NL8601639A - Power supply for audio power amplifier - provides supply voltages greater than DC supply when output signal would otherwise be clipped - Google Patents
Power supply for audio power amplifier - provides supply voltages greater than DC supply when output signal would otherwise be clipped Download PDFInfo
- Publication number
- NL8601639A NL8601639A NL8601639A NL8601639A NL8601639A NL 8601639 A NL8601639 A NL 8601639A NL 8601639 A NL8601639 A NL 8601639A NL 8601639 A NL8601639 A NL 8601639A NL 8601639 A NL8601639 A NL 8601639A
- Authority
- NL
- Netherlands
- Prior art keywords
- transistor
- terminal
- charge storage
- voltage
- power amplifier
- Prior art date
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
- H03F1/02—Modifications of amplifiers to raise the efficiency, e.g. gliding Class A stages, use of an auxiliary oscillation
- H03F1/0205—Modifications of amplifiers to raise the efficiency, e.g. gliding Class A stages, use of an auxiliary oscillation in transistor amplifiers
- H03F1/0211—Modifications of amplifiers to raise the efficiency, e.g. gliding Class A stages, use of an auxiliary oscillation in transistor amplifiers with control of the supply voltage or current
- H03F1/0216—Continuous control
- H03F1/0233—Continuous control by using a signal derived from the output signal, e.g. bootstrapping the voltage supply
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Amplifiers (AREA)
Abstract
Description
PAN 11.787 1 I * N.V. Philips' Gloeilampenfabrieken Voedingsschakeling voor vermogensversterker.PAN 11.787 1 I * N.V. Philips' Incandescent lamp factories Power supply circuit for power amplifier.
De uitvinding heeft betrekking op een schakeling voor het voeden van een vermogensversterker uit een gelijkspanningsbron , voorzien van een ladingsopslagcondensator, een eerste transistor waarvan het emitter-collector-traject is geschakeld tussen de eerste uitgangsklem 5 van de gelijkspanningsbron en een aansluiting van de ladingopslagcondensator waarvan de andere aansluiting is verbonden met de eerste voedingsaansluiting van de vermogensversterker en via een diode met de eerste uitgangsklem van de gelijkspanningsbron, een tweede transistor waarvan het emitter-collector-traject is geschakeld tussen de 10 ene aansluiting van de ladingsopslagcondensator en de tweede uitgangsklem van de gelijkspanningsbron, welke schakeling verder is voorzien van een drempelwaarde afhankelijke stuurinrichting voor het besturen van de eerste en tweede transistoren zodanig dat bij een uitgangssignaal van de vermogensversterker onder de drempelwaarde de 15 eerste transistor blokkeert en de tweede transistor geleidt waardoor de ladingsopslagcondensator via de diode wordt opgeladen, en bij een uitgangssignaal boven de drempelwaarde de tweede transistor blokkeert en de ladingopslagcondensator via de eerste transistor in serie met de gelijkspanningsbron wordt geschakeld.The invention relates to a circuit for supplying a power amplifier from a DC voltage source, comprising a charge storage capacitor, a first transistor whose emitter-collector path is connected between the first output terminal 5 of the DC voltage source and a terminal of the charge storage capacitor. other terminal is connected to the first power terminal of the power amplifier and through a diode to the first output terminal of the DC voltage source, a second transistor whose emitter-collector path is connected between the one terminal of the charge storage capacitor and the second output terminal of the DC voltage source , which circuit further comprises a threshold-dependent control device for controlling the first and second transistors such that at an output signal from the power amplifier below the threshold value the first transistor blocks and the second transistor conducts charging the charge storage capacitor through the diode, and at an output signal above the threshold, blocks the second transistor and connects the charge storage capacitor in series with the DC voltage source through the first transistor.
20 Een dergelijke schakeling is bekend uit het DuitseSuch a circuit is known from German
Patentschrift DE 2850177. De ladingopslagcondensator wordt in deze bekende schakeling opgeladen via de open gestuurde tweede transistor.Patent DE 2850177. The charge storage capacitor is charged in this known circuit via the open-ended second transistor.
De eerste transistor is daarbij niet geleidend. De drempelwaarde afhankelijke inrichting geeft bij het overschrijden van de drempelwaarde 25 door het uitgangssignaal een stuursignaal af aan de basis van de eerste en tweede transistoren waardoor de tweede transistor blokkeert. De inmiddels opgeladen ladingsopslagcondensator komt via de nu geleidende eerste transistor in serie te staan met de gelijkspanningsbron. Omdat de condensatorspanning nagenoeg gelijk is aan de spanning van de 30 gelijkspanningsbron wordt de spanning op de voedingsaansluitingen van de vermogensversterker bijna verdubbeld en wordt het beschikbare uitgangsvermogen van de vermogensversterker plotseling met een factorThe first transistor is not conductive. When the threshold value 25 is exceeded by the output signal, the threshold-dependent device supplies a control signal to the base of the first and second transistors, so that the second transistor locks. The now charged charge storage capacitor is placed in series with the DC voltage source via the now conducting first transistor. Since the capacitor voltage is almost equal to the voltage of the DC voltage source, the voltage at the power terminals of the power amplifier nearly doubles and the available power output of the power amplifier suddenly becomes a factor
S St Λ i S7QS St Λ i S7Q
W w i* * G O ö i *» » PHN 11.787 2 vier vergroot.W w i * * G O ö i * »» PHN 11.787 2 four enlarged.
De luidspreker is bij deze versterker, zoals gebruikelijk is, via een luidsprekercondensator aangesloten tussen de versterkeruitgang en de tweede uitgangsklem van de 5 voedingsspanningsbron. De versterkeruitgang staat normaal op de halve voedingsspanning ingesteld. Wordt nu plotseling de spanning op de eerste voedingsaansluiting verhoogd dan zal ook de potentiaal op de versterkeruitgang veranderen met als gevolg dat een laadstroom moet gaan lopen door de luidsprekercondensator. Wordt de condensator langzaam 10 opgeladen dan zullen de eerste sterke pieken in het uitgangssignaal, waarvoor de voedingsspanning juist tijdelijk verhoogd moest worden, worden afgesneden zodat het beoogde effect niet wordt bereikt. Wordt echter de condensator snel opgeladen, zodanig dat ook de eerste sterke piek direct omgevormd kan worden weergegeven, dan ontstaat als gevolg 15 van deze laadstroom een hoorbaar effect in de vorm van een “zuchtend" geluid. Dit "zuchten" van de versterker telkens bij sterke signaalpieken wordt als nadelig beschouwd.As usual, the loudspeaker in this amplifier is connected via a loudspeaker capacitor between the amplifier output and the second output terminal of the supply voltage source. The amplifier output is normally set to half the supply voltage. If the voltage on the first power supply is suddenly increased, the potential on the amplifier output will also change, as a result of which a charging current must flow through the loudspeaker capacitor. When the capacitor is slowly charged, the first strong peaks in the output signal, for which the supply voltage just had to be temporarily increased, will be cut off so that the intended effect is not achieved. However, if the capacitor is charged quickly, in such a way that the first strong peak can also be directly transformed, then as a result of this charging current an audible effect is created in the form of a “sighing” sound. strong signal peaks are considered to be disadvantageous.
Wordt getracht dit probleem op te lossen door de luidspreker op te nemen in een brugversterkerschakeling dan is 20 allereerst in de versterker zelf aanzienlijk meer materiaal nodig en verder blijft een ingangscondensator nodig. Bij het tijdelijk verhogen van de voedingsspanning zal ook deze ingangscondensator opgeladen moeten worden en de laadstroom door deze ingangscondensator resulteert ook in het bovengenoemde storende hoorbare effect.If an attempt is made to solve this problem by including the loudspeaker in a bridge amplifier circuit, first of all, considerably more material is required in the amplifier itself, and furthermore an input capacitor is required. When the supply voltage is temporarily increased, this input capacitor will also have to be charged and the charging current through this input capacitor also results in the aforementioned disturbing audible effect.
25 De uitvinding heeft nu ten doel dit nadeel te vermijden.The object of the invention is now to avoid this drawback.
Aan deze doelstelling wordt bij een schakeling van in de aanhef genoemde soort voldaan door een tweede ladingopslagcondensator, een derde transistor waarvan het emitter-collector-traject is geschakeld tussen de tweede uitgangsklem van de gelijkspanningsbron en een 30 aansluiting van de tweede ladingsopslagcondensator waarvan de andere aansluiting is verbonden met de tweede voedingsaansluiting van de vermogensversterker en via een tweede diode met de tweede uitgangsklem van de gelijkspanningsbron, een vierde transistor waarvan het emitter-collector-traject is geschakeld tussen de ene aansluiting van de tweede 35 ladingopslagcondensator en de eerste uitgangsklem van de gelijkspanningsbron, waarbij de drempelwaarde afhankelijke stuurinrichting de derde en vierde transistoren zodanig bestuurt dat bij .-¾ -γ /. .· · : λ λ s j~ • i PHN 11.787 3 een uitgangssignaal van de vermogensversterker boven een tweede drempelwaarde de derde transistor blokkeert en de vierde transistor geleidt waardoor de tweede ladingopslagcondensator via de tweede diode wordt opgeladen, en bij een uitgangssignaal onder de tweede 5 drempelwaarde de vierde transistor blokkeert en de ladingopslagcondensator via de derde transistor in serie met de gelijkspanningsbron wordt geschakeld. Met deze schakeling volgens de uitvinding wordt niet alleen het "zuchten" van de versterker geëlimineerd, ook het beschikbare uitgangsvermogen wordt, althans 10 tijdelijk, met een factor 9 vergroot.This objective is met in a circuit of the type mentioned in the preamble by a second charge storage capacitor, a third transistor whose emitter-collector path is connected between the second output terminal of the DC voltage source and a connection of the second charge storage capacitor whose other terminal is connected to the second power supply terminal of the power amplifier and through a second diode to the second output terminal of the DC voltage source, a fourth transistor whose emitter-collector path is connected between one terminal of the second charge storage capacitor and the first output terminal of the DC voltage source , the threshold dependent controller controlling the third and fourth transistors such that at.-¾ -γ /. · ·: Λ λ sj ~ • i PHN 11.787 3 an output signal from the power amplifier above a second threshold blocks the third transistor and conducts the fourth transistor, thereby charging the second charge storage capacitor through the second diode, and at an output signal below the second 5 threshold value blocks the fourth transistor and the charge storage capacitor is connected in series with the DC voltage source through the third transistor. With this circuit according to the invention not only the "sighing" of the amplifier is eliminated, the available output power is also increased, at least temporarily, by a factor of 9.
Een verder nadeel van de bekende schakeling is, dat indien het uitgangssignaal stijgt boven de eerste drempelwaarde de eerste transistor direct volledig open gestuurd wordt. Het gevolg daarvan is dat de gehele warmtedissipatie bij dit tijdelijk hogere 15 vermogen op zal treden in de eindtrap van de versterker. Dat kan leiden tot problemen in verband met de koeling van de eindtransistoren en eventueel andere componenten. Een zelfde nadeel geldt voor de bovenbeschreven schakeling volgens de uitvinding waar tevens de derde transistor bij daling van het uitgangssignaal onder de tweede * 20 drempelwaarde direct volledig open gestuurd wordt. De uitvinding stelt nu een oplossing voor dit probleem voor. In verband daarmee verschaft de uitvinding een schakeling voor het voeden van een vermogensversterker van boven beschreven type, die het kenmerk heeft, dat de stuurschakeling bij overschrijden van de eerste drempelwaarde de eerste transistor, en 25 bij daling onder de tweede drempelwaarde de derde transistor zodanig bestuurt dat tenminste een vooraf bepaald verschil tussen de aan de betreffende voedingsspanningsaansluiting van de vermogensversterker aangeboden voedingsspanning en de momentane signaalspanning wordt gehandhaafd.A further drawback of the known circuit is that if the output signal rises above the first threshold value, the first transistor is immediately fully opened. The consequence of this is that the entire heat dissipation at this temporarily higher power will occur in the output stage of the amplifier. This can lead to problems related to the cooling of the power transistors and possibly other components. The same drawback applies to the above-described circuit according to the invention, where the third transistor is also immediately fully opened when the output signal falls below the second * 20 threshold value. The invention now proposes a solution to this problem. In this connection, the invention provides a circuit for supplying a power amplifier of the above-described type, characterized in that the control circuit controls the first transistor when the first threshold value is exceeded, and the third transistor when it falls below the second threshold value. that at least a predetermined difference between the supply voltage applied to the respective supply voltage connection of the power amplifier and the instantaneous signal voltage is maintained.
30 Daarmee wordt bereikt dat de warmtedissipatie in de eindversterker met toenemende signaalsterkte slechts geleidelijk aan toeneemt. De resterende warmtedissipatie treedt op in de eerste respectievelijk derde transistor. Deze verdeling van de warmtedissipatie over de vermogensversterker en de eerste respectievelijk derde 35 transistor kan bovendien naar wens worden beïnvloed door het genoemde spanningsverschil groter te kiezen dan de aangegeven vooraf bepaalde waarde en de stuurschakeling in overeenstemming daarmee aan te passen.This achieves that the heat dissipation in the power amplifier increases gradually with increasing signal strength. The remaining heat dissipation occurs in the first and third transistors, respectively. Moreover, this distribution of the heat dissipation over the power amplifier and the first and third transistors, respectively, can be influenced as desired by choosing the said voltage difference greater than the indicated predetermined value and adjusting the control circuit accordingly.
i ** PHN 11.787 4i ** PHN 11,787 4
Bovendien wordt het door deze verdeling mogelijk om een deel van de warmte (door de eerste repectievelijk derde transistor gedissipeerd) te laten vrijkomen op een andere plaats dan waar de warmte door de eindversterker wordt afgegeven. De koelingsproblemen kunnen daardoor 5 sterk worden beperkt.In addition, this distribution makes it possible to release some of the heat (dissipated by the first and third transistors, respectively) at a location other than where the heat is delivered by the power amplifier. The cooling problems can thereby be greatly limited.
In de voorkeursuitvoeringsvorm is de stuurschakeling gekoppeld met temperatuuropnemers voor het detecteren van de temperatuur van de vermogensversterker respectievelijk de warmtedissiperende componenten daarvan, en de temperatuur van de eerste respectievelijk 10 derde transistor, waarbij de stuurschakeling de eerste en derde transistor zodanig bestuurt dat de temperatuur van de vermogensversterker en ‘van de eerste respectievelijk derde transistor althans bij benadering gelijk blijven.In the preferred embodiment, the control circuit is coupled to temperature sensors for detecting the temperature of the power amplifier and its heat-dissipating components, and the temperature of the first and third transistors, respectively, the control circuit controlling the first and third transistors such that the temperature of the the power amplifier and the first and third transistors remain at least approximately the same.
Behalve de temperatuur kunnen natuurlijk ook andere 15 parameters zoals een waargenomen of gedetecteerd gemiddeld vermogen worden gebruikt voor het beïnvloeden van de dissipatieverdeling.In addition to the temperature, other parameters such as a sensed or sensed average power can of course also be used to influence the dissipation distribution.
De uitvinding zal in het volgende nader worden beschreven aan de hand van bijgaande figuren.The invention will be described in more detail below with reference to the annexed figures.
Figuur 1 toont een uitvoeringsvoorbeeld van een 20 schakeling volgens de uitvinding.Figure 1 shows an exemplary embodiment of a circuit according to the invention.
Figuur 2 toont een aantal spanningsvormen die optreden op diverse punten in de schakeling volgens figuur 1 bij verschillende mate van uitsturing door de vermogensversterker A.Figure 2 shows a number of voltage forms occurring at various points in the circuit according to Figure 1 at different degrees of output from the power amplifier A.
Figuur 3 toont in de vorm van een diagram de relatie 25 tussen het afgegeven vermogen WQ en het gedissipeerde vermogen Wv bij verschillende spanningen over de condensatoren C1 en C2.Figure 3 shows in the form of a diagram the relationship between the output power WQ and the dissipated power Wv at different voltages across capacitors C1 and C2.
Figuur 4 toont een gedetailleerd uivoeringsvoorbeeld van een schakeling volgens de uitvinding.Figure 4 shows a detailed embodiment of a circuit according to the invention.
Figuur 1 toont een schakeling volgens de uitvinding 30 toegepast bij een vermogensversterker A. De uitgang van de vermogensversterker geeft een spanning af via de condensator aan de luidspreker L waarvan de andere aansluiting met de negatieve voedingsspanningsaansluiting -Vaccu is verbonden. De weerstanden R.j, R2 en de condensator vormen een terugkoppelcircuit dat in verband 35 met de uitvinding verder niet van belang is. De ingang van de vermogensversterker A wordt via de condensator C3 gestuurd uit de signaalbron U.Figure 1 shows a circuit according to the invention applied to a power amplifier A. The output of the power amplifier supplies a voltage via the capacitor to the loudspeaker L, the other connection of which is connected to the negative supply voltage terminal -Vaccu. The resistors R.j, R2 and the capacitor form a feedback circuit which is of no further importance in connection with the invention. The input of the power amplifier A is driven from the signal source U via the capacitor C3.
* *» A .Λ «τ· Λ C ί 2 ύ g « * % PHN 11.787 5* * »A .Λ« τ · Λ C ί 2 ύ g «*% PHN 11.787 5
De positieve voedingsspanningsaansluiting van de vermogensversterker A is via een diode verbonden met de positieve voedingsspanningsaansluiting +vaccu en de negatieve voedingsaansluiting van de vermogensversterker A is via een diode D2 5 verbonden met de negatieve voedingsspanningsaansluiting -Vaecu. Op de getoonde wijze is met de positieve voedingsspanningsaansluiting verder een condensator C1 verbonden waarvan de andere aansluiting enerzijds via het collector-emitter-traject van een transistor T-j verbonden is met de positieve voedingsspanningsaansluiting +Vaccu en anderzijds via 10 een stroombron Ij en een schakelaar verbonden is met de negatieve voedingsspanningsaansluiting -VacCTI. Op soortgelijke wijze is de negatieve voedingsaansluiting van de vermogensversterker A verbonden met een aansluiting van een condensator C2 waarvan de andere aansluiting enerzijds via het emitter-collector-traject van een transistor T2 15 verbonden is met de negatieve voedingsspanningsaansluiting -Vaccu en anderzijds via een stroombron I2 en een schakelaar S2 verbonden is met de positieve voedingsspanningsaansluiting +Vaccu,The positive power supply terminal of the power amplifier A is connected via a diode to the positive power supply terminal + battery and the negative power supply terminal of the power amplifier A is connected via a diode D2 to the negative power supply terminal -Vaecu. In the manner shown the positive supply voltage connection is further connected to a capacitor C1, the other connection of which is connected on the one hand via the collector-emitter section of a transistor Tj to the positive supply voltage connection + Vaccu and on the other hand via a current source Ij and a switch. with the negative supply voltage connection -VacCTI. Similarly, the negative power supply terminal of the power amplifier A is connected to a terminal of a capacitor C2, the other terminal of which is connected on the one hand via the emitter-collector path of a transistor T2 15 to the negative power supply terminal -Vaccu and on the other hand via a current source I2 and a switch S2 is connected to the positive supply voltage terminal + Vaccu,
Alhoewel in figuur 1 schakelaars Sj en S2 zijn getekend zal het duidelijk zijn dat in plaats daarvan ook transistoren 20 gebruikt kunnen worden, die op de juiste tijdstippen open of dicht gestuurd worden.Although switches Sj and S2 are shown in figure 1, it will be clear that transistors 20 can also be used instead, which are opened or closed at the correct times.
De stuurschakeling CS ontvangt via de ingangen 1, 2 en 3 de voedingsspanningen VE en VB van de voedingsaansluitingen van de versterker (of daarmee evenredige spanningen) en de spanning op de 25 luidsprekeruitgang (of een daarmee evenredige spanning) en geeft via de uitgangen 4 tot en met 7 stuurspanningen af aan de bases van de transistoren en T2 en aan de schakelaars Sj en S2.The control circuit CS receives via inputs 1, 2 and 3 the supply voltages VE and VB from the supply terminals of the amplifier (or proportional voltages) and the voltage at the loudspeaker output (or a corresponding voltage) and outputs 4 to and with 7 driving voltages off at the bases of the transistors and T2 and at the switches Sj and S2.
De werking van de schakeling uit figuur 1 zal nu aan de hand van de verschillende signaalvormen getoond in figuur 2 nader worden 30 besproken.The operation of the circuit of figure 1 will now be further discussed on the basis of the different signal forms shown in figure 2.
In figuur 2 is het verloop van de spanning VL op de uitgang van de versterker A, en het verloop van de spanningen VA, VB, Vjj, VE als aangegeven in figuur 1, uitgezet voor diverse uitsturingssituaties, onderscheiden in de verschillende gebieden I tot 35 en met V.In Figure 2, the variation of the voltage VL at the output of the amplifier A, and the variation of the voltages VA, VB, Vjj, VE as indicated in Figure 1, are plotted for various driving situations, distinguished in the different regions I to 35. and with V.
In gebied I is het signaal VL dusdanig laag dat dit signaal bij de normale accuspanning Vaccu onvervormd kan worden \ ' -4 '' .In area I, the signal VL is so low that it can be undistorted at the normal battery voltage Vaccu \ '-4' '.
ΡΗΝ 11.787 6 ψ verwerkt. In deze situatie geeft de stuurschakeling CS via de uitgangen 4 tot en met 7 signalen af voor het sluiten van de schakelaars S-j en S2 en het blokkeren van de transistoren en T2. Het resultaat daarvan is dat in deze situatie de condensatoren C-j en C2 via de 5 respectievelijke stroombronnen I1 en I2 worden opgeladen tot maximaal dè accuspanning Vaccu..7 11,787 6 ψ processed. In this situation, the control circuit CS outputs signals 4 to 7 for closing the switches S-j and S2 and blocking the transistors and T2. The result of this is that in this situation the capacitors C-j and C2 are charged via the 5 current sources I1 and I2 to a maximum of the battery voltage Vaccu.
Wordt de uitgangsspanning Vg van de versterker vergroot zodanig dat de toppen van deze uitgangsspanning gelijk worden aan de op de voedingsaansluitingen ter beschikking staande spanningen Vg 10 repectievelijk V£ dan zou normaal daarmee de uiterste grens van het afgegeven vermogen zijn bereikt. In de schakeling volgens de uitvinding wordt echter al eerder in de stuurschakeling CS vastgesteld dat het momentane verschil tussen de uitgangsspanning Vg en de spanning Vg op de positieve voedingsaansluiting te klein gaat geworden met als 15 gevolg dat de stuurschakeling CS nu via een signaal op uitgang 6 de schakelaar S^ opent en via een signaal op uitgang 4 de transistor althans gedeeltelijk in geleiding brengt. Het resultaat daarvan is dat de inmiddels opgeladen condensator C^ via de transistor in serie wordt geschakeld tussen de positieve accuklem en de positieve 20 voedingsaansluiting van de vermogensversterker A. De diode D1 staat daarbij in sperrichting geschakeld. Afhankelijk van de mate van geleiding van zal nu de spanning op de positieve voedingsaansluiting van de versterker A meer of minder toenemen. De stuurschakeling CS zorgt ervoor dat het verschil tussen de spanning Vg 25 en de uitgangsspanning Vg constant wordt gehouden op een vooraf bepaalde waarde zodat ook bij hoge spanningspieken in het signaal Vg een voldoende voedingsspanning ter beschikking staat zoals geïllustreerd is in het gebied II in figuur 2.If the output voltage Vg of the amplifier is increased such that the peaks of this output voltage become equal to the voltages Vg 10 and V rep, respectively, available on the power supply terminals, the ultimate limit of the output power would normally have been reached. In the circuit according to the invention, however, it has already been established earlier in the control circuit CS that the instantaneous difference between the output voltage Vg and the voltage Vg on the positive power supply connection becomes too small, with the result that the control circuit CS is now via a signal on output 6 switch S ^ opens and at least partly conducts the transistor via a signal on output 4. The result of this is that the now charged capacitor C1 is connected in series via the transistor between the positive battery terminal and the positive power supply connection of the power amplifier A. The diode D1 is reverse-biased. Depending on the degree of conduction of, the voltage at the positive power supply terminal of amplifier A will now increase more or less. The control circuit CS ensures that the difference between the voltage Vg 25 and the output voltage Vg is kept constant at a predetermined value, so that even with high voltage peaks in the signal Vg, a sufficient supply voltage is available, as illustrated in the region II in figure 2. .
Een soortgelijke situatie treedt op bij negatieve pieken 30 in het signaal Vg. Bij negatieve pieken wordt de schakelaar S2 geopend en wordt de transistor T2 althans gedeeltelijk in geleiding gebracht. De transistor T2 wordt door de stuurschakeling CS zodanig gestuurd dat een constant verschil wordt gehandhaafd tussen de spanning Vg en de uitgangsspanning Vg. Ook voor negatieve pieken in het 35 signaal Vg staat derhalve een voldoende voedingsspanning ter beschikking.A similar situation occurs with negative peaks 30 in the signal Vg. At negative peaks, the switch S2 is opened and the transistor T2 is at least partially turned on. The transistor T2 is controlled by the control circuit CS such that a constant difference is maintained between the voltage Vg and the output voltage Vg. Sufficient supply voltage is therefore also available for negative peaks in the signal Vg.
In de gebieden III en IV in figuur 2 zijn de situaties Ί >·» ιΛ v-1 ^ 7 ,·) .4 * ; ; ,»·. “4 t! 'V W - W Si' t PHN 11.78? 7 getoond voor steeds hoger wordende pieken in het uitgangssignaal VL.In the areas III and IV in figure 2 the situations are Ί> · »ιΛ v-1 ^ 7, ·) .4 *; ; , »·. “4 t! 'W - W Si' t PHN 11.78? 7 for increasing peaks in the output signal VL.
Bij dergelijke pieken wordt via de condensatoren en C2 een steeds grotere spanning op de voedingsaansluitingen gedrukt zodat ook deze pieken onvervormd door de versterker kunnen worden verwerkt.With such peaks, an increasingly larger voltage is pressed to the supply terminals via the capacitors and C2, so that these peaks can also be processed undeformed by the amplifier.
5 In gebied V in figuur 2 is tenslotte de situatie bij maximum uitgangsvermogen getoond, üit deze figuur blijkt dat met de dubbele bootstrapschakeling in figuur 1 de versterker A kan functioneren alsof een drievoudige voedingsspanning (3 x Vaccu) ter beschikking stond hetgeen impliceert dat het vermogen met een factor 9 groter 10 geworden is.5 In area V in figure 2 the situation at maximum output power is finally shown, this figure shows that with the double bootstrap circuit in figure 1 the amplifier A can function as if a triple supply voltage (3 x Vaccu) was available, which implies that the power has increased by a factor of 9 to 10.
In de schakeling volgens de uitvinding wordt, in de situaties geïllustreerd in de gebieden II tot en met V de voedingsspanning voor de versterker slechts zover verhoogd als nodig is om het aangeboden nuttige signaal onvervormd te kunnen verwerken. Dat 15 houdt in dat het in de vermogensversterker optredende verliesvermogen, dat in warmte wordt omgezet, weliswaar toeneemt maar slechts in bescheiden mate. In plaats daarvan wordt wel warmte gedissipeerd in de transistoren en T2.In the circuit according to the invention, in the situations illustrated in the regions II to V, the supply voltage for the amplifier is only increased as much as is necessary to be able to process the applied useful signal without distortion. This means that the power loss occurring in the power amplifier, which is converted into heat, does increase, but only modestly. Instead, heat is dissipated in the transistors and T2.
Zouden echter bijvoorbeeld in de situatie II de beide 20 transistoren T·} en T2 bij overschrijden van de drempelwaarde (het minimale verschil tussen de betreffende voedingsaansluiting en de uitgangsspanning) direct geheel in geleiding worden gebracht zoals het geval is bij de in het bovenstaande beschreven bekende schakeling uit DE 2850177, dan gaat de gehele versterker zich ook al bij een kleine 25 drempelwaarde-overschrijding gedragen als een versterker bestemd voor 9 x het nominale uitgangsvermogen. Het verliesvermogen Wv in de versterker neemt dan bijzonder sterk toe terwijl in de transistoren T-j en T2 geen of weinig warmte wordt ontwikkeld zoals geïllustreerd zal worden aan de hand van figuur 3.If, for example, in situation II, the two 20 transistors T1} and T2 would immediately be fully turned on when the threshold value (the minimum difference between the relevant supply connection and the output voltage) is exceeded, as is the case with the known above circuit from DE 2850177, the entire amplifier will behave as an amplifier intended for 9 x the nominal output power even if the threshold value is exceeded a little. The power loss Wv in the amplifier then increases particularly strongly, while little or no heat is generated in transistors T-j and T2, as will be illustrated with reference to Figure 3.
30 In figuur 3 is het gedissipeerde vermogen Sv uitgezet als functie van het afgegeven vermogen WQ. Bij het opstellen van deze grafieken is uitgegeaan van een luidsprekerimpedantie van 4 Ω. Bij deze impedantie bedraagt het maximaal afgegeven vermogen WQ zonder invloed van de bootstrapschakelingen: 35 W0 = * (14,4)^/32 = 6,4 W. De curve A illustreert het verliesvermogen Wv als functie van het uitgangsvermogen W0 zonder gebruik te maken van het bootstrapeffect. Wordt echter door middel van 'j ^ PHN 11.787 8 de bootstrapcondensatoren de beschikbare voedingsspanning vergroot dan neemt daarmee het maximaal afgegeven vermogen WQ toe maar ook het gedissipeerde vermogen Wv. Worden bij overschrijding van de drempelwaarde de transistoren T1 en T2 direct in de knie gestuurd, 5 zoals bij de bekende schakeling, met andere woorden zouden de condensatoren en C2 in de volledig geladen toestand zonder meer in serie met de accuspanning worden geschakeld zodat de totale voedingsspanning stijgt naar 3 x 14,4 V » 43,2 V dan geldt voor het verliesvermogen de curve B. Zoals blijkt uit figuur 3 kan ook dan een 10 relatief laag vermogen van bijvoorbeeld 10 W worden afgegeven aan de luidspreker echter ten kosten van een gedissipeered vermogen van 20,5 W. Deze situatie is derhalve duidelijk ongunstig. Door nu in overeenstemming met de uitvinding de transistoren en T2 zodanig te besturen dat de voedingsspanning voor de versterker alleen zover als 15 nodig is toeneemt, blijft de dissipatie in de versterker beperkt tot de dissipatie is aangegeven door de lijn C. Het verliesvermogen tussen de curve B en de lijn C wordt in de vorm van warmte afgegeven door de transistoren en I2.In figure 3 the dissipated power Sv is plotted as a function of the delivered power WQ. These graphs are based on a loudspeaker impedance of 4 Ω. At this impedance the maximum output power WQ without influence of the bootstrap circuits is: 35 W0 = * (14.4) ^ / 32 = 6.4 W. The curve A illustrates the power dissipation Wv as a function of the output power W0 without using of the bootstrap effect. However, if the available supply voltage is increased by means of the bootstrap capacitors by means of PHN 11.787, the maximum output power WQ increases, as does the dissipated power Wv. If the threshold value is exceeded, the transistors T1 and T2 are directly mastered, as in the known circuit, in other words the capacitors and C2 in the fully charged state would be connected in series with the battery voltage, so that the total supply voltage increases to 3 x 14.4 V »43.2 V, then the loss power applies to the curve B. As can be seen from Figure 3, a relatively low power of, for example, 10 W can also be delivered to the loudspeaker, but at the expense of a dissipated power of 20.5 W. This situation is therefore clearly unfavorable. By controlling the transistors and T2 in accordance with the invention in such a way that the supply voltage for the amplifier increases only as far as 15 is required, the dissipation in the amplifier remains limited to the dissipation indicated by the line C. The power loss between the curve B and the line C is delivered in the form of heat by the transistors and I2.
Figuur 4 toont een verder gedetailleerd 20 uitvoeringsvoorbeeld van een stuurschakeling CS. Van de vermogensversterker A zijn in deze figuur binnen de omkadering alleen de twee eindtransistoren getoond. De luidspreker L is via de luidsprekercondensator met deze uitgangstransistoren gekoppeld. De positieve voedingsspanningsaansluiting van de versterker is via de diode 25 D.j verbonden met de aansluiting +Vaccu en tevens verbonden met de eerste aansluiting van de ladingopslagcondensator C^. De andere aansluiting daarvan is via het emitter-collector-traject van de transistor gekoppeld met de aansluiting Vaccu. De andere aansluiting van de condensator is tevens via het emitter-collector-30 traject van transistor T12 gekoppeld met.de aansluiting “Vaccu. Tot zover is de schakeling identiek aan de schakeling uit figuur 1 zij het dat in plaats van een schakelaar nu een transistor T12 wordt gebruikt voor het laden van . De spanning op de uitgang van de versterker wordt via een diode D3 toegevoerd aan een spanningsdeler bestaande uit 35 weerstanden R3 en R4. Via deze spanningsdeler wordt derhalve aan de transistor een spanning aangeboden die evenredig is met de spanning op de luidsprekeruitgang van de versterker A. De transistor o 2 k n X ft 'ï '. '· S ’ J J £* PHN 11.787 9 T13 vormt samen met de transistor een long tail pair schakeling. De basis van deze transistor wordt gestuurd door een spannningsdeler uit de weerstanden Rg en Rg welke spanningsdeler via de zenerdiode D4 gekoppeld is met het punt waarop de spanning VB 5 staat. De stuurspanning van de transistor wordt dus door het long tail pair T13/T^ bepaald aan de hand van enerzijds de uitgangsspanning van de versterker en anderzijds de spanning op de ene voedingsspanningsaansluiting van de versterker,Figure 4 shows a further detailed embodiment of a control circuit CS. Within the framework, only the two power transistors of the power amplifier A are shown in this figure. The loudspeaker L is coupled to these output transistors via the loudspeaker capacitor. The positive supply voltage terminal of the amplifier is connected via the diode 25 D.j to the terminal + Vaccu and also to the first terminal of the charge storage capacitor C ^. The other connection thereof is coupled via the emitter-collector path of the transistor to the connection Vaccu. The other connection of the capacitor is also coupled via the emitter-collector path of transistor T12 to the connection “Vaccu. Thus far, the circuit is identical to the circuit of Figure 1 except that instead of a switch, a transistor T12 is now used to charge. The voltage at the output of the amplifier is applied via a diode D3 to a voltage divider consisting of 35 resistors R3 and R4. Therefore, via this voltage divider, a voltage is applied to the transistor which is proportional to the voltage at the loudspeaker output of amplifier A. The transistor o 2 k n X ft 'i'. S 'J J £ * PHN 11.787 9 T13 together with the transistor forms a long tail pair circuit. The base of this transistor is controlled by a voltage divider from the resistors Rg and Rg, which voltage divider is coupled via the zener diode D4 to the point where the voltage VB 5 is. The control voltage of the transistor is therefore determined by the long tail pair T13 / T ^ on the basis of the output voltage of the amplifier on the one hand and the voltage on the one supply voltage connection of the amplifier on the other hand,
De transistoren T15 en vormen samen met de 10 weerstand Rg een tweede long tail pair schakeling. De basis van de transistor Τ-jg wordt ook gestuurd met het signaal van de spanningsdeler R3/R4 dat evenredig is met de uitgangssignaalspanning van de versterker A. De basis van transistor Τ1δ wordt gestuurd met de spanning op het knooppunt tussen R7 en T^, welke spanning 15 afhankelijk is van het gedrag van de andere long tail pair schakeling T73/T14. Afhankelijk van de keuze van de weerstanden R3, R4,The transistors T15 and together with the resistor Rg form a second long tail pair circuit. The base of the transistor Τ-jg is also controlled with the signal from the voltage divider R3 / R4 which is proportional to the output signal voltage of the amplifier A. The base of transistor Τ1δ is controlled with the voltage at the node between R7 and T ^, which voltage is dependent on the behavior of the other long tail pair circuit T73 / T14. Depending on the choice of resistors R3, R4,
Rg, Rg en de zenerspanning van de diode D4 zal, als de uitgangsspanning van de versterker A boven een bepaald niveau stijgt, de long tail pair schakeling zorgen voor het althans gedeeltelijk open 20 sturen van de transistor T^. Tegelijkertijd zal door de veranderende combinatie van ingangsspanningen op het long tail pair T^/T-jg de transistor gaan blokkeren. De schakeling tracht nu automatisch het verschil tussen de spanningen op de bases van de transistoren T13/T14 constant te houden door indien nodig de transistor T^ 25 steeds verder in geleiding te brengen.Rg, Rg and the zener voltage of the diode D4, if the output voltage of the amplifier A rises above a certain level, the long tail pair circuit will cause the transistor T1 to be at least partially open. At the same time, the transistor will block due to the changing combination of input voltages on the long tail pair T ^ / T-jg. The circuit now automatically tries to keep the difference between the voltages on the bases of the transistors T13 / T14 constant by continuously conducting the transistor T25 if necessary.
Aan de rechter zijde in figuur 4 is een corresponderende schakeling getoond voor het verhogen van de voedingsspanning op de andere voedingsspanningsaansluiting VE van de versterker A. De transistoren T21 tot en met T2g hebben een functie corresponderend 30 met de transistoren tot en met T^g. Via de diode D13 en de weerstanden R13 en R14 wordt de uitgangsspanning van de versterker A toegevoerd aan de bases van de transistoren T23 en T25. De voedingsspanning VE wordt via de zenerdiode D^ en de weerstanden R-|g en R|g toegevoerd aan de basis van de transistor T24. De 35 transistoren T24 en T23 vormen weer een long tail pair voor besturing van transistor T3i. De transistoren T2g en T2g vormen een long tail pair voor besturing van de transistor T22. Daalt hetOn the right side in Figure 4, a corresponding circuit is shown for increasing the supply voltage at the other supply voltage terminal VE of the amplifier A. The transistors T21 to T2g have a function corresponding to the transistors to Tg. Via the diode D13 and the resistors R13 and R14, the output voltage of the amplifier A is applied to the bases of the transistors T23 and T25. The supply voltage VE is applied to the base of the transistor T24 via the zener diode D ^ and the resistors R-g and R | g. The transistors T24 and T23 again form a long tail pair for controlling transistor T3i. The transistors T2g and T2g form a long tail pair for controlling the transistor T22. It drops
£. i ,1 '1 fi '7 G£. i, 1 '1 fi' 7 G
PHN 11.787 10 v V * verschil tussen de uitgangsspanning van de versterker en de voedingsspanning op de aansluiting Vg onder een vooraf bepaalde waarde dan zal het long tail pair T24/T23 transistor T21 9eleiding brengen terwijl tegelijkertijd de transistor T22 wordt geblokkeerd.PHN 11.787 10 V V * difference between the output voltage of the amplifier and the supply voltage at the terminal Vg below a predetermined value, then the long tail pair T24 / T23 will transmit T21 conductor while at the same time blocking the transistor T22.
5 Ook hier zal de schakeling trachten om het genoemde verschil tussen de luidsprekerspanning en de voedingsspanning gelijk te houden door de transistor T21 meer of minder sterk in geleiding te brengen.Here, too, the circuit will attempt to keep the said difference between the speaker voltage and the supply voltage equal by making the transistor T21 more or less conductive.
In de perioden waarin de transistoren respectievelijk T2-j blokkeren zijn de transistoren T^2 10 respectievelijk T22 geleidend en via deze transistoren worden de ladingopslagcondensatoren C-j en C2 opgeladen.In the periods when the transistors T2-j respectively block, the transistors T ^ 2 and T22, respectively, are conductive and the charge storage capacitors C-j and C2 are charged via these transistors.
$ & ύ Ί λ % ύ ü? v J G ü$ & ύ Ί λ% ύ ü? v J G ü
Claims (3)
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| NL8601639A NL8601639A (en) | 1986-06-24 | 1986-06-24 | Power supply for audio power amplifier - provides supply voltages greater than DC supply when output signal would otherwise be clipped |
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| NL8601639 | 1986-06-24 | ||
| NL8601639A NL8601639A (en) | 1986-06-24 | 1986-06-24 | Power supply for audio power amplifier - provides supply voltages greater than DC supply when output signal would otherwise be clipped |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| NL8601639A true NL8601639A (en) | 1988-01-18 |
Family
ID=19848211
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| NL8601639A NL8601639A (en) | 1986-06-24 | 1986-06-24 | Power supply for audio power amplifier - provides supply voltages greater than DC supply when output signal would otherwise be clipped |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| NL (1) | NL8601639A (en) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP2056451A3 (en) * | 2007-10-16 | 2011-11-30 | THX Ltd | Efficient power amplifier |
| US9414152B2 (en) | 2006-10-16 | 2016-08-09 | Thx Ltd. | Audio and power signal distribution for loudspeakers |
| US9484860B2 (en) | 2013-03-12 | 2016-11-01 | Thx Ltd. | Tracking power supply with increased boost capability |
-
1986
- 1986-06-24 NL NL8601639A patent/NL8601639A/en not_active Application Discontinuation
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US9414152B2 (en) | 2006-10-16 | 2016-08-09 | Thx Ltd. | Audio and power signal distribution for loudspeakers |
| EP2056451A3 (en) * | 2007-10-16 | 2011-11-30 | THX Ltd | Efficient power amplifier |
| US8138837B2 (en) | 2007-10-16 | 2012-03-20 | Thx, Ltd | Efficient power amplifier |
| US8723605B2 (en) | 2007-10-16 | 2014-05-13 | Thx Ltd | Efficient power amplifier |
| US9484860B2 (en) | 2013-03-12 | 2016-11-01 | Thx Ltd. | Tracking power supply with increased boost capability |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JP3136451B2 (en) | Lighting circuit for vehicle discharge lamps | |
| US6348833B1 (en) | Soft starting reference voltage circuit | |
| EP0295497A2 (en) | High-dynamics amplifier stage with distortion detection | |
| NL8401735A (en) | CONTROLLED SWITCHING OF NON-REGENERABLE POWER SEMICONDUCTORS. | |
| JP2010057361A (en) | Voltage mode feedback burst mode circuit | |
| SE510611C2 (en) | BUCK-BOOST VOLTAGE REGULATOR | |
| US7038500B2 (en) | Circuit arrangement for controlling power semiconductor transistors | |
| US5698908A (en) | Buffered DC power supply system | |
| NL8601639A (en) | Power supply for audio power amplifier - provides supply voltages greater than DC supply when output signal would otherwise be clipped | |
| NL8402541A (en) | AMPLIFIER CIRCUIT. | |
| US20060071697A1 (en) | Pwm generator | |
| NL8403819A (en) | Switching device for suppressing a signal. | |
| JP3802678B2 (en) | Control method of step-down chopper type DC-DC converter | |
| JPH10215567A (en) | Power source circuit | |
| JP4049332B1 (en) | Charge control device | |
| WO2021033527A1 (en) | Output device | |
| US20050134249A1 (en) | Circuit arrangement for regulating the duty cycle of electrical signal | |
| JP2002344297A (en) | Driver of electric load | |
| US20230198387A1 (en) | Power feeding control apparatus | |
| JP3604930B2 (en) | Power amplifier | |
| US6750705B2 (en) | Class D amplifier energy control | |
| JPS6223604A (en) | Bias circuit | |
| US20230359232A1 (en) | Multi-loop power converter and multi-loop error amplifier circuit and control method thereof | |
| TWI799145B (en) | Class d amplifier driving circuit | |
| JPH0358508A (en) | Amplifier |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A1B | A search report has been drawn up | ||
| BV | The patent application has lapsed |