CN111630822B - 使用编码正弦波形的高频谱效率数据通信系统的接收器 - Google Patents

使用编码正弦波形的高频谱效率数据通信系统的接收器 Download PDF

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Abstract

一种恢复由经调制的正弦波形编码的信息的方法，该经调制的正弦波形具有在相应的相位角处的第一、第二、第三和第四数据陷波，其中经调制的正弦波形的功率相对于第一、第二、第三和第四数据陷波中的所选择的数据陷波内的未调制的正弦波形的功率被减小，以便对输入数字数据编码。该方法包括接收经调制的正弦波形并生成表示经调制的正弦波形的数字值。从该数字值中减去未调制的正弦波形的数字表示，以便生成接收到的数字数据序列，其包括表示第一、第二、第三和第四数据陷波内的经调制的正弦波形的幅度的数字数据陷波值。然后基于数字数据陷波值来估计输入数字数据。

Description

使用编码正弦波形的高频谱效率数据通信系统的接收器
相关申请的交叉引用
根据35U.S.C.§119(e)，本申请要求于2017年10月27日提交的标题为“DATACOMMUNICATIONS SYSTEM WITH HIGH SPECTRAL EFFICIENCY”的美国临时专利申请No.62/578,332和于2018年6月25日提交的标题为“HIGH SPECTRAL EFFICIENCY DATACOMMUNICATIONS SYSTEM USING PERIODIC WAVEFORM MODULATION”的美国临时专利申请No.62/689,764的优先权权益，其中的每个的内容通过引用整体并入本文，用于所有目的。
技术领域
本公开一般地关于数据通信系统，并且具体地关于用于基于正弦波调制的数据通信的方法和系统。
背景技术
存在用于传输数据或信息的各种传输信道。一百多年来包括铜线的电话线被很好地用于传输语音和数据两者。无线电信号的无线电传输已存在了几乎一百年。无线电台通过空中电波发送出无线电信号，以被无线电机接收。如所知的，无线电台具有可以包括音乐、新闻或节目的节目编制。卫星是另一种传输信道的示例，其中位于第一位置的碟形卫星天线被用于将信号传输给卫星，以从卫星发射或发送信号到位于远离第一位置的第二碟形卫星天线。最近，蜂窝通信系统已被用于蜂窝电话之间的通信。大量数据正在被使用蜂窝通信系统发送。在这个时间点，至关重要的是能够增加所使用的任何传输信道上的数据吞吐量。解决信号传输期间的信号劣化问题也是重要的。在传输信道上传输信号时遭遇的一些问题包括传输路径延迟、干扰和非线性。
已开发并努力用于增加传输信道上的数据吞吐量的一些传输技术或方案是：幅度调制(AM)、频率调制(FM)、相位调制、QAM(正交幅度调制)、QPSK(正交相移键控)、PSK(相移键控)和APSK(幅度和相移键控)。
幅度调制是用于通过使用无线电载波来传输信息的调制技术。正弦载波具有在传输之前由音频波形调制的幅度。音频波形修改正弦载波的幅度。与使用幅度调制信号相关联的一些缺点是，在其功率使用方面幅度调制信号是不高效的，在其带宽使用方面它是不高效的，它需要等于最高音频频率的带宽的两倍的带宽，并且容易产生高水平的噪声。
频率调制是一种通过改变波的频率来将信息编码在载波中的调制技术。虽然频率调制比幅度调制具有某些优点，但是某些缺点包括它需要更复杂的解调器，并且具有比某些其它调制技术更差的频谱效率。
QAM是一种多级幅度和相位调制的形式，其将源信号调制为具有变化的幅度和相位的输出波形。采用QAM的系统将源信号调制为具有变化的幅度和相位的输出波形。要被传输的消息被映射到具有各自表示可能的传输水平的矢量(phasor)或信号点的星座或二维四象限信号空间。星座中的每个信号点被称为符号(symbol)。QAM星座具有由I或同相轴以及Q或正交轴定义的坐标系统或IQ平面。符号可以由I分量和Q分量两者表示。使用QAM的缺点之一是，对于更高的数据速率，峰均功率比高。例如，在典型的用于16QAM的星座图中，可以看到存在四个可能的功率水平。随着调制阶数的增加，所需功率水平的数量也增加。所有这些导致于是经历更高的峰均功率比。
QPSK具有在通过信道之前被调制在载波频率上的同步数据流。载波(carrier)可以具有四种状态，诸如45°、135°、225°或315°。QPSK也采用正交调制，其中可以使用诸如IQ平面的两个正交坐标轴来描述信号点。对于常规的QPSK存在的问题是，复平面中两个对角传输符号点之间的过渡穿过零点。在这些对角传输符号之间的过渡中，可能发生幅度的减小，所谓的包络几乎到零。在接收器侧，它使必要的同步复杂化，且有利于传输路径中的非线性、信号失真和不想要的相互调制。
PSK是另一种数字调制处理，其通过调制载波的相位来传输消息。使用PSK的一个缺点是，当使用高阶PSK星座时，错误率变得太高。
如名称APSK所指示的，这种调制形式使用幅度和相移键控。在这种调制方案中，通过调制载波的幅度和相位两者来传达信号。幅度和频移键控能够减少针对任何给定调制阶数而传输信息所需要的功率水平的数量。
发明内容
在一方面中，本公开涉及一种用于周期波形调制的方法。该方法包括接收输入数字数据，并在未调制的正弦波形的所选择的相位角Θ1、Θ2、Θ3、Θ4处对输入数字数据编码，以便产生经调制的正弦波形。编码处理包括根据输入数字数据的位值选择性地减小所选择的相位角Θ1、Θ2、Θ3、Θ4中的一些相位角处的未调制的正弦波形的功率，以便分别定义经调制的正弦波形中的第一数据陷波、第二数据陷波、第三数据陷波和第四数据陷波。然后，使用数模转换器从经调制的正弦波形的数字表示生成编码的模拟波形。数据陷波被形成为使得与经调制的正弦波形的功率和未调制的正弦波形的功率之间的在由第一数据陷波所对向的第一相位角范围上的第一累积功率差对应的第一能量基本上等于与经调制的正弦波形的功率和未调制的正弦波形的功率之间的在由第三数据陷波所对向的第三相位角范围上的第三累积功率差对应的第三能量。数据陷波还被形成为使得与经调制的正弦波形的功率和未调制的正弦波形的功率之间的在由第二数据陷波所对向的第二相位角范围上的第二累积功率差对应的第二能量基本上等于与经调制的正弦波形的功率和未调制的正弦波形的功率之间的在由第四数据陷波所对向的第四相位角范围上的第四累积功率差对应的第四能量。
在一个实施例中，相位角Θ3等于相位角Θ1与180°之和，以及相位角Θ4等于相位角Θ2与180°之和。在另一个实施例中，相位角Θ1在44.5°与45.5°之间，相位角Θ2在134.5°与135.5°之间，相位角Θ3在224.5°至225.5°之间，以及相位角Θ4在314.5°至315.5°之间。
在一个实施例中，第一数据陷波表示位值中的第一位值，以及第二数据陷波表示位值中的第二位值。在一个实施方式中，第一数据陷波的最小幅度是未调制的正弦波形在相位角Θ1处的幅度的第一百分比，以及第二数据陷波的最小幅度是未调制的正弦波形在相位角Θ2处的幅度的第二百分比，第一百分比不同于第二百分比。当第一数据陷波表示第一多个位值时，它可以包括分别表示第一多个位值的第一多个过渡特征。在这种情况下，第三数据陷波可以表示第二多个位值，并且可以包括分别表示第二多个位值的第二多个过渡特征。
在载波堆叠的实施方式中，未调制的正弦波形具有第一频率，并且附加的输入数字数据在第二频率的附加的未调制的正弦波形的所选择的相位角Θ1、Θ2、Θ3、Θ4中的一些相位角处被编码，以产生附加的经调制的正弦波形。编码处理包括根据附加的输入数字数据的位值选择性地减小附加的未调制的正弦波形在所选择的相位角Θ1、Θ2、Θ3、Θ4中的一些相位角处的功率，以便分别定义附加的经调制的正弦波形中的附加的第一数据陷波、第二数据陷波、第三数据陷波和第四数据陷波。使用数模转换器从附加的经调制的正弦波形的数字表示生成附加的编码的模拟波形。在这种情况下，附加的经调制的正弦波形的功率与附加的未调制的正弦波形的功率之间的在由附加的第一数据陷波所对向的附加的第一相位角范围上的附加的第一累积功率差基本上等于附加的经调制的正弦波形的功率与附加的未调制的正弦波形的功率之间的在由附加的第三数据陷波所对向的附加的第三相位角范围上的附加的第三累积功率差。类似地，附加的经调制的正弦波形的功率与附加的未调制的正弦波形的功率之间的在由附加的第二数据陷波所对向的附加的第二相位角范围上的附加的第二累积功率差基本上等于附加的经调制的正弦波形的功率与附加的未调制的正弦波形的功率之间的在由附加的第四数据陷波所对向的附加的第四相位角范围上的附加的第四累积功率差。
在一个实施例中，未调制的正弦波形的功率仅在相位角Θ1和Θ3处根据输入数字数据的位值被减小。在这种情况下，为了能量平衡目的，未调制的正弦波形的功率可以在相位角Θ2和Θ4处独立于输入数字数据被减小。
本公开还涉及使用载波堆叠的调制方法，该调制方法涉及接收输入数字数据并在多个正弦波形的所选择的相位角处对输入数字数据编码，以便产生多个经调制的正弦波形。该方法还包括生成输出模拟波形，该输出模拟波形包括与多个经调制的正弦波形的多个数字表示对应的多个编码的模拟通信信号。在这种情况下，相邻的经调制的正弦波形在频率上被间隔开小于15Hz，并且被包括在输出模拟波形内的任何边带具有比与该边带相关联的编码的模拟通信信号的功率低至少50dB的功率。
编码处理可以包括在未调制的正弦波形的相位角Θ1、Θ2、Θ3、Θ4处对输入数字数据编码，以通过根据输入数字数据的位值选择性地减小未调制的正弦波形在相位角Θ1、Θ2、Θ3、Θ4中的一些相位角处的功率来产生第一经调制的正弦波形，从而在第一经调制的正弦波形中分别定义第一数据陷波、第二数据陷波、第三数据陷波和第四数据陷波。在这种情况下，第一经调制的正弦波形的功率和未调制的正弦波形的功率之间的在由第一数据陷波所对向的第一相位角范围上的第一累积功率差基本上等于第一经调制的正弦波形的功率和未调制的正弦波形的功率之间的在由第三数据陷波所对向的第三相位角范围上的第三累积功率差。此外，第一经调制的正弦波形的功率和未调制的正弦波形的功率之间的在由第二数据陷波所对向的第二相位角范围上的第二累积功率差基本上等于第一经调制的正弦波形的功率和未调制的正弦波形的功率之间的在由第四数据陷波所对向的第四相位角范围上的第四累积功率差。
减法处理可以包括检测表示经调制的正弦波形的数字值的过零。在一个实施例中，该方法包括检测接收到的数字数据序列内的前导码。
本公开还针对一种数据通信方法。该方法包括接收输入数字数据并使用多个符号波形对输入数字数据编码。多个符号波形中的每个符号波形占据复合编码的波形的周期并且表示输入数字数据的一个或多个位。多个符号波形中的每个符号波形具有正椭圆段和负椭圆段。此外，每个符号波形被定义为使得(i)对于多个符号波形中的每个符号波形，从符号波形的正椭圆段到负椭圆段的过零是不同的，以及(ii)符号波形的正椭圆段的能量基本上等于符号波形的负椭圆段的能量。该方法还包括使用数模转换器从复合编码的波形的数字表示生成编码的模拟波形。
在又一方面中，本公开涉及一种恢复由符号波形编码的信息的方法，其中符号波形中的每个符号波形占据编码的复合波形的周期并且包括具有基本上相等的能量的正椭圆段和负椭圆段。该方法包括接收使用符号波形生成的编码的模拟波形以及生成表示符号波形的数字符号样本。该方法还包括识别数字符号样本的与从数字信号样本中的具有负值的一些数字信号样本到数字信号样本中的具有正值的一些数字信号样本的过渡对应的第一样本。该方法还包括确定数字信号样本的与从数字信号样本中的具有正值的其它一些数字信号样本到数字信号样本中的具有负值的其它一些数字信号样本的过渡对应的第二样本。数字样本中的第二数字样本定义从符号波形中的一个符号波形的正椭圆段到符号波形中的该符号波形的负椭圆段的过渡。然后至少基于第一样本和第二样本来估计输入数字数据。
本公开还涉及一种系统，该系统包括：被配置为存储输入数字数据的输入缓存，以及用于使用多个符号波形对输入数字数据编码的时域调制器。时域调制器被配置为实现编码，使得多个符号波形中的每个符号波形占据复合编码的波形的周期并且表示输入数字数据的一个或多个位。多个符号波形中的每个符号波形具有正椭圆段和负椭圆段。时域调制器还被配置为定义每个符号波形，使得(i)对于多个符号波形中的每个符号波形，从符号波形的正椭圆段到负椭圆段的过零是不同的，以及(ii)符号波形的正椭圆段的能量基本上等于符号波形的负椭圆段的能量。该系统还包括一个或多个数模转换器，用于从复合编码的波形的数字表示生成编码的模拟波形。
在另一方面中，本公开涉及一种方法，该方法涉及接收输入数字数据并且在波形中编码输入数字数据，其中在波形的每个周期内对输入数字数据的一个或多个位值编码。该方法包括使用数模转换器从周期性波形的数字表示生成编码的模拟波形，其中编码的模拟波形具有频率f和功率P。该方法的特征还在于从编码所得的频率f′的任何信号具有至少比功率P小50dB的功率P′，其中f′相对于f偏移超过25Hz。
编码操作可以包括在正弦波形的周期内的所选择的相位角处调制正弦波形。此外，调制可以包括根据输入数字数据的一个或多个位值来选择性地减小正弦波形的在所选择的相位角中的一些相位角处的功率。调制还可以包括根据输入数字数据的一个或多个位值来选择性地减小正弦波形的在所选择的相位角中的第一相位角和所选择的相位角中的第二相位角处的功率，其中第一相位角和第二相位角被间隔开大约180度。
本公开还针对一种系统，该系统包括用于存储输入数字数据的输入缓存以及用于在波形中编码输入数字数据的子周期调制器。子周期调制器可操作为在波形的每个周期内对输入数字数据的一个或多个位值编码。该系统还包括一个或多个数模转换器，用于从周期性波形的数字表示生成编码的模拟波形，其中编码的模拟波形具有频率f和功率P。调制器被配置为实现编码，使得从编码所得的频率f′的任何信号具有至少比功率P小50dB的功率P′，其中f′相对于f偏移超过25Hz。
在又一方面中，本公开涉及一种方法，该方法包括接收输入数字数据并在正弦波形中编码输入数字数据。通过在正弦波形的周期内的所选择的相位角处调制正弦波形来执行编码，从而产生经调制的正弦波形。该方法还包括使用数模转换器从经调制的正弦波形的数字表示生成编码的模拟波形。调制包括在所选择的相位角中的第一相位角处形成第一数据陷波，其中第一数据陷波包括第一多个过渡特征并对向第一相位角周围的第一相位角范围，第一多个过渡特征表示输入数字数据内包括的第一多个位值。
本公开还针对一种系统，该系统包括用于存储输入数字数据的输入缓存和用于在正弦波形中编码输入数字数据的子周期调制器。子周期调制器被配置为通过在正弦波形的周期内的所选择的相位角处调制正弦波形来执行编码，从而产生经调制的正弦波形。该系统还包括一个或多个数模转换器，用于从经调制的正弦波形的数字表示生成编码的模拟波形。子周期调制器被配置为在所选择的相位角中的第一相位角处形成第一数据陷波，其中第一数据陷波包括第一多个过渡特征并且对向第一相位角周围的第一相位角范围，第一多个过渡特征表示包括在输入数字数据内的第一多个位值。
在本公开的另一种形式中，公开了一种数据通信系统，该数据通信系统包括用于接收符号并用于生成表示该符号的经调制的正弦波形的发送器、用于传输经调制的正弦波形的电路系统、用于接收经调制的正弦波形的接收器以及用于将经调制的正弦波形转换成符号的电路系统。
在本公开的又一种形式中，公开了一种数据通信系统，该数据通信系统包括用于接收符号并用于生成表示该符号的经调制的正弦波形的发送器、用于传输经调制的正弦波形的电路系统、用于接收经调制的正弦波形的接收器以及用于将经调制的正弦波形转换成符号的电路系统，经调制的正弦波形具有第一层调制和第二层调制。
在本公开的还一种形式中，公开了一种数据通信系统，该数据通信系统包括用于接收数据并用于生成表示该数据的经调制的正弦波形的发送器、以及用于传输经调制的正弦波形的电路系统、以及用于接收经调制的正弦波形的接收器、以及用于将经调制的正弦波形转换成符号的电路系统，经调制的正弦波形具有幅度，其中经调制的正弦波形具有在第一频率处的第一调制，其中第一调制为经调制的正弦波形在第一频率处的功率的减小。
本公开还提供了一种具有高频谱效率的数据通信系统，该数据通信系统能够通过提供经调制的正弦波形而在信道上传输大量数据。
本公开还针对一种提供携带信息子周期性的正弦波形的数据通信系统，其中每个正弦波能够传输2个、4个或更多个符号，诸如20位每周期。
本公开还提供了一种数据通信系统，其中所传输的信息的量随着周期内的载波频率和调制点改变，而不是随着所使用的频谱改变。
本公开还针对一种数据通信系统，其中单层或多层幅度减小可以被用于增加吞吐量。
本公开涉及一种数据通信系统，其中产生具有大量信息的经调制的正弦波形。
本公开还针对一种数据通信系统，其中表示信号的经调制的正弦波形被产生并被传输给接收器，其中接收器能够从经调制的正弦波形重构信号。
在结合附图考虑以下详细说明之后，本公开的这些和其它优点将变得清楚，其中：
附图说明
本领域技术人员将理解的是，附图主要是出于说明性目的，并且不旨在限制本文所描述的发明主题的范围。附图不一定按比例绘制；在一些情况下，本文所公开的发明主题的各个方面可以在附图中被夸大或放大示出，以促成不同特征的理解。而且，为了促成本发明的这些各种实施例的较不被妨碍的视图，通常没有描绘在商业上可行的实施例中有用或必需的常见但易于理解的元件。在附图中，相似的附图标记一般指代相似的特征(例如，功能上相似和/或结构上相似的元件)。
图1是具有根据本公开构造的发送器和接收器的通信系统的框图。
图2是图1中所示的发送器的实施例的框图。
图3是图1中所示的接收器的实施例的框图。
图4是通过使用图1中所示的通信系统所采用的经调制的正弦波形的波形图。
图5是图4中所示的经调制的正弦波形的陷波角度和幅度的表。
图6-图9图示了示例性调制扰动，其各自定义了用于对多个数据位编码的多个阶跃过渡。
图10是表示字母H的经调制的正弦波形的波形图；以及
图11是表示单词HELLO的经调制的正弦波形的波形图。
图12A和图12B图示了发明的能量平衡原理在每个调制扰动表示单个数据位的情况下的应用。
图13是能量平衡的经调制的正弦波的IQ图，其中每个调制扰动表示五个数据位。
图14是根据本公开的能量平衡编码器/调制器的框图。
图15是被配置为对由图15的编码器/调制器生成的经调制的正弦波解调和解码的接收器的框图。
图16是适于使用现场可编程门阵列(FPGA)实现的能量平衡发送器的实施例的功能框图。
图17是表示根据一实施例的由能量平衡发送器执行的编码和其它操作的示例性序列的流程图。
图18是根据本公开的合适的能量平衡发送器的另一个实施例的功能框图。
图19是表示根据一实施例的由能量平衡发送器执行的编码和其它操作的示例性序列的流程图。
图20是根据一实施例的多载波能量平衡发送器的框图表示。
图21是被配置为接收和解调由根据本公开配置的能量平衡发送器传输的编码的正弦波的接收器的功能框图。
图22是被配置为生成并传输在所选择的相位角处以多位特征调制的正弦波形的能量平衡发送器的实施例的功能框图。
图23是被配置为生成并传输在所选择的相位角处以多位特征调制的正弦波形的能量平衡发送器的另一个实施例的功能框图。
图24图示了由未调制的正弦波和多位数据陷波所界定的面积。
图25是当被提供有用在45°、135°、225°或315°处的数据陷波调制的编码的正弦波时由频谱分析仪生成的屏幕截图。
图26A-图26C图示了根据本公开的各种替代数据编码方案。
图27A和图27B图示了使用替代形状的数据陷波以能量平衡方式编码的正弦波。
图28图示了根据本公开的以能量平衡方式编码的椭圆波形。
图29是被配置为生成并传输图28中所示类型的过零相位调制的椭圆波形的能量平衡发送器的实施例的功能框图。
图30是被配置为接收和解调过零相位调制的椭圆波形的接收器的功能框图。
具体实施方式
现在参考附图，其中相似的数字指代相似的项，数字10指示根据本公开构造的通信系统。现在参考图1，数据传输或通信系统10被示出为包括用于接收符号14和用于生成表示符号14的经调制的正弦波形16的发送器12，以及用于在通信信道20上传输经调制的正弦波形16的电路系统18。系统10还包括用于接收经调制的正弦波形16的接收器22，以及用于将经调制的正弦波形转换成符号14的电路系统24。通信信道20可以由诸如同轴线缆、纤维光缆、电话或电话公司(telco)线路(诸如铜线)、如通过射频或空间或卫星的开敞空间(open air)之类的介质来提供。信道20可以携带一个或多个消息。系统10将具有诸如符号14之类的输入数据，对发送器12内的输入数据执行某种形式的处理，以及然后将经处理的数据作为信号16在通信信道20上传输。接收器22能够接收信号16，以及然后执行逆向操作或处理以恢复输入数据或符号14，以将输入数据或符号14输出给诸如仅作为示例的监视器、计算机、音频部件或扬声器之类的某个其它设备。
现在参考图2，描绘了发送器12的框图。发送器12具有微控制器30，该微控制器30具有用于接收符号14或诸如音乐、视频、文本或其组合之类的其它输入数据的USB输入32。符号14通过连接34被从USB输入32提供给微控制器30。微控制器30还可以包括诸如16MB存储器之类的存储器36、8MHz输入38以及数模转换器(DAC)输出40。微控制器30可以产生正弦波或其它波形和正弦表、读入符号14、拆解(disassemble)符号14，以及在正弦波或正弦波中插入调制扰动或陷波以生成表示符号14的经调制的正弦波形16。正弦波可以具有在45°、135°、225°和315°的相位角处插入的调制扰动。如将在本文中更充分地解释的，插入的调制扰动可以表示信息的位。微控制器30将信号16提供给DAC输出40。DAC输出40可以连接到可以传输信号16的其它电路系统(未示出)。微控制器30的示例是由STMicroelectronics制造的被称为STM32F756微控制器族系的设备，或者可以使用其它类似的微控制器。
图3示出了根据本公开构造的接收器22的框图。接收器22包括微控制器42，该微控制器42具有用于接收由发送器12发送的信号16的模数转换器(ADC)输入44。来自输入44的信号16通过连接46被提供给微控制器30。微控制器42还可以包括诸如16MB存储器之类的存储器48、8MHz输入50和RS232或USB输出52。输出52被提供给另一个设备(未示出)，诸如扬声器。微控制器42能够生成正弦波和正弦表。微控制器42还从ADC输入44读入信号16、重编符号14，以及将该符号发送给输出52用于供另一个设备(未示出)使用。此外，微控制器30的示例是由STMicroelectronics制造的被称为STM32F756微控制器族系的设备，或者可以使用其它类似的微控制器。
调制通常被理解为载波的幅度、频率或相位的变化。下面公开了由系统10使用的新形式的调制。这种新形式的调制在诸如正弦波之类的波的每个周期期间在多个相位角处将干扰、扰动或陷波插入在波中。插入的陷波具有波频率的倍数的频率。这种形式的调制可以被称为周期正弦波调制。在其中每个波周期期间在相同的相位角处使用相同类型的调制扰动的实施例中，调制可以被称为子周期或周期内正弦波调制。
图4图示了具有以陷波的形式的四个调制扰动的集合的经调制的正弦波100的一个周期的示例。如所示，经调制的正弦波100与被以正弦波频率的倍数的频率(例如，每个正弦波周期4次)干扰的正弦波对应。在这种具体情况下，正弦波在45°、135°、225°或315°的相位角处被干扰四次，以便产生四个调制扰动的集合。如从图4可以认识到的，正弦波形100在每个正弦周期内的多个相位角处携带信息，从而允许在每个周期期间传输2、4或更多个符号。在每个周期期间传达的信息的量随着周期内的载波频率和调制点(而不是所使用的频谱)改变。在这个意义上，数据传输速率可以按照每个正弦波周期的位数，而不是例如按照每赫兹的位数被表征。
在一个实施例中，使用软件定义的无线电(SDR)将经调制的正弦波100的数字表示直接生成为电压点的序列。然后可以将这个电压点的序列提供给数模转换器，用于生成经调制的正弦波100的对应的模拟版本。已发现，为了最小化边带的产生，经调制的正弦波不应当超过相同频率的未调制的正弦波的轮廓(trace)或边界。也就是说，理想地，经调制的正弦波应当与未调制的正弦波为相同的频率和相位，并且在所有相位角处具有小于未调制的正弦波的幅度大小的幅度大小。换句话说，可以通过生成在45°、135°、225°和315°的相位角处或附近减小了其输出功率以便在一些或所有正弦波周期期间产生调制扰动的集合的未调制的正弦波来产生经调制的正弦波。理想地，与生成调制扰动相关联的功率的减小不应当超过相移将在此处被触发的点。进一步已发现，当(i)与在45°处的调制扰动上发生的累积功率减小对应的能量和与在225°处的调制扰动上发生的累积功率减小对应的能量匹配，以及(ii)与在135°处的调制扰动上发生的累积功率减小对应的能量和与在315°处的调制扰动上发生的累积功率减小对应的能量匹配时，边带的产生最有利地被最小化。如以下所讨论的，单层或多层功率减小可以被用于增加吞吐量。
现在参考图5，呈现了示出在图4中所示的经调制的正弦波100上的陷波的位置的表112。从表112的查看中应当注意的是，陷波可以是多值的。具体地，存在于45°处的陷波104的功率比波功率小30％并且具有值1。存在于135°处的陷波106的功率比波功率小15％并且具有值0。存在于225°处的陷波108的功率比波功率小15％并且具有值0。最后，存在于315°度处的陷波110的功率比波功率小30％并且具有值1。尽管陷波的数量可以变化，但是在图4的实施例中，所使用的陷波的数量为四。如从图4和图5可以认识到的，经调制的正弦波100能够提供每波至少四个数据位。这四个陷波可以表示四个数据位，使得例如400MHz的波频率提供1.6千兆位数据流。
图6图示了调制扰动120的另一种形式，其可以被用于对接近45°相位角的数据编码。如所示，调制扰动120以阶跃126、128、130和132的形式定义多个过渡。在图6的示例中，这些多个过渡126、128、130和132呈现值1111，其可以被作为调制扰动120的一部分传输。
现在参考图7，示出了另一个示例性调制扰动140，其可以被用于例如对接近135°的相位角的数据编码。如所示，调制扰动140以阶跃146、148、150和152的形式定义多个过渡，以呈现当传输调制扰动140时所传达的值1010。
图8描绘了示例性调制扰动160，其可以被用于例如对接近225°的相位角的数据编码。如所示，调制扰动160以阶跃166、168、170和172的形式定义多个过渡。在一个实施例中，这些过渡166、168、170和172表示当传输调制扰动160时所传达的值1111。
现在转到图9，提供了示例性调制扰动180的图示，该调制扰动180可以被用于例如对接近315°的相位角的数据编码。调制扰动180以阶跃186、188、190和192的形式定义多个过渡。在一个实施例中，这些过渡186、188、190和192表示值1011。
如可以认识到的，系统10可以通过使用具有多个过渡以调制正弦波的幅度的调制扰动来传输每正弦波周期相对更高数量的数据位。如以上所讨论的，调制扰动120、140、160和180中的每个都可以表示数据的多个位而不是数据的单个位。
在图6-图9的实施例中，已发现，当(i)与在45°处的多位调制扰动上发生的累积功率减小对应的能量和与在225°处的多位调制扰动上发生的累积功率减小对应的能量匹配，以及(ii)与在135°处的多位调制扰动上发生的累积功率减小对应的能量和与在315°处的多位调制扰动上发生的累积功率减小对应的能量匹配时，边带的产生最有利地被最小化。在这个意义上，功率减小是指在给定的相位角处将未调制的正弦波的功率减小到这样的程度，以便定义在该相位角处的调制扰动。调制扰动上的累积功率减小与在调制扰动所对向的相位角处的功率减小的时间积分(例如，对于在45°处的调制扰动，从44.5°至45.5°)对应。
现在具体参考图10，示出了经调制的正弦波形200的示例，其中字母H被示为编码为经调制的正弦波形200，以被系统10传输。仅作为示例，字母H可以按下面的方式被传输。ASCII(美国信息交换标准码)码中的字母H被定义为01001000。如可以认识到的，在ASCII码中，每个字母有8位，所以当利用单个位调制扰动(图4和图5)时，每个字母将需要两个正弦波周期(每个正弦波周期4位)以传输字母H。经调制的正弦波形200包括具有第一波或周期204的正弦波202。正弦波202在45°的第一角度206处被干扰或凹口(notched)，其中正弦波202的功率减小了15％。在图10的实施例中，相对于未调制的正弦波的这个功率减小的程度表示零或0位。正弦波202也在135°的第二角度208处被干扰或凹口，其中正弦波202的功率减小了30％。在图10的实施例中，相对于未调制的正弦波的这个功率减小的程度表示一或1位。接下来，在第一周期204期间，正弦波202在225°的第三角度210处被干扰或凹口，其中波202的功率减小了15％以便表示0位。正弦波202在315°的第四角度212处被干扰或凹口，其中波202的功率减小了15％以便表示0位。15％和30％的功率减小仅仅是示例性的，以及在其它实施例中，可以利用其它组合的功率减小。
如图10中所示，正弦波202具有第二波周期214。在第二波周期214中，正弦波202在45°的第一角度216处被扰动或凹口，其中波202的功率减小了30％。此外，这个调制扰动表示1位。然后正弦波202在135°的第二角度218处被干扰或凹口，其中波202的功率减小了15％以与0位对应。接下来，在第二周期214期间，正弦波202在225°的第三角度220处被干扰或凹口，其中通过将波202的功率相对于未调制的正弦波减小了15％来产生调制扰动。这是0位正在被传输的标志。最后，正弦波202在315°的第四角度222处被干扰或凹口，其中波202的功率相对于未调制的正弦波减小了15％。在图10的实施例中，两个波或周期204和214(每个波或周期4位)被用于以ASCII码传输字母H。
图11图示了经调制的正弦波形250的示例，其中单词HELLO被示为编码为经调制的正弦波形250，以被系统10传输。单词HELLO可以按下面的方式被传输。通过ASCII码的使用，字母H被定义为01001000，字母E被定义为01100101，字母L被定义为01101100，以及字母O被定义为01101111。为了传输单词HELLO，当使用单个位调制扰动(图4和图5)时，仅需要十个波或正弦波周期。在利用多位调制扰动(图6-图9)的实施例中，将需要甚至更少的正弦波周期以传输单词HELLO。
如可以认识到的，在ASCII码中每个字母有8位，并且因此将需要每字母两个正弦波周期(每个周期4位)，以通过使用单个位调制扰动调制的正弦波的使用来传输单词HELLO。出现在图11中的应当由系统10传输的单词HELLO的位模式如下被呈现：0100100001100101011011000110110001101111。如可以认识到的，经调制的正弦波250由十个周期252、254、256、258、260、262、264、266、268和270组成。在第一周期252和第二周期254中，字母H被呈现。周期252和254与图10中所示的周期204和214对应。周期256和258表示字母E。周期260和262表示第一个L字母，以及周期264和266表示第二个L字母。最后，周期268和270表示字母O。仅作为示例，在周期268和270中，位模式01101111正在被传输。具体地，周期268具有在45°的角度处的第一陷波272，其中波250的功率减小了15％，在135°的角度处的第二陷波274，其中波250的功率减小了30％，在225°的角度处的第三陷波276，其中波250的功率减小了30％，以及在315°的角度处的第四陷波278，其中波250的功率减小了15％。周期270具有在45°的角度处的第一陷波280，其中波250的功率减小了30％，在135°的角度处的第二陷波282，其中波250的功率减小了30％，在225°的角度处的第三陷波284，其中波250的功率减小了30％，以及在315°的角度处的第四陷波286，其中波250的功率减小了30％。波250可以具有另一个周期288，在该周期288中奇偶校验位或错误检测码被结合到波250中。
尽管在图10和图11的实施例中，在每个正弦波周期期间，数据被在45°、135°、225°和315°的相位角处的陷波形式的调制扰动编码，但是倘若与陷波相关联的能量在相对的IQ象限中保持平衡，那么其它陷波排列(notch permutation)也是可能的。例如，在某些正弦波周期期间，可以不存在陷波。在其它周期期间，目前陷波仅可以在例如45°和225°的相位角处。可替代地，陷波可以仅存在于135°和315°的相位角处。而且，与表示数据值“0”和数据值“1”的陷波对应的功率减小不必分别仅为15％和30％。在其它实施例中，其它组合的功率减小可以被用于产生表示“0”和“1”值的数据的陷波。
已发现，本文所描述的经调制的正弦波可以被以这样的方式数字地生成，以便基本上避免谐波和边带的产生。这被相信为是与现有技术的显著偏离，在现有技术中，正弦波的常规调制引起谐波和边带的产生。这样的常规技术然后通常需要抑制或以其它方式滤波正弦载波或边带。
相反，符合本文所描述的能量平衡原理所生成的经调制的正弦波占据的带宽可以变得趋于零地小，并且仅取决于所使用的装备的精确度(例如，取决于这样的装备的相位噪声和抖动)。也就是说，已发现所公开的周期调制技术可以被实现使得所得的经调制的正弦波的带宽基本上独立于所施加的能量平衡的调制。换句话说，在理想情况下，能量平衡的调制似乎不会对所得的经调制的正弦波的带宽有所贡献。作为结果，由于相邻的经调制的正弦波可以被极其紧密地间隔开(例如，在10Hz至15Hz的间隔，或者甚至更近)，因此可以实现频谱的极其高效的使用。
这种极窄带信号的使用还允许极高的灵敏度，因为在这个窄带中几乎没有噪声，并且针对解调，每个周期仅(出自360的)4个相位角位置是相关的。因此，灵敏度的改善是由非常窄的信道和时域中信号的有限的使用两者引起的。一般而言，已发现接收器的灵敏度与A/D转换器的采样率相当。
如以上所提到的，已发现，为了基本上避免当实现子周期正弦波调制时边带和谐波的产生，要求在I/Q图中的彼此相对的调制点处的输出功率减小的积分基本上相等。
图12A和图12B图示了这种能量平衡原理应用于其中每个调制扰动表示单个数据位(每个正弦波周期编码4个数据位)的情况的方式。这是通过将减小了30％的输出功率(表示第一数据值，例如“1”)的时间(或角度)减小至减小了15％的功率(表示第二数据值，例如“0”)的时间(或角度)的一半来实现的。理想地，纯振荡器正弦波进入功率减小的调制点的边缘以及在调制点之后该纯振荡器正弦波返进(renter)的边缘应当被平滑。
在图12A和图12B的实施例中，数据值0、0、0和1分别由在相位角45°、135°、225°和315°处产生的调制扰动编码。在这个实施例中，输出功率的从45°处的调制扰动产生的相对于未调制的正弦波的减小的积分基本上等于输出功率的从225°处的调制扰动产生的相对于未调制的正弦波的减小的积分。类似地，输出功率的从135°处的调制扰动产生的相对于未调制的正弦波的减小的积分基本上等于输出功率的从315°处的调制扰动产生的相对于未调制的正弦波的减小的积分。
在图12A中，第一调制扰动(1)在45°的相位角Θ1处，并且对向44.5°和45.5°之间大约1°的角度ΔΘ1(未按比例示出)。第二调制扰动(2)在315°的相位角Θ2处，并且对向314.5°至315.5°之间大约0.5°的角度ΔΘ2。第三调制扰动(3)在225°的相位角Θ3处，并且对向224.5°和225.5°之间大约1°的角度ΔΘ3。第四调制扰动(4)在135°的相位角Θ4处，并且对向134.5°和135.5°之间大约1°的角度ΔΘ4。为了实现与45°处和225°处的调制扰动相关联的能量的能量平衡，以及与135°处和315°处的调制扰动相关联的能量的能量平衡，可以修改定义进和出调制扰动的过渡的经调制的正弦波的值。可替代地或附加地，可以修改由调制扰动所对向的角度，以便实现这样的能量平衡。
在某些实施例中，可能未在图12中所指示的四个相位角中的每个，也就是说，在45°、135°、225°和315°处对数据编码。然而，为了保持能量平衡，在IQ图中的与用于对数据编码的调制扰动所在的相位角相对的每个相位角处都会发生能量平衡功率减小。例如，如果调制扰动被用于对接近45°的相位角的一个或多个数据值编码，那么通过用接近225°的相位角的能量平衡扰动来干扰正弦波，使能量减小发生，该能量减小相当于与45°处的调制扰动相关联的能量。在一个实施例中，这种能量平衡是通过简单地用225°处的相同的能量平衡扰动来复制45°处所使用的调制扰动以实现的。
现在将注意力指向图13，图13是能量平衡的经调制的正弦波的IQ图，其中每个调制扰动表示五个数据位(每正弦波周期20个数据位)。尽管在图13的实施例中，每个调制扰动表示输入数据流的五位，但是在其它实施例中，每个调制扰动也可以包括更大或更少数量的过渡，以便分别表示更大或更少数量的数据位。在图13的实施例中，由每个调制扰动产生的陷波内的最小功率水平比在没有调制扰动的情况下否则将以相同的相位角存在的未调制的正弦波的功率小30％。在图13的实施例中，不是通过在两个预定义的值之间(例如，在15％和30％之间)改变这样的功率水平的减小来对数据位编码，而是基于由每个调制扰动定义的过渡的陡度和/或数量来对数据编码。
为了在图13的经调制的正弦波中保持能量平衡，在IQ图中相隔180度的调制扰动被构造为在分别由这样的调制扰动所定义的陷波的相对侧上定义阶跃过渡。例如，在图13中的相位角“1”处，由陷波的初始部分(陷波的左侧)定义30％的陡峭的功率减小(其它百分比是可能的)，并且在到原来的100％功率点(陷波的右侧)的返回路径上定义对输入数据位编码的阶跃过渡。为了维持能量平衡，这个处理在相位角“3”处逆转。在这个相位角处，首先执行对输入数据位编码的阶跃过渡(由相位角“3”处的调制扰动定义的陷波的左侧)，第二执行到100％功率的陡峭且基本上线性的返回(陷波的右侧)。对于在相位角“2”和“4”处的成对的调制扰动，分别应用相同的处理。
尽管在其它实施例中和/或为了实现能量平衡，每个调制扰动可以对向大于或小于1°的相位角，但是在图13中图示的每个调制扰动都对向大约1°的相位角。在图13中，第一调制扰动(1)在45°的相位角Θ1处，并且对向44.5°和45.5°之间大约1°的角度ΔΘ1(未按比例示出)。第二调制扰动(2)在315°的相位角Θ2处，并且对向314.5°至315.5°之间大约1°的角度ΔΘ2。第三调制扰动(3)在225°的相位角Θ3处，并且对向224.5°和225.5°之间大约1°的角度ΔΘ3。第四调制扰动(4)在135°的相位角Θ4处，并且对向134.5°和135.5°之间大约1°的角度ΔΘ4。为了实现与45°处和225°处的调制扰动相关联的能量的能量平衡，以及与135°处和315°处的调制扰动相关联的能量的能量平衡，可以修改定义进和出调制扰动的过渡的经调制的正弦波的值。可替代地或附加地，可以修改由调制扰动所对向的角度，以便实现这样的能量平衡。
在图13的实施例中，经调制的正弦波的输出功率的减小在由第一调制扰动(1)对向的1°相位角上的积分基本上等于经调制的正弦波的输出功率的减小在由第三调制扰动(3)对向的1°相位角上的积分。类似地，经调制的正弦波的输出功率的减小在由第二调制扰动(2)对向的1°相位角上的积分基本上等于经调制的正弦波的输出功率的减小在由第四调制扰动(4)对向的1°相位角上的积分。
在一个实施例中，经调制的正弦波的输出功率的减小在由第一调制扰动(1)对向的每个0.1°上的积分基本上等于经调制的正弦波的输出功率的减小在由第三调制扰动(3)对向的每个对应0.1°上的积分。类似地，在这个实施例中，经调制的正弦波的输出功率的减小在由第二调制扰动(2)对向的每个0.1°上的积分基本上等于经调制的正弦波的输出功率的减小在由第四调制扰动(4)对向的每个对应0.1°上的积分。
尽管图13描绘了具有特定数量的阶跃过渡的调制扰动，但是在其它实施例中，倘若根据本文的教导在这样的扰动当中保持能量平衡，那么就可以利用具有不同数量或形状的这样的过渡或其它渐变的调制扰动。例如，在图13的实施例中，IQ图的对角相对象限中的调制扰动各自包括匹配数量的过渡，但是这样的过渡被布置在由扰动定义的陷波的相对侧上。在其它实施例中，IQ图的对角相对象限中的调制扰动可以包括不同数量的过渡。而且，尽管在图13中调制扰动包括在其相应的陷波的上坡或下坡上的过渡，但是在其它实施例中，可以在一个或多个陷波的上坡和下坡两者上包括过渡或其它渐变。
如参考图4和图10-图13可以认识到的，每个经调制的正弦波的仅相对小的部分被实际地用于对信息编码。具体地，每个经调制的正弦波的仅定义调制扰动的部分涉及表示数据或以其它方式对数据编码。每个经调制的正弦波的其余部分因此可以被认为是冗余的并且重要性更低，因为这种冗余的正弦波部分本身并不起到对数据编码或表示数据的功能。
已认识到，可以利用每个经调制的正弦波的调制扰动之外的部分的冗余性质来增加频谱效率。例如，由于每个经调制的正弦波的仅小部分被用于表示数据，因此已发现如果多个经调制的正弦波在相位上适当地分离，那么它们可以占据相同的频率，使得它们相应的调制扰动不重叠。
现在注意力指向图14，图14是根据本公开的能量平衡发送器1400的框图。如所示，发送器1400包括数据优化和前向纠错(FEC)模块1410、能量平衡编码器1420、子周期时域调制器1430和数模转换器1440。数据优化和FEC模块1410可以包括例如输入数据被提供给其的BCH编码单元1416和AES 128模块1414。BCH块1416通过预处理输入数据以使得数据内的“1”值的数量基本上等于数据内的“0”值的数量，以促进接收器中的检测。AES 128单元1414还通过处理BCH编码的输入数据以限制相同数据值的串的行程长度(run length)来帮助在接收器中的检测。
按照AES 128协议，来自BCH编码单元1416的16位BCH编码数据被提供给AES 128模块1414，并根据加密密钥被多轮处理。AES 128模块1414并非旨在加密数据，但是可以用于加密。然后将由AES 128模块1414产生的所得密码输出提供给能量平衡编码器1420。
在发送器1400的操作期间，输入数据缓存被传送给AES 128模块1414并根据已知密钥(例如，0x47)被处理。此外，在一个实施例中，AES 128模块1414的主要任务是实现位的均匀分布，以避免一系列0位彼此跟随。此时，由AES 128模块1414产生的数据然后被传送给能量平衡编码器1420。
如本文所讨论的，能量平衡编码器1420生成、计算或以其它方式定义在所选择的正弦波相位角处的调制扰动，使得基本上相等的能量与表示由发送器1400产生的经调制的正弦波的IQ图的相对象限中的调制扰动相关联。此外，已发现这样的能量平衡基本上抑制了被发送器1400影响的与正弦波调制相关的形成。作为结果，与使用常规调制方案所可能的相比，可以紧密得多地间隔经调制的正弦波，从而使得能够实现显著更高的频谱效率。
能量平衡编码器1420包括控制矩阵1424，该控制矩阵1424在每一行和每一列中包含相同数量的矩阵元(行和列的权重)；也就是说，控制矩阵1424是正则矩阵(regularmatrix)。行权重不必与列权重的大小对应。
在一个实施例中，能量平衡编码器1420被配置为通过分别在45°、135°、225°和315°的相位角处产生调制扰动来对由数据优化和FEC模块1410提供的序列编码。在这个实施例中，输出功率的从45°处的调制扰动产生的相对于未调制的正弦波的减小的积分基本上等于输出功率的从225°处的调制扰动产生的相对于未调制的正弦波的减小的积分。类似地，输出功率的从135°处的调制扰动产生的相对于未调制的正弦波的减小的积分基本上等于输出功率的从315°处的调制扰动产生的相对于未调制的正弦波的减小的积分。
现在将注意力指向图15，图15是接收器1500的框图，该接收器1500被配置为对例如由发送器1400生成的经调制的正弦波解调和解码。如所示，接收器1500包括模数转换器(ADC)1510，该模数转换器(ADC)1510可操作为产生接收到的经调制的正弦波信号的多位表示。接收到的信号的数字样本被提供给过零检测器1520的输入缓存1518。在检测到存储在输入缓存1518内的样本内的过零时，过零检测器1520生成过零检测信号1524。响应于过零检测信号1524，正弦波减法电路1530开始正弦波减法处理，根据该正弦波减法处理，从经调制的正弦波信号的数字样本中减去与接收到的经调制的正弦波信号同相位对准的未调制的正弦波的数字表示。然后，将从这个减法处理所得的数字值的序列存储在环形缓存1540内，该环形缓存1540结合前导码检测器1542，该前导码检测器1542被配置为检测插入到提供给发送器1400的输入数据流中的前导码。在检测到前导码时，将接收到的数据流提供给解码器1550，该解码器1550被配置为执行由AES模块1414和BCH编码模块1416执行的操作的逆操作。周期时域解调器1560然后识别由解码器1550产生的数据流内存在的调制扰动，并生成与提供给发送器1400的输入数据的估计对应的恢复的数据流。
现在将注意力指向图16，图16是适于使用现场可编程门阵列(FPGA)实现的能量平衡发送器1600的实施例的功能框图。如所示，发送器1600包括用于存储数字输入数据1608的输入缓存1604、AES加密模块1610形式的数据优化单元、LDPC编码器1620和串行至帧数据转换器1630。
子周期时域调制器1640通过按能量平衡的方式扰动正弦波形来对由数据转换器1630提供的数据帧编码。如所示，子周期时域调制器1640包括模式匹配单元1644、正弦波查询表1648、时间生成器1652和波缓存1656。由调制器1640产生的经扰动的和能量平衡的波形被存储在波缓存1656中，并且可选地在由数模转换器1664转换成模拟信号之前被滤波器1660预失真或以其它方式滤波。所得编码的模拟信号并使用例如传输线或天线传输。
图17是表示根据一实施例的由能量平衡发送器1600执行的编码和其它操作的示例性序列的流程图1700。一旦输入数据已被存储在输入缓存1604内(阶段1710)，就将该输入数据提供给AES加密模块1610。在一个实施例中，AES加密模块1610通过处理输入数据以限制相同逻辑值的串的行程长度来帮助在接收器处的数据的检测(阶段1712)。由AES加密模块1610产生的所得输出被提供给LDPC编码器1620，该LDPC编码器1620执行低密度奇偶校验(LDPC)纠错编码操作(阶段1716)。然后，由LDPC编码器1620产生的串行数据流由串行至帧数据转换器1630转换成4位数据帧的序列(阶段1720)。
由转换器1630产生的4位数据帧被提供给模式匹配单元1644。在能量平衡发送器1600的操作期间，模式匹配单元1644识别存储在正弦波查询表1648内的16个带陷波的正弦波中的与当前寄存在模式匹配单元内的4位数据帧对应的一个(阶段1724)。在一个实施例中，正弦波查询表1648存储与16个带陷波的正弦波中的每个的单个周期对应的数据值(例如，3600个数据值)，这16个带陷波的正弦波具有与提供给模式匹配单元1644的4位数据帧的16个可能值中的每个对应的陷波模式。然后从正弦波查询表1648中读取定义每个相继的带陷波的正弦波的数据值(阶段1728)，并将这些数据值存储在波缓存1656内(阶段1732)。
在一个实施例中，存储在正弦波查询表1648内的16个带陷波的正弦波中的每个在所选择的正弦波相位角处定义调制扰动，使得基本相等的能量与IQ图的相对象限中的调制扰动相关联。此外，已发现这样的能量平衡基本上抑制了与被发送器1600影响的正弦波调制相关的边带的形成。作为结果，与使用常规调制方案所可能的相比，可以紧密得多地间隔经调制的正弦波，从而使得能够实现显著更高的频谱效率。
在一个实施例中，由存储在正弦波查询表1648中的带陷波的正弦波中的每个带陷波的正弦波定义的调制扰动分别处在相位角45°、135°、225°和315°。在这个实施例中，输出功率的从45°处的调制扰动产生的相对于未调制的正弦波的减小的积分基本上等于输出功率的从225°处的调制扰动产生的相对于未调制的正弦波的减小的积分。类似地，输出功率的从135°处的调制扰动产生的相对于未调制的正弦波的减小的积分基本上等于输出功率的从315°处的调制扰动产生的相对于未调制的正弦波的减小的积分。在一个实施例中，与逻辑0对应的调制扰动对向所选择的相位角周围大约1度的角度，并且定义相对于未调制的正弦波的大约15％的幅度减小。在这个实施例中，与逻辑1对应的调制扰动对向所选择的相位角周围大约0.5度的角度，并且定义相对于未调制的正弦波的大约30％的幅度减小。
时间生成器1652将时钟信号提供给波缓存1656，使得相对恒定的数据速率被维持在滤波器1660中。由于提供给输入缓存1604的输入数据的数据速率可以有些突变或其它方式的不规则，因此时间生成器1652用于在正弦波查询表1648产生的数据流被提供给滤波器1660之前从该数据流中基本上去除产生的抖动。
在一个实施例中，发送器1600包括可操作为控制进入子周期时域调制器1640的数据速率的频率监视/流控制模块1670。具体地，流控制模块1670监视进入模式匹配单元1644和进入波缓存1656的数据速率。当进入模式匹配单元1644的数据速率开始超过进入波缓存1656的数据速率时，流控制模块1670将来自模式匹配单元1644或串行至帧数据转换器1630的4位帧发送回输入缓存1604，直到这些数据速率是均衡的(阶段1736)。
存储在波缓存1656内的带陷波的和能量平衡的正弦波的数字表示可以可选地被滤波器1660预失真或以其它方式滤波，以便补偿由数模转换器1664引入的量化误差(阶段1740)。在一个实施例中，这种滤波可以包括引入在频域中具有与预期由这样的量化误差引起的功率谱相当的功率谱的、相移180度的预失真。然后，由滤波器1660产生的经滤波的数字信号被DAC 1664转换成编码的模拟信号，并经由有线或无线通信介质传输(阶段1744)。
现在将注意力指向图18，图18是适于例如在FPGA中实现的能量平衡发送器1800的另一个实施例的功能框图。除了如以下所描述的，发送器1800的结构和功能基本上与图16的能量平衡发送器1600的结构和功能相同。相应地，在图16和图18中使用相同的附图标记来指示基本上相同的发送器部件。如关于图16和图18可以认识到的，发送器1800的结构与发送器1600的结构的不同之处在于，时域调制器1640附加地包括带陷波的正弦波生成器1810和模式开关1820。这些附加元件旨在使发送器1800能够以相对更高的数据速率操作，并在下面讨论。
现在参考图19，提供了表示根据一实施例的由能量平衡发送器1800执行的编码和其它操作的示例性序列的流程图1900。考虑到发送器1800与图16的发送器1600在结构和功能上的相似性，在图17和图19的流程图中使用相同的附图标记来指示基本上相同的操作。
在发送器1800的操作期间，子周期时域调制器1640'确定提供给模式匹配单元1644的4位帧的数据速率是否超过预定义的数据速率(阶段1910)。在相对较低的数据速率下，即，在小于调制器1640'的已知预定义的数据速率的数据速率下，从正弦波查询表1648中读出定义与寄存在模式匹配单元1644中的4位帧对应的带陷波的正弦波的数据点，并经由模式开关1820将这些数据点提供给波缓存1656(阶段1728)。在一个实施例中，预定义的数据速率被设置为可以从正弦表1648中读出定义带陷波的正弦波的所存储数据的数据速率。由于在一个实施例中，相对大数量的点(例如，3600个)被用于定义每个带陷波的正弦波，所以在较高的数据速率下，某些存储器实施方式的I/O能力可能不足以支持期望的输入数据速率。相应地，在一个实施例中，定义与顺序地寄存在模式匹配单元1644中的4位帧对应的带陷波的正弦波的数据点是由带陷波的正弦波生成器1810“即时”生成的，而不是从正弦表1648读出的。
在这个实施例中，带陷波的正弦波生成器1810可以被配置为通过简单地执行求解在相位角的集合处(例如，360度中的每度处)的正弦波的方程的处理循环来生成用于未调制的正弦波的数据点的集合(例如，360个数据点)。在这个示例中，围绕每个要在此处产生数据陷波的相位角(即，45°、135°、225°和315°)定义未调制的正弦波轮廓的10个左右的数据点被替换为定义与由模式匹配单元1644寄存的4位数据帧对应的陷波模式(例如，1、0、1、1)的相等数量的数据点(阶段1920)。然后，由模式开关1820将所得的数据点的集合(例如，360个数据点)提供给波缓存1656(阶段1732)。尽管相对于其中对于每个带陷波的正弦波在正弦表1648内预先存储大量数据点(例如，3600个)的较高分辨率的方法，这个方法在定义每个带陷波的正弦波的数据陷波模式上提供了较低的分辨率，但是它使得能够适应较高的输入数据速率。一旦定义每个带陷波的正弦波的数据点已被放置在波缓存1656中，然后就按以上参考图16和图17描述的方式来执行数据流控制、滤波和数模转换处理。
可替代地，带陷波的正弦波生成器1810可以被配置为通过执行在四个感兴趣的相位角(即，45°、135°、225°和315°)中的每个处生成具有定义逻辑“0”的数据陷波的经调制的正弦波的处理循环来生成数据点的集合(例如，360个数据点)。在这个示例中，只有由模式匹配单元1644寄存的4位数据帧在感兴趣的相位角处需要逻辑“1”，才替换关于每个感兴趣的相位角的10个左右的数据点。例如，[1,0,0,1]的40位帧可以要求将围绕45°和315°中的每个的10个数据点替换为定义逻辑“1”而不是逻辑“0”的数据点的集合。
本文描述的能量平衡技术的特征在于，调制扰动可以在所选择的相位处被施加在正弦波形上，而不产生实质功率(material power)的边带(例如，比其载波频率处正弦波的功率低50dB或更多)。这允许根据本公开生成的经调制的正弦波被非常紧密地间隔开，而不彼此实质性地干扰。例如，已发现这样的经调制的正弦波可以在频率上间隔小于15Hz。与使用常规调制技术所可能的相比，这使得能够更高效地利用给定的频谱带。
在一个实施例中，使用类似类型的调制扰动来调制多载波系统内的每个经调制的正弦波载波。例如，在一种实施方式中，使用包括许多阶跃过渡的调制扰动来调制每个经调制的载波(参见图13)。在其它实施例中，使用包括表示1个数据位的陷波的调制扰动来调制每个经调制的载波(参见图10)。尽管在一些实施例中，使用不同类型的调制扰动来生成占据相邻的频隙(例如，以15Hz或更小隔开的频率)的经调制的正弦波，但是已发现如果在生成相邻的经调制的正弦波中使用相同类型的调制扰动，那么性能会改善。
现在将注意力指向图20，图20是根据一实施例的多载波能量平衡发送器2000的框图表示。如所示，发送器2000包括在其中存储来自外部源的输入数据的输入缓存2010。输入缓存2010内的存储的数据由控制器2020在多个(N个)经调制的、能量平衡的正弦波载波当中分配。具体地，控制器2020将输入数据流引导至N个能量平衡发送器2030的集合。N个发送器2030中的每个根据来自输入缓存2010的其输入数据流来调制正弦波载波，以便产生经调制的、能量平衡的正弦波。在一个实施例中，N个发送器2030中的每个可以与例如能量平衡发送器1600或能量平衡发送器1800基本上相同，并且可以被实现为FPGA的单独的单元(cell)。
在一个实施例中，控制器2020将数据从输入缓存2410路由到发送器中的第一发送器20301，直到输入数据速率超过第一发送器20301的最大数据速率。此时，控制器可以将数据既提供给第一发送器20301，也提供给其余的N-1个发送器2030中的其它一个或多个。其它的数据分配策略是可能的。例如，可以将来自输入缓存2410的固定量的数据提供给N个发送器2030中的每个，使得每个发送器2030以R/N的数据速率操作，其中R是进入输入缓存2410的数据速率。例如，由输入缓存接收到的第一的四个数据位可以被路由到发送器20301，由输入缓存接收到的第二的四个位可以被路由到发送器20302，诸如此类。如果在某个时刻进入输入缓存2010的数据速率超过了N个发送器2030的总数据速率，那么N个发送器2030中的一个或多个可以发送回提供给它的4位数据帧中的至少一些，以在输入缓存2010中缓冲。
现在将注意力指向图21，图21是被配置为接收和解调由根据本公开配置的能量平衡发送器发送的编码的正弦波的接收器2100的功能框图。例如，接收器2100能够接收和解调由能量平衡发送器1600或能量平衡发送器1800发送的编码的正弦波。如所示，一个或多个能量平衡的编码的正弦波被接收器2100的滤波器2110接收，并被提供给模数转换器(ADC)2120。
时间生成器2124计时或以其它方式控制ADC 2120的输出数据速率。由ADC 2120生成的每个接收到的能量平衡的编码的正弦波的幅度值被提供给波缓存2128。一旦接收器2100已实现了与接收到的能量平衡的编码的正弦波的时间同步(例如，通过检测接收到的编码的正弦波的过零)，那么ADC 2120就可以被选通为“接通”，以便仅生成围绕接收到的编码的正弦波的数据陷波的采样值。例如，ADC 2120仅在相当于45°、135°、225°和315°的相位角处大约一度相位的时间段内接通。因而，在一个实施例中，通过将ADC 2120配置为仅在非常窄的带宽上采样，并进一步通过仅在每个360°正弦波周期的大约4°的期间采样，来增加灵敏度。当接收到多个载波频率的能量平衡的编码的正弦波时，ADC 2120可以被选通为接通或关断，以便仅在每个编码的正弦波的45°、135°、225°和315°相位角期间采样。可替代地，不同的ADC可以被用于在编码的正弦波的围绕45°、135°、225°和315°相位角的狭窄窗口处对每个编码的正弦波采样。由ADC 2120产生的信号样本被提供给波缓存2128。
波缓存2128的内容被串行地提供给解串器至字节单元2134，该解串器至字节单元2134产生表示由接收器2100接收到的编码的正弦波的数据陷波编码的位值的一系列逻辑值。然后，由字节单元2134生成的逻辑值被提供给LDPC解码器2140，该LDPC解码器2140被配置为去除由从其发送编码的正弦波的能量平衡发送器(例如，发送器1600或发送器1800)施加的LDPC编码。类似地，AES解密单元2146反转由能量平衡发送器中的对应的AES加密单元施加的加密。然后可以将AES解密单元2146的输出提供给输出缓存2150。在一个实施例中，接收器2100在输出缓存2150内的位序列中搜索意味着包(packet)的开始的前导码数据位串(例如，0x47串)。在示例性实施方式中，由接收器2100接收到的编码的正弦波携带1500位的帧。每个帧都以预定义的位串(例如，0x47)开始，并被正在被传送的数据跟随。一旦已在输出缓存2150内识别出前导码，就可以经由网络接口2154将正在被传送的数据的估计提供给局域网(LAN)等。可替代地，可以将输出缓存2150的全部内容提供给外部系统，该外部系统被配置为识别每个帧的前导码和恢复由该帧传达的数据。
现在将注意力指向图22，图22是被配置为生成并传输在所选择的相位角处用多位特征调制的正弦波形的能量平衡发送器2200的实施例的功能框图。在一个实施例中，这些多位特征包括具有例如在图6-图9中图示的类型的4位阶梯模式的陷波。在其它实施例中，这些特征可以被用于在每个所选择的相位角处对8个或更多个位编码。能够在每个相位角处被编码的最大位数被认为主要地或排他地分别受发送器2200和对应的接收器内的数模转换器和模数转换器的分辨率的限制。
如所示，发送器1600包括用于存储数字输入数据2208的输入缓存2204、AES加密模块2210形式的数据优化单元、LDPC编码器2220、循环冗余校验(CRC)模块2224，以及32至8位分离器(splitter)2230。
子周期时域调制器2240通过以能量平衡的方式扰动正弦波形来对由位分离器2230提供的数据帧编码。如所示，子周期时域调制器2240包括第一模式匹配单元2244和第二模式匹配单元2245、正弦波查询表2248、时间生成器2252和波缓存2256。调制器2240还包括存储器，该存储器用于存储定义45°、135°、225°和315°相位角中的每个的多位数据陷波的数据点的集合。具体地，调制器2240包括：45°存储单元2280，用于存储定义45°相位角的多位数据陷波的数据点的集合；135°存储单元2282，用于存储定义135°相位角的多位数据陷波的数据点的集合；225°存储单元2284，用于存储定义225°相位角的多位数据陷波的数据点的集合；以及315°存储单元2286，用于存储定义315°相位角的多位数据陷波的数据点的集合。由调制器2240产生的具有多位数据陷波的能量平衡波形被存储在波缓存2256中，并且可选地在由数模转换器(DAC)2264转换成模拟信号之前被滤波器2260预失真或以其它方式滤波。所得编码的模拟信号并使用例如传输线或天线传输。
在能量平衡发送器2200的操作期间，将存储在输入缓存2204内的输入数据2208提供给AES加密模块2210。在一个实施例中，AES加密模块2210通过处理输入数据以限制相同逻辑值的串的行程长度来帮助在接收器处的数据的检测。由AES加密模块2210产生的所得的输出被提供给LDPC编码器2220，该LDPC编码器2220执行低密度奇偶校验(LDPC)纠错编码操作。然后，由LDPC编码器2220产生的串行数据流被提供给CRC模块2224和位分离器2230。在一个实施例中，其中在正弦波形的每个所选择的相位角处定义的多位数据陷波包括8位(每正弦波形的每个周期编码32位)，位分离器2230将每个帧32位分离为8位的4个集合。在这个实施例中，位分离器2230使给定帧的8位的4个集合中的每个集合寻址存储单元2280、2282、2284和2286中不同的一个。作为响应，存储单元2280、2282、2284和2286中的每个从其存储器中取出与用于寻址它的8位模式对应的预计算的8位阶梯陷波模式，并向波缓存2256提供定义这样的陷波模式的数据点。在这个实施例中，由存储单元2280、2282、2284和2286中的每个所存储的8位阶梯陷波模式中的每个是等面积的，即，每个存储的8位阶梯模式是与所有其它存储的模式能量平衡的。
在另一个实施例中，存储在波缓存2256中的编码的正弦波形不仅对32位数据帧(在四个相位角中的每个处有8位)编码，而且还对由CRC模块2224产生的CRC值编码。在这个实施例中，将CRC值(例如，4位值)提供给正弦波查询表2248。在这个实施例中，正弦波查询表2248定义16个带陷波的正弦波形的集合，其中在四个所选择的相位角的每个相位角处的每个数据陷波的深度由CRC值的4位中的一个定义。例如，CRC值中的逻辑0与对向所选择的相位角周围大约1度的角度的数据陷波对应，并且定义相对于未调制的正弦波的大约15％的幅度减小。CRC值中的逻辑1与对向所选择的相位角周围大约0.5度的角度的数据陷波对应，并且定义相对于未调制的正弦波的大约30％的幅度减小。因此，以与上面参考图16所描述的基本上相同的方式，4位CRC值定义所选择的相位角(即，45°、135°、225°和315°)处数据陷波的跨度和深度。此外，提供给位分离器2230的32位数据帧内的四个8位数据集合中的每个定义了在四个所选择的相位角中的每个相位角处施加在陷波上的阶梯模式。因为要发生的能量平衡，在45°和225°处的(施加了阶梯模式的)陷波的面积必须相等，以及在135°和315°处的陷波的面积必须相等，因此实现这样的能量平衡所需的数据帧的给定8位部分的阶梯模式可以取决于CRC值而不同。相应地，正弦表2248响应于来自CRC模块2224的CRC值和由LDPC编码器2220产生的32位数据帧值而从存储单元2280、2282、2284和2286中选择定义适当能量平衡的阶梯模式的数据点。在一个实施例中，可以将32位数据帧的部分加载到模式匹配单元2244和2245内。
时间生成器2252将时钟信号提供给波缓存2256，使得相对恒定的数据速率被维持在滤波器2260中。由于提供给输入缓存2204的输入数据的数据速率可能有些突变或以其它方式不规则，因此时间生成器2252用于在由正弦波查询表2248产生的数据流被提供给滤波器2260之前，从该数据流中基本上去除产生的抖动。
在一个实施例中，发送器2200包括频率监视/流控制模块2270，该频率监视/流控制模块2270可操作为控制进入子周期时域调制器2240的数据速率。具体地，流控制模块2270监视进入调制器2240和波缓存2256的数据速率。当进入调制器2240的数据速率开始超过进入波缓存2256的数据速率时，流控制模块2270将数据从模式匹配单元2244和2245或位分离器2230发送回输入缓存2204，直到这些数据速率是均衡的。
存储在波缓存2256内的带陷波的和能量平衡的正弦波的数字表示可选地被滤波器2260预失真或以其它方式滤波，以便补偿由数模转换器2264引入的量化误差。在一个实施例中，这种滤波可以包括引入在频域中具有与预期由这样的量化误差引起的功率谱相当的功率谱的、相移180度的预失真。然后，由滤波器2260产生的经滤波的数字信号被DAC2264转换成编码的模拟信号，并经由有线或无线通信介质传输。
现在将注意力指向图23，图23是能量平衡发送器2300的另一个实施例的功能框图，该能量平衡发送器2300被配置为生成并传输在所选择的相位角处用多位特征调制的正弦波形。发送器2300的结构和功能的方面与图22的能量平衡发送器2200的那些方面基本上相同。相应地，在图22和图23中使用相同的附图标记来指示基本上相同的发送器部件。如下面所讨论的，发送器2300包括能量平衡编码的正弦波生成器2310，该能量平衡编码的正弦波生成器2310被配置为使得发送器2300能够选择性地以比相对发送器2200更高的数据速率操作。
在发送器2300的操作期间，能量平衡编码的正弦波生成器2310确定离开LDPC编码器2220的数据速率是否超过预定义的数据速率。在低于预定义的数据速率的数据速率下，能量平衡编码的正弦波生成器2310基本上对子周期时域调制器2240(图22)操作，以产生在所选择的相位角处用多位陷波特征编码的正弦波形。也就是说，能量平衡编码的正弦波生成器2310依赖于定义能量平衡的数据陷波的预存储的数据点的集合，并根据被编码的输入数据来调出这些预计算的和预存储的数据点。由于在一个实施例中，相对大量的点(例如，3600个)被用于定义由调制器2240生成的每个编码的正弦波，因此在较高的数据速率下，某些存储器实施方式的I/O能力可能不足以支持期望的输入数据速率。因而，在图23的实施例中，由能量平衡编码的正弦波生成器2310“即时”生成定义在所选择的相位角处具有多位陷波特征的编码的正弦波的数据点，而不是从预填充的数据表中取出。
在确定输入数据速率超过预定义的数据速率时，在一个实施例中，能量平衡编码的正弦波生成器2310执行下面的操作序列，以生成具有在45°、135°、225°和315°的相位角处的多位陷波特征的能量平衡的编码的正弦波。首先，能量平衡编码的正弦波生成器2310从LDPC编码器2220读入与45°处的第一多位数据陷波对应的数据。然后，生成器2310确定要在以45°为中心的数据陷波中定义的N位阶梯模式的阶跃宽度。例如，模式中相对窄的阶跃可以表示输入数据中的“1”，以及较宽的阶跃可以表示输入数据中的“0”。在本公开的范围内，其它阶跃状特征可以被用于表示二进制值。参见例如图6-图9。在为45°处的数据陷波定义N位阶梯模式之后，与这个数据陷波相关联的信号能量被计算或以其它方式被近似。此外，数据陷波的在45°处的能量与未调制的正弦波和数据陷波之间的在数据陷波所对向的角度上的累积的功率差对应。参见例如图24，图24图示了由未调制的正弦波2420和多位数据陷波2430界定的面积2410。面积2410与这个累积功率差相关并且可以被表示为第一主面积。
接下来，能量平衡编码的正弦波生成器2310从LDPC编码器2220读入与135°处的第二多位数据陷波对应的数据。然后，生成器2310基于这个数据来确定要在以135°为中心的数据陷波中定义的第二N位阶梯模式的阶跃宽度，并计算其面积。生成器2310然后可以(i)调整135°处的第二陷波的面积以与第一主面积匹配(例如，通过调整陷波宽度的边缘处的位值)，或者(ii)在定义第二N位阶梯模式之后计算135°处的第二多位数据陷波的面积并将这个面积表示为第二主面积。
能量平衡编码的正弦波生成器2310从LDPC编码器2220读入与225°处的第三多位数据陷波对应的数据。然后，生成器2310基于这个数据来确定要在以225°为中心的数据陷波中定义的第三N位阶梯模式的阶跃宽度并计算其面积。然后，生成器2310调整225°处的第三多位数据陷波的面积以与第一主面积匹配(例如，通过调整第三多位数据陷波的边缘处的位值)。
能量平衡编码的正弦波生成器2310从LDPC编码器2220读入与315°处的第四多位数据陷波对应的数据。然后，生成器2310基于该数据来确定要在以315°为中心的第四多位数据陷波中定义的第四N位阶梯模式的阶跃宽度并计算其面积。然后，生成器2310调整315°处的第四多位数据陷波的面积以与第二主面积匹配(例如，通过调整第四多位数据陷波的边缘处的位值)。
如果生成器2310未成功地强制第二多位数据陷波与第四多位数据陷波(即，以135°和315°为中心的多位数据陷波)的面积和/或未成功地匹配第一多位数据陷波与第三多位数据陷波的面积，那么生成器2310可以更改第二多位数据陷波和第四多位数据陷波中的位的相对位置。在更改这些位的位置之后，生成器2310将再次尝试调整定义第二多位数据陷波和第四多位数据陷波的边缘的值，以使它们相应的面积匹配。基本上相同的位重排过程可以被遵循到生成器2310最初未成功通过例如修改定义这些陷波的边缘的值来实现第一多位数据陷波与第三多位数据陷波的面积之间的匹配的程度。到在定义任何多位数据陷波时，任何数据位被重排的程度，都可以将改变的位置在也包含CRC信息的单独的数据信道中传送给接收器。
如以上所讨论的，可以按这样的方式数字地生成本文描述的编码的正弦波，以便基本上避免谐波或边带的产生。所公开的调制技术的实施例还使得包含经调制的信号能量的信道带宽能够为10Hz或更小。也就是说，发明人已不能使用常规的频谱分析仪来辨别经调制的信号的频谱的在频域中超出经调制的信号的载波频率几赫兹的任何可察觉的扩展。这被相信为表现了在现有技术上的显著进步，因为常规的调制技术通常生成边带或以其它方式利用大量频谱，从而要求抑制或以其它方式滤波正弦波载波本身或由调制所得的边带。所公开的调制技术的这些特征允许经调制的正弦波非常紧密地间隔开而彼此之间没有实质性的干扰，因而与使用常规的调制技术所可能的相比，使得能够更高效地利用频谱。
图25是当具有用在45°、135°、225°和315°处的数据陷波调制的编码的正弦波时由频谱分析仪生成的屏幕截图。每个数据陷波通过在功率上相对于未调制的正弦波减小15％(对于值1)或30％(对于值0)来对1位数据编码，从而导致在每个正弦波周期期间对4位数据编码。如所示，编码的正弦波的频率为451.75kHz，并且具有-16.17dBm的测得功率，该测得功率比本底噪声的上水平2510高多于60dB。如从图25可以认识到的，编码的正弦波占据极其窄的频谱，由虚线框2520表示。确实，据信由编码的正弦波占据的信道带宽为10Hz或更小，并且图25中任何相反的迹象都是由主体频谱分析仪(subject spectrum analyzer)的性能的限制所导致的。
如从图25可以认识到的，发明人已发现，当使用本文所描述的能量平衡的调制技术从在所选择的相位角处编码的正弦波的数字表示中生成具有频率f和功率P的编码的模拟波形时，由编码产生的具有频率f'的任何信号的功率P'都比功率P小至少50dB，其中f'从f偏移多于25Hz。此外，据信这是所公开的编码方案的益处的保守表征，并且受到主体频谱分析仪的性能和即时测量设置的限制。
现在转到图26A-图26C，图示了根据本公开的各种替代的数据编码方案。在一个实施例中，可以在隔开180°的一对所选择的相位角处对正弦波编码，以便表示单个数据位。例如，在图26A-图26B的实施例中，编码的正弦波2602可以表示值0，以及编码的正弦波2604可以表示值1。如所示，编码的正弦波2602包括第一数据陷波2612和第二数据陷波2614。第一数据陷波以135°为中心并且对向大约1°的角度，以及第二数据陷波2614以315°为中心并且也对向大约1°的角度。在图26A-图26B的实施例中，第一数据陷波2612和第二数据陷波2614的面积基本上相同，并且数据陷波2612和2614是能量平衡的。
类似地，编码的正弦波2604包括第一数据陷波2622和第二数据陷波2624。第一数据陷波以45°为中心并且对向大约1°的角度，以及第二数据陷波2624以225°为中心并且也对向大约1°的角度。在图26A-图26B的实施例中，第一数据陷波2622和第二数据陷波2624的面积基本上相同，并且数据陷波2622和2624是能量平衡的。
图26C图示了另一种方式，其中在所选择的相位角处编码的正弦波可以被用于表示二进制数据。如所示，图26C描绘了编码的正弦波2640的两个周期；即，第一周期T1和第二周期T2。在图26的实施例中，正弦波2640的第一周期T1表示数据值1，以及第二周期T2表示数据值0。也就是说，在图26C的实施例中，在第一周期T1期间数据陷波2652、2654、2656和2658在45°、135°、225°和315°的相位角处的存在表示数据值1，以及数据陷波在这些相位角处的缺席表示数据值0。在该实施例中，与数据陷波2652相关联的能量和与数据陷波2656相关联的能量相同，以及与数据陷波2654相关联的能量和与数据陷波2658相关联的能量相同。
图27A和图27B图示了使用替代形状的数据陷波以能量平衡的方式编码的正弦波。如所示，图27A描绘了第一编码的正弦波2710，该第一编码的正弦波2710在45°、135°、225°和315°的相位角处具有某些U形数据陷波2712、2714、2716和2718。图27B描绘了第二编码的正弦波2740，该第二编码的正弦波2740在45°、135°、225°和315°的相位角处具有某些V形数据陷波2742、2744、2746和2748。假设给定正弦波周期内相隔180°的数据陷波是能量平衡的，那么已发现，图27A和图27B中图示的数据陷波形状以及其它替代的形状使得能够在正弦波的所选择的相位角处对信息编码，而没有在偏离正弦波的频率少至5Hz的频率处产生可测量的能量。
现在注意力指向图28，图28图示了根据本公开以能量平衡的方式编码的椭圆波形。在图28的实施例中，每个椭圆波形的周期为T且在十六个可能的过零相位中的一个处过零。在一个实施例中，具有不同的过零相位和相同的周期T的十六个波形的集合被用作调制符号。具体地，每个符号波形可以唯一地表示与波形的过零相位对应的4位数据字。例如，十六个椭圆波形中的具有173°的过零相位的第一椭圆波形2810可以表示数据字[1001]。具有180°的过零相位的第二椭圆波形2820可以例如表示数据字[0000]，以及具有187°的过零相位的第三椭圆波形2830可以表示数据字[0111]。
为了最小化或消除在非常窄的信道带宽(即，以载波频率f为中心的10Hz或更小的频带，其中f＝1/T)之外的边带或其它信号能量的产生，已发现每个椭圆波形应当是能量平衡的。也就是说，与波形的正半周期相关联的能量应当等于与波形的负半周期相关联的能量。在图28的实施例中，第一椭圆波形2810的正半周期2850的能量应当等于椭圆波形2810的负半周期2860的能量，以便抑制或避免边带或其它信号能量在期望的窄信道带宽之外产生。如图28中所示，由于每个椭圆波形的不同的过零点以及每个波形的正半周期和负半周期的能量的平衡，椭圆波形中的每个具有不同的最大和最小幅度(A)。
现在注意力指向图29，图29是能量平衡发送器2900的实施例的功能框图，该能量平衡发送器2900被配置为生成并传输图28中图示类型的过零相位调制的椭圆波形。如所示，发送器2900包括用于存储数字输入数据2908的输入缓存2904、以AES加密模块2910的形式的数据优化单元、LDPC编码器2920和串行至4位数据字转换器2930。在一个实施例中，可以使用例如FPGA来实现发送器2900。
在发送器2900的操作期间，已存储在输入缓存2904内的输入数据被提供给AES加密模块2910。在一个实施例中，AES加密模块2910通过处理输入数据以限制相同逻辑值的串的行程长度来帮助在接收器处的数据的检测。AES加密模块2910产生的所得输出被提供给LDPC编码器2920，该LDPC编码器2920执行LDPC纠错编码操作。然后，由LDPC编码器2920产生的串行数据流由串行至4位数据字转换器2930转换成4位数据帧的序列。
尺度不变特征转换表2940接收由串行至4位数据字转换器2930提供的每个4位数据字，并识别该尺度不变特征转换表2940中存储的16个过零相位调制的椭圆波形中的与4位数据字对应的一个过零相位调制的椭圆波形。在一个实施例中，表2940存储与对应于由数据字转换器2930提供的4位数据字的16个可能值中的每个可能值的16个过零相位调制的椭圆波形中的每个过零相位调制的椭圆波形的单个周期对应的数据值(例如，3600个数据值)。响应于由数据字转换器2930提供的4位数据字的序列，从表2940读取定义每个相继的过零相位调制的椭圆波形的数据值，并将这些数据值存储在波缓存2956内。例如，响应于4位数字字[1001]的接收，表2940可以被配置为产生并在波缓存2956内存储定义具有173°的过零相位的第一椭圆波形2810的数字值的集合。
时间生成器2953将时钟信号提供给波缓存2956，使得相对恒定的数据速率被维持在滤波器2960内。由于提供给输入缓存2904的输入数据的数据速率可能有些突变或其它方式的不规则，因此时间生成器2953用于在由尺度不变特征转换表2940产生的数据流被提供给滤波器2960之前，从该数据流中基本上去除产生的抖动。
在由数模转换器2964将存储在波缓存2956内的能量平衡的椭圆波形转换成模拟信号之前，可选地由滤波器2960对该能量平衡的椭圆波形预失真或以其它方式滤波。所得编码的模拟信号并经由有线或无线通信介质传输。
在一个实施例中，发送器2900包括频率监视/流控制模块2970，该频率监视/流控制模块2970可操作为控制进入尺度不变特征转换表2940的数据速率。具体地，流控制模块2970监视从数据转换器2930离开并进入波缓存2956的数据速率。当离开数据速率转换器2930的数据速率开始超过进入波缓存2956的数据速率时，流控制模块2970将4位帧从转换器2930发送回输入缓存2904，直到这些数据速率是均衡的。
现在注意力指向图30，图30是接收器3000的功能框图，该接收器3000被配置为接收和解调由被配置为产生和传输过零相位调制的椭圆波形的发送器发送的这样的过零相位调制的椭圆波形。例如，接收器3000能够接收和解调由发送器2900发送的过零相位调制的椭圆波形。如所示，接收器包括滤波器3010，该滤波器3010接收这样的波形、过滤外来的信道噪声，并将经滤波的结果提供给模数转换器(ADC)3020。
时间生成器3024计时或以其它方式控制ADC 3020的输出数据速率。每个接收到的波形的数字幅度值由ADC 3020生成，并被提供给波缓存3028。一旦接收器3000已实现了与接收到的椭圆波形的时间同步(例如，通过检测接收到的波形的负到正的过零)，ADC3020就基于时间生成器3024的输出以一定速率生成接收到的椭圆波形的样本。由ADC 3020产生的信号样本被提供给波缓存3028。
一旦已实现与接收到的波形的时间同步，差测量模块3030就确定波缓存3028内的波形的周期的样本与由时间生成器3024提供的相同周期的正弦波的样本之间的差。在较高分辨率的实施例中，从0到360°每0.1°确定这样的差(每个波形周期3600个样本差)。在较低分辨率的实施例中，从0到360°每1°确定这样的差(每个波形周期360个样本差)。差测量模块3030在给定周期内累积这些样本差，并将累积差值用作存储与每个累积差对应的数据字的表3032内的索引。例如，在其中接收到的椭圆波形的每个周期可以具有16个不同的正到负过零相位中的一个的情况下，表3032包括与这些过零相位中的每个对应的16个4位数据字的集合。也就是说，累积差值中的每个被表3032映射到4位数据字中的一个。例如，如表3032所示，累积差值中的一个可以与“+1”累积差对应，其被映射到数据字0001。累积差值中的另一个可以与“-3”累积差对应，其被映射到数据字1101，诸如此类。
在一个实施例中，可以通过将ADC 3020配置为仅在接收到的椭圆波形的某些相位范围期间操作来提高灵敏度。在这个实施例中，一旦接收器3000已实现了与接收到的能量平衡的编码的正弦波的时间同步，ADC 3020就可以被选通为“接通”，以便仅在接近于每个周期的180°点的过零附近生成样本值。例如，ADC 3020可以仅在与跨越感兴趣的潜在过零相位(例如，173°至187°或稍宽)的相位对应的时间段内被开通。因而，在一个实施例中，通过将ADC 3020配置为在每个周期的相对小的部分上采样来提高灵敏度。
由测量模块3030产生的数据字被提供给解串器至字节单元3034，该解串器至字节单元3034产生表示由接收到的椭圆波形的周期的过零相位所编码的位值的一系列逻辑值。然后，由字节单元3034生成的逻辑值被提供给LDPC解码器3040，该LDPC解码器3040被配置为去除由从其发送接收到的椭圆波形的适用的发送器(例如，发送器2900)施加的LDPC编码。类似地，AES解密单元3046反转由适用的发送器中的对应AES加密单元所施加的加密。然后AES解密单元3046的输出可以被提供给输出缓存3050。在一个实施例中，接收器3000在输出缓存3050内的位序列中搜索意味着包的开始的前导码数据位串(例如，0x47串)。在示例性实施方式中，由接收器3000接收到的编码的正弦波携带1500位的帧。每个帧都以预定义的位串(例如，0x47)开始，并被正在被传送的数据跟随。一旦已在输出缓存3050内识别出前导码，就可以经由网络接口3054将正在被传送的数据的估计提供给局域网(LAN)等。可替代地，可以将输出缓存3050的全部内容提供给外部系统，该外部系统被配置为识别每个帧的前导码和恢复由该帧传达的数据。
本文所讨论的公开内容提供并描述了用于具有高频谱效率的数据通信的系统的一些实施例的示例。设计、附图和描述是本公开的所选择的实施例的非限制性示例。例如，所公开的设备的其它实施例可以或可以不包括本文所描述的特征。而且，所公开的优点和益处可以仅应用于本公开的某些实施例，而不应当被用来限制各种公开内容。
如本文所使用的，耦合意味着通过本领域普通技术人员已知的合适手段直接或间接地连接。耦合的项可以包括插入的特征，诸如，例如，A经由B耦合到C。除非另外说明，否则耦合的类型(无论是机械的、电气的、流体的、光学的、辐射的或是其它)都由在其中使用了该术语的上下文所指示。
如在本说明书中所使用的，模块可以是例如与执行(一个或多个)特定功能相关联的可操作地耦合的电气部件的任何组件和/或集合，并且可以包括例如存储器、处理器、电气走线、光学连接器、(存储在存储器中和/或在硬件中执行的)软件等。
如本说明书中所使用的，单数形式的“一(a/an)”和“该”包括复数指示物，除非上下文另外明确指示。因而，例如，术语“一致动器”旨在意味着单个致动器或致动器的组合。
虽然上面已描述了本发明的各种实施例，但是应当理解的是，它们仅仅是以示例性的方式被呈现的，而不是限制性的。同样，各种附图可以描绘本发明的示例架构或其它配置，完成这些是为了帮助理解可以包括在本发明中的特征和功能。本发明不限于图示的示例架构或配置，而是可以使用多种替代的架构和配置来实现。此外，尽管以上根据各种实施例和实施方式描述了本发明，但是应当理解的是，在一个或多个单独的实施例中描述的各种特征和功能在它们的适用性上不限于用以描述它们的特定实施例，但是可以将它们单独或以某种组合应用于本发明的一个或多个其它实施例，而无论是否描述了这样的实施例以及这样的特征是否作为所描述的实施例的一部分被呈现。因而，本发明的广度和范围不应当受到任何上述实施例的限制。
本文描述的一些实施例涉及具有非暂态计算机可读介质(也可以被称为非暂态处理器可读介质)的计算机存储产品，其上具有用于执行各种计算机实现的操作的指令或计算机代码。在计算机可读介质(或处理器可读介质)本身不包括暂态传播信号(例如，传播电磁波在诸如空间或线缆之类的传输介质上携带信息)的意义上，该计算机可读介质(或处理器可读介质)是非暂态的。介质和计算机代码(也可以被称为代码)可以是为一个或多个具体目的设计和构造的。KCM可以驻留在其中的非暂态计算机可读介质的示例包括但不限于一次性可编程(OTP)存储器、受保护的随机存取存储器(RAM)和闪存存储器。
计算机代码的示例包括但不限于微代码或微指令、机器指令(诸如由编译器产生的)、用于产生web服务的代码以及包含由计算机使用解释器执行的更高级别指令的文件。例如，可以使用命令式编程语言(例如，C、Fortran等)、功能性编程语言(Haskell、Erlang等)、逻辑编程语言(例如，Prolog)、面向对象的编程语言(例如，Java、C++等)或其它合适的编程语言和/或开发工具来实现实施例。计算机代码的附加示例包括但不限于控制信号、加密代码和压缩代码。
尽管上面已描述了各种实施例，但是应当理解的是，它们仅仅以示例的方式被呈现，而非限制。在上述方法指示某些事件以某种次序发生的情况下，可以修改某些事件的次序。此外，某些事件可以在可能时在并行处理中被并发地执行，以及如上所述的顺序执行。尽管不同设备中的各种模块被示出为位于设备的处理器中，但是它们也可以位于/存储在设备的存储器中(例如，软件模块)并且可以由处理器访问和执行。相应地，本说明书旨在涵盖落入所附权利要求的精神和范围内的所公开实施例的所有这样的修改和变化。
而且，各种发明构思可以被实施为一种或多种方法，已提供了该一种或多种方法的示例。作为方法的一部分执行的动作可以以任何合适的方式排序。相应地，可以构造实施例，其中以与所示出的次序不同的次序来执行动作，其也可以包括同时执行一些动作，即使在说明性实施例中被示为顺序动作。
如本文所定义和使用的，所有定义都应当被理解为控制字典定义、通过引用并入的文献中的定义和/或所定义术语的普通含义。
如本文在说明书和权利要求中所使用的，除非明确相反地指出，否则不定冠词“一(a/an)”应当理解为意味着“至少一个”。
如本文在说明书和权利要求中所使用的，短语“和/或”应当被理解为意味着如此结合的元素中的“任一个或两个”，即，在一些情况下元素结合地存在和在其它情况下元素分离地存在。用“和/或”列出的多个元素应当以相同的方式被解释，即，元素中的“一个或多个”如此连接。除了由“和/或”分句具体指出的元素之外，还可以可选地存在其它元素，而无论与那些具体指出的元素相关还是不相关。因而，作为非限制性示例，当与诸如“包括”之类的开放式语言结合使用时，对“A和/或B”的引用在一个实施例中可以仅指A(可选地包括除B以外的元素)；在另一个实施例中，仅指B(可选地包括除A以外的元素)；在又一个实施例中，指A和B两者(可选地包括其它元素)；等等。
如本文在说明书和权利要求中所使用的，“或”应当被理解为具有与以上定义的“和/或”相同的含义。例如，当将列表中的项分开时，“或”或者“和/或”应被解释为包含性的，即，包括多个元素或元素列表中的至少一个，但也包括多于一个，以及可选地附加的未列出的项。仅明确相反指出的术语(诸如“仅之一”或“恰好之一”或当“由...组成”在权利要求中使用时)将指包括多个元素或元素列表中的恰好一个元素。一般而言，如本文所使用的，术语“或”仅在前面有排他性术语(诸如“任一个”、“之一”、“仅之一”或“恰好之一”)时才会被解释为指示排他性替代物(即，“一个或另一个但不是两者”)。当在权利要求中使用时，“基本上由...组成”应具有在专利法领域中所使用的普通含义。
如本文在说明书和权利要求中所使用的，在引用一个或多个元素的列表时，短语“至少一个”应当被理解为是指从元素列表中的一个或多个元素中选择的至少一个元素，但不一定包括元素列表内具体列出的各个和每个元素中的至少一个，并且不排除元素列表中元素的任何组合。这个定义还允许可以可选地存在除短语“至少一个”所指代的元素列表中具体识别出的元素以外的元素，无论与那些具体识别出的元件相关还是不相关。因而，作为非限制性示例，“A和B中的至少一个”(或等效地，“A或B中的至少一个”，或等效地“A和/或B中的至少一个”)可以在一个实施例中指至少一个A，可选地包括多于一个A，且不存在B(并且可选地包括除B以外的元素)；在另一个实施例中指至少一个B，可选地包括多于一个B，且不存在A(并且可选地包括除A以外的元素)；在又一个实施例中指至少一个A，可选地包括多于一个A，以及至少一个B，可选地包括多于一个B(并且可选地包括其它元素)；等等。
在权利要求以及以上说明书中，所有连接词(诸如“包括(comprising)”、“包括(including)”、“携带”、“具有”、“包含”、“涉及”、“持有”、“由...构成(composed of)”等)应被理解为开放式的，即，表示包括但不限于。如美国专利局专利审查程序手册第2111.03节中所阐述的，仅连接词“由...组成(consisting of)”和“基本上由...组成”应分别为封闭或半封闭的连接词。

Claims (13)

1.一种数据通信方法，所述方法包括：
接收输入数字数据；
使用多个符号波形对所述输入数字数据编码，其中所述多个符号波形中的各符号波形的周期相等，并且所述多个符号波形中的各符号波形占据复合编码的波形的不同周期并表示所述输入数字数据的一个或多个位，所述多个符号波形中的每个符号波形具有第一椭圆段和与第一椭圆段的极性相反的极性的第二椭圆段；
其中每个符号波形被定义使得(i)对于所述多个符号波形中的每个符号波形，从第一椭圆段到第二椭圆段的过零是不同的，以及(ii)符号波形的第一椭圆段的能量基本上等于符号波形的第二椭圆段的能量；
从所述复合编码的波形的表示生成编码的模拟波形。
2.如权利要求1所述的方法，还包括：
将所述多个符号波形的表示存储在存储器内；
在接收到所述输入数字数据时，从所述存储器读出数字表示中的一些数字表示。
3.如权利要求1所述的方法，其中第一椭圆段是正椭圆段，以及第二椭圆段是负椭圆段。
4.如权利要求3所述的方法，其中每个符号波形的正椭圆段的能量是不同的。
5.如权利要求4所述的方法，其中每个符号波形的负椭圆段的能量是不同的。
6.如权利要求1所述的方法，其中所述输入数字数据包括多个数据字，数据字为至少四位，所述多个符号波形分别与所述多个数据字对应。
7.一种数据通信系统，包括：
输入缓存，被配置为存储输入数字数据；
时域调制器，用于使用多个符号波形对所述输入数字数据编码，其中所述多个符号波形中的各符号波形的周期相等，并且所述多个符号波形中的各符号波形占据复合编码的波形的不同周期并且表示所述输入数字数据的一个或多个位，所述多个符号波形中的每个符号波形具有正椭圆段和负椭圆段；
其中所述时域调制器定义每个符号波形，使得(i)对于所述多个符号波形中的每个符号波形，从符号波形的正椭圆段到负椭圆段的过零是不同的，以及(ii)符号波形的正椭圆段的能量基本上等于符号波形的负椭圆段的能量；
一个或多个数模转换器，用于从复合编码的波形的数字表示生成编码的模拟波形。
8.如权利要求7所述的系统，还包括：
存储器，用于存储所述多个符号波形的数字表示；
其中所述时域调制器被配置为在接收到对应于存储在所述输入缓存内的所述输入数字数据的位时，从所述存储器读出数字表示中的一些数字表示。
9.如权利要求7所述的系统，其中所述多个符号波形中的每个符号波形的正椭圆段和负椭圆段在形状上是椭圆的。
10.如权利要求7所述的系统，其中每个符号波形的正椭圆段的能量是不同的。
11.如权利要求10所述的系统，其中每个符号波形的负椭圆段的能量是不同的。
12.如权利要求7所述的系统，其中所述输入数字数据包括多个数据字，数据字为至少四位，所述多个符号波形分别与所述多个数据字对应。
13.一种数据通信方法，所述方法包括：
接收输入数字数据；
使用多个符号波形对所述输入数字数据编码，其中所述多个符号波形中的各符号波形的周期相等，并且所述多个符号波形中的各符号波形占据复合编码的波形的不同周期并表示所述输入数字数据的一个或多个位，所述多个符号波形中的每个符号波形具有正椭圆段和负椭圆段；
其中每个符号波形被定义使得(i)对于所述多个符号波形中的每个符号波形，从符号波形的正椭圆段到负椭圆段的过零是不同的，以及(ii)符号波形的正椭圆段的能量基本上等于符号波形的负椭圆段的能量；
从复合编码的波形的表示生成编码的模拟波形。
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