NL8800490A - Ontvanger van een stelsel voor het met gegeven baudsnelheid overdragen van datasymbolen. - Google Patents

Description

*- PHE 88.002 t AT & T en Philips Telecommunicatiebedrijven B.v.

"Ontvanger van een stelsel voor het roet gegeven baudsnelheid overdragen van datasyrobolen."

De uitvinding heeft betrekking op een ontvanger van een stelsel voor het roet gegeven baudsnelheid 1/T overdragen van data-symbolen, welke ontvanger is voorzien van een met de baudsnelheid 1/T werkzame syrobooldetector; van middelen voor het optimaal voor symbool-5 detectie conditioneren van de ontvangen datasyrobolen; van middelen om uit het geconditioneerde signaal een foutsignaal af te leiden dat representatief is voor een faseverschil tussen een bij de ontvangen datasyrobolen behorend baudfrequent kloksignaal en een lokaal opgewekt baudfrequent kloksignaal voor de symbooldetector; en van faseregel-10 roiddelen voor het stapsgewijs verkleinen van dit faseverschil in responsie op het foutsignaal.

Een datatransroissiestelsel met een dergelijke ontvanger is bekend uit het Amerikaanse octrooischrift 4.494.242. In de bekende ontvanger worden de ontvangen datasyrobolen met de baudsnelheid 15 bemonsterd. Zoals in dit octrooischrift is aangegeven, heeft een dergelijke bemonstering onder meer als voordeel dat de benodigde apparatuur aanzienlijk eenvoudiger kan zijn dan bij bemonstering met de hogere Nyquist-snelheid.

Bij bemonstering in de ontvanger van een datatransmissie-20 stelsel is het essentieel dat de voor bemonstering gebruikte klok-signalen in de ontvanger steeds in fase zijn met de kloksignalen die behoren bij het overgedragen en ontvangen signaal. Om de onvermijdelijke faseverschillen tussen deze kloksignalen tegen te gaan dient het kloksignaal in de ontvanger voortdurend te worden bijgeregeld.

25 De faseregeling in de bekende ontvanger is gebaseerd op het ervaringsfeit dat de vorm en grootte van de precursor van een ontvangen datasymbool vrijwel alleen van de filters in zender en ontvanger afhangen en praktisch onafhankelijk zijn van de eigenschappen van de transmissielijn tussen zender en ontvanger en dus voor een 30 bepaald transmissiestelsel een tevoren bekend verloop bezit. Door nu een fractie van de momentele waarde van het ontvangen signaal te vergelijken met het precursorgedeelte van dat signaal op het vorige bemonstertijd- .8800490 Η 4 PHE 88.002 2 stip, kan informatie worden afgeleid omtrent de faseverschuiving tussen het feitelijke detectietijdstip en het gewenste detectietijdstip, welke informatie bij de bekende inrichting benut wordt om de fase bij te regelen.

5 Om fouten in de symbooldetectie te voorkomen is het gewenst dat de fase nauwkeurig kan worden bijgeregeld. Dit laatste vereist voldoende kleine fasestappen bij de faseregeling en daartoe dient gebruik gemaakt te worden van een hoge interne klokfrequentie in de ontvanger.

10 De eisen die gesteld worden aan de nauwkeurigheid van de faseregeling zijn nog hoger indien sprake is van vol-duplex datatransmissie over één aderpaar. Bij vol-duplex datatransmissie wordt, zoals bekend, gebruik gemaakt van een compensatiesignaal dat verkregen wordt door middel van echocompensatie (EC) al of niet in combinatie met 15 een beslissingsterugkoppelegalisatie (DFE). Een relatief kleine fasestap kan daarbij reeds leiden tot een aanzienlijke bijregeling van de adaptieve inrichtingen die dit compensatiesignaal leveren, welke bijregeling enkele honderden symboolintervallen kan duren, zodat de kans op fouten in de symbooldetectie aanzienlijk toeneemt. Dit is in het 20 bijzonder een probleem wanneer onder invloed van de faseregeling de fase in kleine stappen rond de optimale eindwaarde blijft fluctueren en wanneer een dergelijke kleine stap een verandering van de respectieve coëfficiëntwaarden in de echocompensator (EC) en de beslissings-teruggekoppelde egalisator (DFE) veroorzaakt.

25 Door een voldoend hoge klokfrequentie te kiezen met als resultaat de mogelijkheid om zeer kleine fasestappen te maken, kan dit probleem worden ondervangen. Hierbij dient echter gebruik te worden gemaakt van een relatief kostbare kloksignaalregenerator. Bovendien zijn te hoge klokfrequenties in verband met de maximale verwerkingssnelheid 30 van digitale componenten in de ontvanger ongewenst, terwijl bij deze hoge frequenties ook nog ontoelaatbaar hoge dissipaties kunnen optreden.

In het artikel "A long reach digital subscriber loop transceiver" van P.F. Adams e.a. in British Telecommunication Technology Journal, Vol. 5, No. 1, januari 1987, pp. 25-31 is een andere oplossing 35 beschreven, waarbij een echocompensator wordt toegepast die is voorzien van middelen om de benodigde afwijking van het echocompensatiesignaal in geval van een fasestap te schatten. Ook volgens dit artikel wordt de .8800490 to* PHE 88.002 3 fase-afwijking geschat met gebruikmaking van het feit dat de precursor-waarde vrijwel onafhankelijk is van de transmissielijn. De waarde van de precursor wordt daarbij echter geschat door de waarde van het signaal-monster nabij de piek van het ontvangen datasymbool te verminderen met 5 een constant aantal malen de waarde van het signaalmonster dat T seconden eerder werd bepaald. Ook een dergelijke echocompensator is ingewikkeld en kostbaar en wordt dus bij voorkeur niet toegepast,

De uitvinding beoogt een ontvanger van de in de aanhef omschreven soort te verschaffen die een eenvoudige en weinig kostbare 10 oplossing biedt voor het in het voorgaande geschetste probleem van de faseregeling van het kloksignaal.

De ontvanger volgens de uitvinding heeft daartoe het kenmerk dat de ontvanger is voorzien van middelen om te bepalen of de over een tevoren bepaald aantal symboolintervallen gemiddelde waarde van 15 het foutsignaal zich bevindt in een zone waarvan de grenzen bepaald zijn door een eerste gegeven fractie van het niveau van het geconditioneerde signaal op het symbooldetectietijdstip, en van middelen voor het blokkeren van de faseregelmiddelen indien genoemde gemiddelde waarde van het foutsignaal zich in genoemde zone bevindt, alsmede voor het 20 deblokkeren van de faseregelmiddelen indien de gemiddelde foutsignaal-waarde in de geblokkeerde toestand aan een tevoren bepaald criterium voldoet.

De uitvinding berust op het inzicht dat het ongewenst is de fase van het lokale kloksignaal rond het optimale detectietijdstip te 25 blijven regelen, wanneer eenmaal een tevoren bepaalde nauwkeurigheid bereikt is. Dit geldt in het bijzonder wanneer gebruik gemaakt wordt van echocompensatie (EC) al of niet in combinatie met beslissingsterugkoppel-egalisatie (DFE). Volgens de uitvinding wordt daarom eerst vastgesteld of de fase zich binnen een tevoren bepaalde, smalle zone rond de 30 optimale fase bevindt en, indien dit geval is, worden verdere fasestappen rond het optimum geblokkeerd.

Volgens een voorkeursuitvoeringsvorm van de uitvinding wordt, bij het blokkeren van de faseregelmiddelen, de gemiddelde waarde van het foutsignaal verder bepaald door het foutsignaal over een groter 35 aantal symboolintervallen te middelen. De kans op fasestappen tengevolge van incidentele verstoringen van het foutsignaal, bijvoorbeeld veroorzaakt door ruis, wordt aldus verkleind.

.8800490 PHE 88.002 4

Volgens een verdere voorkeursuitvoeringsvorm van de uitvinding worden, bij het blokkeren van de faseregelmiddelen, de grenzen van de zone van toelaatbare gemiddelde waarden van het foutsignaal vergroot. Hierdoor neemt de kans dat het gemiddelde foutsignaal zich 5 buiten deze vergrote zone zal bevinden af en daardoor ook de kans dat alsnog moet worden bijgeregeld. Ook op deze wijze kan de invloed van ruis in het foutsignaal worden onderdrukt. Bij deze voorkeursuitvoeringsvorm worden de faseregelmiddelen gedeblokkeerd wanneer voldaan is aan het criterium dat gemiddelde foutsignaal zich buiten deze 10 vergrote zone bevindt. Bij voorkeur wordt in de situatie dat de zone van toelaatbare gemiddelde waarden van het foutsignaal vergroot is, tevens over een groter aantal symboolintervallen gemiddeld om een optimale onderdrukking van stoorsignalen in het foutsignaal te verkrijgen. Voor het bepalen van de mate van faseconvergentie, dat wil zeggen de mate 15 waarin de fase van het lokal kloksignaal het optimum nadert, wordt gebruik gemaakt van de waarde van de precursor van het ontvangen datasymbool, waarbij wordt vastgesteld of deze precursor aan tevoren bepaalde criteria voldoet. Het grote voordeel van de inrichting volgens de uitvinding is dat volstaan kan worden met een kloksignaalgenerator 20 met een relatief lage frequentie, hetgeen kostenbesparend is en de aan hoge frequenties inherente problemen vermijdt. Bovendien wordt in data-transmissiestelsels met echocompensatie (EC) al of niet in combinatie met beslissingsterugkoppelegalisatie (DFE) een verstoring van de coëfficiënten in de respectieve adaptieve EC-en DFE-inrichtingen 25 tengevolge van fasefluctuaties rond het optimum voorkomen.

De uitvinding zal in het hierna volgende nader worden toegelicht aan de hand van een uitvoeringsvoorbeeld onder verwijzing naar de tekening, waarbij

Figuren 1A-1E: een aantal tijddiagrammen en een 30 blokschema tonen ter illustratie van de wijze waarop informatie omtrent de relatieve fase van een lokaal baudfrequent kloksignaal kan worden afgeleid uit ontvangen datasymbolen;

Figuur 2: een algemeen blokschema toont van een stelsel voor datatransmissie met een ontvanger volgens de uitvinding; 35 Figuur 3: een blokschema toont van de middelen in de ontvanger van Figuur 2 voor het optimaal voor symbooldetectie conditoneren van ontvangen datasymbolen; .8800490 > * PHE 88.002 5

Figuur 4: een gedetailleerd blokschema toont van het actualiseringscircuit in de ontvanger van Figuur 2;

Figuur 5: een gedetailleerd blokschema toont van het adaptieve referentiecircuit in de ontvanger van Figuur 2; 5 Figuur 6: een blokschema toont van het tempeerbesturings- circuit in de ontvanger van Figuur 2;

Figuur 7: een gedetailleerd blokschema toont van een mogelijke uitvoering van een toestandsbesturingscircuit in het tempeerbesturingscircuit van Figuur 6; en 10 Figuur 8: een blokschema toont van een lokale baudfrequente klokgenerator in de ontvanger van Figuur 2.

In de hierna volgende beschrijving wordt aangenomen dat datasymbolen worden overgedragen volgens een gestandaardiseerde bipolaire lijncode voor het onderdrukken van gelijkstroomcomponenten, 15 waarbij de datasymbolen de waarden +1,0,-1 kunnen aannemen. De wijze waarop informatie omtrent de relatieve fase van een lokaal baudfrequent kloksignaal ter bemonstering van de ontvangen datasymbolen kan worden afgeleid uit deze ontvangen datasymbolen zal nu worden toegelicht aan de hand van Fig. 1.

20 Fig. 1A toont de pulsvorm van een enkel datasymbool met een waarde +1 dat in de zender van een datatransmissiestelsel wordt toegevoerd aan de ingang van het uitgangsfilter van de zender. Bij een baudsnelheid 1/T van de datasymbolen bedraagt de duur van dit data-symbool T seconden. Na overdracht via een dispersief transraissiekanaal, 25 bijvoorbeeld een aderpaar in het lokale openbare telefoonnetwerk, treedt in de ontvanger van het datatransmissiestelsel aan de uitgang van het ingangsfilter een datasymbool op, waarvan een mogelijk pulsvorm gestileerd is weergegeven door de getrokken lijn R in Fig. 1B. In de ontvanger wordt het ontvangen datasymbool bemonsterd met behulp van een 30 lokaal kloksignaal van baudfrequentie 1/T op tijdstippen die in Fig. 1B zijn aangeduid met ïq- T, ïq, tQ+ T, tg+ 2T,... In Fig. 1B is aangenomen dat dit lokale kloksignaal de juiste fase bezit voor het bemonsteren van het datasymbool met de pulsvorm R, waarbij de bemonstering op tijdstip ïq geschiedt nabij de piek van deze pulsvorm 35 R met een genormaliseerde piekwaarde +1. Het gedeelte van de pulsvorm R voor tijdstippen t vroeger dan bemonstert!jdstip t = t0, dus in Fig. 1B het gedeelte links van tijdstip t = tg, staat bekend als de . 880 0480 PHE 88.002 6 precursor. Het blijkt nu in de praktijk dat de vorm en de duur van deze precursor nagenoeg onafhankelijk zijn van de eigenschappen van het transmissiekanaal (aderpaar) tussen zender en ontvanger, maar in wezen uitsluitend bepaald worden door het uitgangsfilter van de zender en het 5 ingangsfilter van de ontvanger. Dit houdt in dat voor een gegeven combinatie van zender en ontvanger de vorm en de duur van de precursor tevoren vastliggen, en in het bijzonder dat de precursor van pulsvorm R in Fig. 1B op het tijdstip t = tQ- T een in de praktijk bekende waarde a bezit voor een genormaliseerde piekwaarde +1 op het tijdstip t = tQ.

10 Het ontvangen datasymbool met deze pulsvorm R kan nu worden toegevoerd aan een hoogdoorlaatfilter met de in Fig. 1C weergegeven structuur. In dit filter wordt het ingangskanaal vertraagd over een symboolperide T met behulp van een vertragingselement 15 en tevens wordt dit ingangssignaal vermenigvuldigd met een factor a met 15 behulp van een vermenigvuldiger 16. Met behulp van een sommator 17 wordt het uitgangssignaal van vermenigvuldiger 16 afgetrokken van het uitgangssignaal van vertragingselement 15. Wanneer het ontvangen datasymbool met de pulsvorm R van Fig. 1B wordt toegevoerd aan het filter van Fig. 1C, dan heeft het datasymbool aan de uitgang van dit filter de pulsvorm die 20 gestileerd is weergegeven door de getrokken lijn F in Fig. 1D. Zoals blijkt uit Fig. 1D, bereikt deze pulsvorm F zijn piekwaarde +1 op een tijdstip t = ïq+ T, dat wil zeggen een tijdstip dat is verschoven over een symboolperiode T ten opzichte van het tijdstip t = tQ waarop pulsvorm R in Fig. 1B zijn piekwaarde +1 bereikt. Verder bezit de 25 precursor van deze pulsvorm F in Fig. 1D thans op het tijdstip t = t0 een waarde gelijk aan 0.

In Fig. 1B is tevens een tweetal pulsvormen RE en RL weergegeven van ontvangen datasymbolen die behoren bij een gezonden datasymbool met de waarde +1, maar die in de ontvanger bemonsterd worden 30 op een te vroeg tijdstip (pulsvorm RE, waarbij de bemonstering geschiedt voordat de piek is bereikt) of op een te laat tijdstip (pulsvorm RL, waarbij de bemonstering geschiedt nadat de piek reeds is gepasseerd). In beide gevallen is een verschuiving van de fase van het lokale bemonster-signaal gewenst, omdat zonder een dergelijke correctie deze fase steeds 35 meer kan gaan afwijken van de juiste bemonsterfase totdat niet langer kan worden vast gesteld of het monster van deze pulsvormen RE en RL een gezonden datasymbool met de waarde +1 dan wel een gezonden datasymbool .8800490 PHE 88,002 7 > net de waarde 0 representeert. Fig. 1D toont hoe pulsvorm RE na bewerking door het filter van Fig. 1C resulteert in ee pulsvorm FE waarvan de precursor op het tijdstip t = tQ een negatieve waarde bezit, en tevens hoe pulsvorm RL na bewerking door het filter van Fig. 1C resul-5 teert in een pulsvorm FL waarvan de precursor op het tijdstip t = een positieve waarde bezit. Wanner de pulsvormen R, RE en RL· in Fig. 1B betrekking hebben op een ontvangen datasymbool met rangnummer k, mag zonder verlies aan algemeenheid worden gesteld dat tQ=kT is met -oo<k< + oo.De waarde van de precursor van de pulsvormen F, FE en 10 FL· op het tijdstip t = t0 in Fig. 1D kan dan beschouwd worden als een foutsignaal e{k) dat bij een bemonstering met de juiste fase een waarde e(k) =0 heeft, bij een te vroege bemonstering een negatieve waarde e(k) <0 en bij een te late bemonstering een positieve waarde e(k) > 0.

De polariteit van foutsignaal e(k) geeft dus informatie omtrent de 15 gewenste richting van de uit te voeren faseverschuiving van het lokale bemonstersignaal. In het getoonde voorbeeld is dit een faseverschuiving naar links voor een positieve waarde e(k) en een faseverschuiving naar rechts voor een negatieve waarde e(k).

De polariteit van het ontvangen datasymbool heeft 20 uiteraard invloed op de polariteit van foutsignaal e(k). Om rekening te houden met de polariteit van de datasymbolen kan bebruik gemaakt worden van de uitdrukking: e(k)c(k +1) (1) als mogelijke indicatie voor de benodigde richting van de fasever-25 schuiving, waarbij c(k+1) de polariteit is van het datasymbool aan de uitgang van het filter in Fig. 1C op het tijdstip t = tQ+ T = (k + 1)T zoals die is vastgesteld door een met de baudsnelheid 1/T werkzame symbooldetector van de ontvanger. Als uitdrukking (1) een positieve waarde heeft, is in het getoonde tijddiagram van Fig. 1B en Fig. 1D een 30 verschuiving naar links nodig en als uitdrukking (1) een negatieve waarde heeft, is er een verschuiving naar rechts nodig.

De grootte van foutsignaal e(k) is een maat voor de benodigde grootte van de faseverschuiving. Dit kan worden toegelicht aan de hand van Fig. 1E die het gedeelte van pulsvorm F in Fig. 1D in de 35 omgeving van het precursor-interval (tQ, tQ+ T) op groter schaal toont. De pulsvorm F heeft rond het tijdstip t = tQ = kT een gedaante die in eerste benadering als lineair beschouwd mag worden. Wanneer nu de .8800490 * PHE 88.002 8 piekwaarde van pulsvorm F op tijdstip t = tQ+ T = (k + 1)T gesteld wordt op 2Vr(k + 1), dat wil zeggen gelijk aan tweemaal een adaptief referentiesignaal Vr(k + 1) dat in de hierna volgende beschrijving nog zal worden toegelicht, en wanneer pulsvorm F benaderd wordt door een 5 rechte lijn door de punten met waarde 0 op tijdstip t = ïq = kT en waarde 2Vr(k + 1) op tijdstip t = tQ+ T = (k + 1)T, dan geldt voor de helling tan (β) van deze rechte lijn als benadering van pulsvorm F rond het tijdstip t = tQ in Fig. 1E: tan (Ö) = 2Vr(k + 1)/T. (2) 10 Indien wordt aangenomen dat in de ontvanger de fase van het lokale bemonstersignaal m discrete waarden in één periode T kan aannemen, geldt voor de grootte van een enkele fasestap Δ0 uitgedrukt als fractie van de periode T dat Δ0 = T/m. (3) 15 Uit Fig. 1E volgt dan dat voor een foutsignaal e(k) dat met een enkele fasestap Δ0 naar rechts vanuit t = tQ = kT overeenkomt in goede benadering geldt: tan (0) = 2Vr(k + 1)/T = e(k)/Δ0 (4) en dus met gebruikmaking van formule (3): 20 e(k) = 2Vr(k + 1)/m. (5)

Evenzo geldt voor een foutsignaal e(k) dat met een enkele fasestap Δ0 naar links vanuit t = tQ= kT overeenkomt: e(k) = - 2Vr(k + 1)/m. (6)

Uit het voorgaande blijkt dus dat er een eenvoudig en eenduidig verband 25 bestaat tussen de grootte van een enkele fasestap Δ0 en de daarbij behorende grootte van foutsignaal e(k) in de omgeving van het tijdstip t = ïq= kT, waarin een lineaire benadering van pulsvorm F is toegestaan.

Fig. 2 toont een algemeen blokschema van een datatrans-30 missiestelsel met een ontvanger volgens de uitvinding voor het optimaliseren van de fase van het lokale baudfrequente bemonstersignaal. De zender van dit stelsel bevat een datasignaalbron 1 voor het opwekken van binaire datsymbolen die in een encoder 2 worden omgezet in ternaire data-symbolen volgen een gestandaardiseerde bipolaire lijncode met een 35 symboolsnelheid 1/T. De datasymbolen aan de uitgang van encoder 2 worden via een uitgangsfilter 3 toegevoerd aan een transmissiekanaal 4 dat bijvoorbeeld wordt gevormd door een adempaar van het lokale openbare .6800430 PHE 88.002 9 telefoonnetwerk. De ontvanger van dit. stelsel bevat een op het trans-missiekanaal 4 aangesloten ingangsfilter 5 en de ontvangen datasymbolen worden toegevoerd aan middelen 6 die op dit filter 5 zijn aangesloten om deze datasymbolen met een snelheid 1/T te bemonsteren en de verkregen 5 monsters te conditioneren voor optimale detectie in een symbooldetector 7. De gedetecteerde datasymbolen worden tenslotte toegevoerd aan een datasignaalput 8, waarin een replica van de oorspronkelijke binaire datasymbolen van bron 1 kan worden verkregen met gebruikmaking van een decoder die correspondeert met de bipolaire encoder 2 in de zender.

10 Om de bemonster- en conditioneermiddelen 6 en de symbool detector 7 op de juiste wijze te laten functioneren bevat de ontvanger in Fig. 2 tevens een actualiseringscircuit 9, een adaptief referentie-circuit 10 en een tempeerbesturingscircuit 11 voor een lokale klok-generator 12 die een lokaal kloksignaal van symboolfrequentie 1/T opwekt 15 met een juiste fase voor de bemonstering in middelen 6. De structuur en de werking van deze elementen 6, 9-12 van de ontvanger in Fig. 2 zullen nader worden toegelicht aan de hand van Fig. 3 - Fig. 8. Aangezien de bemonstering met een frequentie 1/T plaats vindt aan de uitgang van filter 5 in de ontvanger van Fig. 2, zal de beschrijving van de verdere 20 signaalbewerkingen in deze ontvanger gebaseerd worden op een conventioneel tijddiscreet model, waarbij de signalen op gebruikelijke wijze genoteerd worden.

Fig. 3 toont een blokschema van de middelen 6 van de ontvanger van Fig. 2. in Fig. 3 wordt een uitgangssignaal r(t) van 25 filter 5 in Fig. 2 toegevoerd aan een bemonster-en-houd circuit 20 en daarin bemonsterd met het lokale kloksignaal van frequentie 1/T dat afkomstig is van klokgenerator 12 in Fig. 2. In het voorgaande is aangenomen dat het aan de ontvangen datasymbolen inherente kloksignaal optreedt op tijdstippen t = kT, waarbij & een geheel getal is met 30 -eo<k<+oo.In het algemeen zal het lokale kloksignaal dan optreden op tijdstippen t = kT + TQr waarbij Tq correspondeert met een faseverschil tussen het lokale kloksignaal en het aan de ontvagnen datasymbolen inherente kloksignaal en Tq dus voldoet aan - T/2 < Tq < T/2. Op tijdstippen t = kT + Tq treden aan de 35 uitgang van circuit 20 in Fig. 3 monsters r(kT + Tq) van het analoge signaal r{t) op die met behulp van een analoog-digitaalomzetter 21 worden omgezet in monsters van een digitaal signaal dat op gebruikelijke .8800490 PHE 88.002 10 wijze wordt aangeduid met r(k). Dit signaal r(k) wordt toegevoerd aan een lineaire egalisator 22 die is ingericht voor het zo goed mogelijk onderdrukken van precursieve intersymboolinterferentie en ruis die bij de overdracht van de datasymbolen zijn ontstaan. Op grond van de toe-5 lichting van Fig. 1 zal duidelijk zijn dat deze lineaire egalisator 22 een filter 22(1) kan bevatten met een structuur zoals weergegeven in Fig. 1C voor het compenseren van de belangrijkste component van de precursieve intersymboolinterferentie. In Fig. 3 is tevens een terug-koppelfilter 23 opgenomen dat deel uitmaakt van een egalisator van het 10 beslissingsteruggekoppelde type. Op basis van gededecteerde datasymbolen c(k) aan de uitgang van symbooldetector 7 in Fig. 2 vormt dit terug-koppelfilter 23 een compensatiesignaal voor postcursieve intersymboolinterferentie die bij de overdracht van de datasymbolen is ontstaan, welk compensatiesignaal met behulp van een sommator 24 wordt afgetrokken 15 van het uitgangssignaal van de lineaire egalisator 22 ter verkrijging van een ingangssignaal s(k) voor symbooldetector 7 in Fig. 2 dat zo goed mogelijk is ontdaan van precursieve en postcursieve intersymboolinterferentie en van ruis. Om dit signaal s(k) optimaal te conditioneren voor symbooldetectie is terugkoppelfilter 23 adaptief uitgevoerd en 20 voorzien van een adaptatiecircuit 23(1) dat wordt bestuurd door het reeds vermelde foutsignaal e(k). Dit foutsignaal e(k) is representatief voor het faseverschil tussen het lokale kloksignaal en het aan de ontvangen datasymbolen inherente kloksignaal, maar dit foutsignaal e(k) is eveneens representatief voor de postcursieve intersymboolinter-25 ferentie die door terugkoppelfilter 23 dient te worden gecompenseerd. Immers bij een gegeven combinatie van de filters 3, 5 in zender en ontvanger is de precursive intersymboolinterferentie praktisch bekend en deze intersymboolinterferentie is in hoofdzaak verwijderd door filter 22(1) van de lineaire egalisator 22, welk filter 22(1) de in Fig. 1C 30 weergegeven structuur bezit. Het is ook mogelijk om lineaire egalisator 22 adaptief uit te voeren en te voorzien van een adaptiecircuit dat wordt bestuurd door het foutsignaal e(k), zoals symbolisch is aangeduid in Fig. 3. De opbouw en de werking van adaptieve egalisatoren van zowel het lineaire type als ook het beslissingsteruggekoppelde type zijn 35 algemeen bekend en behoeven geen nadere toelichting, omdat in de onderhavige ontvanger gebruik gemaakt kan worden van volledig conventionele technieken. Wel wordt nog vermeld dat het niet nodig is om filter 22(1) .880 0490 PHE 88.002 11 op te nemen in lineaire egalisator 22 van Fig. 3, aangezien dit filter 22(1) lineair is en dus in principe kan worden opgenomen in ieder punt van het transmissiestelsel tussen encoder 2 in de zender en sommator 24 in middelen 6 van de ontvanger. Uit een oogpunt van eenvoud van 5 uitvoering verdient het echter de voorkeur om dit filter 22(1) op te nemen in lineaire egailisator 22 van Fig. 3.

De wijze waarop foutsignaal e(k) wordt verkregen, zal nader worden toegelicht aan de hand van Fig. 4 die een mogelijkë uitvoering toont van actualiseringscircuit 9 van Fig. 2. Dit circuit 9 10 is ingericht voor het opwekken van foutsignaal e(k) overeenkomstig de vergelijking: e(k) = s(k) - 2Vr(k).c(k) (7) waarbij s(k) het ingangssignaal is van symbooldetector 7 in Fig. 2 en c(k) het uitgangssignaal is van deze symbooldetector 7, en waarbij 15 Vr(k) een adaptief referentiesignaal is dat wordt opgewekt door circuit 10 in Fig. 2 op een nog toe te lichten wijze. Circuit 9 van Fig. 4 bevat een vermenigvuldiger 25 die signaal Vr(k) vermenigvuldigt met een factor 2 en een vermenigvuldiger 26 die het aldus verkregen signaal 2Vr(k) vermenigvuldigt met signaal c(k) voor het vormen van 20 een signaal 2Vr(k).ê(k) dat wordt afgetrokken van signaal s(k) met behulp van een sommator 27. Op deze wijze ontstaat aan de uitgang van sommator 27 een foutsignaal e(k) dat voldoet aan vergelijking (7).

Het referentiecircuit 10 van Fig. 2 is ingericht om in responsie op de signalen e(k) en c(k) een adaptief referentiesignaal 25 Vr(k) op te wekken dat een zo goed mogelijke schatting is van de helft van de piekwaarde van het ontvangen datasymbool. Dit referentiesignaal Vr(k) wordt in symbooldetector 7 gebruikt als drempel voor de symbool-detectie en wordt tevens gebruikt om de invloed van het ontvagen datasymbool op foutsignaal e(k) tegen te gaan, zoals blijkt uit bovenstaande 30 vergelijking (7). Een mogelijke uitvoering van dit adaptieve referentiecircuit 10 is meer gedetailleerd getoond in Fig. 5. Circuit 10 van Fig. 5 is ingericht voor het vormen van een volgend monster Vr(k + 1) van het referentiesignaal overeenkomstig de vergelijking:

Vr(k + 1) = Vr(k) + p.e(k).e(k) (8) 35 waarbij Vr(k) het huidige monster van het referentiesignaal is en p een constante is die de grootte van de adaptiestap bepaalt (en daarmede dus de adaptiesnelheid).

.880 04 9 0 PHE 88.002 12

Referentiecircuit 10 van Fig. 5 bevat een vermenigvuldiger 28 die signaal e(k) vermenigvuldigt met signaal c(k) en een vermenigvuldiger 29 die het aldus verkregen productsignaal e(k).c(k) vermenigvuldigt met adaptieconstante p voor het vormen van een adaptie-5 term p.e(k).c(k). Deze adatieterm wordt toegevoerd aan een accumulator 30 die gevormd wordt door een geheugen 31 voor het opslaan van monster Vr(k) van het referentiesignaal en opteller 32 voor het vormen van de som van monster Vr(k) en adaptatieterm p.e(k).c(k) overeen-komtig het rechterlid van vergelijking (8). Deze som wordt opgeslagen in 10 geheugen 31 om na een periode T aan de uitgang van geheugen 31 het volgende monster Vr(k + 1) van het adaptieve referentiesignaal te verschaffen dat voldoet aan vergelijking (8).

Opgemerkt wordt dat de in het voorgaande beschreven wijze van opwekken van een adaptief referentiesignaal Vr(k) en een fout-15 signaal e(k) op zich bekend is uit het artikel "Adaptive Reference Echo Cancellation" van D.A. Falconer in IEEE Trans. Commun., Vol. C0M-30,

No. 9, Sept. 1982, pp. 2083-2094, (vergelijk Fig. 3). Verder is de structuur van de onderhavige ontvanger, zoals tot dusver toegelicht aan de hand van Fig. 2 - Fig. 5, eveneens in grote lijnen beschreven in het 20 artikel "Towards a Single Chip ISDN Transmission Unit" van K.J. Wouda et al. in Proc. ISSLS 86, Tokyo 1986, pp. 250-255 (vergelijk Fig. 9 en Fig. 11).

Voor de bemonstering van de ontvangen datasymbolen maakt de ontvanger van Fig. 2 gebruik van het lokale kloksignaal van fre-25 quentie 1/T dat wordt opgewekt door klokgenerator 12 en dat een fase heeft die in het algemeen verschilt van de fase van het aan de ontvangen datasymbolen inherente kloksignaal. Om dit faseverschil stapsgewijs te kunnen verkleinen is een tempeerbesturingscircuit 11 aangesloten op klokgenerator 12 dat naast het uitgangssignaal van klokgnerator 12 de respec-30 tieve üitgangssymbolen e(k), Vr(k) en c(k) ontvangt van actualise-ringscircuit 9, referentiecircuit 10 en symbooldetector 7 voor het opwekken van stuursignalen BS en FS voor de stapsgewijze verschuiving van de fase van het lokale kloksignaal in achter- of voorwaartse richting.

Fig. 6 toont een blokschema van dit tempeerbesturingscircuit 11.

35 Uit de toelichting van Fig. 1, en in het bijzonder formule (1), volgt dat de benodigde informatie omtrent de uit te voeren faseverschuiving ontleend kan worden aan een signaal van de vorm 8800490 i ^ PHE 88.002 13 e(k - 1).6(k). Daartoe bevat circuit 11 van Fig. 6 een correlator 40 met een begrenzer 41, een vertragingselement 42 met een vertragingstijd van een monsterperiode T, een vermenigvuldiger 43 en een accumulator 44. Signaal e(k) wordt via begrenzer 41 en vertragingselement 42 toe-5 gevoerd aan vermenigvuldiger 43 en daarin vermenigvuldigd met signaal 6(k) voor het vormen van een signaal e(k - 1).c(k). Begrenzer 41 dient om de waarde van signaal e(k) te beperken tot een bereik tussen bijvoorbeeld -Vr(k)/2 en +vr(k)/2, waarbij de begrenzingswaarden worden gestuurd door adaptief referentiesignaal Vr(k). Signaal e(k) 10 bevat immers naast gewenste componenten ook stoor-en ruiscomponenten die incidenteel zeer hoge piekwaarden kunnen aannemen en daardoor zouden kunnen leiden tot grote, maar ongewenste en ook niet noodzakelijke fasever schuivingen. Om dit te voorkomen wordt de grootte van signaal e(k) in begrenzer 41 beperkt tot waarden die niet groter zijn dan Vr(k)/2. Van-15 zelfsprekend zijn ook andere begrenzingswaarden mogelijk, zolang wordt voorkomen dat incidentele pieken in signaal e(k) leiden tot incidentele grote verstoringen van het signaal waaraan de informatie omtrent de faseverschuiving wordt ontleend. Ondanks deze begrenzing van signaal e(k) kunnen stoor- en ruiscomponenten in signaal e(k - 1).c(k) toch 20 nog leiden tot grote ongewenste faseverschuivingen en om dit tegen te gaan, wordt dit signaal e(k - 1).c(k) met behulp van accumulator 44 gemiddeld over M monsterperioden.

Het uitgangssignaal van accumulator 44 wordt toegevoerd aan een detector 45 met een positieve en een negatieve drempelwaarde van 25 gelijke grootte die wordt afgeleid uit adaptief referentiesignaal Vr(k). Indien dit uitgangssignaal van accumulator 44 groter is dan de positieve drempelwaarde, geeft detector 45 een signaal BS met logische waarde "1* af dat in klokgenerator 12 een faseverschuiving van het lokale kloksignaal bewerkstelligt met een stap Δφ in achterwaartse 30 richting (dus naar links in de tijddiagrammen van Fig. 1). Evenzo geeft detector 45 een signaal FS met logische waarde T af dat in klokgenerator 12 een faseverschuiving bewerkstelligt met een stap Δφ in voorwaartse richting (dus naar rechts in de tijddiagrammen van Fig. 1), indien dit uitgangssignaal van accumulator 44 kleiner is dan de negatieve 35 drempelwaarde. Voor uitgangssignalen van accumulator 44 gelegen tussen de postieve en negatieve drempelwaarden van detector 45 hebben beide stuursignalen BS en FS een logische waarde "0" en wordt geen fase- . 8800490 % PHE 88.002 14 verschuiving bewerkstelligd in klokgenerator 12.

De grootte van de drempelwaarden van detector 45 is Vr(k)/N, waarbij de in detector 45 te gebruiken waarde N wordt gestuurd door een circuit 46. Dit circuit 46 stuurt tevens het aantal M 5 van de monsterperioden waarover accumulator 44 de middeling uitvoert van uitgangssignaal e(k -1).c(k) van vermenigvuldiger 43. Daartoe bevat circuit 46 een teller 47 met een instelbare eindstand M, welke teller 47 het lokale kloksignaal van frequentie 1/T ontvangt en bij het bereiken van zijn eindstand M een puls afgeeft waarvan de voorflank detector 45 10 activeert en de achterflank de inhoud van accumulator 44 terugzet op een beginwaarde 0 nadat deze inhoud is gedetecteerd in detector 45. De verdere structuur van dit circuit 46 zal nog nader worden beschreven, maar eerst zal worden toegelicht hoe het tot dusver beschreven tempeer-besturingscircuit 11 van Fig. 6 werkt voor een gegeven toestand van 15 accumulator 44 en detector 45 die wordt gekarakteriseerd door een gegeven paar (M,N) van de door circuit 46 gestuurde waarden M en N.

Op het tijdstip dat teller 47 van circuit 46 zijn eindstand M bereikt, heeft k een bepaalde waarde en voor deze waarde van & wordt het uitgangssignaal u(k) van accumulator 44 gegeven door de 20 uitdrukking: M-1 u(k) = (1/M)H e(k - 1 - i).c(k - i). (9) i=0

Dit signaal u(k) kan beschouwd worden als de som van een gemiddelde 25 waarde q(k) van het eigenlijke fasefoutsignaal over M monsterperioden en een hoeveelheid ruis n(k) die het gemiddelde over M monsterperioden is van de stoor- en ruiscomponenten in signaal e(k - 1).c(k) van vermenigvuldiger 43, zodat signal u(k) kan worden geschreven als: u(k) = q(k) + n(k). (10) 30 Bij de toelichting van Fig. 1 is reeds aangenomen dat de fase van het lokale kloksignaal kan worden verschoven in fasestappen met een zodanige grootte Δ0 dat m fasestappen corresponderen met één periode T zodat άφ als fractie van T voldoet aan vergelijking (3): L·φ = T/m.

35 Uit deze toelichting volgt verder dat tussen de grootte Ιίφ van een enkele fasestap en de daarbij behorende grootte Au van de verandering van het fasefoutsignaal een verband bestaat dat in goede benadering als .8800490 PHE 88.002 15 lineair beschouwd mag worden voor een omgeving van een faseverschil nul tussen het totale kloksignaal en het aan de ontvangen datasymbolen inherente kloksignaal, welk lineair verband in deze omgeving van een faseverschil nul op grond van formules (4) - (6) kan worden geschreven als: 5 Au = 2Vr(k)Atf/T = 2Vr(k)/m. (11)

Indien nu het faseverschil tussen beide kloksignalen niet groter is dan een halve fasestap Δ0/2 en dus de gemiddelde waarde q(k) van het eigenlijke fasefoutsignaal zich bevindt in een gebied waarvoor op grond van formule (11) geldt: 10 - Vr(k)/m < q(k) < + Vr(k)/m (12) dan geeft een fasestap Δ0 van het kloksignaal in voor- of achterwaartse richting geen verdere verkleining van het faseverschil tussen beide kloksignalen. Aan de uitgang van accumulator 44 staat echter deze gemiddelde waarde q(k) niet afzonderlijk ter beschikking, maar wel een 15 signaal u(k) dat de som is van deze gemiddelde waarde q(k) en een hoeveelheid ruis n(k), vergelijk formule (10). Door nu in detector 45 de waarde N zo te kiezen dat de grootte Vr(k)/N van de drempelwaarden N voldoet aan:

Vr(k)/N = 2Vr(k)/m = Au, (13) 20 dus door een keuze N = m/2, wordt bereikt dat in klokgenerator 12 geen faseverschuiving met een stap Δ0 wordt uitgevoerd voor waarden van signaal u(k) die voldoen aan: - 2Vr(k)/m < u(k) < + 2Vr(k)/m. (14)

In het hier beschouwde geval, waarin de gemiddelde waarde q(k) van het 25 eigenlijke fasefoutsignaal voldoet aan formule (12), kan dan een hoeveelheid ruis n(k) met een grootte van maximaal Au/2 = Vr(k)/m worden toegelaten in signaal u(k) zonder dat dit leidt tot een faseverschuiving van het lokale kloksignaal met een fasestap Δ0. De fasefluctuatie ten gevolge van deze hoeveelheid ruis n(k) heeft dus een grootte van maxi-30 maal een halve fasestap Δ0/2. Aangezien de middeling van signaal e(k - 1).c(k) in accumulator 44 wordt uitgevoerd over M monster-perioden, kan de waarde M nu zo worden gekozen dat in het hier beschouwde geval van faseconvergentie (dat wil zeggen een faseverschil tussen beide kloksignalen van ten hoogste een halve fasestap Δ0/2) 35 de waarden van signaal u(k) de drempelwaarden van detector 45 ter grootte 2Vr(k)/m slechts met een zeer geringe waarschijnlijkheid overschrijden. Gezien het in het algemeen Gaussische karakter van ruis .8800480 PHE 88.002 16 n(k) kunnen sporadisch optredende overschrijdingen van deze drempelwaarden echter nog steeds verwacht worden. In dit verband is het gunstig dat incidentele pieken van signaal e(k) met exceptioneel grote waarden door begrenzer 41 worden begrensd tot waarden met een grootte van bij-5 voorbeeld Vr(k)/2, zodat deze incidentele pieken slechts een beperkte invloed hebben op signaal u(k) aan de uitgang van accummulator 44. Aldus blijk het mogelijk om de invloed van ruis n(k) voldoende te onderdrukken om, na het bereiken van faseconvergentie, het proces van stapsgewijs verschuiven van de fase van het lokale kloksignaal met stappen ter 10 grootte Δ0 te blokkeren voor waarden van signaal u(k) die voldoen aan formule (14), dat wil zeggen: - 2Vr(k)/m < u(k) < + 2Vr(k)/m.

Na het blokkeren van deze stapsgewijze faseverschuiving van het lokale kloksignaal kan de kans op incidentele overschrijdingen 15 van de drempelwaarden van detector 45 door signaal u(k), en dus de kans op incidentele fasestappen Δ0, verder worden verkleind door signaal e(k - 1).è(k) in accumulator 44 te middelen over een groter aantal symboolintervallen. Dit kan op eenvoudiger wijze worden bewerkstelligd door in circuit 46 de eindstand M van teller 47 te verhogen van de 20 oorspronkelijke waarde tot een waarde die bijvoorbeeld gelijk is aan viermaal deze oorspronkelijke waarde.

Een verdere verkleining van de kans op incidentele fase-stappen Δ0 na het bereiken van faseconvergentie kan worden bewerkstelligd door de grootte Vr(k)/N van de drempelwaarden van detector 45 te 25 verhogen van de oorspronkelijke waarde 2Vr(k)/m tot bijvoorbeeld een eveneens viermaal grotere waarde 8Vr(k)/m, dus door de waarde van N van de oorspronkelijke waarde N = m/2 te verlagen tot de waarde N = m/8. In dit geval wordt geen faseverschuiving met een stap Δ0 uitgevoerd voor waarden van signaal u(k) die voldoen aan; 30 - 8 Vr(k)/m < u(k) < +8 Vr(k)/m. (16)

De kans dat signaal u(k) de grenzen van de toelaatbare zone volgens formule (16) overschrijdt door incidenteel grote waarden van ruis n(k) is aanzienlijk kleiner dan in het geval van de oorspronkelijke zone volgens formule (14) die immers viermaal smaller is.

35 Bij voorkeur worden deze maatregelen gecombineerd, dat wil zeggen dat bij een vergroting van de toelaatbare zone tussen de drempelwaarde van detector 45 ook het interval waarover accumulator 44 .8800490 PHE 88.002 17 middelt een groter lengte bezit. Hoe deze maatregelen kunnen worden bewerkstelligd met behulp van circuit 46 in Fig. 6 door sturing van de waarden H en N zal nu worden toegelicht voor een praktisch geval waarin de datasymboolsnelheid 1/T een waarde van 120 kBaud bezit en het lokale 5 kloksignaal dus een frequentie 1/T = 120 kHz. In dit geval blijkt m = 32 een geschikte praktijkwaarde voor het aantal fasestappen per periode T.

Naast teller 47 met een instelbare eindstand M bevat circuit 46 in Fig. 6 een teller 48 die het aantal malen telt dat teller 46 deze eindstand M bereikt. Deze teller 48 wekt een tweetal logische 10 signalen C(15} en C(31) op, waarbij een logische waarde "1“ van signaal C(15) correspondeert met een telwaarde 15 en een logische waarde "1" van signaal C(31) met een telwaarde 31 die de eindstand van teller 48 vormt. Deze signalen C(15) en C(31) worden toegevoerd aan een toestands-besturingscircuit 49, waaraan tevens een logisch signaal S wordt toege-15 voerd met een logische waarde "1" wanneer een fasestap Δφ wordt uitgevoerd. Dit signaal S wordt verkregen met behulp van een 0F-poort 50, waaraan de beide logische stuursignalen BS en FS worden toegevoerd die detector 45 afgeeft wanneer een fasestap Δφ moet worden uitgevoerd in achter- of voorwaartse richting. In responsie op de logische signalen s, 20 C(15)enC(31) wekt circuit 49 een viertal stuursignalen CE, CR, M en N op voor respectievelijk teller 48, teller 47 en detector 45. Een logische waarde "1* van signaal CE activeert teller 48 en een logische waarde *1" van signaal CR stelt teller 48 terug op een telwaarde 0 als beginstand. Signaal M dient voor de instelling van de eindstand van 25 teller 47, waarbij een logische waarde *0" van signaal M correspondeert met een telwaarde M = 120 als eindstand en een logische waarde "1" met een telwaarde M = 480 als eindstand. Tenslotte dient signaal N voor de instelling van de grootte van de drempelwaarden van detector 45, waarbij een logische waarde *0" van signaal N correspondeert met drempelwaarden 30 ter grootte van Vr(k)/N = Vr(k)/16 en een logische waarde "1“ met drempelwaarden ter grootte Vr(k)/H = Vr(k)/4.

Tempeerbesturingscircuit 11 van Fig. 6 kan in een drietal toestanden gebracht worden onder besturing van circuit 49, welke toestanden gekarakteriseerd worden door de waarde M van het aantal symbool-35 intervallen waarover accummulator 44 middelt en de waarde N die de grootte Vr(k)/N van de drempelwaarde van detector 45 aangeeft: .8800490 PHE 88.002 18 - toestand I met M = 120 en N = 16, - toestand II met M = 480 en N = 16, - toestand III met M = 480 en N = 4.

In toestand I bereikt teller 47 zijn eindstand na Μ = 120 5 symboolintervallen en de dan geactiveerde detector 45 bepaalt of uitgangssignaal u(k) van accumulator 44 ligt binnen de zone tussen de drempelwaarde - Vr(k)/16 en + Vr(k)/16 of buiten deze zone. Wanneer het proces van faseverschuiven van het lokale kloksignaal met stappen ter groote van Δ0 zover is gevorderd dat faseconvergentie wordt bereikt, 10 waarbij het faseverschil ten opzichte van het aan de ontvangen data-symbolen inherente kloksignaal ten hoogste een halve fasestap Δ0/2 bedraagt, zal in toestand I de telwaarde van de teller 48 met één verhoogd worden telkens wanneer signaal u(k) binnen de zone tussen de drempelwaarden van detector 45 ligt en dus voldoet aan: 15 - Vr(k)/16 < u(k) < + Vr(k)/16 (17) in welk geval signaal S een logische waarde “0" heeft omdat beide signalen BS en FS een logische waarde M0" hebben. Circuit 49 dient dus zo te worden ingericht dat in toestand I activeringssignaal CE en terug-stelsignaal CR voor teller 48 respectievelijk een logische waarde "1" en 20 een logische waarde “O" hebben bij het optreden van een logische waarde “0" van signaal S. Wanneer in toestand I signaal u(k) in totaal 15 maal voldoet aan formule (17) en dus binnen de zone tussen de drempelwaarde van detector 45 ligt, wordt voorlopig aangenomen dat faseconvergentie heeft plaatsgevonden. Teller 48 heeft dan een telwaarde 15 bereikt en 25 geeft een signaal C(15) met een logische waarde "1" af aan circuit 49 om de overgang naar toestand II te bewerkstelligen, bij welke overgang teller 48 wordt teruggesteld op een telwaarde 0 als beginsstand. Circuit 49 dient dus zo te worden ingericht dat bij de overgang van toestand I naar toestand II een terugstelsignaal CR voor teller 48 wordt afgegeven 30 en in toestand II een stuursignaal M met een logische waarde “Γ om teller 47 in te stellen op een eindstand met een telwaarde M = 480.

In toestand II wordt onderzocht of de veronderstelling van faseconvergentie juist is. Teller 47 bereikt nu zijn eindstand na M = 480 symboolintervallen zodat de middeling in accumulator 44 wordt 35 uitgevoerd over een viermaal groter interval dan in toestand I en de kans op incidentele overschrijdingen van de drempelwaarden - Vr(k)/16 en + Vr(k)/16 door signaal u(k) dus kleiner wordt. Ook in toestand II

.8800490 . ^ PHE 88.002 19 wordt de telwaarde van teller 48 met één verhoogd telkens wanneer signaal u(k) voldoet aan formule (17) en dus binnen de zone tussen de drempelwaarden van detector 45 ligt, maar anders dan in toestand I wordt teller 48 teruggesteld op een telwaarde 0 als beginstand zodra 5 éénmaal niet wordt voldaan aan formule (17) en signaal u(k) dus éénmaal buiten de zone tussen deze drempelwaarden van detector 45 komt. Wanneer in toestand II signaal u(k) zonder onderbreking 31 maal voldoet aan formule (17) wordt aangenomen dat faseconvergentie inderdaad heeft plaatsgevonden. Teller 48 heeft dan de eindstand met een telwaarde 10 31 bereikt en geeft een signaal C(31) met een logische waarde "1* af aan circuit 49 om de overgang naar toestand III te bewerkstelligen, bij welke overgang teller 48 in de eindstand met telwaarde 31 blijft staan.

Circuit 49 dient dus zo te worden ingericht dat bij de overgang naar toestand III geen terugstelsignaal CR voor teller 48 wordt afgegeven en 15 in toestand III zowel een stuursignaal M als een stuursignaal N wordt opgewekt met een logische waarde "1" om teller 47 ingesteld te houden op een eindstand met een telwaarde M = 480 en de drempelwaarden van detector 45 de grootte Vr(k)/4 te geven.

In toestand III wordt de middeling in accumulator 44 even-20 eens uitgevoerd over H = 480 symboolintervallen, maar bovendien is de zone tussen de drempelwaarden van detector 45 viermaal breder dan in toetand I en II, zodat de kans dat signaal u(k) de drempelwaarden - Vr(k)/4 en + Vr(k)/4 incidenteel overschrijdt aanzienlijk kleiner is dan in toestand II. Deze verbreding van de zone tussen de drempel-25 waarden van detector 45 na het met voldoende betrouwbaarheid vaststellen van faseconvergentie is een doeltreffende tegenmaatregel tegen ongewenste incidentele fasestappen Δ0 van het lokale kloksignaal als gevolg van stoor- en ruiscomponenten van fasefoutsignaal e(k - 1).c(k). Het is dan niet langer zinvol om de telwaarde van 30 teller 48 met één te verhogen telkens wanneer signaal u(k) voldoet aan: - Vr(k)/4 < u(k) < Vr(k)/4. (18)

Zodra echter in toestand III éénmaal niet voldaan wordt aan de voorwaarde van formule (18) en dus een fasestap Δ0 van het lokale 35 kloksignaal in voor- of achterwaartse richting wordt bewerkstelligd, is het niet gerechtvaardigd om aan te nemen dat de faseconvergentie van het met een stap Δ0 in fase verschoven lokale kloksignaal betrouwbaar is .8800490 PHE 88.002 20 en vindt derhalve een overgang naar toestand I plaats om de veronderstelling van faseconvergenties opnieuw te controleren op haar juistheid. Circuit 49 dient dus zo te worden ingericht dat in toestand III active-ringssignaal CE voor teller 48 een logische waarde "0" heeft en het 5 optreden van een logische waarde "1" van signaal S een onmiddelijke terugkeer naar toestand I bewerkstelligt, bij welke terugkeer tevens een terugstelsignaal CR met logische waarde "1" wordt afgegeven om teller 48 terug te stellen op een telwaarde 0 als beginstand.

Circuit 49 kan voor de besturing van deze drie toestanden 10 I, II en III kan op verschillende wijzen worden uitgevoerd. Bij wijze van voorbeeld toont Fig. 7 een gedetailleerd blokschema van een mogelijke uitvoering van toestandsbesturingscircuit 49 in Fig. 6.

Voor het karakteriseren van de drie toestanden I, II en III bevat circuit 47 in Fig. 7. twee RS-flipflops 52 en 53, waarbij het 15 volgende verband bestaat tussen deze toestanden en de logische waarden van de signalen Q(52) en Q(53) aan de Q-uitgangen van de RS-flipflops 52 en 53: toestand I Q(52) = "0" Q(53) * "0" toestand II Q(52) = "1" Q(53) = "0" 20 toestand III Q(52) = "O" Q(53) = "1"

Uit bovenstaand verband volgt dat, in alle toestanden, stuursignaal M voor teller 47 van Fig. 6 op eenvoudige wijze kan worden verkregen uit signalen Q(52) en Q(53) met behulp van een 0F-poort 54 en verder stuursignaal Q(53) rechtstreeks kan worden benut als stuursignaal N voor 25 detector 45 van Fig. 6.

De overgang van toestand I naar toestand II wordt bewerkstelligd door signaal C(15) van teller 48 uit Fig. 6 toe te voeren aan de S-ingang van flipflop 52, de overgang van toestand II naar toestand III wordt bewerkstelligd door signaal C(31) van teller 48 uit Fig. 6 toe 30 te voeren aan zowel de R-ingang van flipflop 52 als de S-ingang van flipflop 53, en tenslotte wordt de overgang van toestand III naar toestand I bewerkstelligd door signaal S van OF-pooxt 50 uit Fig. 6 toe te voeren aan een EN-poort 55 die signaal Q(53) alleen in toestand III open houdt en het uitgangssignaal van EN-poort 55 toe te voeren aan de R-ingang van 35 flipflop 53.

Het alleen in toestanden I en II benodigde activerings-signaal CE voor teller 48 van Fig. 6 wordt verkregen uit signalen Q(53) .8800490 PHE 88.002 21 en S aet behulp van een NIET-OF-poort 56. Met behulp van een EN-poort 57 die alleen in toestand I wordt opengehouden door stuursignaal M, een EN-poort 58 die alleen in toestanden II en III wordt opengehouden door stuursignaal M, en een op de uitgangen van EN-poorten 57, 58 aangesloten 5 OF-poort 59 wordt terugtelsignaal CR voor teller 48 van Fig. 6 verkregen door signaal C{15) van teller 48 uit Fig. 6 toe te voeren aan EN-poort 57 (voor het opwekken van signaal CR bij de overgang van toestand I naar toestand II) en door signaal S van OF-poort 50 uit Fig. 6 toe te voeren aan EN-poort 58 (voor het opwekken van signaal CR in de toestanden II en 10 III).

Na de beschrijving van het voorbeeld in Fig. 7 zal het duidelijk zijn dat een grote verscheidenheid van implementaties van toestandbesturingscircuit 49 in Fig. 6 mogelijk is. Een voor de praktijk aantrekkelijke mogelijkheid is om voor de implementatie van circuit 49 15 gebruik te maken van een tabel-opzoekgeheugen, waarin de waarden van de signalen Μ, N, CE en CR zijn opgeslagen op geheugenplaatsen waarvan het adres gevormd wordt door de waarden van de signalen S, C(15), C(31) en de opgeslagen waarden van de signalen M en N. De wijze waarop een dergelijk tabel-opzoekgeheugen wordt ingericht, is algemeen bekend en 20 behoeft hier geen nadere toelichting.

Fig. 8 toont een blokschema van generator 12 in Fig. 2 voor het opwekken van het lokale kloksignaal van frequentie 1/T, waarvan de fase kan worden geregeld met stappen van de grootte Δ0 = T/m volgens formule (3) in een richting die bepaald wordt door stuursignalen 25 BS en FS afkomstig van detector 45 in tempeerbesturingscircuit 11 van Fig. 6. Generator 12 in Fig. 8 bevat een kristaloscillator 60 en een daarop aangesloten frequentiedeler 61 waaraan het lokale kloksignaal wordt ontleend. De frequentie van oscillator 60 is een factor m groter dan de nominale waarde van de klokfrequentie 1/T en de deelfactor van 30 deler 61 heeft normaliter eveneens een waarde j». Voor het bewerkstelligen van een fasestap Δ0 = T/m in achterwaartse richting (naar links in de tijddiagrammen van Fig. 1) wordt de deelfactor van deler 61 voor de duur van één deelcyclus ingesteld op een waarde (m - 1) door stuursignaal BS en daarna teruggesteld op zijn nominale waarde m. De 35 betreffende deelcyclus heeft dan niet de normale duur T maar een duur (1- 1/m)T zodat het kloksignaal aan de uitgang van deler 61 na afloop van deze deelcyclus inderdaad een stap T/m in achterwaartse richting .8800490 .+ PHE 88.002 22 heeft gemaakt. Op soortgelijke wijze wordt een fasestap Δ0 = T/m in voorwaartse richting bewerkstelligd door de deelfactor van deler 61 onder bestuur van stuursignaal FS voor de duur van één deelcyclus in te stellen op een waarde (m + 1).

5 Wanneer de frequentie van de lokale klokgenerator 12 in

Fig. 2 een geringe afwijking vertoont ten opzichte van de klokfrequentie in de zender van Fig. 2, kan tempeerbesturingscircuit 11 ook worden benut voor een frequentieregeling van klokgenerator 12. Hiertoe bevat tempeerbesturingscircuit 11 van Fig. 6 een polariteitsdetector 62 10 waaraan het fasefoutsignaal e(k - 1).c(k) van vermenigvuldiger 43 wordt toegevoerd voor het opwekken van een tweewaardig stuursignaal AF met een vaste positieve waarde wanneer signaal e(k - 1).c(k) positief is en een vaste negatieve waarde (van gelijke grootte) wanneer signaal e(k - 1).c(k) negatief is. Dit stuursignaal AF wordt toegevoerd aan 15 een frequentiestuurcircuit 60(1) van kristaloscillator 60 in Fig. 8 voor het verhogen of verlagen van frequentie met een bedrag dat slechts een zeer kleine fractie is van de nominale waarde van deze frequentie (bijvoorbeeld een factie in de orde van 1 : 10^ tot 1 : 10^ in het beschouwde geval van een nominale frequentie 1/T = 120 kHz en sen deel-20 factor m = 32 van deler 61). Deze frequentieverandering gaat gepaard met een zeer geringe fasevershuiving per periode T van het lokale klok-signaal, zodat slechts een algemene tendens van stuursignaal AF in een positieve of negatieve richting over een zeer groot aantal perioden als gevolg van een frequentieverschil tussen zender en ontvanger in Fig. 2 25 leidt tot een significante faseverschuiving van het lokale kloksignaal ter verkleining van dit frequentieverschil, maar veelvulding optredende fouten in stuursignaal AF als gevolg van stoor- en ruiscomponenten van fasefoutsignaal e(k - 1).c(k) nagenoeg geen invloed hebben omdat de gemiddelde waarde over dit grote aantal perioden praktisch gelijk aan 30 nul is.

In de hierboven gegeven beschrijving van Fig. 2 is steeds gebruik gemaakt van een fasefoutsignaal van de vorm e(k - 1).è(k) waarbij foutsignaal e(k) in actualiseringscircuit 9 wordt ontleend aan signaal s(k) aan de ingang van symbooldetector 7 overeenkomstig formule 35 (7) met behulp van adaptief referentiesignaal Vr(k) dat in referentie- circuit 10 wordt opgewekt overeenkomstig formule (8). De informatie omtrent de uit te voeren faseverschuiving kan ook op andere wijze worden .8800490 PHE 88.002 23 ontleend aan ingangssignaal s(k) van symbooldetector 7, waarbij het niet altijd nodig is on gebruik te maken van actualiseringscircuit 9 en refe-rentiecircuit 10. Wel is steeds verondersteld dat precursieve en post-cursieve intersymboolinterferentie in dit ingangssignaal s(k) praktisch 5 geheel is gecompenseerd door bemonster- en conditioneermiddelen 6. Een eenvoudige mogelijkheid voor het verkrijgen van een fasefoutsignaal maakt gebruik van dit signaal s(k) zelf wanneer daarin specifieke synboolovergangen optreden. Wanneer bijvoorbeeld een overgang van de waarde 0 naar de waarde + 1 in signaal s(k) wordt gedetecteerd door het 10 optreden van de waarden ê(k - 1) = 0, c(k) = + 1 aan de uitgang van symbooldetector 7 kan signaal s(k - 1) rechtstreeks worden toegevoerd aan accumulator 44 als fasefoutsignaal. In dit geval dient in Fig. 6 vermenigvuldiger 43 te worden vervangen door een schakelaar die alleen gesloten is bij de com-binatie c(k - 1) =0, c(k) = + 1 en dient 15 signaal s(k) te worden toe-gevoerd aan begrenzer 41 in plaats van signaal e(k). Op soortgelijke wijze kan signaal - s(k - 1) gebruikt worden wanneer een overgang van de waarde 0 naar de waarde -1 wordt gededecteerd door het optreden van de waarden c(k - 1) = 0, c(k) = -1, aan de uitgang van symbooldetector 7.

20 Binnen het kader van de onderhavige uitvinding is echter vooral van belang dat het verkregen fasefoutsignaal representatief is voor een faseverschil tussen het lokale kloksignaal en het aan de ontvangen datasymbolen inherente kloksignaal. De wijze waarop een dergelijk fasefoutsignaal aan de geconditioneerde ontvangen datasymbolen wordt 25 ontleend, speelt daarbij een minder belangrijke rol en de keuze tussen de verschillende mogelijkheden wordt bepaald door de doeltreffendheid van de representatie van het faseverschil tussen de beide kloksignalen en door de eenvoud van de praktische implementatie. In dit opzicht is de uitvoering toeglichte methode van verkrijgen van een fasefoutsignaal van 30 de vorm e(k - 1).ê(k) bijzonder aantrekkelijk, te meer omdat deze methode ook kan worden gebruikt voor andere typen datasymbolen dan het hier beschouwde type van ternaire datasymbolen volgens een gestandaardiseerde bipolaire lijncode.

.8800490

Claims (9)

1. Ontvanger van een stelsel voor het met gegeven boudsnel- heid 1/T overdragen van datasymbolen, welke ontvanger is voorzien van een met de baudsnelheid 1/T werkzame symbooldetector; van middelen voor het optimaal voor symbooldetectie conditioneren van de ontvangen data-5 symbolen; van middelen om uit het geconditioneerde signaal een fout-signaal af te leiden dat representatief is voor een faseverschil tussen een bij de ontvangen datasymbolen behorend baudfrequent kloksignaal en een lokaal opgewekt baudfrequent kloksignaal voor de symbooldetector; en van faseregelmiddelen voor het stapsgewijs verkleinen van dit fasever-10 schil in responsie op het foutsignaal, met het kenmerk, dat de ontvanger is voorzien van middelen om te bepalen of de over een tevoren bepaald aantal symboolintervallen gemiddelde waarde van het foutsignaal zich bevindt in een zone waarvan de grenzen bepaald zijn door een eerste gegeven fractie van het niveau van het geconditioneerde signaal op het 15 symbooldetectietijdstip, en van middelen voor het blokkeren van de faseregelmiddelen indien genoemde gemiddelde waarde van het foutsignaal zich in genoemde zone bevindt, alsmede voor het deblokkeren van de faseregelmiddelen indien de gemiddelde foutsignaalwaarde in de geblokkeerde toestand aan een tevoren bepaald criterium voldoet.

2. Ontvanger volgens conclusie 1, met het kenmerk, dat voorzien is in middelen om bij blokkering van de faseregelmiddelen het foutsignaal te middelen over een groter aantal symboolintervallen.

3. Ontvanger volgens conclusie 1 of 2, met het kenmerk, dat voorzien is in middelen om bij blokkering van de faseregelmiddelen de 25 grenzen van genoemde zone te bepalen overeenkomstig een tweede gegeven fractie van het niveau van het geconditioneerde signaal op het symbooldetectietijdstip, welke tweede fractie groter is dan genoemde eerste fractie, waardoor een vergrote zone voor toelaatbare gemiddelde waarden van het foutsignaal wordt verkregen.

4. Ontvanger volgens een der conclusies 1-3, met het kenmerk, dat voorzien is in telmiddelen om te tellen hoeveel maal het gemiddelde foutsignaal zich in genoemde zone of genoemde vergrote zone bevindt.

5. Ontvanger volgens conclusie 4, met het kenmerk, dat de 35 telmiddelen worden teruggesteld zodra het gemiddelde foutsignaal zich eenmaal niet in genoemde vergrote zone bevindt.

6. Ontvanger volgens conclusie 5, met het kenmerk, dat de .8800490 * PHE 88.002 25 grenzen van genoemde zone worden verlegd naar de grenzen van genoemde vergrote zone wanneer de telmiddelen een tevoren bepaalde telwaarde bereikt hebben.

7. Ontvanger volgens conclusie 1, met het kenmerk, dat het 5 gemiddelde foutsignaal aan het tevoren bepaalde criterium voldoet wanneer dit zich buiten genoemde zone bevindt.

8. Ontvanger volgens conclusie 3, met het kenmerk, dat het gemiddelde foutsignaal aan het tevoren bepaalde criterium voldoet wanneer dit zich buiten genoemde vergrote zone bevindt.

9. Ontvanger volgens een der conclusies 1-3, met het ken merk, dat voorzien is in middelen om de piekwaarden van het foutsignaal te begrenzen. .8800490