JPH08154069A

JPH08154069A - スペクトラム拡散通信用受信機

Info

Publication number: JPH08154069A
Application number: JP6316112A
Authority: JP
Inventors: Hiromitsu Miyajima; 浩光宮嶋
Original assignee: Mitsui Mining and Smelting Co Ltd
Current assignee: Mitsui Mining and Smelting Co Ltd
Priority date: 1994-11-28
Filing date: 1994-11-28
Publication date: 1996-06-11
Also published as: US5850414A

Abstract

(57)【要約】【目的】ＳＳＣ受信機の受信エラーを防止する。【構成】復調すべきスペクトラム拡散信号の拡散に用
いられたＰＮコードとイメージ関係にあるイメージＰＮ
コードを発生するイメージＰＮコード発生回路９１を含
み、該イメージＰＮコードを用いて前記復調すべきスペ
クトラム拡散信号とイメージ関係にあるスペクトラム拡
散参照信号を作成するＳＳ参照信号発生回路９と、受信
されたスペクトラム拡散信号と前記スペクトラム拡散参
照信号との相関をとる弾性表面波デバイスとを有する逆
拡散復調回路、および該逆拡散復調回路の相関出力を検
波してコンボリューション出力を発生する検波回路１
と、該コンボリューション出力を整形する波形整形回路
７とを有する一次復調回路を具備するスペクトラム拡散
通信用受信機において、前記イメージＰＮコードの繰り
返し周期を前記コンボリューション出力に同期させる同
期回路５を設ける。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、スペクトラム拡散変調
して送信された信号を受信して逆拡散復調するスペクト
ラム拡散通信用受信機に関する。

【０００２】

【従来の技術】いわゆるスペクトラム拡散通信（ＳＳ
Ｃ）方式は、拡散符号（ＰＮコード）を用いて伝送信号
の周波数スペクトルを広くして通信する方式であり、単
位周波数当たりの送信電力密度が極めて少なくて済み、
秘話、秘匿および耐妨害性に優れている。スペクトラム
拡散通信において、送信機（ＳＳＣ送信機）側では、例
えば送信すべきディジタルデータ（送信データ）を先ず
一次変調した後、ＰＮ（疑似雑音）コードを用いて広い
周波数帯に拡散（すなわち拡散変調）して送信する。こ
の拡散変調を二次変調とも呼ぶ。一次変調の変調方式と
しては、ＦＳＫ変調、ＣＳＫ変調、ＭＳＫ変調またはＤ
ＰＳＫ変調等が用いられる。

【０００３】受信機（ＳＳＣ受信機）側においては、送
信機側のＰＮコードとイメージ関係にあるＰＮコード
（イメージＰＮコード）を作成し、このイメージＰＮコ
ードを用いて送信機側のスペクトラム拡散信号とイメー
ジ関係にある拡散信号（以下、ＳＳ参照信号という）を
作成し、そのＳＳ参照信号と受信信号との相関をとっ
て、相関ピークの列を得る。これを、二次復調あるいは
逆拡散復調と呼ぶ。相関をとる相関器としては、例えば
ＳＡＷ（弾性表面波）コンボルバやマッチドフィルタな
どのＳＡＷデバイスを用いることができる。次に、相関
ピーク列を検波および波形整形して送信データを復調す
る。これを、一次復調と呼ぶ。一次復調の検波方式とし
ては、例えばエンベロープ検波方式、遅延検波方式およ
び同期検波方式等を採用することができる。

【０００４】図１１および図１２は、それぞれＳＳＣ送
信機およびＳＳＣ受信機の各部の波形の一例を示す。図
１１において、（ａ）はデータ速度１０２Ｋｂｐｓの送
信データ波形、（ｂ）は送信データ（ａ）のＨレベルと
Ｌレベルの搬送波をそれぞれ２００ＭＨｚと１９９．９
ＭＨｚとするＦＳＫ変調を施した一次変調波形、（ｃ）
は１３Ｍｃｐｓ（ｃｈｉｐｓｐｅｒｓｅｃｏｎ
ｄ）、１２７チップ長のＰＮコード、（ｄ）は一次変調
波形（ｂ）をＰＮコード（ｃ）で拡散変調（ＳＳ変調）
した波形である。データ（ａ）とＰＮコード（ｃ）とは
同期させてあり、送信データ１ビットのパルス幅がＰＮ
コード１周期（Ｔ＝１２７／１３≒１０μＳ）に対応し
ている。すなわち、この送信データの通信速度は１３０
０Ｋｃｐｓ／１２７＝１０２Ｋｂｐｓである。図１２に
おいて、（ａ）はＳＡＷコンボルバユニットへの入力波
形、（ｂ）はコンボリューション波形（相関器出力波
形）、（ｃ）は復調（コンボリューション出力）波形で
ある。コンボリューション出力は、通常、図１２（ｃ）
に示されるように、ＰＮコードの１周期Ｔにつき３つの
パルスがＴ／２の間隔で発生する。

【０００５】

【発明が解決しようとする課題】ところで、上述した従
来のＳＳＣ受信機においては、図１３に示すように、コ
ンボリューション出力波形のパルスレベルやパルス発生
タイミングが徐々に変化し、終には送信されたはずのビ
ットが欠落したり、送信されないはずのビットが検出さ
れてビットエラーを生じる場合があるという問題があっ
た。特に、通信速度を高速化するため、図１１および図
１２に示すように、送信データ１ビットのパルス幅をＰ
Ｎコード１周期に対応させている場合はこのようなビッ
トエラーは影響が大きい。

【０００６】また、コンボリューション出力波形は、上
述したように各コンボリューション出力パルスのレベル
や発生タイミングが経時的に変化する他、受信信号の強
弱によっても変化する。例えば、ＰＮコードの１周期当
たり３個のコンボリューション出力は、発生タイミング
が変化しないとすれば、図１２（ｃ）に示されるよう
に、通常、真ん中の１つだけレベル（高さ）が高く、両
側の２つは低い。しかし、受信信号がある程度以上強い
と、３個のパルスは、全てがほぼ同程度のレベル（高
さ）となる。波形整形は、所定のレベルを超えるパルス
を検出して行なうため、検出されるパルスの数が異なる
と、従来のＳＳＣ受信機では送信データが同じであって
も、波形整形された出力波形が異なり、送信データが正
しく復調されないという問題があった。

【０００７】本発明は、上述の問題点に鑑みてなされた
もので、受信エラーの少ないＳＳＣ受信機を提供するこ
とを目的とする。

【０００８】

【課題を解決するための手段】前記の目的を達成するた
め本発明の第１の局面では、復調すべきスペクトラム拡
散信号の拡散に用いられたＰＮコードとイメージ関係に
あるイメージＰＮコードを発生するイメージＰＮコード
発生回路と、該イメージＰＮコードを用いて前記復調す
べきスペクトラム拡散信号とイメージ関係にあるスペク
トラム拡散参照信号を作成するＳＳ参照信号発生回路
と、受信されたスペクトラム拡散信号と前記スペクトラ
ム拡散参照信号との相関をとる弾性表面波デバイスとを
有する逆拡散復調回路、および該逆拡散復調回路の相関
出力を検波してコンボリューション出力を発生する検波
回路と、該コンボリューション出力を整形する波形整形
回路とを有する一次復調回路を具備するスペクトラム拡
散通信用受信機において、前記イメージＰＮコードの繰
り返し周期を前記コンボリューション出力に同期させる
同期回路を設けたことを特徴とする。

【０００９】また、本発明の第１の局面では、復調すべ
きスペクトラム拡散信号とイメージ関係にあるスペクト
ラム拡散参照信号を作成するＳＳ参照信号発生回路と、
受信されたスペクトラム拡散信号と前記スペクトラム拡
散参照信号との相関をとる弾性表面波デバイスとを有す
る逆拡散復調回路、および該逆拡散復調回路の相関出力
を検波してコンボリューション出力を発生する検波回路
と、該コンボリューション出力を整形して送信元のディ
ジタルデータを再生する波形整形回路とを有する一次復
調回路を具備するスペクトラム拡散通信用受信機におい
て、前記送信元ディジタルデータの１ビットのパルス幅
は、前記送信元のＰＮコードの繰り返し周期をＴ、Ｎを
１以上の整数として、実質的にＮＴであり、前記波形整
形回路は、前記検波回路から所定のレベルを超えるコン
ボリューション出力が送出されるごとにそれを幅Ｔ／２
のパルスに変換するコンボリューション出力検出回路
と、該検出回路の出力をＴ／２ごとの所定のタイミング
で取り込みおよびシフトするシフトレジスタと、該シフ
トレジスタの単数または複数のステージを選択し、選択
されたステージの出力の論理和出力を発生する選択回路
と、該選択回路の出力を前記ＮＴごとに、かつ前記シフ
トのタイミングに対し、０＜τ＜Ｔ／２なる時間τだけ
遅延したタイミングでラッチするラッチ回路とを具備す
ることを特徴とする。本発明の好ましい実施例におい
て、前記シフトレジスタは２Ｎ段のステージを有し、前
記検出回路はコンボリューション出力を検出するための
閾値を該コンボリューション出力のレベルに応じて変化
させ、前記選択回路は、前記閾値が所定値より大であれ
ば所定の１つのステージを選択し、小であれば前記シフ
トレジスタの全ステージを選択しそれらの出力の論理和
を出力する。

【００１０】

【作用】コンボリューション出力波形が変化するのは、
送信側のＰＮコードと受信側のイメージＰＮコードの符
号速度が僅かに異なり、双方のＰＮコードの位相関係が
徐々に変化することが原因と推測される。本発明の第１
の局面では、ＳＳＣ受信機内で作成されるイメージＰＮ
コードの繰り返し周期を前記コンボリューション出力の
発生タイミングに同期させている。これにより、送信側
のＰＮコードと受信側のイメージＰＮコードを同期させ
ることができ、コンボリューション出力波形のパルス発
生タイミングおよび各パルスのレベルの経時的な変動を
防止することができる。

【００１１】本発明の第２の局面では、コンボリューシ
ョン出力の３つのパルスのうち中央のパルスを前または
後ろのパルスの少なくとも一方と弁別し、弁別したパル
スを幅Ｔ／２に整形し、これをシフトレジスタでＴ／２
ずつ遅延させ、シフトレジスタの適宜のステージの信号
を合成する。これにより、不足のデータが補充され、ビ
ットの欠落を防止することができる。さらに、前記合成
信号をシフトのタイミングより僅かにずれたタイミング
で送信データの１ビットごとにラッチする。これによ
り、送信データの各ビットに対応する復調信号が得られ
る。なお、受信信号レベルがそれ程高くない場合は、コ
ンボリューション出力の３つのパルスのうち中央のパル
スを前または後ろのパルス少なくとも一方とレベル的に
弁別できるので、シフトレジスタによる遅延量をＮＴ／
２にすれば、Ｌレベルのビットでは少なくともＴ／２の
Ｌレベル部分が生じる。したがって、これを前記のタイ
ミングでラッチすれば、Ｌレベルがラッチされ、Ｌレベ
ルであるものがＨレベルとして誤検出される心配はな
い。

【００１２】

【実施例】以下、図面を用いて本発明の実施例を説明す
る。

【００１３】図１および図２は、本発明の一実施例に係
るＳＳＣ受信機のブロック回路図である。図３および図
４は図１および図２のＳＳＣ受信機における各部の波形
である。図３および図４の各波形に付した符号は図１お
よび図２に示した符号に対応している。

【００１４】図１において、受信部１は図１１（ｄ）お
よび図１２（ａ）に示される信号を送受信する従来のＳ
ＳＣ受信機の受信部と同様のもので、アンテナ２を介し
て不図示の送信機から送信された２．４ＧＨｚ帯のスペ
クトラム拡散（ＳＳ）信号を受信し、それを２００ＭＨ
ｚ帯に周波数変換し、この周波数変換した受信信号（図
１２（ａ））とこの受信信号とイメージ関係にあるＳＳ
参照信号との相関をとり、さらにこの相関出力（図１２
（ｂ））を遅延検波して図１２（ｃ）および図３（ａ）
に示されるような復調波形（コンボリューション出力）
を送出する。このコンボリューション出力ａは、コンパ
レータリファレンス信号発生回路３、コンパレータ４、
および本発明の特徴とする波形整形回路７を構成するピ
ークホールド回路７７に供給される。

【００１５】コンパレータリファレンス信号発生回路３
は、前記コンボリューション出力ａを包絡線検波し分圧
してリファレンス信号ｂを作成する。コンパレータ４
は、前記コンボリューション出力ａがリファレンス信号
ｂを超える期間、正となる出力ｃを発生する。コンパレ
ータ４の出力ｃは、本発明の特徴とする同期回路５を構
成するモノマルチ５１、および前記波形整形回路７を構
成するモノマルチ７１に入力され、それぞれＴ／２＝１
２７／２６≒５μＳ以内で十分な幅のパルスｄ，ｅとな
るように整形される。

【００１６】同期回路５において、クロック発生回路５
２は、送信側ＰＮコードの周波数１３Ｍｃｐｓの２倍の
周波数である２６ＭＨｚのクロックを発生する。この２
６ＭＨｚクロックはエッジ検出回路５３、１２７ビット
カウンタ５４、シフトレジスタ５８、およびＳＳ参照信
号発生回路９を構成するトグル回路９１に供給される。

【００１７】ＳＳ参照信号発生回路９において、２６Ｍ
Ｈｚクロックはトグル回路９１で１／２に分周され、送
信側ＰＮコード発生用のクロックと名目上同一周波数で
ある１３ＭＨｚのクロックとしてその送信側ＰＮコード
とイメージ関係にあるイメージＰＮコードを発生するた
めのＰＮコード発生回路９２に供給される。なお、ＳＳ
参照信号発生回路９の一部は受信部１内に設けられてい
る。

【００１８】同期回路５において、エッジ検出回路５３
は、モノマルチ５１の出力ｄの前縁で２６ＭＨｚのクロ
ック１周期の幅を有するＬレベルパルス（負パルス）ｆ
を出力し、これをＡＮＤ回路５５の一方の入力端子に供
給する。カウンタ５４は、２６ＭＨｚのクロックを計数
するもので、クロック１２７個を計数するごとに、すな
わちＴ／２ごとに２６ＭＨｚのクロック１周期の幅を有
する負パルスからなるキャリア信号ＲＣ１を出力する。
また、クロック６４個を計数した後初期化されるまでそ
のＭＳＢがＨレベルとなる。カウンタ５４のキャリア信
号ＲＣ１はＡＮＤ回路５５の他方の入力端子に入力され
る。カウンタ５４のＭＳＢ信号は、トグル回路５６に供
給される他、周期Ｔ／２、すなわち周波数Ｆ＝２６００
０／１２７≒２０４ＫＨｚのクロックとして、前記波形
整形回路７を構成するカウンタ７３、７４および７６、
ラッチ回路７９ならびにシフトレジスタ８０および８７
に供給される。

【００１９】ＡＮＤ回路５５は、ここでは負論理ＯＲ回
路として用いられており、負パルスｆおよびＲＣ１の少
なくとも一方が入力する度に負パルス出力ｈを発生す
る。この負パルス出力ｈはカウンタ５４に初期化（カウ
ンタロード）信号として供給される。したがって、２６
ＭＨｚクロックの周波数が送信側ＰＮコードのクロック
周波数の２倍より低く、カウンタ５４が２６ＭＨｚクロ
ックの１２７個を計数する前であっても、コンボリュー
ション出力ａが検出されると、カウンタ５４は初期化さ
れる。ＡＮＤ回路５５の負パルス出力ｈはさらに、ＯＲ
回路５７の一方の入力端子に入力される。トグル回路５
６は、カウンタ５４のＭＳＢ信号を１／２に分周しＭＳ
Ｂ信号の２倍の周期Ｔ＝１２７／１３≒１０μＳ（周波
数約１０２ＫＨｚ）を有する信号ｇを発生する。信号ｇ
はＯＲ回路５７の他方の入力端子、および前記波形整形
回路７を構成するラッチ７２に入力される。

【００２０】ＯＲ回路５７は、ここでは負論理ＡＮＤ回
路として用いられており、ＡＮＤ回路５５の負パルス出
力ｈのうち、トグル回路５６の出力がＬレベルのときの
ものだけを出力する。これにより、Ｔ／２の周期で出力
されるカウンタ５４のキャリア出力ＲＣ１およびコンボ
リューション出力のうち、周期Ｔごとの出力がＯＲ回路
５７の出力ｉとして取り出される。出力ｉは、それを２
６ＭＨｚクロックの１周期だけ遅延させるシフトレジス
タ５８と、シフトレジスタ５８の遅延出力ｊと前記出力
ｉとを負論理ＯＲ演算するＡＮＤ回路５９とでパルス幅
を２６ＭＨｚクロックの周期だけ長い負パルスｋに変換
され、前記ＳＳ参照信号発生回路９を構成するＰＮコー
ド発生回路９２に初期化（ＰＮコード初期値ロード）信
号として供給される。

【００２１】以上のようにして、ＰＮコード発生回路９
２のクロック周期が送信側ＰＮコードのクロック周期よ
り長い場合はＰＮコード発生回路９２がコンボリューシ
ョン出力ａの発生位相が次第に前へずれることにより、
１２７チップ長のＰＮコードを発生する前にコンボリュ
ーション出力ａが検出されるようになり、ＰＮコード発
生回路９２は１２７チップのＰＮコードを発生すること
なく、例えば１２６チップのＰＮコードを発生した時点
で初期化される。一方、ＰＮコード発生回路９２のクロ
ック周期の方が短い場合はカウンタ５４のキャリア信号
ＲＣ１が発生した後コンボリューション出力ａが検出さ
れるようになり、初期化信号の周期が延びてＰＮコード
発生回路９２の初期化が遅延されたり、カウンタ５４の
キャリア信号ＲＣ１で初期化された後にコンボリューシ
ョン出力ａが検出されると、ＰＮコード発生回路９２は
初期化されたばかりの時点で再度初期化される。このよ
うにしてＰＮコード発生回路９２のイメージＰＮコード
出力Ｌの繰り返し周期は、受信部１のコンボリューショ
ン出力ａに同期させられる。

【００２２】なお、上述においては、送信データの１ビ
ットに送信側ＰＮコードの１繰り返し周期が対応する場
合について説明したが、上述の構成は送信データの１ビ
ットに送信側ＰＮコードの繰り返し周期の複数個を対応
させた場合にも共通に用いることができる。

【００２３】図４および図５は、送信データの１ビット
に送信側ＰＮコードの２繰り返し周期を対応させた場合
（データ速度：５１Ｋｂｐｓの場合）の主に波形整形回
路７の各部の波形を示す。図６は送信データの１ビット
に送信側ＰＮコードの１繰り返し周期を対応させた場合
（データ速度：１０２Ｋｂｐｓの場合）の図５と同様の
各部の波形を示す。図５および図６において、実線は弱
信号受信時、破線は強信号受信時の波形を示す。

【００２４】次に、図４〜図６を参照しながら、図１お
よび図２に示す受信機の波形整形回路７の構成および動
作を、送信データの１ビットに送信側ＰＮコードのＮ繰
り返し周期（但し、Ｎは１以上の整数）を対応させた場
合について説明する。

【００２５】ラッチ回路７２は、前記同期回路５のトグ
ル回路５６から出力される１０２ＫＨｚのクロックｇの
立ち上がりでモノマルチ７１の出力ｅをラッチする。す
なわち、ラッチ回路７２の出力ｍは、周期Ｔごとに更新
される。クロックｇの立ち上がりは、通常、コンボリュ
ーション出力ａのピーク位置と略Ｔ／４ずれている。カ
ウンタ７３は、ラッチ回路７２の出力ｍがＨレベルであ
る間、前記同期回路５のカウンタ５４のＭＳＢ信号であ
る約２０４ＫＨｚのクロックＭＳＢを計数するカウンタ
で、クロックＭＳＢを２Ｎ個計数するごとに幅Ｔ／２の
負パルスであるキャリア出力ＲＣ２を発生する。キャリ
ア出力ＲＣ２は、ＯＲ回路７５の第１の入力端子に入力
される。エッジ検出回路７４は、ラッチ回路７２の出力
ｍの後縁を検出してクロックＭＳＢの１周期分の幅を有
する負パルスｎを出力し、これをＯＲ回路７５の第２の
入力端子に供給する。

【００２６】ＯＲ回路７５は、ここでは負論理ＡＮＤ回
路として用いられており、カウンタ７３とエッジ検出回
路７４の双方が負パルスを発生し、かつ後述するリファ
レンス値Ｖ_Rが所定レベル以上であるとき出力ｐをＬレ
ベルとする。このＬレベル出力ｐはカウンタ７６に初期
化（ロード）信号として供給される。カウンタ７６は初
期値を２Ｎ−１に設定（ロード）され、その後クロック
ＭＳＢを２Ｎ個まで繰り返し計数するカウンタで、その
出力として周期ＮＴのクロックｑをラッチ回路８９に供
給している。クロックｑはコンボリューション出力ａに
同期するとともに、クロックｇにも同期するため、その
立ち上がりは、通常、クロックｇと同様にコンボリュー
ション出力ａのピーク位置と略Ｔ／４ずれている。

【００２７】ピークホールド回路７７は、Ａ／Ｄ変換器
７８の変換処理時間（サンプリング時間τ_SP＜＜Ｎ／
２）で決まる所定の周期ごとにその時の瞬時電圧をホー
ルドし、Ａ／Ｄ変換器７８は、ホールドされた電圧をデ
ィジタルデータＶに変換する。ラッチ回路７９は、Ａ／
Ｄ変換器７８の出力データＶをクロックＭＳＢの立ち上
がりでラッチする。このラッチデータＶ_N は、シフトレ
ジスタ８０、演算器８１、加算器８２およびホールド回
路８３に供給される。

【００２８】シフトレジスタ８０は、ラッチ回路７９か
らのラッチデータＶ_N をクロックＭＳＢの１周期Ｔ／２
遅延させた後、比較器８６の一方の端子に入力する。こ
れは、以下の演算器８１〜比較リファレンス値設定回路
８５により比較リファレンス値Ｖ_Rが演算されるまでの
間、ラッチデータＶ_Nが比較器８６に行かないようにす
るためである。

【００２９】演算器８１は、ラッチ回路７９からのラッ
チデータＶ_N をＫ₁ で除算し、その除算出力Ｖ_N ／Ｋ₁
を加算器８２の一方の端子に入力する。加算器８２は、
ラッチ回路７９からのラッチデータＶ_N と演算器８１の
除算出力Ｖ_N ／Ｋ₁ とを加算し、その加算出力Ｖ_N （Ｋ
₁ ＋１）／Ｋ₁ を比較器８４の一方の端子に入力する。
比較器８４は、この加算出力Ｖ_N （Ｋ₁ ＋１）／Ｋ₁ と
ホールド回路８３のホールドデータＶ_P （初期値は０）
とを比較し、加算出力Ｖ_N （Ｋ₁ ＋１）／Ｋ₁の方が大
きいとき出力Ｃ１を発生する。

【００３０】ホールド回路８３は、比較器８４が出力Ｃ
１を発生しており、かつクロックＭＳＢとクロックｇの
どちらか一方のみが立ち上がったときラッチ回路７９か
らのラッチデータＶ_N をホールドする。すなわち、ホー
ルド回路８３のホールドデータＶ_P は、ラッチ回路７９
に新たにラッチされたデータＶ_N のＫ₁ ／（Ｋ₁ ＋１）
がホールドデータＶ_P より大きいとき新たなラッチデー
タＶ_N に更新される。Ｅｘ−ＯＲ回路９０は、コンボリ
ューション出力ａの１周期Ｔ当り３個のパルスのうち真
ん中のパルスのみをホールドする目的で設けられてい
る。Ｋ₁ は例えばＫ₁ ＝２に設定される。なお、本実施
例ではＫ₁を１／２、１、２および４の中から選択出来
るようになっている。比較リファレンス値設定回路８５
は、ホールド回路８３のホールドデータ出力Ｖ_P の１／
Ｋ₂ 倍をリファレンス値Ｖ_R として出力する。これによ
り、コンボリューション出力ａのピーク値が変動しても
そのピーク値に応じた適切なリファレンス値Ｖ_R ＝Ｖ_P
／Ｋ₂ が決定される。このリファレンス値Ｖ_R は比較器
８６の他方の端子に入力される。Ｋ₂ は例えば４／３に
設定される。比較リファレンス値設定回路８５は、さら
に受信信号の強弱を表わす強／弱判定信号ＰＷＬおよび
ＰＬを発生する。これらの強／弱判定信号ＰＷＬおよび
ＰＬとしては例えば回路８５の出力のＭＳＢまたはＭＳ
Ｂと次のビットのＯＲ出力等が用いられる。信号ＰＷＬ
は後述する選択回路８８に入力され、信号ＰＬは前述し
たＯＲ回路７５に入力される。

【００３１】比較器８６は、ラッチ回路７９のラッチデ
ータＶ_N と比較リファレンス値設定回路８５のリファレ
ンス値Ｖ_R とを比較し、ラッチデータＶ_N がリファレン
ス値Ｖ_R を超える間の出力をＨレベルにする。シフトレ
ジスタ８７は、１ビット／（２Ｎ＋１）ステージのシフ
トレジスタで、比較器８６の出力ｓ（＝ｓ₀ ）をクロッ
クＭＳＢの立ち上がりで取り込んで順次シフトする。図
５のｓ₀ 〜ｓ₄ はＮ＝２の場合のシフトレジスタ８７の
各ステージの出力を示す。各ステージの出力は、１ステ
ージごとにクロックＭＳＢの１周期Ｔ／２ずつ遅延して
出力される。信号選択回路８８は、シフトレジスタ８７
の各ステージの出力ｓ₀ 〜ｓ_2Nを入力されるとともに、
比較リファレンス値設定回路８５から強／弱判定信号Ｐ
ＷＬを入力され、信号ＰＷＬがＨレベル（強信号受信
時）であれば第（Ｎ＋１）ステージの出力ｓ_N をそのま
まラッチ回路８９に出力する。一方、信号ＰＷＬがＬレ
ベル（弱信号受信時）であれば全ステージの出力ｓ₀ 〜
ｓ_2Nの論理和ｔをラッチ回路８９に出力する。図７は、
データ速度が５１Ｋｂｐｓ（Ｎ＝２）の場合の信号選択
回路８８の詳細を示す。図８〜図１０は、それぞれデー
タ速度が１０２Ｋｂｐｓ（Ｎ＝１）、２５．５Ｋｂｐｓ
（Ｎ＝４）および１２．７５Ｋｂｐｓ（Ｎ＝８）の場合
の信号選択回路８８の詳細を示す。

【００３２】ラッチ回路８９は、カウンタ７６から出力
される、周期がＮＴで、立ち上がりがコンボリューショ
ン出力ａのピーク位置から略Ｔ／４遅延したクロックｑ
の立ち上がりで信号選択回路８８の出力ｔをラッチす
る。このラッチ出力ｒが図１および図２の受信機の一次
復調出力（再生データ出力）となる。ラッチ出力ｒは、
図５に示すように、弱信号受信時（ＰＷＬ＝Ｌレベル）
に出力ｓ₀ 〜ｓ₄ の論理和ｔをクロックｑでラッチした
場合も、強信号受信時（ＰＷＬ＝Ｈレベル）に出力ｔ’
（＝ｓ₂ ）をクロックｑでラッチした場合も同じ波形
（出力ｒ）となる。データ速度が５１Ｋｂｐｓ（Ｎ＝
２）の場合、Ｈレベルのデータを受信したときのコンボ
リューション出力ａが図５のａに示すように最初と最後
の２つのパルスの高さが中間のパルスと明らかに弁別で
きるような弱信号受信時、コンボリューション出力ａを
周期Ｔ／２のクロックＭＳＢでラッチすると、Ｌレベル
１ビットの送信データ受信時はＬレベルが５回連続して
ラッチされる（出力ｓ₀ 参照）。また、送信データが２
ビット連続のＬレベルであればラッチ出力ｓ₀ はＬレベ
ルが９回連続し、送信データが３ビットて連続のＬレベ
ルであればラッチ出力ｓ₀のＬレベルは１３回連続す
る。したがって、送信データのＬレベルが１ビットであ
っても、ラッチ出力ｓ₀ のＬレベルは５回なので、ラッ
チ出力ｓ₀ を４回までシフトさせて全ステージの出力の
論理和をとってもＬレベルデータにＨレベルデータが完
全に重なることはない。したがって、論理和出力ｔをク
ロックｑの立ち上がりでラッチすることにより、送信デ
ータを完全に復調することができる。同様に、データ速
度が１０２Ｋｂｐｓ（Ｎ＝１）、２５．５Ｋｂｐｓ（Ｎ
＝４）および１２．７５Ｋｂｐｓ（Ｎ＝８）の場合の最
大シフト回数は、それぞれ２、８および１６回である。
すなわち、一般的には、最大シフト回数は２Ｎ回とする
ことができる。

【００３３】

【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
スペクトラム拡散通信用受信機において、イメージＰＮ
コードの周期をコンボリューション出力と同期させるよ
うにしたため、ピーク位置やピーク値の経時的な変動を
防止することができ、このような変動による受信エラー
を防止することができる。また、コンボリューション出
力をＴ／２周期でラッチし、これをＴ／２周期でＮＴま
でシフトし、シフトした各ステージの信号から適宜のも
のを合成し、その合成信号を周期ＮＴで前記シフトタイ
ミングより０＜τ＜Ｔ／２なる時間τだけ遅延したタイ
ミングでラッチすることにより、前記コンボリューショ
ン出力の一部のピークが欠如した場合も送信信号を正確
に復調することができ、受信エラーを防止することがで
きる。

【図面の簡単な説明】

【図１〜２】本発明の一実施例に係るＳＳＣ受信機の
ブロック図である。

【図３〜６】図１〜２の受信機における各部の信号波
形図である。

【図７〜１０】図２における信号選択回路のより詳細
な回路図である。

【図１１〜１３】従来のＳＳＣ送受信機の各部の信号
波形図である。

【符号の説明】１：受信部、２：アンテナ、３：コンパレータリファレ
ンス信号発生回路、４：コンパレータ、５：同期回路、
５１：モノマルチ、５２：クロック発生回路、５３：エ
ッジ検出回路、５４：１２７ビットカウンタ、５５：Ａ
ＮＤ回路、５６：トグル回路、５７：ＯＲ回路、５８：
シフトレジスタ、５９：ＡＮＤ回路、７：波形整形回
路、７１：モノマルチ、７２：ラッチ回路、７３：カウ
ンタ、７４：エッジ検出回路、７５：ＯＲ回路、７６：
カウンタ、７７：ピークホールド回路、７８：Ａ／Ｄ変
換器、７９：ラッチ回路、８０：シフトレジスタ、８
１：演算器、８２：加算器、８３：ホールド回路、８
４：比較器、８５：比較リファレンス値設定回路、８
６：比較器、８７：シフトレジスタ、８８：信号選択回
路、８９：ラッチ回路、９０：Ｅｘ−ＯＲ回路、９：Ｓ
Ｓ参照信号発生回路、９１：トグル回路、９２：ＰＮコ
ード発生回路。

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】復調すべきスペクトラム拡散信号の拡散
に用いられたＰＮコードとイメージ関係にあるイメージ
ＰＮコードを発生するイメージＰＮコード発生回路と、
該イメージＰＮコードを用いて前記復調すべきスペクト
ラム拡散信号とイメージ関係にあるスペクトラム拡散参
照信号を作成するＳＳ参照信号発生回路と、受信された
スペクトラム拡散信号と前記スペクトラム拡散参照信号
との相関をとる弾性表面波デバイスとを有する逆拡散復
調回路、および該逆拡散復調回路の相関出力を検波して
コンボリューション出力を発生する検波回路と、該コン
ボリューション出力を整形する波形整形回路とを有する
一次復調回路を具備するスペクトラム拡散通信用受信機
において、前記イメージＰＮコードの繰り返し周期を前記コンボリ
ューション出力に同期させる同期回路を設けたことを特
徴とするスペクトラム拡散通信用受信機。
【請求項２】復調すべきスペクトラム拡散信号とイメ
ージ関係にあるスペクトラム拡散参照信号を作成するＳ
Ｓ参照信号発生回路と、受信されたスペクトラム拡散信
号と前記スペクトラム拡散参照信号との相関をとる弾性
表面波デバイスとを有する逆拡散復調回路、および該逆
拡散復調回路の相関出力を検波してコンボリューション
出力を発生する検波回路と、該コンボリューション出力
を整形して送信元のディジタルデータを再生する波形整
形回路とを有する一次復調回路を具備するスペクトラム
拡散通信用受信機において、前記送信元ディジタルデータの１ビットのパルス幅は、
前記送信元のＰＮコードの繰り返し周期をＴ、Ｎを１以
上の整数として、実質的にＮＴであり、前記波形整形回
路は、前記検波回路から所定のレベルを超えるコンボリ
ューション出力が送出されるごとにそれを幅Ｔ／２のパ
ルスに変換するコンボリューション出力検出回路と、該
検出回路の出力をＴ／２ごとの所定のタイミングで取り
込みおよびシフトするシフトレジスタと、該シフトレジ
スタの単数または複数のステージを選択し、選択された
ステージの出力の論理和出力を発生する選択回路と、該
選択回路の出力を前記ＮＴの周期で、かつ前記シフトの
タイミングに対して０＜τ＜Ｔ／２なる時間τだけ遅延
したタイミングでラッチするラッチ回路とを具備するこ
とを特徴とするスペクトラム拡散通信用受信機。
【請求項３】前記シフトレジスタは２Ｎ段のステージ
を有し、前記検出回路はコンボリューション出力を検出
するための閾値を該コンボリューション出力のレベルに
応じて変化させ、前記選択回路は、前記閾値が所定値よ
り大であれば所定の１つのステージを選択してそのステ
ージの出力を出力し、小であれば前記シフトレジスタの
全ステージを選択してそれらの論理和を出力するもので
ある請求項２記載の受信機。