８００の構造は、時間領域変調器１６４０がノッチ正弦波生成器１８１０及びモードスイッチ１８２０を追加的に含むという点で、送信器１６００のものとは異なる。これらの追加要素は、送信器１８００が比較的より高いデータ速度において動作することを可能にするように意図されており、以下に論述される。

[1116] ここで図１９を参照すると、一実施形態によるエネルギーバランス送信器１８００により行われる符号化及び他の演算の例示的シーケンスを表すフローチャート１９００が提供される。送信器１８００と図１６の送信器１６００との構造及び機能の類似性を所与として、実質的に同一な演算を識別するために、図１７と図１９のフローチャートにおいて同様な参照符号が使用される。

[1117] 送信器１８００の動作中、準周期的時間領域変調器１６４０’は、パターンマッチングユニット１６４４へ提供される４ビットフレームのデータ速度が所定データ速度を越えるかどうかを判断する（段階１９１０）。比較的低いデータ速度で、すなわち変調器１６４０’において既知の所定データ速度より低いデータ速度で、パターンマッチングユニット１６４４内に登録された４ビットフレームに対応するノッチ正弦波を定義するデータ点が正弦波参照表１６４８から読み出され、そしてモードスイッチ１８２０を介し波形バッファ１６５６へ提供される（段階１７２８）。一実施形態では、所定データ速度は、ノッチ正弦波を定義する格納されたデータが正弦波表１６４８から読み出され得るデータ速度へ設定される。一実施形態では、比較的多く（例えば３６００）の点がそれぞれのノッチ正弦波を定義するために使用されるので、より高いデータ速度では、いくつかのメモリ実装形態のＩ／Ｏ能力は所望入力データ速度を支援するのに不十分であり得る。したがって、一実施形態では、パターンマッチングユニット１６４４内に順次登録された４ビットフレームに対応するノッチ正弦波を定義するデータ点は、正弦波表１６４８から読み出されるのではなく、ノッチ正弦波生成器１８１０により「オンザフライで」生成される。

[1118] この実施形態では、ノッチ正弦波生成器１８１０は、一組の位相角において（例えば３６０度の各角度において）正弦波の式を解く処理ループを単純に実行することにより、未変調正弦波の一組のデータ点（例えば３６０個のデータ点）を生成するように構成され得る。この例では、データノッチが生成される各位相角（すなわち４５°、１３５°、２２５°及び３１５°）を中心とする未変調正弦波の輪郭を定義する１０個程度のデータ点は、パターンマッチングユニット１６４４により登録された４ビットデータフレームに対応するノッチパターン（例えば１，０，１，１）を定義する等しい数のデータ点により置換される（段階１９２０）。次に、得られた一組のデータ点（例えば３６０個のデータ点）は、モードスイッチ１８２０により波形バッファ１６５６へ提供される（段階１７３２）。この手法は、多数（例えば３６００）のデータ点が各ノッチ正弦波の正弦波表１６４８内に予め格納される高分解能手法に比べて、各ノッチ正弦波のデータノッチパターンを定義する際に低分解能を呈するが、より高い入力データ速度で処理されることを可能にする。次に、データ流れ制御、濾過、及びデジタル／アナログ変換処理は、各ノッチ正弦波を定義するデータ点が波形バッファ１６５６内に置かれると、図１６と図１７を参照して上に述べたやり方で行われる。

[1119] 代替的に、ノッチ正弦波生成器１８１０は、興味ある４つの位相角（すなわち４５°、１３５°、２２５°及び３１５°）のそれぞれにおいて論理「０」を定義するデータノッチを有する変調正弦波を生成する処理ループを実行することにより、一組のデータ点（例えば３６０個のデータ点）を生成するように構成され得る。この例では、当該各位相角を中心とする１０個程度のデータ点が、パターンマッチングユニット１６４４により登録された４ビットデータフレームが当該位相角において論理「１」を求めた場合に限り、置換されることになる。例えば、［１，０，０，１］の４０ビットフレームは、４５°と３１５°の各角度を中心とする１０個のデータ点が、論理「０」ではなく論理「１」を定義するデータ点の組により置換されるということを必要とする可能性がある。

[1120] 変調摂動は、実質的パワー（material power）の側波帯（例えば、その搬送周波数における正弦波のパワーより５０ｄＢ以上小さい）を生成することなく、選択位相において正弦波に課され得るということが、本明細書において説明されるエネルギーバランス技術の特徴である。これは、本開示に従って生成された変調正弦波同士が互いに実質的に干渉することなく非常に近接することを許容する。例えば、このような変調正弦波は１５Ｈｚ未満の周波数だけ離間され得るということが分かった。これは、所与の帯域のスペクトルが、従来の変調技術を使用して可能なものより効率的に利用されることを可能にする。

[1121] 一実施形態では、マルチキャリアシステム内の各変調正弦搬送波は、同様なタイプの変調摂動を使用して変調される。例えば、一実装形態では、変調搬送波のそれぞれは、多くのステップ遷移を含む変調摂動を使用して変調される（図１３を参照）。他の実施形態では、変調搬送波のそれぞれは、１データビットを表すノッチで構成された変調摂動を使用して変調される（図１０を参照）。いくつかの実施形態では、隣接周波数スロット（例えば１５Ｈｚ以下だけ分離された周波数）を占有する変調正弦波は、様々なタイプの変調摂動を使用して生成されるが、同じタイプの変調摂動が隣接変調正弦波を生成する際に使用される場合に性能が改善されるということが分かった。

[1122] 次に、注意は、一実施形態によるマルチキャリアエネルギーバランス送信器２０００のブロック図表示である図２０に向けられる。示されるように、送信器２０００は、外部ソースからの入力データが格納される入力バッファ２０１０を含む。入力バッファ２０１０内の格納されたデータは、複数（Ｎ個）の変調されたエネルギーバランス正弦搬送波にコントローラ２０２０により割り振られる。具体的には、コントローラ２０２０は、入力データのストリームを一組のＮ個のエネルギーバランス送信器２０３０へ導く。Ｎ個の送信器２０３０のそれぞれは、変調されたエネルギーバランス正弦波を生成するように、正弦搬送波を入力バッファ２０１０からの入力データのそのストリームに従って変調する。一実施形態では、Ｎ個の送信器２０３０のそれぞれは、例えばエネルギーバランス送信器１６００又はエネルギーバランス送信器１８００と実質的に同一であり得、ＰＧＡの別個のセルとして実現され得る。

[1123] 一実施形態では、コントローラ２０２０は、入力データ速度が第１の送信器２０３０_１の最大データ速度を越えるまで、データを入力バッファ２４１０から送信器２０３０_１の第１番目のものへルーティングする。この時点で、コントローラは、データを第１の送信器２０３０_１と、残りのＮ－１個の送信器２０３０のうちの１つ又は複数の送信器との両方へ提供し得る。他のデータ割り振り戦略が可能である。例えば、各送信器２０３０がＲ／Ｎのデータ速度で動作するように、入力バッファ２４１０からの固定量のデータがＮ個の送信器２０３０のそれぞれへ提供され得る。ここで、Ｒは入力バッファ２４１０内へのデータ速度である。例えば、入力バッファにより受信された第１の４個のデータビットが送信器２０３０_１へルーティングされる可能性があり、入力バッファにより受信された第２の４個のビットは送信器２０３０_２へルーティングされる可能性がある、などである。ある時点において、入力バッファ２０１０内へのデータ速度がＮ個の送信器２０３０の集計データ速度を越える場合、Ｎ個の送信器２０３０のうちの１つ又は複数は、入力バッファ２０１０内へバッファするために提供される４ビットデータフレームのうちの少なくともいくつかを返送する可能性がある。

[1124] 次に、注意は、本開示に従って構成されたエネルギーバランス送信器により送信された符号化正弦波を受信し復調するように構成された受信器２１００の機能ブロック図である図２１に向けられる。例えば、受信器２１００は、エネルギーバランス送信器１６００又はエネルギーバランス送信器１８００により送信された符号化正弦波を受信し復調することができる。示されるように、１つ又は複数のエネルギーバランス符号化正弦波は、受信器２１００のフィルタ２１１０により受信され、そしてアナログ／デジタル変換器（ＡＤＣ）２１２０へ提供される。

[1125] 時間生成器２１２４は、ＡＤＣ２１２０の出力データ速度を計時する又は制御する。ＡＤＣ２１２０により生成された各受信されたエネルギーバランス符号化正弦波の振幅値は、波形バッファ２１２８へ提供される。受信器２１００が、受信されたエネルギーバランス符号化正弦波との時間同期を実現すると（例えば受信された符号化正弦波の零交差を検出することにより）、ＡＤＣ２１２０は、受信された符号化正弦波のデータノッチを中心とするサンプル値だけを生成するように「オン」され得る。例えば、ＡＤＣ２１２０は、４５°、１３５°、２２５°及び３１５°の位相角において、約１度の位相と等価な期間中にだけオンされ得る。したがって、一実施形態では、ＡＤＣ２１２０を極狭帯域にわたってだけサンプリングするようにそしてさらに３６０°の正弦波周期ごとに約４°の期間中にだけサンプリングするように構成することにより、感度が強化される。複数の搬送周波数のエネルギーバランス符号化正弦波が受信されると、ＡＤＣ２１２０は、各符号化正弦波の４５°、１３５°、２２５°及び３１５°位相角中にだけサンプリングするようにオン／オフされ得る。代替的に、符号化正弦波の４５°、１３５°、２２５°及び３１５°位相角を中心とする狭い窓において各符号化正弦波をサンプリングするために別個のＡＤＣが使用される可能性がある。ＡＤＣ２１２０により生成された信号サンプルは波形バッファ２１２８へ提供される。

[1126] 波形バッファ２１２８のコンテンツは、受信器２１００により受信された符号化正弦波のデータノッチにより符号化されたビット値を表す一連の論理値を生成するデシリアライザ・ツー・バイト・ユニット（deserializer-to-byte unit）２１３４へ連続的に提供される。次に、デシリアライザ・ツー・バイト・ユニット２１３４により生成された論理値は、符号化正弦波が送信されるエネルギーバランス送信器（例えば送信器１６００又は送信器１８００）により適用されたＬＤＰＣ符号化を除去するように構成されたＬＤＰＣ復号器２１４０へ提供される。同様に、ＡＥＳ暗号解読ユニット２１４６は、エネルギーバランス送信器内の対応するＡＥＳ暗号化ユニットにより適用された暗号化を元に戻す。次に、ＡＥＳ暗号解読ユニット２１４６の出力は、出力バッファ２１５０へ提供され得る。一実施形態では、受信器２１００は、パケットの開始を意味するプリアンブルデータビット列（例えば０ｘ４７列）を求めて出力バッファ２１５０内のビットシーケンスを探索する。例示的実装形態では、受信器２１００により受信される符号化正弦波は、１５００ビットのフレームを搬送する。各フレームは、所定ビット列（例えば０ｘ４７）で始まり、続いてデータが伝達される。プリアンブルが出力バッファ２１５０内で識別されると、伝達されるデータの推定値がネットワークインターフェース２１５４を介しローカルエリアネットワーク（ＬＡＮ）などへ提供され得る。代替的に、出力バッファ２１５０のコンテンツ全体は、各フレームのプリアンブルを識別するようにそしてフレームにより運ばれるデータを回復するように構成された外部システムへ提供され得る。

[1127] 次に、注意は、選択された位相角においてマルチビット特徴により変調された正弦波を生成及び送信するように構成されたエネルギーバランス送信器２２００の実施形態の機能ブロック図である図２２に向けられる。一実施形態では、これらのマルチビット特徴は、例えば図６～９に示されたタイプの４ビット階段ステップパターンを有するノッチを含む。他の実施形態では、これらの特徴は、各選択された位相角において８個以上のビットを符号化するために利用され得る。各位相角において符号化されることができるビットの最大数は、送信器２２００及び対応する受信器それぞれの中のデジタル／アナログ及びアナログ／デジタル変換器の分解能により主として又はそれのみにより制限されると考えられる。

[1128] 示されるように、送信器１６００は、デジタル入力データ２２０８を格納するための入力バッファ２２０４、ＡＥＳ暗号化モジュール２２１０の形式のデータ最適化ユニット、ＬＤＰＣ符号器２２２０、周期的冗長検査（ＣＲＣ：cyclic redundancy check）モジュール２２２４、及び３２・ツー・８ビットスプリッタ２２３０を含む。

[1129] 準周期的時間領域変調器２２４０は、正弦波をエネルギーバランス様式で摂動することにより、ビットスプリッタ２２３０により提供されるデータフレームを符号化する。示されるように、準周期的時間領域変調器２２４０は、第１及び第２のパターンマッチングユニット２２４４及び２２４５、正弦波参照表２２４８、時間生成器２２５２、並びに波形バッファ２２５６を含む。変調器２２４０はさらに、４５°、１３５°、２２５°及び３１５°位相角のそれぞれについてマルチビットデータノッチを定義するデータ点の組を格納するためのメモリを含む。特に、変調器２２４０は、４５°位相角のマルチビットデータノッチを定義するデータ点の組を格納するための４５°ストレージユニット２２８０、１３５°位相角のマルチビットデータノッチを定義するデータ点の組を格納するための１３５°ストレージユニット２２８２、２２５°位相角のマルチビットデータノッチを定義するデータ点の組を格納するための２２５°ストレージユニット２２８４、及び３１５°位相角のマルチビットデータノッチを定義するデータ点の組を格納するための３１５°ストレージユニット２２８６を含む。変調器２２４０により生成されたマルチビットデータノッチを有するエネルギーバランス波形は、波形バッファ２２５６内に格納され、デジタル／アナログ変換器（ＤＡＣ）２２６４によりアナログ信号へ変換される前に、フィルタ２２６０により任意選択的に予め歪ませられる又は濾過される。その結果の符号化アナログ信号は例えば伝送線又はアンテナを使用して送信される。

[1130] エネルギーバランス送信器２２００の動作中、入力バッファ２２０４内に格納された入力データ２２０８は、ＡＥＳ暗号化モジュール２２１０へ提供される。一実施形態では、ＡＥＳ暗号化モジュール２２１０は、一連の同じ論理値のラン長を制限するために入力データを処理することにより、受信器におけるデータの検出を支援する。ＡＥＳ暗号化モジュール２２１０により生成された結果の出力はＬＤＰＣ符号器２２２０へ提供され、ＬＤＰＣ符号器２２２０は、低密度パリティチェック（ＬＤＰＣ）誤り訂正符号化演算を行う。次に、ＬＤＰＣ符号器２２２０により生成されたシリアルデータストリームは、ＣＲＣモジュール２２２４及びビットスプリッタ２２３０へ提供される。正弦波の選択された位相角のそれぞれにおいて定義されたマルチビットデータノッチが８ビットを含む（３２ビットが正弦波の各周期当たり符号化される）一実施形態では、ビットスプリッタ２２３０は、各フレームの３２ビットを４組の８ビットへ分割する。この実施形態では、ビットスプリッタ２２３０は、所与のフレームの４組の８ビットそれぞれについて、ストレージユニット２２８０、２２８２、２２８４及び２２８６のうちの異なる１つをアドレス指定させる。それに応じて、ストレージユニット２２８０、２２８２、２２８４及び２２８６のそれぞれは、そのメモリから、アドレス指定するために使用された８ビットパターンに対応する予め計算された８ビット階段ステップノッチパターンを取り出し、かかるノッチパターンを定義するデータ点を波形バッファ２２５６へ提供する。この実施形態では、ストレージユニット２２８０、２２８２、２２８４及び２２８６のそれぞれにより格納された８ビット階段ステップノッチパターンのそれぞれは、等積のものである、すなわち各格納された８ビット階段ステップパターンはすべての他の格納されたパターンとエネルギーバランスされる。

[1131] 別の実施形態では、波形バッファ２２５６内に格納された符号化正弦波は、３２ビットデータフレーム（４つの位相角のそれぞれの位相角において８ビット）を符号化するだけでなく、ＣＲＣモジュール２２２４により生成されたＣＲＣ値も符号化する。この実施形態では、ＣＲＣ値（例えば４ビット値）が正弦波参照表２２４８へ提供される。この実施形態では、正弦波参照表２２４８は、一組の１６ノッチ正弦波を定義し、４つの選択された位相角のそれぞれにおける各データノッチの深さは、ＣＲＣ値の４ビットのうち１つにより定義される。例えば、ＣＲＣ値における論理０は、選択された位相角を中心とする約１度の角度の範囲を定めるデータノッチに対応し、未変調正弦波に比べて約１５％の振幅低減を定義する。ＣＲＣ値における論理１は、選択された位相角を中心とする約０．５度の角度の範囲を定めるデータノッチに対応し、未変調正弦波に比べて約３０％の振幅低減を定義する。したがって、図１６を参照して上に述べたのとほぼ同じやり方で、４ビットＣＲＣ値は、選択された位相角（すなわち４５°、１３５°、２２５°及び３１５°）におけるデータノッチのスパン及び深さを定義する。加えて、ビットスプリッタ２２３０へ提供される３２ビットデータフレーム内の４つの８ビット組のデータのそれぞれは、４つの選択された位相角のそれぞれにおけるノッチに課せられる階段ステップパターンを定義する。エネルギーバランスが発生するためには、４５°と２２５°におけるノッチ（課せられた階段ステップパターンを有する）の面積が等しくなければならなく、そして１３５°と３１５°におけるノッチの面積は等しくなければならないので、このようなエネルギーバランスを実現するために必要とされるデータフレームの所与の８ビット部分の階段ステップパターンは、ＣＲＣ値に依存して異なり得る。したがって、正弦波表２２４８は、ＣＲＣモジュール２２２４からのＣＲＣ値と、ＬＤＰＣ符号器２２２０により生成された３２ビットデータフレーム値とに応答して、ストレージユニット２２８０、２２８２、２２８４及び２２８６からのエネルギーバランス階段ステップパターンを適切に定義するデータ点を選択する。一実施形態では、３２ビットデータフレームの一部分は、パターンマッチングユニット２２４４及び２２４５内にロードされ得る。

[1132] 時間生成器２２５２は、フィルタ２２６０内への比較的一定なデータ速度が維持されるように、クロック信号を波形バッファ２２５６へ提供する。入力バッファ２２０４へ提供される入力データのデータ速度はいくぶん突発性又は不規則性であり得るので、時間生成器２２５２は、正弦波参照表２２４８により生成されたデータストリームから生じたジッタがフィルタ２２６０へ提供される前に、それを実質的に除去するように機能する。

[1133] 一実施形態では、送信器２２００は、準周期的時間領域変調器２２４０内へのデータ速度を制御するように動作する周波数監視／流れ制御モジュール２２７０を含む。具体的には、流れ制御モジュール２２７０は、変調器２２４０及び波形バッファ２２５６内へのデータ速度を監視する。変調器２２４０内へのデータ速度が波形バッファ２２５６内へのデータ速度を越え始めると、流れ制御モジュール２２７０は、これらのデータ速度が等化されるまで、データをパターンマッチングユニット２２４４、２２４５又はビットスプリッタ２２３０から入力バッファ２２０４へ返送する。

[1134] 波形バッファ２２５６内に格納されたノッチ及びエネルギーバランス正弦波のデジタル表現は、デジタル／アナログ変換器２２６４により導入される量子化誤差を補償するために、フィルタ２２６０により任意選択的に予め歪ませられる又は濾過される。一実施形態では、この濾過は、このような量子化誤差（１８０度だけ位相シフトされた）により誘起されると予測されるパワースペクトラムに等価な周波数領域内のパワースペクトラムを有する事前歪を導入すること含み得る。次に、フィルタ２２６０により生成された濾過済みデジタル信号は、ＤＡＣ２２６４により符号化アナログ信号に変換され、有線通信媒体又は無線通信媒体のいずれかを介し送信される。

[1135] 次に、注意は、選択された位相角においてマルチビット特徴により変調された正弦波を生成及び送信するように構成されたエネルギーバランス送信器２３００の別の実施形態の機能ブロック図である図２３に向けられる。送信器２３００の構造及び機能の態様は、図２２のエネルギーバランス送信器２２００のものと実質的に同一である。したがって、実質的に同一な送信器構成要素を識別するために同様な参照符号が図２２と図２３において使用される。以下に論述されるように、送信器２３００は、送信器２３００が送信器２２００より比較的高いデータ速度において選択的に動作することを可能にするように構成されたエネルギーバランス符号化正弦波生成器２３１０を含む。

[1136] 送信器２３００の動作中、エネルギーバランス符号化正弦波生成器２３１０は、ＬＤＰＣ符号器２２２０からのデータ速度が所定データ速度を越えるかどうかを判断する。所定データ速度未満のデータ速度では、エネルギーバランス符号化正弦波生成器２３１０は、選択された位相角におけるマルチビットノッチ特徴により符号化された正弦波を生成するように、準周期的時間領域変調器２２４０（図２２）とほぼ同様に動作する。すなわち、エネルギーバランス符号化正弦波生成器２３１０は、エネルギーバランスデータノッチを定義する予め格納された組のデータ点に依存しており、符号化される入力データに従って、これらの予め計算され予め格納されたデータ点を呼び出す。一実施形態では、比較的多くの数（例えば３６００）の点が、変調器２２４０により生成される各符号化正弦波を定義するために使用されるので、より高いデータ速度では、いくつかのメモリ実装形態のＩ／Ｏ能力は所望入力データ速度を支援するのに不十分かもしれない。したがって、図２３の実施形態では、選択された位相角においてマルチビットノッチ特徴を有する符号化正弦波を定義するデータ点は、予めデータが埋められたデータテーブルから取り出されるのではなくエネルギーバランス符号化正弦波生成器２３１０により「オンザフライで」生成される。

[1137] 入力データ速度が所定データ速度を越えたということを判断すると、一実施形態では、エネルギーバランス符号化正弦波生成器２３１０は、４５°、１３５°、２２５°及び３１５°の位相角においてマルチビットノッチ特徴を有するエネルギーバランス符号化正弦波を生成するために、以下の一連の演算を行う。最初に、エネルギーバランス符号化正弦波生成器２３１０は、４５°における第１のマルチビットデータノッチに対応するデータをＬＤＰＣ符号器２２２０から読み込む。次に、生成器２３１０は、４５°を中心とするデータノッチにおいて定義されるＮビット階段パターンのステップ幅を判断する。例えば、パターン内の比較的狭いステップは入力データにおける「１」を表し得、より広いステップは入力データにおける「０」を表し得る。他のステップ状特徴が、本開示の範囲内の２進値を表すために使用され得る。例えば図６～９を参照。４５°におけるデータノッチのＮビット階段パターンを定義した後、このデータノッチに関連する信号エネルギーもまた計算される又は近似される。再び、４５°におけるデータノッチのエネルギーは、データノッチにより範囲を定められる角度にわたる未変調正弦波と、データノッチとのパワーの累積差に対応する。例えば未変調正弦波２４２０及びマルチビットデータノッチ２４３０により境界を定められる領域２４１０を示す図２４を参照。領域２４１０は、この累積パワー差に関係しており、第１の主領域と呼ばれ得る。

[1138] 次に、エネルギーバランス符号化正弦波生成器２３１０は、１３５°における第２のマルチビットデータノッチに対応するデータをＬＤＰＣ符号器２２２０から読み込む。次に、生成器２３１０は、１３５°を中心とするデータノッチにおいて定義される第２のＮビット階段パターンのステップ幅をこのデータに基づき判断し、その面積を計算する。次に、生成器２３１０は、（ｉ）第１の主領域に整合するように１３５°における第２のノッチの領域を調節し得る（例えばノッチ幅の端におけるビット値を調整することにより）か、又は（ｉｉ）第２のＮビット階段パターンを定義した後に１３５°における第２のマルチビットデータノッチの領域を計算し得るかのいずれかであり、この領域を第２の主領域と呼び得る。

[1139] エネルギーバランス符号化正弦波生成器２３１０は、２２５°における第３のマルチビットデータノッチに対応するデータをＬＤＰＣ符号器２２２０から読み込む。次に、生成器２３１０は、２２５°を中心とするデータノッチにおいて定義される第３のＮビット階段パターンのステップ幅をこのデータに基づき判断し、その面積を計算する。次に、生成器２３１０は、第１の主領域に整合するように２２５°における第３のマルチビットデータノッチの領域を調節する（例えば第３のマルチビットデータノッチの端におけるビット値を調整することにより）。

[1140] エネルギーバランス符号化正弦波生成器２３１０は、３１５°における第４のマルチビットデータノッチに対応するデータをＬＤＰＣ符号器２２２０から読み込む。次に、生成器２３１０は、このデータに基づき、３１５°を中心とする第４のマルチビットデータノッチにおいて定義される第４のＮビット階段パターンのステップ幅を判断し、その面積を計算する。次に、生成器２３１０は、第２の主領域に整合するように３１５°における第４のマルチビットデータノッチの領域を調節する（例えば第４のマルチビットデータノッチの端におけるビット値を調整することにより）。

[1141] 生成器２３１０が第２及び第４のマルチビットデータノッチ（すなわち１３５°及び３１５°を中心とするマルチビットデータノッチ）の領域を強いることに失敗する場合及び／又は第１及び第３のマルチビットデータノッチの領域を整合させることに失敗する場合、生成器２３１０は、第２及び第４のマルチビットデータノッチ内のビットの相対位置を変更し得る。これらのビット位置を変更した後、生成器２３１０は再び、それぞれの領域同士を整合させるために第２及び第４のマルチビットデータノッチの端を定義する値を調節することを試みることになる。第１及び第３のマルチビットデータノッチの領域同士間の整合を実現することに生成器２３１０が当初失敗する限り、例えばこれらのノッチの端を定義する値を修正することにより、本質的に、同じビット再構成手順が続き得る。マルチビットデータノッチのうちの任意ものを定義する際に任意のデータビットが再順序付けされる限り、ＣＲＣ情報も含む変更された位置は、別個のデータチャネル内の受信器へ伝達され得る。

[1142] 上に論述したように、本明細書において説明される符号化正弦波は、高調波又は側波帯の生成を実質的に回避するようなやり方でデジタル的に生成され得る。開示された変調技術のいくつかの実施形態はまた、変調された信号エネルギーを含むチャネル帯域幅が１０Ｈｚ以下となることを可能にする。すなわち、本発明者は、変調された信号の搬送周波数から数Ｈｚを越える周波数領域内の変調された信号のスペクトルのいかなる感知可能な分散も、従来のスペクトラムアナライザを使用して見分けることができなかった。これは最先端技術における著しい進歩を表すと考えられる。なぜなら、従来の変調技術は、通常、側波帯を生成するか又は大量の周波数スペクトルを利用し、正弦搬送波自体又は変調から生じる側波帯が抑制されること又は濾過されることのいずれかを必要とするからである。開示された変調技術のこれらの特性は、変調正弦波同士が互いに実質的に干渉することなく非常に近接することを許容し、これによりスペクトルが従来の変調技術を使用して可能なものより効率的に利用されることを可能にする。

[1143] 図２５は、４５°、１３５°、２２５°及び３１５°においてデータノッチにより変調された符号化正弦波が提供された場合のスペクトラムアナライザにより生成されたスクリーンショットである。各データノッチは、未変調正弦波に対して１５％（１の値）又は３０％（０の値）だけパワーが低減されることにより、１ビットのデータを符号化し、これにより４ビットのデータが各正弦波周期中に符号化されるようにする。示されるように、符号化正弦波は、４５１．７５ｋＨｚの周波数であり、ノイズフロアの上位レベル２５１０より６０ｄＢ超大きい－１６．１７ｄＢｍの測定パワーを有する。図２５から理解され得るように、符号化正弦波は、点線箱２５２０により表される極めて狭い周波数スペクトルを占有する。実際、符号化正弦波により占有されたチャネル帯域幅は１０Ｈｚ以下であり、図２５においてそれとは反対のことを示すいかなるものも、当該スペクトラムアナライザの能力の制限から生じると思われる。

[1144] 図２５から理解され得るように、本発明者は、周波数ｆ及びパワーＰの符号化アナログ波形が、本明細書において説明されるエネルギーバランス変調技術を使用して、選択された位相角において符号化された正弦波のデジタル表現から生成される場合、符号化から生じる周波数ｆ’の任意の信号がパワーＰより少なくとも５０ｄＢ低いパワーＰ’であるということを発見した。ここで、ｆ’はｆから２５Ｈｚ超だけオフセットされる。再び、これは開示された符号化方式の利点の控えめな特徴付けであり、当該スペクトラムアナライザの能力及び即時測定セッティングにより制限されると考えられる。

[1145] 次に図２６Ａ～２６Ｃへ移ると、本開示による様々な代替データ符号化方式が示される。一実施形態では、正弦波は、単一ビットのデータを表すために１８０°だけ離された一対の選択された位相角において符号化され得る。例えば、図２６Ａ～２６Ｂの実施形態では、符号化正弦波２６０２は０の値を表し得、符号化正弦波２６０４は１の値を表し得る。示されるように、符号化正弦波２６０２は第１のデータノッチ２６１２及び第２のデータノッチ２６１４を含む。第１のデータノッチは、１３５°を中心としており、約１°の角度の範囲を定め、第２のデータノッチ２６１４は３１５°を中心としており、また約１°の角度の範囲を定める。図２６Ａ～２６Ｂの実施形態では、第１と第２のデータノッチ２６１２と２６１４の領域は実質的に同一であり、データノッチ２６１２と２６１４はエネルギーバランスされる。

[1146] 同様に、符号化正弦波２６０４は、第１のデータノッチ２６２２と第２のデータノッチ２６２４を含む。第１のデータノッチは４５°を中心としており、約１°の角度の範囲を定め、第２のデータノッチ２６２４は２２５°を中心としており、また約１°の角度の範囲を定める。図２６Ａ～２６Ｂの実施形態では、第１と第２のデータノッチ２６２２と２６２４の領域は実質的に同一であり、データノッチ２６２２と２６２４はエネルギーバランスされる。

[1147] 図２６Ｃは、選択された位相角において符号化された正弦波が２進データを表すために使用され得る別のやり方を示す。示されるように、図２６Ｃは、符号化正弦波２６４０の２周期（すなわち第１の周期Ｔ_１と第２の周期Ｔ_２）を描写する。図２６の実施形態において、正弦波２６４０の第１の周期Ｔ_１は１のデータ値を表し、第２の周期Ｔ_２は０のデータ値を表す。すなわち、図２６Ｃの実施形態では、第１の周期Ｔ_１中の４５°、１３５°、２２５°及び３１５°の位相角におけるデータノッチ２６５２、２６５４、２６５６及び２６５８の存在が１のデータ値を表し、これらの位相角におけるデータノッチの不在は０のデータ値を表す。実施形態では、データノッチ２６５２に関連するエネルギーはデータノッチ２６５６に関連するエネルギーと同じであり、データノッチ２６５４に関連するエネルギーはデータノッチ２６５８に関連するエネルギーと同じである。

[1148] 図２７Ａ及び２７Ｂは、代替形状のデータノッチを使用することによりエネルギーバランス様式で符号化された正弦波を示す。示されるように、図２７Ａは４５°、１３５°、２２５°及び３１５°の位相角におけるいくぶんＵ字状のデータノッチ２７１２、２７１４、２７１６及び２７１８を有する第１の符号化正弦波２７１０を描写し、図２７Ｂは４５°、１３５°、２２５°及び３１５°の位相角におけるいくぶんＶ字状のデータノッチ２７４２、２７４４、２７４６及び２７４８を有する第２の符号化正弦波２７４０を描写する。所与の正弦波周期内で１８０°だけ離されたデータノッチがエネルギーバランスされると仮定すると、図２７Ａ及び２７Ｂに示されるデータノッチ形状と他の代替形状は、正弦波の周波数からわずか５Ｈｚだけオフセットされた周波数において測定可能エネルギーを生成することなく、正弦波の選択された位相角における情報の符号化を可能にするということが分かった。

[1149] 次に、注意は、本開示に従ってエネルギーバランス様式で符号化された楕円波形を示す図２８に向けられる。図２８の実施形態では、各楕円波形は、周期Ｔのものであり、１６個の可能な零交差位相のうちの１つにおいて零交差する。一実施形態では、様々な零交差位相と同一周期Ｔとを有する一組の１６個の波形が変調シンボルとして採用される。特に、各シンボル波形は、波形の零交差位相に対応する４ビットデータワードを一意的に表し得る。例えば、１７３°の零交差位相を有する１６個の楕円波形のうちの第１の楕円波形２８１０はデータワード［１００１］を表す可能性がある。例えば、１８０°の零交差位相を有する第２の楕円波形２８２０はデータワード［００００］を表す可能性があり、１８７°の零交差位相を有する第３の楕円波形２８３０はデータワード［０１１１］を表す可能性がある。

[1150] 非常に狭いチャネル帯域幅（すなわち搬送周波数ｆを中心とする１０Ｈｚ以下の周波数帯域、ここでｆ＝１／Ｔ）の外の側波帯又は他の信号エネルギーの生成を最小化する又は無くすために、各楕円波形はエネルギーバランスされるべきであるということが分かった。すなわち、波形の正の半サイクルに関連するエネルギーは、波形の負の半サイクルに関連するエネルギーと等しくあるべきである。図２８の実施形態では、第１の楕円波形２８１０の正の半サイクル２８５０のエネルギーは、所望の狭チャネル帯域幅の外側の側波帯又は他の信号エネルギーが生成されることを禁止又は防止するために、楕円波形２８１０の負の半サイクル２８６０のエネルギーに等しくあるべきである。図２８に示すように、楕円波形のそれぞれは、各楕円波形の様々な零交差点と、各波形の正及び負の半サイクルのエネルギーのバランスとの結果として、異なる最大及び最小振幅（Ａ）のものである。

[1151] 次に、注意は、図２８に示すタイプの零交差位相変調楕円波形を生成及び送信するように構成されたエネルギーバランス送信器２９００の実施形態の機能ブロック図である図２９に向けられる。示されるように、送信器２９００は、デジタル入力データ２９０８を格納するための入力バッファ２９０４、ＡＥＳ暗号化モジュール２９１０の形式のデータ最適化ユニット、ＬＤＰＣ符号器２９２０、及びシリアル・ツー・４ビットデータワード変換器２９３０を含む。一実施形態では、送信器２９００は、例えばＦＰＧＡを使用して実現され得る。

[1152] 送信器２９００の動作中、入力バッファ２９０４内に格納された入力データは、ＡＥＳ暗号化モジュール２９１０へ提供される。一実施形態では、ＡＥＳ暗号化モジュール２９１０は、一連の同じ論理値のラン長を制限するために入力データを処理することにより、受信器におけるデータの検出を支援する。ＡＥＳ暗号化モジュール２９１０により生成された結果の出力は、ＬＤＰＣ符号器２９２０へ提供され、ＬＤＰＣ符号器２９２０は、ＬＤＰＣ誤り訂正符号化演算を行う。次に、ＬＤＰＣ符号器２９２０により生成されたシリアルデータストリームは、シリアル・ツー・４ビットデータワード変換器２９３０により一連の４ビットデータフレームへ変換される。

[1153] スケール不変特徴変換表２９４０は、シリアル・ツー・４ビットデータワード変換器２９３０により提供される各４ビットデータワードを受信し、４ビットデータワードに対応する、その中に格納された１６個の零交差位相変調楕円波形のうちの１つを識別する。一実施形態では、表２９４０は、データワード変換器２９３０により提供される４ビットデータワードの１６個の可能な値のそれぞれに対応する１６個の零交差位相変調楕円波形の各零交差位相変調楕円波形の単一期間に対応するデータ値（例えば３６００個のデータ値）を格納する。データワード変換器２９３０により提供される一連の４ビットデータワードに応答して、各逐次的零交差位相変調楕円波形を定義するデータ値が表２９４０から読み出され、波形バッファ２９５６内に格納される。例えば、４ビットデジタルワード［１００１］を受信することに応答して、表２９４０は、１７３°の零交差位相を有する第１の楕円波形２８１０を定義する一組のデジタル値を生成し、これを波形バッファ２９５６内に格納するように構成され得る。

[1154] 時間生成器２９５３は、フィルタ２９６０内への比較的一定なデータ速度が維持されるように、クロック信号を波形バッファ２９５６へ提供する。入力バッファ２９０４へ提供される入力データのデータ速度はいくぶん突発性又は不規則性であり得るので、時間生成器２９５３は、スケール不変特徴変換表２９４０により生成されたデータストリームから生じたジッタがフィルタ２９６０へ提供される前に、それを実質的に除去するように機能する。

[1155] 波形バッファ２９５６内に格納されたエネルギーバランス楕円波形は、デジタル／アナログ変換器２９６４によりアナログ信号へ変換される前に、フィルタ２９６０により任意選択的に予め歪ませられる又は濾過される。その結果の符号化アナログ信号は、有線通信媒体又は無線通信媒体のいずれかを介し送信される。

[1156] 一実施形態では、送信器２９００は、スケール不変特徴変換表２９４０内へのデータ速度を制御するように動作する周波数監視／流れ制御モジュール２９７０を含む。具体的には、流れ制御モジュール２９７０は、データ変換器２９３０からのそして波形バッファ２９５６内へのデータ速度を監視する。データ速度変換器２９３０からのデータ速度が波形バッファ２９５６内へのデータ速度を越え始めると、流れ制御モジュール２９７０は、これらのデータ速度が等化されるまで、４ビットフレームを変換器２９３０から入力バッファ２９０４へ返送する。

[1157] 次に、注意は、このような零交差位相変調楕円波形を生成及び送信するように構成された送信器により送信された零交差位相変調楕円波形を受信及び復調するように構成された受信器３０００の機能ブロック図である図３０に向けられる。例えば、受信器３０００は、送信器２９００により送信された零交差位相変調楕円波形を受信及び復調することができる。示されるように、受信器は、このような波形を受信し、不要なチャネル雑音を濾過し、濾過された結果をアナログ／デジタル変換器（ＡＤＣ）３０２０へ提供するフィルタ３０１０を含む。

[1158] 時間生成器３０２４は、ＡＤＣ３０２０の出力データ速度を計時する又は制御する。各受信された波形のデジタル振幅値は、ＡＤＣ３０２０により生成され、波形バッファ３０２８へ提供される。受信器３０００が、受信された楕円波形との時間同期を実現すると（例えば受信された波形の負－正零交差を検出することにより）、ＡＤＣ３０２０は、受信された楕円波形のサンプルを時間生成器３０２４の出力に基づき一定速度で生成する。ＡＤＣ３０２０により生成された信号サンプルは、波形バッファ３０２８へ提供される。

[1159] 受信された波形との時間同期が実現されると、差測定モジュール３０３０は、波形バッファ３０２８内の一周期の波形のサンプルと、時間生成器３０２４により提供される同じ周期の正弦波のサンプルとの差を判断する。高分解能実施形態では、このような差は０から３６０°まで０．１°毎に判断される（波形の周期当たり３６００個のサンプル差）。低分解能実施形態では、このような差は０から３６０°まで１°毎に判断される（波形の周期当たり３６０個のサンプル差）。差測定モジュール３０３０は、所定期間のこれらのサンプル差を集計し、この集計差値（aggregate difference value）を、各集計差に対応するデータワードを格納する表３０３２内への指標として使用する。例えば、受信された楕円波形の各周期が１６個の異なる正－負零交差位相のうちの１つを有し得る場合、表３０３２は、これらの零交差位相のそれぞれに対応する一組の１６個の４ビットデータワードを含む。すなわち、集計差値のそれぞれは、表３０３２により、４ビットデータワードのうちの１つへマッピングされる。例えば、表３０３２により示されるように、集計差値のうちの１つは、０００１のデータワードへマッピングされる「＋１」集計差に対応する可能性がある。集計差値のうちの別のものは、１１０１のデータワードへマッピングされる「－３」集計差等に対応する可能性がある。

[1160] 一実施形態では、受信された楕円波形のいくつかの位相範囲中にだけ動作するようにＡＤＣ３０２０を構成することにより、感度が強化され得る。この実施形態では、受信器３０００が、受信されたエネルギーバランス符号化正弦波との時間同期を実現すると、ＡＤＣ３０２０は、各周期の１８０°点近くの零交差の近傍内のサンプル値だけを生成するように「オン」され得る。例えば、ＡＤＣ３０２０は、興味ある潜在的零交差位相に跨る位相（例えば１７３°～１８７°又はそれより若干広い角度）に対応する期間だけオンされ得る。したがって、一実施形態では、ＡＤＣ３０２０を各周期の比較的小さい部分にわたってサンプリングするように構成することにより、感度が強化される。

[1161] 測定モジュール３０３０により生成されたデータワードは、デシリアライザ・ツー・バイト・ユニット３０３４へ提供され、デシリアライザ・ツー・バイト・ユニット３０３４は、受信された楕円波形の周期の零交差位相により符号化されたビット値を表す一連の論理値を生成する。次に、デシリアライザ・ツー・バイト・ユニット３０３４により生成された論理値は、受信された楕円波形が送信された適用可能送信器（例えば送信器２９００）により適用されたＬＤＰＣ符号化を除去するように構成されたＬＤＰＣ復号器３０４０へ提供される。同様に、ＡＥＳ暗号解読ユニット３０４６は、適用可能送信器内の対応ＡＥＳ暗号化ユニットにより適用された暗号化を元に戻す。次に、ＡＥＳ暗号解読ユニット３０４６の出力は、出力バッファ３０５０へ提供され得る。一実施形態では、受信器３０００は、パケットの開始を意味するプリアンブルデータビット列（例えば０ｘ４７列）を求めて出力バッファ３０５０内のビットシーケンスを探索する。例示的実装形態では、受信器３０００により受信される符号化正弦波は、１５００ビットのフレームを搬送する。各フレームは、所定ビット列（例えば０ｘ４７）で始まり、続いてデータが伝達される。プリアンブルが出力バッファ３０５０内で識別されると、伝達されるデータの推定値がネットワークインターフェース３０５４を介しローカルエリアネットワーク（ＬＡＮ）などへ提供され得る。代替的に、出力バッファ３０５０のコンテンツ全体は、各フレームのプリアンブルを識別するようにそしてフレームにより運ばれるデータを回復するように構成された外部システムへ提供され得る。

[1162] 本明細書で論述される開示は、高スペクトル効率を有するデータ通信のシステムのいくつかの実施形態の例を提供し説明する。設計、図面及び説明は本開示の選択された実施形態の非限定的例である。例えば、開示デバイスの他の実施形態は本明細書において説明される特徴を含んでも含まなくてもよい。さらに、開示された利点及び恩恵は、本開示のいくつかの実施形態だけに当てはまり得、様々な開示を制限するためには使用されるべきでない。

[1163] 本明細書で使用されるように、結合手段は当業者に知られた好適な手段により直接的に又は間接的に接続される。結合アイテムは介在特徴を含み得る、例えばＡはＢを介しＣへ結合される。別途明記しない限り、結合のタイプは、それが電気的、機械的、流体、光学的、放射線、又は他のものであるかにかかわらず、その用語が使用される文脈により指示される。

[1164] 本明細書で使用されるように、モジュールは、例えば特殊機能を行うことに関連する任意のアセンブリ及び／又は一組の動作可能に結合された電気部品であり得、例えばメモリ、プロセッサ、電気的トレース、光コネクタ、ソフトウェア（メモリ内に格納される及び／又はハードウェアで実行する）及び／又は同様なものを含み得る。

[1165] 本明細書で使用されるように、冠詞及び不定冠詞の単数形は文脈が特に指示しない限り複数の参照物を含む。したがって、例えば、用語「アクチュエータ」は単一アクチュエータ又はアクチュエータの組み合わせを意味するように意図されている。

[1166] 本発明の様々な実施形態について上に説明したが、これらはほんの一例として提示したのであって制限のためではないということを理解すべきである。同様に、様々な図は、本発明に含まれ得る特徴及び機能を理解することを支援するために行われる本発明のアーキテクチャ例又は他の構成を描写し得る。本発明は、図示された例示的アーキテクチャ又は構成に制約されないが、多様な代替アーキテクチャ及び構成を使用して実現され得る。加えて、本発明は様々な実施形態及び実装の観点で上に説明されたが、次のことを理解すべきである：１つ又は複数の個々の実施形態において上に説明された様々な特徴及び機能は、それらと共に説明された特定実施形態に対するそれらの適用可能性において制限されないが、その代りに、このような実施形態が説明されたか否か及びこのような特徴が説明された実施形態の一部分であるとして提示されたか否かにかかわらず本発明の１つ又は複数の他の実施形態へ単独で又はいくつかの組み合わせで適用され得る。したがって、本発明の広さ及び範囲は上述の実施形態のいかなるものによっても制限されるべきではない。

[1167] 本明細書において説明されたいくつかの実施形態は、様々なコンピュータ実施動作を行うための命令又はコンピュータコードを有する非一時的コンピュータ可読媒体（非一時的プロセッサ可読媒体とも呼ばれ得る）を有するコンピュータストレージ製品に関係する。コンピュータ可読媒体（又はプロセッサ可読媒体）は過渡的伝播信号（例えば宇宙空間又はケーブルなどの伝送媒体上で情報を搬送する伝播電磁波）自体を含まないという意味で非一時的である。媒体及びコンピュータコード（コードとも呼ばれ得る）は特定目的又は特定目的群のために設計され構築されたものであり得る。ＫＣＭが常駐し得る非一時的コンピュータ可読媒体の例は限定しないがワンタイムプログラム可能（ＯＴＰ：one time programmable）メモリ、保護されたランダムアクセスメモリ（ＲＡＭ：Random-Access Memory）及びフラッシュメモリを含む。

[1168] コンピュータコードの例は限定しないが、マイクロコード又はマイクロ命令、コンパイラにより生成されるようなマシン命令、ウェブサービスを生成するために使用されるコード、及びインタープリタを使用してコンピュータにより実行されるハイレベル命令を含むファイルを含む。例えば、実施形態は、命令型プログラミング言語（例えばC、Fortranなど）、関数型言語（Haskell、Erlangなど）、論理プログラミング言語（例えばProlog）、オブジェクト指向プログラミング言語（例えばJava、C++など）又は他の好適なプログラミング言語、及び／又は開発ツールを使用して実現され得る。コンピュータコードの追加例は限定しないが、制御信号、暗号化コード及び圧縮コードを含む。

[1169] 様々な実施形態について上に説明したが、これらはほんの一例として提示したのであって制限するためではないということを理解すべきである。上述の方法はある順序で発生するいくつかの事象を示すが、いくつかの事象の順序は修正され得る。加えて、事象のいくつかは、可能であれば並列処理で同時に行われ得るだけでなく、上述のように順次行われ得る。様々なデバイス内の様々なモジュールは、デバイスのプロセッサ内に配置されて示されたが、デバイス（例えばソフトウェアモジュール）のメモリ内にも配置／格納され得、プロセッサによりアクセス及び実行され得る。したがって、本明細書は添付された請求項の精神と範囲に入る本開示実施形態のすべてのこのような修正及び変更を包含するように意図されている。

[1170] また、様々な発明概念は、その例が提供された１つ又は複数の方法として具現化され得る。方法の一部分として行われる動作は任意の好適なやり方で順序付けられ得る。したがって、例示的実施形態において連続動作として示されたとしても、示されたものとは異なる順序で動作が行われる実施形態であって、いくつかの動作を同時に行うことを含み得る実施形態が構築され得る。

[1171] 本明細書で規定及び使用されたすべての定義は辞書定義、参照により援用された文献における定義、及び／又は定義された用語の通常の意味を支配するものと理解されるべきである。

[1172] 本明細書及び特許請求の範囲において使用される不定冠詞は特に明記しない限り「少なくとも１つ」を意味するものと理解されるべきである。

[1173] 本明細書と特許請求の範囲において使用される語句「及び／又は」は、そのように結合された要素の「いずれか又は両方」（すなわち、いくつかのケースでは結合された状態で存在し他の場合では分離された状態で存在する要素）を意味するものと理解されるべきである。「及び／又は」で列挙された複数の要素は同様に（すなわち、そのように結合された要素のうちの「１つ又は複数」を意味するものと）解釈されるべきである。語句「及び／又は」により特に識別された要素以外の他の要素は、特に識別された当該要素に関係しても関係しなくても任意選択的に存在し得る。したがって、非限定的な例として、「Ａ及び／又はＢ」への参照は「含む」などの開放言語と共に使用されると一実施形態ではＡだけ（任意選択的にＢ以外の要素を含む）を参照し得る；別の実施形態ではＢだけ（任意選択的にＡ以外の要素を含む）を参照し得る；さらに別の実施形態ではＡとＢ両方（任意選択的に他の要素を含む）を参照し得る；等々。

[1174] 本明細書と特許請求の範囲において使用されるように、「又は」は上に定義された「及び／又は」と同じ意味を有するものと理解されるべきである。例えば、リスト内のアイテム同士を分離する場合、「又は」又は「及び／又は」は包括的である（すなわち、多くの要素又はそのリスト、及び任意選択的に追加の未列挙アイテムのうちの少なくとも１つの包含であるが２つ以上も含む）と解釈されるものとする。それと反対に、「のうちのただ１つだけ」又は「のうちの正確に１つ」などの明示された用語、又は特許請求の範囲で使用される場合の「からなる」は、多くの要素又はそのリストのうちの正確に１つの要素の包含を指すことになる。概して、本明細書で使用される用語「又は」は、「いずれか」、「のうちの１つ」、「のうちの１つだけ」、又は「のうちの正確に１つ」などの排他的用語により先行されると、排他的代替物（すなわち、「一方又は他方であるが両方ではない」）を示すとだけ解釈されるものとする。「から本質的になる」は特許請求の範囲において使用されると、特許法の分野で使用されるようにその通常の意味を有するものとする。

[1175] 本明細書及び特許請求の範囲において使用されるように、１つ又は複数の要素のリストを参照した語句「少なくとも１つ」は、要素のリスト内の要素のうちの任意の１つ、又は複数から選択された少なくとも１つの要素を意味するが、要素のリスト内に特に列記されたありとあらゆる要素のうちの少なくとも１つを必ずしも含まなく、そして要素のリスト内の要素の任意の組み合わせを排除しないものと理解されるべきである。この定義はまた、要素のリスト内に特に識別された要素（語句「少なくとも１つ」が参照する）以外の要素が特に識別された当該要素に関係しても関係しなくても任意選択的に存在し得るということを許容する。したがって、非限定的例として、「ＡとＢの少なくとも１つ」（又は、等価的に「Ａ又はＢの少なくとも１つ」、又は等価的に「Ａ及び／又はＢの少なくとも１つ」）は、一実施形態では、Ｂの存在無しに（そして、Ｂ以外の要素を任意選択的に含む）少なくとも１つのＡ（任意選択的に２以上を含む）を指し得、別の実施形態では、Ｂの存在無しに（そして、任意選択的にＡ以外の要素を含む）少なくとも１つのＢ（任意選択的に２以上を含む）を指し、さらに別の実施形態では、少なくとも１つのＡ（任意選択的に２以上のＡを含む）と少なくとも１つのＢ（任意選択的に２以上のＢを含む、そして任意選択的に他の要素を含む）を指す、等々。

[1176] 上記明細書だけでなく特許請求の範囲において、「含む」、「含む」、「搬送する」、「有する」、「含む」、「関与する」、「保持する」、「から構成される」などのすべての移行句は、開放的である、すなわち含むが限定しないことを意味するものと理解される。移行句「からなる」と「から本質的に構成される」だけは、米国特許局の特許審査官手順マニュアル（United States Patent Office Manual of Patent Examining Procedures）セクション２１１１．０３に記載されるようにそれぞれ閉鎖移行句又は準閉鎖移行句であるものとする。

Claims (19)

1. 入力デジタルデータを受信することと；
   複数のシンボル波形を使用して前記入力デジタルデータを符号化することであって、前記複数のシンボル波形のそれぞれは、合成符号化波形の一周期を占有し、前記入力デジタルデータのビットを表し、前記複数のシンボル波形の各シンボル波形は第１の楕円弧及び前記第１の楕円弧の極性に対して反対極性の第２の楕円弧を有し、各シンボル波形は、（ｉ）前記第１の楕円弧から前記第２の楕円弧への零交差が前記複数のシンボル波形の波形毎に異なり、（ｉｉ）前記シンボル波形の前記第１の楕円弧のエネルギーが前記シンボル波形の前記第２の楕円弧のエネルギーにほぼ等しくなるように定義される、符号化することと；
   前記合成符号化波形の表現から符号化アナログ波形を生成することと、を含むデータ通信方法。
2. 前記複数のシンボル波形のデジタル表現をメモリ内に格納することと；
   前記入力デジタルデータを受信すると前記メモリから前記デジタル表現のうちの１つを読み出すことと、をさらに含む、請求項１に記載の方法。
3. 前記第１の楕円弧は正楕円弧であり、前記第２の楕円弧は負楕円弧である、請求項１に記載の方法。
4. 各シンボル波形の前記正楕円弧のエネルギーは異なる、請求項３に記載の方法。
5. 各シンボル波形の前記負楕円弧のエネルギーは異なる、請求項４に記載の方法。
6. 各シンボル波形の周期は等しい、請求項１に記載の方法。
7. 前記入力デジタルデータは、少なくとも４ビットの複数のデータワードを含み、前記複数のシンボル波形はそれぞれ前記複数のデータワードに対応する、請求項１に記載の方法。
8. 複数のシンボル波形により符号化された入力デジタルデータを回復する方法であって、前記複数のシンボル波形のそれぞれは、符号化された合成波形の一周期を占有し、ほぼ等しいエネルギーの第１の楕円弧と第２の楕円弧とを含む、方法において、
   前記複数のシンボル波形を使用して生成された符号化アナログ波形を受信することと；
   前記複数のシンボル波形を表すデジタルシンボルサンプルを生成することと；
   第１の極性から第２の極性への前記デジタルシンボルサンプルの極性の遷移に対応する前記デジタルシンボルサンプルの第１のサンプルを識別することと；
   前記第２の極性のデジタルシンボルサンプルの他のものから前記第１の極性の前記デジタルシンボルサンプルの他のものへの遷移に対応する前記デジタルシンボルサンプルの第２のサンプルを判断することであって、前記デジタルシンボルサンプルの前記第２のサンプルは、前記複数のシンボル波形のうちの１つのシンボル波形の前記第１の楕円弧から前記複数のシンボル波形のうちの前記１つのシンボル波形の前記第２の楕円弧への遷移を定義する、判断することと；
   前記第１のサンプル及び前記第２のサンプルに基づき入力デジタルデータを推定することと、を含む方法。
9. 前記推定することは、前記第１のサンプル及び前記第２のサンプルに基づき零交差値を判断することを含み、前記零交差値は複数の零交差値に含まれ、前記複数の零交差値のそれぞれは、前記入力デジタルデータ内に含まれる複数のデジタルデータワードのうちの異なるデジタルデータワードに対応する、請求項８に記載の方法。
10. 前記推定することは前記第１のサンプルと前記第２のサンプルとの間のサンプルの数を判断することを含む、請求項８に記載の方法。
11. 入力デジタルデータを格納するように構成された入力バッファと；
    複数のシンボル波形を使用して前記入力デジタルデータを符号化するための時間領域変調器であって、前記複数のシンボル波形のそれぞれは、合成符号化波形の一周期を占有し、前記入力デジタルデータのビットを表し、前記複数のシンボル波形の各シンボル波形は正楕円弧及び負楕円弧を有し、前記時間領域変調器は、（ｉ）前記シンボル波形の前記正楕円弧から前記負楕円弧への零交差が前記複数のシンボル波形の波形毎に異なり、（ｉｉ）前記シンボル波形の前記正楕円弧のエネルギーが前記シンボル波形の前記負楕円弧のエネルギーにほぼ等しくなるように、各シンボル波形を定義する、時間領域変調器と；
    前記合成符号化波形のデジタル表現から符号化アナログ波形を生成するための１つ又は複数のデジタル／アナログ変換器と、を含むシステム。
12. 前記複数のシンボル波形のデジタル表現を格納するためのメモリをさらに含む請求項１１に記載のシステムであって、前記時間領域変調器は、前記入力バッファ内に格納された前記入力デジタルデータに対応するビットを受信すると前記メモリから前記デジタル表現のうちの１つを読み出すように構成される、システム。
13. 前記複数のシンボル波形のうちのいくつかのシンボル波形の前記正楕円弧及び前記負楕円弧は形状が楕円である、請求項１１に記載のシステム。
14. 各シンボル波形の前記正楕円弧の前記エネルギーは異なる、請求項１１に記載のシステム。
15. 各シンボル波形の前記負楕円弧の前記エネルギーは異なる、請求項１４に記載のシステム。
16. 各シンボル波形の周期は等しい、請求項１１に記載のシステム。
17. 前記入力デジタルデータは少なくとも４ビットの複数のデータワードを含み、前記複数のシンボル波形はそれぞれ前記複数のデータワードに対応する、請求項１１に記載のシステム。
18. 入力デジタルデータを受信することと；
    複数のシンボル波形を使用して前記入力デジタルデータを符号化することであって、前記複数のシンボル波形のそれぞれは、合成符号化波形の一周期を占有し、前記入力デジタルデータのビットを表し、前記複数のシンボル波形の各シンボル波形は正楕円弧及び負楕円弧を有し、各シンボル波形は、（ｉ）前記シンボル波形の前記正楕円弧から前記負楕円弧への零交差が前記複数のシンボル波形の波形毎に異なり、（ｉｉ）前記シンボル波形の前記正楕円弧のエネルギーが前記シンボル波形の前記負楕円弧のエネルギーにほぼ等しくなるように定義される、符号化することと；
    デジタル／アナログ変換器を使用して前記合成符号化波形のデジタル表現から符号化アナログ波形を生成することと、を含むデータ通信方法。
19. 複数のシンボル波形により符号化された入力デジタルデータを回復する方法であって、前記複数のシンボル波形のそれぞれは、符号化された合成波形の一周期を占有し、ほぼ等しいエネルギーの正楕円弧と負楕円弧とを含む、方法において、
    前記複数のシンボル波形を使用して生成された符号化アナログ波形を受信することと；
    前記複数のシンボル波形を表すデジタルシンボルサンプルを生成することと；
    負値を有するデジタルシンボルサンプルのいくつかから正値を有する前記デジタルシンボルサンプルのいくつかへの遷移に対応する前記デジタルシンボルサンプルの第１のサンプルを識別することと；
    正値を有する前記デジタルシンボルサンプルの他のいくつかから負値を有する前記デジタルシンボルサンプルの他のいくつかへの遷移に対応する前記デジタルシンボルサンプルの第２のサンプルを判断することであって、前記デジタルシンボルサンプルの前記第２のサンプルは、前記複数のシンボル波形のうちの１つのシンボル波形の前記正楕円弧から前記複数のシンボル波形のうちの前記１つのシンボル波形の前記負楕円弧への遷移を定義する、判断することと；
    前記第１のサンプル及び前記第２のサンプルに基づき入力デジタルデータを推定することと、を含む方法。
    
    
    
    

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