MXPA01009899A - Generador de distorsion no lineal. - Google Patents

Abstract

Se describe un generador de distorsión en línea para el acoplamiento en línea con un dispositivo no lineal (NLD) que produce una señal de salida de amplitudútil, pero con bajas distorsiones de batido triple compuesto y modulación cruzada. El generador de distorsión comprende un atenuador no lineal controlado, instantáneo, que utiliza la corriente no lineal que fluye a través deun par de diodos para proporcionar la cantidad adecuada de atenuación de señal sobre la anchura de banda de frecuencia completa. El conjunto de circuitos generador de distorsión es siempre acoplado al NLD, con lo cual se asegura una respuesta de frecuencia que es predecible y predefinida. El generador de distorsión puede también incluir un circuito de compensación de temperatura para asegurar la operación consistente a todo lo largo de un amplio intervalo de temperatu

Description

GENERADOR DE DISTORSION NO LINEAL ANTECEDENTES DE LA INVENCIÓN CAMPO DE LA INVENCIÓN La presente invención se refiere en general a los sistemas de comunicación que emplean los dispositivos de amplificación. Más particularmente, la invención pertenece a un generador de predistorsión o postdistorsión no lineal para el acoplamiento en línea con un amplificador, detector óptico o láser, para minimizar la distorsión de la señal provocada por la amplificación.

DESCRIPCIÓN DE LA TÉCNICA ANTERIOR Los amplificadores son ampliamente utilizados en muchos tipos de aplicaciones de comunicación. Aunque es preferible mantener los amplificadores dentro de su intervalo lineal de operación, ha sido cada vez más necesario extender la operación de los amplificadores a regiones de operación de alta potencia y de alta energía. Típicamente, la energía de salida de un amplificador está limitada por la no linearidad r de los dispositivos activos, incluyendo los transistores bipolares y FETs . Estas no linearidades dan como resultado distorsiones que son imprimidas sobre la señal que es amplificada. Al reducir las distorsiones no lineales de un amplificador se da como resultado incrementos de la potencia de salida, el intervalo dinámico del sistema y la proporción de portador a ruido. En consecuencia, el minimizar las distorsiones y lograr la respuesta de frecuencia lineal es primordial para la operación eficiente del ampl i ficador . La minimización de la distorsión es particularmente importante cuando una serie de amplificadores está en cascada sobre una trayectoria o vía de transmisión de señales, tal como una serie de amplificadores de RF en un sistema de transmisión CATV. Colocados a todo lo largo de un sistema de transmisión CATV están los amplificadores RF que amplifican periódicamente las señales transmitidas para contraatacar la atenuación del cable, y la atenuación provocada por los componentes de CATV pasivos, tales como, los divisores y compensadores de señales. Los amplificadores de RF son también empleados para mantener la proporción deseada de portador a ruido. Debido al número de amplificadores RF empleados en un sistema de transmisión CATV dado, cada amplificador de RF debe proporcionar degradación mínima a la señal transmitida . Muchos amplificadores están sujetos a una amplio intervalo de temperaturas de operación ambientales. Estos cambios en la temperatura pueden afectar las características de operación de otros componentes electrónicos dentro del amplificador, con lo cual se inducen distorsiones adicionales. Un intervalo de temperatura de -40°C a +85°C no es raro para muchas aplicaciones de amplificadores en un ambiente de comunicación. Para asegurar el funcionamiento consistente sobre la anchura de banda de operación, y para minimizar las distorsiones resultantes, un amplificador debe ser diseñado para un amplio intervalo de temperaturas de operación ambientales . Las distorsiones creadas por un amplificador que son de interés principal son la intermodulación armónica de segundo (par) y tercer (impar) orden y las distorsiones. Los diseños de amplificador de la técnica anterior han intentado mejorar los efectos de las distorsiones de orden par mediante el empleo de topologías de amplificador de empuj e- tirón, ya que la cancelación máxima de segundo orden ocurre cuando una amplitud igual y una relación de fase de 180° es mantenida sobre la anchura de banda completa. Esto es logrado a través de la ganancia igual en ambas mitades de empuje-tirón mediante el ajuste o acoplamiento de las características de operación de los dispositivos activos . No obstante, la distorsión de orden impar es difícil de remediar. Las características de distorsión de orden impar de un amplificador son manifestadas como modulación cruzada (X-mod) y distorsiones de batido triple compuesto (CTB) sobre las señales que son amplificadas. X-mod ocurre cuando los contenidos modulados de un canal que son transmitidos interfieren con y se vuelven parte de un canal adyacente o no adyacente. CTB resulta de la combinación de tres frecuencias de portadores que ocurren en la proximidad de cada portador, ya que los portadores están típicamente igualmente espaciados a través de la anchura de banda de frecuencia. De las dos distorsiones anotadas, CTB se vuelve más problemática cuando se incrementa el número de canales sobre un sistema CATV dado. Mientras que la distorsión X-mod también se incrementa en proporción al número de canales, la posibilidad de CTB es más dramática debido al número incrementado de combinaciones disponibles de entre el número total de canales transmitidos. Conforme se incrementa el número de canales transmitidos por un sistema de comunicación, o los canales residen muy juntos, la distorsión de orden impar se vuelve un factor limitante del funcionamiento del amplificador. Existen tres formas básicas de corregir la distorsión creada por un dispositivo no lineal (NLD) : 1) reducir el nivel de potencia de la señal; 2) utilizar una técnica delantera de alimentación; y 3) utilizar una técnica de predistorsion o postdistorsión. El primer método reduce el nivel de potencia de la señal tal que el NLD está operando en su región lineal. No obstante, en el caso de un amplificador de RF esto da como resultado consumo muy alto de energía para la energía de salida de RF baja. El segundo método es la técnica delantera de alimentación. Utilizando esta técnica, la señal de entrada del circuito de amplificación principal es muestreada y comparada a la señal de salida para determinar la diferencia entre las señales. A partir de esta diferencia, es extraído el componente de distorsión. Este componente de distorsión, es luego amplificado por un circuito de amplificación auxiliar y combinado con la salida del circuito de amplificación principal tal que los dos componentes de distorsión se cancelan uno al otro. Aunque esto mejora las características de distorsión del amplificador, la energía consumida por el circuito de amplificación auxiliar es comparable a aquella consumida por el circuito de amplificación principal. Este conjunto de circuitos es también complejo y muy sensible a la temperatura . El tercer método es la técnica de predistorsión o postdistorsión. Dependiendo de si la señal de distorsión de compensación es generada antes o después del dispositivo no lineal, es utilizado el término respectivo de predistorsión o postdistorsión. En esta técnica, una señal de distorsión igual en amplitud pero opuesta en fase al componente de distorsión generado por el circuito amplificador, es estimada y generada. Esto es utilizado para cancelar la distorsión en la entrada (para la predistorsión) o la salida (para la postdistorsión) del amplificador, con lo cual se mejoran las características de operación del amplificador. Un diseño de distorsión de este tipo, tal como se describe en la Patente de los Estados Unidos No. 5,703,530, y mostrada en la figura 1, confía en una red de atenuación JI tradicional y una línea de retraso para la compensación de la ganancia; y un par de diodos acoplados con una línea de retardo para la distorsión y compensación de fase. Este circuito genera una distorsión que es igual en amplitud pero opuesta en fase a la distorsión introducida por el amplificador. Las gráficas de las distorsiones contribuidas por el generador de distorsión y las distorsiones manifestadas por el amplificador se muestran en las figuras 2 y 3. Como se muestra, la señal de distorsión compensa las distorsiones generadas por el amplificador. No obstante, el uso de las líneas de retardo de tal manera es impractico, ya que las líneas de retardo son físicamente grandes, son difíciles de ajustar y los resultados son inconsistentes a través de un amplio intervalo de frecuencia. Adicionalmente, la información de amplitud y de fase es requerida para la compensación correcta. La patente ?530 establece también que el sistema descrito en la presente no es ideal para ciertas aplicaciones, tal como la predistorsión para los amplificadores de RF de CATV, debido a las pérdidas excesivas introducidas por el circuito de distorsión. La Patente de los Estados Unidos No. 5,523,716 describe otro ejemplo más de un diseño de compensación de distorsión; este sistema que está dirigido a los sistemas de comunicación por satélite. Debido al amplio intervalo de potencia de operación del sistema de satélite descrito en la patente 716, la señal de RF recibida excita el par de diodos y, en consecuencia no es requerido un circuito de polarización. Debido al nivel de señales extremadamente bajo para las aplicaciones CATV, y debido a las frecuencias de operación mucho más bajas, tal diseño podría no operar de manera efectiva en un ambiente CATV. Un diseño de predistorsión en línea, como se describe en la Patente de los Estados Unidos No. 5,798,854, proporciona la compensación para los NLDs mediante la aplicación de una señal predistorsionada igual en magnitud pero opuesta en fase a la distorsión producida por el NLD . No obstante, el conjunto de circuitos descritos en la presente no está en concordancia o ajustado al NLD. Adicionalmente , la patente '854 presenta un diseño que es típico de la técnica anterior, en el uso de una polarización de alta resistencia para los diodos. Esto reducirá la eficiencia de corrección e incrementará los efectos de la temperatura sobre el circuito. En consecuencia, existe una necesidad para un generador de distorsión simple que contraataque la distorsión creada por un NLD. El circuito no debe introducir retardo de señal adicional y debe operar sobre una anchura de banda de frecuencia amplia y un amplio intervalo de temperatura ambiental .

BREVE DESCRIPCIÓN DE LA INVENCIÓN La presente invención es un generador de predistorsión o postdistorsión en línea para el acoplamiento en línea con un NLD para producir una señal de salida de amplitud útil, pero con bajo batido triple compuesto y distorsiones de modulación cruzadas. El generador de distorsión comprende un atenuador no lineal, controlado, instantáneo el cual utiliza la corriente no lineal que fluye a través de un par de diodos para proporcionar la cantidad adecuada de atenuación de señal sobre la anchura de banda de frecuencia completa. El conjunto de circuitos generadores de distorsión está siempre acoplado al NLD, con lo cual se asegura una respuesta de frecuencia que es predecible y predefinida. El generador de distorsión también incluye un circuito de compensación de temperatura para asegurar la operación consistente a todo lo largo de un intervalo de temperatura amplio. En consecuencia, un objetivo de la presente invención es proporcionar un generador de distorsión compensado en temperatura, el cual minimiza la modulación cruzada y las distorsiones de batido triple compuesto manifestadas por un NLD tal como un amplificador de RD, un diodo láser o un fotodetector . Otros objetivos y ventajas de la presente invención se volverán aparentes para aquellos expertos en la técnica después de leer una descripción detallada de la modalidad preferida.

BREVE DESCRIPCIÓN DE LOS DIBUJOS La figura 1 es un diagrama esquemático de un generador de distorsión de la técnica anterior. La figura 2 es una gráfica en combinación del efecto de utilizar las salidas provenientes del generador de distorsión de la técnica anterior, mostrado en la figura 1 con un amplificador de RF . La figura 3 es una gráfica en combinación del efecto de utilizar las salidas del generador de distorsión de la técnica anterior, mostrado en la figura 1 por un amplificador de RF . La figura 4 es un diagrama esquemático de un atenuador JT .

La figura 5 es un diagrama de señal de la corriente no lineal del diodo, provocada por el voltaje de entrada. La figura 6 es un diagrama esquemático de la modalidad preferida del generador de distorsión de la presente invención. La figura 7 es un diagrama esquemático del circuito de compensación de temperatura.

DESCRIPCIÓN DE LAS MODALIDADES PREFERIDAS La modalidad preferida de la presente invención será descrita con referencia a las figuras de los dibujos, donde los números similares representan elementos similares a todo lo largo. Aunque la modalidad preferida de la presente invención será descrita por simplicidad de explicación, como acoplada por un amplificador de RF, aquellos expertos en la técnica podrían reconocer claramente que tal generador de distorsión podría también ser utilizado para compensar la distorsión en transmisores de láser, detectores ópticos y otros componentes electrónicos que operan sobre un amplio intervalo de frecuencia. La descripción de la presente no se pretende que sea limitante, más bien se pretende que sea ilustrativa.

La presente invención será descrita con referencia a la figura 4, mediante la cual es mostrada una red atenuadora Jl 20. La red 20 comprende una configuración seleccionada de resistores Zx, R± , R2 , R3 , Z0, Rp . La fuente de señal es introducida en la entrada 30 de señales y la salida de la red atenuadora 20 es observada a través de la salida 95. Z± es la fuente de impedancia interna que debe ser igual a la impedancia del sistema Z0, la cual es observada a través de la salida 95. En una modalidad de la invención para el uso en un sistema CATV( los valores de impedancia Z± y Z0 son iguales a 75 Ohmios. Tres de los resistores, Rlt R2 , R3 forman una configuración de atenuador Jl . Preferentemente, los valores (Y) de los resistores R2 y R3 son iguales, y sustancialmente mayores que el valor (X) del resistor Rx . El resistor Rp está conectado en paralelo con el resistor Rx . Como una persona experta en la técnica podría reconocer claramente, cuando es satisfecha la siguiente condición: X = 2Z02Y/ (Y2-Z02) Ecuación (1) la red atenuadora 20 es ajustada en la entrada y en la salida, a partir de la D.C. a frecuencias muy altas. Para un ejemplo del atenuador cuando X = 7.5 e Y =1.5 K, la atenuación de energía A para esta red atenuadora 20 es: 2 (YZ0/ (Y+Zo) +X) Y (YZ0/ (Y+Zo) ) Ecuación (2) (Y+X+YZo/ (Y+Zo) ) (X+ (YZ0/ (Y+Zo) ) ) 2 (YZ0/ (Y+Z0) +X) Y Z0 + Bajo la condición cuando Z0 <<Y, (como es el caso cuando X = 7.5 e Y = 1.5 K): A = (2Z0/ (2Z0+X) ) 2 Ecuación (3) A(dB) = 10 lg A Ecuación (4) Cuando X = 7.5 e Y = 1.5 k, A(dB) = 0.42 dB. Esto significa que la red atenuadora 20 tiene pérdidas de inserción muy bajas y una muy buena respuesta de frecuencia. Cuando X tiene una variación pequeña debido al paralelo de Rp, mostrado en la figura 4, a partir de la Ecuación (3) Delta X Delta (dB) = -8.68 Ecuación 2Z0 + X XRP X2 Delta X = X = Ecuación (6) X + RP RP De la Ecuación (6) X2 Delta A(dB) = 8.68 Ecuación Por ejemplo, Si Rp = 375 ohmios, entonces: 7.5 7.5 Delta A(dB) = 8.68 = 0.00868dB Ecuación 150 375 La Ecuación (8) muestra que cuando Rp (375 ohmios) está en paralelo con Ri (7.5 ohmios), la atenuación será reducida por 0.00868dB. Esta cantidad de cambio de atenuación es necesaria para la compensación no lineal para un amplificador. Este ejemplo también muestra que cuando el valor de Rp >> Rl7 (por ejemplo, cuando Rp es 50 veces mayor que Ri) , la adición de Rp paralelo con Rx casi no tiene efectos sobre la concordancia o acoplamiento de impedancia, y la caída de voltaje sobre el Rp es principalmente determinada por el valor de Rx . No obstante, si un resistor lineal Rp es utilizado en la red atenuadora 20, no existirá señal de distorsión producida. La red atenuadora 20 como se muestra es un dispositivo lineal. Con el fin de que un circuito de distorsión opere de manera efectiva, son utilizados los diodos para crear una resistencia no lineal. Preferentemente, son utilizados diodos de Schottky. A corriente pequeña, la corriente del diodo es exponencialmente preferencial al voltaje a través del diodo. De este modo, los diodos pueden ser utilizados como una resistencia no lineal. Para aplicaciones no lineales, la cantidad de atenuación puede ser calculada como: X X X Ip Delta A(dB) = 8.68 = 8.68 Ecuación (9) Donde Ip es el flujo de corriente a través de Rp (la resistencia no lineal) . Ii es el flujo de corriente a través de Rx . La Ecuación 9 proporciona la relación del cambio de atenuación debido al cambio de corriente en Ip. Esta ecuación es precisa sobre un amplio intervalo de frecuencia. La relación entre la atenuación delta y un cambio en la corriente es todavía válida cuando la resistencia es un resistor no lineal. En consecuencia, la Ecuación 9 proporciona una buena estimación de cuánta corriente no lineal es requerida para fines de predistorsión o de postdistorsión.

Con referencia a la figura 5, cuando la onda de voltaje sinusoidal de entrada cambia de Vi a V2 a V3 , la corriente de salida cambia de I i a I2 a I 3 respectivamente. La corriente no lineal utilizada para la corrección de tercer orden es: lno lineal — I i - 2 I2 + I ; Ecuación (10) De la Ecuación 9, la corriente no lineal necesaria es: X Ino lineal Delt3. corrección no lineal (dB) S 8 . 6 É Ecuación (11) 2Z0 Isalida Únicamente la corriente no lineal será útil para fines de predistorsión o postdistorsión. La Ecuación 11 puede ser rescrita en la forma de: Lno lineal ef Delta no iineai (d.B) = 8.68 Ecuación (12) Isalid lno lineal Lno lineal ef Ecuación (13) En consecuencia, Ino üneai ef en la Ecuación 12 es la corriente no lineal efectiva que va a la compuerta de salida 114 que es mostrada en la figura 6.

I saiida en la Ecuación 12 es la corriente total que va hacia la compuerta de salida 1 14. La Ecuación 13 muestra que únicamente una pequeña parte de la corriente del diodo no lineal está siendo efectivamente utilizada para la corrección. La red atenuadora si 2 0 tiene baja pérdida de inserción y la caída de voltaje del voltaje de entrada sobre Ri (mostrada en la figura 4 ) es proporcional al voltaje de entrada. Este voltaje puede ser utilizado para excitar un par de diodos para producir corriente no lineal. La corriente no lineal que fluye en los diodos provocará que un atenuador proporcione menos atenuación a amplitudes de RF más grandes (por ejemplo, cuando la señal de entrada tiene una más alta potencia) . Esto puede ser utilizado para compensar la compresión de señal provocada por la amplificación. Debido al valor relativamente alto de la resistencia no lineal del diodo, el ajuste o concordancia de la red atenuadora permanece casi sin cambio. Este ajuste no será cambiado incluso sobre la temperatura, adicionalmente , la respuesta de la frecuencia sobre bandas de frecuencia de octavas múltiples es favorable. Con referencia a la figura 6 , es mostrada la modalidad preferida del atenuador 1 0 0 para la predistorsión y la postdistorsión. El atenuador 10 0 de la presente invención incluye varios componentes adicionales que modifican un atenuador i tradicional para lograr funcionamiento significativamente mejor sobre un amplio intervalo de frecuencia y de temperatura. El atenuador 100 tiene una compuerta de entrada 101, una compuerta de salida 114 y una compuerta 116 de control de polarización. El atenuador 100 puede ser utilizado en una configuración de predistorsión con un amplificador o en una configuración de postdistorsión. Para una configuración de predistorsión, la compuerta de salida 114 está conectada a la entrada de un amplificador. Para la configuración de postdistorsión como se muestra en la figura 6, una señal de salida generada por un amplificador, es aplicada a la compuerta de entrada 101. El atenuador 100 incluye los resistores 105, 106, 107, 108, 112; los capacitores 102, 103, 104, 111, 113, 115; y los diodos 109, 110. La función de los resistores 105, 106, 107, 108, 112 y los capacitores 102, 103, 104, 111, 113, 115 es formar una red de atenuación JI modificada en comparación a la red de atenuación JT 20 mostrada en la figura 4. Los capacitores 102, 103, 104, 111, 113 y 115 son también utilizados para el bloqueo D.C. y el acoplamiento de AC . Desde un punto de vista de AC , la combinación en paralelo de los resistores 105 y 106 es funcionalmente equivalente al resistor R2 de la figura 4. Preferentemente, los valores de los resistores 105 y 106 deben ser elegidos tal que la combinación paralela sea equivalente al valor de resistencia del resistor 102 (por ejemplo, ( (Rio5*Eiog) / (Rios+Rioe) ) R112) · El resistor 108 es funcionalmente equivalente al resistor Rx de la figura 4; y la combinación en serie del resistor 112 y el capacitor 111 es funcionalmente equivalente al resistor R3 de la figura 4. El valor del resistor 107 no tiene efecto sobre la atenuación de la señal de RF . La otra función para los resistores 105, 106 y 107 es suministrar una polarización D.C. a los diodos 109, 110. Los diodos 109, 110 son primeramente manejados en serie; y la combinación en serie es conectada al resistor 107 en paralelo. Debido a que el resistor 107 tiene un bajo valor de resistencia y está en paralelo con los diodos 109, 110, la caída de voltaje a través de los diodos 109, 110 será principalmente determinada por la resistencia del resistor 107. Si el flujo de corriente D.C. en el resistor 107 es mucho mayor que el flujo de corriente en los diodos 109, 110, la caída de voltaje D.C. a través del diodo 109, 110, será muy estable y será insensible a la presencia o ausencia de una señal en la compuerta de entrada 101. Las funciones integradas de la atenuación de señal y el suministro de polarización del diodo evitan cualesquiera efectos parásitos debidos a la introducción del conjunto de circuitos de polarización, adicional. Esto permite una respuesta de alta frecuencia y un ajuste de impedancia favorable. Desde una perspectiva D.C., el resistor 107, en paralelo con los capacitores 103 y 104, proporciona un circuito disipador a los capacitores 103, 104. Por lo tanto, el resistor 107 descargará la carga eléctrica acumulada de los capacitores conectados 103, 104 en cada ciclo AC . El diodo 109 está conectado al resistor 108 a través del capacitor 104, mientras que el diodo 110 está conectado al resistor 108 a través del capacitor 103. El diodo 109 es responsable de la corrección de distorsión de RF durante la porción negativa del ciclo AC, mientras que el diodo 110 tiene la misma función durante la mitad positiva del ciclo AC . La corriente no lineal del diodo 109 carga el capacitor 104, y la corriente no lineal del diodo 110 carga el capacitor 103. Debido a la configuración del circuito, el voltaje producido sobre los capacitores 103 y 104 tienen el mismo valor pero diferentes signos. La resistencia pequeña del resistor 107 conectado a los capacitores 103, 104 descarga la carga eléctrica acumulada durante cada ciclo AC . Como resultado, no existe caída de voltaje D.C. adicional a través de los capacitores 103, 104 debido a las señales RF de entrada. Esto permite que el diodo 109, 110 proporcione la corriente no lineal más grande para fines de corrección. La presente invención tiene varias ventajas únicas sobre la técnica anterior. Debido a su estructura simétrica, el atenuador 100 produce únicamente distorsión de orden impar. En consecuencia, el circuito no degrada el funcionamiento de segundo orden de un NLD . El atenuador 100 utiliza también dos resistencias en serie bajas 107, 108. Desde una perspectiva DC, el resistor 107 mejora significativamente la eficiencia de corrección y reduce la susceptibilidad a los efectos de la temperatura ambiente. Desde una perspectiva AC, el resistor 108 proporciona la corrección de distorsión con bajas pérdidas de inserción. Debido al diseño del atenuador 100, la caída de voltaje a través del resistor 108 carga completamente los diodos 109, 110 incluso bajo operación no lineal de los diodos 109, 110. Como resultado, la corriente no lineal máxima es utilizada para fines de corrección. Finalmente, la colocación en fase adecuada de las señales de distorsión es inherente en el diseño, con lo cual se evita el conjunto de circuitos de fase adicionales, y las líneas de retardo. Esto permite un diseño de circuito que es mucho menos complejo y da como resultado un diseño compacto robusto . La tabla 1 proporciona un listado de los componentes mostrados en la figura 6. No obstante, una persona de experiencia en la técnica podría reconocer claramente que los valores mostrados en la Tabla 1 son únicamente para fines de explicación, y no deben ser considerados como limitantes a la invención. Por ejemplo, el valor del resistor 108 puede estar en el intervalo de aproximadamente 2 O hasta 30 O. De igual modo, el valor de resistor 107 puede estar en el intervalo de aproximadamente 100 O hasta 300 O.

TABLA 1 COMPONENTE VALOR DE IDENTIFICACIÓN 102 0.1 µ? 103 0.1 µ? 104 O .1 µ? 105 6?O 106 6?O 107 330O 108 7.5O 109 HP HSMS-2822#L30 110 HP HSMS-2822#L30 111 0.1 µ? 112 3?O 113 0.1 µ? 114 75 O 115 0.1 µ? Como se describió previamente, el atenuador 100 utiliza la corriente no lineal producida por los diodos 109, 110 para compensar la compresión de voltaje provocada por un NLD . Como se muestra, el atenuador 100 comprende la capacitancia, la resistencia y dos diodos. Los diodos son los únicos componentes que son sensibles al cambio de temperatura ? los únicos componentes que requieren corrección durante la operación sobre un amplio intervalo de temperatura. Existen tres factores que deben ser tomados en consideración cuando se opera el atenuador 100 sobre un amplio intervalo de temperatura: 1) la corriente de operación del diodo cambiará si el voltaje de polarización permanece constante mientras la temperatura ambiente cambia. Bajo la misma oscilación el voltaje de entrada en la compuerta de entrada 101 y el mismo voltaje de polarización, más corriente de diodo no lineal será creada conforme se eleva la temperatura ambiente. 2) Cuando la temperatura ambiente se eleva, el diodo producirá menos corriente de corrección no lineal para el mismo voltaje de la señal de entrada y la misma corriente de polarización del diodo. 3) Los NLDs muestran típicamente más distorsión conforme se eleva la temperatura ambiental . En consecuencia, una corriente no lineal del diodo, más alta, es requerida para la corrección de la mayor distorsión. Todos los efectos de la temperatura experimentados por el atenuador 100 están relacionados al voltaje de polarización. Algunos de los efectos son aditivos mientras que otros son sustractivos . No obstante, el resultado es que para una temperatura dada, existirá un voltaje de polarización óptimo para producir la salida de corrección adecuada. La corrección de temperatura adecuada será lograda cuando exista un cambio predefinido del voltaje de polarización versus la temperatura. Con referencia a la figura 7, se muestra la modalidad preferida del circuito 200 de compensación de temperatura. El circuito 200 de compensación de temperatura controla la polarización de los diodos 109, 110 (mostrados en la figura 6) para la compensación óptima de la distorsión. Como se muestra, el circuito 200 de compensación de temperatura comprende dos transistores 206, 213 ; un capacitor 216; nueve resistores 201, 202, 203, 204, 207, 209, 210, 214, 215; dos diodos 205, 208; y un termistor 211 de coeficiente negativo de temperatura. El termistor 211 de coeficiente negativo de temperatura está acoplado en paralelo con el resistor 210 para formar una resistencia linearizada en temperatura, la cual está correlacionada a un cambio en la temperatura. El transistor 206 de PNP proporciona una fuente de corriente constante a través de su colector hacia la combinación de resistor linearizado 210, 211. La corriente constante proporcionada por el transistor 206 de PNP induce un cambio de voltaje linearizado a través de la combinación del resistor 210, 211 conforme la temperatura cambia. Mediante el ajuste del valor del resistor variable 202, la cantidad de corriente constante a través del transistor 206 de PNP puede ser cambiada. Por lo tanto, la oscilación de voltaje sobre la temperatura puede ser cambiada. La corriente constante también pasa a través del resistor variable 209, con lo cual se crea una caída de voltaje constante que es utilizada como un punto de polarización inicial para un ajuste de voltaje de polarización. Al ajustar selectivamente la resistencia de los resistores 202 y 209, cualquier combinación de oscilación de voltaje y voltaje de polarización inicial puede ser obtenida. Un transistor 213 de NPN, el cual es un transistor seguidor emisor, proporciona el voltaje de polarización de control desde la línea 217 a través de la línea 116 hacia el atenuador 100, como se muestra en la figura 7. Los dos diodos 205 y 208 son utilizados para compensar el voltaje de unión de los dos transistores 206, 213 los cuales cambian sobre la temperatura . La tabla 2 proporciona un listado de los componentes mostrados en la figura 7. No obstante, una persona de experiencia en la técnica podría reconocer claramente que los valores mostrados en la tabla 2 son únicamente para ejemplo, y no deben ser considerados como limitantes de la invención.

TABLA 2 e reconocer que la presente invención diseño de atenuador no lineal, voltaje actual, combinado con un polarización para la eficiencia de lineal óptima y la estabilidad de temperatura de polarización. Incluso si el circuito 200 de compensación de temperatura como se describe en la presente no es utilizado, la modalidad preferida de la presente invención proporciona la corrección de distorsión adecuada sobre un amplio intervalo de temperatura. Cuando es utilizado el circuito 200 de compensación de temperatura, los resultados de la compensación de distorsión pueden ser adicionalmente mejorados. En consecuencia, debe ser ponderado un trueque entre el funcionamiento del circuito de compensación y la complejidad del circuito.

Claims (5)

REIVINDICACIONES

1. Un circuito de control de distorsión externo para el uso en un sistema CATV para la atenuación selectiva de una señal CATV que comprende: una compuerta de entrada de señales; un circuito no lineal acoplado a la compuerta de entrada y que comprende: una red atenuadora Jl modificada que comprende primero y segundo resistores acoplados en paralelo; el primero y segundo resistores están acoplados en serie con un tercer resistor y un cuarto resistor; el primero y segundo diodos están cada uno acoplados en paralelo con el tercer resistor; el quinto resistor está acoplado a los dos diodos; y una compuerta de salida para enviar de salida la señal selectivamente atenuada proveniente del circuito no lineal; con lo cual el primero, segundo y quinto resistores proporcionan un voltaje de polarización D.C. a través de los diodos.

2. El circuito de control de distorsión de conformidad con la reivindicación 1, que incluye además un circuito de compensación de temperatura para ajustar selectivamente el voltaje de polarización D.C. en respuesta a un cambio en la temperatura ambiental .

3. El circuito de control de distorsión de conformidad con la reivindicación 1, en donde el tercer resistor genera un voltaje proporcional a la señal de entrada; con lo cual el voltaje proporcional crea una corriente no lineal a través al menos de uno de los diodos, con lo cual se crea una resistencia no lineal para atenuar selectivamente dicha señal.

4. El circuito de control de distorsión de conformidad con la reivindicación 2, en donde el circuito de compensación de temperatura comprende: un transistor de fuente de corriente constante; un segundo transistor, acoplado a la salida del transistor de la fuente de corriente, para enviar de salida el voltaje de polarización D.C.; un circuito de resistencia linearizado que tiene un termistor acoplado en paralelo a un segundo resistor; y un resistor variable que acopla el transistor de la fuente de corriente al circuito de resistencia linearizado; con lo cual el circuito de resistencia linearizado está correlacionado a un cambio en la temperatura ambiental .

5. El circuito de control de distorsión de conformidad con la reivindicación 1, mediante el cual el circuito no lineal proporciona atenuación selectiva de la señal, con base en la magnitud de la señal; mediante la cual es proporcionada menor atenuación para magnitudes de señal más grandes, y es proporcionada más atenuación para magnitudes de señal más pequeñas.