KR19990081929A - 분수적으로 간격을 이룬 자기복구 적응성 이퀄라이저를갖춘 디지털 수신기 - Google Patents

분수적으로 간격을 이룬 자기복구 적응성 이퀄라이저를갖춘 디지털 수신기

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KR19990081929A
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맥시밀리언 도레예 드 란트레만게
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크리스토퍼 존 베네트
티어난 커뮤니케이션스, 인코포레이드
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Abstract

분수적으로 간격을 이룬 적응등화된 자기복구 디지털 수신기는 자기복구 (블라인드)알고리즘 또는 결정 지향적 알고리즘으로 분수적으로 간격을 이룬 필터의 계수를 적응성있게 조정하는 수단을 포함하는 채널 왜곡 등화를 위한 분수적으로 간격을 이룬 적응성 필터; 데이터가 샘플링되는 타이밍을 변경시키는 수단; 최적 타이밍을 유도하기 위해 샘플링 주파수 오프셋트를 계산하기 위한 수단; 수신된 데이터 샘플의 통계를 이용하여 심볼속도로 신호 리샘플링을 동기화하는 수단; 이퀄라이저 계수의 프로파일을 평가하기 위한 수단; 및 캐리어 주파수 오프셋트를 추적하는 수단을 포함한다.

Description

분수적으로 간격을 이룬 자기복구 적응성 이퀄라이저를 갖춘 디지털 수신기
송신기와 수신기 사이에 있는 전송채널의 목적은 전송된 신호와 비교적 유사한 신호를 수신기에 전달하는 것이다. 그러나, 진폭 및 위상왜곡을 포함한 채널손상은 전송된 신호를 수신기에서 올바르게 검출하는 것을 곤란하게 한다. 이러한 채널손상을 보정하기 위해, 수신기는 일반적으로 자동 적응성 이퀄라이저를 포함한다.
시간에 따라 변동하는 전송채널에 결합된 수신기는 일반적으로 전송된 신호의 내용에 대한 어떠한 우선정보 즉, 채널 노이즈 및 왜곡 통계에 대한 수신기의 지식을 반영하는 확률분포가 아닌 전송채널 심볼의 시퀀스에 대한 정보를 갖지 않는다.
등화 기술은 이퀄라이저 계수의 초기 조정이 채널상에서 이용가능한 우선 통계정보의 기본에 대해 행해졌을 때 자기복구(self-recovering) 또는 "블라인드"로 일컫는다.
본 발명은 TV 신호의 배분에 이용되는 케이블 시스템과 같은 시간에 따라 변동하는(time-varying) 왜곡된 채널로 전송된 디지털 신호를 수신하기 위한 자동 적응성 디지털 수신기에 관한 것이다.
도 1은 우측부에서 이용가능한 복조된 정보와 좌측부에서 수신기에 입력하는 수신신호를 도시하는 본 발명의 디지털 수신기의 개략도.
도 2a는 본 발명에 따른 가변속도 다상 리샘플러의 한 실시예의 개략도.
도 2b는 본 발명에 따른 가변속도 다상 리샘플러의 다른 실시예의 개략도.
도 2c는 본 발명에 따른 가변속도 다상 리샘플러의 또다른 실시예의 개략도.
도 3은 도 1의 수신기의 분수적으로 간격을 이룬 자기복구 적응성 피드포워드 필터의 개략도.
도 4는 도 1의 수신기의 확률적 동기화기의 개략도.
도 5는 도 1의 수신기의 계수 프로파일러의 개략도.
도 6은 작은 샘플링 주파수 오프셋트를 위한 타이밍 제어 프로시저의 흐름도.
도 7a는 데드시간 동안 어떠한 반전도 발생하지 않을 때 본 발명에서의 커다란 타이밍 오프셋트 측정치 및 보정을 나타내는 타이밍도로서, 시간함수로서 동기화기 출력과 시간함수로서 평가된 변동을 그래픽으로 표현한 도.
도 7b는 데드시간 동안 반전이 발생하는 경우 타이밍 오프셋트 측정치 및 보정을 나타내는 타이밍도로서, 시간함수로서 동기화기 출력과 시간함수로서 평가된 변동을 그래픽으로 표현한 도.
도 8a는 캐리어 추적 시스템의 개략도.
도 8b는 캐리어 추적 시스템의 기능을 나타낸 도.
도 9a 및 도 9b는 64 QAM 컨스텔레이션에 대한 신호 공간-슬라이서의 작용을 나타낸 도.
도 10은 도 1의 수신기의 결정 지향적 적응성 피드백 필터의 개략도.
도 11은 에러 지향적 디지털 신호 수신기 제어기 결정 프로세스의 흐름도.
도 12a 내지 도 12d는 상이한 수신기 수렴 시나리오에 대한 여러 전형적인 에러 플롯을 나타낸 도.
도 13a-13e 내지 도 19a-19e는 64 QAM 및 256 QAM 신호에 대한 시뮬레이션 결과의 집합을 나타낸 도.
도 20a 내지 20l은 수신기의 수렴 프로세스 동안 적응성 피드포워드 필터의 전달함수의 대표적인 전개를 나타낸 도.
본 발명의 목적은 매우 다양한 케이블 TV 시스템에 대해 동작할 수 있는 디지털 복조기 시스템을 제공하는 것이다.
본 발명의 다른 목적은 현재 동작하는 디지털 복조기 시스템의 신호대 잡음비(signal-to-noise) 보다 낮은 신호대 잡음비로 고속 디지털 데이터를 수신할 수 있게 하는 것이다.
본 발명의 다른 목적은 위상 및 주파수에 대한 손상과 왜곡을 가지며 시간에 따라 변동하는 특성을 갖는 채널에 고성능을 제공하는 것이다.
본 발명의 다른 목적은 효과가 변동하는 상기 시스템을 보상하기 위해 자동 등화를 갖는 디지털 수신기 시스템을 제공하는 것이다.
본 발명의 다른 목적은 매우 낮은 비트 에러율로 고속 디지털 데이터 신호를 수신할 수 있게 하는 것이다.
본 발명의 또다른 목적은 현재 시스템 보다 더욱 고속인 신호전달 속도를 달성하기 위해 최소연산 부담으로 상기 모든 장점을 제공할 수 있는 것을 목적으로 한다.
본 발명의 이러한 목적 및 기타 목적과 특징은 데이터를 심볼속도의 두 배로 리샘플링하는 수단; 신호이득을 조정하는 수단; 자기복구(블라인드) 알고리즘과 결정 지향성 알고리즘을 갖춘 분수적으로 간격을 이룬(fractionally-spaced) 필터의 계수를 적응성있게 조정하는 수단을 포함하는 분수적으로 간격을 이룬 적응성 필터로 변조기 셰이핑 필터를 매칭시키고 채널왜곡을 등화시키는 수단; 피드백 적응성 필터를 간섭하는 심볼간 간섭을 적응성있게 상쇄시키는 수단; 데이터가 샘플링되는 타이밍을 변경시키는 수단; 최적 타이밍을 유도하기 위해 샘플링 주파수 오프셋트를 평가하는 수단; 수신된 데이터 샘플의 통계를 이용하여 심볼속도로 신호 리샘플링을 동기화하는 수단; 이퀄라이저 계수의 프로파일을 평가하는 수단; 캐리어 주파수 오프셋트를 추적하는 수단; 신호공간을 결정 영역으로 슬라이싱하며 수신된 디지털 데이터를 복조하는 수단과 전체 수신기 기능작용을 제어하는 수단을 갖는 분수적으로 간격을 이룬 적응성있게 등화된 자기복구 디지털 수신기에 제공된다.
본 발명은 디지털 진폭 및 위상 편이 키잉된 신호를 복조시키는 효과적인 방법 및 장치의 제공을 결합하는 혁신적인 기술 집합에 주안점을 둔다.
본 발명의 일 태양에 따라, 블라인드 다수 컨스텔레이션 분할-기초 등화방법은 전송된 심볼 값에 대한 사전 지식없이 이퀄라이저 필터의 계수를 연산한다. 이 방법은 데이터 컨스텔레이션을 동일한 패턴 모듈로 회전과 변환을 갖는 마찬가지의 서브컨스텔레이션으로 분할하는 단계, 각각의 서브컨스텔레이션을 원점(origin)에 오도록 중심을 맞추는 단계, 및 위상 보정 데이터와 서브컨스텔레이션의 중심 사이의 직교거리의 가중된 합의 스케일링된 함수로 필터계수를 조정하는 단계를 포함한다.
본 발명의 다른 태양에 따라, 프리컨버젼스 샘플링 및 리샘플링 제어방법은 수신기로 하여금 신호 등화가 수렴되기 이전에 정확한 심볼 주파수(혹은 다수 심볼주파수중의 하나)가 획득될 수 있게 한다. 이 방법은 입력신호의 분산(variance) 역 발생시간에 의해 계산된 양으로 샘플링 주파수를 보정하는 단계와 이퀄라이저 필터 계수의 드리프트 경향을 검출하는 단계를 포함한다.
본 발명의 다른 태양에 따라, 다운-샘플링 방법은 수신기로 하여금 오버샘플링된 신호를 없앨 수 있게 하고 오버샘플링된 시퀀스에서 심볼이 될 확률이 가장 높은 샘플을 검색할 수 있게 한다. 이 심볼검색은 상이한 샘플링 시간에서의 분산 평가의 비교에 기초한다.
본 발명의 다른 태양에 따라, 포스트컨벌젼스 샘플링 또는 리샘플링 제어방법은 수신기로 하여금 신호등화가 수렴된 후 정확한 심볼 주파수(또는 심볼 주파수중의 하나)를 유지할 수 있게 한다. 이 방법은 이퀄라이저 필터 계수의 평가된 드리프트 속도로 계산된 양만큼 샘플링 위상 또는 샘플링 주파수를 보정하는 단계를 포함한다. 제어된 피드백 효과에 의해, 이 방법은 이퀄라이저 필터의 중심에서 최대계수를 유지한다.
본 발명의 또다른 태양에 따라, 신호 캐리어 주파수를 위한 넓은 풀링 범위 획득방법이 신호 컨스텔레이션의 코너회전속도에 대한 평가에 기초하여 제공된다.
본 발명의 또다른 태양에 따라, LMS 알고리즘, 탭 누설 알고리즘, 고전적 캐리어 알고리즘 및 자동 이득 제어 매커니즘과 같은 기타 기술 및 상기한 다섯 개 기술을 제어하는 방법이 제공된다. 이러한 상이한 기술에 대한 제어방법은 복조된 신호에서의 평균에러 평가, 출력신호의 분산 및 내부 타이머의 값을 기초로 한다. 이 제어방법은 자동획득을 수행하며 다수의 심볼속도에서의 신호에 대한 정확한 샘플링 및 샘플발생에 대한 정확한 리샘플링; 정확한 신호이득; 정확한 캐리어 주파수; 최대채널 등화; 최대 대역외 노이즈 제거; 최소 심볼간 간섭 및 최적 심볼 검출과 같은 파라미터의 장기간 안정성을 보장한다.
본 발명의 바람직한 실시예에서, 분수적으로 간격을 이룬 자기복구 적응성 필터는 심볼속도에서 탭 계수에 대한 적응성있는 조정과 함께 샘플링 속도로 동작한다. 계수는 신호 변조기의 셰이핑 필터를 매칭시키고 시간에 따라 변화하는 채널왜곡을 등화시키도록 적응성있게 조정된다. 따라서, 적응성 필터는 변조기 및 필터에 의해 야기된 대부분의 심볼간 간섭을 억제하며 인접 채널간섭을 포함한, 신호 대역폭 외부의 노이즈를 제거한다. 탭 조정은 천이상태 동안 상기 자기복구 알고리즘 또는 정상상태에서의 LMS 알고리즘으로 수행된다.
본 발명의 다른 태양에 따라, 디지털 수신기는 큰 샘플링 오프셋트 및 작은 샘플링 오프셋트를 보상하기 위해 두 프로세스를 포함하는 이미터와 수신기 샘플링 클럭 사이에서의 미스매칭을 보상하기 위한 타이밍 제어수단을 포함한다. 제 1 프로세스는 신호의 확률적 내용을 분석하므로써 큰 주파수 오프셋트를 평가하는 수단을 제공한다. 제 2 프로세스는 이퀄라이저 계수의 드리프팅 속도를 연산하므로써 작은 오프셋트를 평가하는 수단을 제공한다. 두 프로세스는 모두 평가된 오프셋트를 대응하는 샘플링 주파수 보정으로 전환시키는 수단, 다상 다운샘플러에서의 위상을 변경시키는 수단 및 프리포워드 이퀄라이저 피크치가 탭 라인의 끝에 도달하는 것을 방지하는 수단을 제공한다.
본 발명의 다른 태양에 따라, 확률적 동기화기는 상이한 샘플링 시간에서의 신호 분산 평가와 이들 신호 분산에 대한 연속적인 비교를 포함한다. 이 디바이스의 제 1 기능은 이퀄라이저의 출력에서 리샘플링의 동기화를 제어하는 것이다. 이것은 심볼이 이퀄라이저의 출력에 존재하고 두 심볼 사이에서의 천이의 중간에 존재하지 않을 때 리샘플링 및 계수 갱신이 정확히 수행되는 것을 보장한다. 동기화기의 제 2 기능은 타이밍 제어기에 확률적 정보를 제공하는 것이다. 동기화기는 일단 이퀄라이저가 수렴되면 동작되지 않는다.
본 발명의 다른 태양에 따라, 수신기는 드리프팅 방향에 대한 평가와 중앙 피크 위치의 평가를 포함하는 피드포워드 이퀄라이저 계수를 프로파일링하는 계수 프로파일러를 포함한다. 두 데이터는 모두 이퀄라이저 계수 드리프팅 속도를 연산하므로써 샘플링 주파수 오프셋트를 평가하기 위해 타이밍 제어기에 의해 사용된다.
본 발명의 다른 태양에 따라, 캐리어 추적 시스템은 송신기와 수신기 캐리어 주파수 사이의 오프셋트 또는 부수적 미스맷칭에 의한 결과인 신호-공간 슬라이서의 입력에서 위상 회전속도와 위상 에러를 평가하는 수단을 포함한다. 또한 위상을 보정각으로 설정하고 위상회전을 정지시키기 위해 적절한 정교한 보정에 의해 신호를 회전시키는 수단 및 이들 위상 변동을 추적하는 수단도 포함한다.
본 발명의 다른 태양에 따라, 수신기는 모든 수신신호가 소망 신호공간과매핑되는 완전한 매핑, 또는 플레인의 몇몇 영역에 속하게 되는 수신신호가 무시되는 부분매핑을 실현하는 소망신호 컨스텔레이션에 등화된 신호공간을 매핑하는 신호-공간 슬라이서를 포함한다. 이퀄라이저에서 행해진 결정은 위상 추적, 계수 갱신 및 수신신호에 대한 추가 프로세싱과 같은 3개의 상이한 레벨에서 사용된다.
본 발명의 다른 태양에 따라, 수신기는 이퀄라이저의 출력에서 에러를 평가하므로써 제어된 상태기를 포함하는 수신기 제어기를 포함한다. 이 상태기는 사용할 양자화기 또는 적응성 알고리즘을 결정하므로써 발산이 검출될 때 또는 파워-업시 이퀄라이저의 수렴(convergence)을 보장하는 수단을 제공한다. 또한 계수증대를 방지하고 이퀄라이저 프리포워드 필터가 최적 해로 강제로 수렴되게 하기 위한 탭 누설 알고리즘의 사용을 제어하는 수단을 제공한다. 또한, 자동 이득 제어기의 속도를 조정하는 수단과 적절한 타이밍 복구 방법을 선택하는 수단을 제공한다. 마지막으로, 이퀄라이저의 발산을 검출하여 적절한 리셋팅 명령을 발생시키므로써 전체 수신기의 리셋팅을 제어하는 수단을 제공한다.
본 발명의 신규한 특징구조는 부재번호가 동일부분을 나타내는 첨부도면과 연결지어 고려될 때 다음의 상세한 설명으로부터 더욱 양호하게 이해될 것이다. 본 발명의 특정 실시예는 단지 예시적인 것이며 본 발명을 제한하려는 것은 아니다. 본 발명의 원리 및 특징은 본 발명의 범위 및 정신으로부터 벗어나지 않고 다양한 실시예로 채용되었음이 이해될 것이다.
도 1은 본 발명의 원리를 통합하는 디지털 수신기의 기본적인 서브시스템과 전체 구조를 예시한다.
본 발명은 이퀄라이저의 계수를 적응시키기 위한 인식모드와 블라인드모드로 이퀄라이저를 구현하는 분수적으로 간격을 이룬 필터(32); 적절한 데이터 샘플을 선택하기 위한 다상 리샘플러(24); 샘플링 매커니즘의 타이밍을 제어하기 위한 계수 드리프트 평가기(36)와 확률적 동기화기(34); 위상 오프셋트와 회전을 보정하기 위한 캐리어 추적 시스템(44); 결정 지향적 적응성 심볼간 간섭 상쇄기(46); 복조된 데이터를 추출하기 위한 신호 공간 슬라이서(50) 및 수신기의 상이한 기능을 제어하기 위해 에러 지향적 상태기(30)를 갖는 수신기를 제공하므로써 텔리비전신호를 전송하는 데 사용되는 케이블 시스템과 같은 왜곡된 채널을 통해 전송된 디지털 데이터를 복조시키는 매우 양호한 성능을 제공한다.
도 1에서, 튜너/다운컨버터(10)는 당업계에서 공지된 기술 및 장치를 이용하여 수신기를 소망신호에 의해 점유된 주파수 대역으로 튜닝시키며 수신된 통신신호의 주파수를 더욱 낮은 중간 주파수로 변경시킨다. 소망신호는 복소 데이터 심볼로서 전송된 디지털 정보를 운반하는 진폭-위상 캐리어 변조된 신호이다. 중간 IF 주파수가 고려되는 특정 응용의 필요에 따라 결정될 지라도 이에 한정되지 않지만 70MHz의 중간 IF 주파수가 일반적으로 통신시스템을 위해 이용된다. 튜너 및 다운컨버터 기술은 양호하게 확립된 원리이고 통신시스템 당업자에서 공지되어 있다.
IF 신호는 낮은 주파수 아날로그 통신신호를 산출하기 위해 IF 신호가 소정 캐리어 주파수와 혼합되는 아날로그 베이스대역 컨버터(20)에 의해 베이스대역으로 다운컨버팅된다. 이 혼합 프로세스의 출력은 원치 않는 믹서 부산물을 제거하기 위해 대역 통과필터를 통과하며 다운컨버전 및 믹싱 프로세스 후 존재할 수 있는 대역 주파수 성분 바깥에 있다.
베이스대역에 있는 동안, 신호는 위상 시프터 분주기에 의해 동상성분(in-phase(I))과 직교성분(quadrature(Q))으로 분할된다. I 및 Q 신호는 또한 당업계에서 각각 0도 및 90도 성분으로 일컫는다.
튜너, 다운컨버터 및 아날로그 베이스대역 컨버터를 설계하는 기술은 통신 전자장비업계에서 공지되어 있다.
두 아날로그 I 및 Q 신호는 샘플링되어, 각각 두 개의 개별 샘플러/아날로그-디지털(A/D)컨버터로 전송된다. 즉, 분주기로부터의 I 또는 0 도 성분은 제 1 샘플-A/D컨버터에 주어지고, I 성분으로부터 90도 벗어난 Q 성분은 제 2 샘플-A/D컨버터에 주어진다. 아날로그 신호를 두 개의 직교성분으로 분할한 후, 샘플링 및 디지털화하는 구성은 본래의 아날로그 통신신호에 포함된 위상정보와 진폭을 유지하면서 아날로그신호를 디지털신호로 효과적인 변환을 제공하기 위해 당업계에서 이용되는 기술이다.
본 발명의 바람직한 실시예에서, 샘플러/아날로그-디지털(A/D)컨버터로부터의 디지털화된 I 및 Q 출력은 유입신호의 명목 심볼속도 보다 적어도 두배인 일정 속도로 샘플링된다. 필요로되는 샘플당 레졸루션 비트의 수는 고려되는 특정 응용에 좌우된다. 예를들어, 샘플당 8 레졸루션 비트는 64-QAM(Quadrature Amplitude Modlation(직교 진폭 변조))에 적절하며 샘플당 8 내지 10 레졸루션 비트는 256-QAM 에 적절하다.
I 및 Q 디지털 신호 샘플은 동상 및 직교 성분을 동시에 처리하는 가변속도 다상 리샘플러(24)로 전송된다. 가변속도 다상 리샘플러(24)는 송신기와 수신기 클록 사이의 실제 오프셋트에 대한 평가를 기초로 본래 심볼속도의 정확히 두배로 신호를 리샘플링한다. 본 발명의 실시예에서, 송신기와 수신기 사이의 타이밍 오프셋트는 이하에 설명되는 다상 타이밍 제어기(26)에 의해 평가된다.
가변-속도 다상 리샘플러(24)의 기능 블록도가 도 2a에 예시되어 있다. 리샘플러(24)는 조정가능한 샘플링 위상으로 고정속도(fixed-rate) N:1 데시메이터(104)가 뒤따르는 고정속도 다상 1:M 업-샘플러(102)를 포함한다. 다상 필터 기술은 디지털 신호처리 분야에서 공지되어 있다. M개 서브필터를 포함하는 FIR 필터는 리샘플링에 기인한 알리어싱 효과를 방지하도록 설계된다. f. Harris, "Design Considerations and Design Tricks For Digital Receivers", 9th Kobe International Symposium on Electronics and Information Sciences, Kobe Japan, June 18-19, 1991; f. Harris, B. McKnight, "Modified Polyphase Filter Structure For Computing Interpolated Data As Successive Differential Correction", 1991 International Symposium on Circuits and Systems, Singapore, 11-14 1991; 및 f. Harris, "On The Relationship Between Multirate Polyphase FIR Filters and Windowed, Overlapped, FFF Processing", 23rd Annual ASILOMAR Conferance on Signals, Systems and Computers, October 30- November 1, 1989 를 참조하라.
데시메이터 위상을 주기적으로 조정하는 것이 가능하며 따라서 데시메이션 결과는 평균적으로 소망 샘플링 속도를 제공한다. 더욱 명백히는, 데시메이터 샘플링 위상이 X 입력샘플(데시메이터의)과 모든 Y 입력샘플에 의해 보정된다면, 가변속도 다상 필터의 속도는 평균하여:
이고, 여기서, M 및 N은 하드웨어에서 정해지며 요구된 샘플링 속도범위로 샘플링 속도를 제공하도록 선택되어야 한다. M은 다상 리샘플러의 위상의 수이고 데시메이터 위상 점프가 시스템의 다른 부분에 커다란 영향을 미치지 않을 정도로 크게 선택되어야 한다. X 및 Y는 가변속도 다상 리샘플러가 조정가능한 속도를 가질 수 있도록 선택되어야 한다. 매우 정확한 클록을 갖춘 통신시스템에서, 리샘플링은 단지 약간의 조정을 필요로 한다. 이것은 만일 X 및 Y가 다음 수학식 2를 만족시킨다면 그렇게 될 것이다.
이 조건은 Y가 1 보다 크게 선택되는 반면에 X가 1 또는 -1로 선택된다면 만족된다. X 및 Y의 선택은 다상 타이밍 제어기(26)에 의해 결정되며 아래에서 설명된다.
가변속도 다상 리샘플러(24)의 구현은 업-샘플러의 단 하나의 위상만이 각각의 다운-샘플링 시간을 위해 사용되는 것을 주목하므로써 간략화될 수 있다. 특정 실시예에서, 다수의 하드웨어는 도 2a에 도시된 1 내지 M개 서브필터를 도 2b에 도시된 바와 같은 다운-샘플러의 현재 위상에 따라 변경된 계수(h0,1내지 hk,m)을 위한 한 고유 필터(106)로 대치하므로써 저장된다. 가변속도 다상 리샘플러(24)에 대한 이 대안 실시예에서, M 계수 집합은 판독 전용메모리에 저장되어야 한다. 예를들어, 통상적으로 최소 10개 위상이 64-QAM 변조에 필요하며, 30개 위상이 256-QAM 변조에 필요하다.
다상필터(106)의 M 위상 수를 감소시키기 위해 즉, 판독전용 메모리에 저장되어야 할 계수 집합수를 감소시키기 위해, 인접 위상사이에서 소망 위상을 선형으로 보간시키고 두 인접 위상의 출력을 동시에 계산하는 것이 가능하다. 가변속도 다상 리샘플러(24)의 이러한 대안 실시예는 도 2c에 예시되어 있다. 필터(106')를 포함하는 이러한 특정 실시예는 더욱 정교한 제어논리를 필요로 하지만 가변속도 다상 리샘플러(24)의 출력에서 위상 점프의 감소를 나타내므로써, 고차 컨스텔레이션을 위한 더욱 양호한 성능을 제공한다.
듀얼-모드 자동 이득 제어(AGC;automatic gain control)회로(28)는 가변속도 다상 리샘플러(24)에 의해 생성된 복소샘플을 입력으로서 받아들인다. 수신신호의 동적범위는 신호 공간 슬라이서(50)의 입력에서 이용할 수 있는 동적범위와 상당히 다를 수 있다. 듀얼-모드 AGC(28)의 목적은 신호샘플의 동적범위를 신호 공간 슬라이서(50)의 입력에서의 그것과 매칭시키기 위해 샘플의 진폭을 조정하는 것이다. AGC(28)는 당업자에게 알려진 바와 같이, 일정한 소망레벨로 신호 샘플의 진폭을 유지하는 입력샘플에 대해 가변 이득 제어함수를 제공한다. 용어 "듀얼-모드"는 AGC(28)가 에러 지향적 디지털 수신기 제어기(30)에 제어되는 두 속도로 동작할 수 있음을 지시한다.
AGC(28)의 중요성은 (1) 만일 신호의 동적범위가 너무 작다면, 분수적으로 간격을 이룬 자기복구 적응성 피드포워드 필터(32)의 알고리즘은 입력신호가 거의 에너지를 가지지 않기 때문에 시간이 너무 많이 걸릴 것이라는 것, (2) 만일 신호의 동적범위가 너무 크다면, 분수적으로 간격을 이룬 자기복구 적응성 피드포워드 필터(32)의 알고리즘은 입력신호가 지나치게 많은 에너지를 가지기 때문에 불안정할 것과 (3) 입력이득이 임의로 작을 수 있다면, 적응성 필터(32)의 계수는 오버플로우를 방지하기 위해 매우 큰 동적 범위로 설계되어야 하며 이것은 하드웨어 자원의 낭비뿐만 아니라 이퀄라이저의 성능을 신호의 실제 이득에 연결시킬 것이라는 사실로부터 생긴다.
상기한 바와 같이, AGC(28)는 두 개의 동작모드를 가지며, 하나는 파워-업 또는 리셋트 이벤트 모드이고, 다른 하나는 정상상태 동작모드이다.
- 파워-업 시 또는 리셋트의 바로 후, 분수적으로 간격을 이룬 자기복구 적응성 피드포워드 필터(32)의 탭이 작동을 하지 않는 반면에 AGC(28)는 혼자 동작한다. AGC(28)의 수렴 속도는 최대이고 따라서 보정이득은 거의 최소시간으로 도달된다.
- AGC(28)가 실질적으로 정상상태에 도달되고 이득이 대략 안정화되면, 분수적으로 간격을 이룬 자기복구 적응성 피드포워드 필터(32)는 턴 온된다. 이 시점에서, AGC(28)의 속도는 느려지고(그것의 시간상수는 증대됨) 분수적으로 간격을 이룬 자기복구 적응성 피드포워드 필터(32)에 의해 이득 적응의 나머지가 제공된다. 이와 같은 느린 동작모드는 AGC(28)와 적응성 피드포워드 필터(32)사이의 오실레이션 효과를 방지한다.
AGC(28) 기능을 구현하기 위한 기술은 당업자에게 공지되어 있다. f.Harris 및 G. Smith에 의해 MILCOM-88, 1988 IEEE Military Communications Conference, October 23-26, 1988 San Diego에서 제출된, "On the Design, Implementation, and Performance of a Microprocessor Controlled Fast AGC System for a Digital Receiver" 와 M.E. Frerking, "Digital Signal Processing in Communication Systems", Van Nostrand Reinhold, pp. 292-297을 참조하라. 이들 구현체는 AGC(28)의 시간상수가 실시간에서 조정될 수 있고 적절한 동적범위를 갖는 한 선택될 수 있다. 수신기의 아날로그부분이 양호하게 평형된다면, 동일한 AGC가 신호의 두 위상을 위해 사용될 수 있다. 만일 그렇지않다면, 두 위상을 위한 상이한 AGC 사용은 이득 미스매칭을 자동적으로 보상할 것이다.
듀얼-속도 AGC(28)로부터의 신호출력은 분수적으로 간격을 이룬 자기복구 적응성 피드포워드 필터(32)에 전송된다. 이 필터는 설계의 미묘함으로 인해 그리고 디지털 수신기 구조내에서의 역할로 인해 디지털 수신기의 중요한 서브시스템이다.
적응성 피드포워드 필터(32)의 신호처리 기능은:
(1) 대부분의 채널왜곡을 등화하는 것 즉, 채널 임펄스 응답이 하나이상의 채널심볼에 대해 확산한다는 사실에 기인한 대부분의 심볼간 간섭을 제거하는 것;
(2) 소망 신호 대역폭 바깥에 있는 노이즈를 제거하기 위해 신호 스펙트럼을 형성하는 것; 및
(3) 필터의 출력이 각각의 심볼 발생시 정확히 샘플링되도록 위상 샘플링을 조정하는 것을 포함한다.
분수적으로 간격을 이룬 자기복구 적응성 피드포워드 필터(32)의 한 실시예가 도 3에 도시되어 있다. 필터(32)는 시간에 따라 변동하는 적응성 유한 임펄스 응답(FIR;finite impulse response) 필터(108)와 조정가능한 적응성 알고리즘(110)에 의해 구동된 계수(Ci)를 포함한다. 분수적으로 간격을 이룬 자기복구 적응성 피드포워드 필터(32)의 출력은 확률적 동기화기(34)(도 1)에 의해 제어된 정확한 심볼 발생빈도와 심볼 속도로 데이터 심볼 판별기(40)에 의해 샘플링된다.
수신기가 데이터 수신을 시작할 때, ISI 상쇄기(46)의 출력에서의 샘플은 적응성 피드포워드 필터(32)에 의해 필터링 및 등화되지 않았다. 결과적으로, 신호 공간 슬라이서(50)의 출력에서 검출된 신호와 ISI 상쇄기(46)의 출력에서의 심볼간의 차이는 클 수 있다. 데이터 수신 초기에 이러한 상황이 발생하는 것을 방지하기 위해, 적응성 피드포워드 필터(32)는 자기적으로 복구할 수 있도록 설계되었다. 이것은 채널상에서 이용가능한 우선 통계정보를 기초로하여 적응성 피드포워드 필터(32)의 계수를 선택하는 "블라인드" 알고리즘을 사용하므로써 달성된다. 이것은 문제점이 있는 확률분포를 수정하기 위해 충분한 데이터가 저장될 때 까지 블라인드로 유지될 것이다.
ISI 상쇄기(46)의 출력에서의 샘플이 적절히 필터링되어 등화되었을 때, 신호공간을 적절한 결정영역으로 분할하는 신호공간 슬라이서(50)의 출력에서 전송된 채널심볼에 대한 낮은 에러확률로 평가하는 것이 가능하다. 슬라이서(50)의 출력에서의 심볼 결정사항과 ISI 상쇄기(46)의 출력에서 필터링되고 등화된 샘플간의 잔여에러는 잔여에러 평가기(52)에서 계산되며, 최소 평균 평방근(LMS;Least Mean Square)알고리즘과 같은 결정지향성(DD)알고리즘은 잔여에러를 더욱 최소화하기 위해 사용된다. 이 연구법은 채널 심볼 결정이 블라인드 알고리즘만을 이용한 결과에 의한 것 보다 훨씬 낮은 에러확률을 갖게한다.
종래 시스템에서, 흔히 이용되는 블라인드 등화방법은 Godard에 의해 개시되었다(D.N. Godard, "Self-Recovering Equalization and Carrier Tracking in Two-Dimensional Data Communication Sysems", IEEE transactions on Communications, Vol. Com.-28, No. 11, November 1980 및 U.S. 특허 4, 309, 770호를 참조하라). 이 방법에서, 필터계수 Ci,n은 회귀 관계식인 수학식 3으로 갱신되며,
R은 수학식 4와 같다.
상기 수학식 4에서, an은 전송된 QAM신호이고, xn은 필터의 입력이고, yn은 필터의 출력이고, ci,n은 시간 n에서 i번째 복소 필터 계수이고, α는 작은 실제값(real-valued) 스텝 사이즈 파라미터이고, | |는 복소 진폭을 나타내며 *는 공액 복소수를 나타낸다.
Godard 알고리즘은 신호 컨스텔레이션의 형성 및 신호의 통계치에 대한 약간의 제약조건을 필요로 한다.
이러한 조건은 임의의 대칭 특성을 수반하며 일차원 컨스텔레이션을 배제한다. 또한 신호가 변동되지 않으며 비상관될 것을 필요로 한다.
Godard 알고리즘은 다음과 같은 이점을 지닌다.
- 종래의 에러가 이퀄라이저의 출력 함수에 의해 대치되는 LMS 알고리즘과 구조가 유사하며 단순하다.
- 신호의 위상에 독립적이므로 위상 추적이 발생되기 이전에도 사용될 수 있다.
- 이퀄라이저 동적범위와 신호 동적범위간의 작은 이득차를 용이하게 보정할 수 있다.
그러나, 다음과 같은 단점이 있다.
- 16 포인트 보다 많은 포인트를 갖는 QAM 컨스텔레이션에 대해 매우 정확한 등화를 수행할 수 없다.
- 이 알고리즘의 수렴은 국부 최소치에 영향을 받으며 최종 해는 초기화 조건에 좌우된다.
- LMS 알고리즘 보다 느린 일 진폭 정도로, 해에 매우 느리게 수렴한다. 64-QAM 및 256-QAM과 같은 고차 변조가 관심사항이므로 Godard 알고리즘의 사용을 배제하는 상기 첫 번째 단점은 매우 중요하다.
본 발명에서, 복수 컨스텔레이션 분할이라 불리우는 상이한 알고리즘이 사용된다. 이것은 데이터 컨스텔레이션에 대한 새로운 분할기술과, 새로운 계수 갱신 알고리즘을 포함한다.
이 알고리즘은 다음 단계를 포함한다.
1. 초기 컨스텔레이션(ζ)에 대한 K개 분할(partitions)을 생성한다. ζ0의 각각의 분할(Pk)(1 ≤ k ≤ K)은 동일한 패턴 모듈로 회전 및 변환을 갖는 다수의 서브컨스텔레이션(ζi (k))을 갖는다.
2. 각각의 분할에 대해, 각각의 서브컨스텔레이션(ζi (k))의 무게중심을 원점으로 변환시킨다.
3. 모든 분할에 대한 분산이 모든 중심에 있는 서브컨스텔레이션에서 동시에 최소화되도록 필터계수를 갱신한다.
본 발명에서 제안된 새로운 계수 갱신 알고리즘이 다음 수학식과 같다.
여기서, 는 캐리어 추적시스템에 의해 보정된 피드포워드 필터의 출력이고, Gk는 서브컨스텔레이션 ζi (k)의 사이즈에 좌우되는 스케일링 인수이고, Rk는 서브컨스텔레이션 ζi (k)에 대해 계산된 Godard 상수이고, Vk( )는 위상 보정 심볼( )이 속하는 서브컨스텔레이션의 중심을 지시하는 벡터이다.
일반적으로 말해서, 본래 컨스텔레이션의 분할은 두 카테고리로 나뉜다. CLASS A로 불리우는 제 1 카테고리에서의 분할은 수학식 6에 단독으로 사용될 때에도 수렴성 알고리즘이 되게 한다. 다른 카테고리(CLASS B)에서의 분할은 수학식 6에 단독으로 사용될 수 없지만 CLASS A의 적어도 하나의 분할과 결합하여 사용될 때 수렴성 알고리즘을 제공한다.
이 방법을 설명하기 위해, QAM 변조의 경우를 상세히 설명한다.
다음의 두 분할이 고려된다:
제 1 분할, P1, 은 본래의 컨스텔레이션을 4개 사분면(quadrants)으로 나눈다. 이 방법은 각각의 사분면을 별개의 하위 컨스텔레이션으로 여기며 4개 사분면 컨스텔레이션의 각각에 대해 별개로 계수 갱신 알고리즘을 실행한다. 상기한 바와 같이, 이 프로시저는 원점에 감소된 컨스텔레이션의 중심을 두기 위해 맨 먼저 선형변환을 수행하므로써 달성된다.
대응 벡터(Vk( ))는,
과 같이 주어지고, 여기서 csgn()은 복소 정현 함수이고, H1는 포지티브 스케일링 인수이다. 이 분할은 "쿼터 컨스텔레이션 분할(QCP;Quarter Constellation Partition)"로서 참조된다.
본래 컨스텔레이션으로 이루어 진 제 2 분할은 각각이 일 포인트인 최소 컨스텔레이션으로 나뉜다. 수신된 신호공간은 각각의 컨스텔레이션 포인트 주위에 중심을 맞춘 작은 정방형 영역으로 나뉜다. 이것은 신호공간 슬라이서(50)에서 정확히 수행되기 때문에(나중에 설명되는 바와 같이), 알고리즘은 원점에 포인트 컨스텔레이션의 중심을 맞추는 선형변환을 수행하기 위해 신호 공간 슬라이서 출력을 사용한다.
여기서,은 신호 공간 슬라이서(50)의 출력이다. 컨스텔레이션에 단 하나의 포인트가 있고 그것의 좌표는 모두 제로이므로, R2상수도 제로이다. 이 분할은 "단일 포인트 컨스텔레이션 분할"(SPCP;Single Point Constellation Partition)로서 참조된다.
QAM 컨스텔레이션으로 이루어 진 이러한 두 분할과 함께, 계수 갱신 알고리즘은 다음 수학식 9와 같이 주어진다.
QAM 신호 집합을 위한 바람직한 실시예는, 상기한 두 개의 감소된 컨스텔레이션을 사용한다. 그러나, 당업자에게는 일부 컨스텔레이션으로 된 기타유형도 본 발명의 범위를 벗어나지 않고 사용될 수 있음이 이해될 것이다. 두 개의 상기 분할의 선택은 다음 고려사항에 의해 정당화된다.
(1) QCP는 클래스 A의 분할이고 알고리즘의 수렴이 보장된다.
(2) QCP는 전체 컨스텔레이션에서 Godard 알고리즘 보다 양호한 결과를 나타내며 슬라이싱 및 변환동작이 신호좌표의 부호에 의해서만 좌우되기 때문에 실질적으로 어떠한 추가 비용 없이 대응 알고리즘을 이용할 수 있다.
(3) SPCP는 최대 등화를 제공하며 대응 슬라이싱은 신호 공간 슬라이서(50)에 의한 어떠한 추가 비용 없이 주어진다.
(4) SPCP는 클래스 B의 분할이고 단독으로 사용될 수 없다. 이것은 LMS 알고리즘에 대해, 채널이 등화되지 않았을 때 슬라이서(50)가 지나치게 많은 부정확한 결정을 한다는 사실에 의한다.
(5) 이 경우 상기 수학식 6에 또다른 분할을 추가하는 것은 수렴시간 및 에러 감쇠에서 어떠한 커다란 개선도 제공하지 못한다.
QAM신호에 인가된 Godard 알고리즘과 비교하여, 본 발명에서 설명된 블라인드 등화방법은 다음 특징을 갖는다.
⋅ 연산 복잡도는 유사하다.
⋅ 신호에 대해 동일한 대칭성 확률적 제약조건을 가진다(SPCP는 임의의 특정 대칭 특성을 필요로 하지 않으며 QCP의 4개 서브 컨스텔레이션을 중첩하므로써 주어지는 컨스텔레이션은 본래 컨스텔레이션과 동일한 대칭특성을 갖는다).
⋅ SPCP가 없이도 아이를 더욱 크게 개방시킨다.
⋅ 이것의 수렴은 국부 최소치에 영향을 덜 받는다.
⋅ 신호의 위상에 더욱 민감하다. 이것은 SPCP가 신호위상에 매우 종속적이라는 사실에 기인한다. 따라서 시스템이 위상을 조정할 때 SPCP를 턴 오프시키는 것이 바람직하다.
⋅ 최소치 α로 눈의 최대 개방을 획득하려고 할 때 수렴시키는 것이 느리다. 큰 값 α로 프로세스를 시작시키므로써 변환속도를 상당히 증가시키는 것이 가능하며 이에따라 점진적으로 그것을 감소시킨다.
맨 마지막 특성으로 인해, 본 발명의 바람직한 실시예는 이퀄라이저의 출력이 양자화될 수 있을 정도로 충분히 신뢰성있게 되자마자 종래의 LMS 알고리즘과 같은 결정 지향성 알고리즘으로 전환시킨다.
LMS 알고리즘(J.G. Proakis, "Digital Communications", Second edition, McGraw-Hill Book Company, pp 554-598 및 B. Widraw M.E. Hoff, Jr., "Adaptive Switching Circuits," IRE WESCON Conc. Rec., pt 4, pp 96-104, 1960을 참조하라)은 다음 수학식 10에 의해 설명된다.
여기서,은 신호 공간 슬라이서(50)의 출력에서의 복조신호이고, Φ 는 캐리어 추적 시스템(44)에 의해 주어진 위상 보정이고, μ는 작은 실제 스텝 사이즈 파라미터이다.
이와같이 블라인드 알고리즘이 신호에 적절한 이득을 부여하고 가장 심한 왜곡을 보정하는 시스템이 설명되었으며, 종래 LMS 알고리즘은 채널에 대한 정교한 등화를 수행한다.
분수적으로 간격을 이룬 자기복구 적응성 피드포워드 필터(32)에는 심볼속도의 두 배로 신호샘플이 공급되며, 그것의 계수는 심볼속도로 갱신됨을 이해하는 것이 중요하다. 따라서, 이 시스템에 의해 구현된 등화는 분수적으로 간격을 이룬 이퀄라이저 기술 부류에 속한다(J.G. Proakis, "Digital Communications", Second edition, Mcgraw-Hill Book Company, pp 554-598, G. UngerBroeck, "Fractional Tap-Spacing Equalizer and Consequences for Clock Recovery in Data Modems", IEEE Transactions on Communications, Vol. Com-24, No. 8, August 1976 및 J.D. Wang and J.J. Werner, "On the Transfer Functions of Adaptive T/4 Equalizers", 22nd Silomor Conf. on Signals, Systems and Computers, Pacific Grove, CA, Oct. 31, Nov.2, 1988, pp. 260-264를 참조하라). 이들 기술은 신호가 신호 속도 샘플링에 기인하여 알리아싱 효과를 입기 이전에 유입신호에 대한 주파수 응답 특성을 보상할 수 있다는 사실에 비추어 볼 때 예외적이다.
필터(32)에 의해 구현된 적응성 피드포워드 필터링 기술은 부분적으로 간격을 이룬다는 사실로부터 다수의 강력한 이점을 유도한다. 먼저, 발생하기 쉬운 샘플링 오정렬을 보상하기 위한 내재된 능력을 가지며 이것은 제안된 설계에 대한 매우 중요한 이점이다. 더욱 상세히는, 자기복구 적응성 피드포워드 필터(32)는 (1) 부수적인 샘플링 위상 오프셋트에 대처하기 위한 지연을 조정하는 기능과, (2) 점진적으로 그것의 계수를 드리프팅시키므로써 작은 샘플링 위상 오프셋트를 보상하는 기능을 자동적으로 수행한다. 마지막 특성은 아래에서 설명되는 타이밍 복구 시스템에 광범위하게 이용된다. 이 기술은 소망 신호대역폭 바깥에 있는 추가적인 노이즈를 필터링하며 수신기에서 필터가 매칭될 것을 필요로 하지 않는다. 마지막으로, 이 기술은 노이즈가 큰 조건에서의 평균 에러 관점에서 심볼-공간을 이룬 이퀄라이저를 수행한다.
일반적으로, 분수적으로 간격을 이룬 이퀄라이저는 다음과 같은 단점을 갖는다.
- 이퀄라이저는 고유하지 않지만 초기화에 좌우되는 해에 수렴한다. 이퀄라이저의 이 성능은 수렴된 해에 좌우된다.
- 신호의 실제 대역폭 외부에서 이퀄라이저의 성능은 갱신속도가 샘플링 속도 보다 느리기 때문에 탭 갱신 알고리즘에 의해 완전히 제어되지는 않는다.
- 작은 노이즈 조건하에서, 필터의 계수는 큰 값 및 오버플로우로 점진적으로 드리프팅할 수 있다.
- 일정조건(약간의 샘플링 주파수 오프셋트와 같은)에서, 이퀄라이저의 주 피크치는 필터의 전체 길이에 대해 분산된 다수의 피크치(네거티브 및 포지티브)로 나뉠 수 있다. 이 필터에서 이들 피크치의 분산은 이퀄라이저 성능을 점진적으로 열화시킨다.
도 1의 분수적으로 간격을 이룬 자기복구 적응성 피드포워드 필터(32)는 상기와 같은 단점을 공유하지 않는 데 이는 이들 문제점들이 (1) 필터(32)에 대한 세심한 초기화 및 (2) 탭-누설 알고리즘으로 해결하기 때문이다. 이제 이들 두 매커니즘을 설명한다.
블라인드 탭-누설 알고리즘이 실행되기 이전에 적응성 피드포워드 필터(32)의 초기화와 함께 특정한 주의가 취해진다. 높은 확률을 갖는 양호한 해로 수렴시키기 위해, 필터(32)에는 변조기 형성 필터의 계수가 적재되거나, 또는 하나의 고유 피크치 계수 및 제로로 설정된 그밖의 모든 탭이 적재된다. 초기에, 필터의 피크치는 탭 라인 근방에서 가장 양호하게 위치되지만, 그 최적위치는 필터의 출력에서 리샘플링의 올바른 동기화에도 링크된다. 이것은 나중에 설명되는 바와 같이 확률적 동기화기(34)에 의해 수행된다.
탭-누설 알고리즘(R.D. Gitlin, H.C. Meadors, Jr., 및 S.B. Weinstein, "The Tap Leakage Algorithm for the Stable Operation of a Digitally Implemented, Fractionally Spaced Adaptive Equalizer", The Bell System Technical Journal, Volume 61, No. 8, October 1982를 참조하라)은 대역외 노이즈를 제거하고 인접한 채널 간섭을 최소화하기 위해 대역외 스펙트럼 형성을 제공하고 탭 증대를 방지하기 위해 분수적으로 간격을 이룬 적응성 피드포워드 필터(32)에 사용된다. 본 발명에 사용된 탭-누설 알고리즘은 MCP 또는 LMS 알고리즘의 수정 알고리즘이다.
MCP 알고리즘에 대해, 탭-누설은 다음 수학식 11로 설명된다.
마찬가지로, 탭-누설은 다음 수학식 12와 같이 LMS 알고리즘을 수정한다.
탭-누설 알고리즘은 각각의 반복에서 필터계수를 조직적으로 침해하므로써 탭 증대를 방지하여, 느린 누적효과를 제거한다. 탭-누설 알고리즘의 효율은 샘플링 주파수 오프셋트의 존재하에서 용이하게 증명된다.
신호 대역폭 외부에서 스펙트럼 형성에 대한 탭-누설 효과는 설명할 수 있을 정도로 명백하지는 않다. 채널에서 탭-누설이 왜곡없이 사용될 때, 적응성 피드포워드 필터(32)는 변조기에 의해 사용된 신호형성 필터에 매칭된 필터에 수렴한다. 누설없이, 적응성 피드포워드 필터(32)는 심볼 대역폭에서 동일 작용을 가지지만 그 외부에선 거의 어떠한 감쇠도 없는 필터로 수렴된다. 채널에서의 왜곡으로, 동일한 측정치가 유지되며, 누설로, 필터는 변조기 매칭된 필터의 컨볼루션과 채널 임펄스 응답의 역인 해에 수렴한다. 탭-누설은 적응성 피드포워드 필터(32)로 하여금 매칭된 필터에 가장 근사한 모든 해 중에서 선택하게 한다. 모든 이퀄라이저 해는 통과대역에서 비교적 등가이지만 매칭된 필터 해는 단 하나의 해만이 정지 대역에서 최적(최대 감쇠)이다. 따라서 본 발명에서 탭-누설의 사용은 이퀄라이저 최대 대역외 노이즈 제거 및 최소 인접 채널 간섭을 제공한다는 점에서 매우 유용하다.
이러한 이점에도 불구하고, 탭-누설의 연속적인 사용은 등화 정확도 관점에서 성능을 열화시키는 결과로 된다. 이것은 누설 항이 계수 갱신 수학식 11 또는 12에서 적응성 항에 대해 작용하기 때문이다. 본 발명은 실시간으로 수학식 11 또는 12에 주입된 누설량을 제어하는 시스템에 의해 이러한 열화 범위를 제한한다. 이 시스템은 두 원리에 의존한다.
1. 누설은 파라미터 λ에 의해 진폭으로 제어된다. 이 시스템은 이 파라미터를 탭-갱신 알고리즘의 수렴속도에 비례하여 유지시킨다. 탭 누설은 따라서 블라인드 MCP 알고리즘이 실행될 때 매우 완화시킨다.
2. 누설은 누설 알고리즘의 적용 지속시간에 의해 제어된다. 이 제어방법은 분수적으로 간격을 이룬 이퀄라이저의 해가 노이즈가 이퀄라이저로 하여금 다른 국부 최소치에 수렴하도록 강제할 때 까지 국부적으로 안정하다는 사실을 이용한다. 누설을 교대로 턴온 및 턴오프시키므로써, 누설의 전체양을 감소시키는 것과 큰 진폭 누설의 이점을 유지하는 동안 생기게 되는 열화를 감소시키는 것이 가능하다.
본 발명의 주요태양은 탭 누설을 제어하는 매커니즘이라는 것은 명백하다. 이러한 제어는 탭 증대를 방지하고 이퀄라이저로 하여금 최적 해가 되게하기엔 충분하지만 성능열화를 방지하기엔 지나치지 않은 누설을 인가하는 에러 지향적 디지털 수신기 제어기(30)에 의해 수행된다.
신호로부터 전송된 심볼 시퀀스를 추출하기 위해, 분수적으로 간격을 이룬 자기복구 이퀄라이저(32)로 부터의 데이터 출력은 판별기(40)에서 리샘플링된다. 판별기 리샘플링 속도 및 위상은 위상제어된 속도 분주기(38)에 의해 주어진다. 이 분주기는 샘플링 클록을 심볼속도로 낮추며 확률적 동기화기(34)에 의해 위상-동기화된다. 동기화기(34)는 적응성 피드포워드 필터(32)의 출력에서 심볼의 위상을 찾는 데 필요한 타이밍 정보를 추출하기 위해 샘플링된 신호의 통계내용을 분석하고 듀얼모드 AGC(28)로부터 입력 샘플을 수신한다.
심볼 시퀀스를 추출하기 위해 판별기 위상을 동기화하는 중요성이 이제 설명된다. 상기한 바와 같이, 분수적으로 간격을 이룬 적응성 피드포워드 필터(32)는 임의의 샘플링 클록 위상 오프셋트를 보상할 수 있다. 데이터가 적응성 피드포워드 필터(32)의 출력에서 다운-샘플링될 때 샘플링 클록 위상 오프셋트는 심볼 타이밍 오프셋트가 되는 결과로 되며, 따라서 적응성 피드포워드 필터(32)가 자신의 지연을 자동적으로 조정하여야 하기 때문에 이론적으로는 판별기(40)가 심볼 시퀀스를 추출하기 위해 신호를 리샘플링하는 시간이 실제적으로 중요하지 않다. 그러나, 본 발명에서, 적응성 피드포워드 필터(32)의 출력이 두 심볼 사이의 천이의 중간에 근접하도록 리샘플링되었다면 문제가 발생할 수 있다. 이 경우에, 이퀄라이저는 적절히 초기화되지 않으며 적응성 알고리즘은 필터의 주 피크치를 좌측으로 한 탭 또는 우측으로 한 탭을 이동시킨다. 적응성 피드포워드 필터(32)는 상기와 같이 할 수 있지만, 하나 이상의 해가 있으므로, 이것은 상기 필터가 올바른 지연으로 초기화되었다면 획득될 수 있는 것과 동일하지 않은 탭 설정치로 수렴될 것이다. 이퀄라이저가 올바르게 초기화되었다면 이퀄라이저의 성능이 상당히 낮을 뿐만 아니라 이퀄라이저 해는 상이하다.
본 발명은 양호한 해로 수렴할 확률을 극대화하기 위해 적응성 피드포워드 필터(32)의 출력이 판별기(40)에서 리샘플링되어야 할 샘플링 시간을 결정하는 방법을 포함한다. 판별기(40) 이전의 신호속도는 리샘플링후 신호속도의 두 배이기 때문에, 시스템은 홀수 및 짝수 샘플 사이에서만 선택하여야 한다. 이 선택은 확률적 동기화기(34)의 주요 기능이다.
최선의 선택을 행하기 위해, 동기화기(34)는 아이 다이어그램이 최대로 개방되는 샘플링시간을 결정한다. 이 결정은 홀수 및 짝수 샘플링 시간에서 신호 진폭의 평가에 대한 개별 평가를 계산하므로써 수행된다. 채널에서 합리적이고 실제적인 노이즈 및 왜곡레벨로, 심볼근방에서 샘플링된 신호의 분산은 두 심볼 사이에서의 천이의 중앙에서 샘플링된 신호의 분산 보다 크다. 이 사실을 증명하기 위해, 두 상이한 샘플링 시간에서의 분산은 다음에 연산된다.
샘플링이 심볼마다 한 번 발생하고 두 연속 심볼 사이에서의 천이의 중간에서 정확히 한 번 발생한다고 하자. 전송된 심볼 시퀀스가 ai 's로 표기되고, 신호형성 및 채널왜곡이 계수 fk ''s를 갖춘 등가 FIR 필터에 의해 모델링된다. 따라서, 수신된 신호는:
이다.
짝수 샘플링 시간에서 평가된 수신신호의 분산은 :
입력 시퀀스가 제로 평균으로 균등하게 분포되고 비상관관계로 되었다면, 이 수식은 다음과 같이 된다:
마찬가지로, 홀수 샘플링 시간에서 평가된 수신신호의 분산은 :
이다.
예를들어, 채널에서 어떠한 왜곡도 없으며 신호형성이 계수 f0=0.5, f1=1,
f2=0.5를 갖는 FIR 필터를 통해 수행된다면, 심볼상에서 샘플링된 신호의 분산은 두 심볼사이에서 샘플링된 신호의 분산의 두 배이다.
해결하기 위한 다음문제는 이들 두 분산을 평가하는 것이다. 선형 필터(32)이전 또는 이후에 두 방법이 가능하다. 제 1 방법은 적응성 피드포워드 필터(32)에서 발생하는 사항에 독립적이라는 장점을 가지지만, 필터에서 지연시키는 기술을 필요로 한다. 제 2 방법은 이러한 필요성을 제거하지만 필터(32)에서의 변동사항에 매우 종속적이다. 예를들어, 샘플링 클록 위상 오프셋트에 기인하여 필터에서의 지연조정이 있다면, 분산 비교 결과는 동기화 획득 중에 갑자기 변경할 수 있다.
이러한 특정한 이유에 대해, 본 발명의 시스템은 적응성 피드포워드 필터(32) 이전에 두 분산을 평가하며, 다음 표 1 에 따른 분산 비교 결과로 동기화를 수행한다.
리샘플링 동기화
비교 결과 등화기 지연 리샘플링 시간
σ2 짝수> σ2 홀수 짝수 짝수
σ2 짝수< σ2 홀수 짝수 홀수
σ2 짝수> σ2 홀수 홀수 홀수
σ2 짝수< σ2 홀수 홀수 짝수
확률적 동기화기(34)의 바람직한 실시예가 도 4에 도시되어 있다. 분산의 실제 평가는 분산 평가기(110,112)의 라인(29)에 수신된 각각의 샘플의 정방형 진폭을 단순히 평가하므로써 용이하게 수행된다. 애버리저의 시간상수는 임계사항은 아니지만 비교시 오판단을 야기하는 평가 변동을 방지하기에 충분하도록 작게 선택되어야 한다.
샘플링 주파수 오프셋트의 존재하에서, 확률적 동기화기(34)의 두 분산에 대한 비교결과는 주기적으로 변화한다는 것을 주목하는 것이 특히 유용하다. 그러므로, 본 발명의 시스템은 동기화기가 수렴되면 리샘플링 동기화는 수행되지 않는다. 적응성 피드포워드 필터(32)에 의해 흡수될 정도로 충분히 작은 샘플링 오프셋트가 있다면, 확률적 동기화기(34)는 적응성 피드포워드 필터가 우측순간에 출력이 리샘플링되도록 지연을 정확히 조정하기 때문에, 리샘플링 시간을 갑자기 변하도록 허용하여서는 안된다.
더욱이, 분산 비교의 결과에서 두 주기적 변화사이에서의 시간이 송신기와 수신기의 샘플링 클록 사이에서의 주파수 오프셋트에 반비례함을 알 수 있다. 이러한 사실은 이퀄라이저가 수렴하기 이전에 더욱 큰 샘플링 클록 오프셋트를 평가하기 위해 사용되며, 확률적 동기화기(34)의 출력이 라인(35)상에서 다상 타이밍 제어기(26)에도 향하여진 이유를 설명한다.
두 엘리먼트인 피드포워드 필터(32)의 중앙 피크치의 위치 및 필터 계수 드리프트의 방향이 다상 타이밍 제어기(26)에 의해 필요로 된다. 이들 두 양은 계수 프로파일러(36)에 의해 평가된다.
제 1 계수 프로파일러 출력은 피드포워드 필터(32)의 실제 피크에 가장 근사한 탭 위치를 나타내는 인덱스이다. 필터 계수 집합은 실제 필터 임펄스 응답의 샘플링된 버전일 뿐임을 주목하라. 임펄스 응답의 실제 피크치는 두 샘플 즉, 두 계수사이에서 매우 양호할 수 있다.
시스템은 최대 진폭의 계수가 필터 피크에 가장 근접할 수 있는 계수이기 때문에 최대 진폭의 계수를 선택한다. 피크가 이동할 때, 계수 프로파일러(36)의 피크 위치 출력은 실제 피크가 두 계수사이의 중간일 때 변화한다. 피크의 위치는 초기화시 공지되어 있고 피크 이동은 연속적이기 때문에, 피크의 위치를 추적하기 위해 항상 필터의 3개 계수를 비교하는 것이 필요할 뿐이다. 계수 프로파일러(36)의 바람직한 실시예가 도 5에 도시되어 있다. 이 프로파일러는 피크와 피크의 두 인접위치에서 마지막으로 공지된 위치인 탭 라인에서의 3개 연속하는 계수(Ci,n)를 선택한다. 3개의 계수가 비교되고 피크가 중앙 계수로부터 피크 위치 추적부(114)에 이웃한 계수로 이동된 것으로 검출되었을 때, 상기 프로파일러는 43에서 참조되고, 피크가 이동된 위치에 중심이 맞춰지는 3개 새로운 계수를 선택한다.
계수 프로파일러(36)의 제 2 출력은 계수 드리프트의 방향에 대한 평가를 제공하는 2진신호(41)이다. 이 방향은 피크 옆에 있는 두 계수를 비교하므로써 평가된다. 계수 프로파일러는 이퀄라이저가 전체적으로 수렴되지 않았기 때문에 자유롭게 이동될 수 없을 때 드리프트 방향에서의 계수가 다른 계수 보다 큰 진폭을 가질 가능성이 있다는 사실을 이용한다.
계수 프로파일러(36)의 출력속도는 필터(32)의 계수가 단지 심볼 발생마다 갱신되기 때문에 심볼속도임을 유의해야 한다. 계수 프로파일러(36)에서의 계수 비교는 계수가 복소 값을 가지며 임의의 위상을 가질 수 있으므로 진폭으로 행해졌다.
확률적 동기화기(34)의 출력, 드리프트 방향 및 계수 프로파일러(36)로 부터의 피크 위치 평가는 다상 타이밍 제어기(26)에 전송된다. 이들 3 신호를 기초로하여, 다상 타이밍 제어기(26)는 송신기와 수신기 사이에서의 샘플링 클록 오프셋트를 보상하기 위해 가변속도 다상 리샘플러(24)의 타이밍을 조정한다.
분수적으로 간격을 이룬 자기복구 적응성 피드포워드 필터(32)에 의해 자동적으로 보상되도록 충분히 작은 오프셋트와, 초기화 주기동안 또는 리셋트 이벤트 후의 경우에서와 같이, 취급하기엔 적응성 피드포워드 필터(32)에 대해 지나치게 큰 커다란 오프셋트에 대해 보상되어야 할 것이 필요한 두 유형의 시간/주파수 오프셋트가 있다.
제 1 카테고리에 대해, 적응성 피드포워드 필터(32)는 자신의 임펄스 응답 지연을 자동적으로 보상한다(R.D. Gitlin 및 H.C. Meadors, Jr., "Center-tap Tracking Algorithm For Timing Recovery", AT&T Tech. J., Vol.66, pp. 63-78, Nov./Dec. 1987을 참조하라). 다른 말로 하면, 적응성 피드포워드 필터(32)는 클록이 너무 느리다면 자신의 계수를 우측으로 드리프팅시키고, 클록이 너무 빠르다면 자신의 계수를 좌측으로 드리프팅시킨다. 이 방법으로 보상되었을 지라도, 타이밍 주파수 오프셋트는 연속적인 계수 드리프팅이 중앙 피크를 탭라인의 끝이 되게 할 것이기 때문에 여전히 보정될 것이 필요하다. 본 발명의 시스템은 대응 계수 드리프팅 속도를 평가하므로써 작은 샘플링 주파수 오프셋트를 보정한다. 이 속도는 샘플링 주파수 오프셋트에 정비례하며, 계수 프로파일러(36)의 피크 위치 출력을 사용하여, 피크를 한 탭위치로부터 다른 탭 위치로 이동시키는 데 걸리는 시간을 단순히 측정하므로써 평가된다. 일단 타이밍 제어기(26)가 드리프팅 속도의 평가치를 계산하면, 피크가 필터(32)의 중앙으로 되돌려 드리프팅되는 방식으로 샘플링 주파수를 보정한다. 피크치가 중앙위치에서 검색되었을 때, 타이밍 제어기(26)는 임의의 계수 드리프팅을 정지시키기 위해 또다시 샘플링 주파수를 수정한다.
샘플링 클록 보정은 적응성 피드포워드 필터(32) 이전에 가변속도 다상 리샘플러(24)에서 위상 선택 프로세스를 적응시키므로써 행해진다. 드리프팅 검출 및 속도보정은 도 6에 도시되어 있다.
더욱 상세히는, 다상 타이밍 제어기(26)에 수행된 프로세스는 다음변수를 이용한다.
⋅ [최종_보정] 최종 클록 조정이 행해졌을 때의 피크 위치
⋅ [최종_위치] 최종 공지된 피크 위치
⋅ [위치] 피크의 현재 위치
⋅ [Cnt] 최종 검출된 피크위치 천이가 발생된 이후의 시간(심볼주기에서)을 측정하는 카운터
파워-업시 또는 리셋트 후, 피크는 탭 라인의 중앙에 있다. [최종_위치] 및 [최종_보정]은 중앙위치로 초기화되며, 카운터([Cnt])는 제로로 리셋팅된다(단계 261). 타이밍 주파수 오프셋트로 인해, 피크는 좌측 또는 우측으로 드리프팅을 천천히 연속적으로 시작한다. 이것이 다음 탭 위치에 도달되지 않는 한, 카운터([Cnt])는 각각의 심볼 발생시 증대된다(단계 262 및 263). 시간이 타이밍 주파수 오프셋트에 반비례한 후, 피크는 중앙 탭의 좌측 또는 우측으로 직접 도달한다. 제 1 천이는 무시되며 어떠한 타이밍 보정도 이 포인트에서 행해지지 않는다(단계 264 및 265). 카운터([Cnt])는 피크 드리프트의 새로운 타이밍을 시작하기 위해 리셋팅되고 피크의 새로운 위치는 최종 공지된 피크위치로서 기억된다(단계 266). 어떠한 보정도 행해지지 않았으므로, 피크는 동일속도로 동일방향에서 드리프팅을 계속한다. 탭 라인에서 다음위치에 도달하기 이전에, 카운터([Cnt])는 각각의 심볼 발생시에 증대된다(단계 262 및 263).
피크가 다음 탭 위치에 도달할 때, 그것은 탭 라인의 중앙으로부터 두 위치만큼 떨어져 있다. 이것은 피크가 좌측으로 이동한다면 단계(264)에 의해 검출되며, 피크가 우측으로 이동한다면 단계(265)에 의해 검출된다. 따라서 피크를 탭 라인의 중앙으로 되돌려 보내기 위해 타이밍 주파수 보정을 수행하는 시간이다((단계 267, 268, 2610) 및 (단계 2612, 2613 및 2615)). 보정([Corr])은 가변속도 다상 리샘플러(24)에서 타이밍 조정을 수행하는 데 사용된다. 이것은 샘플주기에 더해지거나 샘플주기로부터 감해지는 샘플의 소수부분의 역과 같다. 보정이 행해졌으면, 보정시간에서의 피크위치는 기록되고(단계 2611 및 2616), 카운터([Cnt])는 최종 공지된 피크위치가 갱신되는 동안 리셋팅된다(단계 266).
보정으로 인해, 피크는 이제 반대방향으로 드리프팅되어야 한다. 시스템은 [Cnt]로 새로운 드리프팅 시간을 정하지만 피크가 탭 라인의 중앙에 도달할 때 까지 어떠한 보정도 행해지지 않는다. 그후 피크를 완전한 정지상태로 되게 하기위해 수행된다(단계 267 및 269 또는 2612 및 2614). 여러 이유에 대해, 제 1 보정이 피크 경로를 반전시키키에 충분하지 않다면, 피크 드리프팅은 피크가 탭 라인의 중앙으로부터 4 탭 위치 만큼 벗어날 때 보정될 것이다. 이것이 충분치 않다면, 나중에 탭 위치로 보정될 것이고 이렇게 게속된다. 피크경로가 최종적으로 반전되었을 때, 피크는 드리프팅을 정지시키기 위해 드리프팅 이전에 탭 라인의 중앙으로 계속적으로 복귀한다.
시스템의 본 실시예와 함께, 샘플링 주파수 보정은 피크가 필터에서 두 탭 위치 주행한 후에만 행하여졌다. 이것은 샘플링 보정 바로 다음에 임펄스 응답 형성시 발생하는 변화에 의해 영향을 받아야 할 드리프트 속도 측정치를 방지하기 위함이다. 속도 측정은 임펄스 응답이 안정화되도록 하기 위해 제 1 탭 위치 편이 동안 보류된다.
또한 카운터([Cnt])의 사이즈는 시스템의 최대 타이밍 정확도를 결정함을 유의하라. 이 정확도가 달성되면, 샘플링 클록에 어떠한 추가 개선도 있을 수 없다. 이 경우 [Cnt]는 반드시 포화되어야 하며 오버플로우되어서는 안된다. 피크는 우측의 두개 탭 또는 좌측의 두개 탭과 중앙 탭 사이에서 매우 느리게 발진할 것이다.
보상되어야 할 오프셋트의 제 2 유형은 전형적으로 파워-업 이후 또는 재초기화 이후에 발생한다. 타이밍 주파수 오프셋트는 따라서 적응성 피드포워드 필터(32)가 수렴하기엔 너무 크며, 이것은 통상 백만번 당 50 파트 보다 큰 주파수 오프셋트에 대해 발생한다. 상기한 바와 같이, 타이밍 오프셋트를 평가하기 위해 사용된 방법은 즉, 확률적 동기화기(34)의 출력변화에 대한 타이밍에 의해, 짝수 및 홀수 샘플링 시간에서 평가된 분산의 두 변화 사이에서의 시간을 측정하는 것이다. 두 연속적 변화 사이의 시간은 샘플링 주파수 오프셋트의 진폭에 반비례한다. 주파수 오프셋트의 사인은 계수 프로파일러(36)의 출력에서 드리프트 방향 신호에 의해 주어진다.
다상 타이밍 제어기(26)는 샘플 시간간격 수에서, 카운터[Cnt]로 두 동기화기 출력 트랜지스터 사이의 시간을 측정한다. 노이즈로 인한 부수적인 천이검출을 방지하기 위해, 제어기(26)는 측정 시작 후 임의시간(td) 동안 천이를 무시한다(도 7a). 이 데드 시간(td)은 오프셋트가 매우 크다면 실제 천이를 부수적으로 마스킹할 수 있지만, 이것은 제 2 보정에 의해 전체적으로 보상될 수 있는 오프셋트를 감소시키기 때문에 올바르다(도 7b).
타이밍 제어기(26)는 다음 수학식 18로 계수 프로파일러 신호와 카운터[Cnt]의 값으로 타이밍 주파수 보정을 계산한다.
만일 (드리프트 방향 = 좌측) 이면 Corr=-Cnt
그렇지않으면 Corr=+Cnt
상기한 바와 같이, 가변 속도 다상 리샘플러(24) 샘플링 주파수는 변수 X 및 Y에 의해 조정된다. 작은 보정에 대해, X는 조정방향에 따라 1 또는 -1이고, Y는 평균으로 우측 주파수 조정을 제공하도록 선택된다. 보정 후, X 및 Y의 새로운 값은 다음과 같이 이전 X' 및 Y' 값으로부터 계산된다.
만일 T가 가변 속도 다상 리샘플러(24) 이전의 샘플링 주기이면, 리샘플러(24) 이후의 샘플링 주기는 타이밍 보정 이후가 되며, Corr=W·cnt이고, 여기서 W는 샘플간격이며,
이다.
따라서,
이고,
이다. 따라서 Y가 자신의 최대값으로 초기화되어야만 하는 이유가 명백하다.
본 발명의 시스템에 의해 사용된 두 개의 타이밍 복구기술은 최소 하드웨어를 필요로 하고, 거의 어떠한 연산도 포함하지 않으며 매우 큰 안정성을 갖는다는 점에서 다른 시스템과 비교하여 여러 중요한 장점을 가진다. 또한, 전체적으로 신호의 위상에 독립적이다.
전송된 신호를 평가하는 결정이 행해지는 신호공간 슬라이서(50)에 들어가기 이전에, 신호의 위상은 위상 보상기(42)에서 먼저 조정되어야만 한다. 위상 보상기(42)는 판별기(40)로부터의 샘플링된 데이터 출력에 적용되며 위상 천이 평가는 캐리어 획득 및 추적 시스템(44)에 의해 제공된다. 위상 보상기(42)에 의해 행해진 위상보정은 튜너(10) 및 QAM 복조기(20)에서 발생하는 주파수 에러에 기인한 미스매칭과 같은, 수신기의 아날로그부에서의 캐리어 주파수의 부수적 미스매칭에 기인한 회전효과를 없앤다. 위상 보상기(42)의 바람직한 실시예는 위상보정의 복소 지수에 의한 샘플링된 신호를 증대시키는 복소 로테이터이다. 타이밍 오프셋트에 대해, 캐리어 위상 오프셋트를 획득 및 추적하는 방법은 이 오프셋트의 사이즈에 따라 상이하다.
참조문헌 J.G. Proakis, "Digital Communications", Second edition, McGraw-Hill Book Company, pp 554-598 및 N.K. Jablon, "Joint Blind Equalization, Carrier Recovery, and Timing Recovery for High-Order QAM Signal Constellations", IEEE Transactions on Signal Processing, June 1992,에 설명된 바와 같은 작은 오프셋트에 대해, 캐리어 추적은 각각의 반복에서 두 파라미터인 순간 위상에러 및 순간 위상속도를 평가하므로써 수행된다. 모두 신호 공간 슬라이서(50)의 입력과 출력의 비교를 이용한다. 채널이 등화되지 않았을 때, 이것들의 상대각도 평균은 위상에러를 평가하며, 시스템으로 하여금 점진적으로 신호위상을 따라 갈 수 있게 한다. 채널이 등화되었을 때, 상기 상대각도 비교결과는 실제 위상에러를 제공하며, 위상은 정밀하게 잠금된다. 슬라이서(50)의 입력과 출력 사이의 상대각도는 그것의 복소 크로스 곱의 허수부에 의해 근사화 된다.
이다. 따라서,
이다. 여기서, Fn는 라디언/심볼에서 순간 위상속도이고, Φ n는 캐리어 추적 시스템의 위상 회전이다.
위상 속도 평가는 위상벡터가 일정하게 회전할 때 필요하다. 이것 없이, 위상 바이어스는 위상 추적 공식인 수학식 22의 보정항이 위상 증분을 보상할 정도로 충분히 크지 않다는 사실에 기인하여 실제위상과 추적된 위상사이가 되는 결과로 될 것이다. 상기 바이어스에 따른 문제는 2중적이다. 먼저, 위상 바이어스의 존재하에서, 분수적으로 간격을 이룬 자기복구 적응성 피드포워드 필터(32)는 그것의 계수를 회전시키므로써 상기 바이어스를 상쇄시킨다. 추적 알고리즘은 바이어스를 재저장하도록 시도할 것이고 계수는 계속적으로 회전될 것이다. 둘째, 큰 바이어스의 존재는 컨스텔레이션의 주변 포인트에 대해 틀린 양자화기 결정을 내리는 결과가 될 것이다.
순간 위상속도를 평가하므로써, 본 발명의 시스템은 상기와 같은 문제점을 방지하며 노이즈에 대한 민감도를 낮추는 작은 파라미터(ΔP)를 사용할 수 있게 한다.
어떠한 수정없이, 상기 고전적인 캐리어 추적 시스템은 단지 비교적 작은 캐리어 주파수 오프셋트(전형적으로 64 QAM에 대해 0.36도/샘플 또는 256 QAM에 대해 0.072도/샘플)에 대해서만 작용한다. 추적범위는 신호가 큰 진폭을 가질 때 위상 및 위상속도의 평가를 갱신하므로써만 확대될 수 있다. 이것은 상기와 같은 경우에 신호의 위상이 이퀄라이저(32) 또는 채널로 부터의 노이즈로부터 덜 영향을 받는다는 사실에 기인한다. 따라서 위상속도의 평가를 연산하기 위해 두 갱신 사이의 시간을 측정할 것이 필요하다. 만일 최종 보정이후의 시간을 tlast라 하면, 위상속도의 새로운 평가는:
이다. 이 속도는 심볼 주기 마다 위상평가를 증가시키는 데 사용된다.
디지털 TV를 위한 현대 케이블 통신 시스템에서, 캐리어 미스매칭에 기인한 위상회전은 4도/샘플 만큼 높은 값에 도달할 수 있다. 상기한 바와 같이 개선된 경우에도, 상기 시스템은 이와 같은 종류의 주파수 오프셋트를 추적하는 것이 블가능하다.
본 발명은 회전속도 평가를 두배로 하기 때문에 캐리어 획득 시스템(44)의 추적범위를 현대의 케이블 통신 시스템에 필요한 범위를 양호하게 넘도록 확대시킨다. 제1 평가는 상기한 시스템에 의해 주어지며 속도가 제한된 추적범위에 있는 한 매우 정확하다. 재 2 평가는 컨스텔레이션의 코너부를 측정하므로써 연산된다. 이것은 덜 정확하지만 제 1 방법 보다 진폭이 수 배정도 넓다.
코너는 단지 신호의 임의 위상에 대해 인식가능하게 되는 컨스텔레이션의 포인트일 뿐이다. 이것들은 또한 컨스텔레이션에서 최대진폭을 가지는 이점을 가지므로, 이것들의 위상은 등화 및 채널 노이즈에 의해 최소로 영향을 받는다. 이것들은 단지 신호의 진폭과 임계값을 비교하므로써 간단하게 검출된다. 상기 임계값 보다 큰 진폭을 갖도록 신호 포인트가 검출되었을 때, 그것은 코너로 가정되어지고 그 위치는 기억된다. 또다른 코너가 검출되었을 때, 시스템은 컨스텔레이션이 두 코너 윤곽 사이에서 회전되는 각도를 평가한다. 시스템은 컨스텔레이션이 두 코너 윤곽 사이에서 최대 45도 회전할 수 있음을 가정한다. 코너(y1)가 시간(t1)에서 검출되었을 때, 시스템은 동일시간에 3개의 다른 코너가 y1·ejπ/2, y1·ejπ및 y1·ej3π/2에 위치된다. 또다른 코너(y2)가 시간(t2)에서 검출되었을 때, 컨스텔레이션 회전각은 y2와 시간(t1)에서 검출된 최근접 코너와 비교되어 연산된다. 탄젠트 각을 근사화시키므로써, 두 코너 윤곽 사이의 컨스텔레이션 회전각(θ)은 다음과 같이 평가된다.
대응 회전속도는 다음 수학식 27과 같이 반복적으로 평가된다.
평가식인 상기 수학식 27은 매우 큰 캐리어 미스맷칭를 추적할 수 있지만, 일반적으로 컨스텔레이션의 위상을 잠금시키고 그것의 회전을 정지시키기에 충분할 정도로 정확하지는 않다. 그러나 상기 수학식 27은 나머지 위상 회전을 용이하게 보상하기 위해 기타 추적 시스템 수학식 22 또는 수학식 25에 대한 실제 회전속도에 충분히 근접한다. 두 추적 시스템이 함께 작동하도록 하기 위해, 본 발명의 시스템은 인위적으로 상기 수학식 22가 상기 수학식 27의 이웃에 있도록 강제하며 그후 상기 수학식 22는 정밀도 있게 위상잠금을 자유로이 할 수 있게 한다. 이것은 다음 수학식 28로 요약된다.
여기서, Fn '는 코너부가 검출될 때 마다 수학식 27로 검출되며, ε는 수학식 22의 최대 추적 범위의 1/2 보다 작은 속도이다.
일단 신호위상이 획득되어 시스템이 수렴되면, 수학식 22 또는 수학식 25가 위상을 잠금시키기에 충분하기 때문에 수학식 27 및 수학식 28을 계속 유지시킬 필요가 없다.
캐리어 획득 및 추적 시스템(44)의 대응 실시예가 도 8a에 도시되어 있다. 이 개략도의 하부는 수학식 22 및 수학식 23에 의해 설명된 정교한 캐리어 추적 디바이스(118)를 예시한다. 이 서브시스템(118)의 입력(55)은 신호 공간 슬라이서(50)의 입력과 출력 사이의 복소 곱의 가수부이고 위상-에러 평가기(54)의 출력이다. 도 8a의 상부는 수학식 26 및 수학식 27로 큰 회전 속도를 추적하는 데 사용되는 고속 캐리어 추적 디바이스를 도시한다. 신호진폭은 먼저 엘리먼트(441)의 임계값과 비교된다. 임계치(R코너)는 유입신호가 코너인지의 여부를 결정한다. 만일 신호진폭이 이 임계치 보다 작다면, 타이밍 레지스터(442)는 두 코너 윤곽부 사이의 시간을 측정하기 위해 증대된다. 임계치에 도달되면, 신호는 코너인 것으로 가정되지만 이전 코너 검출은 컨스텔레이션이 45도 보다 크게 회전되지 않도록 충분히 작기 때문에 시간경과 후에만 추가로 처리된다. 이것은 타이밍 레지스터(442)의 내용이 비교기(443)의 tmax와 비교되는 이유이며 여기서 tmax는 시스템이 추적할 수 있는 최대 회전속도에 의해 분할된 45도와 동일하다. 엘리먼트(443)에서의 비교결과가 포지티브이면, 회전속도 평가를 갱신하기 위해 신호 포인트가 처리된다. 회전각은 수학식 26에 따라 엘리먼트 444 내지 448에 의해 계산된다. 대응속도는 엘리먼트 449에서 상기 각도를 경과시간으로 나눔으로써 획득되며, 그 결과는 수학식 27에 따라 엘리먼트 4410에서 평균된다. 두 추적 서브시스템(116,118)은 수학식 28을 구현하는 하드리미터(4411)에서 평균된다.
도 8b는 캐리어 추적 시스템(44)의 기능을 예시한다. 이것은 정교한 캐리어 추적 시스템(Fn)(굵은 실선)이 고속 캐리어 추적 시스템(Fn ')에 의해 산출된 두 경계(가는 실선) 사이에 있도록 강제한다. 일단 위상이 대략 획득되면, 고속 캐리어 추적 시스템은 턴 오프되고 정교한 캐리어 추적 시스템은 양호한 정밀도로 위상을 자유로이 잠금시킬 수 있다(도 8b의 우측부의 실선을 참조하라).
신호 공간 슬라이서(50)는 복조의 최종 단계이다. 이것은 전송되어야 할 심볼을 평가하는 디바이스이다. 이 정보는 복조 데이터를 산출하고, 전송에러를 평가하고 피드포워드 필터와 피드백 필터의 계수를 갱신하고, 전송 위상 에러를 평가하고 캐리어 추적 시스템(44)의 우연한 캐리어 주파수 오프셋트를 보정하고 전송의 평균 진폭 에러를 평가하고 수신기의 상이한 부분을 제어하기 위해 시스템의 4 레벨에서 사용된다.
대부분의 시간에, 신호 공간 슬라이서(50)는 64-QAM 변조에 대해 도 9a에 도시된 바와 같이, 실수 및 허수축을 따르는 단순한 양자화기이다. 양자화 레벨(122)은 신호레벨에 대응하며 양자화기 범위로부터 떨어지는 모든 포인트가 매핑되는 직경 포인트를 제외하고, 각각의 결정영역(120)의 중앙에서 중심을 이룬다. 이 간명화된 슬라이서는 신호를 복조하고 신뢰성있는 결정을 전달하는 데 적절하다. 그러나, 어떤 조건에선, 더욱 정교한 신호 공간 슬라이서는 적응성 알고리즘 및 캐리어 추적 시스템을 위해 필요하다.
LMS 알고리즘을 수렴시키기 위해, 전송 및 수신된 신호 사이에서의 정확한 에러는 공지되어야 한다. 신호 공간 슬라이서(50)가 다수의 부정확한 결정을 내린다면, 최종 결정된 에러는 실제 전송에러 및 적응성 피드포워드 필터(32) 발산을 반영하지 못한다. LMS 알고리즘이 턴 온되었을 때 아이가 이미 개방된다면, 대부분의 결정은 올바르며 도 9a에 도시된 바와 같은 신호 공간 슬라이서가 사용될 수 있다. 이 슬라이서는 하드 신호 공간 슬라이서로서 참조될 것이다. 고차 컨스텔레이션의 블라인드 등화 후의 경우에서와 같이 눈이 약간 폐쇄된다면, 결정 에러 비율은 매우 클 수 있다. 따라서 문제는 신호 공간 슬라이서(50)의 출력에서 틀린 결정의 수를 감소시키는 것이다.
본 발명의 바람직한 실시예에서, 틀린 결정의 수는 대응 전송된 심볼이 확실하게 식별될 수 없는 포인트를 무시하므로써 감소된다. 신호 공간 슬라이서의 바람직한 실시예는 도 9b에 예시된다. 음영영역(124)은 안전영역을 나타내며 이 영역에서 틀린 결정 확률은 작다. 본 실시예에서, 신호 공간 슬라이서(50)의 출력에서 전달된 복조신호는 도 9a에 도시된 하드 신호 공간 슬라이서에 의해 산출된 심볼결정과 심볼이 안전영역(124)에 속하는 지의 여부를 나타내는 신뢰비트로 이루어 진다. 만일 신뢰비트가 0 이면, 결정은 신뢰성이 없으며 어떠한 계수 갱신도 일어나지 않는다. 이러한 이유로, 도 9b의 신호 공간 슬라이서(50)는 소프트 신호 공간 슬라이서로서 참조된다. 소프트 신호 공간 슬라이서에서 고신뢰영역은 도 9b에 124로 예시되어 있다.
당업자는 본 명세서의 바람직한 실시예에서 상세히 설명된 것 이외의 신뢰비트를 정의하는 대안방법이 본 발명에 의해 수렴됨을 이해할 것이다. 예를들어, 신뢰비트는 수신신호가 각각의 포인트 둘레의 원형영역 내에 속하거나 수신신호 진폭이 임계값을 초과한다면 1로 설정될 수 있다. 더욱 일반적으로, 신뢰워드(신뢰비트 대신)는 복수개 신뢰레벨을 이들 레벨에 첨부된 신뢰영역으로 나타낼 수 있다. 신뢰비트 대신 신뢰워드가 사용될 때, 필터계수의 갱신은 0 과 1 사이의 신뢰인수로 가중된 심볼결정을 이용한다. 신뢰비트 또는 신뢰워드의 이러한 모든 추가 정의는 본 발명의 범위로부터 벗어나지 않고 이용될 수 있다.
적응성 결정지향적 피드백필터(48)(도 1)는 도 10에 도시된 바와 같이, 전방경로에서 신호 공간 슬라이서(50)를 포함하는 루프의 피드백 경로에서 조정가능 계수(di)를 갖춘 FIR 필터로서 구현된 반복 적응성 필터이다. 적응성 결정지향적 피드백필터(48)에는 신호 공간 슬라이서(50)에 의해 산출된 양자화된 심볼이 공급되며, 이것은 ISI평가를 ISI 취소기(46)에 제공한다. ISI 취소기(46)의 바람직한 실시예는 적응성 피드백 필터(48)에 의해 제공된 잔존 ISI의 평가를 라인(49)에서 보상기(42)에 의해 제공된 위상 보상된 샘플에 추가하는 복소 가산기이다. 최종신호(51)는 신호 공간 슬라이서(50)에 주어진다.
적응성 피드백 필터(48)의 계수는 LMS 알고리즘에 의해 심볼속도로 갱신된다.
피드백 필터(48)는 심볼결정의 입력으로서 사용되기 때문에, 신호왜곡은 보정되도록 신호 공간 슬라이서(50)에서 결정이 행해지기 위해 충분히 작아야 한다. 다른 말로하면, 적응성 결정지향적 피드백필터(48)는 그것의 앞에서 분수적으로 간격을 이룬 적응성 피드포워드 필터(32)의 동작없이는 유효할 수 없다. 만일 신호 공간 슬라이서(50)가 올바른 결정을 내리면, 노이즈는 적응성 결정지향적 피드백필터(48)에 도달하지 않으며, 심볼간 간섭을 취소시키는 데 매우 효과적이다.
적응성 결정지향적 피드백필터(48)는 등가 연산 부담에 대해 선형필터 보다 더욱 효과적인 것으로 증명될 수 있다. 그러나, 적응성 결정지향적 피드백 필터(48)의 구현이 너무 고비용이 들거나 자유로이 응용하는 데 너무 복잡하다면, 더욱 긴 선형 필터로 비교성능을 달성하는 것이 가능하다.
잔존 에러 평가기(52)(도 1)는 신호 공간 슬라이서(50)의 입력과 츨력사이에서 잔존 에러의 평가를 제공한다. 잔존 에러 평가기의 바람직한 실시예는 복잡한 감산이다. 제안된 발명은 적응성 피드백 필터(48)와 디지털 수신기 제어기(30)에 LMS 알고리즘(126)을 공급하기 위해 먼저 잔존 에러를 사용한다. 잔존에러는 또한 적응성 피드포워드 필터(32)의 LMS 알고리즘에 의해 사용되어지기 이전에 위상 보상기(56)에서도 회전된다. 위상 보상기(56)의 바람직한 실시예는 위상 보상기(42)와 동일하다.
에러 평가기(52)의 출력에서의 잔존에러 신호 및 신호 공간 슬라이서(50)의 출력에서의 평가심볼은 다상 타이밍 제어기(26)의 타이밍 방법(58)과 AGC(28)의 속도(60)를 선택하고, 분수적으로 간격을 이룬 자기복구 적응성 피드포워드 필터(32)에서의 누설(62)양을 제어하며, 분수적으로 간격을 이룬 자기복구 적응성 피드포워드 필터(32)에서 사용된 등화방법을 선택하는 분수적으로 간격을 이룬 자기복구 적응성 피드포워드 필터(32)에 사용된 등화방법을 선택하는 에러지향적 디지털 수신기 제어기(30)에 주어진다. 제어기(30)는 상태천이가 수신기의 핵심이며 3개 파라미터인 내부 타이머, 등화에러의 분산의 평가 및 복조신호의 분산의 평가에 의해 검출되는 유한 상태기이다.
주요사상은 전송된 신호와 복조된 신호 사이의 에러에 따라 제어기 상태 천이를 야기시키는 것이다. 전송된 신호는 공지되지 않았으므로 복조기의 출력에서 실제에러를 계산하기 위한 어떠한 방법도 없다. 이용가능한 정보는 단지 잔존 에러 평가기(52)의 출력의 평균에 기초한 전송에러의 평가이다. 그러나 이 평균의 결과는 슬라이서(50)가 지나치게 많은 부정확한 결정을 하기 때문에 캐리어 및 타이밍이 충분한 정밀도로 회복되지 않거나 채널이 충분히 등화되지 않는다면 실제 전송에러와 상당히 다를 수 있다. 상태천이를 야기하기 이전에 평가된 에러의 유효성을 검사할 것이 필요하다. 이것은 복조신호의 확률분포가 전송된 신호중의 하나에 근사하는 지를 검사하므로써 수행되며, 복조신호의 분산의 평가와 이론적인 분산(E[|an|2]를 비교하므로서 용이하게 구현된다.
수신기의 현재 동작상태와 3개 파라미터 값에 좌우되어, 제어기(30)는 수신기의 다음상태를 결정한다. 각각의 상태는 갱신되어야 할 필터, 사용된 등화 알고리즘, 수행된 신호공간 슬라이싱, 연동된 타이밍 복구 방법, 사용중인 캐리어 추적 시스템, 인가된 AGC 속도, 주입된 탭 누설양 및 궁극적으로는 반드시 재초기화되어야 할 수신기의 파트를 지정한다.
전체적으로 8개 상이한 상태가 있으며 표 2에 동작특성과 함께 각각의 상태가 나타나 있다.
8개 시스템 상태에 대한 동작특성
AGC 동기화기 타이밍 캐리어 피드포워드 필터 계수 갱신 누설 피드백 필터 계수 갱신 내부 타이머
상태 0 리셋트 리셋트 리셋트 리셋트 리셋트 오프 리셋트 리셋트
상태 1 고속 온 오프 오프 오프 오프 오프 온
상태 2 저속 온 고속 고속 QCP를 갖춘 블라인드 중간 오프 온
상태 3 저속 온 고속 저속 QCP 및 녜쳬를 갖춘 블라인드 중간 오프 온
상태 4 저속 오프 저속 저속 LMS 오프 온 온
상태 5 저속 오프 저속 저속 LMS 온 온 오프
상태 6 저속 오프 저속 저속 LMS 오프 온 오프
상태 7 저속 오프 저속 저속 LMS 온 온 온
천이 이벤트는 도 11에 요약되어 있다. 정상적인 수렴에 대해, 시나리오는 다음과 같다.
⋅ 상태 0: 제어기(30)는 단계(150)에서 모든상태를 리셋팅시키므로써 시작한다.
⋅ 상태 1: 고속 AGC는 단계(154)에서 결정된 짧은 시간주기(TAGC) 동안 단계(152)에서만 실행한다.
⋅ 상태 2: 피드포워드필터 계수는 단계(156)에서 QCP만을 이용하여 블라인드 알고리즘으로 갱신된다.
위상 및 타이밍은 고속 방법으로 보정되나, 시스템은 잠금되어야 할 위상이 단계(158)에서 결정된 것으로 가정할 수 있을 정도로 에러가 충분히 작을 때 까지(에러<Lp) 이 상태에 유지된다.
⋅ 상태 3: 피드포워드필터 계수는 단계(160)에서 QCP 및 SPCP를 이용하여 블라인드 알고리즘으로 갱신된다. 위상추적은 저속인 반면 타이밍 보정은 고속인 방법을 이용한다. 시스템은 개방되어야 할 눈이 단계(162)에서 결정된 것으로 가정할 수 있을 정도로 에러가 충분히 작을 때 까지(에러<LB) 이 상태에 유지된다.
⋅ 상태 4: LMS 알고리즘은 에러가 단계(166)에서 결정된 소망레벨(에러=LL1)에 도달할 때 까지 단계(164)에서 연동된다. 타이밍 및 위상은 이제 저속 방법으로 추적된다.
⋅ 상태 5 <> 상태 6: 전체성능을 변경시키지 않고 충분한 누설을 유도하기 위해, 시스템은 스위칭 백되고 단계(168,170)에서 누설 및 비누설 사이에서 계수를 갱신하도록 강제한다.
평가된 에러신호의 대응전개는 도 12a에 나타나 있고 여기서 원으로 된 참조부호는 상기 상태들을 나타낸다. 3개 상태가 상기와 같은 완전한 시나리오로부터 벗어나게 할 수 있다.
⋅ 블라인드 알고리즘 또는 캐리어 추적 또는 타이밍 복구는 수렴하지 못하고 시스템은 상태 4에 도달하지 못한다. 이 경우에, 타이머는 단계(172,174)에서 프리셋트 시간(TB) 경과 후 완전한 리셋트로 되게한다(도 12b).
⋅ LMS 알고리즘은 상태 4에서 수렴하지 않으며 시스템은 상태 5에 절대로 도달하지 않는다. 시스템은 에러가 단계(178)에서 LR로 상승하거나 단계(176)에서 TL에 도달한다면 리셋트로 결정할 것이다.
⋅ 상태 5 와 상태 6 사이에서 발진하는 대신에, 시스템은 상태 6에 머물러 있고 에러는 계속 증대된다. 이 상태는 탭 누설이 계수 증대를 방지하기에 충분하지 않은 경우에 가능하다. 시스템은 따라서 에러가 단계(182)에서 LF로에 도달하고 누설이 단계(184)에서 결정된 정해진 시간(TR) 동안 인가될 때 단계(180)에서 상태(7)로 된다. 만일 에러가 이 시간의 끝 이전에 리셋트 레벨(LR)에 도달하지 않는다면, 시스템은 상태 4로 스위칭 백 된다.(도 12d)
이 구조는 일반적으로 100 포인트 미만인 컨스텔레이션에 대해 수렴을 보장하기에 충분하다. 상태 3은 바이패스될 수 있다. 더욱 정교한 컨스텔레이션을 위해, 다음과 같은 수정사항을 추가할 수도 있다.
⋅ 상태 2 및 상태 3에서, 하이 α로 시작하며 에러레벨이 감소할 때 그것을 점진적으로 감소시킨다. α가 작아질 때 누설이 계수갱신 보다 강하지 않도록 보장하기 위해 누설을 조정한다.
⋅ 상태 2로부터 상태 3으로 또는 상태 3으로부터 상태 4로 통과할 때 복조신호의 분산으로 평가된 에러의 유효성을 두 번 검사한다. 신호공간 슬라이싱을 위해 감소된 양자화기를 사용하고 상태 3 과 상태 4 사이에 상태 3을 반복하여 추가한다. 상태 4로(전체 슬라이서와 함께)의 스위칭은 아이가 완전히 개방되었을 때 만 확실히 스위칭된다
상이한 임계사항의 설정은 다음 절에서 상세히 설명된다.
파라미터 조정
이퀄라이저 설계는 파라미터 및 옵션에 대해 광범위한 다양성을 포함한다. 본 발명의 핵심관점은 디지털 수신기의 성능, 안정성 및 수렴에 매우 중요한 적절한 파라미터 값을 선택하는 것이다. 이 선택은 시스템의 모든 파라미터를 제공하고 이들을 효과적으로 조정하는 방법을 제공하는 것을 의도한다. 표 3은 파라미터의 리스트를 나타내며 이 파라미터들의 효과를 설명한다.
파라미터 조정
설 명 효 과 매우 작은 경우 매우 큰 경우 대표값(QAM64)
α 블라인드 등화 스텝사이즈 파라미터 블라인드 알고리즘의 수렴속도를 조절함 ·초기 수렴 너무 느림 ·알고리즘 불안정성 ·LMS 알고리즘을 연관시키기에 충분치 않은 에러 감쇠 0.01
μ LMS 등화 스텝사이즈 파라미터(피드포워드 필터) LMS 알고리즘의 수렴속도를 조절함 ·초기 수렴 너무 느림 ·누설에 기인한 성능 열화 ·고속 변동 왜곡을 등화시키지 못함 ·큰 샘플링 클록 오프셋트를 보상하지 못함 ·알고리즘 불안정성 ·노이즈에 대한 고민감성 0.01
ν LMS 등화 스텝사이즈 파라미터(피드백 필터) LMS 알고리즘의 수렴속도를 조절함 ·초기 수렴 너무 느림 ·고속 변동 왜곡을 등화시키지 못함 ·알고리즘 불안정성 ·노이즈에 대한 고민감성 0.01
설 명 효 과 매우 작은 경우 매우 큰 경우 대표값(QAM64)
λ 누설 상대량 각 심볼 발생에서 모든 등화기 계수로부터 제거되어야 할 상대량을 결정 ·점진적 계수 증대 ·열등한 대역외 스펙트럼 형성 ·국부적 최소치에 수렴 ·계수 효력상실 0.1
Δs 위상 회전 추적 스텝사이즈 파라미터 위상 회전속도를 보상하기 위해 평균시간을 결정함 ·위상 속도 추적에 대한 장기 안정 시간 ·속도 발진-불안정성 0.001
Δp 위상 오프셋트 추적 스텝사이즈 파라미터 위상 오프셋트를 보상하기 위해 평균시간을 결정함 ·위상 오프셋트 추적에 대한 장기 안정 시간 ·속도 발진 결과로 되는, 주로 속도조정에 의해 행해진 위상 오프셋트 보정 ·불안정성 0.1
설 명 효 과 매우 작은 경우 매우 큰 경우 대표값(QAM64)
Lp 정밀 캐리어 추적을 위한 에러 임계값 신호위상이 대략 잠금되었을 때 그리고 정밀 캐리어 추적 시스템이 턴 온되었을 때를 결정함 ·도달될 수 없는 임계값 ·긴 수렴시간 ·정밀 캐리어 추적의 발산 ·블라인드 등화기의 긴 수렴(SPCC 위상 종속관계에 기인함) -21dB
LB 블라인드 등화를 위한에러 임계값 등화기가 블라인드로부터 LMS 알고리즘으로 스위칭할 때를 결정함 ·도달될 수 없는 임계값 ·긴 수렴시간 ·폐쇄된 눈: LMS의 발산 -22dB
LL1 누설을 위한 에러 임계값 계수 누설이 턴온되었을 때를 결정함. 최소 에러레벨을 결정함. ·계수 증대 및 열등한 대역외 감쇠로 되는, 불충분한 누설 ·다수의 오류 슬라이서결정이 되는, 고 에러레벨 -35dB
설 명 효 과 매우 작은 경우 매우 큰 경우 대표값(QAM64)
LL2 누설방지를 위한 에러 임계값 계수 누설이 턴 오프되었을 때를 결정하고최대 에러 레벨을 결정함 ·계수증대 및 열등한 대역외 감쇠로 되는, 불충분한 누설 ·계수 효력이 붕괴되는 지나치게 많은 누설 ·다수의 오류 슬라이서 결정이 되는 고 에러레벨 -34dB
LF 복구 프로시저를 증대시키기 위한 에러 임계값 계수 증대가 검출되었을 때를 결정하고 이 증대를 취소시키기 위해 누설이 턴 온되어야 할 때를 결정함 ·오류 경고 누설복구 프로시저에 기인하여 에러레벨을 임시로 증가시킴 ·계수 증대의 늦은 검출에 기인한 시스템 고장 -30dB
LR 리셋트를 위한 에러 임계값 시스템이 고장난 것으로 여겨질 때와 전체 리셋트 명령이 발생하는 때를 결정함 ·오류 경고 인터럽트 커버리지 프로시저를 전체적으로 리셋팅함 ·발산 검출의 부족에 기인한 시스템 고장 -20dB
TAGC 이득 조정 지속시간 등화기를 턴온시키기 이전에 AGC가 스스로 얼마나 실행하는 지를 결정함 ·등화기가 턴온 되었을 때 등화기 범위외의 신호 ·저속 시스템 수렴 1000 샘플
설 명 효 과 매우 작은 경우 매우 큰 경우 대표값(QAM64)
TB 블라인드 등화의 비수렴 검출을 위한 시간 임계값 블라인드 등화가 오류인 것으로 가정될 때와 대응 리셋트가 반드시 발생되어야 할 때를 결정함 ·수렴 이전에 시스템이 계속적으로 리셋트됨 ·부수적인 수렴 실패로부터 저속복구 100,000 샘플
TL LMS 등화의 비수렴 검출을 위한 시간 임계값 LMS 알고리즘이 오류인 것으로 여겨질 때와 대응 리셋트가 반드시 발생되어야 할 때를 결정함 ·수렴 종료 이전에 시스템이 리셋트됨 ·우연한 수렴 실패로부터 저속복구 20,000샘플
TF 누설 복구 프로시저의 지속시간 계수 증대가 검출되었을 누설이 얼마나 오랜동안 인가되어야 하는 지를 결정함. ·불충분한 누설: 증대 재개 ·고 에러율에서의 긴 주기 10,000 샘플
대표적인 동작 값의 예가 표 3의 마지막 열에 주어졌다. 이것은 신호레벨이 1과 -1 사이에서 정규화된 64-QAM 컨스텔레이션을 위해 사용된 파라미터 집합에 대응한다.
몇몇 고려사항이 파라미터 선택에 도움을 줄 수 있다.
1. Δs값은 Δp보다 항상 훨씬 작다(통상적으로 100배).
2. LB는 블라인드 알고리즘을 그것의 최소 에러로 수렴되게 하고 약간 높은 값을 선택하므로써 용이하게 찾을 수 있다.
3. λ는 α또는 μ가 선택된 후 조정된다. LMS 알고리즘에 대해, 대부분의 결정이 유효한 레벨에 누설 플로어(즉, 누설이 계속하여 인가될 때 도달된 에러 레벨)가 대응하는 방식으로 조정되어야 한다.
4. 누설 제어 시스템이 작동하도록 하기위해, LL1및 LL2는 플로어 노이즈 즉 누설이 전혀 없이 에러가 도달 될 레벨과 누설 플로어 사이에 있어야 한다. 이들 한계치가 노이즈 플로어에 근접한다면, 시스템은 LL1하에서 에러를 확대시키는 어떠한 에너지도 가지지 않을 것이며, 따라서 누설은 충분히 빈번하게 턴 온되지 않을 것이다. 마찬가지로, 한계치가 누설 플로어에 매우 근접하면, 시스템은 에러를 LL2보다 크게 할 에너지를 거의 갖지 못한다. LL1과 LL2사이의 공간은 턴 온될 때 마다 누설주기를 조절한다. 만일 누설이 탭 증대를 방지할 정도로 크다면, 임계치(LL1과 LL2)는 동일할 수 있다(즉, 상태 5와 6 사이에서 교대할 때 어떠한 히스테리시스도 없다).
5. LF는 슬라이서 결정이 대부분 유효한 경우의 레벨에서 선택되어야만 한다. 이것은 일반적으로 누설 플로어 근방에서 선택된다.
6. TAGC는 고속모드로 실행하는 AGC의 안정시간에 대해 조정되어야 한다.
본 발명의 상세한 설명에 대해 요약하면, 디지털 수신기의 필수적인 서브시스템은 가변속도 다상 샘플러(24), 다상 타이밍 제어기(26), 듀얼 모드 AGC(28), 분수적으로 간격을 이룬 자기복구 적응성 피드포워드 필터(32), 확률적 동기화기(34), 계수 프로파일러(36), 캐리어 추적 시스템(44), 적응 결정-지향적 피드백 필터(48), 신호 공간 슬라이서(50), 및 에러 지향적 디지털 수신기 제어기(30)이다.
성능 분석
본 발명은 본 명세서에 설명된 실시예와 함께, 64 QAM 및 256 QAM 신호에 대해 광범위하게 시뮬레이팅되었다. 시뮬레이션은 본 발명이 명백히 현대 케이블 환경하에서 디지털 TV 방송에 대한 모든 필요사항을 만족시킨다. 시뮬레이션 모델은 상기 환경하에서 예측되거나 관측될 수 있는 최악의 상황을 기초로 한다. 이러한 상황이 표 4에 요약되어 있다.
디지털 TV 케이블 환경 시뮬레이션 모델
샘플링 주파수 12 메가샘플/초
캐리어 대 노이즈 비 32
제 1 채널 반사 400나노초에서 -10dB
제 2 채널 반사 800나노초에서 -20dB
캐리어 미스맷칭 +/- 100 kHz
클록 정확도 +/- 100 ppm
요구되는 수렴시간 100 밀리초
도 13a-13e 내지 도 19a-19e를 참조하면, 시뮬레이션 결과의 예가 도시되어 있다. 이 시뮬레이션은 표 5에 포함된 파라미터를 기초로 한다.
시뮬레이션 파라미터
시뮬레이션
파라미터 1 2 3 4 5 6 7
QAM 신호 레벨 64 64 64 256 256 64 256
SNR(dB) 25 32 40 32 40 25 32
α .005 .01 .01 .002 .002 .002 .002
μ .01 .01 .01 .01 .01 .01 .01
λ(블라인드) .01 .01 .01 .01 .01 .005 .002
λ(LMS) .02 .02 .02 .02 .02 .07 .02
ΔS1 0 0 0 0 0 .005 .003
ΔS2 .0001 .0001 .0001 .0001 .0001 .001 .001
ΔP1 0 0 0 0 0 1.4 1.4
ΔP2 0.1 0.1 0.1 0.1 0.1 0.1 0.1
LP(dB) -22 -22 -22 -26.5 -26.5 -21.5 -26.5
LB(dB) -40 -40 -40 -50 -50 -22.5 -28
LL1(dB) -50 -50 -50 -36.5 -36.5 -26.5 -32.5
LL2(dB) -50 -50 -50 -37 -37 -26.5 -32.5
포워드 필터 길이(샘플) 64 64 64 64 64 64 64
백워드 필터 길이(샘플) 0 0 0 0 0 10 0
시뮬레이션
파라미터 1 2 3 4 5 6 7
위상 편이 (도) 0 0 0 0 0 0 44.98
샘플 당 회전(도) 4E-05 4E-05 4E-05 4E-05 4E-05 -3.6 3.6
클록 위상 오프셋트(T) 0 0 0 0 0 0.6 0.3
클록 정확도(%) 0 0 0 0 0 .05 .01
블라인드 등화 프로세스는 본 시스템의 주요 엘리먼트이므로, 먼저 분리하여 광범위하게 테스팅되었다. 블라인드 등화 알고리즘으로부터 예상되는 주요특성은 가능한한 크게 아이 다이어그램을 확대시키는 방식으로 LMS 알고리즘이 연관되었을 때, 신호 공간 슬라이서(50)의 출력에서의 에러속도는 수렴을 보장할 정도로 충분히 낮다. 도 13a-13e는 25dB의 신호 대 잡음비(SNR)에 대해 64 QAM을 위한 시뮬레이션 결과(시뮬레이션 1)를 나타낸다. 신호의 위상은 회전되지 않았으며, 샘플링 타이밍은 완전히 조정되었다. MCP 알고리즘(QCP 및 SPCP 분할만을 사용하는)은 자신의 최대 등화성능을 나타내도록 강제되었으며 시스템은 LMS 알고리즘과 연동되는 것이 방지되었다. 도 13b는 아이가 효과적으로 개방되는 법을 도시한다. 결과는 고 신호대 잡음비(32dB에 대한 도 14a-14e 및 40dB에 대한 도15a-15e)에 대해 더욱 현저하며 여기서 신호는 블라인드 알고리즘만을 이용하여, 에러없이 완전하게 복조될 수 있음을 알 수 있다. 도 16a-16e 및 도17a-17e는 SNR = 32dB 및 40dB 에 대한 256 QAM에 대해 마찬가지의 결과를 나타낸다. 이들 결과는 기타 종래의 자기복구 등화 방법에 비해 매우 현저하다.
완전한 시스템이 표 4로 부터의 조건과 같거나 열악한 조건하에서 테스팅되었다. 도 18a-18e는 64 QAM에 대한 시뮬레이션 결과(시뮬레이션 6)를 나타낸다. 시뮬레이션의 길이(2 백만 샘플)는 이러한 노이즈가 매우 많은 환경에서도 수신기의 안정성을 나타낸다. 75,000 샘플 미만에서 수렴된 시스템은 도 18a에 포인트 C1에 도시된 바와 같다. 초 당 12메가-샘플인 전형적인 샘플링 속도로, 이 수렴시간은 6.25 밀리초에 대응한다. 이 수치는 표 4의 방송 필요조건과 비교되어져야 한다(100 밀리초). 마찬가지로, 도 19a-19e는 도 19a의 포인트 C2에서 도시된 바와 같이 수렴시간이 75,000 샘플에서 보다 작은 5 백만 샘플을 이용하여 256 QAM에 대한 시뮬레이션 결과(시뮬레이션 7)를 나타낸다.
기타 시뮬레이션은 캐리어 획득 및 추적 시스템(44)이 +/- 4.5 도/샘플을 초과하는 추적범위(즉, 12 메가샘플/초에서 +/- 150KHz)를 초과하는 것과 타이밍 복구 시스템(24,26,34,36)이 백만개당 +/-1000 파트 보다 더욱 크다는 것을 나타낸다.
도 20a-20l은 디지털 수신기의 수렴 프로세스 동안 적응성 피드포워드 필터(32)의 전달함수의 이력을 제공한다. 이들 수치는 또한 대역외 감쇠를 최적화하기 위해 누설 제어 시스템에 의해 행하여 진 중요한 역할을 나타낸다. 이 시뮬레이션에서, 복조되어야 할 신호는 인접 대역폭을 점유하는 또다른 랜덤 신호와 결합되었다. 맨처음 5000 샘플에 대해, 필터계수는 블라인드 알고리즘에서만 갱신된다. 신호의 통과대역 내에서의 전달함수는 채널왜곡을 등화시키기 위해 저속으로 형성되지만, 이 대역폭 외의 전달함수는 도 20b에 도시된 바와 같은 어떠한 감쇠(-20dB)도 거의 나타내지 않는다. 8000 샘플에 대해, 시스템은 누설 없이 LMS 알고리즘으로 스위칭된다. 대역폭내의 등화는 매우 정확하게 되며 전달함수는 인접신호가 도 20c에 도시된 바와 같이 존재하는 깊은 감쇠(-40dB)를 점진적으로 도시한다. 복조되어야 할 신호와 인접신호의 대역폭외에서, 이퀄라이저 전달함수를 강제로 하강시킬 어떠한 파워도 거의 존재하지 않으므로 감쇠는 매우 작은 상태로 있는다(-12dB). 도 20g에 도시된 바와 같은 16,000 샘플에서, 누설은 턴 온되고 전달함수는 도 20h-20l에 도시된 바와 같이 신호 대역폭 이외의 전체 스펙트럼에 대해 최대감쇠가 되도록 점진적으로 강제된다.
당업자는 자동 등화 및 블라인드 복구를 갖춘 디지털 수신 복조의 본 발명의 추가 구현을 인식할 것이다.
바람직한 실시예의 상기 설명은 에시적이고 설명을 위한 목적으로 행해졌다. 상기 설명은 본 발명을 상기 실시예에 정확히 한정하는 것을 의도하지 않으며 상기 설명의 사상으로부터 다양한 수정 및 변경이 있을 수 있다. 상기 실시예는 본 발명의 원리 및 실제 응용분야를 가장 잘 설명하기 위해 선택되어 설명되었으며 이에따라 당업자는 고려되는 특정 응용에 적합한 것으로서 여러 실시예 및 다양한 수정으로 본 발명을 이용할 수 있게 한다. 본 발명의 범위는 특허청구범위 및 그 등가에 의해 정해질 것을 의도한다.

Claims (37)

  1. 데이터 심볼이 데이터 컨스텔레이션을 갖는 진폭-위상 캐리어 변조 기술을 이용하여 전송 채널을 통해 전송되며, 다수 탭 계수를 갖는 적응성 이퀄라이저를 포함하는 데이터 전송 시스템을 위한 데이터 수신기에서의 등화 방법에 있어서,
    데이터 컨스텔레이션을 동일한 패턴 모듈로 회전과 변환을 갖는 서브컨스텔레이션으로 분할하는 단계:
    각각의 서브컨스텔레이션을 데이터 컨스텔레이션의 원점에 중심을 맞추는 단계; 및
    중심이 맞춰진 서브컨스텔레이션에서 분산을 최소화하기 위해 상기 탭 계수를 조정하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  2. 제 1 항에 있어서, 분산은 위상-보정된 이퀄라이저 출력과 서브컨스텔레이션의 중심 사이에서 직교거리의 가중된 합에 의한 스케일링된 함수인 것을 특징으로 하는 방법.
  3. 제 1 항에 있어서, 상기 분산은
    로 주어지고, 여기서 yn는 이퀄라이저의 출력이고, 은 등화된 신호로부터 유도된 위상-보정된 신호이고, G는 스케일링 인수이고, R은 상수이며, V는 가 속하는 서브컨스텔레이션의 중심을 가리키는 벡터인 것을 특징으로 하는 방법.
  4. 제 1 항에 있어서, 상기 탭 계수를 조정하는 단계는,
    에 따라 계수를 조정하는 단계를 포함하며, 여기서 Cn및 Cn+1은 n번째및 (n+1)번째반복에서의 탭 계수의 벡터이고, yn은 이퀄라이저의 출력이고, 은 등화된 신호로부터 유도된 위상-보정된 신호이고, G는 스케일링 인수이고, R은 상수이고, V는 가 속하는 서브컨스텔레이션의 중심을 가리키는 벡터이며, α는 스텝 사이즈 상수인 것을 특징으로 하는 방법.
  5. 제 1 항에 있어서, 상기 이퀄라이저는 심볼-간격을 이룬 적응성 유한 임펄스 응답 필터인 것을 특징으로 하는 방법.
  6. 제 1 항에 있어서, 상기 이퀄라이저는 분수적으로-간격을 이룬 적응성 유한 임펄스 응답 필터인 것을 특징으로 하는 방법.
  7. 제 1 항에 있어서, 상기 진폭-위상 캐리어 변조 기술은 M-원 직교 진폭 변조인 것을 특징으로 하는 방법.
  8. 제 1 항에 있어서, 상기 데이터 심볼은 신호속도 1/T로 전송채널을 통해 전송되고, 상기 분할하는 단계는 각각이 동일한 패턴 모듈로 회전과 변환을 갖는 서브컨스텔레이션을 포함하는 데이터 컨스텔레이션의 K개, K는 양의 정수이고, 분할을 발생시키는 단계와, 각각의 분할을 위해 분할의 각각의 서브컨스텔레이션을 데이터 컨스텔레이션의 원점에 중심을 맞추는 단계를 포함하며,
    에 따라, 신호전달 순간(nT)에 등화된 신호(yn)를 공급하는 이퀄라이저에 전송채널로부터 수신된 신호를 인가하는 단계를 포함하는 데, n값의 범위는 제로 내지 무한대에 이르고, xn는 신호전달 순간(nT)에 이퀄라이저에 저장된 신호의 벡터이고, '는 벡터(xn)의 치환을 나타내고 C는 탭 계수 값에 의한 벡터이며; 및
    등화된 신호로부터 유도되고,
    에 의해 한정되는 신호 전달순간(nT)에 발생된 에러신호(en)를 발생시키는 단계를 더 포함하며, 여기서 은 등화된 신호로부터 유도된 위상-보정된 신호이고, Gk는 스케일링 인수이고, Rk는 상수이고, Vk는 가 속하는 서브컨스텔레이션의 중심을 가리키는 벡터이며, 상기 조정하는 단계는
    의 평균값이 제로에 접근하는 방식으로 이퀄라이저의 탭 계수를 조정하는 단계를 포함하며, 여기서 *는 공액 복소수를 나타내는 것을 특징으로 하는 방법.
  9. 제 8 항에 있어서, 상기 탭 계수를 조정하는 단계는,
    에 따르고, 여기서 Cn및 Cn+1은 n번째및 (n+1)번째반복에서의 탭 계수의 벡터이고, α는 스텝 사이즈 상수인 것을 특징으로 하는 방법.
  10. 제 8 항에 있어서, 상기 분할을 발생시키는 단계는, 데이터 컨스텔레이션을 사분면으로 분할하는 제 1 분할단계를 포함하며 벡터(V1)는,
    과 같이 주어지고, 여기서 csgn()은 복소 정현함수이고 H1는 스케일링 인수인 것을 특징으로 하는 방법.
  11. 제 10 항에 있어서, 상기 분할을 발생시키는 단계는, 데이터 컨스텔레이션을 각각이 단일 컨스텔레이션 포인트를 갖는 서브컨스텔레이션으로 분할하는 제 2 분할단계를 포함하며 벡터(V2)는,
    과 같이 주어지고,는 등화된 신호로부터 유도된 신호-공간 슬라이싱된 신호인 것을 특징으로 하는 방법.
  12. 제 11 항에 있어서, 상기 탭 계수를 조정하는 단계는,
    에 따르고, 여기서 Cn및 Cn+1은 n번째및 (n+1)번째반복에서의 탭 계수의 벡터이고, α는 스텝 사이즈 상수인 것을 특징으로 하는 방법.
  13. 제 12 항에 있어서, 이퀄라이저가 수렴레벨에 도달할 때 결정-지향적 방법에 따라 이퀄라이저의 탭 계수를 조정하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  14. 제 13 항에 있어서, 상기 탭 계수를 조정하는 단계는,
    에 따르고, 여기서 Φ 는 등화된 신호로부터 유도된 위상 보정이고, μ는 스텝 사이즈 상수인 것을 특징으로 하는 방법.
  15. 제 8 항에 있어서, 이퀄라이저가 수렴레벨에 도달할 때 결정-지향적 방법에 따라 이퀄라이저의 탭 계수를 조정하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  16. 제 15 항에 있어서, 상기 탭 계수를 조정하는 단계는,
    에 따르고, 여기서 Cn및 Cn+1은 n번째및 (n+1)번째반복에서의 탭 계수의 벡터이고,는 등화된 신호로부터 유도된 신호-공간 슬라이싱된 신호이고, Φ 는 등화된 신호로부터 유도된 위상 보정이고, μ는 스텝 사이즈 상수인 것을 특징으로 하는 방법.
  17. 데이터 심볼이 심볼속도로 전송채널을 통해 전송되며 다수 탭 계수를 갖는 적응성 이퀄라이저를 포함하는 데이터 전송 시스템을 위한 데이터 수신기에서의 동기화 방법에 있어서,
    심볼속도의 두 배인 샘플링 속도로 전송채널로부터 수신된 신호를 샘플링하는 단계를 포함하는 데, 신호 샘플은 각각 짝수번째 및 홀수번째 샘플링 시간에 취해진 짝수번째 샘플 및 홀수번째 샘플을 포함하며;
    상기 신호샘플을 이퀄라이저에 인가하는 단계; 및
    심볼속도와 동일한 속도인 리샘플링 속도로 상기 등화된 신호를 리샘플링하는 단계를 포함하며, 여기서 리샘플링 속도의 위상은
    각각 짝수번째 및 홀수번째 샘플링 시간에 대한 신호 진폭 분산의 개별 평가를 결정하는 단계;
    분산 평가를 비교하는 단계;및
    분산 비교에 기초하여 위상을 조정하는 단계에 의해 결정되는 것을 특징으로 하는 방법.
  18. 제 17 항에 있어서, 상기 분산의 개별 평가를 결정하는 단계는 이퀄라이저에서 샘플지연을 결정하는 단계를 포함하며 상기 조정하는 단계는 분산 비교 및 샘플 지연에 기초하여 위상을 조정하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  19. 제 17 항에 있어서, 분산의 개별 평가를 결정하는 단계는 각각 짝수번째 및 홀수번째 샘플의 진폭의 제곱을 평균하는 것을 특징으로 하는 방법.
  20. 제 17 항에 있어서, 이퀄라이저가 수렴조건에 도달할 때 리샘플링 속도의 위상을 동결시키는 것을 특징으로 하는 방법.
  21. 제 17 항에 있어서, 상기 분산 평가를 비교하는 단계는 연속적인 짝수번째 및 홀수번째 샘플링 시간에 대해 분산 평가를 비교하는 단계를 포함하며, 홀수번째 샘플 분산 평가 보다 큰 짝수번째 샘플 분산 평가는 제 1 부호를 가지고 짝수번째 샘플 분산 평가 보다 큰 홀수번째 샘플 분산 평가는 제 2 부호를 가지며,
    타이밍 오프셋트를 제공하기 위해 제 1 부호를 제 2 부호로 또는 제 2 부호를 제 1 부호로 변화하는 연속 변화사이의 시간을 측정하는 단계;
    탭 계수의 크기에 대한 비교로부터 드리프트 방향을 결정하는 단계;및
    타이밍 오프셋트와 드리프트 방향에 기초한 샘플링 속도를 조정하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  22. 데이터 심볼이 심볼속도로 전송채널을 통해 전송되며, 각각이 중앙 탭 위치를 갖는 중앙 탭 계수를 포함하는 연관된 탭 위치를 갖는 다수의 탭 계수를 갖는 적응성 이퀄라이저를 포함하는, 데이터 전송 시스템을 위한 데이터 수신기에서 타이밍을 제어하는 방법에 있어서,
    심볼속도의 적어도 두 배인 샘플링 속도로 전송채널로부터 수신된 신호를 샘플링하는 단계;
    신호샘플을 등화신호를 공급하는 이퀄라이저에 인가하는 단계;
    등화된 신호로 부터 유도된 에러신호를 발생시키고 이 에러신호에 기초하여 탭 계수를 조정하는 단계;
    최대크기를 갖는 탭 계수가 되는 피크치 탭 계수와 피크치 탭 계수의 탭 위치로 되는 피크치 탭 위치를 결정하는 단계;
    드리프트 속도의 평가를 제공하기 위해 피크치 탭 계수를 이웃한 탭 위치로 이동시키기 위한 심볼 주기의 수를 측정하고 이웃한 탭 위치와 이전 피크치 탭 위치 사이의 차이로부터 드리프트 방향을 결정하는 단계; 및
    피크치 탭 계수가 이퀄라이저의 중앙 탭 위치를 향하여 이동하도록 드리프트 속도 평가와 드리프트 방향에 기초하여 샘플링 속도를 조정하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  23. 제 22 항에 있어서, 보정위치는 샘플링 속도가 조정되는 시간에서의 탭 위치이고,
    드리프트 속도의 제 2 평가를 제공하기 위해 피크치 탭 계수를 상기 보정위치로부터 중앙 탭 위치로 이동시키기 위한 심볼 주기의 수를 측정하고 상기 중앙 탭 위치와 상기 보정위치의 차이로부터 제 2 드리프트 방향을 결정하는 단계; 및
    피크치 탭 계수가 중앙 탭 위치에 있도록 드리프트 속도의 제 2 평가와 제 2 드리프트 방향에 기초하여 샘플링 속도를 조정하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  24. 제 22 항에 있어서, 상기 이웃한 탭 위치는 이전의 피크치 탭 위치로부터 적어도 두 탭 위치 떨어져 있는 것을 특징으로 하는 방법.
  25. 데이터 심볼이 심볼속도로 전송채널을 통해 전송되며, 다수의 탭 계수를 갖는 적응성 이퀄라이저를 포함하는, 데이터 전송 시스템을 위한 데이터 수신기에서 타이밍을 제어하는 방법에 있어서,
    심볼속도의 적어도 두 배인 속도로 전송채널로부터 수신된 신호를 샘플링하는 단계를 포함하는 데, 신호 샘플은 짝수번째 및 홀수번째 샘플링 시간에 취해진 짝수번째 및 홀수번째 샘플을 포함하며;
    신호샘플을 등화신호를 공급하는 이퀄라이저에 인가하는 단게;
    등화된 신호로 부터 유도된 에러신호를 발생시키고 이 에러신호에 기초하여 탭 계수를 조정하는 단계;
    각각 짝수번째 및 홀수번째 샘플링 시간에 대한 신호 진폭 분산의 개별 평가를 결정하는 단계;
    연속적인 짝수번째 및 홀수번째 샘플링 시간에 대한 분산 평가를 비교하는 단계를 포함하는 데, 홀수번째 샘플 분산 평가 보다 큰 짝수번째 샘플 분산 평가는 제 1 부호를 가지고 짝수번째 샘플 분산 평가 보다 큰 홀수번째 샘플 분산 평가는 제 2 부호를 가지며;
    타이밍 오프셋트를 제공하기 위해 제 1 부호로부터 제 2 부호로 또는 제 2 부호로부터 제 1 부호로 변화하는 연속적인 부호 변화사이의 시간을 측정하는 단계;
    탭 계수의 크기에 대한 비교로부터 드리프트 방향을 결정하는 단계; 및
    타이밍 오프셋트와 드리프트 방향에 기초하여 샘플링 속도를 조정하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  26. 제 25 항에 있어서, 상기 개별 분산 평가를 결정하는 단계는 각각 짝수 번째 홀수번째 샘플의 크기의 제곱을 평균하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  27. 제 25 항에 있어서, 상기 측정하는 단계는 연속적인 부호 변화사이의 샘플주기의 수를 측정하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  28. 제 25 항에 있어서, 상기 측정하는 단계는 신호변화로서 노이즈를 검출하기 위해 측정 시작에서 처음 주기 동안 적어도 하나의 연속적인 부호변화를 무시하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  29. 데이터 컨스텔레이션을 갖는 진폭-위상 캐리어 변조 기술을 이용하여 전송 채널을 통해 데이터 심볼이 전송되며, 적응성 이퀄라이저를 포함하는, 데이터 전송 시스템을 위한 데이터 수신기에서의 캐리어 추적방법에 있어서,
    전송 채널로부터 수신된 신호를 샘플링하고 신호샘플을 등화된 신호를 공급하는 이퀄라이저에 인가하는 단계; 및
    수신기에서 캐리어 주파수 오프셋트를 보상하기 위해 위상 보정에 의해 등화된 신호의 위상을 조정하는 단계를 포함하며, 작은 캐리어 주파수 오프셋트에 대해 위상 보정은 위상에러의 제 1 평가와 등화된 신호의 위상속도에 기초하고, 큰 캐리어 주파수 오프셋트에 대해 제 1 위상 속도 평가는 컨스텔레이션의 회전에 기초하여 제 2 위상 속도 평가에 의하여 제어되는 것을 특징으로 하는 방법.
  30. 제 29 항에 있어서, 제 2 위상속도 평가는 등화된 신호의 컨스텔레이션 코너를 검출하고 연속적인 코너 윤곽부 사이의 컨스텔레이션 회전 각도를 평가하므로써 결정되는 것을 특징으로 하는 방법.
  31. 데이터 심볼이 데이터 컨스텔레이션을 갖는 진폭-위상 캐리어 변조기술을 이용하여 전송채널을 통해 전송되는 데이터 전송 시스템을 위한 데이터 수신기에 있어서,
    다수 탭 계수를 갖는 적응성 이퀄라이저;
    데이터 컨스텔레이션을 동일 패턴 모듈로 회전 및 변환을 갖는 서브컨스텔레이션으로 분할하는 수단;
    각각의 서브컨스텔레이션을 데이터 컨스텔레이션의 원점에 중심을 맞추는 수단; 및
    중심이 맞춰진 서브컨스텔레이션에서 분산을 최소화하기 위해 탭 계수를 조정하는 수단을 포함하는 것을 특징으로 하는 데이터 수신기.
  32. 제 31 항에 있어서, 상기 분산은 위상 보정된 이퀄라이저 출력과 서브컨스텔레이션의 중앙 사이의 직교거리의 가중된 합에 의한 스케일링된 함수인 것을 특징으로 하는 데이터 수신기.
  33. 제 31 항에 있어서, 상기 분산은
    로 주어지고, 여기서 yn는 이퀄라이저의 출력이고, 은 등화된 신호로부터 유도된 위상-보정된 신호이고, G는 스케일링 인수이고, R은 상수이며, V는 가 속하는 서브컨스텔레이션의 중심을 가리키는 벡터인 것을 특징으로 하는 데이터 수신기.
  34. 제 31 항에 있어서, 상기 탭 계수를 조정하는 수단은,
    에 따라 계수를 조정하는 수단을 포함하며, 여기서 Cn및 Cn+1은 n번째및 (n+1)번째반복에서의 탭 계수의 벡터이고, yn은 이퀄라이저의 출력이고, 은 등화된 신호로부터 유도된 위상-보정된 신호이고, G는 스케일링 인수이고, R은 상수이고, V는 가 속하는 서브컨스텔레이션의 중심을 가리키는 벡터이며, α는 스텝 사이즈 상수인 것을 특징으로 하는 데이터 수신기.
  35. 제 31 항에 있어서, 상기 이퀄라이저는 심볼-간격을 이룬 적응성 유한 임펄스 응답 필터인 것을 특징으로 하는 데이터 수신기.
  36. 제 31 항에 있어서, 상기 이퀄라이저는 분수적으로 간격을 이룬 적응성 유한 임펄스 응답 필터인 것을 특징으로 하는 데이터 수신기.
  37. 제 31 항에 있어서, 진폭-위상 캐리어 변조 기술은 M-원 직교 진폭 변조인 것을 특징으로 하는 데이터 수신기.
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