KR102438549B1 - 인코딩된 정현파 파형들을 이용한 고 스펙트럼 효율의 데이터 통신 시스템을 위한 수신기 - Google Patents

인코딩된 정현파 파형들을 이용한 고 스펙트럼 효율의 데이터 통신 시스템을 위한 수신기 Download PDF

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Abstract

각각의 위상각들에서 제1, 제2, 제3 및 제4 데이터 노치들을 갖는 변조된 정현파 파형에 의해 인코딩된 정보를 복구하는 방법이며, 변조된 정현파 파형의 전력은 입력 디지털 데이터를 인코딩하기 위해 제1, 제2, 제3 및 제4 데이터 노치들 중 선택된 것들 내의 변조되지 않은 정현파 파형의 전력에 비해 감소된다. 이 방법은 변조된 정현파 파형을 수신하는 단계 및 변조된 정현파 파형을 나타내는 디지털 값들을 생성하는 단계를 포함한다. 변조되지 않은 정현파 파형의 디지털 표현은 제1, 제2, 제3 및 제4 데이터 노치들 내의 변조된 정현파 파형의 진폭을 나타내는 디지털 데이터 노치 값들을 포함하는 수신된 디지털 데이터 시퀀스를 생성하기 위해 디지털 값들로부터 감산된다. 입력 디지털 데이터는 그 후 디지털 데이터 노치 값들에 기반하여 추정된다.

Description

인코딩된 정현파 파형들을 이용한 고 스펙트럼 효율의 데이터 통신 시스템을 위한 수신기
관련 출원들에 대한 상호 참조
본 출원은, 2017년 10월 27일에 출원된, 발명의 명칭이 "DATA COMMUNICATIONS SYSTEM WITH HIGH SPECTRAL EFFICIENCY"인 미국 가특허 출원 제62/578,332호, 및 2018년 6월 25일에 출원된, 발명의 명칭이 "HIGH SPECTRAL EFFICIENCY DATA COMMUNICATIONS SYSTEM USING PERIODIC WAVEFORM MODULATION"인 미국 가특허 출원 제62/689,764호의 우선권의 이익을 35 U.S.C. § 119(e) 하에서 주장하며, 이들 각각의 내용은 모든 목적을 위해 그 전체가 본 명세서에 참조로 포함된다.
본 개시내용은 일반적으로 데이터 통신 시스템들에 관한 것이며, 특히, 정현파 변조에 기반한 데이터 통신을 위한 방법들 및 시스템들에 관한 것이다.
데이터 또는 정보를 전송하는데 이용되는 다양한 전송 채널들이 있다. 구리선들로 이루어진 전화선들은 음성과 데이터 모두를 전송하기 위해 100년 훨씬 넘게 이용되었다. 무선 신호들의 무선 전송은 거의 100년 동안 있어 왔다. 무선국은 무선 세트에 의해 수신될 전파들을 통해 무선 신호를 전송한다. 공지된 바와 같이, 무선국은 음악, 뉴스, 또는 프로그램들을 포함할 수 있는 프로그래밍을 갖는다. 위성들은 제1 위치에 배치된 위성 접시가 위성으로부터 제1 위치에서 멀리 떨어진 위치에 배치된 제2 위성 접시에 전송되거나 방송될 신호를 위성으로 전송하는데 이용되는 다른 전송 채널의 예이다. 보다 최근에는 셀룰러 통신 시스템들이 셀 폰들 사이에서 통신하는데 이용되고 있다. 엄청난 양의 데이터가 셀룰러 통신 시스템들을 이용하여 전송되고 있다. 이 시점에서, 이용되는 임의의 전송 채널 상의 데이터 처리량을 증가시킬 수 있는 것이 필수적이다. 신호의 전송 동안의 신호 저하의 문제를 해결하는 것이 또한 중요하다. 전송 채널을 통해 신호를 전송할 때 마주치는 일부 문제점들은 전송 경로 지연, 간섭, 및 비선형성을 포함한다.
전송 채널 상에서 데이터 처리량을 증가시키기 위한 노력으로 개발되고 이용되고 있는 일부 전송 기술들 또는 방식들은 진폭 변조(AM), 주파수 변조(FM), 위상 변조, QAM(Quadrature Amplitude Modulation), QPSK(Quadrature Phase Shift Keying), PSK(Phase Shift Keying), 및 APSK(Amplitude and Phase Shift Keying)이다.
진폭 변조는 무선 반송파를 이용하여 정보를 전송하는데 이용되는 변조 기술이다. 정현 반송파는 전송 전에 오디오 파형에 의해 그 진폭이 변조된다. 오디오 파형은 정현 반송파의 진폭을 수정한다. 진폭 변조 신호의 이용과 연관된 일부 단점들은 진폭 변조 신호가 그 전력 이용 측면에서 효율적이지 않고, 대역폭의 그 이용의 관점에서 효율적이지 않고, 최고 오디오 주파수의 대역폭의 2배에 해당하는 대역폭을 요구하며, 높은 잡음 레벨들이 발생하기 쉽다는 점이다.
주파수 변조는 파의 주파수를 변화시킴으로써 반송파에서 정보를 인코딩하는 변조 기술이다. 주파수 변조가 진폭 변조에 비해 일부 장점들을 갖지만, 일부 단점들은 더 복잡한 복조기를 요구하고 일부 다른 변조 기술들보다 더 불량한 스펙트럼 효율을 갖는다는 점을 포함한다.
QAM은 소스 신호를 가변 진폭 및 위상을 갖는 출력 파형으로 변조하는 멀티레벨 진폭 및 위상 변조의 형태이다. QAM을 이용하는 시스템은 가변 진폭 및 위상을 갖는 출력 파형으로 소스 신호를 변조한다. 전송될 메시지는 가능한 전송 레벨을 각각 나타내는 신호 포인트들 또는 페이저들을 갖는 2차원의 4개의 사분면 신호 공간 또는 성상에 매핑된다. 성상 내의 각각의 신호 포인트는 심볼로 지칭된다. QAM 성상은 I 또는 동상 축 및 Q 또는 직교 축 또는 IQ 평면에 의해 정의되는 좌표계를 갖는다. 심볼은 I 및 Q 성분들 둘 다에 의해 표현될 수 있다. QAM의 이용의 단점들 중 하나는 더 높은 데이터 레이트들의 경우 피크 대 평균 전력비가 높다는 것이다. 예를 들어, 16QAM에 대한 전형적인 성상도에서, 4개의 가능한 전력 레벨이 있다는 것을 알 수 있다. 변조의 차수가 증가함에 따라, 필요한 전력 레벨들의 수가 증가한다. 이 모두는 훨씬 더 높은 피크 대 평균 전력비들이 경험되게 한다.
QPSK는 채널을 통과하기 전에 반송파 주파수 상에 변조된 동기식 데이터 스트림을 갖는다. 반송파는 45°, 135°, 225°, 또는 315°와 같은 4개의 상태를 가질 수 있다. QPSK는 또한 신호 포인트들이 IQ 평면과 같은 2개의 직교 좌표축을 이용하여 설명될 수 있는 직교 변조를 이용한다. 종래의 QPSK에 의해, 복소 평면 내의 2개의 대각 전송 심볼 포인트들 사이의 전이가 제로 포인트를 통과하는 문제가 있다. 이러한 대각 전송 심볼들 사이의 전이에서, 진폭의 저하는 소위 엔벨로프에서 사실상 제로가 되는 식으로 발생할 수 있다. 수신기 측에서, 이것은 필요한 동기화를 복잡하게 하고 전송 경로에서의 비선형성들, 신호 왜곡, 및 원치 않는 상호변조를 촉진한다.
PSK는 반송파의 위상을 변조하는 것에 의해 메시지를 전송하는 다른 디지털 변조 프로세스이다. PSK를 이용하는 한 가지 단점은 고차 PSK 성상이 이용될 때 에러 레이트가 너무 높게 된다는 것이다.
APSK라는 명칭이 나타내는 바와 같이, 이러한 형태의 변조는 진폭 및 위상 시프트 키잉을 이용한다. 이 변조 방식에서, 반송파의 진폭과 위상 모두를 변조함으로써 신호가 전달된다. 진폭 및 주파수 시프트 키잉은 임의의 주어진 변조 차수에 대해 정보를 전송하는데 필요한 전력 레벨들의 수를 감소시킬 수 있다.
일 양태에서, 본 개시내용은 주기적 파형 변조를 위한 방법에 관한 것이다. 이 방법은 입력 디지털 데이터를 수신하는 단계 및 변조된 정현파 파형을 생성하기 위해 변조되지 않은 정현파 파형의 선택된 위상각들(θ1, θ2, θ3, θ4)에서 입력 디지털 데이터를 인코딩하는 단계를 포함한다. 인코딩 프로세스는 변조된 정현파 파형에서 제1, 제2, 제3 및 제4 데이터 노치들을 각각 정의하기 위해 입력 디지털 데이터의 비트 값들에 따라 선택된 위상각들(θ1, θ2, θ3, θ4) 중의 위상각들에서 변조되지 않은 정현파 파형의 전력을 선택적으로 감소시키는 것을 포함한다. 이어서, 디지털-아날로그 변환기를 이용하여, 변조된 정현파 파형의 디지털 표현으로부터 인코딩된 아날로그 파형이 생성된다. 데이터 노치들은, 제1 데이터 노치에 의해 대(subtend; 對)해진 제1 위상각 범위에 대한 변조된 정현파 파형의 전력과 변조되지 않은 정현파 파형의 전력 사이의 제1 누적 전력 차이에 대응하는 제1 에너지가 제3 데이터 노치에 의해 대해진 제3 위상각 범위에 대한 변조된 정현파 파형의 전력과 변조되지 않은 정현파 파형의 전력 사이의 제3 누적 전력 차이에 대응하는 제3 에너지와 실질적으로 동일하도록 형성된다. 데이터 노치들은 또한, 제2 데이터 노치에 의해 대해진 제2 위상각 범위에 대한 변조된 정현파 파형의 전력과 변조되지 않은 정현파 파형의 전력 사이의 제2 누적 전력 차이에 대응하는 제2 에너지가 제4 데이터 노치에 의해 대해진 제4 위상각 범위에 대한 변조된 정현파 파형의 전력과 변조되지 않은 정현파 파형의 전력 사이의 제4 누적 전력 차이에 대응하는 제4 에너지와 실질적으로 동일하도록 형성된다.
일 실시예에서, 위상각(θ3)은 위상각(θ1)과 180°의 합과 동일하고, 위상각(θ4)은 위상각(θ2)과 180°의 합과 동일하다. 다른 실시예에서, 위상각(θ1)은 44.5°와 45.5° 사이이고, 위상각(θ2)은 134.5°와 135.5° 사이이고, 위상각(θ3)은 224.5°와 225.5° 사이이고, 위상각(θ4)은 314.5°와 315.5° 사이이다.
일 실시예에서, 제1 데이터 노치는 비트 값들의 제1 비트 값을 나타내고, 제2 데이터 노치는 비트 값들의 제2 비트 값을 나타낸다. 일 구현에서, 제1 데이터 노치의 최소 진폭은 위상각(θ1)에서의 변조되지 않은 정현파 파형의 진폭의 제1 백분율이고, 제2 데이터 노치의 최소 진폭은 위상각(θ2)에서의 변조되지 않은 정현파 파형의 진폭의 제2 백분율이고, 제1 백분율은 제2 백분율과 상이하다. 제1 데이터 노치는 제1 복수의 비트 값을 나타낼 때, 제1 복수의 비트 값을 각각 나타내는 제1 복수의 전이 특징(transition feature)을 포함할 수 있다. 이 경우에, 제3 데이터 노치는 제2 복수의 비트 값을 나타내고, 제2 복수의 비트 값을 각각 나타내는 제2 복수의 전이 특징을 포함할 수 있다.
반송파 적층 구현에서, 변조되지 않은 정현파 파형은 제1 주파수이고, 추가적인 입력 디지털 데이터는 추가적인 변조된 정현파 파형을 생성하기 위해 제2 주파수의 추가적인 변조되지 않은 정현파 파형의 선택된 위상각들(θ1, θ2, θ3, θ4) 중의 위상각들에서 인코딩된다. 인코딩 프로세스는 추가적인 변조된 정현파 파형에서 추가적인 제1, 제2, 제3, 및 제4 데이터 노치들을 각각 정의하기 위해 추가적인 입력 디지털 데이터의 비트 값들에 따라 선택된 위상각들(θ1, θ2, θ3, θ4) 중의 위상각들에서 추가적인 변조되지 않은 정현파 파형의 전력을 선택적으로 감소시키는 것을 포함한다. 디지털-아날로그 변환기를 이용하여, 추가적인 변조된 정현파 파형의 디지털 표현으로부터 추가적인 인코딩된 아날로그 파형이 생성된다. 이 경우, 추가적인 제1 데이터 노치에 의해 대해진 추가적인 제1 위상각 범위에 대한 추가적인 변조된 정현파 파형의 전력과 추가적인 변조되지 않은 정현파 파형의 전력 사이의 추가적인 제1 누적 전력 차이는 추가적인 제3 데이터 노치에 의해 대해진 추가적인 제3 위상각 범위에 대한 추가적인 변조된 정현파 파형의 전력과 추가적인 변조되지 않은 정현파 파형의 전력 사이의 추가적인 제3 누적 전력 차이와 실질적으로 동일하다. 유사하게, 추가적인 제2 데이터 노치에 의해 대해진 추가적인 제2 위상각 범위에 대한 추가적인 변조된 정현파 파형의 전력과 추가적인 변조되지 않은 정현파 파형의 전력 사이의 추가적인 제2 누적 전력 차이는 추가적인 제4 데이터 노치에 의해 대해진 추가적인 제4 위상각 범위에 대한 추가적인 변조된 정현파 파형의 전력과 추가적인 변조되지 않은 정현파 파형의 전력 사이의 추가적인 제4 누적 전력 차이와 실질적으로 동일하다.
일 실시예에서, 변조되지 않은 정현파 파형의 전력은 위상각들(θ1 및 θ3)에서만 입력 디지털 데이터의 비트 값들에 따라 감소된다. 이 경우, 변조되지 않은 정현파 파형의 전력은 입력 디지털 데이터와 관계없이 위상각들(θ2 및 θ4)에서의 에너지 균형의 목적들을 위해 감소될 수 있다.
본 개시내용은 또한 입력 디지털 데이터를 수신하고 복수의 변조된 정현파 파형을 생성하기 위해 복수의 정현파 파형의 선택된 위상각들에서 입력 디지털 데이터를 인코딩하는 것을 포함하는 반송파 적층을 이용한 변조 방법에 관한 것이다. 이 방법은 복수의 변조된 정현파 파형의 복수의 디지털 표현에 대응하는 복수의 인코딩된 아날로그 통신 신호를 포함하는 출력 아날로그 파형을 생성하는 단계를 더 포함한다. 이 경우에 인접 변조된 정현파 파형들은 15Hz 미만만큼 주파수에서 분리되고, 출력 아날로그 파형 내에 포함된 임의의 측대역은 그 측대역과 연관된 인코딩된 아날로그 통신 신호의 전력보다 적어도 50dB 낮은 전력을 갖는다.
인코딩 프로세스는 입력 디지털 데이터의 비트 값들에 따라 위상각들(θ1, θ2, θ3, θ4) 중의 위상각들에서 변조되지 않은 정현파 파형의 전력을 선택적으로 감소시킴으로써 제1 변조된 정현파 파형을 생성하기 위해 변조되지 않은 정현파 파형의 위상각들(θ1, θ2, θ3, θ4)에서 입력 디지털 데이터를 인코딩하는 것을 포함할 수 있고, 이에 의해 제1 변조된 정현파 파형에서 제1, 제2, 제3 및 제4 데이터 노치들을 각각 정의한다. 이 경우, 제1 데이터 노치에 의해 대해진 제1 위상각 범위에 대한 제1 변조된 정현파 파형의 전력과 변조되지 않은 정현파 파형의 전력 사이의 제1 누적 전력 차이는 제3 데이터 노치에 의해 대해진 제3 위상각 범위에 대한 제1 변조된 정현파 파형의 전력과 변조되지 않은 정현파 파형의 전력 사이의 제3 누적 전력 차이와 실질적으로 동일하다. 그에 부가하여, 제2 데이터 노치에 의해 대해진 제2 위상각 범위에 대한 제1 변조된 정현파 파형의 전력과 변조되지 않은 정현파 파형의 전력 사이의 제2 누적 전력 차이는 제4 데이터 노치에 의해 대해진 제4 위상각 범위에 대한 제1 변조된 정현파 파형의 전력과 변조되지 않은 정현파 파형의 전력 사이의 제4 누적 전력 차이와 실질적으로 동일하다.
감산 프로세스는 변조된 정현파 파형을 나타내는 디지털 값들의 제로 크로싱들을 검출하는 것을 포함할 수 있다. 일 실시예에서, 이 방법은 수신된 디지털 데이터 시퀀스 내의 프리앰블을 검출하는 단계를 포함한다.
본 개시내용은 또한 데이터 통신 방법에 관한 것이다. 이 방법은 입력 디지털 데이터를 수신하는 단계 및 복수의 심볼 파형을 이용하여 입력 디지털 데이터를 인코딩하는 단계를 포함한다. 복수의 심볼 파형 각각은 복합 인코딩된 파형의 주기를 점유하고, 입력 디지털 데이터의 하나 이상의 비트를 나타낸다. 복수의 심볼 파형의 각각의 심볼 파형은 양의 타원형 세그먼트 및 음의 타원형 세그먼트를 갖는다. 또한, 각각의 심볼 파형은 (i) 심볼 파형의 양의 타원형 세그먼트로부터 음의 타원형 세그먼트로의 제로 크로싱이 복수의 심볼 파형 각각에 대해 상이하고, (ii) 심볼 파형의 양의 타원형 세그먼트의 에너지가 심볼 파형의 음의 타원형 세그먼트의 에너지와 실질적으로 동일하도록 정의된다. 이 방법은, 디지털-아날로그 변환기를 이용하여, 복합 인코딩된 파형의 디지털 표현으로부터 인코딩된 아날로그 파형을 생성하는 단계를 더 포함한다.
또 다른 양태에서, 본 개시내용은 심볼 파형들에 의해 인코딩된 정보를 복구하는 방법에 관한 것이며, 여기서 심볼 파형들 각각은 인코딩된 복합 파형의 주기를 점유하고, 양의 타원형 세그먼트 및 실질적으로 동일한 에너지의 음의 타원형 세그먼트를 포함한다. 이 방법은, 심볼 파형들을 이용하여 생성된 인코딩된 아날로그 파형을 수신하는 단계 및 심볼 파형들을 나타내는 디지털 심볼 샘플들을 생성하는 단계를 포함한다. 이 방법은 음의 값들을 갖는 디지털 신호 샘플들 중의 디지털 신호 샘플들로부터 양의 값들을 갖는 디지털 신호 샘플들 중의 디지털 신호 샘플들로의 전이에 대응하는 디지털 신호 샘플들의 제1 샘플을 식별하는 단계를 더 포함한다. 이 방법은 또한 양의 값들을 갖는 디지털 신호 샘플들 중의 다른 디지털 신호 샘플들로부터 음의 값들을 갖는 디지털 신호 샘플들 중의 다른 디지털 신호 샘플들로의 전이에 대응하는 디지털 신호 샘플들 중의 제2 샘플을 결정하는 단계를 포함한다. 디지털 샘플들 중의 제2 디지털 샘플은 심볼 파형들 중 하나의 심볼 파형의 양의 타원형 세그먼트로부터 심볼 파형들 중 하나의 심볼 파형의 음의 타원형 세그먼트로의 전이를 정의한다. 입력 디지털 데이터는 이후 적어도 제1 샘플 및 제2 샘플에 기반하여 추정된다.
본 개시내용은 또한 입력 디지털 데이터를 저장하도록 구성된 입력 버퍼 및 복수의 심볼 파형을 이용하여 입력 디지털 데이터를 인코딩하기 위한 시간 도메인 변조기를 포함하는 시스템에 관한 것이다. 시간 도메인 변조기는, 복수의 심볼 파형 각각이 복합 인코딩된 파형의 주기를 점유하고 입력 디지털 데이터의 하나 이상의 비트를 나타내도록 인코딩을 실행하도록 구성된다. 복수의 심볼 파형의 각각의 심볼 파형은 양의 타원형 세그먼트 및 음의 타원형 세그먼트를 갖는다. 시간 도메인 변조기는 (i) 심볼 파형의 양의 타원형 세그먼트로부터 음의 타원형 세그먼트로의 제로 크로싱이 복수의 심볼 파형 각각에 대해 상이하고, (ii) 심볼 파형의 양의 타원형 세그먼트의 에너지가 심볼 파형의 음의 타원형 세그먼트의 에너지와 실질적으로 동일하도록 각각의 심볼 파형을 정의하도록 추가로 구성된다. 이 시스템은 또한 복합 인코딩된 파형의 디지털 표현으로부터 인코딩된 아날로그 파형을 생성하기 위한 하나 이상의 디지털-아날로그 변환기를 포함한다.
다른 양태에서, 본 개시내용은 입력 디지털 데이터를 수신하고 입력 디지털 데이터를 파형으로 인코딩하는 단계를 포함하는 방법에 관한 것이며, 여기서 입력 디지털 데이터의 하나 이상의 비트 값은 그 파형의 각각의 주기 내에 인코딩된다. 이 방법은, 디지털-아날로그 변환기를 이용하여, 주기적 파형의 디지털 표현으로부터 인코딩된 아날로그 파형을 생성하는 단계를 포함하고, 인코딩된 아날로그 파형은 주파수 f 및 전력 P이다. 이 방법은 또한 인코딩으로부터 기인하는 주파수 f'의 임의의 신호가 전력 P보다 적어도 50dB 작은 전력 P'인 것을 특징으로 하며, 여기서 f'는 25Hz 초과만큼 f로부터 오프셋된다.
인코딩 동작은 정현파 파형의 주기 내의 선택된 위상각들에서 정현파 파형을 변조하는 것을 포함할 수 있다. 또한, 변조하는 것은 입력 디지털 데이터의 하나 이상의 비트 값에 따라 선택된 위상각들 중의 위상각들에서 정현파 파형의 전력을 선택적으로 감소시키는 것을 포함할 수 있다. 변조하는 것은 입력 디지털 데이터의 하나 이상의 비트 값에 따라 선택된 위상각들 중의 제1 위상각 및 선택된 위상각들 중의 제2 위상각에서 정현파 파형의 전력을 선택적으로 감소시키는 것을 더 포함할 수 있고, 제1 위상각 및 제2 위상각은 대략 180도만큼 분리된다.
본 개시내용은 또한 입력 디지털 데이터를 저장하기 위한 입력 버퍼 및 입력 디지털 데이터를 파형으로 인코딩하기 위한 부-주기적 변조기를 포함하는 시스템에 관한 것이다. 부-주기적 변조기는 파형의 각각의 주기 내에서 입력 디지털 데이터의 하나 이상의 비트 값을 인코딩하도록 동작한다. 이 시스템은 주기적 파형의 디지털 표현으로부터 인코딩된 아날로그 파형을 생성하기 위한 하나 이상의 디지털-아날로그 변환기를 더 포함하고, 여기서 인코딩된 아날로그 파형은 주파수 f 및 전력 P이다. 변조기는 인코딩으로부터 기인하는 주파수 f'의 임의의 신호가 전력 P보다 적어도 50dB 작은 전력 P'가 되도록 인코딩을 실행하도록 구성되며, 여기서 f'는 25Hz 초과만큼 f로부터 오프셋된다.
또 다른 양태에서, 본 개시내용은 입력 디지털 데이터를 수신하는 단계와, 정현파 파형으로 입력 디지털 데이터를 인코딩하는 단계를 포함하는 방법에 관한 것이다. 인코딩은 정현파 파형의 주기 내의 선택된 위상각들에서 정현파 파형을 변조함으로써 수행되어, 변조된 정현파 파형을 생성한다. 이 방법은 디지털-아날로그 변환기를 이용하여, 변조된 정현파 파형의 디지털 표현으로부터 인코딩된 아날로그 파형을 생성하는 단계를 더 포함한다. 변조하는 것은 선택된 위상각들의 제1 위상각에서 제1 데이터 노치를 형성하는 것을 포함하고, 제1 데이터 노치는 제1 복수의 전이 특징을 포함하고 제1 위상각에 대한 제1 위상각 범위에 대하고, 제1 복수의 전이 특징은 입력 디지털 데이터 내에 포함된 제1 복수의 비트 값을 나타낸다.
본 개시내용은 또한 입력 디지털 데이터를 저장하기 위한 입력 버퍼 및 정현파 파형으로 입력 디지털 데이터를 인코딩하기 위한 부-주기적 변조기를 포함하는 시스템에 관한 것이다. 부-주기적 변조기는 정현파 파형의 주기 내의 선택된 위상각들에서 정현파 파형을 변조함으로써 인코딩을 수행하여, 변조된 정현파 파형을 생성하도록 구성된다. 이 시스템은 또한 변조된 정현파 파형의 디지털 표현으로부터 인코딩된 아날로그 파형을 생성하기 위한 하나 이상의 디지털-아날로그 변환기를 포함한다. 부-주기적 변조기는 선택된 위상각들의 제1 위상각에서 제1 데이터 노치를 형성하도록 구성되고, 제1 데이터 노치는 제1 복수의 전이 특징을 포함하고 제1 위상각에 대한 제1 위상각 범위에 대하고, 제1 복수의 전이 특징은 입력 디지털 데이터 내에 포함된 제1 복수의 비트 값을 나타낸다.
본 개시내용의 다른 형태에서, 심볼을 수신하고 심볼을 나타내는 변조된 정현파 파형을 생성하기 위한 전송기, 변조된 정현파 파형을 전송하기 위한 회로, 변조된 정현파 파형을 수신하기 위한 수신기, 및 변조된 정현파 파형을 심볼로 변환하기 위한 회로를 포함하는 데이터 통신 시스템이 개시된다.
본 개시내용의 또 다른 형태에서, 심볼을 수신하고 심볼을 나타내는 변조된 정현파 파형을 생성하기 위한 전송기 - 변조된 정현파 파형은 제1 변조 층 및 제2 변조 층을 가짐 -, 변조된 정현파 파형을 전송하기 위한 회로, 변조된 정현파 파형을 수신하기 위한 수신기, 및 변조된 정현파 파형을 심볼로 변환하기 위한 회로를 포함하는 데이터 통신 시스템이 개시된다.
본 개시내용의 또 다른 형태에서, 데이터를 수신하고 데이터를 나타내는 변조된 정현파 파형을 생성하기 위한 전송기 - 변조된 정현파 파형은 변조된 정현파 파형이 제1 주파수에서 제1 변조를 갖고, 제1 변조가 제1 주파수에서 변조된 정현파 파형의 전력에서의 감소인 식으로 진폭을 가짐 -, 변조된 정현파 파형을 전송하기 위한 회로, 변조된 정현파 파형을 수신하기 위한 수신기, 및 변조된 정현파 파형을 심볼로 변환하기 위한 회로를 포함하는 데이터 통신 시스템이 개시된다.
본 개시내용은 변조된 정현파 파형을 제공함으로써 채널을 통해 많은 양의 데이터를 전송할 수 있는 고 스펙트럼 효율을 갖는 데이터 통신 시스템을 추가로 제공한다.
본 개시내용은 또한 정보를 부-주기적으로 운반하는 정현파 파형을 제공하는 데이터 통신 시스템에 관한 것이며, 각각의 정현파는 주기당 20 비트와 같이, 2개, 4개, 또는 그 이상의 심볼을 전송할 수 있다.
본 개시내용은 전송되는 정보의 양이 이용되는 스펙트럼이 아니라 주기 내의 반송파 주파수 및 변조 포인트들의 함수인 데이터 통신 시스템을 추가로 제공한다.
본 개시내용은 또한 단일 또는 복수의 진폭 감소 층이 처리량을 증가시키는데 이용될 수 있는 데이터 통신 시스템에 관한 것이다.
본 개시내용은 많은 양의 정보를 갖는 변조된 정현파 파형이 생성되는 데이터 통신 시스템에 관한 것이다.
본 개시내용은 또한 신호를 나타내는 변조된 정현파 파형이 생성되고 수신기가 변조된 정현파 파형으로부터 신호를 재구성할 수 있는 수신기에 전송되는 데이터 통신 시스템에 관한 것이다.
본 개시내용의 이들 및 다른 장점들은 첨부 도면들과 함께 다음의 상세한 명세서를 고려한 후에 명백해질 것이다.
통상의 기술자는, 도면들이 주로 설명 목적들을 위한 것이고 본 명세서에 설명된 발명의 주제의 범위를 제한하기 위한 것이 아님을 이해할 것이다. 도면들이 반드시 축척에 맞는 것은 아니고; 일부 경우들에서는, 상이한 특징들의 이해를 돕기 위해, 본 명세서에 개시된 발명의 주제의 여러 양태들이 도면들에서 과장되거나 확대되어 도시되어 있을 수 있다. 또한, 상업적으로 실현가능한 실시예들에서 유용하거나 필요한 흔하지만 잘 이해된 요소들은, 본 발명의 이러한 다양한 실시예들을 보는 것을 덜 방해하도록 하기 위해 종종 도시되지 않는다. 도면들에서, 유사한 참조 문자들은 일반적으로 유사한 특징들(예를 들어, 기능적으로 유사한 및/또는 구조적으로 유사한 요소들)을 지칭한다.
도 1은 본 개시내용에 따라 구성된 전송기 및 수신기를 갖는 통신 시스템의 블록도이다.
도 2는 도 1에 도시된 전송기의 실시예의 블록도이다.
도 3은 도 1에 도시된 수신기의 실시예의 블록도이다.
도 4는 도 1에 도시된 통신 시스템의 이용에 의해 사용되는 변조된 정현파 파형의 파형도이다.
도 5는 도 4에 도시된 변조된 정현파 파형의 노치 각도들 및 진폭들의 테이블이다.
도 6 내지 도 9는 복수의 데이터 비트를 인코딩하기 위한 복수의 스텝 전이를 각각 정의하는 예시적인 변조 섭동들을 도시한다.
도 10은 문자 H를 나타내는 변조된 정현파 파형의 파형도이다.
도 11은 워드 HELLO를 나타내는 변조된 정현파 파형의 파형도이다.
도 12a 및 도 12b는 각각의 변조 섭동이 단일 데이터 비트를 나타내는 경우에 대한 본 발명의 에너지 균형 원리의 적용을 도시한다.
도 13은 각각의 변조 섭동이 5개의 데이터 비트를 나타내는 에너지 균형 변조된 정현파에 대한 IQ 다이어그램이다.
도 14는 본 개시내용에 따른 에너지 균형 코더/변조기의 블록도이다.
도 15는 도 15의 코더/변조기에 의해 생성된 변조된 정현파를 복조 및 디코딩하도록 구성된 수신기의 블록도이다.
도 16은 필드 프로그래머블 게이트 어레이(FPGA)를 이용하여 구현하기에 적합한 에너지 균형 전송기의 실시예의 기능 블록도이다.
도 17은 실시예에 따라 에너지 균형 전송기에 의해 수행되는 인코딩 및 다른 동작들의 예시적인 시퀀스를 나타내는 흐름도이다.
도 18은 본 개시내용에 따라 적합한 에너지 균형 전송기의 다른 실시예의 기능 블록도이다.
도 19는 실시예에 따라 에너지 균형 전송기에 의해 수행되는 인코딩 및 다른 동작들의 예시적인 시퀀스를 나타내는 흐름도이다.
도 20은 실시예에 따라 다중 반송파 에너지 균형 전송기의 블록도 표현이다.
도 21은 본 개시내용에 따라 구성된 에너지 균형 전송기에 의해 전송된 인코딩된 정현파들을 수신하고 복조하도록 구성된 수신기의 기능 블록도이다.
도 22는 선택된 위상각들에서 다중 비트 특징들로 변조된 정현파 파형들을 생성하고 전송하도록 구성된 에너지 균형 전송기의 실시예의 기능 블록도이다.
도 23은 선택된 위상각들에서 다중 비트 특징들로 변조된 정현파 파형들을 생성하고 전송하도록 구성된 에너지 균형 전송기의 다른 실시예의 기능 블록도이다.
도 24는 변조되지 않은 정현파 및 다중 비트 데이터 노치에 의해 경계가 정해진 영역을 도시한다.
도 25는 45°, 135°, 225° 및 315°에서 데이터 노치들로 변조된 인코딩된 정현파를 제공받을 때 스펙트럼 분석기에 의해 생성된 스크린샷이다.
도 26a 내지 도 26c는 본 개시내용에 따른 다양한 대안의 데이터 인코딩 방식들을 도시한다.
도 27a 및 도 27b는 대안의 형상들의 데이터 노치들을 이용하여 에너지 균형 방식으로 인코딩된 정현파들을 도시한다.
도 28은 본 개시내용에 따라 에너지 균형 방식으로 인코딩된 타원형 파형들을 도시한다.
도 29는 도 28에 도시된 유형의 제로-크로싱-위상-변조된 타원형 파형들을 생성하고 전송하도록 구성된 에너지 균형 전송기의 실시예의 기능 블록도이다.
도 30은 제로-크로싱-위상-변조된 타원형 파형들을 수신하고 복조하도록 구성된 수신기의 기능 블록도이다.
이제, 유사한 번호들이 유사한 아이템들을 지칭하는 도면들을 참조하면, 번호(10)는 본 개시내용에 따라 구성된 통신 시스템을 식별한다. 이제 도 1을 참조하면, 데이터 전송 또는 통신 시스템(10)은 심볼(14)을 수신하고 심볼(14)을 나타내는 변조된 정현파 파형(16)을 생성하기 위한 전송기(12), 및 통신 채널(20)을 통해 변조된 정현파 파형(16)을 전송하기 위한 회로(18)를 포함하는 것으로 도시된다. 시스템(10)은 또한 변조된 정현파 파형(16)을 수신하기 위한 수신기(22), 및 변조된 정현파 파형을 심볼(14)로 변환하기 위한 회로(24)를 포함한다. 통신 채널(20)은 동축 케이블, 광섬유 케이블과 같은 매체, 구리선들과 같은 전화 또는 전화 회사(통신 회사(telco)) 선들, 무선 주파수 또는 공간 또는 위성에 의한 것과 같은 개방된 공기에 의해 제공될 수 있다. 채널(20)은 하나 또는 많은 메시지를 운반할 수 있다. 시스템(10)은 심볼(14)과 같은 입력 데이터를 가지고, 전송기(12) 내에서 입력 데이터의 일부 형태의 처리를 수행하고, 이어서 처리된 데이터를 통신 채널(20)을 통해 신호(16)로서 전송할 것이다. 수신기(22)는 신호(16)를 수신할 수 있고, 그 후 입력 데이터 또는 심볼(14)을, 단지 예로서 모니터, 컴퓨터, 오디오 구성요소, 또는 스피커와 같은 일부 다른 디바이스에 출력하기 위해 입력 데이터 또는 심볼(14)을 복구하기 위한 역 동작 또는 프로세스를 수행할 수 있다.
이제 도 2를 참조하면, 전송기(12)의 블록도가 도시되어 있다. 전송기(12)는 심볼(14) 또는 음악, 비디오, 텍스트, 또는 이들의 조합과 같은 다른 입력 데이터를 수신하기 위한 USB 입력부(32)를 갖는 마이크로제어기(30)를 갖는다. 심볼(14)은 접속(34)을 통해 USB 입력부(32)로부터 마이크로제어기(30)로 제공된다. 마이크로제어기(30)는 또한 메모리(36), 예컨대 16MB 메모리, 8MHz 입력부(38), 및 디지털-아날로그 변환기(DAC) 출력부(40)를 포함할 수 있다. 마이크로제어기(30)는 정현파 또는 다른 파형 및 정현 테이블을 생성하고, 심볼(14)에서 판독하고, 심볼(14)을 분해하고, 정현파에 변조 섭동 또는 노치를 삽입하여 심볼(14)을 나타내는 변조된 정현파 파형(16)을 생성할 수 있다. 정현파는 45°, 135°, 225° 및 315°의 위상각들로 삽입된 변조 섭동을 가질 수 있다. 본 명세서에서 더 완전하게 설명되는 바와 같이, 삽입된 변조 섭동은 정보의 비트를 나타낼 수 있다. 마이크로제어기(30)는 신호(16)를 DAC 출력부(40)에 제공한다. DAC 출력부(40)는 신호(16)를 전송할 수 있는 다른 회로(도시되지 않음)에 접속될 수 있다. 마이크로제어기(30)의 예는 STM32F756 마이크로제어기 패밀리로서 알려진 STMicroelectronics에 의해 제조된 디바이스이거나, 다른 유사한 마이크로제어기가 이용될 수 있다.
도 3은 본 개시내용에 따라 구성된 수신기(22)의 블록도를 도시한다. 수신기(22)는 전송기(12)에 의해 전송된 신호(16)를 수신하기 위한 아날로그-디지털 변환기(ADC) 입력부(44)를 갖는 마이크로제어기(42)를 포함한다. 입력부(44)로부터의 신호(16)는 접속(46)을 통해 마이크로제어기(30)에 제공된다. 마이크로제어기(42)는 또한 메모리(48), 예컨대 16MB 메모리, 8MHz 입력부(50), 및 RS232 또는 USB 출력부(52)를 포함할 수 있다. 출력부(52)는 스피커와 같은 다른 디바이스(도시되지 않음)에 제공된다. 마이크로제어기(42)는 정현파 및 정현 테이블을 생성할 수 있다. 마이크로제어기(42)는 또한 ADC 입력부(44)로부터의 신호(16)에서 판독하고, 심볼(14)을 재조립하고, 심볼을 다른 디바이스(도시되지 않음)에 의한 이용을 위해 출력부(52)에 전송한다. 다시, 마이크로제어기(30)의 예는 STM32F756 마이크로제어기 패밀리로서 알려진 STMicroelectronics에 의해 제조된 디바이스이거나, 다른 유사한 마이크로제어기가 이용될 수 있다.
변조는 일반적으로 반송파의 진폭, 주파수 또는 위상의 변화인 것으로 이해된다. 다음에는 시스템(10)에 의해 이용되는 새로운 형태의 변조를 개시한다. 이러한 새로운 형태의 변조는 파의 각각의 주기 동안 복수의 위상각에서 정현파와 같은 파에 교란, 섭동 또는 노치를 삽입한다. 삽입된 노치는 파 주파수의 배수인 주파수를 갖는다. 이러한 형태의 변조는 주기적 정현파 변조로 지칭될 수 있다. 동일한 유형의 변조 섭동들이 각각의 파 주기 동안 동일한 위상각들에서 이용되는 실시예들에서, 변조는 부-주기적 또는 주기 내 정현파 변조로서 지칭될 수 있다.
도 4는 노치들의 형태로 4개의 변조 섭동의 세트를 갖는 변조된 정현파(100)의 한 주기의 예를 도시한다. 도시된 바와 같이, 변조된 정현파(100)는 정현파 주파수의 배수인 주파수(예컨대, 정현파 주기당 4회)에서 교란되는 정현파에 대응한다. 이러한 특정 경우에, 4개의 변조 섭동 세트를 생성하기 위해, 정현파는 45°, 135°, 225°, 및 315°의 위상각들에서 4회 교란된다. 도 4로부터 이해될 수 있는 바와 같이, 정현파 파형(100)은 각각의 정현파 주기 내의 복수의 위상각들에서 정보를 운반하고, 이에 의해 각각의 주기 동안 2개, 4개, 또는 그 이상의 심볼이 전송되는 것을 허용한다. 각각의 주기 동안 전달되는 정보의 양은 (이용되는 스펙트럼이 아닌) 그 주기 내의 반송파 주파수 및 변조 포인트들의 함수이다. 이러한 의미에서, 데이터 전송 레이트는 예를 들어 헤르츠당 비트들의 관점에서 보다는 정현파 주기당 비트들의 관점에서 특징화될 수 있다.
일 실시예에서, 변조된 정현파(100)의 디지털 표현은 소프트웨어-정의 무선(SDR)을 이용하여 전압 포인트들의 시퀀스로서 직접 생성된다. 이러한 전압 포인트들의 시퀀스는 이후 변조된 정현파(100)의 대응하는 아날로그 버전의 생성을 위해 디지털-아날로그 변환기에 제공될 수 있다. 측대역들의 생성을 최소화하기 위해, 변조된 정현파가 동일한 주파수의 변조되지 않은 정현파의 트레이스 또는 경계들을 초과하지 않아야 하는 것이 발견되었다. 즉, 변조된 정현파는 이상적으로는 변조되지 않은 정현파와 동일한 주파수 및 위상이어야 하고 모든 위상각들에서 변조되지 않은 정현파의 진폭 크기보다 작은 진폭 크기를 가져야 한다. 달리 말하면, 변조된 정현파는, 일부 또는 모든 정현파 주기들 동안 변조 섭동들의 세트를 생성하기 위해, 45°, 135°, 225° 및 315°의 위상각들에서 또는 그 근방에서 그 출력 전력이 감소되는 변조되지 않은 정현파를 생성하는 것에 의해 생성될 수 있다. 변조 섭동들을 생성하는 것과 연관된 전력의 감소는 이상적으로는 위상 시프트가 트리거링되는 포인트를 초과하지 않아야 한다. (i) 45°에서 변조 섭동에 대해 발생하는 누적 전력 감소에 대응하는 에너지가 225°에서 변조 섭동에 대해 발생하는 누적 전력 감소에 대응하는 에너지와 일치하고, (ii) 135°에서 변조 섭동에 대해 발생하는 누적 전력 감소에 대응하는 에너지가 315°에서 변조 섭동에 대해 발생하는 누적 전력 감소에 대응하는 에너지와 일치하는 경우, 측대역들의 생성이 가장 유리하게 최소화된다는 것이 또한 발견되었다. 이하에서 논의되는 바와 같이, 단일 또는 복수의 전력 감소 층이 처리량을 증가시키는데 이용될 수 있다.
이제 도 5를 참조하면, 도 4에 도시된 변조된 정현파(100) 상의 노치들의 위치를 나타내는 테이블(112)이 제시된다. 테이블(112)의 검토로부터, 노치가 다중 값이 될 수 있음에 유의해야 한다. 특히, 45°에 존재하는 노치(104)의 전력은 파 전력보다 30% 작고, 1의 값을 갖는다. 135°에 존재하는 노치(106)의 전력은 파 전력보다 15% 작고, 0의 값을 갖는다. 225°에 존재하는 노치(108)의 전력은 파 전력보다 15% 작고, 0의 값을 갖는다. 마지막으로, 315°에 존재하는 노치(110)의 전력은 파 전력보다 30% 작고, 1의 값을 갖는다. 노치들의 수가 변할 수 있지만, 도 4의 실시예에서, 이용되는 노치들의 수는 4개이다. 도 4 및 도 5로부터 알 수 있는 바와 같이, 변조된 정현파(100)는 파당 적어도 4개의 데이터 비트를 제공할 수 있다. 이 4개의 노치는, 예를 들어, 400MHz의 파 주파수가 1.6 기가비트 데이터 스트림을 제공하도록 4개의 데이터 비트를 나타낼 수 있다.
도 6은 45° 위상각에 근접한 데이터를 인코딩하는데 이용될 수 있는 변조 섭동(120)의 다른 형태를 도시한다. 도시된 바와 같이, 변조 섭동(120)은 스텝들(126, 128, 130, 및 132)의 형태로 복수의 전이들을 정의한다. 도 6의 예에서, 이러한 복수의 전이들(126, 128, 130, 및 132)은 변조 섭동(120)의 일부로서 전송될 수 있는 1111의 값을 제시한다.
이제 도 7을 참조하면, 예를 들어, 135°의 위상각에 근접한 데이터를 인코딩하는데 이용될 수 있는 다른 예시적인 변조 섭동(140)이 도시된다. 도시된 바와 같이, 변조 섭동(140)은 스텝들(146, 148, 150 및 152)의 형태로 복수의 전이들을 정의하여 변조 섭동(140)이 전송될 때 전달되는 1010의 값을 제시한다.
도 8은 예를 들어 225°의 위상각에 근접한 데이터를 인코딩하는데 이용될 수 있는 예시적인 변조 섭동(160)을 도시한다. 도시된 바와 같이, 변조 섭동(160)은 스텝들(166, 168, 170, 및 172)의 형태로 복수의 전이들을 정의한다. 일 실시예에서, 이들 전이들(166, 168, 170, 및 172)은 변조 섭동(160)이 전송될 때 전달되는 1111의 값을 나타낸다.
이제 도 9를 참조하면, 예를 들어, 315°의 위상각에 근접한 데이터를 인코딩하는데 이용될 수 있는 예시적인 변조 섭동(180)의 예시가 제공된다. 변조 섭동(180)은 스텝들(186, 188, 190, 및 192)의 형태로 복수의 전이들을 정의한다. 일 실시예에서, 이들 전이들(186, 188, 190 및 192)은 1011의 값을 나타낸다.
알 수 있는 바와 같이, 정현파 주기당 상대적으로 더 많은 수의 데이터 비트들은, 복수의 전이들을 갖는 변조 섭동들을 이용하여 정현파의 진폭을 변조함으로써 시스템(10)에 의해 전송될 수 있다. 위에서 논의된 바와 같이, 변조 섭동들(120, 140, 160 및 180) 각각은 단일 데이터 비트보다는 복수의 데이터 비트를 나타낼 수 있다.
도 6 내지 도 9의 실시예들에서, (i) 45°에서 다중 비트 변조 섭동에 대해 발생하는 누적 전력 감소에 대응하는 에너지가 225°에서 다중 비트 변조 섭동에 대해 발생하는 누적 전력 감소에 대응하는 에너지와 일치하고, (ii) 135°에서 다중 비트 변조 섭동에 대해 발생하는 누적 전력 감소에 대응하는 에너지가 315°에서 다중 비트 변조 섭동에 대해 발생하는 누적 전력 감소에 대응하는 에너지와 일치하는 경우, 측대역들의 생성이 가장 유리하게 최소화된다는 것이 발견되었다. 이러한 의미에서, 전력 감소는 그 위상각에서 변조 섭동을 정의하기 위해, 변조되지 않은 정현파의 전력이 주어진 위상각에서 감소되는 정도를 지칭한다. 변조 섭동에 대한 누적 전력 감소는 변조 섭동에 의해 대해진 위상각들에서의 전력 감소들의 시간 경과에 따른 적분(예컨대, 45°에서의 변조 섭동에 대해 44.5° 내지 45.5°)에 대응한다.
이제 도 10을 특히 참조하면, 문자 H가 시스템(10)에 의한 전송을 위해 변조된 정현파 파형(200)으로 인코딩되는 것으로 도시되는 변조된 정현파 파형(200)의 예가 도시되어 있다. 단지 예로서, 문자 H는 다음의 방식으로 전송될 수 있다. ASCII(American Standard Code for Information Interchange) 코드에서의 문자 H는 01001000으로서 정의된다. 인식할 수 있는 바와 같이, ASCII 코드에서는 문자당 8 비트가 존재하므로, 단일 비트 변조 섭동들(도 4 및 도 5)이 이용될 때 문자 H를 전송하기 위해 문자당 2개의 정현파 주기(정현파 주기당 4 비트)가 요구될 것이다. 변조된 정현파 파형(200)은 제1 파 또는 주기(204)를 갖는 정현파(202)로 구성된다. 정현파(202)는 45°의 제1 각도(206)에서 교란되거나 노칭되며, 정현파(202)의 전력은 15%만큼 감소된다. 도 10의 실시예에서, 변조되지 않은 정현파에 대한 이러한 전력 감소의 정도는 제로 또는 0 비트를 나타낸다. 정현파(202)는 또한 135°의 제2 각도(208)에서 교란되거나 노칭되며, 정현파(202)의 전력은 30%만큼 감소된다. 도 10의 실시예에서, 변조되지 않은 정현파에 대한 이러한 전력 감소의 정도는 1 또는 1 비트를 나타낸다. 다음으로, 제1 주기(204) 동안, 정현파(202)는 225°의 제3 각도(210)에서 교란되거나 노칭되며, 파(202)의 전력은 15%만큼 감소되어 0 비트를 나타낸다. 정현파(202)는 315°의 제4 각도(212)에서 교란되거나 노칭되며, 파(202)의 전력은 15%만큼 감소되어 0 비트를 나타낸다. 15% 및 30%의 전력 감소들은 단지 예시일 뿐이며, 다른 실시예들에서는 전력 감소들의 다른 조합들이 이용될 수 있다.
도 10에 도시된 바와 같이, 정현파(202)는 제2 파 주기(214)를 갖는다. 제2 파 주기(214)에서, 정현파(202)는 45°의 제1 각도(216)에서 교란되거나 노칭되며, 파(202)의 전력은 30%만큼 감소된다. 다시, 이 변조 섭동은 1 비트를 나타낸다. 정현파(202)는 이후 135°의 제2 각도(218)에서 교란되거나 노칭되며, 파(202)의 전력은 0 비트에 대응하도록 15%만큼 감소된다. 다음으로, 제2 주기(214) 동안, 정현파(202)는 225°의 제3 각도(220)에서 교란되거나 노칭되며, 변조되지 않은 정현파에 비해 파(202)의 전력을 15%만큼 감소시킴으로써 변조 섭동이 생성된다. 이것은 전송되는 0 비트의 상징이다. 마지막으로, 정현파(202)는 315°의 제4 각도(222)에서 교란되거나 노칭되며, 파(202)의 전력은 변조되지 않은 정현파에 비해 15%만큼 감소된다. 도 10의 실시예에서, 2개의 파 또는 주기(204 및 214)(파 또는 주기당 4 비트)가 ASCII 코드에서 문자 H를 전송하는데 이용되었다.
도 11은 워드 HELLO가 시스템(10)에 의한 전송을 위해 변조된 정현파 파형(250)으로 인코딩되는 것으로 도시되는 변조된 정현파 파형(250)의 예를 도시한다. 워드 HELLO는 다음의 방식으로 전송될 수 있다. ASCII 코드를 이용함으로써, 문자 H는 01001000으로서 정의되고, 문자 E는 01100101로서 정의되고, 문자 L은 01101100으로서 정의되고, 문자 O는 01101111로서 정의된다. 워드 HELLO를 전송하기 위해, 단일 비트 변조 섭동들(도 4 및 도 5)을 이용할 때 단지 10개의 파 또는 정현파 주기가 요구될 것이다. 다중 비트 변조 섭동들(도 6 내지 도 9)을 이용하는 실시예들에서, 워드 HELLO를 전송하기 위해서는 훨씬 더 적은 정현파 주기들이 요구될 것이다.
알 수 있는 바와 같이, ASCII 코드에서 문자당 8 비트가 존재하고, 따라서 단일 비트 변조 섭동들을 이용하여 변조되는 정현파의 이용에 의해 워드 HELLO를 전송하기 위해서는 문자당 2개의 정현파 주기(주기당 4 비트)가 요구될 것이다. 도 11에서 나타나는 워드 HELLO에 대한 비트 패턴은 시스템(10)에 의해 전송되어야 하고, 다음과 같이 제시된다: 0100100001100101011011000110110001101111. 알 수 있는 바와 같이, 변조된 정현파(250)는 10개의 주기(252, 254, 256, 258, 260, 262, 264, 266, 268, 및 270)로 구성된다. 제1 주기(252) 및 제2 주기(254)에서, 문자 H가 제시된다. 주기들(252 및 254)은 도 10에 도시된 주기들(204 및 214)에 대응한다. 주기들(256 및 258)은 문자 E를 나타낸다. 주기들(260 및 262)은 첫 번째 문자 L을 나타내고, 주기들(264 및 266)은 두 번째 문자 L을 나타낸다. 마지막으로, 주기들(268 및 270)은 문자 O를 나타낸다. 단지 예로서, 주기들(268 및 270)에서, 비트 패턴 01101111이 전송되고 있다. 특히, 주기(268)는 45°의 각도에서 파(250)의 전력이 15%만큼 감소되는 제1 노치(272), 135°의 각도에서 파(250)의 전력이 30%만큼 감소되는 제2 노치(274), 225°의 각도에서 파(250)의 전력이 30%만큼 감소되는 제3 노치(276), 및 315°의 각도에서 파(250)의 전력이 15%만큼 감소되는 제4 노치(278)를 갖는다. 주기(270)는 45°의 각도에서 파(250)의 전력이 30%만큼 감소되는 제1 노치(280), 135°의 각도에서 파(250)의 전력이 30%만큼 감소되는 제2 노치(282), 225°의 각도에서 파(250)의 전력이 30%만큼 감소되는 제3 노치(284), 및 315°의 각도에서 파(250)의 전력이 30%만큼 감소되는 제4 노치(286)를 갖는다. 파(250)는 패리티 비트 또는 에러 검출 코드가 파(250)에 통합되는 다른 주기(288)를 가질 수 있다.
도 10 및 도 11의 실시예들에서 데이터는 각각의 정현파 주기 동안 45°, 135°, 225° 및 315°의 위상각들에서 노치들의 형태로 변조 섭동들에 의해 인코딩되지만, 대향 IQ 사분면들에서의 노치들과 연관된 에너지가 균형을 유지한다면 다른 노치 순열들이 가능하다. 예를 들어, 특정 정현파 주기들 동안에는 노치들이 존재하지 않을 수 있다. 다른 주기들 동안, 노치들은 예를 들어, 45° 및 225°의 위상각들에서만 존재할 수 있다. 대안적으로, 노치들은 135° 및 315°의 위상각들에서만 존재할 수 있다. 또한, 데이터 값 "0" 및 데이터 값 "1"을 나타내는 노치들에 대응하는 전력 감소들은 각각 단지 15% 및 30%일 필요는 없다. 다른 실시예들에서, 전력 감소들의 다른 조합들이 데이터 값들 "0" 및 "1"을 나타내는 노치들을 생성하는데 이용될 수 있다.
본 명세서에 설명된 변조된 정현파들은 고조파들 및 측대역들의 생성을 실질적으로 피하도록 하는 식으로 디지털 방식으로 생성될 수 있다는 것이 발견되었다. 이것은 종래 기술로부터 상당한 이탈이라고 생각되며, 여기서 정현파들의 종래의 변조는 고조파들 및 측대역들의 생성을 유도한다. 이어서, 이러한 종래의 기술들은 전형적으로 정현 반송파 또는 측대역들이 억제되거나 또는 다른 방식으로 필터링될 것을 요구한다.
대조적으로, 본 명세서에 설명된 에너지 균형 원리들과 일치하여 생성된 변조된 정현파에 의해 점유되는 대역폭은 사라질 정도로 작아질 수 있고, 이용되는 장비의 정확도(예컨대, 이러한 장비의 위상 잡음 및 지터)에만 의존할 수 있다. 즉, 개시된 주기적 변조 기술들은 그 결과의 변조된 정현파의 대역폭이 본질적으로 적용된 에너지 균형 변조와 무관하도록 구현될 수 있다는 것이 발견되었다. 달리 말하면, 이상적인 조건들 하에서, 에너지 균형 변조는 그 결과의 변조된 정현파의 대역폭에 기여하는 것으로 보이지 않는다. 그 결과, 인접한 변조된 정현파들이 매우 밀접하게(예컨대, 10Hz 내지 15Hz의 간격들로 또는 심지어 더 가까울 수 있음) 이격될 수 있기 때문에 스펙트럼의 매우 효율적인 이용이 달성될 수 있다.
이러한 매우 좁은 대역 신호의 이용은 또한 이 협대역에 잡음이 거의 없고 주기당 단지 (360개 중) 4개의 위상각 위치만이 복조에 관련되므로 매우 높은 감도를 허용한다. 따라서, 감도의 개선은 매우 좁은 채널 및 시간 도메인에서의 신호의 제한된 이용 둘 다에 의해 야기된다. 일반적으로, 수신기의 감도는 A/D 변환기의 샘플링 레이트에 상응하는 것으로 발견되었다.
전술한 바와 같이, 부-주기적 정현파 변조를 구현할 때 측대역들 및 고조파들의 생성을 실질적으로 피하기 위해, I/Q 다이어그램에서 서로 대향인 변조 포인트들에서 출력 전력의 감소의 적분이 실질적으로 동일하도록 요구된다는 것이 발견되었다.
도 12a 및 도 12b는 각각의 변조 섭동이 단일 데이터 비트(정현파 주기당 4개의 데이터 비트가 인코딩됨)를 나타내는 경우에 이러한 에너지 균형 원리가 적용되는 방식을 도시한다. 이것은 (제1 데이터 값, 예컨대 "1"을 나타내는) 30% 감소의 출력 전력의 시간(또는 각도)을 (제2 데이터 값, 예컨대 "0"을 나타내는) 15% 전력 감소의 시간(또는 각도)의 약 절반으로 감소시킴으로써 달성된다. 순수 오실레이터 정현파가 전력 감소된 변조 포인트에 들어가고 변조 포인트 이후에 이를 빌리는 에지들은 이상적으로 매끄러워져야 한다.
도 12a 및 도 12b의 실시예에서, 0, 0, 0, 및 1의 데이터 값들은 각각 위상각들 45°, 135°, 225° 및 315°에서 생성된 변조 섭동들에 의해 인코딩된다. 이 실시예에서, 45°에서 변조 섭동으로부터 발생하는 변조되지 않은 정현파에 대한 출력 전력의 감소의 적분은 225°에서 변조 섭동으로부터 발생하는 변조되지 않은 정현파에 대한 출력 전력의 감소의 적분과 실질적으로 동일하다. 유사하게, 135°에서 변조 섭동으로부터 발생하는 변조되지 않은 정현파에 대한 출력 전력의 감소의 적분은 315°에서 변조 섭동으로부터 발생하는 변조되지 않은 정현파에 대한 출력 전력의 감소의 적분과 실질적으로 동일하다.
도 12a에서, 제1 변조 섭동(1)은 45°의 위상각(θ1)에 있고, 44.5°와 45.5° 사이의 대략 1°의 각도(Δθ1)에 대한다(축척에 맞게 도시되지 않는다). 제2 변조 섭동(2)은 315°의 위상각(θ2)에 있고, 314.5°와 315.5° 사이의 대략 0.5°의 각도(Δθ2)에 대한다. 제3 변조 섭동(3)은 225°의 위상각(θ3)에 있고, 224.5°와 225.5° 사이의 대략 1°의 각도(Δθ3)에 대한다. 제4 변조 섭동(4)은 135°의 위상각(θ4)에 있고, 134.5°와 135.5° 사이의 대략 1°의 각도(Δθ4)에 대한다. 45° 및 225°에서 변조 섭동들과 연관된 에너지들의 에너지 균형을 달성하고, 135° 및 315°에서 변조 섭동들과 연관된 에너지들의 에너지 균형을 달성하기 위해, 변조 섭동들로의 그리고 이들로부터의 전이들을 정의하는 변조된 정현파의 값들이 수정될 수 있다. 대안적으로 또는 추가적으로, 변조 섭동들에 의해 대해진 각도들은 이러한 에너지 균형을 달성하기 위해 수정될 수 있다.
특정 실시예들에서, 데이터는 도 12에서 식별된 4개의 위상각 각각에서, 즉, 45°, 135°, 225° 및 315°에서 인코딩되지 않을 수 있다. 그러나, 에너지 균형을 보존하기 위해, 데이터를 인코딩하는데 변조 섭동이 이용되는 위상각과 대향인 IQ 다이어그램에서의 각각의 위상각에서 에너지 균형 전력 감소가 발생하게 된다. 예를 들어, 45°의 위상각에 근접한 하나 이상의 데이터 값을 인코딩하는데 변조 섭동이 이용된다면, 225°의 위상각에 근접한 에너지 균형 섭동으로 정현파를 교란시킴으로써 45°에서 변조 섭동과 연관된 에너지에 등가인 에너지 감소가 발생하게 된다. 일 실시예에서, 이러한 에너지 균형은 45°에서 이용되는 변조 섭동을 225°에서의 동일한 에너지 균형 섭동으로 간단히 복제함으로써 달성된다.
이제, 각각의 변조 섭동이 5개의 데이터 비트(정현파 주기당 20개의 데이터 비트)를 나타내는 에너지 균형 변조된 정현파에 대한 IQ 다이어그램인 도 13을 주목한다. 도 13의 실시예에서는 각각의 변조 섭동이 입력 데이터 스트림의 5개의 비트를 나타내지만, 다른 실시예들에서, 각각의 변조 섭동은 더 많거나 더 적은 수의 데이터 비트들을 각각 나타내기 위해 더 많거나 더 적은 수의 전이들을 포함할 수 있다. 도 13의 실시예에서, 각각의 변조 섭동에 의해 생성되는 노치 내의 최소 전력 레벨은 변조 섭동의 부재 시에 동일한 위상각에 존재할 변조되지 않은 정현파의 전력보다 30% 작다. 2개의 미리 정의된 값 사이의(예컨대, 15%와 30% 사이의) 전력 레벨에서의 이러한 감소를 변화시킴으로써 데이터 비트들을 인코딩하기 보다는, 도 13의 실시예에서, 데이터는 각각의 변조 섭동에 의해 정의된 전이들의 가파름 및/또는 수에 기반하여 인코딩된다.
도 13의 변조된 정현파에서 에너지 균형을 보존하기 위해, IQ 다이어그램에서 180도 떨어진 변조 섭동들은 이러한 변조 섭동들에 의해 각각 정의되는 노치들의 대향 측들 상의 스텝 전이들을 정의하도록 구성된다. 예를 들어, 도 13에서의 위상각 "1"에서, 30%의 가파른 전력 감소(다른 백분율들이 가능함)가 노치의 초기 부분(노치의 좌측)에 의해 정의되고, 입력 데이터 비트들을 인코딩하는 스텝 전이들이 원래의 100% 전력 포인트(노치의 우측)에의 복귀 경로 상에서 정의된다. 에너지 균형을 유지하기 위해, 이 프로세스는 위상각 "3"에서 반전된다. 이 위상각에서, 입력 데이터 비트들을 인코딩하는 스텝 전이들이 먼저(위상각 "3"에서의 변조 섭동에 의해 정의되는 노치의 좌측) 수행되고, 100% 전력으로 되돌아가는 가파르고 실질적으로 선형인 것이 두 번째로(노치의 우측) 수행된다. 동일한 프로세스가 각각 위상각들 "2" 및 "4"에서 쌍을 이룬 변조 섭동들에 대해 적용된다.
도 13에 예시된 각각의 변조 섭동이 대략 1°의 위상각에 대하지만, 다른 실시예들에서 그리고/또는 에너지 균형을 달성하기 위해 각각의 변조 섭동은 1°보다 더 크거나 더 작은 위상각들에 대할 수 있다. 도 13에서, 제1 변조 섭동(1)은 45°의 위상각(θ1)에 있고, 44.5°와 45.5° 사이의 대략 1°의 각도(Δθ1)에 대한다(축척에 맞게 도시되지 않는다). 제2 변조 섭동(2)은 315°의 위상각(θ2)에 있고, 314.5°와 315.5° 사이의 대략 1°의 각도(Δθ2)에 대한다. 제3 변조 섭동(3)은 225°의 위상각(θ3)에 있고, 224.5°와 225.5° 사이의 대략 1°의 각도(Δθ3)에 대한다. 제4 변조 섭동(4)은 135°의 위상각(θ4)에 있고, 134.5°와 135.5° 사이의 대략 1°의 각도(Δθ4)에 대한다. 45° 및 225°에서 변조 섭동들과 연관된 에너지들의 에너지 균형을 달성하고, 135° 및 315°에서 변조 섭동들과 연관된 에너지들의 에너지 균형을 달성하기 위해, 변조 섭동들로의 그리고 이들로부터의 전이들을 정의하는 변조된 정현파의 값들이 수정될 수 있다. 대안적으로 또는 추가적으로, 변조 섭동들에 의해 대해진 각도들은 이러한 에너지 균형을 달성하기 위해 수정될 수 있다.
도 13의 실시예에서, 제1 변조 섭동(1)에 의해 대해진 1°의 위상각에 걸친 변조된 정현파의 출력 전력의 감소의 적분은 제3 변조 섭동(3)에 의해 대해진 1°의 위상각에 걸친 변조된 정현파의 출력 전력의 감소의 적분과 실질적으로 동일하다. 유사하게, 제2 변조 섭동(2)에 의해 대해진 1°의 위상각에 걸친 변조된 정현파의 출력 전력의 감소의 적분은 제4 변조 섭동(4)에 의해 대해진 1°의 위상각에 걸친 변조된 정현파의 출력 전력의 감소의 적분과 실질적으로 동일하다.
일 실시예에서, 제1 변조 섭동(1)에 의해 대해진 각각의 0.1°에 대한 변조된 정현파의 출력 전력의 감소의 적분은 제3 변조 섭동(3)에 의해 대해진 각각의 대응하는 0.1°에 대한 변조된 정현파의 출력 전력의 감소의 적분과 실질적으로 동일하다. 유사하게, 이 실시예에서, 제2 변조 섭동(2)에 의해 대해진 각각의 0.1°에 대한 변조된 정현파의 출력 전력의 감소의 적분은 제4 변조 섭동(4)에 의해 대해진 각각의 대응하는 0.1°에 대한 변조된 정현파의 출력 전력의 감소의 적분과 실질적으로 동일하다.
도 13은 특정 수의 스텝 전이들을 갖는 변조 섭동들을 도시하지만, 다른 실시예들에서는 이러한 전이들 또는 다른 그라데이션들의 상이한 수들 또는 형상들을 갖는 변조 섭동들이 본 명세서의 교시들에 따라 이러한 섭동들 사이에서 에너지 균형이 유지된다면 이용될 수 있다. 예를 들어, 도 13의 실시예에서, IQ 다이어그램의 대각으로 대향하는 사분면들에서의 변조 섭동들은 각각 일치하는 수의 전이들을 포함하지만, 이러한 전이들은 섭동들에 의해 정의되는 노치들의 대향 측들 상에 배열된다. 다른 실시예들에서, IQ 다이어그램의 대각으로 대향하는 사분면들에서의 변조 섭동들은 상이한 수들의 전이들을 포함할 수 있다. 더욱이, 도 13에서 변조 섭동들이 그들 각각의 노치들의 업슬로프 또는 다운슬로프에 전이들을 포함하지만, 다른 실시예들에서는 노치들 중 하나 이상의 업슬로프 및 다운슬로프 둘 다에 전이들 또는 다른 그라데이션들이 포함될 수 있다.
도 4 및 도 10 내지 도 13을 참조하여 이해될 수 있는 바와 같이, 각각의 변조된 정현파의 상대적으로 작은 부분만이 정보를 실제로 인코딩하는데 이용된다. 구체적으로, 변조 섭동들을 정의하는 각각의 변조된 정현파의 부분들만이 데이터를 나타내거나 아니면 인코딩하는데 관여된다. 따라서, 이 중복 정현파 부분 자체가 데이터를 인코딩하거나 나타내는 기능을 하지 않기 때문에, 각각의 변조된 정현파의 나머지는 중복적이고 덜 중요한 것으로 고려될 수 있다.
변조 섭동들 밖의 각각의 변조된 정현파의 부분들의 중복 특성은 스펙트럼 효율을 증가시키는데 이용될 수 있다는 것이 인식되었다. 예를 들어, 각각의 변조된 정현파의 작은 부분만이 데이터를 나타내는데 이용되기 때문에, 복수의 변조된 정현파들은 이들 각각의 변조 섭동들이 중첩되지 않도록 이들이 동상으로 적절히 분리되는 경우 동일한 주파수를 점유할 수 있다는 것이 발견되었다.
이제 본 개시내용에 따른 에너지 균형 전송기(1400)의 블록도인 도 14를 주목한다. 도시된 바와 같이, 전송기(1400)는 데이터 최적화 및 순방향 에러 정정(FEC) 모듈(1410), 에너지 균형 코더(1420), 부-주기적 시간 도메인 변조기(1430) 및 디지털-아날로그 변환기(1440)를 포함한다. 데이터 최적화 및 FEC 모듈(1410)은, 예를 들어, 입력 데이터가 제공되는 BCH 인코딩 유닛(1416) 및 AES 128 모듈(1414)을 포함할 수 있다. BCH 블록(1416)은 입력 데이터를 전처리하여 데이터 내의 "1" 값들의 수를 데이터 내의 "0" 값들의 수와 실질적으로 동일하게 함으로써 수신기에서의 검출을 용이하게 한다. AES 128 유닛(1414)은 또한 BCH 인코딩된 입력 데이터를 처리하여 동일한 데이터 값의 스트링들의 런 길이를 제한함으로써 수신기에서의 검출을 돕는다.
AES 128 프로토콜과 일치하여, BCH 인코딩 유닛(1416)으로부터의 16 비트의 BCH 인코딩된 데이터가 AES 128 모듈(1414)에 제공되고 암호화 키에 따라 복수의 라운드에 대해 처리된다. AES 128 모듈(1414)은 데이터를 암호화하도록 의도된 것이 아니지만, 암호화에 이용될 수 있다. AES 128 모듈(1414)에 의해 생성된 그 결과의 암호 출력은 이후 에너지 균형 코더(1420)에 제공된다.
전송기(1400)의 동작 동안, 입력 데이터 버퍼는 AES 128 모듈(1414)로 전송되고 공지된 키(예컨대, 0x47)에 따라 처리된다. 다시, 일 실시예에서, AES 128 모듈(1414)의 주요 임무는 일련의 0 비트들이 서로 뒤따르는 것을 방지하기 위해 비트들의 균일한 분포를 달성하는 것이다. 이 시점에서, AES 128 모듈(1414)에 의해 생성된 데이터는 이후 에너지 균형 코더(1420)에 전송된다.
본 명세서에서 논의되는 바와 같이, 에너지 균형 코더(1420)는 실질적으로 동일한 에너지가 전송기(1400)에 의해 생성되는 변조된 정현파를 나타내는 IQ 다이어그램의 대향 사분면들에서의 변조 섭동들과 연관되도록, 선택된 정현파 위상각들에서 변조 섭동들을 생성, 계산 또는 아니면 정의한다. 다시, 이러한 에너지 균형은 전송기(1400)에 의해 실행되는 정현파 변조와 관련하여 그 형성을 본질적으로 억제하는 것으로 발견되었다. 그 결과, 변조된 정현파들은 종래의 변조 방식들을 이용하여 가능한 것보다 훨씬 더 근접하게 이격될 수 있고, 이에 의해 현저히 더 높은 스펙트럼 효율이 달성되는 것을 가능하게 한다.
에너지 균형 코더(1420)는 각각의 행 및 각각의 열에 동일한 수의 1들(행 및 열 가중치)을 포함하는 제어 행렬(1424)을 포함하며, 즉 제어 행렬(1424)은 정규 행렬이다. 행 가중치는 열 가중치의 크기에 대응할 필요가 없다.
일 실시예에서, 에너지 균형 코더(1420)는 각각 위상각들 45°, 135°, 225° 및 315°에서 변조 섭동들을 생성함으로써 데이터 최적화 및 FEC 모듈(1410)에 의해 제공되는 시퀀스를 인코딩하도록 구성된다. 이 실시예에서, 45°에서 변조 섭동으로부터 발생하는 변조되지 않은 정현파에 대한 출력 전력의 감소의 적분은 225°에서 변조 섭동으로부터 발생하는 변조되지 않은 정현파에 대한 출력 전력의 감소의 적분과 실질적으로 동일하다. 유사하게, 135°에서 변조 섭동으로부터 발생하는 변조되지 않은 정현파에 대한 출력 전력의 감소의 적분은 315°에서 변조 섭동으로부터 발생하는 변조되지 않은 정현파에 대한 출력 전력의 감소의 적분과 실질적으로 동일하다.
이제, 예를 들어, 전송기(1400)에 의해 생성된 변조된 정현파를 복조 및 디코딩하도록 구성된 수신기(1500)의 블록도인 도 15를 주목한다. 도시된 바와 같이, 수신기(1500)는 수신된 변조된 정현파 신호의 다중 비트 표현을 생성하도록 동작하는 아날로그-디지털 변환기(ADC)(1510)를 포함한다. 수신된 신호의 디지털 샘플들은 제로 크로싱 검출기(1520)의 입력 버퍼(1518)에 제공된다. 입력 버퍼(1518) 내에 저장된 샘플들 내에서 제로 크로싱의 검출 시에, 제로 크로싱 검출기(1520)는 제로 크로스 검출 신호(1524)를 생성한다. 제로 크로스 검출 신호(1524)에 응답하여, 정현파 감산 회로(1530)는 수신된 변조된 정현파 신호와 동상으로 정렬된 변조되지 않은 정현파의 디지털 표현이 변조된 정현파 신호의 디지털 샘플들로부터 감산되는 정현파 감산 프로세스를 시작한다. 이 감산 프로세스로부터 생기는 디지털 값들의 시퀀스는 그 후 전송기(1400)에 제공되는 입력 데이터 스트림 내에 삽입된 프리앰블을 검출하도록 구성된 프리앰블 검출기(1542)를 포함하는 링 버퍼(1540) 내에 저장된다. 일단 프리앰블이 검출되었으면, 수신된 데이터 스트림은 AES 모듈(1414) 및 BCH 인코딩 모듈(1416)에 의해 수행되는 동작들의 역동작을 수행하도록 구성된 디코더(1550)에 제공된다. 그 다음, 주기적 시간 도메인 복조기(1560)는 디코더(1550)에 의해 생성된 데이터 스트림 내에 존재하는 변조 섭동들을 식별하고, 전송기(1400)에 제공되는 입력 데이터의 추정치에 대응하는 복구된 데이터 스트림을 생성한다.
이제, 필드 프로그래머블 게이트 어레이(FPGA)를 이용하는 구현에 적합한 에너지 균형 전송기(1600)의 실시예의 기능 블록도인 도 16을 주목한다. 도시된 바와 같이, 전송기(1600)는 디지털 입력 데이터(1608)를 저장하기 위한 입력 버퍼(1604), AES 암호화 모듈(1610) 형태의 데이터 최적화 유닛, LDPC 코더(1620) 및 직렬-프레임 데이터 변환기(1630)를 포함한다.
부-주기적 시간 도메인 변조기(1640)는 에너지 균형 방식으로 정현파 파형들을 섭동시킴으로써 데이터 변환기(1630)에 의해 제공되는 데이터 프레임들을 인코딩한다. 도시된 바와 같이, 부-주기적 시간 도메인 변조기(1640)는 패턴 매칭 유닛(1644), 정현파 룩업 테이블(1648), 시간 생성기(1652) 및 파 버퍼(1656)를 포함한다. 변조기(1640)에 의해 생성되는 섭동된 에너지 균형 파형들은 파 버퍼(1656)에 저장되고, 임의적으로, 디지털-아날로그 변환기(1664)에 의해 아날로그 신호들로 변환되기 전에 필터(1660)에 의해 사전 왜곡되거나 아니면 필터링된다. 그 결과의 인코딩된 아날로그 신호들은 예를 들어 전송선 또는 안테나를 이용하여 전송된다.
도 17은 일 실시예에 따라 에너지 균형 전송기(1600)에 의해 수행되는 인코딩 및 다른 동작들의 예시적인 시퀀스를 나타내는 흐름도(1700)이다. 입력 데이터가 입력 버퍼(1604) 내에 저장되면(단계 1710), 이것은 AES 암호화 모듈(1610)에 제공된다. 일 실시예에서, AES 암호화 모듈(1610)은 입력 데이터를 처리하여 동일한 논리 값의 스트링들의 런 길이를 제한함으로써 수신기에서의 데이터의 검출을 돕는다(단계 1712). AES 암호화 모듈(1610)에 의해 생성된 그 결과의 출력은 LDPC(low-density parity-check) 코더(1620)에 제공되며, 여기서 LDPC 에러 정정 코딩 동작들을 수행한다(단계 1716). 그 다음, LDPC 코더(1620)에 의해 생성된 직렬 데이터 스트림은 직렬-프레임 데이터 변환기(1630)에 의해 4 비트 데이터 프레임들의 시퀀스로 변환된다(단계 1720).
변환기(1630)에 의해 생성된 4 비트 데이터 프레임들은 패턴 매칭 유닛(1644)에 제공된다. 에너지 균형 전송기(1600)의 동작 동안, 패턴 매칭 유닛(1644)은 패턴 매칭 유닛 내에 현재 등록되어 있는 4 비트 데이터 프레임에 대응하는 정현파 룩업 테이블(1648) 내에 저장된 16개의 노칭된 정현파 중 하나를 식별한다(단계 1724). 일 실시예에서, 정현파 룩업 테이블(1648)은 패턴 매칭 유닛(1644)에 제공되는 4 비트 데이터 프레임들의 16개의 가능한 값 각각에 대응하는 노치 패턴들을 갖는 16개의 노칭된 정현파 각각의 단일 주기에 대응하는 데이터 값들(예컨대, 3600개의 데이터 값)을 저장한다. 이어서, 각각의 연속적인 노칭된 정현파를 정의하는 데이터 값들은 정현파 룩업 테이블(1648)로부터 판독되고(단계 1728), 파 버퍼(1656) 내에 저장된다(단계 1732).
일 실시예에서, 정현파 룩업 테이블(1648) 내에 저장된 16개의 노칭된 정현파 각각은 실질적으로 동일한 에너지가 IQ 다이어그램의 대향 사분면들에서의 변조 섭동들과 연관되도록, 선택된 정현파 위상각들에서 변조 섭동들을 정의한다. 다시, 이러한 에너지 균형은 전송기(1600)에 의해 실행되는 정현파 변조와 관련하여 측대역들의 형성을 본질적으로 억제하는 것으로 발견되었다. 그 결과로, 변조된 정현파들은 종래의 변조 방식들을 이용하여 가능한 것보다 훨씬 더 근접하게 이격될 수 있고, 이에 의해 현저히 더 높은 스펙트럼 효율이 달성되는 것을 가능하게 한다.
일 실시예에서, 정현파 룩업 테이블(1648)에 저장된 노칭된 정현파들 각각에 의해 정의된 변조 섭동들은 각각 위상각들 45°, 135°, 225° 및 315°에 있다. 이 실시예에서, 45°에서 변조 섭동으로부터 발생하는 변조되지 않은 정현파에 대한 출력 전력의 감소의 적분은 225°에서 변조 섭동으로부터 발생하는 변조되지 않은 정현파에 대한 출력 전력의 감소의 적분과 실질적으로 동일하다. 유사하게, 135°에서 변조 섭동으로부터 발생하는 변조되지 않은 정현파에 대한 출력 전력의 감소의 적분은 315°에서 변조 섭동으로부터 발생하는 변조되지 않은 정현파에 대한 출력 전력의 감소의 적분과 실질적으로 동일하다. 일 실시예에서, 논리 0에 대응하는 변조 섭동은 선택된 위상각에 대해 대략 1도의 각도에 대하고, 변조되지 않은 정현파에 대해 대략 15%의 진폭 감소를 정의한다. 이 실시예에서, 논리 1에 대응하는 변조 섭동은 선택된 위상각에 대해 대략 0.5도의 각도에 대하고, 변조되지 않은 정현파에 대해 대략 30%의 진폭 감소를 정의한다.
시간 생성기(1652)는 상대적으로 일정한 데이터 레이트가 필터(1660)에 유지되도록 파 버퍼(1656)에 클로킹 신호를 제공한다. 입력 버퍼(1604)에 제공되는 입력 데이터의 데이터 레이트가 다소 버스티이거나 아니면 불규칙할 수 있기 때문에, 시간 생성기(1652)는 그 결과의 지터가 필터(1660)에 제공되기 전에 정현파 룩업 테이블(1648)에 의해 생성되는 데이터 스트림으로부터 그 결과의 지터를 본질적으로 제거하도록 기능한다.
일 실시예에서, 전송기(1600)는 부-주기적 시간 도메인 변조기(1640)로의 데이터 레이트를 제어하도록 동작하는 주파수 모니터링/흐름 제어 모듈(1670)을 포함한다. 구체적으로, 흐름 제어 모듈(1670)은 패턴 매칭 유닛(1644)으로의 그리고 파 버퍼(1656)로의 데이터 레이트를 모니터링한다. 패턴 매칭 유닛(1644)으로의 데이터 레이트가 파 버퍼(1656)로의 데이터 레이트를 초과하기 시작할 때, 흐름 제어 모듈(1670)은 이들 데이터 레이트들이 등화될 때까지 패턴 매칭 유닛(1644) 또는 직렬-프레임 데이터 변환기(1630)로부터 입력 버퍼(1604)로 4 비트 프레임들을 다시 전송한다(단계 1736).
파 버퍼(1656) 내에 저장된 노칭된 에너지 균형 정현파의 디지털 표현들은 임의적으로, 디지털-아날로그 변환기(1664)에 의해 도입된 양자화 에러들을 보상하기 위해, 필터(1660)에 의해 사전 왜곡되거나 아니면 필터링된다(단계 1740). 일 실시예에서, 이 필터링은, 180도만큼 위상 시프트된, 이러한 양자화 에러들에 의해 유도될 것으로 예상되는 전력 스펙트럼들과 등가인 주파수 도메인에서 전력 스펙트럼들을 갖는 사전 왜곡을 도입하는 것을 포함할 수 있다. 필터(1660)에 의해 생성된 필터링된 디지털 신호는 이어서 DAC(1664)에 의해 인코딩된 아날로그 신호로 변환되고 유선 또는 무선 통신 매체를 통해 전송된다(단계 1744).
이제, 예를 들어, FPGA에서 구현하기에 적합한 에너지 균형 전송기(1800)의 다른 실시예의 기능 블록도인 도 18을 주목한다. 이하에서 설명되는 것을 제외하고는, 전송기(1800)의 구조 및 기능은 도 16의 에너지 균형 전송기(1600)의 구조 및 기능과 실질적으로 동일하다. 따라서, 실질적으로 동일한 전송기 구성요소들을 식별하기 위해 도 16 및 도 18에서 유사한 참조 번호들이 이용된다. 도 16 및 도 18과 관련하여 이해될 수 있는 바와 같이, 전송기(1800)의 구조는 시간 도메인 변조기(1640)가 노칭된 정현파 생성기(1810) 및 모드 스위치(1820)를 추가적으로 포함한다는 점에서 전송기(1600)의 구조와 상이하다. 이러한 추가적인 요소들은 전송기(1800)가 상대적으로 더 높은 데이터 레이트들에서 동작할 수 있게 하도록 의도되고 이하에서 논의된다.
이제 도 19를 참조하면, 실시예에 따라 에너지 균형 전송기(1800)에 의해 수행되는 인코딩 및 다른 동작들의 예시적인 시퀀스를 나타내는 흐름도(1900)가 제공된다. 전송기(1800) 및 도 16의 전송기(1600)의 구조 및 기능에서의 유사성을 고려하면, 실질적으로 동일한 동작들을 식별하기 위해 도 17 및 도 19의 흐름도들에서 유사한 참조 번호들이 이용된다.
전송기(1800)의 동작 동안, 부-주기적 시간 도메인 변조기(1640')는 패턴 매칭 유닛(1644)에 제공되는 4 비트 프레임들의 데이터 레이트가 미리 정의된 데이터 레이트를 초과하는지를 결정한다(단계 1910). 상대적으로 더 낮은 데이터 레이트들, 즉 변조기(1640')에 알려진 미리 정의된 데이터 레이트보다 작은 데이터 레이트들에서, 패턴 매칭 유닛(1644)에 등록된 4 비트 프레임에 대응하는 노칭된 정현파를 정의하는 데이터 포인트들은 정현파 룩업 테이블(1648)로부터 판독되고 모드 스위치(1820)를 통해 파 버퍼(1656)에 제공된다(단계 1728). 일 실시예에서, 미리 정의된 데이터 레이트는 노칭된 정현파들을 정의하는 저장된 데이터가 정현 테이블(1648)로부터 판독될 수 있는 데이터 레이트로 설정된다. 일 실시예에서 상대적으로 많은 수의 포인트들(예컨대, 3600개)이 각각의 노칭된 정현파를 정의하는데 이용되기 때문에, 더 높은 데이터 레이트들에서 특정 메모리 구현들의 I/O 능력들은 원하는 입력 데이터 레이트들을 지원하기에 불충분할 수 있다. 따라서, 일 실시예에서, 패턴 매칭 유닛(1644)에 순차적으로 등록된 4 비트 프레임들에 대응하는 노칭된 정현파들을 정의하는 데이터 포인트들은 정현 테이블(1648)로부터 판독되는 것이 아니라 노칭된 정현파 생성기(1810)에 의해 "즉시(on the fly)" 생성된다.
이 실시예에서, 노칭된 정현파 생성기(1810)는 위상각들의 세트(예컨대, 360도 각각)에서 정현파에 대한 방정식을 푸는 처리 루프를 간단히 실행함으로써 변조되지 않은 정현파에 대한 데이터 포인트들(예를 들어, 360개의 데이터 포인트)의 세트를 생성하도록 구성될 수 있다. 이 예에서, 데이터 노치가 생성될 각각의 위상각(즉, 45°, 135°, 225° 및 315°) 주위의 변조되지 않은 정현파의 윤곽을 정의하는 10개 정도의 데이터 포인트들은 패턴 매칭 유닛(1644)에 의해 등록된 4 비트 데이터 프레임에 대응하는 노치 패턴(예컨대, 1,0,1,1)을 정의하는 동일한 수의 데이터 포인트들로 대체된다(단계 1920). 그 다음, 데이터 포인트들(예컨대, 360개의 데이터 포인트)의 그 결과의 세트는 모드 스위치(1820)에 의해 파 버퍼(1656)에 제공된다(단계 1732). 이러한 접근법이 많은 수의 데이터 포인트들(예컨대, 3600개)이 각각의 노칭된 정현파에 대해 정현 테이블(1648) 내에 미리 저장되는 더 높은 해상도의 접근법에 비해 각각의 노칭된 정현파의 데이터 노치 패턴들을 정의하는데 더 작은 해상도를 제공하지만, 이것은 더 높은 입력 데이터 레이트들이 수용되는 것을 가능하게 한다. 데이터 흐름 제어, 필터링 및 디지털-아날로그 변환 프로세스들은 이후 각각의 노칭된 정현파를 정의하는 데이터 포인트들이 파 버퍼(1656)에 배치되었다면 도 16 및 도 17을 참조하여 위에 설명된 방식으로 수행된다.
대안적으로, 노칭된 정현파 생성기(1810)는 관심 있는 4개의 위상각(즉, 45°, 135°, 225° 및 315°) 각각에서 논리 "0"을 정의하는 데이터 노치를 갖는 변조된 정현파를 생성하는 처리 루프를 실행함으로써 데이터 포인트들(예를 들어, 360개의 데이터 포인트)의 세트를 생성하도록 구성될 수 있다. 이 예에서, 관심 있는 각각의 위상각에 대한 10개 정도의 데이터 포인트는 패턴 매칭 유닛(1644)에 의해 등록된 4 비트 데이터 프레임이 관심 있는 위상각에서 논리 "1"을 요구한 경우에만 대체될 것이다. 예를 들어, [1,0,0,1]의 40 비트 프레임은 45° 및 315° 각각 주위의 10개의 데이터 포인트가 논리 "0"이 아니라 논리 "1"을 정의하는 데이터 포인트들의 세트들로 대체될 것을 요구할 수 있다.
본 명세서에서 설명되는 에너지 균형 기술들의 특징은 물질 전력의 측대역들(예를 들어, 그 반송파 주파수에서 정현파의 전력보다 50dB 이상 더 낮음)을 생성하지 않고 선택된 위상들에서 정현파 파형에 대해 변조 섭동들이 부과될 수 있다는 것이다. 이것은 본 개시내용에 따라 생성된 변조된 정현파들이 서로 물질적으로 간섭하지 않고 매우 근접하게 이격되게 한다. 예를 들어, 이러한 변조된 정현파들은 15Hz 미만만큼 주파수에서 이격될 수 있다는 것이 발견되었다. 이것은 스펙트럼의 주어진 대역이 종래의 변조 기술들을 이용하여 가능한 것보다 더 효율적으로 이용될 수 있게 한다.
일 실시예에서, 다중 반송파 시스템 내의 각각의 변조된 정현 반송파는 유사한 유형의 변조 섭동들을 이용하여 변조된다. 예를 들어, 일 구현에서, 변조된 반송파들 각각은 다수의 스텝 전이들을 포함하는 변조 섭동들을 이용하여 변조된다(도 13 참조). 다른 실시예들에서, 변조된 반송파들 각각은 1 데이터 비트를 나타내는 노치들로 이루어진 변조 섭동들을 이용하여 변조된다(도 10 참조). 일부 실시예들에서는, 상이한 유형들의 변조 섭동들을 이용하여, 인접한 주파수 슬롯들(예를 들어, 15Hz 이하로 분리된 주파수들)을 점유하는 변조된 정현파들이 생성되었지만, 동일한 유형의 변조 섭동들이 인접한 변조된 정현파들을 생성하는데 이용되는 경우, 성능이 개선된다는 것이 발견되었다.
이제, 실시예에 따른 다중 반송파 에너지 균형 전송기(2000)의 블록도 표현인 도 20을 주목한다. 도시된 바와 같이, 전송기(2000)는 외부 소스로부터의 입력 데이터가 저장되는 입력 버퍼(2010)를 포함한다. 입력 버퍼(2010) 내의 저장된 데이터는 제어기(2020)에 의해 복수(N)의 변조된 에너지 균형 정현 반송파들 사이에 할당된다. 구체적으로, 제어기(2020)는 입력 데이터의 스트림들을 N개의 에너지 균형 전송기(2030)의 세트로 지향시킨다. N개의 전송기(2030) 각각은 입력 버퍼(2010)로부터의 그 입력 데이터의 스트림에 따라 정현 반송파를 변조하여 변조된 에너지 균형 정현파를 생성한다. 일 실시예에서, N개의 전송기(2030) 각각은, 예를 들어, 에너지 균형 전송기(1600) 또는 에너지 균형 전송기(1800)와 실질적으로 동일할 수 있고, FPGA의 별개의 셀로서 구현될 수 있다.
일 실시예에서, 제어기(2020)는 입력 데이터 레이트가 제1 전송기(20301)의 최대 데이터 레이트를 초과할 때까지 입력 버퍼(2410)로부터 전송기들 중 제1 전송기(20301)로 데이터를 라우팅한다. 이 시점에서, 제어기는 제1 전송기(20301) 및 나머지 N-1개의 전송기(2030) 중 하나 이상의 다른 전송기 모두에 데이터를 제공할 수 있다. 다른 데이터 할당 전략들이 가능하다. 예를 들어, 입력 버퍼(2410)로부터의 고정된 양의 데이터는 각각의 전송기(2030)가 R/N의 데이터 레이트를 동작시키도록 N개의 전송기(2030) 각각에 제공될 수 있으며, 여기서 R은 입력 버퍼(2410)로의 데이터 레이트이다. 예를 들어, 입력 버퍼에 의해 수신된 첫 번째의 4개의 데이터 비트가 전송기(20301)로 라우팅될 수 있고, 입력 버퍼에 의해 수신된 두 번째의 4개의 비트가 전송기(20302)로 라우팅될 수 있고, 다른 것들에 대해서도 그런 식이다. 어떤 시점에서 입력 버퍼(2010)로의 데이터 레이트가 N개의 전송기(2030)의 총 데이터 레이트를 초과한다면, N개의 전송기(2030) 중 하나 이상은 입력 버퍼(2010)에서의 버퍼링을 위해 그에 제공된 4 비트 데이터 프레임들 중 적어도 일부를 다시 전송할 수 있다.
이제, 본 개시내용에 따라 구성된 에너지 균형 전송기에 의해 전송된 인코딩된 정현파들을 수신 및 복조하도록 구성된 수신기(2100)의 기능 블록도인 도 21을 주목한다. 예를 들어, 수신기(2100)는 에너지 균형 전송기(1600) 또는 에너지 균형 전송기(1800)에 의해 전송된 인코딩된 정현파들을 수신 및 복조할 수 있다. 도시된 바와 같이, 하나 이상의 에너지 균형 인코딩된 정현파는 수신기(2100)의 필터(2110)에 의해 수신되고 아날로그-디지털 변환기(ADC)(2120)에 제공된다.
시간 생성기(2124)는 ADC(2120)의 출력 데이터 레이트를 클로킹하거나 아니면 이를 제어한다. ADC(2120)에 의해 생성된 각각의 수신된 에너지 균형 인코딩된 정현파의 진폭 값들은 파 버퍼(2128)에 제공된다. 수신기(2100)가 (예를 들어, 수신된 인코딩된 정현파의 제로 크로싱을 검출함으로써) 수신된 에너지 균형 인코딩된 정현파와의 시간 동기화를 달성하면, ADC(2120)는 수신된 인코딩된 정현파의 데이터 노치들 주위의 생성된 샘플 값들만에 대해 게이트 "온"될 수 있다. 예를 들어, ADC(2120)는 45°, 135°, 225° 및 315°의 위상각들에서 대략 1도의 위상에 등가인 시간 주기 동안에만 턴 온될 수 있다. 따라서, 일 실시예에서, 감도는 ADC(2120)를 매우 좁은 대역폭만에 걸쳐 샘플링하도록 구성하고 또한 매 360° 정현파 주기의 대략 4° 동안에만 샘플링함으로써 향상된다. 복수의 반송파 주파수들의 에너지 균형 인코딩된 정현파들이 수신되고 있을 때, ADC(2120)는 각각의 인코딩된 정현파의 45°, 135°, 225° 및 315° 위상각들 동안에만 샘플링하기 위해 게이트 온 및 오프될 수 있다. 대안적으로, 인코딩된 정현파의 45°, 135°, 225° 및 315° 위상각들 주위의 좁은 윈도우들에서 각각의 인코딩된 정현파를 샘플링하는데 별개의 ADC가 이용될 수 있다. ADC(2120)에 의해 생성된 신호 샘플들은 파 버퍼(2128)에 제공된다.
파 버퍼(2128)의 콘텐츠들은 수신기(2100)에 의해 수신되는 인코딩된 정현파의 데이터 노치들에 의해 인코딩된 비트 값들을 나타내는 일련의 논리 값들을 생성하는 역직렬화기-바이트 유닛(2134)에 직렬로 제공된다. 바이트 유닛(2134)에 의해 생성된 논리 값들은 그 후 인코딩된 정현파가 전송된 에너지 균형 전송기(예컨대, 전송기(1600) 또는 전송기(1800))에 의해 적용되는 LDPC 인코딩을 제거하도록 구성된 LDPC 디코더(2140)에 제공된다. 유사하게, AES 해독 유닛(2146)은 에너지 균형 전송기 내의 대응하는 AES 암호화 유닛에 의해 적용되는 암호화를 반전시킨다. AES 해독 유닛(2146)의 출력은 이후 출력 버퍼(2150)에 제공될 수 있다. 일 실시예에서, 수신기(2100)는 패킷의 시작을 나타내는 프리앰블 데이터 비트 스트링(예컨대, 0x47 스트링)에 대해 출력 버퍼(2150) 내의 비트 시퀀스들을 검색한다. 예시적인 구현에서, 수신기(2100)에 의해 수신된 인코딩된 정현파들은 1500 비트의 프레임들을 운반한다. 각각의 프레임은 미리 정의된 비트 스트링(예컨대, 0x47)으로 시작되고, 통신되고 있는 데이터가 후속한다. 일단 프리앰블이 출력 버퍼(2150) 내에서 식별되면, 통신되고 있는 데이터의 추정치는 네트워크 인터페이스(2154)를 통해 LAN(local area network) 등에 제공될 수 있다. 대안적으로, 출력 버퍼(2150)의 전체 콘텐츠들은 각각의 프레임에 대한 프리앰블을 식별하고 프레임에 의해 전달된 데이터를 복구하도록 구성된 외부 시스템에 제공될 수 있다.
이제, 선택된 위상각들에서 다중 비트 특징들로 변조된 정현파 파형들을 생성하고 전송하도록 구성된 에너지 균형 전송기(2200)의 실시예의 기능 블록도인 도 22를 주목한다. 일 실시예에서, 이들 다중 비트 특징들은 예를 들어 도 6 내지 도 9에 도시된 유형의 4 비트 계단 스텝 패턴들을 갖는 노치들을 포함한다. 다른 실시예들에서, 이러한 특징들은 각각의 선택된 위상각에서 8개 이상의 비트들을 인코딩하는데 이용될 수 있다. 각각의 위상각에서 인코딩될 수 있는 최대 비트 수는 주로 또는 배타적으로 각각 전송기(2200) 및 대응하는 수신기 내의 디지털-아날로그 및 아날로그-디지털 변환기들의 해상도에 의해 제한되는 것으로 여겨진다.
도시된 바와 같이, 전송기(1600)는 디지털 입력 데이터(2208)를 저장하기 위한 입력 버퍼(2204), AES 암호화 모듈(2210) 형태의 데이터 최적화 유닛, LDPC 코더(2220), 순환 중복 검사(CRC) 모듈(2224), 및 32 대 8 비트 스플리터(2230)를 포함한다.
부-주기적 시간 도메인 변조기(2240)는 에너지 균형 방식으로 정현파 파형들을 섭동시킴으로써 비트 스플리터(2230)에 의해 제공되는 데이터 프레임들을 인코딩한다. 도시된 바와 같이, 부-주기적 시간 도메인 변조기(2240)는 제1 및 제2 패턴 매칭 유닛들(2244 및 2245), 정현파 룩업 테이블(2248), 시간 생성기(2252), 및 파 버퍼(2256)를 포함한다. 변조기(2240)는 45°, 135°, 225° 및 315° 위상각들 각각에 대한 다중 비트 데이터 노치들을 정의하는 데이터 포인트들의 세트들을 저장하기 위한 메모리를 더 포함한다. 특히, 변조기(2240)는 45° 위상각에 대한 다중 비트 데이터 노치들을 정의하는 데이터 포인트들의 세트들을 저장하기 위한 45° 저장 유닛(2280), 135° 위상각에 대한 다중 비트 데이터 노치들을 정의하는 데이터 포인트들의 세트들을 저장하기 위한 135° 저장 유닛(2282), 225° 위상각에 대한 다중 비트 데이터 노치들을 정의하는 데이터 포인트들의 세트들을 저장하기 위한 225° 저장 유닛(2284), 및 315° 위상각에 대한 다중 비트 데이터 노치들을 정의하는 데이터 포인트들의 세트들을 저장하기 위한 315° 저장 유닛(2286)을 포함한다. 변조기(2240)에 의해 생성된 다중 비트 데이터 노치들을 갖는 에너지 균형 파형들은 파 버퍼(2256)에 저장되고, 임의적으로는 디지털-아날로그 변환기(DAC)(2264)에 의해 아날로그 신호들로 변환되기 전에 필터(2260)에 의해 사전 왜곡되거나 아니면 필터링된다. 그 결과의 인코딩된 아날로그 신호들은 예를 들어 전송선 또는 안테나를 이용하여 전송된다.
에너지 균형 전송기(2200)의 동작 동안, 입력 버퍼(2204) 내에 저장된 입력 데이터(2208)는 AES 암호화 모듈(2210)에 제공된다. 일 실시예에서, AES 암호화 모듈(2210)은 입력 데이터를 처리하여 동일한 논리 값의 스트링들의 런 길이를 제한함으로써 수신기에서의 데이터의 검출을 돕는다. AES 암호화 모듈(2210)에 의해 생성된 그 결과의 출력은 LDPC 코더(2220)에 제공되고, 이는 LDPC 에러 정정 코딩 동작들을 수행한다. 이어서, LDPC 코더(2220)에 의해 생성된 직렬 데이터 스트림은 CRC 모듈(2224) 및 비트 스플리터(2230)에 제공된다. 정현파 파형들의 선택된 위상각들 각각에서 정의되는 다중 비트 데이터 노치가 8 비트(정현파 파형의 각각의 주기마다 인코딩되는 32 비트)를 포함하는 일 실시예에서, 비트 스플리터(2230)는 각각의 프레임에 대한 32 비트를 8 비트의 4개의 세트로 분할한다. 이 실시예에서, 비트 스플리터(2230)는 주어진 프레임에 대해 4개의 세트의 8 비트 각각이 저장 유닛들(2280, 2282, 2284 및 2286) 중 상이한 하나를 어드레싱하게 한다. 이에 응답하여, 저장 유닛들(2280, 2282, 2284 및 2286) 각각은 이를 어드레싱하는데 이용되는 8 비트 패턴에 대응하는 미리 계산된 8 비트, 계단 스텝 노치 패턴을 그 메모리로부터 검색하고, 이러한 노치 패턴을 정의하는 데이터 포인트들을 파 버퍼(2256)에 제공한다. 이 실시예에서, 저장 유닛들(2280, 2282, 2284 및 2286) 각각에 의해 저장된 8 비트, 계단 스텝 노치 패턴들 각각은 동일한 영역이며, 즉 각각의 저장된 8 비트, 계단 스텝 패턴은 모든 다른 저장된 패턴들과 균형을 이루는 에너지이다.
다른 실시예에서, 파 버퍼(2256)에 저장된 인코딩된 정현파 파형은 32 비트 데이터 프레임(4개의 위상각 각각에서의 8 비트)뿐만 아니라 CRC 모듈(2224)에 의해 생성된 CRC 값을 인코딩한다. 이 실시예에서, CRC 값(예컨대, 4 비트 값)이 정현파 룩업 테이블(2248)에 제공된다. 이 실시예에서, 정현파 룩업 테이블(2248)은 16개의 노치 정현파 파형의 세트를 정의하고, 여기서 4개의 선택된 위상각 각각에서의 각각의 데이터 노치의 깊이는 CRC 값의 4 비트 중 하나에 의해 정의된다. 예를 들어, CRC 값에서의 논리 0은 선택된 위상각에 대한 대략 1도의 각도에 대하는 데이터 노치에 대응하고, 변조되지 않은 정현파에 대해 대략 15%의 진폭 감소를 정의한다. CRC 값에서의 논리 1은 선택된 위상각에 대한 대략 0.5도의 각도에 대하는 데이터 노치에 대응하고, 변조되지 않은 정현파에 대해 대략 30%의 진폭 감소를 정의한다. 따라서, 도 16을 참조하여 위에서 설명된 것과 실질적으로 동일한 방식으로, 4 비트 CRC 값은 선택된 위상각들(즉, 45°, 135°, 225° 및 315°)에서 데이터 노치들의 폭 및 깊이를 정의한다. 또한, 비트 스플리터(2230)에 제공되는 32 비트 데이터 프레임 내의 4개의 8 비트 데이터 세트 각각은 4개의 선택된 위상각 각각에서 노치들에 부과되는 계단 스텝 패턴을 정의한다. 에너지 균형이 발생하려면 45° 및 225°에서의 노치들(부과된 계단 스텝 패턴들을 가짐)의 영역들이 동일해야 하고, 135° 및 315°에서의 노치들의 영역들이 동일해야 하기 때문에, 이러한 에너지 균형을 달성하기 위해 요구되는 데이터 프레임의 주어진 8 비트 부분에 대한 계단 스텝 패턴은 CRC 값에 따라 상이할 수 있다. 따라서, 정현 테이블(2248)은 CRC 모듈(2224)로부터의 CRC 값 및 LDPC 코더(2220)에 의해 생성된 32 비트 데이터 프레임 값에 응답하여 저장 유닛들(2280, 2282, 2284 및 2286)로부터 적절하게 에너지 균형을 이룬 계단 스텝 패턴들을 정의하는 데이터 포인트들을 선택한다. 일 실시예에서, 32 비트 데이터 프레임의 부분들은 패턴 매칭 유닛들(2244 및 2245)로 로딩될 수 있다.
시간 생성기(2252)는 상대적으로 일정한 데이터 레이트가 필터(2260) 내로 유지되도록 파 버퍼(2256)에 클로킹 신호를 제공한다. 입력 버퍼(2204)에 제공되는 입력 데이터의 데이터 레이트는 다소 버스티이거나 아니면 불규칙할 수 있기 때문에, 시간 생성기(2252)는 그 결과의 지터가 필터(2260)에 제공되기 전에 정현파 룩업 테이블(2248)에 의해 생성되는 데이터 스트림으로부터 그 결과의 지터를 본질적으로 제거하도록 기능한다.
일 실시예에서, 전송기(2200)는 데이터 레이트를 부-주기적 시간 도메인 변조기(2240)로 제어하도록 동작하는 주파수 모니터링/흐름 제어 모듈(2270)을 포함한다. 구체적으로, 흐름 제어 모듈(2270)은 변조기(2240) 및 파 버퍼(2256)로의 데이터 레이트를 모니터링한다. 변조기(2240)로의 데이터 레이트가 파 버퍼(2256)로의 데이터 레이트를 초과하기 시작할 때, 흐름 제어 모듈(2270)은 이들 데이터 레이트들이 등화될 때까지 패턴 매칭 유닛들(2244 및 2245) 또는 비트 스플리터(2230)로부터 입력 버퍼(2204)로 데이터를 다시 전송한다.
파 버퍼(2256) 내에 저장된 노칭된 에너지 균형 정현파들의 디지털 표현들은 디지털-아날로그 변환기(2264)에 의해 도입된 양자화 에러들을 보상하기 위해, 필터(2260)에 의해 임의적으로 사전 왜곡되거나 아니면 필터링된다. 일 실시예에서, 이 필터링은, 180도만큼 위상 시프트된, 이러한 양자화 에러들에 의해 유도될 것으로 예상되는 전력 스펙트럼들과 등가인 주파수 도메인에서 전력 스펙트럼들을 갖는 사전 왜곡을 도입하는 것을 포함할 수 있다. 필터(2260)에 의해 생성된 필터링된 디지털 신호는 이후 DAC(2264)에 의해, 인코딩된 아날로그 신호로 변환되고 유선 또는 무선 통신 매체를 통해 전송된다.
이제, 선택된 위상각들에서 다중 비트 특징들로 변조된 정현파 파형들을 생성하고 전송하도록 구성된 에너지 균형 전송기(2300)의 다른 실시예의 기능 블록도인 도 23을 주목한다. 전송기(2300)의 구조 및 기능의 양태들은 도 22의 에너지 균형 전송기(2200)의 것들과 실질적으로 동일하다. 따라서, 실질적으로 동일한 전송기 구성요소들을 식별하기 위해 도 22 및 도 23에서 유사한 참조 번호들이 이용된다. 이하에서 논의되는 바와 같이, 전송기(2300)는 전송기(2300)가 전송기(2200)보다 상대적으로 더 높은 데이터 레이트들에서 선택적으로 동작할 수 있게 하도록 구성되는 에너지 균형 인코딩된 정현파 생성기(2310)를 포함한다.
전송기(2300)의 동작 동안, 에너지 균형 인코딩된 정현파 생성기(2310)는 LDPC 코더(2220)로부터의 데이터 레이트가 미리 정의된 데이터 레이트를 초과하는지를 결정한다. 미리 정의된 데이터 레이트 아래의 데이터 레이트들에서, 에너지 균형 인코딩된 정현파 생성기(2310)는 선택된 위상각들에서 다중 비트 노치 특징들로 인코딩된 정현파 파형들을 생성하도록 실질적으로 부-주기적 시간 도메인 변조기(2240)(도 22)에 동작한다. 즉, 에너지 균형 인코딩된 정현파 생성기(2310)는 인코딩되는 입력 데이터에 따라 에너지 균형 데이터 노치들을 정의하는 데이터 포인트들의 미리 저장된 세트들에 의존하고 이들 미리 계산되고 미리 저장된 데이터 포인트들을 리콜한다. 일 실시예에서 상대적으로 많은 수의 포인트들(예컨대, 3600개)이 변조기(2240)에 의해 생성되는 각각의 인코딩된 정현파를 정의하는데 이용되기 때문에, 더 높은 데이터 레이트들에서 특정 메모리 구현들의 I/O 능력들은 원하는 입력 데이터 레이트들을 지원하기에 불충분할 수 있다. 따라서, 도 23의 실시예에서, 선택된 위상각들에서 다중 비트 노치 특징들을 갖는 인코딩된 정현파들을 정의하는 데이터 포인트들은 미리 채워진 데이터 테이블들로부터 검색되기 보다는 에너지 균형 인코딩된 정현파 생성기(2310)에 의해 "즉시" 생성된다.
입력 데이터 레이트가 미리 정의된 데이터 레이트를 초과하는 것으로 결정할 시에, 일 실시예에서, 에너지 균형 인코딩된 정현파 생성기(2310)는 45°, 135°, 225° 및 315°의 위상각들에서 다중 비트 노치 특징들을 갖는 에너지 균형 인코딩된 정현파를 생성하기 위해 다음의 동작들의 시퀀스를 수행한다. 먼저, 에너지 균형 인코딩된 정현파 생성기(2310)는 45°에서 제1 다중 비트 데이터 노치에 대응하는 데이터를 LDPC 코더(2220)로부터 판독한다. 그 다음, 생성기(2310)는 45°에 중심을 둔 데이터 노치에서 정의될 N 비트 계단 패턴의 스텝 폭들을 결정한다. 예를 들어, 패턴 내의 상대적으로 좁은 스텝들은 입력 데이터에서 "1"을 나타낼 수 있고, 더 넓은 스텝들은 입력 데이터에서 "0"을 나타낼 수 있다. 다른 스텝형 특징들은 본 개시내용의 범위 내의 이진 값들을 나타내는데 이용될 수 있다. 예를 들어 도 6 내지 도 9를 참조한다. 45°에서 데이터 노치에 대한 N 비트 계단 패턴을 정의한 후에, 이 데이터 노치와 연관된 신호 에너지가 계산되거나 아니면 근사화된다. 다시, 45°에서의 데이터 노치의 에너지는 데이터 노치에 의해 대해진 각도에 대한 데이터 노치와 변조되지 않은 정현파 사이의 전력의 누적 차이에 대응한다. 예를 들어, 변조되지 않은 정현파(2420) 및 다중 비트 데이터 노치(2430)에 의해 경계를 이루는 영역(2410)을 나타내는 도 24를 참조한다. 영역(2410)은 이 누적 전력 차이에 관련되고, 제1 마스터 영역으로서 표시될 수 있다.
다음으로, 에너지 균형 인코딩된 정현파 생성기(2310)는 135°에서 제2 다중 비트 데이터 노치에 대응하는 데이터를 LDPC 코더(2220)로부터 판독한다. 그 다음, 생성기(2310)는 이 데이터에 기반하여, 135°에 중심을 둔 데이터 노치에서 정의될 제2 N 비트 계단 패턴의 스텝 폭들을 결정하고 그 영역을 계산한다. 이어서, 생성기(2310)는 (i) (예를 들어, 노치 폭의 에지에서 비트 값들을 조정하는 것에 의해) 제1 마스터 영역과 매칭하도록 135°에서 제2 노치의 영역을 조정하거나, 또는 (ii) 제2 N 비트 계단 패턴을 정의한 후에 135°에서 제2 다중 비트 데이터 노치의 영역을 계산하고 이를 제2 마스터 영역으로서 표시할 수 있다.
에너지 균형 인코딩된 정현파 생성기(2310)는 225°에서 제3 다중 비트 데이터 노치에 대응하는 데이터를 LDPC 코더(2220)로부터 판독한다. 그 다음, 생성기(2310)는 이 데이터에 기반하여, 225°에 중심을 둔 데이터 노치에서 정의될 제3 N 비트 계단 패턴의 스텝 폭들을 결정하고 그 영역을 계산한다. 그 다음, 생성기(2310)는 (예를 들어, 제3 다중 비트 데이터 노치의 에지에서 비트 값들을 조정하는 것에 의해) 제1 마스터 영역과 매칭하도록 225°에서 제3 다중 비트 데이터 노치의 영역을 조정한다.
에너지 균형 인코딩된 정현파 생성기(2310)는 315°에서 제4 다중 비트 데이터 노치에 대응하는 데이터를 LDPC 코더(2220)로부터 판독한다. 그 다음, 생성기(2310)는 데이터에 기반하여 315°에 중심을 둔 제4 다중 비트 데이터 노치에서 정의될 제4 N 비트 계단 패턴의 스텝 폭들을 결정하고 그 영역을 계산한다. 그 다음, 생성기(2310)는 (예를 들어, 제4 다중 비트 데이터 노치의 에지에서 비트 값들을 조정하는 것에 의해) 제2 마스터 영역과 매칭하도록 315°에서 제4 다중 비트 데이터 노치의 영역을 조정한다.
생성기(2310)가 제2 및 제4 다중 비트 데이터 노치들(즉, 135° 및 315°에 중심을 둔 다중 비트 데이터 노치들)의 영역을 강제하는데 실패하고/하거나 제1 및 제3 다중 비트 데이터 노치들의 영역들에 매칭하지 못하는 경우, 생성기(2310)는 제2 및 제4 다중 비트 데이터 노치들 내의 비트들의 상대 위치들을 변경할 수 있다. 이러한 비트 위치들을 변경한 후에, 생성기(2310)는 다시 제2 및 제4 다중 비트 데이터 노치들의 에지들을 정의하는 값들을 조정하여 그들 각각의 영역들이 매칭되게 하는 것을 시도할 것이다. 본질적으로, 예를 들어, 이러한 노치들의 에지들을 정의하는 값들을 수정함으로써, 생성기(2310)가 초기에 제1 및 제3 다중 비트 데이터 노치들의 영역들 사이의 매칭을 달성하는데 실패하는 한 동일한 비트의 재배열 절차가 이어질 수 있다. 임의의 다중 비트 데이터 노치들을 정의할 때 임의의 데이터 비트들이 재정렬되는 한, 변경된 위치들은 또한 CRC 정보를 포함하는 별도의 데이터 채널 내의 수신기로 전달될 수 있다.
위에서 논의된 바와 같이, 본 명세서에 설명된 인코딩된 정현파들은 고조파들 또는 측대역들의 생성을 실질적으로 피하도록 하는 식으로 디지털 방식으로 생성될 수 있다. 개시된 변조 기술들의 실시예들은 또한 변조된 신호 에너지를 포함하는 채널 대역폭들이 10Hz 이하로 되도록 한다. 즉, 본 발명자는 종래의 스펙트럼 분석기들을 이용하여, 변조된 신호의 반송파 주파수로부터 수 Hz를 넘는 주파수 도메인에서 변조된 신호의 스펙트럼의 어떠한 주목할 만한 확산도 구별할 수 없었다. 종래의 변조 기술들이 전형적으로 측대역들을 생성하거나, 아니면 실질적인 주파수 스펙트럼을 이용하므로, 정현 반송파 자체 또는 변조로부터 기인하는 측대역들이 억제되거나 아니면 필터링될 것을 요구하는 것은 관련 기술분야의 상태의 상당한 진보를 나타내는 것으로 여겨진다. 개시된 변조 기술의 이러한 특성들은 변조된 정현파들이 서로 물질적으로 간섭하지 않고 매우 근접하게 이격되는 것을 허용하며, 따라서 종래의 변조 기술들을 이용하여 가능한 것보다 더 효율적으로 스펙트럼이 이용될 수 있게 한다.
도 25는 45°, 135°, 225° 및 315°에서 데이터 노치들로 변조된 인코딩된 정현파를 제공받을 때 스펙트럼 분석기에 의해 생성되는 스크린샷이다. 각각의 데이터 노치는 변조되지 않은 정현파에 대한 (1의 값에 대해) 15% 또는 (0의 값에 대해) 30%만큼 전력을 감소시킴으로써 1 비트의 데이터를 인코딩하고, 이에 의해 각각의 정현파 주기 동안 인코딩되는 4 비트의 데이터를 낳는다. 도시된 바와 같이, 인코딩된 정현파는 451.75kHz의 주파수이고, 잡음 플로어의 상위 레벨(2510)보다 60dB 초과인, -16.17dBm의 측정된 전력을 갖는다. 도 25로부터 알 수 있는 바와 같이, 인코딩된 정현파는 파선 박스(2520)에 의해 나타내지는 매우 좁은 주파수 스펙트럼을 점유한다. 실제로, 인코딩된 정현파에 의해 점유되는 채널 대역폭은 10Hz 이하이고, 도 25에서의 그 반대의 임의의 표시는 대상 스펙트럼 분석기의 능력들에서의 제한들로부터 기인한다고 여겨진다.
도 25로부터 알 수 있는 바와 같이, 본 발명자는, 주파수 f 및 전력 P의 인코딩된 아날로그 파형이 본 명세서에서 설명된 에너지 균형 변조 기술들을 이용하여 선택된 위상각들에서 인코딩된 정현파의 디지털 표현으로부터 생성될 때, 인코딩으로부터 기인하는 주파수 f'의 임의의 신호가 전력 P보다 적어도 50dB 작은 전력 P'를 갖는다는 것을 발견하였으며, 여기서 f'는 25Hz보다 더 많이 f로부터 오프셋된다. 다시 말하면, 이것은 개시된 인코딩 방식의 이점들의 보수적인 특성화이고 대상 스펙트럼 분석기의 능력들 및 순간 측정 설정들에 의해 제한되는 것으로 여겨진다.
이제 도 26a 내지 도 26c를 참조하면, 본 개시내용에 따른 다양한 대안의 데이터 인코딩 방식들이 도시된다. 일 실시예에서, 정현파는 데이터의 단일 비트를 나타내기 위해 180°만큼 분리된 선택된 위상각들의 쌍으로 인코딩될 수 있다. 예를 들어, 도 26a 및 도 26b의 실시예에서, 인코딩된 정현파(2602)는 0의 값을 나타낼 수 있고, 인코딩된 정현파(2604)는 1의 값을 나타낼 수 있다. 도시된 바와 같이, 인코딩된 정현파(2602)는 제1 데이터 노치(2612) 및 제2 데이터 노치(2614)를 포함한다. 제1 데이터 노치는 135°에 중심을 두고 대략 1°의 각도에 대하고, 제2 데이터 노치(2614)는 315°에 중심을 두고, 또한 대략 1°의 각도에 대한다. 도 26a 및 도 26b의 실시예에서, 제1 및 제2 데이터 노치들(2612 및 2614)의 영역들은 실질적으로 동일하고, 데이터 노치들(2612 및 2614)은 에너지 균형을 이룬다.
유사하게, 인코딩된 정현파(2604)는 제1 데이터 노치(2622) 및 제2 데이터 노치(2624)를 포함한다. 제1 데이터 노치는 45°에 중심을 두고, 대략 1°의 각도에 대하고, 제2 데이터 노치(2624)는 225°에 중심을 두고, 또한 대략 1°의 각도에 대한다. 도 26a 및 도 26b의 실시예에서, 제1 및 제2 데이터 노치들(2622 및 2624)의 영역들은 실질적으로 동일하고, 데이터 노치들(2622 및 2624)은 에너지 균형을 이룬다.
도 26c는 선택된 위상각들에서 인코딩된 정현파들이 이진 데이터를 나타내는데 이용될 수 있는 다른 방식을 도시한다. 도시된 바와 같이, 도 26c는 2개의 인코딩된 정현파(2640) 주기, 즉 제1 주기(T1) 및 제2 주기(T2)를 도시한다. 도 26의 실시예에서, 정현파(2640)의 제1 주기(T1)는 1의 데이터 값을 나타내고, 제2 주기(T2)는 0의 데이터 값을 나타낸다. 즉, 도 26c의 실시예에서, 제1 주기(T1) 동안 45°, 135°, 225° 및 315°의 위상각들에서 데이터 노치들(2652, 2654, 2656 및 2658)의 존재는 1의 데이터 값을 나타내고, 이들 위상각들에서의 데이터 노치들의 부재는 0의 데이터 값을 나타낸다. 실시예에서, 데이터 노치(2652)와 연관된 에너지는 데이터 노치(2656)와 연관된 에너지와 동일하고, 데이터 노치(2654)와 연관된 에너지는 데이터 노치(2658)와 연관된 에너지와 동일하다.
도 27a 및 도 27b는 대안의 형상들의 데이터 노치들을 이용하여 에너지 균형 방식으로 인코딩된 정현파들을 도시한다. 도시된 바와 같이, 도 27a는 45°, 135°, 225° 및 315°의 위상각들에서 다소 U자 형상의 데이터 노치들(2712, 2714, 2716, 2718)을 갖는 제1 인코딩된 정현파(2710)를 도시한다. 도 27b는 45°, 135°, 225° 및 315°의 위상각들에서 다소 V자 형상의 데이터 노치들(2742, 2744, 2746, 2748)을 갖는 제2 인코딩된 정현파(2740)를 도시한다. 주어진 정현파 주기 내에 180°만큼 분리된 데이터 노치들이 에너지 균형을 이룬다면, 도 27a 및 도 27b에 예시된 데이터 노치 형상들 및 다른 대안적인 형상들은 정현파의 주파수로부터 5㎐만큼 작게 오프셋된 주파수들에서 측정가능한 에너지를 생성하지 않고 정현파의 선택된 위상각들에서의 정보의 인코딩을 가능하게 한다는 것이 발견되었다.
이제, 본 개시내용에 따라 에너지 균형 방식으로 인코딩된 타원형 파형들을 예시하는 도 28을 주목한다. 도 28의 실시예에서, 각각의 타원형 파형은 주기(T)이고 16개의 잠재적인 제로 크로싱 위상들 중 하나에서 제로 크로싱한다. 일 실시예에서, 상이한 제로 크로싱 위상들 및 동일한 주기들(T)을 갖는 16개의 파형의 세트가 변조 심볼들로서 이용된다. 특히, 각각의 심볼 파형은 파형의 제로 크로싱 위상에 대응하는 4 비트 데이터 워드를 고유하게 나타낼 수 있다. 예를 들어, 173°의 제로 크로싱 위상을 갖는 16개의 타원형 파형 중 제1 타원형 파형(2810)은 데이터 워드 [1001]을 나타낼 수 있다. 180°의 제로 크로싱 위상을 갖는 제2 타원형 파형(2820)은, 예를 들어, 데이터 워드 [0000]을 나타낼 수 있고, 187°의 제로 크로싱 위상을 갖는 제3 타원형 파형(2830)은 데이터 워드 [0111]을 나타낼 수 있다.
매우 좁은 채널 대역폭(즉, 반송파 주파수 f에 중심을 둔 10Hz 이하의 주파수 대역, 여기서 f = 1/T)의 외부에서 측대역들 또는 다른 신호 에너지의 생성을 최소화하거나 제거하기 위해, 각각의 타원형 파형이 에너지 균형을 이루어야 한다는 것이 발견되었다. 즉, 파형의 양의 반 사이클과 연관된 에너지는 파형의 음의 반 사이클과 연관된 에너지와 동일해야 한다. 도 28의 실시예에서, 제1 타원형 파형(2810)의 양의 반 사이클(2850)의 에너지는, 측대역들 또는 다른 신호 에너지가 원하는 좁은 채널 대역폭 외부에서 생성되는 것을 억제하거나 방지하기 위해 타원형 파형(2810)의 음의 반 사이클(2860)의 에너지와 동일해야 한다. 도 28에 도시된 바와 같이, 타원형 파형들 각각은 각각의 타원형 파형의 상이한 제로 크로싱 포인트들의 결과로서 그리고 각각의 파형의 양 및 음의 반 사이클들의 에너지의 균형으로서 상이한 최대 및 최소 진폭(A)을 갖는다.
이제 도 28에 도시된 유형의 제로-크로싱-위상-변조된 타원형 파형들을 생성하고 전송하도록 구성되는 에너지 균형 전송기(2900)의 실시예의 기능 블록도인 도 29를 주목한다. 도시된 바와 같이, 전송기(2900)는 디지털 입력 데이터(2908)를 저장하기 위한 입력 버퍼(2904), AES 암호화 모듈(2910) 형태의 데이터 최적화 유닛, LDPC 코더(2920) 및 직렬-4 비트 데이터 워드 변환기(2930)를 포함한다. 일 실시예에서, 전송기(2900)는, 예를 들어, FPGA를 이용하여 구현될 수 있다.
전송기(2900)의 동작 동안, 입력 버퍼(2904) 내에 저장된 입력 데이터가 AES 암호화 모듈(2910)에 제공된다. 일 실시예에서, AES 암호화 모듈(2910)은 입력 데이터를 처리하여 동일한 논리 값의 스트링들의 런 길이를 제한함으로써 수신기에서의 데이터의 검출을 돕는다. AES 암호화 모듈(2910)에 의해 생성된 그 결과의 출력은 LDPC 코더(2920)에 제공되고, 이는 LDPC 에러 정정 코딩 동작들을 수행한다. 그 다음, LDPC 코더(2920)에 의해 생성된 직렬 데이터 스트림은 직렬-4 비트 데이터 워드 변환기(2930)에 의해 4 비트 데이터 프레임들의 시퀀스로 변환된다.
스케일-불변 특징 변환 테이블(2940)은 직렬-4 비트 데이터 워드 변환기(2930)에 의해 제공되는 각각의 4 비트 데이터 워드를 수신하고 4 비트 데이터 워드에 대응하여 저장된 16개의 제로-크로싱-위상-변조된 타원형 파형 중 하나를 식별한다. 일 실시예에서 테이블(2940)은 데이터 워드 변환기(2930)에 의해 제공되는 4 비트 데이터 워드들의 16개의 가능한 값 각각에 대응하는 16개의 제로-크로싱-위상-변조된 타원형 파형 각각의 단일 주기에 대응하는 데이터 값들(예컨대, 3600개의 데이터 값)을 저장한다. 데이터 워드 변환기(2930)에 의해 제공되는 4 비트 데이터 워드들의 시퀀스에 응답하여, 각각의 연속적인 제로-크로싱-위상-변조된 타원형 파형들을 정의하는 데이터 값들이 테이블(2940)로부터 판독되어 파 버퍼(2956) 내에 저장된다. 예를 들어, 4 비트 디지털 워드 [1001]의 수신에 응답하여, 테이블(2940)은 173°의 제로 크로싱 위상을 갖는, 제1 타원형 파형(2810)을 정의하는 디지털 값들의 세트를 생성하고 이를 파 버퍼(2956) 내에 저장하도록 구성될 수 있다.
시간 생성기(2953)는 상대적으로 일정한 데이터 레이트가 필터(2960)에 유지되도록 파 버퍼(2956)에 클로킹 신호를 제공한다. 입력 버퍼(2904)에 제공되는 입력 데이터의 데이터 레이트가 다소 버스티이거나 아니면 불규칙할 수 있기 때문에, 시간 생성기(2953)는 그 결과의 지터가 필터(2960)에 제공되기 전에 스케일-불변 특징 변환 테이블(2940)에 의해 생성되는 데이터 스트림으로부터 그 결과의 지터를 본질적으로 제거하도록 기능한다.
파 버퍼(2956) 내에 저장된 에너지 균형 타원형 파형들은 디지털-아날로그 변환기(2964)에 의해 아날로그 신호들로 변환되기 전에 필터(2960)에 의해 임의적으로 사전 왜곡되거나 아니면 필터링된다. 그 결과의 인코딩된 아날로그 신호들은 유선 또는 무선 통신 매체를 통해 전송된다.
일 실시예에서, 전송기(2900)는 스케일-불변 특징 변환 테이블(2940)로의 데이터 레이트를 제어하도록 동작하는 주파수 모니터링/흐름 제어 모듈(2970)을 포함한다. 구체적으로, 흐름 제어 모듈(2970)은 데이터 변환기(2930)로부터의 그리고 파 버퍼(2956)로의 데이터 레이트를 모니터링한다. 데이터 레이트 변환기(2930)로부터의 데이터 레이트가 파 버퍼(2956)로의 데이터 레이트를 초과하기 시작할 때, 흐름 제어 모듈(2970)은 이들 데이터 레이트들이 등화될 때까지 4 비트 프레임들을 변환기(2930)로부터 입력 버퍼(2904)로 다시 전송한다.
이제, 이러한 제로-크로싱-위상-변조된 타원형 파형들을 생성하고 전송하도록 구성된 전송기에 의해 전송된 제로-크로싱-위상-변조된 타원형 파형들을 수신하고 복조하도록 구성된 수신기(3000)의 기능 블록도인 도 30을 주목한다. 예를 들어, 수신기(3000)는 전송기(2900)에 의해 전송된 제로-크로싱-위상-변조된 타원형 파형들을 수신 및 복조할 수 있다. 도시된 바와 같이, 수신기는 이러한 파형들을 수신하고, 관련 없는 채널 잡음을 필터링하고, 필터링된 결과를 아날로그-디지털 변환기(ADC)(3020)에 제공하는 필터(3010)를 포함한다.
시간 생성기(3024)는 ADC(3020)의 출력 데이터 레이트를 클로킹하거나 아니면 이를 제어한다. 각각의 수신된 파형에 대한 디지털 진폭 값들은 ADC(3020)에 의해 생성되어 파 버퍼(3028)에 제공된다. 수신기(3000)가 (예를 들어, 수신된 파형의 음 대 양의 제로 크로싱들을 검출함으로써) 수신된 타원형 파형과의 시간 동기화를 달성하면, ADC(3020)는 시간 생성기(3024)의 출력에 기반한 레이트로 수신된 타원형 파형의 샘플들을 생성한다. ADC(3020)에 의해 생성된 신호 샘플들은 파 버퍼(3028)에 제공된다.
수신된 파형과의 시간 동기화가 달성되면, 차이 측정 모듈(3030)은 파 버퍼(3028) 내의 파형의 주기의 샘플들과 시간 생성기(3024)에 의해 제공되는 동일한 주기의 정현파의 샘플들 사이의 차이들을 결정한다. 더 높은 해상도의 실시예에서 이러한 차이들은 0부터 360°까지(파형의 주기당 3600개의 샘플 차이) 0.1°마다 결정된다. 더 낮은 해상도의 실시예들에서, 이러한 차이들은 0부터 360°까지(파형의 주기당 360개의 샘플 차이) 1°마다 결정된다. 차이 측정 모듈(3030)은 주어진 주기 동안 이러한 샘플 차이들을 집계하고, 집계 차이 값을 각각의 집계 차이에 대응하는 데이터 워드를 저장하는 테이블(3032)에의 인덱스로서 이용한다. 예를 들어, 수신된 타원형 파형의 각각의 주기가 16개의 상이한 양 대 음의 제로 크로싱 위상들 중 하나를 가질 수 있는 경우에, 테이블(3032)은 이들 제로 크로싱 위상들 각각에 대응하는 16개의 4 비트 데이터 워드의 세트를 포함한다. 즉, 집계된 차이 값들 각각은 테이블(3032)에 의해 4 비트 데이터 워드들 중 하나에 매핑된다. 예를 들어, 테이블(3032)에 의해 도시된 바와 같이, 집계 차이 값들 중 하나는, 0001의 데이터 워드에 매핑되는, "+1" 집계 차이에 대응할 수 있다. 집계 차이 값들 중 다른 것은 1101의 데이터 워드에 매핑되는, "-3" 집계 차이에 대응할 수 있고, 다른 것들에 대해서도 그런 식이다.
일 실시예에서, 감도는 수신된 타원형 파형들의 특정 위상 범위들 동안에만 동작하도록 ADC(3020)를 구성함으로써 향상될 수 있다. 이 실시예에서, 수신기(3000)가 수신된 에너지 균형 인코딩된 정현파와의 시간 동기화를 달성하면, ADC(3020)는 각각의 주기의 180° 포인트에 근접한 제로 크로싱들의 부근에서의 샘플 값들만을 생성하기 위해 게이트 "온"될 수 있다. 예를 들어, ADC(3020)는 관심 있는 잠재적인 제로 크로싱 위상들, 예컨대 173° 내지 187° 또는 약간 더 넓은 위상들에 걸치는 위상들에 대응하는 시간 주기 동안에만 턴 온될 수 있다. 따라서, 일 실시예에서, 감도는 각각의 주기의 상대적으로 작은 부분에 걸쳐 샘플링하도록 ADC(3020)를 구성함으로써 향상된다.
측정 모듈(3030)에 의해 생성된 데이터 워드들은 역직렬화기-바이트 유닛(3034)에 제공되고, 이는 수신된 타원형 파형의 주기들의 제로 크로싱 위상들에 의해 인코딩된 비트 값들을 나타내는 일련의 논리 값들을 생성한다. 바이트 유닛(3034)에 의해 생성된 논리 값들은 그 후 수신된 타원형 파형이 전송된 적용가능한 전송기(예컨대, 전송기(2900))에 의해 적용되는 LDPC 인코딩을 제거하도록 구성된 LDPC 디코더(3040)에 제공된다. 유사하게, AES 해독 유닛(3046)은 적용가능한 전송기 내의 대응하는 AES 암호화 유닛에 의해 적용되는 암호를 반전시킨다. AES 해독 유닛(3046)의 출력은 이후 출력 버퍼(3050)에 제공될 수 있다. 일 실시예에서, 수신기(3000)는 패킷의 시작을 나타내는 프리앰블 데이터 비트 스트링(예컨대, 0x47 스트링)에 대해 출력 버퍼(3050) 내의 비트 시퀀스들을 검색한다. 예시적인 구현에서, 수신기(3000)에 의해 수신된 인코딩된 정현파들은 1500 비트의 프레임들을 운반한다. 각각의 프레임은 미리 정의된 비트 스트링(예컨대, 0x47)으로 시작되고, 통신되고 있는 데이터가 후속한다. 일단 프리앰블이 출력 버퍼(3050) 내에서 식별되면, 통신되고 있는 데이터의 추정치는 네트워크 인터페이스(3054)를 통해 LAN 등에 제공될 수 있다. 대안적으로, 출력 버퍼(3050)의 전체 콘텐츠들은 각각의 프레임에 대한 프리앰블을 식별하고 프레임에 의해 전달된 데이터를 복구하도록 구성된 외부 시스템에 제공될 수 있다.
본 명세서에서 논의되는 개시내용은 고 스펙트럼 효율을 갖는 데이터 통신을 위한 시스템의 일부 실시예들의 예들을 제공하고 설명한다. 설계들, 도면들, 및 설명들은 본 개시내용의 선택된 실시예들의 비제한적인 예들이다. 예를 들어, 개시된 디바이스의 다른 실시예들은 본 명세서에 설명된 특징들을 포함하거나 포함하지 않을 수 있다. 더욱이, 개시된 장점들 및 이점들은 본 개시내용의 특정 실시예들에만 적용될 수 있으며, 다양한 개시내용들을 제한하는데 이용되어서는 안 된다.
본 명세서에서 사용되는 바와 같이, 결합된 수단은 관련 기술분야의 통상의 기술자에게 공지된 적절한 수단에 의해 직접 또는 간접적으로 연결된다. 결합된 아이템들은 예를 들어 A가 B를 통해 C에 결합되는 것과 같은 개재된 특징들을 포함할 수 있다. 달리 언급되지 않는 한, 결합의 유형은 그것이 기계적, 전기적, 유체, 광학, 방사선, 또는 다른 것이든, 그 용어가 사용되는 문맥에 의해 표시된다.
본 명세서에서 사용되는 바와 같이, 모듈은, 예를 들면, 특정 기능(들)을 수행하는 것과 연관된, 임의의 조립체 및/또는 동작가능하게-결합된 전기적 구성요소들의 세트일 수 있고, 예를 들면, 메모리, 프로세서, 전기적 트레이스들, 광학 커넥터들, (메모리에 저장되고/되거나 하드웨어에서 실행되는) 소프트웨어 등을 포함할 수 있다.
본 명세서에서 사용되는 바와 같이, 단수형들은 문맥상 명확하게 다르게 지시하지 않는 한 복수의 지시대상들을 포함한다. 따라서, 예를 들어, 용어 "액추에이터"는 단일 액추에이터 또는 액추에이터들의 조합을 의미하도록 의도된다.
본 발명의 다양한 실시예들을 전술하였지만, 이들은 단지 예로서 제한없이 제시되었음을 이해해야 한다. 마찬가지로, 다양한 도면들은 본 발명에 포함될 수 있는 특징들 및 기능의 이해를 돕기 위한 것으로 본 발명에 대한 예시적인 아키텍처 또는 다른 구성을 묘사할 수 있다. 본 발명은 도시된 예시적인 아키텍처들 또는 구성들에 제한되는 것이 아니며, 다양한 대안적인 아키텍처들 및 구성들을 이용하여 구현될 수 있다. 또한, 위에서 본 발명은 다양한 실시예들 및 구현들과 관련하여 설명되었지만, 개별 실시예들 중 하나 이상에서 설명된 다양한 특징들 및 기능은 그들의 적용성이 그들이 설명되는 특정 실시예로 제한되는 것이 아니라, 오히려 이러한 실시예들이 설명되는지의 여부 및 이러한 특징들이 설명되는 실시예의 일부로서 제시되는지의 여부에 관계없이, 단독으로 또는 일부 조합으로 본 발명의 다른 실시예들 중 하나 이상에 적용될 수 있다는 것을 이해해야 한다. 따라서, 본 발명의 폭 및 범위는 전술한 실시예들 중 임의의 것에 의해 제한되지 않아야 한다.
본 명세서에 설명된 일부 실시예들은 다양한 컴퓨터에 의해 구현되는 동작들을 수행하기 위한 명령어들 또는 컴퓨터 코드를 갖는 비일시적 컴퓨터 판독가능한 매체(또한 비일시적 프로세서 판독가능한 매체로 지칭될 수 있음)를 갖는 컴퓨터 저장 제품에 관한 것이다. 컴퓨터 판독가능한 매체(또는 프로세서 판독가능한 매체)는 그 자체로 일시적으로 전파되는 신호들(예를 들어, 공간이나 케이블과 같은 전송 매체 상에서 정보를 운반하여 전파되는 전자기파)을 포함하지 않는다는 의미에서 비일시적이다. 매체와 컴퓨터 코드(또한 코드로 지칭될 수 있음)는 특정 목적 또는 목적들을 위해 설계되고 구성되는 것들일 수 있다. KCM이 존재할 수 있는 비일시적 컴퓨터 판독가능한 매체의 예들은 제한없이, OTP(one time programmable) 메모리, 보호된 RAM 및 플래시 메모리를 포함한다.
컴퓨터 코드의 예들은 마이크로-코드 또는 마이크로-명령어들, 컴파일러에 의해 생성된 바와 같은 머신 명령어들, 웹 서비스를 생성하는데 이용된 코드, 및 해석기를 이용하여 컴퓨터에 의해 실행되는 상위-레벨 명령어들을 포함하는 파일들을 포함하지만, 이에 제한되지는 않는다. 예를 들어, 실시예들은 명령형 프로그래밍 언어들(예를 들어, C, 포트란 등), 함수형 프로그래밍 언어들(Haskell, Erlang 등), 논리형 프로그래밍 언어들(예를 들어, Prolog), 객체-지향형 프로그래밍 언어들(예를 들어, Java, C++ 등) 또는 다른 적절한 프로그래밍 언어들 및/또는 개발 툴들을 이용하여 구현될 수 있다. 컴퓨터 코드의 추가적인 예들은 제어 신호들, 암호화된 코드 및 압축된 코드를 포함하지만 이에 제한되지는 않는다.
다양한 실시예들이 위에서 설명되었으나, 이들은 제한으로서가 아니라 단지 예로서 제시되었음을 이해해야 한다. 위에 설명된 방법들이 특정 순서로 발생하는 특정 이벤트들을 나타내는 경우, 특정 이벤트들의 순서는 수정될 수 있다. 또한, 이벤트들 중 특정 이벤트는 가능한 경우 병렬 프로세스에서 동시에 수행될 수 있을 뿐만 아니라 위에서 설명한대로 순차적으로 수행될 수 있다. 상이한 디바이스들 내의 다양한 모듈들이 디바이스의 프로세서들에 위치하는 것으로 도시되어 있지만, 이들은 또한 디바이스의 메모리(예컨대, 소프트웨어 모듈들)에 위치/저장될 수 있고, 프로세서들에 의해 액세스 및 실행될 수 있다. 따라서, 본 명세서는 첨부된 청구항들의 사상 및 범위 내에 속하는 개시된 실시예들의 모든 이러한 수정들 및 변형들을 포괄하도록 의도된다.
또한, 다양한 발명적 개념들이, 그 예가 제공된 하나 이상의 방법으로서 구현될 수 있다. 그 방법의 일부로서 수행되는 동작들은 임의의 적절한 방식으로 순서화될 수 있다. 따라서, 예시적 실시예들에서 순차적 동작들로서 도시되어 있더라도, 일부 동작들을 동시에 수행하는 것을 포함할 수 있고, 예시된 것과는 상이한 순서로 동작들이 수행되는 실시예들이 구성될 수 있다.
본 명세서에서 정의되고 사용된 모든 정의들은, 사전적 정의들, 참조에 의해 포함된 문서들에서의 정의들, 및/또는 정의된 용어들의 통상의 의미들을 통제하는 것으로 이해되어야 한다.
본 명세서 및 청구항들에서 사용된 단수형들은, 명확히 반대로 지시되지 않으면, "적어도 하나"를 의미하는 것으로 이해되어야 한다.
본 명세서 및 청구항들에서 사용된 문구 "및/또는"은 그런 식으로 결합된 요소들, 즉 어떤 경우들에서는 결합하여 존재하고 다른 경우들에서는 분리되어 존재하는 요소들 중 "어느 하나 또는 둘 다"를 의미하는 것으로 이해되어야 한다. "및/또는"과 함께 열거된 복수의 요소는 동일한 방식으로, 즉 그런 식으로 결합된 요소들 중 "하나 이상"으로 해석되어야 한다. 구체적으로 식별된 이들 요소들에 관련되거나 관련되지 않든, "및/또는" 절에 의해 구체적으로 식별된 요소들 이외의 다른 요소들이 임의적으로 존재할 수 있다. 따라서, 비제한적인 예로서, "A 및/또는 B"에 대한 언급은, "포함하는"과 같은 개방형 언어와 함께 사용될 때, 일 실시예에서는, A만(임의적으로 B 이외의 요소들을 포함함)을 지칭할 수 있고, 다른 실시예에서는, B만(임의적으로 A 이외의 요소들을 포함함)을 지칭할 수 있고, 또 다른 실시예에서는, A와 B 둘 다(임의적으로 다른 요소들을 포함함)를 지칭할 수 있으며, 다른 것들에 대해서도 그런 식이다.
본 명세서 및 청구항들에 사용된 "또는"은 위에서 정의된 것과 같은 "및/또는"과 동일한 의미를 갖는 것으로 이해되어야 한다. 예컨대, 목록에서 아이템들을 분리할 때, "또는"이나 "및/또는"은 요소들의 수 또는 목록, 및 임의적으로, 추가의 목록에 없는 아이템들 중에서, 포함적인 것으로, 즉, 적어도 하나를 포함하지만, 또한 하나 초과를 포함하는 것으로 해석되어야 한다. "~ 중 하나만" 또는 "~ 중 정확히 하나"와 같이 그 반대로 명확히 표시된 용어들만, 또는 청구항들에서 사용될 때 "~로 이루어진"은 요소들의 수 또는 목록 중 정확히 하나의 요소를 포함하는 것을 지칭할 것이다. 일반적으로, 본 명세서에서 사용되는 용어 "또는"은 "어느 하나", "~ 중 하나", "~ 중 하나만" 또는 "~ 중 정확히 하나"와 같은 배타적 용어들이 뒤따를 때에만 배타적 대안들(즉, "하나 또는 다른 하나지만, 둘 다는 아님")을 나타내는 것으로 해석되어야 한다. "~로 본질적으로 이루어진"은 청구범위에 사용될 때 특허법 분야에서 사용되는 통상의 의미를 가질 것이다.
하나 이상의 요소의 목록과 관련하여, 본 명세서 및 청구항들에서 사용된 문구 "적어도 하나"는 요소들의 목록 내의 요소들 중 임의의 하나 이상으로부터 선택되는 적어도 하나의 요소를 의미하지만 요소들의 목록 내에 구체적으로 열거된 각각의 그리고 모든 요소 중 적어도 하나를 반드시 포함하지는 않고 요소들의 목록 내의 요소들의 임의의 조합들을 배제하지 않는 것으로 이해되어야 한다. 이 정의는 또한, 문구 "적어도 하나"가 언급되는 요소들의 목록 내에서 구체적으로 식별되는 요소들 이외의 요소들이, 구체적으로 식별되는 이러한 요소들과 관련되든 관련되지 않든, 임의적으로 존재할 수 있는 것을 허용한다. 따라서, 비제한적인 예로서, "A 및 B 중 적어도 하나"(또는 동등하게, "A 또는 B 중 적어도 하나" 또는, 동등하게 "A 및/또는 B 중 적어도 하나")는, 일 실시예에서는, B가 존재하지 않는, 임의적으로 하나 초과를 포함하는 적어도 하나의 A(및 임의적으로 B 이외의 요소들을 포함함)를 지칭할 수 있고, 다른 실시예에서는, A가 존재하지 않는, 임의적으로 하나 초과를 포함하는 적어도 하나의 B(및 임의적으로 A 이외의 요소들을 포함함)를 지칭할 수 있고, 또 다른 실시예에서는, 임의적으로 하나 초과를 포함하는 적어도 하나의 A와, 임의적으로 하나 초과를 포함하는 적어도 하나의 B(및 임의적으로 다른 요소들을 포함함)를 지칭할 수 있으며, 다른 것들에 대해서도 그런 식이다.
청구항들에서 그리고 또한 위의 명세서에서, "포함하는", "운반하는", "갖는", "수반하는", "유지하는", "~로 구성되는" 등과 같은 모든 연결 문구들은 개방형인 것으로, 즉 포함하지만 이에 제한되지는 않는다는 것을 의미하는 것으로 이해되어야 한다. 다만 연결 문구들 "~로 이루어진" 그리고 "~로 본질적으로 이루어진"은 미국 특허청의 특허 심사 절차 매뉴얼, 섹션 2111.03(United States Patent Office Manual of Patent Examining Procedures, Section 2111.03)에 개시된 바와 같이, 각각 폐쇄형 및 반-폐쇄형 연결 문구들일 것이다.

Claims (54)

  1. 데이터 통신 방법으로서,
    입력 디지털 데이터를 수신하는 단계;
    복수의 심볼 파형을 이용하여 상기 입력 디지털 데이터를 인코딩하는 단계 - 상기 복수의 심볼 파형 각각은 복합 인코딩된 파형의 주기를 점유하고 상기 입력 디지털 데이터의 비트들을 나타내고, 상기 복수의 심볼 파형의 각각의 심볼 파형은 제1 타원형 세그먼트 및 상기 제1 타원형 세그먼트의 극성에 반대 극성의 제2 타원형 세그먼트를 가지며, 각각의 심볼 파형은 (i) 상기 제1 타원형 세그먼트로부터 상기 제2 타원형 세그먼트로의 제로 크로싱이 상기 복수의 심볼 파형 각각에 대해 상이하고, (ii) 상기 심볼 파형의 상기 제1 타원형 세그먼트의 에너지가 상기 심볼 파형의 상기 제2 타원형 세그먼트의 에너지와 실질적으로 동일하도록 정의됨 -;
    상기 복합 인코딩된 파형의 표현으로부터 인코딩된 아날로그 파형을 생성하는 단계
    를 포함하는 데이터 통신 방법.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 복수의 심볼 파형의 표현들을 메모리 내에 저장하는 단계;
    상기 입력 디지털 데이터의 수신 시에 상기 메모리로부터 상기 표현들 중의 표현들을 판독하는 단계
    를 더 포함하는 데이터 통신 방법.
  3. 제1항에 있어서,
    상기 제1 타원형 세그먼트는 양의 타원형 세그먼트이고, 상기 제2 타원형 세그먼트는 음의 타원형 세그먼트인 데이터 통신 방법.
  4. 제3항에 있어서,
    각각의 심볼 파형의 상기 양의 타원형 세그먼트의 에너지는 상이한 데이터 통신 방법.
  5. 제4항에 있어서,
    각각의 심볼 파형의 상기 음의 타원형 세그먼트의 에너지는 상이한 데이터 통신 방법.
  6. 제1항에 있어서,
    각각의 심볼 파형의 주기는 동일한 데이터 통신 방법.
  7. 제1항에 있어서,
    상기 입력 디지털 데이터는 적어도 4 비트의 복수의 데이터 워드를 포함하고, 상기 복수의 심볼 파형은 상기 복수의 데이터 워드에 각각 대응하는 데이터 통신 방법.
  8. 심볼 파형들에 의해 인코딩된 입력 디지털 데이터를 복구하는 방법으로서,
    상기 심볼 파형들 각각은 인코딩된 복합 파형의 주기를 점유하고 실질적으로 동일한 에너지의 제1 타원형 세그먼트 및 제2 타원형 세그먼트를 포함하고, 상기 방법은,
    상기 심볼 파형들을 이용하여 생성된 인코딩된 아날로그 파형을 수신하는 단계;
    상기 심볼 파형들을 나타내는 디지털 심볼 샘플들을 생성하는 단계;
    상기 디지털 심볼 샘플들의 극성에서 제1 극성으로부터 제2 극성으로의 전이에 대응하는 상기 디지털 심볼 샘플들의 제1 샘플을 식별하는 단계;
    상기 제2 극성의 상기 디지털 심볼 샘플들 중의 디지털 심볼 샘플들로부터 상기 제1 극성의 상기 디지털 심볼 샘플들 중의 디지털 심볼 샘플들로의 전이에 대응하는 상기 디지털 심볼 샘플들의 제2 샘플을 결정하는 단계 - 상기 디지털 심볼 샘플들의 제2 샘플은 상기 심볼 파형들 중 하나의 심볼 파형의 상기 제1 타원형 세그먼트로부터 상기 심볼 파형들 중 상기 하나의 심볼 파형의 상기 제2 타원형 세그먼트로의 전이를 정의함 -; 및
    상기 제1 샘플 및 상기 제2 샘플에 기반하여 입력 디지털 데이터를 추정하는 단계
    를 포함하는 방법.
  9. 제8항에 있어서,
    상기 추정하는 단계는 상기 제1 샘플 및 상기 제2 샘플에 기반하여 제로 크로싱 값을 결정하는 단계를 포함하고,
    상기 제로 크로싱 값은 복수의 제로 크로싱 값 중에 포함되고, 상기 복수의 제로 크로싱 값 각각은 상기 입력 디지털 데이터 내에 포함된 복수의 디지털 데이터 워드 중 상이한 디지털 데이터 워드에 대응하는 방법.
  10. 제8항에 있어서,
    상기 추정하는 단계는 상기 제1 샘플과 상기 제2 샘플 사이의 샘플들의 수를 결정하는 단계를 포함하는 방법.
  11. 시스템으로서,
    입력 디지털 데이터를 저장하도록 구성된 입력 버퍼;
    복수의 심볼 파형을 이용하여 상기 입력 디지털 데이터를 인코딩하기 위한 시간 도메인 변조기 - 상기 복수의 심볼 파형 각각은 복합 인코딩된 파형의 주기를 점유하고 상기 입력 디지털 데이터의 비트들을 나타내고, 상기 복수의 심볼 파형의 각각의 심볼 파형은 양의 타원형 세그먼트 및 음의 타원형 세그먼트를 가지며, 상기 시간 도메인 변조기는 (i) 상기 심볼 파형의 상기 양의 타원형 세그먼트로부터 상기 음의 타원형 세그먼트로의 제로 크로싱이 상기 복수의 심볼 파형 각각에 대해 상이하고, (ii) 상기 심볼 파형의 상기 양의 타원형 세그먼트의 에너지가 상기 심볼 파형의 상기 음의 타원형 세그먼트의 에너지와 실질적으로 동일하도록 각각의 심볼 파형을 정의함 -;
    상기 복합 인코딩된 파형의 디지털 표현으로부터 인코딩된 아날로그 파형을 생성하기 위한 하나 이상의 디지털-아날로그 변환기
    를 포함하는 시스템.
  12. 제11항에 있어서,
    상기 복수의 심볼 파형의 디지털 표현들을 저장하기 위한 메모리를 더 포함하고,
    상기 시간 도메인 변조기는 상기 입력 버퍼 내에 저장된 상기 입력 디지털 데이터에 대응하는 비트들의 수신 시에 상기 메모리로부터 상기 디지털 표현들 중의 디지털 표현들을 판독하도록 구성되는 시스템.
  13. 제11항에 있어서,
    상기 복수의 심볼 파형 중의 각각의 심볼 파형에 대한 상기 양의 타원형 세그먼트 및 상기 음의 타원형 세그먼트는 형상이 타원형인 시스템.
  14. 제11항에 있어서,
    각각의 심볼 파형의 상기 양의 타원형 세그먼트의 에너지는 상이한 시스템.
  15. 제14항에 있어서,
    각각의 심볼 파형의 상기 음의 타원형 세그먼트의 에너지는 상이한 시스템.
  16. 제11항에 있어서,
    각각의 심볼 파형의 주기는 동일한 시스템.
  17. 제11항에 있어서,
    상기 입력 디지털 데이터는 적어도 4 비트의 복수의 데이터 워드를 포함하고, 상기 복수의 심볼 파형은 상기 복수의 데이터 워드에 각각 대응하는 시스템.
  18. 데이터 통신 방법으로서,
    입력 디지털 데이터를 수신하는 단계;
    복수의 심볼 파형을 이용하여 상기 입력 디지털 데이터를 인코딩하는 단계 - 상기 복수의 심볼 파형 각각은 복합 인코딩된 파형의 주기를 점유하고 상기 입력 디지털 데이터의 비트들을 나타내고, 상기 복수의 심볼 파형의 각각의 심볼 파형은 양의 타원형 세그먼트 및 음의 타원형 세그먼트를 가지며, 각각의 심볼 파형은 (i) 상기 심볼 파형의 상기 양의 타원형 세그먼트로부터 상기 음의 타원형 세그먼트로의 제로 크로싱이 상기 복수의 심볼 파형 각각에 대해 상이하고, (ii) 상기 심볼 파형의 상기 양의 타원형 세그먼트의 에너지가 상기 심볼 파형의 상기 음의 타원형 세그먼트의 에너지와 실질적으로 동일하도록 정의됨 -;
    상기 복합 인코딩된 파형의 표현으로부터 인코딩된 아날로그 파형을 생성하는 단계
    를 포함하는 데이터 통신 방법.
  19. 심볼 파형들에 의해 인코딩된 입력 디지털 데이터를 복구하는 방법으로서,
    상기 심볼 파형들 각각은 인코딩된 복합 파형의 주기를 점유하고 실질적으로 동일한 에너지의 양의 타원형 세그먼트 및 음의 타원형 세그먼트를 포함하고, 상기 방법은,
    상기 심볼 파형들을 이용하여 생성된 인코딩된 아날로그 파형을 수신하는 단계;
    상기 심볼 파형들을 나타내는 디지털 심볼 샘플들을 생성하는 단계;
    음의 값들을 갖는 상기 디지털 심볼 샘플들 중의 디지털 심볼 샘플들로부터 양의 값들을 갖는 상기 디지털 심볼 샘플들 중의 디지털 심볼 샘플들로의 전이에 대응하는 상기 디지털 심볼 샘플들의 제1 샘플을 식별하는 단계;
    양의 값들을 갖는 상기 디지털 심볼 샘플들 중의 다른 디지털 심볼 샘플들로부터 음의 값들을 갖는 상기 디지털 심볼 샘플들 중의 다른 디지털 심볼 샘플들로의 전이에 대응하는 상기 디지털 심볼 샘플들의 제2 샘플을 결정하는 단계 - 상기 디지털 심볼 샘플들의 제2 샘플은 상기 심볼 파형들 중 하나의 심볼 파형의 상기 양의 타원형 세그먼트로부터 상기 심볼 파형들 중 상기 하나의 심볼 파형의 상기 음의 타원형 세그먼트로의 전이를 정의함 -; 및
    상기 제1 샘플 및 상기 제2 샘플에 기반하여 입력 디지털 데이터를 추정하는 단계
    를 포함하는 방법.
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Families Citing this family (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US11876659B2 (en) 2017-10-27 2024-01-16 Terawave, Llc Communication system using shape-shifted sinusoidal waveforms
US10530624B2 (en) 2017-10-27 2020-01-07 Terawave, Llc System for encoding multi-bit features into sinusoidal waveforms at selected phase angles
US10931403B2 (en) * 2019-05-15 2021-02-23 Astrapi Corporation Communication devices, systems, software and methods employing symbol waveform hopping
WO2023282782A1 (ru) * 2021-07-09 2023-01-12 Общество С Ограниченной Ответственностью "Курэйт" Амплитудно-фазовый модулятор на полупроводниковых лазерах
KR20240155295A (ko) * 2022-03-02 2024-10-28 테라웨이브, 엘엘씨 진폭 인코딩된 정현파들을 이용한 데이터 통신을 위한 시스템 및 방법

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20070274415A9 (en) 2004-04-16 2007-11-29 Stealth Management, Inc. Single and multiple sinewave modulation and demodulation techniques employing carrier-zero and carrier-peak data-word start and stop
US20080253479A1 (en) 2004-04-16 2008-10-16 Data Flow Technologies, Inc. Single and multiple sinewave modulation and demodulation techniques, apparatus, and communications systems
US20140269969A1 (en) 2013-03-15 2014-09-18 Medusa Scientific, Llc Transpositional modulation systems and methods

Family Cites Families (37)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
FR1395515A (fr) * 1962-08-24 1965-04-16 Le Materiel Telephonique Sa Système de transmission d'informations par aller et retour de phase
US4716376A (en) * 1985-01-31 1987-12-29 At&T Information Systems Inc. Adaptive FSK demodulator and threshold detector
US5930303A (en) 1996-11-04 1999-07-27 Walker; Harold Digital modulation employing single sideband with suppressed carrier
US6595986B2 (en) * 1998-10-15 2003-07-22 Stephen Almeida Multiple pulse photo-dermatological device
US6748022B1 (en) 1999-07-06 2004-06-08 Harold R. Walker Single sideband suppressed carrier digital communications method and system
JP2003513521A (ja) * 1999-10-28 2003-04-08 ザ ナショナル ユニバーシティ オブ シンガポール パルスの復号化を用いて通信する方法および装置
US6462679B1 (en) 2000-07-19 2002-10-08 Vdv Media Technologies, Inc. Method and apparatus for modulating a signal
US7010073B2 (en) 2001-01-19 2006-03-07 Qualcomm, Incorporated Delay lock loops for wireless communication systems
US6445737B1 (en) 2001-02-09 2002-09-03 Harold Walker Digital modulation device in a system and method of using the same
US20030064737A1 (en) * 2001-09-28 2003-04-03 Patrik Eriksson Method and apparatus for distortionless peak reduction
US7268638B2 (en) 2002-05-03 2007-09-11 Walker Harold R Apparatus and method for data rate multiplication
US20030012301A1 (en) 2002-07-18 2003-01-16 Harold Walker Method and apparatus for improved cellular telephone communications
US7424065B2 (en) 2002-10-22 2008-09-09 Walker Harold R Apparatus and method for ultra narrow band wireless communications
US20070237218A1 (en) 2002-10-22 2007-10-11 Walker Harold R Apparatus and method for ultra narrow band communications
US7043222B2 (en) 2003-09-02 2006-05-09 Standard Microsystems Corporation FSK modulator using IQ up-mixers and sinewave coded DACs
CN100421437C (zh) 2003-09-08 2008-09-24 东南大学 高频带利用率的信息调制和解调方法
US7310385B2 (en) 2004-04-16 2007-12-18 Data Flow Technologies, Inc. Single and multiple sinewave modulation and demodulation techniques, apparatus, and communications systems
US7310383B2 (en) 2004-04-16 2007-12-18 Data Flow Technologies, Inc. Coaxial cable communications systems and apparatus employing single and multiple sinewave modulation and demodulation techniques
US7046741B2 (en) 2004-04-16 2006-05-16 Data Flow Technologies, Inc. Single and multiple sinewave modulation and demodulation techniques, apparatus, and communications systems
SG163555A1 (en) * 2005-04-01 2010-08-30 Qualcomm Inc Systems, methods, and apparatus for highband burst suppression
JP2007281633A (ja) 2006-04-04 2007-10-25 Niigata Seimitsu Kk 受信機
US8135047B2 (en) * 2006-07-31 2012-03-13 Qualcomm Incorporated Systems and methods for including an identifier with a packet associated with a speech signal
WO2008097966A2 (en) 2007-02-07 2008-08-14 Data Flow Technologies, Inc. Digital-signal-processing decoding of data modulated onto sinewave carriers
US8274921B2 (en) * 2008-04-01 2012-09-25 Harris Corporation System and method for communicating data using efficient fast fourier transform (FFT) for orthogonal frequency division multiplexing (OFDM)
JP5356060B2 (ja) * 2009-02-13 2013-12-04 シャープ株式会社 受信装置、通信システム、受信方法及び通信方法
CN101552750A (zh) * 2009-05-08 2009-10-07 王红星 基于椭圆球面波函数的基带传输系统设计方法
CN102098073B (zh) * 2011-01-27 2015-05-27 王红星 一种基于重构滤波的时限带通椭圆球面波函数信号产生方法
US8855215B2 (en) 2011-05-09 2014-10-07 The Royal Institution For The Advancement Of Learning/Mcgill University Phase/frequency synthesis using periodic sigma-delta modulated bit-stream techniques
EE05668B1 (et) * 2011-08-30 2013-08-15 Tallinna Tehnika�likool Meetod ja seade ssteemide ja substantside laiaribaliseks analsimiseks
US9424133B2 (en) * 2013-07-10 2016-08-23 Netapp, Inc. Providing an eventually-consistent snapshot of nodes in a storage network
GB2511162B (en) * 2013-12-04 2015-04-29 Energy Assets Ltd Signal demodulation
US9774348B2 (en) * 2014-01-07 2017-09-26 Quantumsine Acquisitions Inc. Combined amplitude-time and phase modulation
US9407203B2 (en) 2014-01-07 2016-08-02 Quantumsine Acquisitions Inc. Combined amplitude-time and phase modulation
US10382246B2 (en) 2014-01-07 2019-08-13 Quantumsine Acquisitions Inc. Combined amplitude-time and phase modulation
US9401702B2 (en) * 2014-04-11 2016-07-26 Texas Instruments Incorporated Binary frequency shift keying with data modulated in digital domain and carrier generated from intermediate frequency
DE102014215343B4 (de) 2014-05-29 2016-06-02 Dialog Semiconductor (Uk) Limited Schaltungen und Verfahren zum Decodieren von amplitudenmodulierten Datensignalen aus einem Sinuswellenträger mit großer Amplitude
US10530624B2 (en) 2017-10-27 2020-01-07 Terawave, Llc System for encoding multi-bit features into sinusoidal waveforms at selected phase angles

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20070274415A9 (en) 2004-04-16 2007-11-29 Stealth Management, Inc. Single and multiple sinewave modulation and demodulation techniques employing carrier-zero and carrier-peak data-word start and stop
US20080253479A1 (en) 2004-04-16 2008-10-16 Data Flow Technologies, Inc. Single and multiple sinewave modulation and demodulation techniques, apparatus, and communications systems
US20140269969A1 (en) 2013-03-15 2014-09-18 Medusa Scientific, Llc Transpositional modulation systems and methods

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