JP4215509B2 - システム内のデジタル変調装置及びそれを用いる方法 - Google Patents

Description

この発明が尽力した分野は、極めて狭い帯域幅を持つ側波帯の特性を有する搬送波を用いて、伝送される無線周波数スペクトルの主要なエネルギを有する部分の帯域を減じる、デジタルデータ伝送のための装置及び方法である。

搬送波のない単側波帯情報伝送は、よく知られている。単側波帯を用いるデジタルデータの伝送には、帯域幅減少のために何らかの形のベースバンドデータのエンコードが一般的に必要である。エンコードされたデータは、次いで単側波帯変調装置に加えられ、そこで搬送波が抑圧され、そしてフィルタ法又は位相法により側波帯の内の１つが取り除かれる。

この発明者に発行された米国特許第４，７４２，５３２号、第５，１８５，７６５号及び第５，９３０，３０３号が先行技術の代表である。ＷＯ９９／２３７５４号（ＵＳ９８／２３１４０号）として公表された「ＰＣＴ」出願は、’３０３号特許の国際出願である。米国特許出願０９／６１２，５２０号は、’３０３号特許に関連した方法に向けられたものである。

上記の特許の１番目と２番目に記述された方法は、伝送スペクトル中にある程度の周波数広がりができる。後者の特許は、ＶＭＳＫとして知られる方法を記述しており、この方法では、極めて小さくてスペクトル解析では見えないような位相変化を有する単一周波数スペクトル線ができる。ＶＭＳＫ法は、極めて高いスペクトル効率が得られ、これにより極めて狭い帯域幅の中で極めて高いデータ伝送速度を可能にする。信号を検知するために抑圧搬送波を復元する必要がないこともまた見出された。

変調とフィルタにより単一周波数のスペクトルが作られるので、送信器内で好ましくないスペクトル成分を除去し受信機内でノイズ帯域幅を少なくするために可能な限りの最も狭い帯域幅を通過させるために、特別の極めて狭い帯域のフィルタが必要となる。’３０３号特許では、搬送波の位相反転を平衡変調器と一緒に用いて搬送波を除去している。位相反転期間は、好ましくないスペクトル成分を少なくするため、出来るだけ均一にする。唯一つの側波帯を送信するときは、狭帯域幅フィルタを通した後、オシロスコープで観測した信号は、ほぼ等しい時間期間での位相反転を示さない。その代わり、信号は、位相反転信号の遷移期間に３６０度までの完全な位相回転を呈する。この位相回転の持続時間は、ビット期間当たり通常６０から９０サイクルを有する側波帯周波数の３から４サイクル分である。ビット期間の残りの期間は、側波帯周波数は周波数と位相が一定である。

有用な変調の全てがその短い位相回転期間の中に含まれる。ビット期間の残りの間は、基準を確立するため用いることのできる定常信号がある。先行技術においては、データクロックとＲＦ周波数は、必ずしも数値的に関連していないので、種々の交叉期間(crossings periods)の間で位相のばらつき(crawl)又は差異が生じる。その結果、立上り時間と振幅が変動する一貫性のない検知出力となる。

先行技術の側波帯を自分で合成し所定時間間隔で短い位相反転をさせてデジタルの１又は０を表す変調方法を求めての需要がある。この種の変調方法であって、今まで行われたものと類似の搬送波を使用を必要としないうえに、欠点を伴う習慣的な単側波帯処理のない変調方法に対する需要がある。すなわち、位相のばらつき又は種々の交叉期間の間の差異を減少又は除去する必要がある。これは、最終目標、すなわち立上り時間と振幅の点で一貫性のある検知パターンが得られる方法に対する需要、を満足する。
米国特許第４，７４２，５３２号明細書 米国特許第５，１８５，７６５号明細書 米国特許第５，９３０，３０３号明細書 米国特許出願第０９／６１２，５２０号明細書 国際特許出願第ＷＯ９９／２３７５４号明細書

この発明の幾つかの補完的目的には、この発明を包含するシステムの中の各要素が含まれる。したがって、この発明の一つの目的は、周波数が側波帯からデータ伝送速度の１／２だけ離れた搬送波を復元しないで、この発明の模擬側波帯を検知する検知手段を提供することである。この発明の別の目的は、信号電力に明らかな損失を生じない信号処理手段を提供することである。この発明のさらに別の目的は、多重伝送経路干渉とフェージングが起こす劣化に耐えることのできる信号を提供することである。

この発明は、以下の記述から分かるようにこれらの需要を満足する。

この発明の無線デジタル送受信法は、位相反転キーイングをパルス位置変調と組み合わせている。この発明は、１と０を示すために持続時間が極めて短いパルスを実現する。これらのパルスは、搬送周波数の１サイクル程度に狭くすることができる。したがって、一連の搬送波の複数サイクルの中でそれらは欠落サイクル又は欠落パルスのように見えることが多い。この方法は、被変調周波数に主電力ピークを有し、変動する周波数とピークレベルの多数の弱いピークを有する幅広いｓｉｎｘ／ｘスペクトルを創成する。それら小さいピークの持続時間は、それらの平均電力レベルが無視できるようなものである。それら弱いピークは、また、他の通信装置と測定可能な干渉を起こさない。また、それら小さいピークは、システムのノイズレベルより遙かに下の振幅を持つことができる。したがって、それら小さいピークは、信号の重要成分ではない。

変調エネルギの全てが側波帯に集中することは、当業者によく知られている。この発明のスペクトルが一つの側波帯のみを呈し二つの側波帯付きの搬送波を呈しないことを示すことができる。この側波帯が一ビット期間の殆どの間、周波数も位相も変化しない単一の周波数で構成されていることも、また示すことができる。変調は、一連の複数サイクルの中で１サイクルの位相反転として又は１サイクルの欠落として生じる。生じた「欠落パルス」又は「欠落サイクル」が検出されて、固定周波数の信号中においてデジタルの１及び０を示す。これら「欠落パルス」又は「欠落サイクル」を所定の時間期間において検出することができる。

この方法は、多重経路干渉に対し極めて抵抗力がある。弱い方の経路が、強い経路のと同一の単一周波数であるが位相の異なる信号だからである。二つの経路のフェーザが加わって、主経路については大きい検知出力を生成し、反射経路については弱い出力を別の時間に生成する。したがって、この弱い応答は、得られた信号から時間的に選び出すことができる。

この発明の実用的な第１の実施態様においては、１と０を区別するため、パルス位置変調を利用して極めて狭いパルスを創成するための回路を用いる。この狭いパルスは、ＸＯＲゲート又は平衡ミキサなどの位相反転装置の中で用いて、多数サイクルのストリームの中から１サイクルを反転させる。生じたスペクトルは、被変調周波数に主ピークを有し、ビットレート間隔で広がる多数の小ピークを有する。小ピークは、各位相のパルスの持続時間に比例する電力レベルを有する。小ピークの平均電力は、低い。したがって、送信器に帯域フィルタを設けることは、通常必要でない。

第２の実施例においては、被変調周波数から１サイクルを除去するためにＡＮＤゲートを用いるので、「欠落サイクル」変調が生じる。その結果は、位相反転についてのものと同一である。

全ての実施態様において、狭いパルスのタイミングと被変調周波数の各サイクルの開始を互いに一致させることができるので、検知出力は一様な立上り時間と振幅を有する。

この発明は、システム内で任意の数の要素と連携して使うことができる。例えば、一つのシステムにおいて、この発明の方法と装置に対応させて受信装置を作るなどである。その受信装置は、群遅延が殆ど０である特別の極めて狭い帯域幅のフィルタを、リミッタ、同期検知器（同期検波器）、及びパルス位置デコーダと組み合わせて構成される。同期検知器は、周波数と位相がパルス変調周波数に対してロックされる。

そのようなシステムにおいて、パルス位置デコーダは、データクロックを回復し、ゲート回路を含んでいて、位相変化到着の予想時刻を除いて回路をオフにする。

詳しく説明すると、この発明は、無線通信システムにおけるデジタルデータの送信及び受信の方法と定義される。送信において、この方法は、デジタルデータの送信及び／又は受信に使用する信号の搬送波周波数を位相反転キーイングするステップと、互いに逆の位相を有する２つのパルスを発生することにより、すなわち一ビット期間の大部分を占める前記２つのパルスの内の主パルスを発生し、一ビット期間の小部分を占める前記２つのパルスの内の副パルスを発生することにより、信号をパルス位置変調するステップと、を含んでなる。その副パルスの時間位置が変調情報を搬送する。

副パルスを発生するステップは、搬送波周波数の３から４サイクル以下の持続時間を有するパルスを発生する。好ましい実施態様においては、副パルスを発生するステップは、搬送波周波数の１サイクルに等しい持続時間を有するパルスを発生する。

信号の搬送波周波数を位相反転キーイングするステップは、データクロックの境界で始まり１から３サイクルの間継続して信号の位相を反転することにより、デジタルの１を表すステップを含んでなる。この好ましい実施態様においても、信号の搬送波周波数を位相反転キーイングするステップは、データクロックの境界に続く短い遅延の後始まって信号の位相を反転することによりデジタルの０を表すステップを含んでいる。

別の実施態様においては、信号の搬送波周波数を位相反転キーイングするステップが、データクロックの境界で始まって信号の位相を反転することによりデジタルの０を表すステップと、データクロックの境界に続く短い遅延の後始まって信号の位相を反転することによりデジタルの１を表すステップとを含んでいる。

好ましい実施態様においては、信号の搬送波周波数を位相反転キーイングするステップが、実質的に、短時間の反転の後にビット期間に残された搬送波周波数サイクルの数の持続時間の間、搬送波の位相を妨害のない状態に保持することにより、位相反転と位相反転の間に最大許容持続時間を設けるステップを含でいる。例えば、信号をパルス位置変調するステップが、第１の主パルスの周波数と位相とを一ビット期間の少なくとも９５％の間保持することにより、最大許容持続時間を設けるステップを含んでいる。

信号をパルス位置変調するステップは、多数のｓｉｎｘ／ｘ周波数のピークを含むスペクトルを創成する。このスペクトルは、搬送波周波数の所に単一の最大周波数ピークと、ビットレートに等しい間隔で最大周波数ピークから離れた各種振幅の多数の小さい低レベル周波数ピークとを有する。好ましい実施例においては、信号をパルス位置変調するステップは、スペクトルの全放射電力の約９９％を含む最大周波数ピークを創成するステップを含んでいる。あるいはまた、信号をパルス位置変調するステップは、個別の低レベル周波数ピークの平均電力が搬送波周波数における最大周波数ピークの百万分の一未満であるように広がる低レベル周波数ピークを創成するステップを含んでいる。

信号の搬送波周波数を位相反転キーイングするステップは、単一のＲＦサイクルの位相反転を欠落パルスとして表し、一ビット期間の他の全ＲＦサイクルの間はパルスを保持するステップを含んでいる。

信号をパルス位置変調するステップは、ファントム搬送波に関連して単側波帯の主エネルギピーク特性を持つスペクトルであって、その中で主エネルギピークが単側波帯に合成されるスペクトルを、信号が主エネルギピークに対し別の側波帯をもはや持たないように、創成するステップを含んでいる。信号をパルス位置変調するステップは、複数の小周波数ピークが在来のフィルタを通過しないように、また最大周波数ピークが変調の兆候のない単一周波数として在来のフィルタを通過するように、一ビット期間より遙かに小さい短持続時間の複数の小周波数ピークを創成するステップを含んでいる。

受信において、この方法は、さらに、信号を復調するステップを含んでおり、そのステップでは、主伝送経路及びエコー経路が分離可能な位相反転遷移時間を有するとして検出されるように、最大周波数ピークが主伝送経路から及び少なくとも１つのエコー経路からの受信信号により、一ビット期間より遙かに短い時間間隔の間に変調され、それにより多重経路干渉が軽減される。

受信において、この方法は、さらに、信号を復調するステップを含んでおり、そのステップでは、小周波数ピークが、システムノイズより振幅が低いか又はフィルタにより除去されている。

この発明は、また、デジタルデータを伝送する通信システムとも定義され、デジタルデータの送信及び／又は受信に用いられる信号の搬送波周波数を位相反転キーイングするためのエンコード手段と、互いに逆の位相を有する２つのパルスを発生することにより、すなわち、一ビット期間の大部分を占める前記２つのパルスの内の主パルスを発生し、一ビット期間の残りの小部分を占めその位置が変調情報を運ぶ前記２つのパルスの内の副パルスを発生することにより、信号をパルス位置変調するための手段を含んでいる。

このシステムは、システムクロックを含んでいて、エンコード手段が、デジタル１を表すためクロックに対し遅延のないパルスを創成することによりデータ入力に応答する狭パルス幅ジェネレータを含んでおり、そのパルス幅ジェネレータは、デジタル０を表すためクロックに対し短い遅延のあるパルスを創成することによりデータ入力に応答する。

一つの実施態様においては、デジタル１を表すパルスのみが送信されるか又はエンコード手段によりエンコードされる。

変調手段は、平衡変調器を含んでおり、その平衡変調器は、位相反転を起こすが、搬送波を抑圧しない。この変調手段は、ＸＯＲゲートであってもよいし、又は別の通常使用される平衡変調器であってもよい。

このシステムは、また、信号の受信も行い、さらに、フィルタ手段を含んでいる。このフィルタ手段は、Ｑの高い単極水晶振動子を含んでいる。フィルタリング手段は、狭いパルス幅の短時間では共振位相を反転することができないように、単極水晶振動子が連続的に搬送波周波数で共振を起こすし、その結果、フィルタ手段は、副パルスの位相変化に従うことなく変調信号を通過させ、搬送波周波数と異なる周波数を持つ信号を拒絶する。

受信において、このシステムは、さらに検知手段を含んでいる。その検知手段は、単一の伝送周波数にロックされた同期検知器を含んでいる。その検知手段は、狭パルス幅ジェネレータにより発生するパルスの時間の間だけスパイク状出力を発生させる。検知手段は、典型的にはＸＯＲゲートを含んでいる。そのＸＯＲゲートは、信号内の位相反転又は欠落パルスに応答する。

受信器として、このシステムは、さらに、デコード手段と、受信器データクロックと、出力回路を含んでいる。デコード手段は、デジタル１のときにスパイク状出力を創成する。そのスパイク状出力は、受信器データクロックをリセットし、出力装置をセットして、デジタル１が受信されたことを示す。

以上、この発明の概要を簡単に述べた。そのいろいろな特徴及び実施態様が、以下の図面と図解説明において視覚化されるであろう。同じ要素は、同じ番号で参照してある。

この装置及び方法は、機能的説明でもって文法的流動性のために記述しているが、請求項は、明白に３５ＵＳＣ１１２の下で記述していない限り、決して「手段」又は「ステップ」限定の解釈により必ずしも限定されると解釈されるべきでなく、法的均等論の下で請求項が与える定義の意味及び均等物の全範囲に合致すべきであり、請求項が明白に３５ＵＳＣ１１２の下で記述されている場合は、３５ＵＳＣ１１２の下での全法的均等物に合致すべきであると、意図的に理解されなければならない。この発明は、同じ要素を同じ番号で示している添付の図面を参照して、よりよく視覚化できるであろう。

この発明及びその各種実施態様は、請求項で定義したこの発明の実証例として提供する好ましい実施形態についての以下の詳細説明からよく理解することができよう。請求項で定義するこの発明は、以下に記述する図解実施態様より広いであろう旨はっきりと理解される。

図１は、先行技術を用いて殆ど同一の持続時間のパルスに位相反転キーイングをする効果を示す。側波帯が１つだけ存在するときは、予想できるであろうように、位相は＋９０度から−９０度にシフトしないで、３６０度の位相回転を行う。これは、０度から１８０度を通って０度に戻ることに等価である。この位相回転は、遷移時に起こり、搬送波周波数の数サイクルだけ続く。

図１で、線（Ｂ）は、位相反転時刻を示す。線（Ｃ）は、観測される位相回転変化を示す。線（Ｄ）は、振幅又は位相のいずれかを検出することのできる同期検知器の出力を示す。出力は、位相回転の間に狭いスパイクを有する。このスパイクは、線（Ａ）におけるデータクロックのゼロ交叉時刻と伝送信号の中のＲＦサイクルの開始とが連携されていないので、その立上り時間と尖頭振幅は、変動し得る。

この位相変化を人工的にもっと能率的なやり方で創成し、それにより好ましくない放射をできるだけ減少させ又は取り除くことがこの発明の目的である。好ましくない放射は、種々の交叉時刻間での位相のずれ(crawl)又は差異により起こる。この結果、立上り時間と振幅が変動して一貫性のない検知出力となる。上述のように、これはデータクロックとＲＦ周波数が数値的に互いに対応させられていないからである。

この課題を解決するために、この発明は、位相反転キーイングを含むパルス位置変調を発生させるための方法を利用する。この発明による位相反転キーイングを伴うパルス位置変調の発生には、互いに逆の位相を有する二つのパルスの創成が含まれる。主パルスの方は、極めて広く、一ビット期間の９７％以上を占める。逆位相の方のパルスは、極めて狭く、一ビット期間の３％以下を占める。この狭い方のパルスが変調情報を搬送する。遙かに長い時間の期間に相当する広いパルスは、その間に基準信号が伝送される「オフ」時間と考えることができる。

これを達成する装置を図２に示す。この装置においては、１と０からなるデジタルデータが２つのＡＮＤゲート（２１）と（２４）に加えられる。ゲート（２４）に加えられるデータは、インバータ（２３）により反転されている。データクロックが、極めて小さい遅延でゲート（２１）に加えられ、そしてより長い遅延でゲート（２４）に加えられる。遅延時間は、抵抗（２８）により調節可能である。デジタルの１があるときは、ゲート（２１）がクロックをＯＲゲート（２２）へ通す。デジタルの０があるときは、ゲート（２４）が作動する。少しだけ遅れた１又はより長く遅れた０のクロックの出力が、ワンショット回路（２５）を駆動するため使用されて、１サイクルの持続時間を有する極めて狭いパルスを作る。このようにして、パルス位置変調が創成される。

位相反転に関しては、狭いパルスが、搬送波の位相反転を生じさせるＸＯＲゲート（２６）などの位相反転装置を駆動する。得られる出力は、搬送波の特性を有せず、有利なことに側波帯の特性を有していることが示される。あるいはまた、ＡＮＤゲート（２７）を用いて、反転サイクルの代わりに欠落サイクルを生じさせることができる。

システムにおいては、一つの要素がデコード手段であってもよい。そのようなデコード手段は、デコード回路を内蔵していてもよい。デコード回路は、ゲート（２４）を介して通過するより長い遅延のパルスを使用しないので、より長い遅延のパルスは、必要でない。ゲート（２１）を介して通過する１のみが伝送される必要がある。したがって、デコード手段のみで実現されるこの発明により、１のみによる実施態様を使用することができる。１のみによる実施態様においては、ＲＣ遅延回路（２８）とゲート（２２）、（２３）及び（２４）を図２の装置から省略することができる。

図３は、この発明の位相反転を伴うパルス位置変調から得られるスペクトルを示す。主ピーク（３４）は、側波帯の特性を有し、中央に示されている。そのような次第で、主ピーク（３４）は、必要な変調エネルギ全部を含む。小ピーク３６は、典型的に主ピークより−７０から−８０ｄＢ下回る平均電力レベルを有すると測定された。小ピーク３６のピーク電力は、もっと高いが、ＦＣＣ規則は、平均電力測定を要求するのみである。小ピークの電力レベルの主ピークに対する差異を別の方法で表現すると、広い周波数範囲に広がる小パルスの平均電力は、個々に取って、搬送波周波数において主パルスの平均電力の百万分の一未満である。

図３から分かるように、スペクトルは、主として単一の周波数からなっており、それは搬送波ではなく側波帯の特性を有する。小ピーク（３６）は、図３に示すように、主ピーク（３４）より少なくとも−５０ｄＢ低いピーク電力を有する。したがって、小ピーク（３６）は、ガウスノイズの下に潜り又は埋もれて、悪影響を及ぼさない。

この発明の装置におけるＸＯＲゲート２６の機能と性能は、特に重要である。通常は、ＸＯＲゲート２６は、平衡ミキサとして（知られているとおり）機能する。その入力２６ａから方形波により駆動されたとき、搬送波を抑制する一方で、搬送波から１／２ビットレートだけ離れた周波数から始まる上及び下の側波帯を生成する。しかし、これらの側波帯は、図３に示すスペクトルには表れない。つまり、図２の装置で作ったスペクトルでは、これらが欠けている。搬送波は、抑圧されているのではなく、今や側波帯のスペクトル位置と特性を持ってはいるけれども、中央ピークのための基礎である。

この発明の装置と方法を実現するシステムにおいて、一つまたは複数のシステム素子にフィルタを用いてもよい。そのような次第で、そのフィルタがこの発明の狭いパルスに及ぼす効果を考慮することが重要である。「理想フィルタ」又は「ナイキストフィルタ」など在来のフィルタが、フィルタ帯域幅及びその帯域幅に亘っての位相変化により定まる群遅延を有することは、当業者によく知られている。フィルタの帯域幅が狭いほど、その群遅延が大きくなる。また、フィルタに亘っての位相変化が大きいほど、群遅延が大きくなる。これら在来のフィルタを通して極めて狭いパルスを通過させるためには、パルス幅をｔとして、フィルタ帯域幅は、１／ｔにほぼ等しくなければならない。

しかし、この発明のパルスは、在来のフィルタが許容するよりも遙かに狭い。したがって、フィルタにこの発明の極めて狭いパルスを通過させることがこの発明の目的となる。これは、図４に示すように、単極水晶振動子を用いて果たすことができる。通過させる信号は、極めて短い位相反転又は欠落サイクルさえ有する単一周波数で構成される。単極水晶振動子（４１）は、この単一周波数で共振を起こす。通常の環境下では、単極水晶振動子フィルタは、極めて大きい群遅延を有し、位相を突然に変更することはできない。しかし、突然の極めて短い位相反転に直面すると、純粋な抵抗であるかのように振る舞い、位相反転又は欠落サイクルを、変更しないで、通過させる。他方、共振ピークを外れたノイズについては、通常の群遅延が当てはまり、水晶振動子は通常の水晶振動子フィルタとして働く。

図４は、実際の実施態様に使用された、付属の回路素子を伴った単極水晶振動子フィルタ回路を示す。水晶振動子（４２）は、伝送された単一の周波数で大きい群遅延を持って共振を起こす。この大きい群遅延は、また大きい立上り期間と減衰期間が必要であることを意味する。この立上り期間は、水晶振動子がピーク共振に達するためであり、減衰期間は、水晶振動子がある周波数で共振を止めるためである。大きい減衰期間が必要とされるため、水晶振動子（４２）は、急峻な周波数位相変化に追従することができない。その代わり、突然の変化は、水晶振動子が開放線であるか又はその並列共振周波数における無限インピーダンスであるかのように、通過させられる。この回路の独特の特徴は、二つの群遅延応答を有するように見えることである。ピーク周波数における応答は、極めて短く、共振外れ周波数に対する応答は、極めて長い。

図４は、さらに、同調コンデンサ（４３）を示す。同調コンデンサ（４３）により、水晶振動子の共振周波数を、正確な信号周波数に微調整することができる。増幅器（４６）は、抵抗負荷（４５）を呈する。この負荷は、内部回路コンデンサ（４４）によりシャントされているので、この負荷は、複素インピーダンスである。このインピーダンスは、ＲＣ効果を少なくするために、できるだけ純抵抗に近く保たれなければならない。

実際にシステムにおいては、小ピークの有する平均電力レベルが極めて低いので、送信器にフィルタは不要である。フィルタは、ノイズ帯域幅を減少し隣接チャンネルを拒絶するため、受信器に必要である。この方法は、振幅変調法ではなく、むしろ位相反転であるので、帯域通過フィルタに続いてリミッタを用いることができる。

この発明の方法を使うシステムにおいて、図５に示すように、全体的に参照番号３１で指す検知器を用いることができる。検知は、上述のフィルタとリミッタの後に実施される。この目的で、「同期」又は「オートダイン」型検知器を、位相反転又は欠落パルス（サイクル）の検出に使用することができる。図５は、典型的な同期位相検知器を示す。リミッタからの単一周波数信号は、回路５１を含む帯域幅フィルタ回路を通って増幅器（５２）、（５３）及び（５４）に渡される。これらの増幅器は、７４ＡＣ０４又は７４ＨＣ０４などヒステリシス０の集積回路である。この回路において、それらは、それぞれフィードバック抵抗器を有する。したがって、増幅器（５２）、（５３）及び（５４）は、アナログ増幅器として機能する。

図５に示した回路（３１）の下側の方の経路では、水晶制御発振器（５５）が入力信号に対しロックされており、位相変化のない位相基準を提供している。この位相基準の出力は、位相検知器（５６）に渡され、ここで位相変化のある入力信号と比較されて、位相変化の間だけ出力が出てくる。位相変化期間は、図２の回路の素子２８が与えるパルス遅延時間により変化させることができる。最適動作は、変調周波数における１サイクルだけを使用する。なぜなら、それにより、可能な限りの最低電力レベルを持った小ピークが得られるからである。

図５の検知器回路において位相検知器として応用されるＸＯＲゲート５６は、二つの入力が同じ位相であるときは出力はないが、それらが互いに反対位相であるときは最大出力を有する。したがって、応答は、サイクルの内の一つが欠落している場合と同じである。

図６は、この発明を実現するシステムにおいて使用するためのデコード回路を含むデコード手段を示す。という次第で、図６の回路は、パルス位置変調信号をデコードするためのデコーダである。この回路は、ほんの僅かに遅延したパルスを利用してデジタル１の存在を示す。デジタル１（早い）パルスは、データクロックをリセットしてゲート回路を閉じる。不要な信号を閉め出すため、ゲート回路（６３）が１のパルスの到着予想時刻直前に開く。一旦パルスを受信すると、ゲートは、次の開期間まで閉じられる。

位相変化検知器（３１）からの極めて狭いパルスは、パルスストレッチャ（６１）により幅が広げられる。広げられたパルスは、データ検知器（６２）とクロックリセットパルスジェネレータ（６４）及び（６５）に渡される。データ検知器（６２）のＤ入力は、クロックがデータを読み取ってそれをハイ又は１の出力として（６２）の出力に渡すまで、ハイに保たれる。遅延したパルスが、クロックの立上りの後、Ｄ入力をローにセットする。したがって、データ検知器（６２）は、ロー又はデジタル０を打刻(clock out)する。

広げられたパルスの前端縁は、パルスジェネレータ（６４）により遅延パルスを発生させる。裏側の（反転された）パルスは、スパイクジェネレータ（６５）を駆動するパルスを遅延させる。スパイクジェネレータ（６５）は、極めて狭いスパイクを発生させ、これがデバイダ（６６）をリセットして、リセット時にデータクロックを立ち上がらせる。データクロックの倍数（通常クロックレートの３２倍又は６４倍）で動作する水晶制御発振器（６７）が、その出力を分周器（６６）により分周される。ゲート回路（６３）は、デジタル１を表す所望の信号の予想到着時刻の直前に短い時間の間だけ、回路を入力パルスに対して開くために使用される。このゲートは、そのクロックがリセットされたときに閉じる。これは、ノイズ又は多重経路エコーによるデータクロックの無用なリセットを防止する。

図７は、位相反転に対するフィルタの効果を示す。時間の９５％以上の間存在する正規のＲＦ振動波形の複数サイクルが示されており、（ａ）の所にピークがある。位相反転が（ｂ）の所で起こり、１８０度位相のずれた負のピークが（ｃ）と（ｅ）の所にある。３番目のサイクルで、位相が反転され、ピークが（ｈ）と（ｉ）の所でおこり、正規位相は図７の線（１）上に示される。

１サイクルのみが関わるときは、図７の線（２）に示すパターンが起こる。その短い時間期間の間の周波数は、２倍になる。フィルタは、正規の２倍又は半分の周波数を通過させることはできないので、これを拒絶し、図７の線（３）に示すような欠落サイクルの外観を生じる。この欠落サイクルは、周波数が２倍になるか半分になったときは何時でも見られる。各サイクルをパルスと考えると、欠落サイクルは、欠落パルスと考えることができる。欠落パルスは、これに代わって、図２に示すようなＸＯＲゲートの代わりにアンドゲートを使うことにより、直接作り出すことができる。

図８は、現在のパルス位置変調信号に対する多重経路の、検知器（３１）出力で測定した影響を示す。所望の主経路は、強いフェーザ（ａ）を有する。反射又はエコー経路は、弱いフェーザ（ｂ）を有する。フェーザ和（ｃ）は、ビット期間の大部分の間、固定されたままである。弱いエコー経路の位相反転が起こると、フェーザ和は、瞬間的に（ｃ’）に変わり、次いで（ｃ）にある元の位置に戻る。

検知された出力を、弱い経路について（ｄ）に、そして強い経路について（ｅ）に示す。より強い方の信号は、（ｄ）の直上のレベルでクリップして、弱い方の信号（ｄ）を除去することができる。図６のゲート６３を、強い方のパルス（ｅ）だけを受け入れてパルス間のノイズは排除するように設定することができる。

この発明を用いて、認容可能なデジタル音声品質のためにエラー修正を用いることなく、−３ｄＢに迫る第２経路信号を許容できることを示してきた。これは、他の方法にとっての許容レベルより約１２ｄＢよい改良である。

多重経路受信における改良は、所望の経路と反射経路にとって極めて狭いパルス時間期間の結果である。この期間は、全ビット期間より遙かに少ない。もし、２つの経路が重ならなければ、殆ど干渉はない。他の変調方法は、ビット期間全体を占めるので、第２経路からの干渉が遙かに大きい。

図９は、パルスとＲＦ周波数との間の関係を最適化する（同期する）ための簡単な手段を示す。図２のＯＲゲート（２２）の出力が、コーディネート(coordinating)Ｄフリップフロップ（８１）のＤ入力に加えられる。ＸＯＲゲート（２６）において位相反転を起こさせるために最も効果的な時にＤフリップフロップ（８１）の出力を生じさせるように、ＲＦ周波数は移相器を通して加えられる。これが、検知信号の電力レベルを実質的に一様に保つ。タイミングに多少の変動があっても、この変動は、デコーダに実質的な影響を及ぼさない。

この発明の精神と範囲を逸脱することなく、多くの変更と修正が当業者によってなされ得る。したがって、実証説明した実施態様は、例示の目的のためのみに述べたものであること、及び別添の請求項により定義されるこの発明を制限するものと解釈してはならないことが理解されなければならない。例えば、請求項の要素が別添である組合せで述べられている事実に拘わりなく、この発明は、当初そのような組合せで請求されていなくとも、上記に説明したよりもっと少ない、もっと多い又は異なる要素の別の組合せを含むことをはっきりと理解しなければならない。

この明細書においてこの発明及びその各種実施態様を記述するため使用した語句は、それらの普通に定義された意義においてだけでなく、この明細書における特有の定義により普通に定義された意義の範囲を超える構造、物質又は行為を含むと理解されるべきである。したがって、一つの要素がこの明細書の文脈で一つより多い意味を含むと理解されるときは、請求項におけるその使用は、明細書により及び語句自体により裏付けられた可能な意味全部に対する総称的なものと理解しなければならない。

別添の請求項の語句又は要素の定義は、したがって、この明細書においては、文字どおり述べられた要素の組合せだけでなく、実質的に同じ結果を得るため実質的に同じ方法で実質的に同じ機能を果たすための、あらゆる等価の構造、物質又は行為を含むと定義する。この意味で、別添の請求項における要素の一つを二つ以上の要素で等価置換できること、又は請求項における二つ以上の要素を単一の要素置換できることは、ここに意図されている。上記において、各要素がある組合せで作動すると記述されているかもしれないし、当初そのように請求されているかもしれないが、請求した組合せからの一つ以上の要素が、ある場合にはその組合せから除き得ること、及び請求した組合せは、部分組合せ又は部分組合せの変形に向けられることをはっきりと理解しなければならない。

請求した主題からの、当業者から見て非実質的な変更は、現在知られていても又は後に考案されても、同等に請求範囲内であると明白に意図されている。したがって、現在又は将来当業者に知られる明らかな置換は、定義された要素の範囲内にあると定義する。

請求項は、したがって、上で具体的に図解し記述したもの、概念的に同等のもの、自明に置換され得るもの及びこの発明の本質的発想を本質的に組み込んだものを含む、と理解されるべきである。

先行技術における位相反転及び位相反転により生じるパルスを描写したグラフである。 この発明の、位相反転を伴うパルス位置変調の模式図である。 この発明によるパルス「オフ」時の位相反転とパルス位置変調におけるスペクトルのグラフである。 パルス変調のための極めて低い群遅延を有する狭帯域幅フィルタの模式図である。 パルス位置変調用の検知器の模式図である。 パルス位置変調用のデコーダの模式図である。 位相反転に対するフィルタの効果を描写するグラフである。 この発明によるＲＦ送信に対する信号の多重経路の影響を示す線図である。 パルスとＲＦサイクルの同期回路の模式図である。

Claims (22)

1. 無線通信システムにおいてデジタルデータを伝送する方法であって、
   デジタルデータの送信及び／又は受信に使用する信号の搬送波周波数を位相反転キーイングするステップと、
   互いに逆位相を有する２つのパルスを発生することにより、すなわち、一ビット期間の大部分を占める前記２つのパルスの内の主パルスを発生し、一ビット期間の残りの小部分を占め変調情報を搬送するために位置変調された前記２つのパルスの内の副パルスを発生することにより、前記信号をパルス位置変調するステップとを含んでなり、
   前記信号の搬送波周波数を位相反転キーイングするステップが、実質的に、反転の後に前記一ビット期間に残された搬送波周波数のサイクルの数の持続時間の間、搬送波の位相を妨害のない状態に保持することにより、位相反転と位相反転の間に最大許容持続時間を設けるステップを含み、
   前記副パルスを発生するステップが、前記搬送波周波数の３から４サイクル以下の持続時間を有する副パルスを発生する、
   ことからなる方法。
2. 請求項１に記載の方法において、
   前記副パルスを発生するステップが、前記搬送波周波数の１サイクルに等しい持続時間を有する副パルスを発生する
   ことを特徴とする方法。
3. 請求項１に記載の方法において、
   前記信号の搬送波周波数を位相反転キーイングするステップが、データクロックの境界で始まり１から３サイクルの間継続して前記信号の位相を反転することによりデジタルの１を表すステップとを含む
   ことを特徴とする方法。
4. 請求項１に記載の方法において、
   前記信号の搬送波周波数を位相反転キーイングするステップが、データクロックの境界に続く短い遅延の後で始まる前記信号の位相を反転することによりデジタルの０を表すステップを含む
   ことを特徴とする方法。
5. 請求項１に記載の方法において、
   前記信号の搬送波周波数を位相反転キーイングするステップが、データクロックの境界で始まって前記信号の位相を反転することによりデジタルの０を表すステップと、データクロックの境界に続く短い遅延の後で始まって前記信号の位相を反転することによりデジタルの１を表すステップとを含む
   ことを特徴とする方法。
6. 請求項１に記載の方法において、
   前記信号をパルス位置変調するステップが、前記主パルスの周波数と位相とを前記一ビット期間の少なくとも９５％の間保持することにより、前記最大許容持続時間を設けるステップを含む
   ことを特徴とする方法。
7. 請求項１に記載の方法において、
   前記信号の搬送波周波数を位相反転キーイングするステップが、単一のＲＦサイクルの位相反転を欠落パルスとして表し、前記一ビット期間の他の全ＲＦサイクルの間はパルスを保持するステップを含む
   ことを特徴とする方法。
8. 請求項１に記載の方法において、
   前記信号をパルス位置変調するステップが、ファントム搬送波に関連して単側波帯の主エネルギピーク特性を持つスペクトルであって、その中で主エネルギピークが単側波帯に合成されるスペクトルを、信号が主エネルギピークに対し別の有意な側波帯をもはや持たないように、創成するステップを含む
   ことを特徴とする方法。
9. 請求項１に記載の方法において、
   前記信号をパルス位置変調するステップが、多数のｓｉｎｘ／ｘ周波数のピークを含むスペクトルを創成するステップを含み、このスペクトルは、搬送波周波数の所に単一の最大周波数ピークと、ビットレートに等しい間隔で前記最大周波数ピークから離れた各種振幅の多数の小さい低レベル周波数ピークとを有する
   ことを特徴とする方法。
10. 請求項９に記載の方法において、
    前記信号をパルス位置変調するステップが、スペクトルの全放射電力の約９９％を含む最大周波数ピークを創成するステップを含む
    ことを特徴とする方法。
11. 請求項９に記載の方法において、
    前記信号をパルス位置変調するステップが、個別の低レベル周波数ピークの平均電力が搬送波周波数における最大周波数ピークの百万分の一未満であるように広範に広がる低レベル周波数ピークを創成するステップを含む
    ことを特徴とする方法。
12. 請求項９に記載の方法において、
    前記信号をパルス位置変調するステップが、複数の小周波数ピークが長い群遅延のため在来のフィルタを通過しないように、また最大周波数ピークが変調を示さない単一周波数として通常の群遅延を有する在来のフィルタを通過するように、一ビット期間より遙かに小さい短持続時間の複数の小周波数ピークを創成するステップを含む
    ことを特徴とする方法。
13. 請求項９に記載の方法であって、
    さらに、信号を復調するステップを含んでなり、そのステップでは、主伝送経路及びエコー経路が分離可能な位相反転遷移時間を有するとして検出されるように、最大周波数ピークが主伝送経路から及び少なくとも１つのエコー経路からの受信信号により、一ビット期間より遙かに短い時間間隔の間に変調され、それにより多重経路干渉が軽減される
    ことを特徴とする方法。
14. 請求項９に記載の方法であって、
    さらに、信号を復調するステップを含んでなり、そのステップでは、小周波数ピークが、システムノイズより振幅が低いか又はフィルタにより除去されるかのいずれかである
    ことを特徴とする方法。
15. デジタルデータを伝送する通信システムであって、
    デジタルデータの送信及び／又は受信に用いられる信号の搬送波周波数を位相反転キーイングするためのエンコード手段と、
    互いに逆の位相を有する２つのパルスを発生することにより、すなわち、一ビット期間の大部分を占める前記２つのパルスの内の主パルスを発生し、一ビット期間の残りの小部分を占めその位置が変調情報を運ぶ前記２つのパルスの内の副パルスを発生することにより、前記信号をパルス位置変調するための変調手段とを備えてなり、
    前記エンコード手段が、実質的に、反転の後に前記一ビット期間に残された搬送波周波数のサイクルの数の持続時間の間、搬送波の位相を妨害のない状態に保持することにより、位相反転と位相反転の間に最大許容持続時間を設ける動作をし、
    前記変調手段が、前記搬送波周波数の３から４サイクル以下の持続時間を有する副パルスを発生する、
    ことからなるシステム。
16. システムクロックと組み合わせてなる請求項１５に記載のシステムであって、
    前記エンコード手段が、デジタル１を表すためクロックに対し遅延のないパルスを創成することによりデータ入力に応答する狭パルス幅ジェネレータを含んでなり、そのパルス幅ジェネレータは、デジタル０を表すためクロックに対し短い遅延のあるパルスを創成することによりデータ入力に応答する
    ことを特徴とするシステム。
17. 請求項１５に記載のシステムにおいて、
    前記変調手段が平衡変調器を含んでなり、その平衡変調器は、位相反転を起こすが、搬送波を抑圧しない
    ことを特徴とするシステム。
18. 請求項１５に記載のシステムにおいて、
    前記変調手段が、ＸＯＲゲートを含んでなる
    ことを特徴とするシステム。
19. 請求項１５に記載のシステムであって、
    当該システムは、信号の受信も行うとともに、さらに、フィルタ手段を含んでなり、そして、そのフィルタ手段は、Ｑの高い単極水晶振動子を含んでおり、
    前記フィルタ手段は狭いパルス幅の短時間では共振位相を反転することができないように、単極水晶振動子が連続的に前記搬送波周波数で共振を起こし、その結果、前記フィルタ手段は、副パルスの位相変化に従うことなく変調信号を通過させ、前記搬送波周波数と異なる周波数を持つ信号を拒絶する
    ことを特徴とするシステム。
20. 請求項１６に記載のシステムであって、
    当該システムは、信号の受信も行うとともに、さらに、検知手段を含んでなり、そして、その検知手段は、単一の伝送周波数にロックされた同期検知器を含んでおり、
    前記検知手段は、狭パルス幅ジェネレータにより発生するパルスの時間の間だけスパイク状出力を発生させる
    ことを特徴とするシステム。
21. 請求項２０に記載のシステムにおいて、
    前記検知手段がＸＯＲゲートを含み、そのＸＯＲゲートは前記信号内の位相反転又は欠落パルスに応答する
    ことを特徴とするシステム。
22. 請求項１５に記載のシステムであって、
    当該システムは、信号の受信も行うとともに、さらに、デコード手段と、受信器データクロックと、出力回路とを含んでなり、
    前記デコード手段はデジタル１のときにスパイク状出力を創成するためのものであり、そのスパイク状出力が受信器データクロックをリセットし出力装置をセットしてデジタル１が受信されたことを示す
    ことを特徴とするシステム。

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