FR2647286A1 - Dispositif de traitement de signaux en correlation - Google Patents

Abstract

Selon l'invention, il comprend un convolutionneur à ondes acoustiques de surface à une voie 10, des première et seconde sections de porte d'entrée 19 disposées dans les étages précédant les bornes d'entrée du convolutionneur, une section de porte de sortie 20 disposée dans l'étage suivant la borne de sortie du convolutionneur et une section 21 de synchronisation des portes pour commander les portes afin d'inverser l'état ouvert ou fermé des sections de porte d'entrée pendant chaque période prédéterminée de temps et en même temps de mettre en circuit la porte de sortie pendant une seconde période prédéterminée de temps autour du point dans le temps de l'inversion de la mise en circuit à la mise hors circuit des sections de porte d'entrée. L'invention s'applique notamment aux transmissions de données.

Description

La présente invention se rapporte à un dispositif de traitement de signaux

en corrélation utilisant un convolutionneur à onde acoustique de surface (ayant ci-après pour abréviation SAW) utilisé dans des communications sur spectre dispersé (ayant ci-après pour abréviation SS). Le convolutionneur à SAW est largement utilisé comme élément central dans la section de réception d'un appareil de communication à SS. Les figures 7A.et 7B

montrent des schémas-blocs indiquant l'opération fondamen-

- tale (par un procédé de l'art antérieur) de l'appareil

de communication à SS.

La figure 7A montre un émetteur, o le chiffre de référence 1 est un signal de données; 2 est un générateur de code PN; 3 est un mélangeur; 4 est un signal porteur;

5 est un amplificateur et 6 est une antenne d'émission.

La figure 7B représente un récepteur o 7 est une antenne de réception; 8 est un oscillateur local, 9 est un oscillateur; 10 est un convolutionneur à SAW; 11 est un filtre passe-bas; 12 est un filtre passe-haut; et

un démodulateur de données.

Par le procédé de l'art antérieur indiqué aux figures 7A et 7B, les données qui doivent 'être transmises sont mélangées à un code PN à transmettre. Comme la bande des fréquences du code PN est-plus large que la bande des fréquences du signal de données, le spectre du signal émis E(t) est étendu sur une bande de fréquences plus large que le spectre du signal de données d'origine D(t). Par ailleurs, la section de réception indiquée sur la figure 7B est construite de manière que le signal reçu S(t) et un signal interne de référence R(t) soient soumis à une intégration par convolution au moyen du convolutionneur à SAW 10. Le signal S(t) est un signal obtenu par conversion de la fréquence du signal reçu au moyen de l'oscillateur local 8 et du mélangeur 3 de manière que la fréquence du signal reçu soit contenue dans la bande des fréquences de travail (bande des fréquences d'entrée) du convolutionneur à SAW. Par ailleurs, le signal de référence R(t) est un signal obtenu en étalant ou en dispersant l'onde sinusoïdale ayant une fréquence fr' déterminée de manière identique dans la bande des fréquences introduites au convolutionneur à SAW. f c représentant la fréquence porteuse du signal transmis, la fréquence fL de l'oscillateur local 8 est usuellement établie de manière que l'on ait fL = fc - fr Par ailleurs, le code PN dans le récepteur est établi de manière à être un code qui est l'image miroir (code B) d'un certain code PN (code B). Dans le cas o les codes sont établis d'une telle façon, un code A représentant le code PN de l'émetteur, la grandeur de la sortie du convolutionneur à SAW 10 dans le récepteur iC(t) | est proportionnelle à la grandeur du signal en corrélation du code A et du code B. En effet, le convolutionneur 10 est utilisé comme élément exécutant l'opération de corrélation entre les codes PN établis par l'émetteur et le récepteur. Si les codes PN établis par l'émetteur et le récepteur sont identiques l'un à l'autre ( B = A), il apparaît une forte sortie en corrélation à la sortie du convolutionneur à SAW et ainsi la communication entre l'émetteur et le récepteur est possible. Dans le cas o les codes PN sont différents l'un de l'autre ou si un

signal de communication sur bande étroite de l'art anté-

rieur est introduit, seule une faible sortie en corréla-

tion apparaît dans le convolutionneur à SAW et ainsi la

communication est impossible.

En conséquence, il est possible de choisir une réception de communication en choisissant un code PN et de plus de réaliser une communication ayant une très petite interférence mutuelle avec la communication sur bande étroite de l'art antérieur. Dans le cas o les codes PN sont en accord l'un avec l'autre et qu'ainsi la communication est possible, l'information du signal de données 1 apparaît sous la forme de variations de la phase

ou de l'amplitude de la sortie C(t) du convolutionneur.

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Le démodulateur de données 13 est une section dans laquelle sont restaurées les données transmises, en partant de la phase ou de l'amplitude de la sortie C(t)

du convolutionneur. La construction concrète du démodula-

teur 13 diffère, selon le type de modulation (FSK, DPSK, etc.) du signal de données et diffère de plus également selon le type de convolutionneur utilisé, convolutionneur usuel à une voie,-convolutionneur à SAW à deuxportes ou convolutionneur à SAW à deux voies. Cependant, comme on le décrira ultérieurement, la présente invention a pour

objectif d'améliorer la méthode de traitement de corréla-

tion par un convolutionneur à SAW sans se rapporter à la méthode de démodulation de données. Par ailleurs, les figures 7A et 7B indiquent l'opération de base d'un appareil de communication à SS utilisant un convolutionneur à SAW de l'art antérieur d'une manière simple o le réglage automatique du gain, la section de synchronisation de code etc., ne sont pas indiqués. Le contenu du procédé de l'art antérieur est mieux décrit dans la littérature

mentionnée ci-dessous.

(1) Tsubouchi et autres: "Asynchronous type SSC transceiver using an SAW convolver" Spread Spectrum Communication Study Group of Electronic Information Communication Society of Japan Technical Report of Electronic Information Communication Society, Volume 2, N 1, SS 88 - 7 Avril 1988, pages

à 47.

(2) Hamatsu et autres: Packet type spread spectrum wireless MODEM using an SAW convolver" Spread Spectrum Communication Study Group of Electronic Information Communication Society of japan Technical Report of Electronic Information Communication Society, Volume 2, N 1SS 88 - 8 Avril 1988, pages

48 à 53.

(3) Mori et autres: "Code synchronization holding method in a spread spectrum receiver using an SAW convolver Report Collection of Electronic Communication Society of

Japan, Volume J69 - B, N 4, 1986, pages 404 et 405.

Un appareil de communication à SS utilisant un convolutionneur à SAW tel que décrit ci-dessus présente divers avantages par rapport à d'autres appareils de communication à SS. Par exemple, pour le procédé de communication à SS utilisant un corrélateur à glissement, cela présente l'avantage que le temps initial de prise de synchronisation est extrêmement court. Par ailleurs, pour un procédé de communication à SS utilisant un filtre apparié, cela présente l'avantage que les codes PN

peuvent être commutés en temps réel.

Cependant, l'appareil de communication à SS utili-

sant un convolutionneur à SAW par le procédé de l'art antérieur pose divers problèmes dûs au fait que le convolutionneur n'est pas un intégrateur idéal. Un problème, qui est particulièrement grave parmi eux, est l'influence du signal d'auto-convolution produit dans le convolutionneur à SAW. La figure 8 est une vue en plan

du convolutionneur à SAW pour expliquer l'auto-

convolution d'une manière simple, o le chiffre de réfé-

rence 14 est un substrat piézo-électrique; 15 est une électrode interdigitale; 16 est une électrode de porte; 17 est une borne d'entrée; et 18 est une borne de sortie. Sur la figure 8, lorsque des signaux électriques S(t) et R(t) sont appliqués aux deux bornes d'entrée 17, ils sont convertis en SAW aux électrodes interdigitales respectives 15. A ce moment, si seules les ondes de surface 0s et Or' qui se propagent dans deux directions opposées l'une à l'autre,existent sur l'électrode de porte, le signal apparaissant à la borne de sortie représente une intégrale de convolution idéale ( à

l'exception que la durée d'intégration est définie).

Cependant, en réalité, les ondes de surface 0s et 0r sont réfléchies par les électrodes interdigitales 15 qui-sont opposées l'une à l'autre, ce qui donne lieu aux ondes réfléchies Os' et 0r' Dans un tel cas, le signal de sortie peut s'exprimer par la formule suivante: t C(t) = K f S(t) R(2tT-t) d -r t-T t + K r exp(-o(L) S S(-) R(2t-T- t) d m t-T t

+ K r exp(- OL) 5 R(f) S(2t-2T- I) dr-

t-T - (1) L

T =,.....(2)

v o L représente la longueur de la porte; v désigne la vitesse de propagation de la SAW; K est une constante; r est un coefficient de réflexion de la SAW par les électrodes interdigitales; et K est une constante d'atténuation de la SAW, et de plus T correspond au

temps de retard dans la porte.

Le premier terme de l'équation (1) représente le signal d'intégration de convolution de S(t) et R(t) et comme cela est indiqué par l'équation (1), des signaux exprimés par les second et troisième termes, à part le premier terme, ont également lieu. Les second et troisième termes sont des termes qui n'existeraient pas s'il n'y avait pas d'onde réfléchie ( r = 0) et représentent un signal d'auto-convolution. Il est clair que lorsqu'il existe de telles influences du signal d'auto-convolution, la sortie en corrélation C(t) dans le récepteur indiqué à la figure 7B est ainsi influencée. L'une de ces influences est que le niveau parasite de la sortie en corrélation devient plus élevé que la valeur idéale et que par suite, le taux d'erreur à la restauration de la donnée augmente. Une autre des influences réside dans le fait que,dans le cas o un signal fort sur bande de fréquences étroite est mélangé au signal d'entrée S(t) par l'antenne de réception 7, le niveau parasite de la sortie en corrélation est augmenté de manière similaire et que le taux d'erreursà la restauration de la donnée augmente remarquablement. Les figures 9A à 9E montrent cet aspect. La figure 9A indique le signal d'entrée, dans le cas o il n'y a pas de signaux perturbateurs N(t); la figure 9B montre le signal de référence; la figure 9C montre un signal perturbateur sur bande de fréquences étroite; -10 la figure 9D est la sortie en corrélation dans le cas o il n'y a pas de signaux perturbateurs N(t); et la figure 9E est la sortie en corrélation dans le cas o des

signaux perturbateurs sont mélangés, le niveau d'auto-

convolution de N(t) étant indiqué par a.

Les figures 9A à 9E montrent un exemple indiquant la façon dont la sortie en corrélation C(t) varie, dans le cas o un fort signal sur bande étroite N(t) est mélangé au signal d'entrée S(t). Par ailleurs, les figures 9A à 9E montrent un exemple dans le cas o la

période du code PN est égale au retard T dans la porte.

Dans le cas o un signal perturbateur sur bande étroite de fréquences N(t) ,ayant une fréquence f1, est

mélangé au signal d'entrée, une sortie en auto-

convolution de N(t) ayant une fréquencede 2f1 apparaît dans la sortie en corrélation C(t) comme cela est indiqué à la figure 9E et par suite, il y a augmentation du niveau parasite effectif. Par ailleurs, le signal en corrélation et le signal d'auto-corrélation de N(t) interfèrent l'un avec l'autre, ce qui donne lieu à un effet que la crête de corrélation est modulée en amplitude par une fréquence qui est égale à 2 | fr - fi. Ces deux effets conduisent

à un résultat selon lequel le taux d'erreuisà la restaura-

tion de la donnée est remarquablement accru.

En effet, le procédé de l'art antérieur indiqué aux figures 7A et 7B présente des inconvénients par le fait que les influences du signal d'auto-convolution,produit dans le convolutionneur à SAW sont inévitables et que le taux d'erreurs à la restauration de la donnée augmente, dépassant la valeur idéale. En particulier, lorsqu'un fort signal sur bande étroite est mélangé au signal d'entrée, le taux d'erreurs augmente et ce point est l'un

des inconvénients les plus graves dans la pratique.

La présente invention a pour objet de procurer, dans un appareil de communication à SS, utilisant un convolutionneur à SAW, un dispositif de traitement de corrélation pour le convolutionneur à SAW, permettant de supprimer les influences du signal d'auto-convolution produit dans le convolutionneur et de réduire les erreurs

dans la transmission par l'appareil de communication à SS.

Afin d'atteindre l'objectif ci-dessus, un disposi-

tif de traitement de corrélation par un convolutionneur à SAW à une seule voie pour obtenir une sortie en corrélation entre un signal d'entrée et un signal de référence selon la présente invention est caractérisé en ce qu'il comprend des première et seconde sections de

porte d'entrée qui sont disposées dans les étages précé-

dant des bornes respectives d'entrée du convolutionneur indiqué ci-dessus pour former le trajet du signal d'entrée et le trajet du signal de référence; une section de porte de sortie disposée à l'étage suivant la borne de sortie du convolutionneur indiqué ci-dessus pour former

le trajet du signal de sortie; et une section de syn-

chronisation des portes pour contrôler les portes décrites ci-dessus afin d'inverser l'état ouvert ou fermé des sections de porte d'entrée décrites ci-dessus pour chaque période prédéterminéede temps et en même temps mettre en circuit la section de porte de sortie décrite ci-dessus pendant une seconde période prédéterminée de temps autour du point dans le temps de l'inversion de la mise en circuit à la mise hors circuit des sections de porte

d'entrée décrites ci-dessus.

Un dispositif de traitement de corrélation par le convolutionneur à SAW à deux voies selon la présente invention est caractérisé en ce qu'il comprend des première et seconde sections de porte d'entrée disposées

dans les étages précédant les bornes d'entrée respec-

tives,correspondant à une première voie du convolutionneur indiqué cidessus pour former le trajet du signal d'entrée et le trajet du signal de référence respectivement; des

troisième et quatrième sections de porte d'entrée dis-

posées dans les étages précédant les bornes respectives

d'entrée,correspondant à une seconde voie du convolu-

tionneur indiqué ci-dessus pour former le trajet du signal d'entrée et le trajet du signal de référence respectivement; une première section de porte de sortie disposée dans l'étage suivant la borne de sortie correspondant à la première voie; une seconde section de porte de sortie disposée dans l'étage suivant la borne de sortie correspondant à la seconde voie; et une section de synchronisation des portes pour contrôler les portes décrites ci-dessus de manière à. inverser l'état ouvert ou fermé des première et seconde sections de porte d'entrée pour chaque période prédéterminée de temps, à inverser en même temps les troisième et quatrième sections de porte décrites ci-dessus à l'état opposé à

celui des première et seconde opérations décrites ci-

dessus pendant la période prédéterminée de temps et de plus pour mettre en circuit la première section de porte de sortie décrite ci-dessus pendant une seconde période de temps autour du point dans le temps de l'inversion de la mise en circuit à la mise hors circuit des première et seconde sections de porte d'entrée décrites ci-dessus ainsi que pour mettre en circuit la seconde section de porte de sortie décrite ci-dessus pendant une troisième période de temps autour du point dans le temps de l'inversion de la mise en circuit à la mise hors circuit des troisième et quatrième sections de porte d'entrée

décrites ci-dessus.

Selon la présente invention, dans le récepteur d'un appareil de communication à SS de l'art antérieur

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utilisant un convolutionneur à SAW, la section effectuant le traitement de corrélation au moyen du convolutionneur à SAW est améliorée afin de supprimer les influences du

signal d'auto-convolution produit dans le convolutionneur.

L'invention sera mieux comprise, et d'autres buts, caractéristiques, détails et avantages de celle-ci

apparaîtront plus clairement au cours de la description

explicative qui va suivre faite en référence aux dessins schématiques annexés donnés uniquement à titre d'exemple illustrant plusieurs modes de réalisation de l'invention et dans lesquels: - la figure 1 donne un schéma-bloc montrant la construction d'un appareil de communication à SS selon la présente invention; - les figures 2A à 2D montrent la temporisation de signaux dans diverses parties de l'appareil indiqué à la figure 1; - la figure 3 montre la forme d'onde de la sortie en corrélation - les figures 4A à 4G montrent la temporisation de signaux dans diverses parties de l'appareil indiqué à la figure 1, lorsqu'un signal N(t) sur bande étroite est mélangé au signal d'entrée; - la figure 5 donne un schéma-bloc montrant la construction d'un dispositif de traitement de corrélation par un convolutionneur à SAW à deux voies; - les figures 6A à 6I montrent la temporisation de signaux dans diverses parties de l'appareil indiqué à la figure 5; - les figures 7A et 7B donnent des schémas-blocs montrant la construction d'un dispositif de traitement de corrélation par un convolutionneur à SAW de l'art antérieur;

- la figure 8 est une vue en plan du convolution-

neur à SAW de l'art antérieur; et - les figures 9A à 9E montrent la temporisation des signaux dans diverses parties de l'appareil

indiqué à la figure 7.

La figure 1 donne un schéma-bloc montrant la construction de la section de réception d'un appareil de communication à SS. Sur la figure, les mêmes chiffres de référence que ceux utilisés sur les figures 7A et 7B représentent des articles identiques ou similaires à ceux indiqués aux figures 7A et 7B et 19 représente une porte d'entrée, 20 une porte de sortie et 21 une

section de synchronisation des portes.

La présente invention diffère du système de l'art antérieur aux points suivants: (a) Une porte d'entrée 19 est disposée dans l'étage précédant chacune des bornes

d'entrée du convolutionneur à SAW.

(b) La sortie du convolutionneur à SAW est

prélevée par la porte de sortie 20.

(c) Une section de synchronisation de portes 21 est disposée pour contrôler et synchroniser la temporisation de la production du code PN du signal de référence Ro(t), la temporisation de la mise en circuit et hors circuit des portes d'entrée 19 et la temporisation de la mise en circuit et hors circuit de la porte

de sortie.

La section de synchronisation des portes 21 commande le signal d'entrée So(t) et le signal de référence Ro(t) ainsi que la mise en circuit et hors circuit des portes d'entrée et la mise en circuit et hors circuit de la porte

de sortie afin que cela s'effectue selon les temporisa-

tions indiquées aux figures 2A à 2D o le temps de retard T en porte est établi de manière qu'il soit égal à la période du code PN TpN ou soit un nombre entier de fois aussi grand que TpN. Cela sera une supposition tacite ci-après. La figure 2A représente le signal d'entrée; la figure 28 le signal de sortie; la figure 2C le signal de commande de porte d'entrée; et la figure 2D le signel de 11.

commande de sortie.

Sur les figures 2A à 2D, T désigne le retard en

porte qui est exprimé par l'équation (2) donnée précédem-

ment. Par ailleurs, dans le schéma indiquant les tempori-

sations de la porte d'entrée et de la porte de sortie, EC représente l'état o la porte est ouverte (le signal la traverse) tandis que HC représente l'état o la porte est fermée (le signal est coupé). Les figures 2A à 2D

indiquent la temporisation qui suit.

(a) Le début du code PN du signal d'entrée, le début du code PN du signal de référence et la temporisation du changement de l'état ouvert

ou fermé des portes d'entrée sont synchronisés.

(b) Les portes d'entrée répètent la mise en

circuit et hors circuit avec une période de 2T.

Elles sont à l'état ouvert pendant la moitié du temps (T) et à l'état fermé pendant la

moitié restante du temps d'une période.

(c) La porte de sortie répète également la mise en circuit et hors circuit avec une période de 2T. L'état ouvert de la porte de sortie est établi de manière qu'elle soit à l'état ouvert uniquement pendant une largeur de temps -z9 autour du moment o l'état de la porte d'entrée passe de l'état ouvert à l'état fermé. Bien que la valeur de '9 ne soit g

pas particulièrement déterminée, il est souhai-

table de choisir une valeur aussi petite que possible dans une région plus grande que ia largeur dans le temps de la crête maximale de

corrélation du signal de sortie en corréla-

tion. La largeur dans le temps de la crête principale de corrélation (C) du signal de sortie en corrélation est représentée par Cc sur la figure 3 et C est égale c c à la période du signal d'horloge pour le générateur de code PN. En conséquence, en d'autres termes, on peut

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dire qu'il est souhaitable de choisir t9 de manière qu'elle soit aussi petite que possible dans une région g a tc par rapport à la période Zc du signal

d'horloge pour le générateur de code PN.

Les deux portes d'entrée 19 et la porte de sortie sont des portes contrôlant le passage des signaux haute fréquence et peuvent être réalisées,par exemple,en

utilisant des mélangeurs ou commutateurs analogues.

Le fonctionnement du mode de réalisation décrit

O10 ci-dessus sera expliqué ci-dessous.

La raison pour laquelle le traitement en corréla-

tion selon la présente invention.est effectué en utilisant la construction indiquée à la figure 1 et le réglage de

temporisation indiqué aux figures 2A à 2D sera expliquée.

La figure 4 indique qu'il est possible de supprimer les influences du signal d'auto-convolution par le procédé selon l'invention. Les figures 4A à 4G montrent la façon

dont les signaux S(t), r(t), Co (t) et C(t) dans diffé-

rentes parties du dispositif indiqué à la figure 1

varient, lorsque des signaux sur bande étroite de fré-

quences N(t) sont mélangés au signal d'entrée; la figure4A montre l'état des portes d'entrée; la figure 4B le signal d'entrée quand il n'y a pas de signaux sur bande étroite de fréquences; la figure 4C le signal de référence; la figure 4D un signal perturbateur sur bande

étroite de fréquences; la figure 4E la sortie en corré-

lation avant passage à travers la porte de sortie; la figure 4F l'état de la porte de sortie;et la figure 4G la sortie en corrélation après passage à travers la

porte de sortie.

En examinant la sortie en corrélation Co0 (t) avant passage à travers la porte de sortie indiquée à la

figure 4E, on peut comprendre que le signal d'auto-

convolution,du fait du signal sur bande étroite de fréquences N(t),monte graduellement après le moment o le signal en corrélation est le plus grand. Par ailleurs, 2i47286

on peut comprendre également que le signal d'auto-

convolution est plus grand après écoulement d'un temps T/2 en en partant et ensuite il diminue graduellement afin d'être de nouveau extrêmement petit après écoulement d'un temps T pour n'avoir pratiquement pas d'influence sur la crête du signal en corrélation suivant. En effet, on peut comprendre que,sur la sortie en corrélation Co0(t) avant passage à travers la porte de sortie, la-crête

principale du signal en corrélation et le signal d'auto-

convolution sont presque séparés dans le temps. Cela est une différence importante par rapport au fait selon lequel, dans le procédé de l'art antérieur indiqué aux figures 9A à 9E, le signal en corrélation et le signal

d'auto-convolution existent en étant mélangés et inter-

fèrent l'un avec l'autre. Une telle séparation dans le

temps du signal en corrélation et du signal d'auto-

convolution a été réalisée selon la présente invention

en disposant les portes d'entrée 19 et de plus en effec-

tuant le réglage de temporisation comme indiqué aux figures 2A à 2D. On peut facilement vérifier,en utilisant l'équation (1),que la sortie en corrélation telle que C (t) est obtenue en utilisant des signaux de salve tels que S(t), R(t) et N.(t) indiqués aux figures 4B, 4C et 4D, respectivement. C'est dans le but de ne prendre que la crête principale du signal en corrélation de la sortie en corrélation Co(t) avant passage à travers la porte de sortie que la porte de sortie 20,comme indiqué à la

figure 1 est disposée et de plus:le réglage de temporisa-

tion indiqué aux figures 2A à 2D s'effectue selon la

présente invention.

Cet aspect sera clair en se référant aux figures 4A à 4G. La raison pour laquelle il est souhaitable de choisir la largeur de porte g9 pour la porte de sortie afin qu'elle soit aussi petite que possible dans la région sur la largeur de temps ^c de la crête principale de

corrélation est de retirer la crête principale de corré-

lation et de plus de réduire les influences du signal d'auto-convolution. Ce point est également clair en se référant aux figures 4A à 4G. La sortie finale en

corrélation C(t) est obtenue de cette manière. En compa-

rant C(t) indiquée à la figure 4G à C(t) indiquée aux figures 9D et 9E, on peut comprendre que les influences du signal d'auto-convolution sont extrêmement petites dans le résultat obtenu selon la présente invention par rapport à ceux obtenus par le procédé de l'art antérieur. En conséquence, par le procédé de traitement de corrélation selon la présente invention, il est possible de supprimer

le signal d'auto-convolution produit dans le convolution-

neur à SAW et par suite, il est possible de réduire les erreurs de transmission au moyen de l'appareil de communication à SS. C'est le principe de base de la

présente invention.

Par ailleurs, dans le cas o le procédé de traite-

ment de corrélation selon la présente invention s'applique

à un appareil de communication à SS utilisant le convolu-

tionneur à SAW, la construction de l'émetteur de l'appareil de communication à SS peut,à la base,être identique à celle selon le procédé de l'art antérieur. Cependant, dans le cas o l'on utilise un convolutionneur usuel à une voie à SAW, la structure du signal doit contenir au moins deux périodes du code PN dans un bit du signal de données (par le procédé de l'art antérieur, la structure du signal doit contenir au moins une période du code PN dans un bit du signal de donnée. Cela est dû au fait que, pour la présente invention, dans le cas o l'on utilise un convolutionneur à une voie comme indiqué aux figures

4A à 4G, la période de la sortie en corrélation apparais-

sant dans le récepteur est égale au double (2T) de la période (T) du code PN. En conséquence, dans le cas o un code PN ayant la même période est utilisé et si,de plus,on utilise un convolutionneur à SAW ayant les mêmes caractéristiques, avec un convolutionneur à une voie, la plus haute vitesse de transmission de données selon la présente invention est la moitié de celle obtenue par

le procédé de l'art antérieur.

Cependant, selon la présente invention il est également possible de réaliser la plus haute vitesse de transmission de données obtenue par le procédé de l'art antérieur. Cette méthode est indiquée sur les figures 5 et 6A à 6I. La figure 5 donne un schéma-bloc indiquant la construction de la section de réception o les chiffres de référence utilisés à la figure I représentent en commun des articles identiques ou correspondant à ceux indiqués à la figure 1; 19' est une autre porte d'entrée; 20' est une autre porte de sortie; et 22 est

un circuit d'addition. Les figures 6A à 6I montrent la temporisation des mises en circuit et hors

circuit des différentes portes et la forme d'onde du signal dans différentes parties indiquées à la figure 5, o la figure 6A représente S0(t); la figure 6B, Ro (t); la figure 6C, g1(t), la figure 6D, g2(t); la figure 6E, C1(t); la figure 6F, h1(t); la figure 6G, h2(t); la figure 6H, C2(t); et la figure 6I,

C(t).

Le dispositif indiqué à la figure 5 est construit de manière que l'on utilise un convolutionneur à deux voies (ou deux convolutionneurs peuvent être utilisés) et la temporisation de la mise en circuit et hors circuit des portes d'entrée et de sortie est agencée de manière que g1(t) et g2(t) ainsi que h,(t) et h2(t) soient décalés de T les uns par rapport aux autres. De cette manière, comme cela est indiqué aux figures 6A à 6I, une sortie en corrélation apparaît pour toute période T du code PN. Quand les données sont restaurées, en partant de la sortie en corrélation, les données peuvent être restaurées jusqu'à la donnée dont la largeur dans le temps correspondant à un bit est plus importante que la largeur de temps T. Par conséquent, dans le cas o le récepteur a la construction indiquée à la figure 5, la structure du signal émis peut être telle qu'au moins une période du

code PN soit contenue dans un bit du signal de données.

En conséquence, il est possible de réaliser la plus haute vitesse de transmission équivalente à celle obtenue

par le procédé de l'art antérieur.

Dans ce qui précède, les constructionsmselon les figures 1 et 5 de la présente invention ont été décrites, en se référant plus particulièrement au procédé de

traitement -en corrélation en utilisant les convolution-

neurs à SAW. Dans un récepteur réel, à part les éléments constituants indiqués dans chacune des figures, un circuit de réglage automatique du gain, une section de synchronisation initiale et une section de synchronisation de codes sont nécessaires. Par ailleurs, une section PDI, une section de correction d'erreurs et autres peuvent être incorporées. Cependant, comme ces éléments ne sont

pas nécessaires pour indiquer le fonctionnement fondamen-

tal de la présente invention, ils sont omis des figures 1 et 5. Par ailleurs, le type du convolutionneur à SAW utilisé pour réaliser la présente invention n'est pas particulièrement restreint. Un convolutionneur à SAW à structure MIS monolithique de structure ZnO/Si etc., ou bien un convolutionneur à SAW à support séparé peuvent être utilisés. De plus encore, il est également possible d'utiliser un convolutionneur à SAW du type élastique o le substrat est fait en LiNO3, etc.

La présente invention peut non seulement s'appli-

quer à un appareil de communication à SS utilisant un convolutionneur à SAW mais également à d'autres appareils utilisant des convolutionneurs à SAW. Plus concrètement, on peut l'appliquer à un corrélateur, un moyen de traitement de l'image, un transformateur de fourier etc. Comme on l'a expliqué ci-dessus, selon la présente invention, dans un appareil de communication à SS utilisant un convolutionneur à SAW, il est possible de supprimer les influences du signal d'auto-convolution produit dans le convolutionneur. Par conséquent, il 17. est possible de réduire le niveau parasite du signal en corrélation ou bien de supprimer les influences des

signaux perturbateurs sur bande étroite de fréquences.

Par suite, on peut obtenir un effet selon lequel les erreurs de transmission au moyen de l'appareil de

communication à SS sont réduits.

R E V E N DI C A T I 0 N S

1.- Dispositif de traitementde signaux en corrélation, caractérisé en ce qu'il comprend: un convolutionneur à ondes acoustiques de surface à une seule voie pour obtenir une sortie en corrélation entre un signal d'entrée et un signal de référence; une première et une seconde section de porte d'entrée (19) disposées dans les étages précédant les bornes respectives d'entrée dudit convolutionneur pour déclencher respectivement le trajet du signal d'entrée et le trajet du signal de référence; une section de porte de sortie (20) disposée dans

l'étage suivant la borne de sortie dudit convolution-

neur pour déclencher le trajet du signal de sortie; et une section de synchronisation des portes (21) pour commander lesdites portes afin d'inverser l'état ouvert ou fermé desdites sections de porte d'entrée pour chaque période prédéterminée de temps et en même temps de mettre en circuit ladite section de porte de sortie pendant une seconde période prédéterminée de temps,autour du point dans le temps de l'inversion de la mise en circuit à la mise hors circuit desdites sections de

porte d'entrée.

2.- Dispositif de traitement de corrélation, caractérisé en ce qu'il comprend: un convolutionneur à ondes acoustiques de surface à deux voies; une première et une seconde section de porte d'entrée disposées dans les étages précédant les bornes respectives d'entrée,correspondant à une première voie dudit convolutionneur pour déclencher le trajet de signaux d'entrée et le trajet de signaux de référence, respectivement; une troisième et une quatrième section de porte d'entrée disposées dans les étages précédant les bornes respectives d'entrée,correspondant à une seconde voie dudit convolutionneur pour déclencher le trajet du signal d'entrée et le trajet du signal de référence, respectivement; une première section de porte de sortie disposée dans l'étage suivant la borne de sortie correspondant à ladite première voie; une seconde section de porte de sortie disposée -10 dans l'étage suivant une borne de sortie correspondant à ladite seconde voie; et une section de synchronisation de porte pour commander lesdites portes afin d'inverser l'état ouvert ou fermé desdites première et seconde sections de porte d'entrée pour chaque période prédéterminée de temps et en même temps inverser lesdites troisième et quatrième sections de porte d 'entrée à l'état opposé à celui desdites première et seconde opérations de déclenchement pendant ladite période prédéterminée de temps et de plus pour mettre ladite première section de porte de sortie en circuit pendant une seconde période de temps autour du point dans le temps de l'inversion de la mise en circuit et de la mise hors circuit desdites première et seconde sections de porte d'entrée ainsi que pour mettre en circuit ladite seconde section de porte de sortie pendant une troisième période de temps autour du point dans le temps de l'inversion de la mise en circuit à la mise hors circuit desdites troisième et quatrième

sections de porte d'entrée.

3.- Dispositif selon l'une quelconque des

revendications 1 ou 2, caractérisé en ce qu'il comprend

de plus un moyen générateur de signaux de référence ayant un générateur de code PN, ledit moyen étant agencé afin d'être commandé par ladite section de synchronisation

de portes.

4.- Dispositif selon l'une quelconque des

revendications 1 ou 2, caractérisé en ce que le retard

dans chaque section de porte est établi de manière à être égal à la période du code PN ou un nombre entier de fois celle-ci. 5.- Dispositif selon la revendication 1, caractérisé en ce qu'un bit du signal de données dans le signal d'entrée comprend au moins deux périodes du

code PN.

-10 6.- Dispositif selon la revendication 2, caractérisé en ce qu'il comprend de plus un moyen pour former la somme des signaux de sortie des première et seconde sections de porte de sortie et un moyen pour restaurer le signal de données dans le signal d'entrée,

en partant du signal de sortie dudit moyen.