NL8601639A - Voedingsschakeling voor vermogensversterker. - Google Patents

Description

PAN 11.787 1 I * N.V. Philips' Gloeilampenfabrieken Voedingsschakeling voor vermogensversterker.

De uitvinding heeft betrekking op een schakeling voor het voeden van een vermogensversterker uit een gelijkspanningsbron , voorzien van een ladingsopslagcondensator, een eerste transistor waarvan het emitter-collector-traject is geschakeld tussen de eerste uitgangsklem 5 van de gelijkspanningsbron en een aansluiting van de ladingopslagcondensator waarvan de andere aansluiting is verbonden met de eerste voedingsaansluiting van de vermogensversterker en via een diode met de eerste uitgangsklem van de gelijkspanningsbron, een tweede transistor waarvan het emitter-collector-traject is geschakeld tussen de 10 ene aansluiting van de ladingsopslagcondensator en de tweede uitgangsklem van de gelijkspanningsbron, welke schakeling verder is voorzien van een drempelwaarde afhankelijke stuurinrichting voor het besturen van de eerste en tweede transistoren zodanig dat bij een uitgangssignaal van de vermogensversterker onder de drempelwaarde de 15 eerste transistor blokkeert en de tweede transistor geleidt waardoor de ladingsopslagcondensator via de diode wordt opgeladen, en bij een uitgangssignaal boven de drempelwaarde de tweede transistor blokkeert en de ladingopslagcondensator via de eerste transistor in serie met de gelijkspanningsbron wordt geschakeld.

20 Een dergelijke schakeling is bekend uit het Duitse

Patentschrift DE 2850177. De ladingopslagcondensator wordt in deze bekende schakeling opgeladen via de open gestuurde tweede transistor.

De eerste transistor is daarbij niet geleidend. De drempelwaarde afhankelijke inrichting geeft bij het overschrijden van de drempelwaarde 25 door het uitgangssignaal een stuursignaal af aan de basis van de eerste en tweede transistoren waardoor de tweede transistor blokkeert. De inmiddels opgeladen ladingsopslagcondensator komt via de nu geleidende eerste transistor in serie te staan met de gelijkspanningsbron. Omdat de condensatorspanning nagenoeg gelijk is aan de spanning van de 30 gelijkspanningsbron wordt de spanning op de voedingsaansluitingen van de vermogensversterker bijna verdubbeld en wordt het beschikbare uitgangsvermogen van de vermogensversterker plotseling met een factor

S St Λ i S7Q

W w i* * G O ö i *» » PHN 11.787 2 vier vergroot.

De luidspreker is bij deze versterker, zoals gebruikelijk is, via een luidsprekercondensator aangesloten tussen de versterkeruitgang en de tweede uitgangsklem van de 5 voedingsspanningsbron. De versterkeruitgang staat normaal op de halve voedingsspanning ingesteld. Wordt nu plotseling de spanning op de eerste voedingsaansluiting verhoogd dan zal ook de potentiaal op de versterkeruitgang veranderen met als gevolg dat een laadstroom moet gaan lopen door de luidsprekercondensator. Wordt de condensator langzaam 10 opgeladen dan zullen de eerste sterke pieken in het uitgangssignaal, waarvoor de voedingsspanning juist tijdelijk verhoogd moest worden, worden afgesneden zodat het beoogde effect niet wordt bereikt. Wordt echter de condensator snel opgeladen, zodanig dat ook de eerste sterke piek direct omgevormd kan worden weergegeven, dan ontstaat als gevolg 15 van deze laadstroom een hoorbaar effect in de vorm van een “zuchtend" geluid. Dit "zuchten" van de versterker telkens bij sterke signaalpieken wordt als nadelig beschouwd.

Wordt getracht dit probleem op te lossen door de luidspreker op te nemen in een brugversterkerschakeling dan is 20 allereerst in de versterker zelf aanzienlijk meer materiaal nodig en verder blijft een ingangscondensator nodig. Bij het tijdelijk verhogen van de voedingsspanning zal ook deze ingangscondensator opgeladen moeten worden en de laadstroom door deze ingangscondensator resulteert ook in het bovengenoemde storende hoorbare effect.

25 De uitvinding heeft nu ten doel dit nadeel te vermijden.

Aan deze doelstelling wordt bij een schakeling van in de aanhef genoemde soort voldaan door een tweede ladingopslagcondensator, een derde transistor waarvan het emitter-collector-traject is geschakeld tussen de tweede uitgangsklem van de gelijkspanningsbron en een 30 aansluiting van de tweede ladingsopslagcondensator waarvan de andere aansluiting is verbonden met de tweede voedingsaansluiting van de vermogensversterker en via een tweede diode met de tweede uitgangsklem van de gelijkspanningsbron, een vierde transistor waarvan het emitter-collector-traject is geschakeld tussen de ene aansluiting van de tweede 35 ladingopslagcondensator en de eerste uitgangsklem van de gelijkspanningsbron, waarbij de drempelwaarde afhankelijke stuurinrichting de derde en vierde transistoren zodanig bestuurt dat bij .-¾ -γ /. .· · : λ λ s j~ • i PHN 11.787 3 een uitgangssignaal van de vermogensversterker boven een tweede drempelwaarde de derde transistor blokkeert en de vierde transistor geleidt waardoor de tweede ladingopslagcondensator via de tweede diode wordt opgeladen, en bij een uitgangssignaal onder de tweede 5 drempelwaarde de vierde transistor blokkeert en de ladingopslagcondensator via de derde transistor in serie met de gelijkspanningsbron wordt geschakeld. Met deze schakeling volgens de uitvinding wordt niet alleen het "zuchten" van de versterker geëlimineerd, ook het beschikbare uitgangsvermogen wordt, althans 10 tijdelijk, met een factor 9 vergroot.

Een verder nadeel van de bekende schakeling is, dat indien het uitgangssignaal stijgt boven de eerste drempelwaarde de eerste transistor direct volledig open gestuurd wordt. Het gevolg daarvan is dat de gehele warmtedissipatie bij dit tijdelijk hogere 15 vermogen op zal treden in de eindtrap van de versterker. Dat kan leiden tot problemen in verband met de koeling van de eindtransistoren en eventueel andere componenten. Een zelfde nadeel geldt voor de bovenbeschreven schakeling volgens de uitvinding waar tevens de derde transistor bij daling van het uitgangssignaal onder de tweede * 20 drempelwaarde direct volledig open gestuurd wordt. De uitvinding stelt nu een oplossing voor dit probleem voor. In verband daarmee verschaft de uitvinding een schakeling voor het voeden van een vermogensversterker van boven beschreven type, die het kenmerk heeft, dat de stuurschakeling bij overschrijden van de eerste drempelwaarde de eerste transistor, en 25 bij daling onder de tweede drempelwaarde de derde transistor zodanig bestuurt dat tenminste een vooraf bepaald verschil tussen de aan de betreffende voedingsspanningsaansluiting van de vermogensversterker aangeboden voedingsspanning en de momentane signaalspanning wordt gehandhaafd.

30 Daarmee wordt bereikt dat de warmtedissipatie in de eindversterker met toenemende signaalsterkte slechts geleidelijk aan toeneemt. De resterende warmtedissipatie treedt op in de eerste respectievelijk derde transistor. Deze verdeling van de warmtedissipatie over de vermogensversterker en de eerste respectievelijk derde 35 transistor kan bovendien naar wens worden beïnvloed door het genoemde spanningsverschil groter te kiezen dan de aangegeven vooraf bepaalde waarde en de stuurschakeling in overeenstemming daarmee aan te passen.

i ** PHN 11.787 4

Bovendien wordt het door deze verdeling mogelijk om een deel van de warmte (door de eerste repectievelijk derde transistor gedissipeerd) te laten vrijkomen op een andere plaats dan waar de warmte door de eindversterker wordt afgegeven. De koelingsproblemen kunnen daardoor 5 sterk worden beperkt.

In de voorkeursuitvoeringsvorm is de stuurschakeling gekoppeld met temperatuuropnemers voor het detecteren van de temperatuur van de vermogensversterker respectievelijk de warmtedissiperende componenten daarvan, en de temperatuur van de eerste respectievelijk 10 derde transistor, waarbij de stuurschakeling de eerste en derde transistor zodanig bestuurt dat de temperatuur van de vermogensversterker en ‘van de eerste respectievelijk derde transistor althans bij benadering gelijk blijven.

Behalve de temperatuur kunnen natuurlijk ook andere 15 parameters zoals een waargenomen of gedetecteerd gemiddeld vermogen worden gebruikt voor het beïnvloeden van de dissipatieverdeling.

De uitvinding zal in het volgende nader worden beschreven aan de hand van bijgaande figuren.

Figuur 1 toont een uitvoeringsvoorbeeld van een 20 schakeling volgens de uitvinding.

Figuur 2 toont een aantal spanningsvormen die optreden op diverse punten in de schakeling volgens figuur 1 bij verschillende mate van uitsturing door de vermogensversterker A.

Figuur 3 toont in de vorm van een diagram de relatie 25 tussen het afgegeven vermogen WQ en het gedissipeerde vermogen Wv bij verschillende spanningen over de condensatoren C1 en C2.

Figuur 4 toont een gedetailleerd uivoeringsvoorbeeld van een schakeling volgens de uitvinding.

Figuur 1 toont een schakeling volgens de uitvinding 30 toegepast bij een vermogensversterker A. De uitgang van de vermogensversterker geeft een spanning af via de condensator aan de luidspreker L waarvan de andere aansluiting met de negatieve voedingsspanningsaansluiting -Vaccu is verbonden. De weerstanden R.j, R2 en de condensator vormen een terugkoppelcircuit dat in verband 35 met de uitvinding verder niet van belang is. De ingang van de vermogensversterker A wordt via de condensator C3 gestuurd uit de signaalbron U.

* *» A .Λ «τ· Λ C ί 2 ύ g « * % PHN 11.787 5

De positieve voedingsspanningsaansluiting van de vermogensversterker A is via een diode verbonden met de positieve voedingsspanningsaansluiting +vaccu en de negatieve voedingsaansluiting van de vermogensversterker A is via een diode D2 5 verbonden met de negatieve voedingsspanningsaansluiting -Vaecu. Op de getoonde wijze is met de positieve voedingsspanningsaansluiting verder een condensator C1 verbonden waarvan de andere aansluiting enerzijds via het collector-emitter-traject van een transistor T-j verbonden is met de positieve voedingsspanningsaansluiting +Vaccu en anderzijds via 10 een stroombron Ij en een schakelaar verbonden is met de negatieve voedingsspanningsaansluiting -VacCTI. Op soortgelijke wijze is de negatieve voedingsaansluiting van de vermogensversterker A verbonden met een aansluiting van een condensator C2 waarvan de andere aansluiting enerzijds via het emitter-collector-traject van een transistor T2 15 verbonden is met de negatieve voedingsspanningsaansluiting -Vaccu en anderzijds via een stroombron I2 en een schakelaar S2 verbonden is met de positieve voedingsspanningsaansluiting +Vaccu,

Alhoewel in figuur 1 schakelaars Sj en S2 zijn getekend zal het duidelijk zijn dat in plaats daarvan ook transistoren 20 gebruikt kunnen worden, die op de juiste tijdstippen open of dicht gestuurd worden.

De stuurschakeling CS ontvangt via de ingangen 1, 2 en 3 de voedingsspanningen VE en VB van de voedingsaansluitingen van de versterker (of daarmee evenredige spanningen) en de spanning op de 25 luidsprekeruitgang (of een daarmee evenredige spanning) en geeft via de uitgangen 4 tot en met 7 stuurspanningen af aan de bases van de transistoren en T2 en aan de schakelaars Sj en S2.

De werking van de schakeling uit figuur 1 zal nu aan de hand van de verschillende signaalvormen getoond in figuur 2 nader worden 30 besproken.

In figuur 2 is het verloop van de spanning VL op de uitgang van de versterker A, en het verloop van de spanningen VA, VB, Vjj, VE als aangegeven in figuur 1, uitgezet voor diverse uitsturingssituaties, onderscheiden in de verschillende gebieden I tot 35 en met V.

In gebied I is het signaal VL dusdanig laag dat dit signaal bij de normale accuspanning Vaccu onvervormd kan worden \ ' -4 '' .

ΡΗΝ 11.787 6 ψ verwerkt. In deze situatie geeft de stuurschakeling CS via de uitgangen 4 tot en met 7 signalen af voor het sluiten van de schakelaars S-j en S2 en het blokkeren van de transistoren en T2. Het resultaat daarvan is dat in deze situatie de condensatoren C-j en C2 via de 5 respectievelijke stroombronnen I1 en I2 worden opgeladen tot maximaal dè accuspanning Vaccu.

Wordt de uitgangsspanning Vg van de versterker vergroot zodanig dat de toppen van deze uitgangsspanning gelijk worden aan de op de voedingsaansluitingen ter beschikking staande spanningen Vg 10 repectievelijk V£ dan zou normaal daarmee de uiterste grens van het afgegeven vermogen zijn bereikt. In de schakeling volgens de uitvinding wordt echter al eerder in de stuurschakeling CS vastgesteld dat het momentane verschil tussen de uitgangsspanning Vg en de spanning Vg op de positieve voedingsaansluiting te klein gaat geworden met als 15 gevolg dat de stuurschakeling CS nu via een signaal op uitgang 6 de schakelaar S^ opent en via een signaal op uitgang 4 de transistor althans gedeeltelijk in geleiding brengt. Het resultaat daarvan is dat de inmiddels opgeladen condensator C^ via de transistor in serie wordt geschakeld tussen de positieve accuklem en de positieve 20 voedingsaansluiting van de vermogensversterker A. De diode D1 staat daarbij in sperrichting geschakeld. Afhankelijk van de mate van geleiding van zal nu de spanning op de positieve voedingsaansluiting van de versterker A meer of minder toenemen. De stuurschakeling CS zorgt ervoor dat het verschil tussen de spanning Vg 25 en de uitgangsspanning Vg constant wordt gehouden op een vooraf bepaalde waarde zodat ook bij hoge spanningspieken in het signaal Vg een voldoende voedingsspanning ter beschikking staat zoals geïllustreerd is in het gebied II in figuur 2.

Een soortgelijke situatie treedt op bij negatieve pieken 30 in het signaal Vg. Bij negatieve pieken wordt de schakelaar S2 geopend en wordt de transistor T2 althans gedeeltelijk in geleiding gebracht. De transistor T2 wordt door de stuurschakeling CS zodanig gestuurd dat een constant verschil wordt gehandhaafd tussen de spanning Vg en de uitgangsspanning Vg. Ook voor negatieve pieken in het 35 signaal Vg staat derhalve een voldoende voedingsspanning ter beschikking.

In de gebieden III en IV in figuur 2 zijn de situaties Ί >·» ιΛ v-1 ^ 7 ,·) .4 * ; ; ,»·. “4 t! 'V W - W Si' t PHN 11.78? 7 getoond voor steeds hoger wordende pieken in het uitgangssignaal VL.

Bij dergelijke pieken wordt via de condensatoren en C2 een steeds grotere spanning op de voedingsaansluitingen gedrukt zodat ook deze pieken onvervormd door de versterker kunnen worden verwerkt.

5 In gebied V in figuur 2 is tenslotte de situatie bij maximum uitgangsvermogen getoond, üit deze figuur blijkt dat met de dubbele bootstrapschakeling in figuur 1 de versterker A kan functioneren alsof een drievoudige voedingsspanning (3 x Vaccu) ter beschikking stond hetgeen impliceert dat het vermogen met een factor 9 groter 10 geworden is.

In de schakeling volgens de uitvinding wordt, in de situaties geïllustreerd in de gebieden II tot en met V de voedingsspanning voor de versterker slechts zover verhoogd als nodig is om het aangeboden nuttige signaal onvervormd te kunnen verwerken. Dat 15 houdt in dat het in de vermogensversterker optredende verliesvermogen, dat in warmte wordt omgezet, weliswaar toeneemt maar slechts in bescheiden mate. In plaats daarvan wordt wel warmte gedissipeerd in de transistoren en T2.

Zouden echter bijvoorbeeld in de situatie II de beide 20 transistoren T·} en T2 bij overschrijden van de drempelwaarde (het minimale verschil tussen de betreffende voedingsaansluiting en de uitgangsspanning) direct geheel in geleiding worden gebracht zoals het geval is bij de in het bovenstaande beschreven bekende schakeling uit DE 2850177, dan gaat de gehele versterker zich ook al bij een kleine 25 drempelwaarde-overschrijding gedragen als een versterker bestemd voor 9 x het nominale uitgangsvermogen. Het verliesvermogen Wv in de versterker neemt dan bijzonder sterk toe terwijl in de transistoren T-j en T2 geen of weinig warmte wordt ontwikkeld zoals geïllustreerd zal worden aan de hand van figuur 3.

30 In figuur 3 is het gedissipeerde vermogen Sv uitgezet als functie van het afgegeven vermogen WQ. Bij het opstellen van deze grafieken is uitgegeaan van een luidsprekerimpedantie van 4 Ω. Bij deze impedantie bedraagt het maximaal afgegeven vermogen WQ zonder invloed van de bootstrapschakelingen: 35 W0 = * (14,4)^/32 = 6,4 W. De curve A illustreert het verliesvermogen Wv als functie van het uitgangsvermogen W0 zonder gebruik te maken van het bootstrapeffect. Wordt echter door middel van 'j ^ PHN 11.787 8 de bootstrapcondensatoren de beschikbare voedingsspanning vergroot dan neemt daarmee het maximaal afgegeven vermogen WQ toe maar ook het gedissipeerde vermogen Wv. Worden bij overschrijding van de drempelwaarde de transistoren T1 en T2 direct in de knie gestuurd, 5 zoals bij de bekende schakeling, met andere woorden zouden de condensatoren en C2 in de volledig geladen toestand zonder meer in serie met de accuspanning worden geschakeld zodat de totale voedingsspanning stijgt naar 3 x 14,4 V » 43,2 V dan geldt voor het verliesvermogen de curve B. Zoals blijkt uit figuur 3 kan ook dan een 10 relatief laag vermogen van bijvoorbeeld 10 W worden afgegeven aan de luidspreker echter ten kosten van een gedissipeered vermogen van 20,5 W. Deze situatie is derhalve duidelijk ongunstig. Door nu in overeenstemming met de uitvinding de transistoren en T2 zodanig te besturen dat de voedingsspanning voor de versterker alleen zover als 15 nodig is toeneemt, blijft de dissipatie in de versterker beperkt tot de dissipatie is aangegeven door de lijn C. Het verliesvermogen tussen de curve B en de lijn C wordt in de vorm van warmte afgegeven door de transistoren en I2.

Figuur 4 toont een verder gedetailleerd 20 uitvoeringsvoorbeeld van een stuurschakeling CS. Van de vermogensversterker A zijn in deze figuur binnen de omkadering alleen de twee eindtransistoren getoond. De luidspreker L is via de luidsprekercondensator met deze uitgangstransistoren gekoppeld. De positieve voedingsspanningsaansluiting van de versterker is via de diode 25 D.j verbonden met de aansluiting +Vaccu en tevens verbonden met de eerste aansluiting van de ladingopslagcondensator C^. De andere aansluiting daarvan is via het emitter-collector-traject van de transistor gekoppeld met de aansluiting Vaccu. De andere aansluiting van de condensator is tevens via het emitter-collector-30 traject van transistor T12 gekoppeld met.de aansluiting “Vaccu. Tot zover is de schakeling identiek aan de schakeling uit figuur 1 zij het dat in plaats van een schakelaar nu een transistor T12 wordt gebruikt voor het laden van . De spanning op de uitgang van de versterker wordt via een diode D3 toegevoerd aan een spanningsdeler bestaande uit 35 weerstanden R3 en R4. Via deze spanningsdeler wordt derhalve aan de transistor een spanning aangeboden die evenredig is met de spanning op de luidsprekeruitgang van de versterker A. De transistor o 2 k n X ft 'ï '. '· S ’ J J £* PHN 11.787 9 T13 vormt samen met de transistor een long tail pair schakeling. De basis van deze transistor wordt gestuurd door een spannningsdeler uit de weerstanden Rg en Rg welke spanningsdeler via de zenerdiode D4 gekoppeld is met het punt waarop de spanning VB 5 staat. De stuurspanning van de transistor wordt dus door het long tail pair T13/T^ bepaald aan de hand van enerzijds de uitgangsspanning van de versterker en anderzijds de spanning op de ene voedingsspanningsaansluiting van de versterker,

De transistoren T15 en vormen samen met de 10 weerstand Rg een tweede long tail pair schakeling. De basis van de transistor Τ-jg wordt ook gestuurd met het signaal van de spanningsdeler R3/R4 dat evenredig is met de uitgangssignaalspanning van de versterker A. De basis van transistor Τ1δ wordt gestuurd met de spanning op het knooppunt tussen R7 en T^, welke spanning 15 afhankelijk is van het gedrag van de andere long tail pair schakeling T73/T14. Afhankelijk van de keuze van de weerstanden R3, R4,

Rg, Rg en de zenerspanning van de diode D4 zal, als de uitgangsspanning van de versterker A boven een bepaald niveau stijgt, de long tail pair schakeling zorgen voor het althans gedeeltelijk open 20 sturen van de transistor T^. Tegelijkertijd zal door de veranderende combinatie van ingangsspanningen op het long tail pair T^/T-jg de transistor gaan blokkeren. De schakeling tracht nu automatisch het verschil tussen de spanningen op de bases van de transistoren T13/T14 constant te houden door indien nodig de transistor T^ 25 steeds verder in geleiding te brengen.

Aan de rechter zijde in figuur 4 is een corresponderende schakeling getoond voor het verhogen van de voedingsspanning op de andere voedingsspanningsaansluiting VE van de versterker A. De transistoren T21 tot en met T2g hebben een functie corresponderend 30 met de transistoren tot en met T^g. Via de diode D13 en de weerstanden R13 en R14 wordt de uitgangsspanning van de versterker A toegevoerd aan de bases van de transistoren T23 en T25. De voedingsspanning VE wordt via de zenerdiode D^ en de weerstanden R-|g en R|g toegevoerd aan de basis van de transistor T24. De 35 transistoren T24 en T23 vormen weer een long tail pair voor besturing van transistor T3i. De transistoren T2g en T2g vormen een long tail pair voor besturing van de transistor T22. Daalt het

£. i ,1 '1 fi '7 G

PHN 11.787 10 v V * verschil tussen de uitgangsspanning van de versterker en de voedingsspanning op de aansluiting Vg onder een vooraf bepaalde waarde dan zal het long tail pair T24/T23 transistor T21 9eleiding brengen terwijl tegelijkertijd de transistor T22 wordt geblokkeerd.

5 Ook hier zal de schakeling trachten om het genoemde verschil tussen de luidsprekerspanning en de voedingsspanning gelijk te houden door de transistor T21 meer of minder sterk in geleiding te brengen.

In de perioden waarin de transistoren respectievelijk T2-j blokkeren zijn de transistoren T^2 10 respectievelijk T22 geleidend en via deze transistoren worden de ladingopslagcondensatoren C-j en C2 opgeladen.

$ & ύ Ί λ % ύ ü? v J G ü

Claims (3)

1. Schakeling voor het voeden van een vermogensversterker uit een gelijkspanningsbron, voorzien van een ladingopslagcondensator, een eerste transistor waarvan het emittercollector-traject is geschakeld tussen de eerste uitgangsklem van de gelijkspanningsbron en een 5 aansluiting van de ladingopslagcondensator waarvan de andere aansluiting is verbonden met de eerste voedingsaansluiting van de vermogensversterker en via een diode met de eerste uitgangsklem van de gelijkspanningsbron, een tweede transistor waarvan het emitter-collector-traject is geschakeld tussen de ene aansluiting van de 10 ladingopslagcondensator en de tweede uitgangsklem van de gelijkspanningsbron, welke schakeling verder is voorzien van een drempelwaarde afhankelijke stuurinrichting voor het besturen van de eerste en tweede transistoren zodanig dat bij een uitgangssignaal van de vermogensversterker onder de drempelwaarde de eerste transistor 15 blokkeert en de tweede transistor geleidt waardoor de ladingopslagcondensator via de diode wordt opgeladen, en bij een uitgangssignaal boven de drempelwaarde de tweede transistor blokkeert en de ladingopslagcondensator via de eerste transistor in serie met de gelijkspanningsbron wordt geschakeld, gekenmerkt door een tweede 20 ladingopslagcondensator, een derde transistor waarvan het emittercollector-traject is geschakeld tussen de tweede uitgangsklem van de gelijkspanningsbron en een aansluiting van de tweede ladingopslagcondensator waarvan de andere aansluiting is verbonden met de tweede voedingsaansluiting van de vermogensversterker en via een 25 tweede diode met de tweede uitgangsklem van de gelijkspanningsbron, een vierde transistor waarvan het emitter-collector-traject is geschakeld tussen de ene aansluiting van de tweede ladingopslagcondensator en de eerste uitgangsklem van de gelijkspanningsbron, waarbij de drempelwaarde afhankelijke stuurinrichting de derde en vierde transistoren zodanig 30 bestuurt dat bij een uitgangssignaal van de vermogensversterker boven een tweede drempelwaarde de derde transistor blokkeert en de vierde transistor geleidt waardoor de tweede ladingopslagcondensator via de tweede diode wordt opgeladen, en bij een uitgangssignaal onder de tweede drempelwaarde de vierde transistor blokkeert en de 35 ladingopslagcondensator via de derde transistor in serie met de gelijkspanningsbron wordt geschakeld.

2. Schakeling volgens conclusie 1, met het kenmerk, dat de tt dS Γ* *? si 7 O ööv ; j v* %> . . PHN 11.787 12 stuurschakeling bij overschrijden van de eerste drempelwaarde de eerste transistor, en bij daling onder de tweede drempelwaarde de derde transistor zodanig bestuurt dat tenminste een vooraf bepaald verschil tussen de aan de betreffende voedingsspanningsaansluiting van de 5 vermogensversterker aangeboden voedingsspanning en de momentane signaalspanning wordt gehandhaafd.

3. Schakeling volgens conclusie 1 of 2, met het kenmerk, dat de stuurschakeling is gekoppeld met temperatuuropnemers voor het detecteren van de temperatuur van de vermogensversterker respectievelijk 10 de waarmtedissiperende componenten daarvan, en de temperatuur van de eerste respectievelijk derde transistor, waarbij de stuurschakeling de eerste en derde transistor zodanig bestuurt dat de temperatuur van de vermogensversterker en van de eerste respectievelijk derde transistor bij benadering gelijk blijven. ƒ* ii ij (£·' ö V é ύ £