JPH029244A - 所与のボー速度でデータ符号を伝送するシステムの受信機 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 （技術分野） 本発明は所与のボー速度（ｂａｕｄ−ｒａｔｅ）　１／
Ｔでデータ符号（ｄａｔａ　ｓｙｍｂｏｌ）を伝送する
システムの受信機に関連し、この受信機は、 ボー速度１／Ｔで動作する符号検出器（ｓｙｍｂｏｌｄ
ｅｔｅｃｔｏｒ）、 符号検出のために受信データ符号を最適に調整する（ｃ
ｏｎｄｉｔｉｏｎｉｎｇ）手段、受信データ符号に関連
するボー速度クロック信号と符号検出器用として局部的
に発生されたボー速度クロック信号（ｌｏｃａｌｌｙ　
ｇｅｎｅｒａｔｅｄ　ｂａｕｄ−ｒａｔｅｃｌｏｃｋ　
ｓｉｇｎａｌ）との間の位相差を表すエラー信号を、調
整された信号から導（手段、およびエラー信号に応して
ステップバイステップにこの位相差を滅失する位相制御
手段、 を具えている。

（背景技術） そのような受信機を持つデータ伝送システムは米国特許
第４，４９４，２４２号から既知であ。既知の受信機に
おいて、受信データ符号はボー速度でサンプルされてい
る。この特許で示されたように、そのようなサンプリン
グは所要の装置がより高いナイキスト速度（Ｎｙｑｕｉ
ｓｔ　ｒａｔｅ）でサンプルする場合よりもかなり簡単
になり得ることでとりわけ有利である。

データ伝送システムの受信機でサンプルする場合、サン
プリングのために受信機で使用されたクロック信号は送
受信信号と関連するクロック信号と常に同相であること
が重要である。これらのクロック信号間の避けられぬ位
相差に対抗するために、受信機中のクロック信号は連続
的に調節されなくてはならない。

既知の受信機の位相調節は、受信データ符号のプレカー
ソル（ｐｒｅｃｕｒｓｏｒ）の形状と大きさが送信機と
受信機のフィルタにのみ実質的に依存し、かつ送信機と
受信機の間の伝送ラインの性質に実際上無関係であり、
かつこのように特定の伝送システムに対して、前もって
既知である変動を有していると言う実験的事実に基づい
ている。さて、受倍信号の瞬時値の部分と以前のサンプ
リング時点におけるその信号のプレカーソル部分との比
較により、特有の検出時点と所望の検出時点との間の位
相シフトについて情報が導出でき、既知の装置のこの情
報は位相の調節に使用されている。

符号検出のエラーを回避するために、位相が正確に調節
できることが要求されている。後者は十分率さい大きさ
を有す位相ステップによる位相制御を要求し、そのため
に高い内部クロック速度が受信機で使用されなくてはな
らない。

位相制御を正確にする要件は、もし単一ワイヤ対を通る
全二重データ伝送に関係するならさらに厳しくさえあろ
う。よく知られているように、全二重データ伝送におい
て、補償信号が使用され、これは決定フィードバック等
化（ＤＦＥ：ｄｅｃｉｓｉｏｎｆｅｅｄ　ｂａｃｋ　ｅ
ｑｕａｌｉｚａｔｉｏｎ）　と組合せるにせよ、あるい
は組合せないにせよエコーキャンセレーション（ＥＣ：
ｅｃｈｏ　ｃａｎｃｅｌｌａｔｉｏｎ）によって得られ
ている。

この場合、相対的に小さい位相ステップはこの補償信号
を供給する適応装置（ａｄａｐｔｉｖｅ　ａｒｒａｎｇ
ｅｍｅｎｔ）のかなりの調節となり、この調節は符号間
隔の数１００回を要するから、従って符号検出における
エラー確率はかなり増大する。もし位相制御に応じて、
位相が最適最終値の周りで小さいステップで揺動を保持
し、そしてもしもそのように小さいステップがエコーキ
ャンセラー（ＥＣ）と決定フィードバック等花器（ＤＦ
Ｅ）で各係数値に変化を生じさせるなら、これは特別に
問題となる。

小さい位相ステップにする可能性となる十分高いクロッ
ク速度の選択により、この問題は克服できる。しかし、
このためには相対的に高価なりロック信号発生器を使用
する必要がある。さらに、余りにも高いクロック速度は
受信機中のディジタル要素の最大処理速度の観点から望
ましくなく、一方、高い電力消費がこれらの高い速度で
起こることもまた許容できない。

ビー・エフ・アダムス（Ｐ、　Ｆ、Ａｄａｍｓ）　　等
の論文、「長区間ディジタル加入者ループトランシーバ
−（Ａ　ｌｏｎｇ　ｒｅａｃｈ　ｄｉｇｉｔａｌ　５ｕ
ｂｓｃｒｉｂｅｒ　１ｏｏｐｔｒａｎｓｃｅｉｖｅｒ）
　Ｊ　、英国電気通信技術誌（ＢｒｉｔｉｓｈＴｅｌｅ
ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ　Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ　
Ｊｏｕｒｎａｌ）　、第５巻、第１号、１９８７年１月
、頁２５−３１において、別の解決法が記載されており
、ここで位相ステップの場合にエコー補償信号の所要の
偏差を評価する手段を具えるエコーキャンセラーが使用
されている。またこの論文によると、位相偏差が評価さ
れ、一方、プレカーソル値が伝送ラインに実質的に無関
係であると言う事実を使用している。しかしプレカーソ
ルの値は、Ｔ抄部に決定された信号サンプルの値の一定
数倍だけ受信データ符号のピークに近い信号サンプルの
値を減少することにより評価されている。そのようなエ
コーキャンセラーはまた複雑かつ高価であり、従って使
用することは好ましくない。

（発明の開示） 本発明の目的は、冒頭の記事で述べられたタイプの受信
機を与え、この受信機は上に描かれたようなりロンク信
号の位相制御の問題に簡単かつ安価な解決法を提供して
いる。

それに対して、本発明による受信機は、所定の数の符号
間隔にわたって平均エラー信号値が、その境界が符号検
出時点において調整された信号レベルの所与の第１部分
によって決定されるゾーンに位置しているかどうかを確
定する手段を具え、かつ 上記の平均エラー信号値で位相制御手段をブロックする
手段が上記のゾーンに位置し、かつもしブロックされた
状態で平均エラー信号値が所定の規準に適合するならば
位相制御手段をブロックしない手段を具えること、 を特徴としている。

一度所定の精度が達成された場合に、最適検出時点の周
りで局部クロック速度の位相の調節を継続することは望
ましくないと言う認識に本発明は基づいている。決定フ
ィードバック等化（ＤＦＥ）と組合せるにせよ、あるい
は組合せないにせよエコーキャンセラー（ＥＣ）を使用
する場合にこのことは特に適用される。従って、本発明
によると、位相が最適位相の周りの所定の狭いゾーンの
内側に位置しているかどうかが最初に確定され、もしそ
うなら、最適位相の周りの一層の位相ステップがブロッ
クされる。

本発明の好ましい実施例によると、位相制御手段がブロ
ックされる場合、大多数の符号間隔にわたってエラー信
号を平均化することによりエラー信号の平均値はその後
で決定される。例えば雑音によるエラー信号のたまたま
の妨害の結果としての位相ステップのチャンスはこのよ
うに低減される。

本発明のさらに好ましい実施例によると、エラー信号の
許容できる平均値のゾーンの境界は位相制御手段がブロ
ックされる場合に拡大される（ｅｎｌａｒｇｅｄ）。こ
れはこの拡大されたゾーンの外で起こる平均エラー信号
のチャンスを低減し、従ってまた調節がまだ行われるべ
きチャンスも低減している。このようにしてエラー信号
中の雑音の影響はまた抑制できる。この好ましい実施例
において、平均エラー信号がこの拡大されたゾーンの外
に位置していると言うことに規準が合致する場合に位相
制御手段はブロックされない。エラー信号の許容できる
平均値のゾーンが増大される状態では、エラー信号中の
妨害信号の最適抑制を達成するように平均化は大多数の
符号間隔にわたって実行されることが好ましい。位相収
束（ｐｈａｓｅ　ｃｏｎｖｅｒｇｅｎｃｅ）の範囲を決
定するために、すなわち局部クロック信号の位相が最適
値に近付（範囲を決定するために、受信データ符号のプ
レカーソルの値が利用され、そしてこのプレカーソルが
所定の規準に適合するかどうかが確定される。本発明に
よる装置の大きな利点は、相対的に低い周波数を有する
クロック信号発生器で十分であり、それは費用効果が良
（かつ高周波で特有の問題を回避すると言う事実である
。その上、決定フィードバック等価化器（ＤＦＥ）と組
合わせるにせよあるいは組合せないにせよエコーキャン
セラー（ＥＣ）を持つデータ伝送システムにおいて、各
適応ＥＣおよびＤＦＥ装置の最適値の周りの位相揺動　
（ｐｈａｓｅ　ｆｌｕｃｔｕａｔｉｏｎ）による係数の
変動は回避される。

図面を参照して実施例に基づいて本発明をさらに説明す
る。

（実施例） 以下の記述において、データ符号は直流成分を抑制する
ために標準双極ラインコード（ｂｉｐｏｌａｒｌｉｎｅ
　ｃｏｄｅ）に従って伝送されるものと仮定され、デー
タ符号は値＋Ｌ　Ｏ，−１と仮定する。受信データ符号
をサンプルする局部ポー速度クロック信号の相対位相に
ついての情報がこれらの受信データ符号から導出できる
やり方は第１図を参照して説明されよう。

第１Ａ図は値＋１を持つ単一データ符号のパルス形状を
示し、これはデータ伝送システムの送信機において送信
機の出力フィルタの入力に印加されるものである。デー
タ符号のボー速度　１／Ｔにおいて、このデータ符号の
継続期間はＴ秒である。

例えば地域公衆電話ｙ１（ｌｏｃａｌ　ｐｕｂｌｉｃ　
ｔｅｌｅｐｈｏｎｅｎｅｔｗｏｒｋ）のワイヤ対のよう
な分散形伝送チャネル（ｄｉｓｐｅｒｓｉｖｅ　ｔｒａ
ｎｓｍｉｓｓｉｏｎ　ｃｈａｎｎｅｌ）を通る伝送の後
、データ符号はデータ伝送システムの受信機で人力フィ
ルタの出力において起こり、そのデータ符号では可能な
パルス形状は第１Ｂ図の実線Ｒによって様式化された形
式で表されている。受信機において、受信データ符号は
第１Ｂ図でｔｏ４．　ｔｏ。

ｔｏ＋Ｔ、　ｔｏ＋２Ｔ、　−−−と示されるボー速度
１／Ｔを有する局部クロック信号によってサンプルされ
る。

第１Ｂ図において、この局部クロンク信号はパルス形状
Ｒを持つデータ符号のサンプリングの正しい位相を有し
、このサンプリングは正規化されたピーク値＋１を持つ
このパルス形状Ｒのピークの近くの時点ｔ０で起こるこ
とが仮定されている。サンプリング時点ｔ−ｔｏに先行
する時点ものパルス形状Ｒの部分、すなわち第１Ｂ図に
おいて時点１＝１゜の左の部分はプレカ−ソとして知ら
れている。

さて、実際にはこのプレカーソルの形状と８１続期間は
送信機と受信機の間の伝送チャネル（ワイヤ対）の性質
に実質的に無関係であると見られるが、しかし基本的に
は送信機の出力フィルタと受信機の人力フィルタにより
専ら決定される。このことは送信機と受信機の所与の組
合せに対してプレカーソルの形状と継続期間が前もって
知られており、さらに特定すると、時点ｔ＝　ｔ、−Ｔ
における第１Ｂ図のパルス形状Ｒのプレカーソルは点１
＝１．で正規化ピーク値＋１と実際に知られている値ａ
を有すことを意味している。

このパルス形状Ｒををす受信データ符号は第１ｃ図に表
された構造を有す高域通過フィルタに印加される。この
フィルタで入力信号は遅延素子１５によって符号期間Ｔ
だけ遅延され、かつこの入力信号はまた乗算器１６によ
ってファクタａで乗算される。合算器（ｓｕｍｍａ　ｔ
ｏｒ）　１７の助けを借りて乗算器１６の出力信号は遅
延素子１５の出力信号から減算される。第１Ｂ図のパル
ス形状Ｒを有す受信データ符号が第１Ｃ図のフィルタに
印加される場合、このフィルタの出力におけるデータ符
号は第１Ｄ図の実線Ｆにより様式化された形式で示され
たようなパルス形状を有する。第１０図から明らかなよ
うに、このパルス形状Ｆは時点ｔ＝ｔ、＋Ｔでそのピー
ク値＋１に達し、すなわち第１Ｂ図のパルス形状がその
ピーク値＋１に達する時点１＝１．に対して符号期間Ｔ
だけシフトされる。さらに、第１０図のこのパルス形状
Ｆのプレカーソルは時点１＝１．でＯに等しい値を有し
ている。

第１Ｂ図にはまた値＋１を持つ送信データ符号に関連す
る受信データ符号の２つのパルス形状ＲＥとＲＬが示さ
れているが、しかしそれはサンプリング時点よりは非常
に早く受信機でサンプルされる　（ピークに達する前に
サンプリングが起こる場合のパルス形状ＲＥ）か、ある
いはサンプリング時点より非常に遅くサンプルされる　
（ピークが既に通過してしまった後でサンプリンタが実
行される場合のパルス形状ＲＬ）かである。双方の場合
に、局部サンプリング信号の位相シフトが望ましい。

と言うのは、そのような補正が無いと、この位相は正し
いサンプリング位相からずっと偏って開始でき、それは
これらのパルス形状ＲＥとＲＬのサンプルが値＋１を持
つ送信データ符号を表すか、あるいは値０を持つ送信デ
ータ符号を表すかをもはや確定できなくなるまでそうさ
れるからである。

第１Ｄ図はいかにして第１Ｃ図のフィルタにより処理さ
れた後でパルス形状ＲＥがパルス形状ＦＥ（サンプリン
グ時点１＝１ｏにおけるそのプレカーソルは負の値を有
す）となるか、そしてまたいかにして第１Ｃ図のフィル
タにより処理された後でパルス形状ＲＬがパルス形状Ｐ
Ｌ（サンプリング時点ｔ＝ｔ。

におけるそのプレカーソルは正の値を有す）となるかを
示している。もし第１Ｂ図のパルス形状Ｒ９１’ｌＥお
よびＩ’ｌＬが階数ｋを有す受信データ符号に関連する
なら、一般性を失うこと無＜　　ｔｏ・ｋＴ、−■＜ｋ
＜＋ωと置くことができる。第１Ｄ図のサンプリング時
点ｔ−ｔｏにおけるパルス形状Ｆ、　　ＦＥおよびＦし
のプレカーソルの値はエラー信号ｅ（ｋ）と考えること
ができ、これはサンプリングが正しい位相で実行される
場合にｅ　（ｋ）・０を有し、サンプリングが前に実行
される場合に負の値ｅ　（ｋ）　＜０を有し、そしてサ
ンプリングの後で実行される場合には正の値ｅ（ｋ）＞
Ｏを有している。そこで、エラー信号ｅ　（ｋ）の極性
は局部サンプリング信号の位相がシフトされるべき所望
の方向についての情報を与えている。示された実例では
これは正の値ｅ（ｋ）については左への位相シフトであ
り、負の値ｅ（ｋ）については右への位相シフトである
。

受信データ符号の極性は一般に複数のエラー信号ｅ（ｋ
）の極性に影響する。データ信号の極性を考慮すると、
位相シフトの所要の方向の可能な表示として、次の式 ％式％（１） が使用でき、２（ｋ＋１）はサンプリング時点ｔ＝　ｔ
、＋Ｔ　＝（ｋ＋１）Ｔで第１Ｃ図のフィルタの出力に
おけるデータ符号の極性であり、それはボー速度１／Ｔ
で動作する受信機の符号検出器によって決定される。も
し式（１）が正の値を有するなら、第１Ｂ図と第１Ｄ図
の時間図では左へのシフトが要求され、そしてもし式（
］）が負の値を有するなら、右へのシフトが要求される
。

エラー信号ｅ　（ｋ）の大きさは位相シフトの所要の大
きさの測度である。これはプレカーソル間隔（ｔｏ、　
ｔｏ＋Ｔ）の付近の第１Ｄ図のパルス形状Ｆの部分を詳
細に示す第１Ｅ図を参照して説明することができる。サ
ンプリング時点ｔ＝ｔｏ＝ｋＴのパルス形状Ｆは第１近
似で線形と考えられる形状である。さて、もしサンプリ
ング時点ｔ＝ｔｏ＋Ｔ＝（ｋ＋１）Ｔにおけるパルス形
状Ｆのピーク値が２Ｖ、　（ｋ＋１）にセントされるな
ら、すなわち今後以下の記述でさらに説明される適応規
準信号（ａｄａｐｔｉｖｅ　ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ　ｓｉ
ｇｎａｌ）Ｖ、　（ｋ＋１）の２倍に等しいなら、パル
ス形状Ｆはサンプリング時点ｔ・む。−ｋＴで値Ｏを有
する点とサンプリング時点ｔ＝ｔ、＋’ｒ・（ｋ＋１）
Ｔで値２シバに＋１）を有する点を通る直線により近似
され、以下の式が第１Ｅ図のサンプリング時点ｔ＝ｔｏ
の付近のパルス形状Ｆの近似としてこの直線の傾斜ｊａ
ｎ　（β）として保持される。

ｊａｎ（β）＝　　２Ｖ、（ｋ＋１）／Ｔ　　　　　　
（２）もし受信機において局部サンプリング信号の位相
が１３１．ＩＩ間Ｔで多数のｍ個の離散値を取ることが
できると仮定されるなら、期間Ｔの一部分として表され
た単一位相ステップΔφの大きさに対してΔφ＝　Ｔ／
ｍ　　　　　　　　　　　　（３）が保持される。

次に、第１Ｅ図より　ｔ＝　ｔ、＝ｋＴから右の単一位
相ステップΔφに対応するエラー信号ｅ　（ｋ）につい
て良好な近似として ｊａｎ（β）＝　　２Ｖ、（ｋ＋１）／Ｔ＝　ｅ（ｋ）
／Δφ　　　　（４）が保持され、そして式（３）を用
いると、ｅ（ｋ）＝　２Ｖ、（ｋ＋１）／ｍ　　　　　
　　　　　　　（５）となる。また　む・ｔｏ＝ｋＴか
ら左への単一位相ステップΔφに対応するエラー信号ｅ
　（ｋ）に対して、ｅ（ｋ）＝　−２ν、（ｋ＋１）／
ｍ　　　　　　　　　　　（６）が保持される。

このように、上述のことは単一位相ステップΔφとサン
プリング時点ｔ、ｔｏ＝ｋＴの（＝Ｊ近でエラー信号ｅ
　（ｋ）に関連する大きさとの間に簡単かつ明確な関係
が存在し、ここでパルス形状ＦＣ７）線形近似が許容さ
れることが示されている。

第２図は局部ボー速度サンプリング信号の位相を最適化
する本発明による受信機を持つデータ伝送システムの一
般的ブロンク線図を示している。

このシステムの送信機は符号器２において符号速度１／
Ｔで標準双極ラインコードに従って３進デタ符号に変換
される２進デ一タ符号を発生ずるデータ信号源１を具え
ている。符号器２の出力におけるデータ符号は出力フィ
ルタ３を通して伝送チャネル４に印加され、この伝送チ
ャネルは例えば地域公衆電話網のワイヤ対により形成さ
れている。

このシステムの受信機は伝送チャネル４に接続された入
力フィルタ５を具え、かつ受信データ符号はこれらのデ
ータ符号を速度１／Ｔでサンプルし、かつ符号検出器７
で最適検出するため得られたサンプルを調整するこのフ
ィルタ５に接続された手段６に印加されている。検出さ
れたデータ符号は最終的にデータ信号シンク（ｄａｔａ
　ｓｉｇｎａｌ　５ｉｎｋ）　８に印加され、ここで信
号′ａ１の元の２進デ一タ符号の複製が得られ、同時に
送信機の双極符号器２に対応する復号器を利用している
。

適当なやり方でサンプリング・調整（ｓａｍｐｌｉｎｇ
ａｎｄ　ｃｏｎｄｉｔｉｏｎｉｎｇ　ｍｅａｎｓ）手段
６と符号検出器７を規定するために、第２図の受信機は
アップデーティング回路（ｕｐｄａｔｉｎｇ　ｃｉｒｃ
ｕｉｔ）　９、適応規準回路（ａｄａｐｔｉｖｅ　ｒｅ
ｆｅｒｅｎｃｅ　ｃｉｒｃｕｉｔ）１０、および手段６
でサンプリングのために正しい位相で符号速度１／Ｔの
局部クロック信号を発生ずる局部クロック発生器１２の
タイミング制御回路１１をまた含んでいる。第２図の受
信機のこれらの素子６．９−１２は第３図、第８図を参
照し７てさらに説明されよう。

サンプリングが第２図の受信機のフィルタ５の出力で速
度１／Ｔで実行されるから、この受信機の一層の信号処
理の記述は通常の離散時間モデルに基づいており、ここ
で信号は通常のやり方で示されている。

第３図は第２図の受信機の手段６のブロンク線図を示し
ている。第３図において、第２図のフィルタ５の出力信
号ｒ（ｔ）はサンプル・保持回路２０に印加され、かつ
そこで第２図のクロック発生器１２から発生する局部ク
ロック信号により速度１／Ｔでサンプルされる。以前に
示されたように、受信データ符号に固有なりロンク信号
が時点ｔ＝ｋＴで起こると仮定され、ここでｋは−ω＜
ｋ＜＋（１）を持つ整数である。一般に、局部クロック
信号は時点む・ｋＴ＋Ｔｏで起こり、ここでＴｏは局部
クロック信号と受信データ符号に固有なりロック信号と
の間の位相差に対応し、このようにＴｏは−Ｔ／２＜Ｔ
ｏ＜　Ｔ／２を満足している。時点ｔ＝ｋＴ＋Ｔｏにお
い−乙第３図の回路２０の出力でアナログ信号ｒ（ｔ）
のサンプルｒ（ｋＴ＋Ｔｏ）が起こり、このアナログ信
号はアナログ対ディジタル変換器２１により通常のやり
方でｒ（ｋ）　と示されているディジタル信号のサンプ
ルに変換される。この信号ｒ（ｋ）はあり得る先行符号
量干渉（ｐｒｅｃｕｒｓｉｖｅ　ｉｎｔｅｒｓｙｍｂｏ
ｌ　１ｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ）と、データ符号の伝送
の間に発達する雑音とを最良のやり方で抑制するために
配設されている線形等化層２２に印加される。第１図の
説明を基にして、この線形等化器２２が先行符号量干渉
の最も重要な成分をキャンセルするために第１Ｃ図に示
されたような構造を有するフィルタ２２（１）を具え得
ることは明らかであろう。第３図にはフィードバックフ
ィルタ２３がまた含まれ、これは決定フィードバンクタ
イプの等化層の一部分を形成している。第２図の符号検
出器７の出力の検出データ符号ｃ　（ｋ）に基づいて、
このフィードバックフィルりはデータ符号の伝送の間に
発達した先行符号量干渉のキャンセリング信号を形成し
、このキャンセリング信号は先行および後続（＋）Ｏ５
ｊｃｕｒｓ　ｉνｅ）符号量干渉と雑音ができる限り最
良なやり方で除去される第２図の符号検出器７の人力信
号ｓ　（ｋ）を得るために合算器２４により線形等化器
２２の出力信号から減算される。符号検出のこの信号ｓ
　（ｋ）を最適に調整するために、フィードバックフィ
ルタ２３は適応的に配設され、かつ前述のエラー信号ｅ
　（ｋ）により制御される適応回路（ａｄａｐｔａｔｉ
ｏｎｃｉｒｃｕｉｔ）２３（１）を具えている。このエ
ラー信号ｅ　（ｋ）は局部クロック信号と、受信データ
符号に固有のクロック信号との間の位相差を表している
がくしかしこのエラー信号ｅ　（ｋ）はまたフィードバ
ックフィルタ２３によってキャンセルすべき後続符号量
干渉を表している。送信機と受信機のフィルタ３．５の
所与の組合せにより、先行符号量干渉は実際に知られて
おり、かつこの符号量干渉は線形等化器２２のフィルタ
２２（１）により実質的に除かれており、このフィルタ
２２（１）は第１Ｃ図に示された構造を有している。第
３図に記号的に示されているように、線形等化器２２を
適応的に配設し、かつそれをエラー信号ｅ（ｋ）により
制御される適応回路と共に具えることは同様に可能であ
る。線形タイプならびに決定フィードバックタイプの適
応等化層の構造と動作は広く知られており、かつこれ以
上説明する必要は無い。と言うのは、この受信機では全
くありふれた技術が使用できるからである。しかし、第
３図の線形等化器２２にフィルタ２２（１）を含む必要
は無く、このフィルタ２２（１）が線形であり、かつ基
本的には送信機の符号器２と受信機の手段６の合算器２
４との間の任意の点に挿入できることに注意すべきであ
る。しかし実施例を簡単にするために、このフィルタ２
２（１）は第３図の線形等化器２２に含まれることが好
ましい。

エラー信号ｅ　（ｋ）が得られるやり方は第２図のアッ
プデーティング回路９の選択的実施例（ｏｐｔｉｏｎａ
ｌｅｍｂｏｄ　ｉｍｅｎ　ｔ）を示す第４図を参照して
さらに説明されよう。この回路９は以下の式 ％式％（７） に従ってエラー信号ｅ　（ｋ）を発生するために配設さ
れている。ここでｓ　（ｋ）は第２図の符号検出器７の
人力信号であり、５（ｋ）はこの符号検出器７の出力信
号であり、かつＶ、　（ｋ）は第２図の回路１０により
なお説明すべき態様で発生されている適応規準信号であ
る。第４図の回路９はファクタ２で信号Ｖ、　（ｋ）を
乗算する乗算器２５と、信号２Ｖ。

（ｋ）、５（ｋ）を形成するために信号？（ｋ）により
信号２Ｖ、　（ｋ）を乗算する乗算器２６を具え、信号
２ｖ、。

（ｋ）・ｃ　（ｋ）は合算器２７により信号ｓ　（ｋ）
から減算される。このようにして、エラー信号ｅ（ｋ）
は式（力を満足する合算器２７の出力で起こっている。

第２図の規準回路１０は受信データ符号のピーク値の半
分の可能な限り良好な評価である適応規準値Ｖ、　（ｋ
）を信号ｅ　（ｋ）とｃ　（ｋ）に応じて発生するため
に配設されている。この規準信号Ｖ、　（ｋ）は符号検
出のしきい値として符号検出器マで使用され、かつまた
上の式（７）から明らかなようにエラー信号ｅ　（ｋ）
への受信データ信号の影響に対抗するよう使用されてい
る。この適応規準回路１０の選択的実施例は第５図に詳
細に示されている。第５図の回路１０は以下の弐 Ｖ、（ｋ＋１）　＝　Ｖ、（ｋ）＋ｐ−ｅ（ｋ）・ｃ（
ｋ）　　　　（８）に従って基準信号の引き続くサンプ
ルＶ、、（ｋ＋１）を形成するために配設され、ここで
Ｖ、　（ｋ）は基準信号の現行のサンプルであり、ｐは
適応ステップ（および適応速度（ａｄａｐｔａｔｉｏｎ
　ｒａｔｅ）　）の大きさを決定する一定値である。

第５図の基準回路１０は信号ｅ　（ｋ）と信号ｃ　（ｋ
）を乗算する乗算器２８と、適応項ｐ−ｅ（ｋ）　　・
　ｃ　（ｋ）を形成するための適応定数ｐと、このよう
に得られた積信号ｅ（ｋ）・２（ｋ）を乗算する乗算器
２９を具えている。この適応項は累算器３０に印加され
、この累算器は基準信号のサンプルＶ、　（ｋ）を蓄積
するメモリ３１と式（８）の右側に従ってサンプルＶ、
（ｋ）と適応項ｐ−ｅ（ｋ）・２（ｋ）の和を形成する
加算器３２により形成されている。式（８）を満足する
適応基準信号の次のサンプルＶ、（ｋ）を間隔Ｔの後で
メモリ３１の出力に与えるためにこの和はメモリ３１に
蓄積される。

適応基準信号Ｖ、（ｋ）と上述のエラー信号ｅ　（ｋ）
を発生するやり方はデイ−・エイ・ファルコーナ−（Ｄ
、　Ａ、　Ｆａｌｃｏｎｅｒ）の論文、「適応基準エコ
ーキャンセレーシゴン（八ｄａｐｔｉｖｅ　Ｒｅｆｅｒ
ｅｎｃｅ　Ｅｃｈ。

Ｃａｎｃｅｌｌａｔｉｏｎ）　Ｊ　、アイ・イー・イー
・イー　トランズアクション　オブ　コミュニケーショ
ン（ＩＥＥＥ　Ｔｒａｎｓ、　Ｃｏｍｍ、）　、第Ｃ０
Ｍ−３０巻、第９号、１９８２年９月、頁２０８３−２
０９４からそれ自身既知である（第３図と比較）ことに
注意すべきである。さらに、これまで第２図−第５図を
参照して説明されたように本受信機の構造はケー・ジェ
ー・ウォーダ（Ｋ、　Ｊ、　Ｗｏｕｄａ）等の論文、「
単一チップｌ５ＤＮ伝送ユニットについて（Ｔｏｉｙａ
ｒｄｓ　ａ　ＳｉｎｇｌｅＣｈｉｐ　ＩＤ５Ｎ　Ｔｒａ
ｎｓｍｉｓｓｉｏｎ　Ｕｎｉｔ）　Ｊ　、プロシーディ
ング・オブｌ５ＳＬＳ　８６　（Ｐｒｏｃ、　ｌ５ＳＬ
Ｓ　８６）、東京１９８６年、頁２５０−２５５で広く
概説されている　（第９図と第１１図を比較せよ）。

受信データ符号をサンプリングするために、第２図の受
信機は周波数１／Ｔの局部クロック信号を利用し、この
周波数１／Ｔはクロック発生器１２により発生され、か
つ受信データ符号に固有なりロック信号の位相から一般
に異なっている位相を有している。ステップバイステッ
プにこの位相差を減少するために、タイミング制御回路
１１がクロック発生器１２に接続され、それはクロック
発生器１２からの出力信号に加えて、アップデーティン
グ回路９、基準回路１０およびステップバイステップに
順方向あるいは逆方向に局部クロック信号の位相をシフ
トする制御信号ＢＳとＦＳを発生する符号検出器７から
の各出力信号ｅ（ｋ）、Ｖｒ　（ｋ）およびｃ　（ｋ）
を受信する。第６図はこのタイミング制御回路１１を示
している。

第１図の説明から、そしてさらに特定すると式（１）か
ら、実行すべき位相シフトについての所要の情報がｅ（
ｋ−１）　、ｃ（ｋ）の形の信号から導出できることが
分かる。それに対して、第６図のタイミング制御回路１
１はリミタ４１．１サンプル期間Ｔの遅延時間を有する
遅延素子４２、乗算器４３および累算器４４を持つ相関
器４０を具えている。信号ｅ　（ｋ）はリミタ４１と遅
延素子４２を通して乗算器４３に印加され、かつそこで
信号ｅ（ｋ−１）、２（ｋ）を形成するために信号？（
ｋ）で乗算されている。リミタ４１は例えば−Ｖ、（ｋ
）／２と＋Ｖ、　（ｋ）／２の間の範囲に信号ｅ　（ｋ
）の値を制限するために使用され、この制限値は適応基
準信号Ｖ、　（ｋ）によって制御されている。信号ｅ（
ｋ）は所望の成分の外に、たまたま非常に高いピーク値
を取ることができ、従って大きくなり得るが、しかし望
ましくなくかつ不必要な位相シフトとなる干渉成分と雑
音成分を含んでいる。これを防ぐために、信号ｅ（ｋ）
の大きさはＶ、　（ｋ）／２を越えない値にリミタ４１
で制限されでいる。言うまでもないことだが、信号ｅ（
ｋ）のたまたま起こるピークが位相シフトについての情
報が導かれる信号の偶発的に大きい妨害になることを回
避する限り、異なる制限値がまた可能である。信号ｅ（
ｋ）の制限にもかかわらず、信号ｅ（ｋ−１）、　２（
ｋ）中の干渉および雑音成分はなお大きな所望でない位
相シフトとなり得、かつこれに対抗するためにこの信号
ｅ（ｋ−１）、　ｃ（ｋ）は累算器４４によってＭ個の
サンプル期間にわたって平均化される。

累算器４４の出力信号は適応基準信号Ｖ、　（ｋ）から
導かれる同じ大きさの正および負のしきい値を有する検
出器４５に印加される。もし累算器４４のこの出力信号
が正のしきい値より高いなら、検出器４５は論理値「１
」を有する信号ＢＳを供給し、この信号はクロック発生
器１２において逆方向に（従って第１図の時間図で左に
）ステップΔφだけ局部クロック信号の位相シフトを行
う。同様にもし累算器４４のこの出力信号が負のしきい
値より低いなら、検出ｉｓ　４５は論理値「１」を有す
る信号ＦＳを供給し、この信号はクロック発生器１２に
おいて順方向に（従って第１図の時間図の右に）ステッ
プΔφだけ位相シフトを行う。検出器４５の正および負
のしきい値の間に位置する累算器の出力信号に対して、
制御信号ＢＳとＦＳの双方は論理値「０」を有し、かつ
クロック発生器１２で位相シフトは行われない。

検出器４５のしきい値の大きさはＶ、　（ｋ）／Ｎであ
り、ここで検出器４５で使用する値Ｎは回路４６により
制御される。この回路４６は累算器４４が乗算器４３の
出力信号ｅ（ｋ−１）、　２（ｋ）を平均するサンプル
期間の数Ｍをまた制御する。このために、回路４６は調
節可能な終了位置（ａｄｊｕｓｔａｂｉｅ　ｅｎｄ　ｐ
ｏｓｉｔｉｏｎ）　Ｍを持つカウンタ４７を含み、この
カウンタ４７は周波数１／Ｔの局部クロック信号を受信
し、かつその最終位置Ｍに到達すると累算器４４の内容
が検出器４５で検出された後でその前縁が検出器４５を
エネーブルしかつその後縁が累算器４４の内容を初期値
０にリセットするパルスを生成する。この回路４６の別
の構造は今後説明される予定であるが、しかしこれまで
説明された第６図のタイミング制御回路１１がいかにし
て累算器４４、および回路４６によって制御された値Ｍ
とＮの所与のベアー（Ｍ、Ｎ）によって特徴付けられて
いる検出器４５の所与の状態に対して動作するかがまず
説明されよう。

回路４６のカウンタ４７がその最終位置Ｍに到達する時
点でｋは特殊な値を有し、かつｋのこの値に対して累算
器４４の出力信号ｕ　（ｋ）は次の式によって与えられ
る。

この信号ｕ　（ｋ）はＭ個のサンプル期間にわたる位相
エラー信号自体の平均値Ｑ　（ｋ）と、乗算器４３の信
号ｅ（ｋ−１）、　ｃ（ｋ）の干渉および雑音成分のＭ
個のサンプル期間にわたる平均値である雑音の総ｆｆ１
ｎ（ｋ）との和であると考えることができ、従って信号
ｕ　（ｋ）は次のように書ける。

ｕ（ｋ）＝ｑ（ｋ）　＋　ｎ（ｋ）　　　　　　　　　
　（１０）第１図の説明によって、局部クロック信号の
位相はｍ位相ステップが単一期間Ｔに一致し、従ってＴ
の小部分としてΔφが式（３） ％式％ を満足するような大きさΔφの位相ステップでシフトで
きることが既に仮定されている。

この説明から単一位相ステップの大きさΔφと位相エラ
ー信号の変化の関連の大きさΔＵとの間で、局部クロッ
ク信号と受信データ符号に固有なりロンク信号の間の位
相差零付近で良好な近似として線形と考えられる関係の
存在することが起り、零位相差のこの近傍における線形
な関係は式（４）−（６）を考慮して Δｕ＝２Ｖ、　（ｋ）△φＴ＝２Ｖ、　（ｋ）／ｍ　　
　　　（１１）と書ける。さて、もしも２つのクロック
信号間の位相差が半位相ステップΔφ／２を越えないな
ら、位相エラー信号自体の平均値ｑ　（ｋ）は、式（１
１）を考慮して −Ｖｒ　（ｋ）／ｍ≦ｑ　（ｋ）≦＋Ｖ、　（ｋ）／ｍ
　　　　　（１２）が保持される領域に位置し、順方向
あるいは逆方向のクロック信号の位相ステップ△φは２
つのクロック信号間の位相差の一層の減少を起こさない
。

しかし、累算器４４の出力において、この平均値ｑ　（
ｋ）は別々に利用可能ではないが、しかし信号ｕ　（ｋ
）はこの平均値ｑ　（ｋ）と雑音の総量ｎ　（ｋ）との
和であることで利用可能である（式（１０）を比較せよ
）。

さてしきいイ直Ｎの大きさＶ、　（ｋ）／ＮがＶ、　（
ｋ）／Ｎ　＝　２Ｖ、　（ｋ）／ｍ＝△ｕ　　　　　（
１３）を満足するようにし、かつ検出器４５でＮを選択
することにより、かつこのようにＮ＝ｍ／２と選択する
ことにより、クロック発生器１２で１ステツプ△φだけ
のどんな位相シフトも ２Ｖ、　（ｋ）／ｍ　＜ｕ（ｋ）＜＋　２Ｖ、　（ｋ）
／ｍ　　　　（１４）を満足する信号ｕ　（ｋ）の値に
影古しないことが達成できる。ここで位相エラー信号自
体の平均値ｑ　（ｋ）が式（１２）を満足することを考
慮したケースでは、△ｕ／２・Ｖｒ（ｋ）／ｍを越えな
い大きさを有する雑音の総１ｎ（ｋ）は位相ステップΔ
φの局部クロック信号の位相シフトになること無（信号
ｕ　（ｋ）で許容できる。この雑音の総ｊｕｎ（ｋ）の
結果としての位相シフトはこのように半位相ステップΔ
φ／２を越えない大きさを有している。累算器４４の信
号ｅ（ｋ−１）。

ｃ（ｋ）の平均化がＭサンプル期間にわたてっ実行され
ているから、ここで考察された位相収束（すなわち、半
位相ステップΔφ／２を越えない２つのクロック信号間
の位相差）のケースにおいて、非常に僅かな確率で２Ｖ
、　（ｋ）／ｍの大きさを有する検出器４５のしきい値
を信号ｕ　（ｋ）の値が越えないように値Ｍを選ぶこと
ができる。雑音ｎ　（ｋ）の−船釣ガウス特性を与える
と、これらのしきい値の散発的に起こる違犯（ｔｒａｎ
ｓｇｒｅｓｓｉｏｎ）はしかしながらなお期待できる。

これに関して、予期しない大きな値を持つ信号ｅ　（ｋ
）のたまたま起こるピークが例えばＶ、　（ｋ）／２の
大きさを有する値にリミタ４１により制限され、従って
これらのたまたま起こるピークが累算器４４の出力で信
号ｕ　（ｋ）に限られた効果のみ有することは有利であ
る。このように、位相収束が達成された後、式（１４）
を満足する信号ｕ　（ｋ）、すなわち ２Ｖ、　（ｋ）／ｍ　＜ｕ（ｋ）＜＋　２Ｖｒ　（ｋ）
／ｎ　　　　（１５）なる信号ｕ　（ｋ）の値に対する
大きさΔφを有するステップで局部クロック信号の位相
をシフトするプロセスをブロックするために雑音ｎ（ｋ
）の影響を十分抑制することは可能と見られる。

局部クロック信号のこのステップバイステップ位相シフ
トをブロックした後、信号ｕ　（ｋ）による検出器４５
のしきい値の偶発的違犯の確率、従って偶発的位相ステ
ップΔφの確率は大多数の符号間隔にわたり累算器４４
で信号ｅ（ｋ−１）、　：：（ｋ）を平均化することに
よさらに低減できる。これは元の値から例えばこの元の
値の４倍に等しい値まで回路４６でカウンタ４７の最終
値Ｍを拡大することにより簡単な態様で達成できる。

位相収束の達成後の偶発的位相ステップΔφの確率の一
層の低減は元の値２Ｖ、　（ｋ）／ｍから例えば８Ｖ、
　（ｋ）／ｍ　　（これはまた４倍大きい）の値まで検
出器４５のしきい値の大きさｖ、　（ｋ）／Ｎを拡大す
ることにより、すなわちこのように元の値Ｎ＝ｍ／２が
ら値Ｎ＝ｍ／８に値Ｎを低減することにより達成できる
。この場合、ステップΔφを持つどんな位相シフトも ８Ｖ、　（ｋ）／ｍ　＜ｕ（ｋ）＜　＋　８ν、　（ｋ
）／ｍ　　　（１６）を満足する信号ｕ　（ｋ）の値に
影響しない。信号ｕ　（ｋ）が雑音ｎ　（ｋ）のたまた
ま大きい値により式（１６）に従って許容ゾーンの限界
を越える確率は小さく、さらに言えば４倍狭い式（１４
）による元のゾーンの場合よりかなり小さい。

これらの手段は組み合わされることが好ましく、すなわ
ち検出器４５のしきい値開の許容ゾーンの拡大によって
累算器４４が平均化する間隔は大きな長さを有している
。値ＭとＮを制御することにより第６図の回路４６の助
けを借りていかにこれらの手段が具体化できるかは、デ
ータ符号速度１／Ｔが１２０にボーを存し、かつ局部ク
ロック信号が周波数１／Ｔ＝１２０ｋＨｚを有する実際
の場合について説明されよう。この場合、ｍ・３２は期
間Ｔ毎の位相ステップの数に対して適当な実際の値であ
るように見える。

調節可能な最終位置Ｍを有するカウンタ４７の外に、第
６図の回路４６はこの最終位置Ｍに達するカウンタ４６
の回数をカウントするカウンタ４８を含んでいる。二〇
カウンタ４８は２つの論理信号Ｃ（１５）とＣ（３１）
を発生し、カウント値１５に対応する信号Ｃ（１５）の
論理値「１」とカウント値３１に対応する信号Ｃ（３１
）の論理値「１」はカウンタ４８の最終位置を構成して
いる。これらの信号Ｃ（１５）　　とＣ（３１）は状態
制御回路４９に印加され、これには位相ステップ△φが
有効になる場合に論理値「１」を有する論理信号Ｓがま
た印加される。この信号Ｓはオアゲート５０によって得
られ、これに位相ステップΔφが順方向あるいは逆方向
に行われる場合に検出器４５によって生成された２つの
論理制御信号ＢＳとＦＳが印加される。論理信号Ｓ、Ｃ
（１５）およびＣ（３１）に応じて、回路４９はカウン
タ４８．カウンタ４７および検出器４５それぞれに４つ
の制御信号ＣＥ、ＣＩ？、　ＭおよびＮを発生する。信
号ＣＥの論理値「１」はカウンタ４８をエネーブルし、
信号ＣＲの論理値「１」は初期位置としてカウンタ４８
を零カウント値にリセットする。信号Ｍはカウンタ４７
の最終位置、最終位置として値と・１２０に対応する信
号Ｍの論理値「０」および最終位置としてカウント値Ｍ
＝４８０に対応する論理値「１」を調節するために使用
されている。最後に、信号Ｎは検出器４５のしきい値の
大きさ、Ｖ、　（ｋ）ハ＝　Ｖ、　（ｋ）／１６なる大
きさを有するしきい値に対応する信号Ｎの論理値ｒＱＪ
、およびＶ、　（ｋ）／Ｎ　＝　Ｖｒ（ｋ）／４を有す
るしきい値に対応する論理値「１」を調節するために使
用されている。

第６図のタイミング制御回路１１は回路４９の制御の下
で３つの状態にもたらすことができ、それらの状態は累
算器４４が平均化する符号間隔の数の値Ｍと、検出器４
５のしきい値の大きさＶ、　（ｋ）／Ｎを表示する値Ｎ
によって特徴付けられている。

状態ＩＭ・１２０とＮ＝１６ 状態■　　門＝４８０　とＮ＝１６ −状態■　　門・４８０とＮ＝　４ 状態■において、カウンタ４７は門・１２０符号間隔の
後でその最終位置に達し、そしてエネーブルされた検出
器４５は累算器４４の出力信号ｕ　（ｋ）がしきい値−
ν、　（ｋ）／１６と＋Ｖ、　（ｋ）／１６の間のゾー
ンの内側に位置しているか、あるいはこのゾーンの外側
に位置しているかどうかを決定する。大きさΔφを有す
るステップの局部クロック信号の位相シフトのプロセス
が位相収束の達成されるように進行する場合、受信デー
タ符号に固有なりロック信号に対する位相差はせいぜい
半位相ステップΔφ／２であり、状態Ｉではカウンタ４
８のカウント値は信号ｕ　（ｋ）が検出器４５のしきい
値の間のゾーンの内側に位置する度毎に１だけ増大され
、このようにして−Ｖｒ（ｋ）／１６＜ｕ（ｋ）　＜＋
ν、　（ｋ）／１６　　　　　（１７）が満足される。

この場合、信号Ｓは論理値「０」を有している。と言う
のは、信号ＢＳとＦＳの双方が論理値ｒ□、を有してい
るからである。そこで、回路４９は状ｆｌＩにおいて、
論理値「０」が信号Ｓに起こる場合にカウンタ４８のエ
ネーブル信号ＣＥとリセット信号ＣＲがそれぞれ論理値
「１」と論理値「０」を有するように配設されるべきで
ある。もし状態Ｉにおいて、信号ｕ　（ｋ）が式（１７
）を満足し、かつ何回となく１５に等しくなる検出器４
５のしきい値開のゾーンの内側に位置するなら、位相収
束の起こることが暫定的に仮定される。カウンタ４８は
カウント値１５に達し、かつ状態■に遷移するために論
理値「１ｊを有する信号Ｃ（１５）を回路４９に供給し
、その遷移でカウンタ４８は初期位置としてカウント値
Ｏにリセットされる。このようにして、回路４９は状態
Ｉから状態■への遷移においてリセット信号ＣＲがカウ
ンタ４８に生成され、そして状態Ｈにおいてカウント制
御信号Ｍはカウント値Ｈ・４８０を有する最終位置にカ
ウンタ４７を調節するために論理値「１」を有している
。

状態■において、位相収束の仮定が正しいかどうかが検
査される。トイ８０符号間隔の後でカウンタ４７はその
最終位置に達するから、累算器４４での平均化は状態■
より４倍大きい間隔にわたって実行され、そして信号ｕ
　（ｋ）によってしきい値−Ｖ、　（ｋ）／１６と＋Ｖ
、　（ｋ）／１６を偶発的に越える確率はこのように減
少される。また状態■において、カウンタ４８のカウン
ト値は信号ｕ　（ｋ）が式（１７）を満足し、かつ検出
器４５のしきい値開のゾーンに位置する度毎に１だけ増
大するが、しかし状態Ｉの位置とは異なって、式（１７
）が−度だけ満足されずかつこのように信号ｕ　（ｋ）
が検出器４５のこれらのしきい値の間の外側に一度位置
するや否やカウンタ４８は初期位置として零カウント値
にリセットされる。もし状態■において、信号ｕ　（ｋ
）が３１回だけ式（１７）を連続的に満足するならば、
位相収束が実際に起こったと仮定される。カウンタ４８
はカウント値３１を持つ最終状態に達し、かつ状態■に
遷移するために論理値「１」を有する信号Ｃ（３１）を
回路４９に印加し、その遷移でカウンタ４８はカウント
値３１を持つその最終位置を保留する。状態■に遷移す
る場合に何のリセット信号ＣＲもカウンタ４８に生成さ
れず、かつ状態■において制御信号Ｍならびに制御信号
Ｎが発生され、カウント値Ｍ＝４８０を有する最終位置
にカウンタ４７を調節するために論理値「１」を有し、
かつ検出器４５のしきい値に大きさＶ、　（ｋ）／４を
与えるように回路４９は配設されている。

状態■において、累算器４４での平均化はト４８゜符号
間隔にわたって実行されるが、その上、検出器４５のし
きい値間のゾーンは状態Ｉと状態■より４倍広く、従っ
てしきい値−ν、　（ｋ）／４　と＋Ｖ、　（ｋ）／４
を偶発的に越える信号ｕ　（ｋ）の確率は状態■におけ
るよりもかなり小さい。十分信顛性のある状態で位相収
束が確認された後、検出器４５のしきい値間のゾーンの
この拡大は位相エラー信号ｅ（ｋ−１）、　２（ｋ）の
干渉および雑音成分の結果として局部クロック信号の望
ましくない偶発的位相ステップ△φに対して有効な対抗
手段である。すると信号ｕ　（ｋ）が毎回１度だけ −Ｖ、　（ｋ）／４　＜ｕ（ｋ）　＜Ｖ、　（ｋ）／４
　　　　　（１８）を満足するようカウンタ４８のカウ
ント値をもはや増大しない。しかし、式（１８）の条件
が状態■で一度満足されず、かつ順方向あるいは逆方向
で局部クロック信号の位相ステップΔφが有効になるや
否や、１位相ステップΔφだけシフトされた局部クロッ
ク信号の位相収束が信軌性あり、従って状態■への遷移
が位相収束の仮定の正しさを再び一度だけ検証するため
に起こることを正しく仮定することはできない。そこで
、状態■においてカウンタ４８のエネーブル信号ＣＥが
論理値ｒ□、を有し、かつ信号Ｓの論理値「１」の生起
が状態Ｉへの直接の回帰（ｒｅｔｕｒｎ）を実行するよ
うに回路４９が配設されなければならず、その回帰に基
づいて論理値「１」を持つリセット信号ＣＲはカウンタ
４８をその初期位置のカウント値０にリセットするため
に生成される。

これら３つの状態Ｉ、■および■を制御するために、回
路４９は異なったやり方で配設できる。−例として、第
７図は第６図の状態制御回路４９の選択的実施例のブロ
ック線図を詳細に示している。

３つの状態Ｉ、■および■を特徴付けるために、第７図
の回路４７は２つのＲＳフリップフロシブ５２と５３を
具え、ＲＳフリップフロップ５２と５３のＱ出力で信号
Ｑ　（５２）　とＱ　（５３）の論理値とこれらの状態
との間に以下の関係が存在する。

状態Ｉ　Ω（５２）・ｒ　ＯＪ　　　Ｑ（５３）・「Ｏ
」状態■　ロ（５２）・ｒ　１　、　　　Ｑ（５３）・
「０」状態Ｉ［［Ｑ（５２）・ｒ　□　」Ｑ（５３）・
「１」上の関係はすべての状態において、第６図のカウ
ンタ４７の制御信号Ｍがオアゲート５４によって信号Ｑ
　（５２）とＱ　（５３）から容易に得ることができ、
さらに信号＋１　（５３）は第６図の検出器４５の制御
信号Ｎとして直接使用できることを示している。

状ＢＴから状態■への遷移は信号Ｃ（１５）を第６図の
カウンタ４８からフリップフロップ５２のＳ入力に印加
することにより実行され、状態■から状態■への遷移は
信号Ｃ（３１）を第６図のカウンタ４８からフリップフ
ロップ５２のＲ人力とフリップフロップ５３のＳ入力の
双方に印加することにより実行され、そして最後に状態
■から状態Ｉへの遷移は信号Ｓを第６図のオアゲート５
０から、状態■においてのみ信号Ｑ　（５３）により開
放されたままになっているアンドゲート５５に印加し、
かつ出力信号をアンドゲート５５からフリップフロップ
５３のＲ入力に印加することにより実行される。

状態■と状態■にのみ必要な第６図のカウンタ４８のエ
ネーブル信号ＣＥは信号口（５３）とＳからノアゲート
５６により得られている。制御信号Ｍにより状態■で開
放に保たれているオアゲート５７、制御信号Ｍにより状
態■と状態■で開放に保たれているアンドゲート５８お
よびアントゲ−１・５７．５８の出力に接続されたオア
ゲート５９を用いて、第６図のカウンタ４８からアンド
ゲート５７に信号Ｃ（１５）を印加しく状態Ｉから状態
Ｈに遷移する場合に信号ＣＲを発生するために）、かつ
第６図のオアゲート５０からアンドゲート５８に信号Ｓ
を印加する（状態■と状態■で信号ＣＲを発生するため
に）ことにより第６図のカウンタ４８のリセット信号Ｃ
Ｒが得られる。

第７図の実例の説明の後、第６図の状態制御回路４９の
多種多様の具体化が可能なことは明らかであろう。実際
の目的で魅力的な可能性は回路４９の具体化にテーブル
ルックアップメモリを利用することであり、このメモリ
では信号Ｍ、　　Ｎ、　ＣＥおよびＣＲの値はそのアド
レスが信号Ｓ、Ｃ（１５）、　　Ｃ（３１）の値および
信号ＭとＮの蓄積値によって形成されるメモリ位置に蓄
積されている。そのようなテープルルックアンプメモリ
が配設されるやり方は広く知られており、本文でこれ以
上説明する必要は無い。

第８図は周波数１／Ｔを有する局部クロック信号を発生
する第２図の発生器１２のブロック線図を示しており、
その位相は第６図のタイミング制御回路１１の検出器４
５から発生される制御信号ＢＳとＦＳによって決定され
る方向に式（３）に従って大きさ△φ・７７ｍを有する
ステップで制御できる。第８図の発生器１２は水晶発振
器６０とそれに接続された分周器６１を具え、分周器か
ら局部クロック信号が導かれる。発振器６０の周波数は
クロック信号１／Ｔの公称値よりファクタｍだけ大きく
、そして分周器６１の分周ファクタは一般に値ｍを有し
ている。逆方向（第１図の時間図の左）に位相ステップ
Δφ・７７ｍを実行するために、分周器６１の分周ファ
クタは１分周サイクルの継続期間で制御信号ＢＳにより
値（ｍ−１）に調節され、それに引き続いてその公称値
ｍに再調節される。この場合、関連する分周サイクルは
正規間隔Ｔを持たないが、しかし間隔（１−１／ｍ）Ｔ
を有し、従ってこの分周サイクルが終了した後で分周器
６１の出力におけるクロック信号は逆方向にステップＴ
／ｎ＋を有している。同様に、順方向の位相ステップΔ
φ・７７ｍは単一分周サイクルの継続期間で制御信号ｐ
ｓの制御の下で分周器６１を値（ｍ＋１）に調節するこ
とにより実行される。

もし第２図の局部ブロック発生器１２の周波数が第２図
の送信機のクロック周波数に対して僅かの偏移を示すな
ら、タイミング制御回路１１はクロック発生器１２の周
波数の制御に使用できる。この目的で、第６図のタイミ
ング制御回路１１は極性検出器６２を具え、これには信
号ｅ（ｋ−１）、　ｃ（ｋ）が正である場合に一定の正
値を有し、そして信号ｅ（ｋ−１）。

２（ｋ）が負である場合に一定の負値を有する２進制御
信号ΔＦを発生する乗算器４３の位相エラー信号ｅ（ｋ
−１）、　５（ｋ）が印加されている。この制御信号Δ
Ｆはこの周波数の公称値の僅かな部分（例えば、公称周
波数１／Ｔ＝１２０Ｋ）Ｉｚと分周器６Ｉの分周ファク
タ請＝３２を考慮して１：１０’から１ｎｔｏ’の程度
の部分）である量だけ周波数を増大するか減少するため
に第８図の水晶発振器６００周波数制御回路６０（１）
に印加されている。速度のこの変化は局部クロック信号
の期間Ｔ当たり僅かな位相シフトを伴うから、第２図の
送信機と受信機との間の周波数差の結果として、非常に
大きな数の期間にわたり正方向あるいは負方向に向かう
制御信号ΔＦの一般的傾向のみがこの周波数差を減少す
るために局部クロック信号の著しい位相シフトとなるが
、しかし位相エラー信号ｅ（ｋ−１）、　５（ｋ）の干
渉と雑音成分の結果として制御信号ΔＦにしばしば起こ
るエラーは、この大多数の期間にわたり平均値が実際に
零に等しいと言う理由で実質的になんらの影響も持って
いない。

上述の第２図の説明において、ｅ（ｋ−１）・８（Ｋ）
なる形を有する位相エラー信号が常に使用されており、
式（８）に従って基準回路１０で発生される適応基準信
号Ｖ、　（ｋ）の助けを借りて式（７）に従って符号検
出器７においてエラー信号ｅ　（ｋ）は信号ｓ　（ｋ）
からアップデーティング回路９に導かれている。

実行すべき位相シフトについての情報は符号検出器７０
入力信号ｓ　（ｋ）から違ったやり方で導くことができ
、ここでアップデーティング回路９と基準回路１０を使
用することは常に必要でない。本当のことであるが、こ
の入力信号ｓ　（ｋ）の先行および後続符号量干渉はサ
ンプリング・調整手段６によりほぼ完全にキャンセルさ
れることが常に仮定されている。位相エラー信号を導く
単なる可能性は特定の符号遷移が起こる場合にこの信号
ｓ　（ｋ）それ自身を利用している。例えば、もし信号
ｓ　（ｋ）の値０から値＋１までの遷移が符号検出器７
の出力で値′Ｃ（ｋ−１）＝Ｏ，′ｃ（ｋ）ｍ＋１の生
起により検出されるなら、信号５（ｋ−１）は位相エラ
ー信号として累算器４４に直接印加できる。この場合、
第６図の乗算器４３は、組み合わせｃ（ｋ−１）・Ｏ，
ｃ（ｋ）・＋１に対してのみ閉じるスイッチと交換すべ
きであり、かつ信号ｓ　（ｋ）は信号ｅ　（ｋ）の代わ
りにリミタ４１に印加されるべきである。同様に、もし
値０から値−１への遷移が符号検出器７の出力において
値ｃ（ｋ−１）＝Ｏ，ｃ（ｋ）＝−１の生起により検出
されるなら、信号−ｓ　（ｋ−１）が使用できる。

しかし、本発明の範囲内で、回復された位相エラー信号
が局部クロック信号と受信データ符号に固有なりロック
信号との間の位相差の表現であることは特に重要である
。調整された受信データ符号からそのような位相エラー
信号が導かれるやり方は余り重要でない役割をそこで演
じ、かつ種々の取捨選択間の選択は２つのクロック信号
間の位相差の表現の有効性を基にして、および実際の具
体化の簡単性によって行われる。この点に関して、ｅ（
ｋ−１）、　ｃ（ｋ）なる形を有する位相エラー信号を
導く広く議論された方法は特に魅力的であり、この方法
が標準双極ラインコードに従って３進デ一タ符号のここ
で議論されたタイプによるもの以外のデータ符号の他の
タイプにまた使用できると言う理由でさらに魅力的であ
る。

（要　約） 所与のボー速度でデータ符号を伝送するシステムの受信
機がボー速度１／Ｔで動作する符号検出器（７）とこの
符号検出のために受信データ符号を最適に調整する手段
（６）を具えている。調整された受信データ信号（ｓ（
ｋ））から位相エラー信号（ｅ（ｋ−１）、　２（ｋ）
）が導かれ、それは局部的に発生されたボー速度クロッ
ク信号と受信データ符号に固有なボー速度クロック信号
との間の位相差を表し、そして受信機は位相エラー信号
（ｅ（ｋ−１）　、２（ｋ）　）に応じてステップバイ
ステップにこの位相差を減少する手段（１１，１２）を
具えている。この受信機は符号間隔の所定の数（Ｍ）に
わたって位相エラー信号の平均値（ｕ（ｋ））を決定す
る累算器（４４）と、その境界〔±ｖ、　（ｋ）／Ｎ　
）が、調整された信号（ｓ（ｋ））　（Ｄレベル（Ｖ、
　（ｋ）　）　（Ｄ所与の部分（１７ＮＮ〉１）によっ
て決定されているゾーンにこの平均値（ｕ（ｋ））が位
置するかどうかを確定する検出器（４５）をさらに含ん
でいる。もし位相エラー信号の平均値（ｕ（ｋ））がこ
のゾーンに位置するなら、局部クロック信号の位相をス
テップバイステップにシフトするプロセスは停止される
。

【図面の簡単な説明】

第Ｈ図−第１Ｅ図は局部ボー速度クロック信号の相対位
相についての情報が受信データ符号がら導けるやり方を
例示する多数の時間図とブロック線図を示し、 第２図は本発明による受信機を持つデータ伝送システム
の一般的ブロック線図を示し、第３図は符号検出のため
に最適に調整された受信データ符号に対する第２図の受
信機中の手段のブロック線図を示し、 第４図は第２図の受信機のアップデーティング回路のブ
ロック線図を詳細に示し、 第５図は第２図の受信機の適応基準回路のブロック線図
を詳細に示し、 第６図は第２図の受信機タイミング制御回路のブロック
線図を示し、 第７図は第６図のタイミング制御回路の状態制御回路の
選択的な実施例のブロック線図を詳細に示し、 第８図は第２図の受信機の局部ボー速度クロック発生器
のブロック線図を示している。 １・・・データ信号源　　　２・・・符号器３・・・出
力フィルタ　　　４・・・伝送チャネル５・・・入力フ
ィルタ ロ・・・（サンプリング・調整）手段 ７・・・符号検出器　　　　８・・・データ信号シンク
９・・・アップデーティング回路 １０・・・適応基準回路　　　１１・・・タイミング制
御回路１２・・・局部クロック発生器 １５・・・遅延素子　　　　　１６・・・乗算器１７・
・・合算器 ２０・・・サンプル・保持回路 ２１・・・アナログ対ディジタル変換器２２・・・線形
等花器　　　　２２（１）・・・フィルタ２３・・・フ
ィードバックフィルタ ２３（１）・・・適応回路　　　２４．２７・・・合算
器２５．２６，２８．２９・・・乗算器　３ｏ・・・累
算器３１・・・メモリ　　　　　　３２・・・加算器４
０・・・相関器　　　　　　４１・・・リミタ４２・・
・遅延素子　　　　　４３・・・乗算器４４・・・累算
器　　　　　　４５・・・検出器４６・・・回路　　　
　　　　４７．４８・・・カウンタ４９・・・状態制御
回路　　　５ｏ・・・オアゲート５２．５３．・・・Ｒ
ｓフリップフロップ５４．５９・・・オアゲート５５，
５７．５８・・・アンドゲート５６・・・ノアゲート６
０・・・水晶発振器６０（１）・・・周波数制御回路

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、所与のボー速度１／Ｔでデータ符号を伝送するシス
   テムの受信機であって、この受信機が、ボー速度１／Ｔ
   で動作する符号検出器、 符号検出のために受信データ符号を最適に調整する手段
   、 受信データ符号に関連するボー速度クロック信号と符号
   検出器用として局部的に発生されたボー速度クロック信
   号との間の位相差を表すエラー信号を、調整された信号
   から導く手段、および エラー信号に応じてステップバイステップにこの位相差
   を減少する位相制御手段、 を具えるものにおいて、 該受信機が、 所定の数の符号間隔にわたって平均エラー信号値が、そ
   の境界が符号検出時点において調整された信号レベルの
   所与の第１部分によって決定されるゾーンに位置してい
   るかどうかを確定する手段を具え、かつ 上記の平均エラー信号値で位相制御手段をブロックする
   手段が上記のゾーンに位置し、かつ もしブロックされた状態で平均エラー信号値が所定の規
   準に適合するならば位相制御手段をブロックしない手段
   を具えること、 を特徴とする受信機。 ２、位相制御手段がブロックされる場合に大きい数の符
   号間隔にわたってエラー信号を平均化する手段が具えら
   れていることを特徴とする請求項１記載の受信機。 ３、位相制御手段がブロックされる場合に、符号検出時
   点で調整された信号レベルの所与の第２小部分に従って
   上記のゾーンの境界を決定する手段が備えられ、この第
   ２小部分が上記の第１小部分を越え、それにより許容で
   きる平均エラー信号値の拡大ゾーンが達成されることを
   特徴とする請求項１もしくは２記載の受信機。 ４、平均エラー信号が何回上記のゾーンあるいは上記の
   拡大されたゾーンに位置するかをカウントするカウンテ
   ィング手段が備えられることを特徴とする請求項１から
   ３のいずれか１つに記載の受信機。 ５、平均エラー信号が一度だけ上記の拡大されたゾーン
   に位置しないと直ちにカウンティング手段がリセットさ
   れることを特徴とする請求項４記載の受信機。 ６、カウンティング手段が所定のカウンティング値に到
   達した場合に上記のゾーンの境界が上記の拡大されたゾ
   ーンの境界に移動されることを特徴とする請求項５記載
   の受信機。７、平均エラー信号はこの信号が上記のゾー
   ンの外に位置する場合に所定の規準に適合することを特
   徴とする請求項１記載の受信機。 ８、平均エラー信号はこの信号が拡大されたゾーンの外
   に位置する場合に所定の規準に適合することを特徴とす
   る請求項３記載の受信機。 ９、エラー信号のピーク値を制限する手段が備えられる
   ことを特徴とする請求項１から３のいずれか１つに記載
   の受信機。