ES2206218T3 - Generador de distorsion no lineal. - Google Patents
Generador de distorsion no lineal.Info
- Publication number
- ES2206218T3 ES2206218T3 ES00919766T ES00919766T ES2206218T3 ES 2206218 T3 ES2206218 T3 ES 2206218T3 ES 00919766 T ES00919766 T ES 00919766T ES 00919766 T ES00919766 T ES 00919766T ES 2206218 T3 ES2206218 T3 ES 2206218T3
- Authority
- ES
- Spain
- Prior art keywords
- resistor
- signal
- distortion
- linear
- circuit
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Lifetime
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
- H03F1/32—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion
- H03F1/3241—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion using predistortion circuits
- H03F1/3276—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion using predistortion circuits using the nonlinearity inherent to components, e.g. a diode
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
- H03F1/30—Modifications of amplifiers to reduce influence of variations of temperature or supply voltage or other physical parameters
- H03F1/303—Modifications of amplifiers to reduce influence of variations of temperature or supply voltage or other physical parameters using a switching device
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Physics & Mathematics (AREA)
- Nonlinear Science (AREA)
- Amplifiers (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
- Semiconductor Lasers (AREA)
Abstract
Circuito externo de control de distorsión para el uso en un sistema CATV para la atenuación selectiva de una señal CATV, que comprende: un puerto (101) de entrada de señales; un circuito no lineal acoplado a dicho puerto de entrada y que comprende: una red atenuadora en pi, modificada, que comprende unos primer y segundo resistores (105, 106) acoplados en paralelo; dichos primer y segundo resistores (105, 106) acoplados en serie con un tercer resistor (108) y un cuarto resistor (112); estando dicho cuarto resistor conectado a tierra; unos primer y segundo diodos (109, 110), cada uno acoplado en paralelo con dicho tercer resistor (108); un quinto resistor (107) que deriva ambos de los dos diodos (109, 110); y un puerto (114) de salida para emitir dicha señal selectivamente atenuada desde dicho circuito no lineal; estando dicho puerto de salida acoplado al tercer resistor y al cuarto resistor, por lo que dichos primer, segundo y quinto resistores (105, 106, 107) proporcionan una tensión de polarización de c.c. a través de dichos diodos (109, 110).
Description
Generador de distorsión no lineal.
La presente invención se refiere, en general, a
los sistemas de comunicación que emplean dispositivos de
amplificación. Más concretamente, la invención concierne a un
generador de predistorsión o de postdistorsión no lineales para el
acoplamiento en línea con un amplificador, un detector óptico o un
láser, para minimizar la distorsión de señal provocada por la
amplificación.
Los amplificadores se utilizan comúnmente en
muchos tipos de aplicaciones de comunicación. Aunque es preferible
mantener los amplificadores dentro de su margen lineal de
funcionamiento, cada vez más ha sido necesario extender el
funcionamiento de los amplificadores a regiones de funcionamiento de
alta potencia y de alta frecuencia. Normalmente, la potencia de
salida de un amplificador está limitada por la
no-linealidad de los dispositivos activos,
incluyendo transistores bipolares y de efecto de campo (FET). Estas
no-linealidades dan como resultado distorsiones que
afectan a la señal que está siendo amplificada. La reducción de las
distorsiones no lineales de un amplificador tiene como resultado
aumentos de la potencia de salida, del intervalo dinámico del
sistema y de la relación portadora/ruido. Por consiguiente, para el
funcionamiento eficaz del amplificador es primordial minimizar las
distorsiones y conseguir una respuesta en frecuencia lineal.
Minimizar la distorsión es particularmente
importante cuando una serie de amplificadores se dispone en serie
en una ruta de transmisión de señales, tal como una serie de
amplificadores de RF en un sistema de transmisión de televisión por
cable (CATV). Dispuestos por todo un sistema de televisión por
cable se encuentran amplificadores de RF que amplifican
periódicamente las señales transmitidas para contrarrestar la
atenuación de cable y la atenuación ocasionada por componentes CATV
pasivos, tales como divisores y ecualizadores de señal. Los
amplificadores de RF también se emplean para mantener la relación
portadora/ruido deseada. Debido al número de amplificadores de RF
empleados en un determinado sistema CATV de transmisión, cada
amplificador de RF debe proporcionar una degradación mínima a la
señal transmitida.
Muchos amplificadores están sometidos a un amplio
intervalo de temperaturas ambiente de funcionamiento. Estos cambios
de temperatura pueden afectar a las características de
funcionamiento de ciertos componentes así distorsiones adicionales.
Un intervalo de temperaturas de -40°C a +85°C no es inusual para
muchas aplicaciones de amplificadores en un entorno de comunicación.
Para garantizar un rendimiento constante en el ancho de banda
operativo, y para minimizar las distorsiones resultantes, un
amplificador debe diseñarse para un amplio intervalo de
temperaturas ambiente de funcionamiento.
Las distorsiones generadas por un amplificador
que son de importancia primordial son las distorsiones y la
intermodulación armónicas de segundo (par) y de tercer (impar)
orden. Los diseños de amplificadores de la técnica anterior han
intentado atenuar los efectos de las distorsiones de orden par
empleando topologías de amplificadores en contrafase, puesto que la
máxima cancelación de segundo orden tiene lugar cuando se mantiene
la misma relación de amplitud y fase de 180° en todo el ancho de
banda. Esto se consigue a través de una ganancia igual en las dos
mitades de contrafase, adaptando las características funcionales de
los dispositivos activos.
Sin embargo, la distorsión de orden impar es
difícil de remediar. Las características de la distorsión de orden
impar de un amplificador se manifiestan como distorsiones de
intermodulación (mod X) y de batido de tercer orden (CTB) en la
señal que se está amplificando. La mod X tiene lugar cuando el
contenido modulado de un canal que se está transmitiendo interfiere
con y se convierte en parte de un canal adyacente o no adyacente.
La CTB resulta de la combinación de tres frecuencias de portadoras
que se producen en las proximidades de cada portadora puesto que
las portadoras normalmente están espaciadas por igual a través del
ancho de banda de frecuencia. De las dos distorsiones indicadas, la
CTB resulta más problemática cuando se incrementa el número de
canales en un determinado sistema CATV. Aunque la distorsión mod X
también aumenta en proporción al número de canales, la posibilidad
de la CTB es más drástica debido al número ampliado de
combinaciones disponibles de entre el número total de canales
transmitidos. A medida que aumenta el número de canales
transmitidos por un sistema de comunicación, o los canales se sitúan
próximos entre sí, la distorsión de orden impar se convierte en un
factor limitante del rendimiento del amplificador.
Existen tres formas básicas de corregir la
distorsión creada por un dispositivo no lineal (DNL): 1) reducir el
nivel de potencia de la señal; 2) utilizar una técnica de control
anticipado (feed forward); y 3) emplear una técnica de
predistorsión o de postdistorsión. El primer método reduce el nivel
de potencia de la señal, de tal manera que el DNL está funcionando
en su región lineal. Sin embargo, en el caso de un amplificador de
RF, esto da como resultado un consumo de potencia muy alto para una
baja potencia de salida de RF.
El segundo método es la técnica de control
anticipado. Al emplear esta técnica, la señal de entrada del
circuito principal de amplificación se muestrea y se compara con la
señal de salida para determinar la diferencia entre las señales. A
partir de esta diferencia, se extrae el componente de distorsión.
Este componente de distorsión es amplificado luego por un circuito
auxiliar de amplificación y se combina con la salida del circuito
principal de amplificación, de tal manera que los dos componentes
de distorsión se cancelan entre sí. Aunque esto mejora las
características de distorsión del amplificador, la potencia
consumida por el circuito auxiliar de amplificación es comparable a
aquélla consumida por el circuito principal de amplificación. Este
sistema de circuitos es también complejo y muy sensible a la
temperatura.
El tercer método es la técnica de predistorsión o
de postdistorsión. En función de si la señal de distorsión de
compensación se genera antes o después del dispositivo no lineal,
se utiliza el correspondiente término predistorsión o
postdistorsión. En esta técnica, se calcula y se genera una señal de
distorsión igual en amplitud, pero opuesta en fase, al componente
de distorsión generado por el circuito amplificador. Ésta se emplea
para cancelar la distorsión a la entrada (para la predistorsión) o
a la salida (para la postdistorsión) del amplificador, mejorando
así las característica; de funcionamiento del amplificador.
Uno de estos diseños de distorsión, tal como se
describe en el documento de patente estadounidense n° 5.703.530 y
se muestra en la figura 1, se basa en una red tradicional de
atenuación \pi y en una línea de retardo para la compensación de
la ganancia; y en un par de diodos acoplado a una línea de retardo
para la compensación de la distorsión y de la fase. Este circuito
genera una distorsión que es igual en amplitud, pero opuesta en
fase, a la distorsión introducida por el amplificador. En las
figuras 2 y 3 se muestran gráficas de las distorsiones aportadas
por el generador de distorsión y de las distorsiones manifestadas
por el amplificador. Tal como se muestra, la señal de distorsión
compensa las distorsiones generadas por el amplificador. Sin
embargo, el uso de líneas de retardo de esa manera es poco práctico
puesto que las líneas de retardo son físicamente grandes, son
difíciles de ajustar y los resultados son inconsistentes en un
amplio intervalo de frecuencia. Adicionalmente, para una
compensación correcta se requiere tanto la información de amplitud
como la de fase. El documento de patente 5.703.530 también afirma
que el sistema descrito allí no es ideal para ciertas aplicaciones,
tales como la predistorsión para amplificadores de RF de CATV,
debido a las pérdidas excesivas introducidas por el circuito de
distorsión.
El documento de patente estadounidense n°
5.523.716 describe otro ejemplo de un diseño de compensación de
distorsión; estando dirigido este diseño a sistemas de comunicación
vía satélite. Debido al intervalo de alta potencia del
funcionamiento del sistema de satélites descrito en el documento de
patente 5.523.176, la señal recibida de RF acciona el par de diodos
y, en consecuencia, no es necesario un circuito de polarización.
Debido al nivel extremadamente bajo de señal para las aplicaciones
CATV, y debido a las frecuencias de funcionamiento mucho más bajas,
un diseño de este tipo no funcionaría eficazmente en un entorno
CATV.
Un diseño de predistorsión en línea, según se
describe en el documento de patente estadounidense n° 5.798.854,
proporciona una compensación para los DNL al aplicar una señal
predistorsionada igual en magnitud, pero opuesta en fase, a la
distorsión producida por el DLN. Sin embargo, el sistema de
circuitos descrito allí no está adaptado al DNL. Adicionalmente, el
documento de patente 5.798.854 presenta un diseño que es típico de
la técnica anterior en el uso de una polarización de alta
resistencia para los diodos. Esto reducirá la eficacia de la
corrección e incrementará los efectos de temperatura sobre el
circuito.
Por consiguiente, existe una demanda de un
generador de distorsión sencillo que contrarreste la distorsión
originada por un DNL. El circuito no debería introducir un retardo
adicional de señal y debería funcionar en un amplio ancho de banda
de frecuencia y en un amplio intervalo de temperaturas
ambientales.
La presente invención es un generador de
predistorsión o de postdistorsión en línea para acoplarse en línea
con un DNL para producir una señal de salida de amplitud útil, pero
con bajas distorsiones de batido de tercer orden y de
intermodulación. El generador de distorsión comprende un atenuador
no lineal con control instantáneo que utiliza la corriente no
lineal que circula a través de un par de diodos para proporcionar
la cantidad adecuada de atenuación de señal en todo el ancho de
banda de frecuencia. El sistema de circuitos del generador de
distorsión está siempre adaptado al DNL, garantizando así una
respuesta de frecuencia que es predecirse y está predefinida. El
generador de distorsión también incluye un circuito de compensación
de temperatura para garantizar el funcionamiento consistente en un
amplio intervalo de temperaturas.
Por consiguiente, es un objeto de la presente
invención proporcionar un generador de distorsión compensado para
la temperatura que minimice las distorsiones de intermodulación y
de batido de tercer orden manifestadas por un DNL, tal como un
amplificador de RF, un diodo láser o un fotodetector.
Otros objetos y ventajas de la presente invención
resultarán evidentes para los expertos en la técnica tras la
lectura de una descripción detallada de la realización
preferida.
La figura 1 es un diagrama esquemático de un
generador de distorsión de la técnica anterior.
La figura 2 es una gráfica combinada del efecto
de utilizar las salidas del generador de distorsión de la técnica
anterior mostrado en la figura 1 con un amplificador de RF.
La figura 3 es una gráfica combinada del efecto
de utilizar las salidas del generador de distorsión de la técnica
anterior mostrado en la figura 1 con un amplificador de RF.
La figura 4 es un diagrama esquemático de un
atenuador en \pi.
La figura 5 es un diagrama de señales de la
corriente no lineal de los diodos originada por la tensión de
entrada.
La figura 6 es un diagrama esquemático de la
realización preferida del generador de distorsión de la presente
invención.
La figura 7 es un diagrama esquemático del
circuito de compensación de temperatura.
La realización preferida de la presente invención
se describirá con referencia a las figuras de los dibujos en las
que los mismos números representan elementos similares en todo el
documento. Aunque, para simplificar la explicación, la realización
preferida de la presente invención se describirá como estando
acoplada a un amplificador de RF, los expertos en la técnica
reconocerían claramente que un generador de distorsión de este tipo
también podría utilizarse para la distorsión en transmisores láser,
fotodetectores y otros componentes electrónicos que funcionan en un
amplio intervalo de frecuencias. No se pretende que la descripción
del presente documento sea limitante, sino que se persigue que sea
ilustrativa.
La presente invención se describirá con
referencia a la figura 4, según la que se muestra una red 20
atenuadora en \pi. La red 20 comprende una configuración
seleccionada de resistores Z_{1}, R_{1}, R_{2}, R_{3},
Z_{0}, R_{p}. La fuente de señales se introduce en la entrada
30 de señales y la salida de la red 20 atenuadora se observa a
través de la salida 95. Z_{1} es la fuente de impedancia interna,
que debería ser igual a la impedancia Z_{0} del sistema, que se
observa a través de la salida 95. En una realización de la invención
para el uso con un sistema CATV, los valores Z_{1} y Z_{0} de
impedancia son iguales a 75 ohmios. Tres de los resistores R_{1},
R_{2}, R_{3} forman una configuración atenuadora en \pi.
Preferiblemente, los valores (Y) de los resistores R_{2} y
R_{3} son iguales y sustancialmente mayores que el valor (X) del
resistor R_{1}. El resistor R_{p} está conectado en paralelo con
el resistor R_{1}.
Como reconocería claramente un experto en la
técnica, cuando se cumple la siguiente condición:
Ecuación (1)X =
2Z_{0}{}^{2}Y/(Y^{2}-Z_{0}{}^{2})
la red 20 atenuadora está adaptada a la entrada y
salida, desde c.c. hasta frecuencias muy altas. Para un ejemplo del
atenuador, cuando X = 7,5 e Y = 1,5K, la atenuación A de potencia
para esta red 20 atenuadora
es:
Ecuación (2)A =
\left(\frac{\frac{2 (YZ_{0}/ (Y + Z_{0}) + X) Y (YZ_{0}/ (Y +
Z_{0}))}{(Y + X + YZ_{0}/(Y + Z_{0}))(X + (YZ_{0}/(Y +
Z_{0})))}}{Z_{0} + \frac{(YZ_{0}/(Y + Z_{0}) + X)Y}{X + Y +
YZ_{0}/(Y +
Z_{0})}}\right)^{2}
Con la condición cuando Z_{0} << Y, (como
es el caso cuando X = 7,5 e Y = 1,5K):
Ecuación (3)A \cong
(2Z_{0}/(2Z_{0}+
X))^{2}
Ecuación (4)A(dB) =
10 \ log \
A
Cuando X = 7,5 e Y = 1,5k, A (dB) \cong 0,42dB.
Esto significa que la red 20 atenuadora tiene pérdidas muy bajas de
inserción y una buena respuesta de frecuencia. Cuando X tiene una
pequeña variación debido a la paralela de R_{p}, mostrada en la
figura 4, a partir de la ecuación (3)
Ecuación (5)Delta \ A (dB)
\cong -8,68 \frac{Delta \ X}{2Z_{0} +
X}
Ecuación (6)Delta \ X =
\frac{XR_{p}}{X + R_{p}} - X = -
\frac{X^{2}}{R_{p}}
A partir de la ecuación (6):
Ecuación (7)Delta \ A (dB)
\cong 8,68
\frac{X^{2}}{2Z_{0}R_{p}}
Por ejemplo, si R_{p} = 375 ohmios,
entonces:
Ecuación (8)Delta \
A(dB) \cong 8,68 \frac{7,5}{150} \frac{7,5}{375} =
0,00868dB
La ecuación (8) muestra que cuando R_{p} (375
ohmios) está en paralelo con R_{1} (7,5 ohmios), la atenuación se
reducirá en 0,00868dB. Esta cantidad de cambio de atenuación se
necesita para la compensación no lineal de un amplificador. Este
ejemplo también muestra que cuando el valor de R_{p} >>
R_{1}, (es decir, cuando R_{p} es 50 veces mayor que R_{1}),
añadir R_{p} en paralelo con R_{1} casi no tiene ningún efecto
en la adaptación de impedancia, y la caída de tensión por encima de
R_{p} viene determinada principalmente por el valor de
R_{1}.
Sin embargo, si se utiliza un resistor R_{p}
lineal en la red 20 atenuadora, no se producirá señal de distorsión
alguna. La red 20 atenuadora, tal como se muestra, es un
dispositivo lineal. Para que un circuito de distorsión funcione de
forma eficaz, se utilizan diodos para crear una resistencia no
lineal. Preferiblemente, se utilizan diodos Schottky. A intensidad
baja, la intensidad del diodo es exponencialmente proporcional a la
tensión a través del diodo. Por tanto, pueden utilizarse diodos
como una resistencia no lineal. Para aplicaciones no lineales, la
cantidad de atenuación puede calcularse como:
Ecuación (9)Delta \
A(dB) = 8,68 \frac{X}{2Z_{0}} \frac{X}{R_{p}} \cong 8,68
\frac{X}{2Z_{0}}\frac{I_{p}}{I_{1}}
Donde I_{p} es la corriente que circula a
través de R_{p} (la resistencia no lineal). I_{1} es la
corriente que circula a través de R_{1}. La ecuación 9
proporciona la relación del cambio de atenuación debido al cambio de
corriente en I_{p}. Esta ecuación es precisa en un amplio
intervalo de frecuencias. La relación entre la atenuación delta y
un cambio en la corriente sigue siendo válida cuando la resistencia
es un resistor no lineal. Por consiguiente, la ecuación 9
proporciona una buena estimación sobre cuánta corriente no lineal se
requiere con fines de predistorsión o de postdistorsión.
Haciendo referencia a la figura 5, cuando la onda
sinusoidal de tensión de entrada cambia de V_{1} a V_{2} a
V_{3}, la corriente de salida cambia de I_{1} a I_{2} a
I_{3}, respectivamente. La corriente no lineal utilizada para la
corrección de tercer orden es:
Ecuación (10)I_{no \ lineal}
\cong I_{1} - 2I_{2} +
I_{3}
A partir de la ecuación 9, la corriente no lineal
necesitada es:
Ecuación (11)Delta \
A_{corrección \ no \ lineal} (dB) \cong 8,68\frac{X I_{no \
lineal}}{2Z_{0}
I_{salida}}
La corriente no lineal sólo será útil con fines
de predistorsión y de postdistorsión. La ecuación 11 puede
rescribirse de la siguiente manera:
Ecuación (12)Delta \
A_{corrección \ no \ lineal}(dB) = 8,68\frac{I_{no \ lineal \
ef}}{I_{salida}}
Ecuación (13)I_{no \ lineal
\ ef} \cong \frac{I_{no \
lineal}}{R_{1}/(2Z_{0})}
Por consiguiente, en la ecuación 12, I_{no \
lineal \ ef} es la corriente no lineal efectiva que va al puerto
114 de salida, que se muestra en la figura 6. I_{salida} en la
ecuación 12 es la corriente total que va al puerto 114 de salida.
La ecuación 13 muestra que sólo una pequeña parte de la corriente no
lineal de diodo se está utilizando de manera eficaz para la
corrección.
La red 20 atenuadora en \pi tiene una pérdida
baja de inserción y la caída de tensión de la tensión de entrada en
R_{1} (mostrada en la figura 4) es proporcional a la tensión de
entrada. Esta tensión puede utilizarse para excitar un par de
diodos para que produzcan una corriente no lineal. La corriente no
lineal que circula en los diodos hará que un atenuador proporcione
menos atenuación para amplitudes de RF mayores (es decir, cuando la
señal de entrada tiene una potencia mayor). Esto puede utilizarse
para compensar la compresión de señal originada por la
amplificación. Debido al valor relativamente alto de la resistencia
no lineal del diodo, la adaptación de la red atenuadora permanece
prácticamente inalterada. Esta adaptación no se cambiará, ni
siquiera con la temperatura. Adicionalmente, la respuesta de
frecuencia a través de bandas de frecuencia de múltiples octavas es
favorable.
Haciendo referencia a la figura 6, se muestra la
realización preferida del atenuador 100 para la predistorsión y la
postdistorsión. El atenuador 100 de la presente invención incluye
varios componentes adicionales que modifican un atenuador en \pi
tradicional para conseguir un rendimiento significativamente mejor
en un amplio intervalo de frecuencias y de temperaturas. El
atenuador 100 tiene un puerto 101 de entrada, un puerto 114 de
salida y un puerto 116 de control de polarización. El atenuador 100
puede utilizarse en una configuración de predistorsión con un
amplificador o en una configuración de postdistorsión. Para una
configuración de predistorsión, el puerto 114 de salida está
conectado a la entrada de un amplificador. Para la configuración de
postdistorsión tal como se muestra en la figura 6, una señal de
salida generada por un amplificador se aplica al puerto 101 de
entrada. El atenuador 100 incluye los resistores 105, 106, 107,
108, 112; los condensadores 102, 103, 104, 111, 113, 115; y los
diodos 109, 110.
La función de los resistores 105, 106, 107, 108,
112 y de los condensadores 102, 103, 104, 111, 113, 115 es formar
una red atenuadora en \pi modificada en comparación con la red 20
atenuadora en \pi mostrada en la figura 4. Los condensadores 102,
103, 104, 111, 113, y 115 también se utilizan el bloqueo de c.c. y
para el acoplamiento de c.a. Desde un punto de vista de la c.a., la
combinación en paralelo de los resistores 105 y 106 es
funcionalmente equivalente al resistor R_{2} de la figura 4.
Preferiblemente, los valores de los resistores 105 y 106 se
deberían elegirse de tal manera que la combinación en paralelo sea
equivalente al valor de la resistencia del resistor 112, (es decir,
((R_{105}*R_{106})/(R_{105} + R_{106})) = R_{112}). El
resistor 108 es funcionalmente equivalente al resistor R_{1} de la
figura 4; y la combinación en serie del resistor 112 y el
condensador 11 es funcionalmente equivalente al resistor R_{3})
de la figura 4. El valor del resistor 107 no tiene efecto sobre la
atenuación de señales de RF.
La otra función de los resistores 105, 106 y 107
es suministrar una polarización de c.c. a los diodos 109, 110. En
primer lugar, los diodos 109, 110 se conectan en serie; y la
combinación en serie se conecta en paralelo al resistor 107. Debido
a que el resistor 107 tiene un bajo valor de resistencia y está en
paralelo con los diodos 109, 110, la caída de tensión a través de
los diodos 109, 110 vendrá determinada primordialmente por la
resistencia del resistor 107. Si la circulación de corriente de
c.c. en el resistor 107 es mucho mayor que la circulación de
corriente en los diodos 109, 110, la caída de tensión de c.c. a
través del diodo 109, 110 será muy estable y será insensible a la
presencia o a la ausencia de una señal en el puerto 101 de
entrada.
Las funciones integradas de atenuación de señal y
de suministro de polarización a los diodos evitan cualquier efecto
parásito debido a la introducción de sistemas de circuitos de
polarización adicionales. Esto permite una respuesta de frecuencia
elevada y una adaptación de impedancias favorable.
Desde una perspectiva de c.c., el resistor 107,
en paralelo con los ondensadores 103 y 104, proporciona un circuito
disipativo a los condensadores 103, 104. Por tanto, el resistor 107
descargará la carga eléctrica acumulada de los ondensadores 103,
104 conectados en cada ciclo de c.a.
El diodo 109 está conectado al resistor 108 a
través del condensador 104, mientras que el diodo 110 está
conectado al resistor 108 a través del condensador 103. El diodo
109 es responsable de la corrección de la distorsión de RF durante
la parte negativa del ciclo de c.a., mientras que el diodo 110
tiene la misma función durante la mitad positiva del ciclo de c.a.
La corriente no lineal del diodo 109 carga el condensador 104, y la
corriente no lineal del diodo 110 carga el condensador 103. Debido
a la configuración del circuito, la tensión producida en los
condensadores 103 y 104 tiene el mismo valor pero signo diferente.
La pequeña resistencia del el resistor 107 conectado a los
condensadores 103, 104, descarga la carga eléctrica acumulada
durante cada ciclo de c.a. Como resultado, no hay caída de tensión
adicional de corriente continua a través de los condensadores 103,
104 debido a las señales de RF de entrada. Esto permite al diodo
109, 110 proporcionar la máxima corriente no lineal con el objetivo
de la corrección.
La presente invención tiene varias ventajas
especiales respecto a la técnica anterior. Debido a su estructura
simétrica, el atenuador 100 sólo produce una distorsión de orden
par. Por consiguiente, el circuito no degrada el rendimiento de
segundo orden de un DNL. El atenuador 100 también utiliza dos
resistencias 107, 108 bajas en serie. Desde una perspectiva de
c.c., el resistor 107 mejora significativamente la eficacia de la
corrección y reduce la susceptibilidad a los efectos de la
temperatura ambiente. Desde una perspectiva de c.a., el resistor
108 prevé una corrección de la distorsión con bajas pérdidas de
inserción. Debido al diseño del atenuador 100, la caída de tensión a
través del resistor 108 carga completamente los diodos 109, 110,
incluso durante el funcionamiento no lineal de los diodos 109, 110.
Como resultado, se utiliza una corriente no lineal máxima con fines
correctivos. Por último, el ajuste de fase adecuado de las señales
de distorsión es inherente al diseño, evitándose así sistemas de
circuitos de fase y líneas de retardo adicionales. Esto permite un
diseño de circuitos que es mucho menos complejo y tiene como
resultado un diseño compacto y robusto.
La tabla 1 proporciona un listado de los
componentes mostrados en la figura 6. Sin embargo, un experto en la
técnica reconocerá claramente que los valores mostrados en la tabla
1 únicamente tienen fines explicativos, y no debería considerarse
que limitan la invención. Por ejemplo, el valor del resistor 108
puede oscilar desde aproximadamente 2\Omega a 30\Omega.
Asimismo, el valor del resistor 107 puede oscilar desde
aproximadamente 100\Omega a 3000\Omega.
| Componente | Valor o identificación |
| 102 | 0,1 \muf |
| 103 | 0,1 \muf |
| 104 | 0,1 \muf |
| 105 | 6 K\Omega |
| 106 | 6 K\Omega |
| 107 | 330 \Omega |
| 108 | 7,5 \Omega |
| 109 | HP HSMS-2822#L30 |
| 110 | HP HSMS-2822#L30 |
| 111 | 0,1 \muf |
| 112 | 3 K\Omega |
| 113 | 0,1 \muf |
| 114 | 75 \Omega |
| 115 | 0, 1 \muf |
Tal como se describió anteriormente, el atenuador
100 utiliza la corriente no lineal producida por los diodos 109,
110 para compensar la compresión de tensión originada por un DNL.
Tal como se muestra, el atenuador 100 comprende capacitancia,
resistencia y dos diodos. Los diodos son los únicos componentes que
son sensibles al cambio de temperatura y los únicos componentes que
requieren corrección durante el funcionamiento en un amplio
intervalo de temperaturas. Existen tres factores que deben tenerse
en cuenta al hacer funcionar el atenuador 100 en un amplio
intervalo de temperaturas:
1) La corriente de funcionamiento de los diodos
cambiará si la tensión de polarización permanece constante mientras
cambia la temperatura ambiente. Con la misma oscilación de la
tensión de entrada en el puerto 101 de entrada y la misma tensión
depolarización, se creará más corriente no lineal de diodo a medida
que aumente la temperatura ambiente.
2) Cuando aumente la temperatura ambiente, el
diodo producirá menos corriente no lineal de corrección para la
misma tensión de señal de entrada y la misma corriente de
polarización de diodo.
3) Los DNL normalmente presentan más distorsión
a medida que aumenta la temperatura ambiente. Por consiguiente, se
requiere una corriente no lineal de diodo mayor para la corrección
de la distorsión mayor.
Todos los efectos de temperatura experimentados
por el atenuador 100 están relacionados con la tensión de
polarización. Algunos de los efectos son aditivos, mientras que
otros son sustractivos. Sin embargo, el resultado es que, para una
temperatura dada, habrá una tensión óptima de polarización para
producir la salida adecuada de corrección. La corrección adecuada de
la temperatura se conseguirá cuando haya un cambio predefinido de
la tensión de polarización respecto a la temperatura.
Haciendo referencia a la figura 7, se muestra la
realización preferida del circuito 200 de compensación de la
temperatura. El circuito 200 de compensación de la temperatura
controla la polarización de los diodos 109, 110 (mostrados en la
figura 6) para la compensación óptima de la distorsión. Tal como se
muestra, el circuito 200 de compensación de la temperatura
comprende dos transistores 206, 213; un condensador 216; nueve
resistores 201, 202, 203, 204, 207, 209, 210, 214, 215; dos diodos
205, 208; y un termistor 211 de coeficiente de temperatura
negativo.
El termistor 211 de coeficiente de temperatura
negativo está acoplado en paralelo con el resistor 210 para formar
una resistencia linealizada de temperatura, que está correlacionada
con un cambio en la temperatura. El transistor 206 PNP proporciona
una fuente de corriente constante, a través de su colector, a la
combinación 210, 211 linealizadade resistores. La corriente
constante proporcionada por el transistor 206 PNP induce un cambio
de tensión linealizado a través de la combinación 210, 211 de
resistores, a medida que cambia la temperatura. Al ajustar el valor
del resistor 202 variable, la cantidad de corriente constante a
través del transistor 206 PNP puede modificarse. Por tanto, la
oscilación de la tensión con la temperatura puede modificarse. La
corriente constante también pasa a través del resistor 209
variable, creando así una caída de tensión constante que se utiliza
como punto inicial de polarización para el ajuste de la tensión de
polarización. Al ajustar selectivamente la resistencia de los
resistores 202 y 209, puede obtenerse cualquier combinación de
oscilación de tensión y tensión de polarización inicial. Un
transistor 213 NEN, que es un transistor seguidor de emisor,
proporciona la tensión de polarización de control desde la línea
217, a través de la línea 116, al atenuador 100, tal como se
muestra en la figura 7. Los dos diodos 205 y 208 se utilizan para
compensar la tensión de unión de los dos transistores 206, 213, que
cambia con la temperatura.
La tabla 2 proporciona un listado de los
componentes mostrados en la figura 7. Sin embargo, un experto en la
técnica reconocerá claramente que los valores mostrados en la tabla
2 únicamente tienen fines explicativos, y no debería considerarse
que limitan la invención.
| Componente | Valor de identificación |
| 201 | 16 K\Omega |
| 202 | 3,3 K\Omega |
| 203 | 4,7 K\Omega |
| 204 | 50 K\Omega |
| 205 | 1N4148 |
| 206 | 2N3906 |
| 207 | 2 K\Omega |
| 208 | 1N4148 |
| 209 | 1,5 K\Omega |
| 210 | 2 K\Omega |
| 211 | DKE 402N10 |
| 212 | 100 \Omega |
| 213 | 2N3904 |
| 214 | 100 \Omega |
| 215 | 3K \Omega |
| 216 | 50 \muf |
Debería reconocerse que la presente invención
proporciona un diseño de atenuador no lineal instantáneo de tensión
controlada combinado con un suministro de polarización para una
eficacia de corrección no lineal y una estabilidad de temperatura
de polarización óptimas. Aunque no se emplee el circuito 200 de
compensación de la temperatura tal como se describe en el presente
documento, la realización preferida de la presente invención
proporciona una adecuada corrección de la distorsión en un amplio
intervalo de temperaturas. Cuando se utiliza el circuito 200 de
compensación de temperatura, los resultados de la compensación de
la distorsión pueden mejorarse adicionalmente. Por consiguiente,
debe sopesarse un equilibrio entre el rendimiento del circuito de
compensación y la complejidad del circuito.
Claims (5)
1. Circuito externo de control de distorsión para
el uso en un sistema CATV para la atenuación selectiva de una
señal CATV, que comprende:
un puerto (101) de entrada de señales;
un circuito no lineal acoplado a dicho puerto de
entrada y que comprende:
- una red atenuadora en \pi, modificada, que comprende unos primer y segundo resistores (105, 106) acoplados en paralelo; dichos primer y segundo resistores (105, 106) acoplados en serie con un tercer resistor (108) y un cuarto resistor (112); estando dicho cuarto resistor conectado a tierra;
- unos primer y segundo diodos (109, 110), cada uno acoplado en paralelo con dicho tercer resistor (108);
- un quinto resistor (107) que deriva ambos de los dos diodos (109, 110); y
un puerto (114) de salida para emitir dicha señal
selectivamente atenuada desde dicho circuito no lineal; estando
dicho puerto de salida acoplado al tercer resistor y al cuarto
resistor,
por lo que dichos primer, segundo y quinto
resistores (105, 106, 107) proporcionan una tensión de polarización
de c.c. a través de dichos diodos (109, 110).
2. Circuito de control de distorsión según la
reivindicación 1, que incluye además un circuito (200) de
compensación de temperatura para ajustar selectivamente dicha
tensión de polarización de c.c. en respuesta a un cambio en la
temperatura ambiente.
3. Circuito de control de distorsión según la
reivindicación 1, en el que dicho tercer resistor (108) genera una
tensión proporcional a dicha señal de entrada; por lo que dicha
tensión proporcional genera una corriente no lineal a través de al
menos uno de dichos diodos (109, 110), generando así una
resistencia no lineal para atenuar selectivamente dicha señal.
4. Circuito de control de distorsión según la
reivindicación 2, en el que dicho circuito de compensación de la
temperatura comprende:
un transistor (206) de fuente de corriente
constante;
un segundo transistor (213) acoplado a la salida
de dicho transistor de fuente de corriente, para emitir dicha
tensión de polarización de c.c.;
un circuito de resistencia linealizada que tiene
un termistor (211) acoplado en paralelo a un segundo resistor
(210); y
un resistor (209) variable que acopla dicho
transistor de fuente de corriente a dicho circuito de resistencia
linealizada;
por lo que el circuito de resistencia linealizada
está relacionado con un cambio en la temperatura del ambiente.
5. Circuito de control de distorsión según la
reivindicación 1, según el cual dicho circuito no lineal
proporciona atenuación selectiva de la señal basándose en la
magnitud de la señal; por lo que se proporciona menos atenuación
para magnitudes de señal más grandes y se proporciona más
atenuación para magnitudes de señal más pequeñas.
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US09/282,958 US6577177B2 (en) | 1999-04-01 | 1999-04-01 | Non-linear distortion generator |
| US282958 | 1999-04-01 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| ES2206218T3 true ES2206218T3 (es) | 2004-05-16 |
Family
ID=23083869
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| ES00919766T Expired - Lifetime ES2206218T3 (es) | 1999-04-01 | 2000-03-29 | Generador de distorsion no lineal. |
Country Status (12)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6577177B2 (es) |
| EP (1) | EP1166435B1 (es) |
| KR (1) | KR20010111287A (es) |
| CN (1) | CN1345478A (es) |
| AT (1) | ATE249693T1 (es) |
| AU (1) | AU761636B2 (es) |
| CA (1) | CA2368578A1 (es) |
| DE (1) | DE60005163T2 (es) |
| ES (1) | ES2206218T3 (es) |
| MX (1) | MXPA01009899A (es) |
| TW (1) | TW498603B (es) |
| WO (1) | WO2000060734A1 (es) |
Families Citing this family (23)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2003243939A (ja) * | 2002-02-14 | 2003-08-29 | Seiko Epson Corp | 歪み補償回路 |
| US6985020B2 (en) * | 2002-07-09 | 2006-01-10 | General Instrument Corporation | Inline predistortion for both CSO and CTB correction |
| DE10361434B3 (de) * | 2003-12-23 | 2005-09-15 | Hußenöder, Helmut | Versteifungseinrichtung für einen Handschuh, insbesondere Torwarthandschuh |
| US7194012B2 (en) * | 2004-04-05 | 2007-03-20 | Finisar Corporation | Laser driver circuit for externally modulated lasers |
| EP1779558B1 (en) * | 2004-08-12 | 2012-11-28 | Triaccess Technologies, Inc | Level detector for optical receivers |
| JP4319681B2 (ja) * | 2004-10-28 | 2009-08-26 | 三菱電機株式会社 | リニアライザ |
| JP4704154B2 (ja) * | 2005-09-02 | 2011-06-15 | 三菱電機株式会社 | ダイオードスイッチおよび減衰器 |
| US7809282B2 (en) * | 2006-05-12 | 2010-10-05 | General Instrument Corporation | Dispersion compensating circuits for optical transmission system |
| US7634198B2 (en) * | 2006-06-21 | 2009-12-15 | Emcore Corporation | In-line distortion cancellation circuits for linearization of electronic and optical signals with phase and frequency adjustment |
| US7925170B2 (en) * | 2007-08-07 | 2011-04-12 | Applied Optoelectronics, Inc. | Predistortion circuit including distortion generator diodes with adjustable diode bias |
| US8121493B2 (en) * | 2008-02-05 | 2012-02-21 | Applied Optoelectronics, Inc. | Distortion compensation circuit and method based on orders of time dependent series of distortion signal |
| US8073340B2 (en) * | 2008-02-05 | 2011-12-06 | Applied Optoelectronics, Inc. | Distortion compensation circuit including one or more phase invertible distortion paths |
| EP2164170A1 (en) * | 2008-09-15 | 2010-03-17 | Forschungsverbund Berlin E.V. | Self-adjusting gate bias network for field effect transistors |
| US8320773B2 (en) * | 2008-10-03 | 2012-11-27 | Applied Optoelectronics, Inc. | Reducing cross-modulation in multichannel modulated optical systems |
| US9191111B2 (en) * | 2008-10-03 | 2015-11-17 | Applied Optoelectronics, Inc. | Reducing cross-modulation in multichannel modulated optical systems |
| US7944323B2 (en) * | 2009-01-06 | 2011-05-17 | Skyworks Solutions, Inc. | Temperature-compensated PIN-diode attenuator |
| US8606116B2 (en) | 2011-01-13 | 2013-12-10 | Applied Optoelectronics, Inc. | System and method for distortion compensation in response to frequency detection |
| US8891974B2 (en) | 2012-03-30 | 2014-11-18 | Applied Optoelectronics, Inc. | Distortion compensation circuit including tunable phase path |
| US8787773B2 (en) | 2012-05-09 | 2014-07-22 | Motorola Mobility Llc | Electronic dispersion correction circuit for optical transmission system |
| US8750724B2 (en) | 2012-05-09 | 2014-06-10 | Motorola Mobility Llc | Electronic dispersion correction circuit for optical transmission system |
| JP2015222912A (ja) * | 2014-05-23 | 2015-12-10 | 三菱電機株式会社 | リニアライザ |
| CN106711560B (zh) * | 2016-11-24 | 2020-12-01 | 苏州市新诚氏通讯电子股份有限公司 | 一种大功率氮化铝陶瓷基板100瓦衰减片及其生产方法 |
| EP3863190A4 (en) | 2018-10-31 | 2022-01-12 | Huawei Technologies Co., Ltd. | TEMPERATURE COMPENSATION CIRCUIT AND PHASE ARRAY DEVICE |
Family Cites Families (35)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| GB1381597A (en) | 1971-07-22 | 1975-01-22 | Marconi Co Ltd | High frequency amplifier arrangements |
| DE2656436A1 (de) | 1976-12-14 | 1978-06-15 | Licentia Gmbh | Verstaerker mit intermodulationskompensation |
| DE3024533A1 (de) | 1980-06-28 | 1982-01-21 | Robert Bosch Gmbh, 7000 Stuttgart | Schaltungsanordnung zur breitbandigen kompensation von intermodulationsprodukten dritter ordnung |
| DE3338024A1 (de) | 1983-10-20 | 1985-05-02 | Standard Elektrik Lorenz Ag, 7000 Stuttgart | Verstaerker mit strom-spannungswandlung, insbesondere vorverstaerker eines optischen empfaengers |
| FR2570231A1 (fr) | 1984-09-13 | 1986-03-14 | American Telephone & Telegraph | Recepteur d'ondes lumineuses utilisant un amplificateur a transimpedance de faible puissance |
| NL8602408A (nl) | 1986-09-24 | 1988-04-18 | Philips Nv | Voorversterker voor een optische ontvanger. |
| US4882482A (en) | 1988-10-26 | 1989-11-21 | Tektronix, Inc. | Thermally stabilized optical preamplifier |
| US5161044A (en) | 1989-07-11 | 1992-11-03 | Harmonic Lightwaves, Inc. | Optical transmitters linearized by means of parametric feedback |
| US5132639A (en) | 1989-09-07 | 1992-07-21 | Ortel Corporation | Predistorter for linearization of electronic and optical signals |
| US4992754B1 (en) | 1989-09-07 | 1997-10-28 | Ortel Corp | Predistorter for linearization of electronic and optical signals |
| US4998012A (en) | 1989-12-01 | 1991-03-05 | Scientific Atlanta, Inc. | Fiber optic transimpedance receiver |
| US5172068A (en) | 1990-09-17 | 1992-12-15 | Amoco Corporation | Third-order predistortion linearization circuit |
| US5119392A (en) | 1990-11-21 | 1992-06-02 | Gte Laboratories Incorporated | Second-order predistortion circuit for use with laser diode |
| DE4120029A1 (de) | 1991-06-18 | 1992-12-24 | Kolbe & Co Hans | Schaltung zur verringerung von intermodulation beim einsatz von halbleiterlasern fuer die optische nachrichtenuebertragungstechnik |
| DE4212772A1 (de) | 1992-04-16 | 1993-10-21 | Bosch Gmbh Robert | Schaltungsanordnung zur breitbandigen Vorverzerrung für analoge CATV-Laserdioden |
| US5481389A (en) | 1992-10-09 | 1996-01-02 | Scientific-Atlanta, Inc. | Postdistortion circuit for reducing distortion in an optical communications system |
| EP0594344B1 (en) | 1992-10-21 | 1998-12-23 | AT&T Corp. | Cascaded distortion compensation for analog optical systems |
| CA2120965A1 (en) | 1993-04-14 | 1994-10-15 | Katsumi Uesaka | Distortion generating circuit |
| US5321710A (en) | 1993-04-19 | 1994-06-14 | Raynet Corporation | Predistortion method and apparatus for laser linearization |
| JPH0746150A (ja) | 1993-07-31 | 1995-02-14 | Nec Corp | 無線選択呼出受信機 |
| US5424680A (en) | 1993-11-30 | 1995-06-13 | Harmonic Lightwaves, Inc. | Predistorter for high frequency optical communications devices |
| US5455705A (en) | 1994-03-14 | 1995-10-03 | Analog Devices, Inc. | Transimpedance amplifier for optical receiver |
| US5798854A (en) | 1994-05-19 | 1998-08-25 | Ortel Corporation | In-line predistorter for linearization of electronic and optical signals |
| FR2721156B1 (fr) | 1994-06-13 | 1996-07-26 | Europ Agence Spatiale | Circuit de linéarisation à prédistorsion. |
| US5523716A (en) | 1994-10-13 | 1996-06-04 | Hughes Aircraft Company | Microwave predistortion linearizer |
| US5572161A (en) * | 1995-06-30 | 1996-11-05 | Harris Corporation | Temperature insensitive filter tuning network and method |
| US5589797A (en) | 1995-09-26 | 1996-12-31 | Lucent Technologies Inc. | Low distortion amplifier |
| JP2983160B2 (ja) | 1995-10-06 | 1999-11-29 | 八木アンテナ株式会社 | 高周波増幅装置 |
| EP0827649A1 (en) | 1996-03-20 | 1998-03-11 | Koninklijke Philips Electronics N.V. | Predistortion circuit for an analog signal in a video communication network |
| JPH1022844A (ja) | 1996-07-05 | 1998-01-23 | Fujitsu Ltd | 送信機の非線形歪み検出回路および非線形歪み補償回路 |
| US5850305A (en) | 1996-12-18 | 1998-12-15 | Scientific-Atlanta, Inc. | Adaptive predistortion control for optical external modulation |
| US6122085A (en) | 1997-04-08 | 2000-09-19 | Lucent Technologies Inc. | Lightwave transmission techniques |
| US6069534A (en) | 1997-12-04 | 2000-05-30 | Trw Inc. | Balance photo-receiver with complementary HBT common-base push pull pre-amplifier |
| US6107877A (en) | 1999-04-09 | 2000-08-22 | General Instrument Corporation | Predistortion generator coupled with an RF amplifier |
| US6204718B1 (en) | 1999-06-25 | 2001-03-20 | Scientific-Atlanta, Inc. | Method and apparatus for generating second-order predistortion without third-order distortion |
-
1999
- 1999-04-01 US US09/282,958 patent/US6577177B2/en not_active Expired - Lifetime
-
2000
- 2000-03-29 AU AU40397/00A patent/AU761636B2/en not_active Ceased
- 2000-03-29 CN CN00805840A patent/CN1345478A/zh active Pending
- 2000-03-29 ES ES00919766T patent/ES2206218T3/es not_active Expired - Lifetime
- 2000-03-29 AT AT00919766T patent/ATE249693T1/de not_active IP Right Cessation
- 2000-03-29 MX MXPA01009899A patent/MXPA01009899A/es active IP Right Grant
- 2000-03-29 CA CA002368578A patent/CA2368578A1/en not_active Abandoned
- 2000-03-29 DE DE60005163T patent/DE60005163T2/de not_active Expired - Fee Related
- 2000-03-29 EP EP00919766A patent/EP1166435B1/en not_active Expired - Lifetime
- 2000-03-29 WO PCT/US2000/008255 patent/WO2000060734A1/en not_active Application Discontinuation
- 2000-03-29 KR KR1020017012510A patent/KR20010111287A/ko not_active Application Discontinuation
- 2000-03-31 TW TW089106053A patent/TW498603B/zh not_active IP Right Cessation
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| EP1166435A1 (en) | 2002-01-02 |
| US6577177B2 (en) | 2003-06-10 |
| MXPA01009899A (es) | 2003-07-28 |
| WO2000060734A1 (en) | 2000-10-12 |
| KR20010111287A (ko) | 2001-12-17 |
| TW498603B (en) | 2002-08-11 |
| CN1345478A (zh) | 2002-04-17 |
| DE60005163D1 (de) | 2003-10-16 |
| DE60005163T2 (de) | 2004-07-22 |
| AU4039700A (en) | 2000-10-23 |
| CA2368578A1 (en) | 2000-10-12 |
| AU761636B2 (en) | 2003-06-05 |
| ATE249693T1 (de) | 2003-09-15 |
| EP1166435B1 (en) | 2003-09-10 |
| US20010054927A1 (en) | 2001-12-27 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| ES2206218T3 (es) | Generador de distorsion no lineal. | |
| JP3688995B2 (ja) | 電気および光信号の線形化のための列をなす歪み発生器 | |
| US8736365B2 (en) | Broadband linearization module and method | |
| US7606502B2 (en) | Second order predistortion circuit | |
| US7656227B1 (en) | Techniques to control amplifier gain over process, voltage, and/or temperature (PVT) variations | |
| US6570430B1 (en) | Non-linear distortion generator for both second and third order distortion | |
| US6985020B2 (en) | Inline predistortion for both CSO and CTB correction | |
| ES2210123T3 (es) | Circuito para reducir la distorsion de intermodulacion de segundo y tercer ordenes para una amplificador de rf de banda ancha. | |
| JP2002064340A (ja) | 高周波電力増幅器 | |
| US6580319B1 (en) | Amplitude and phase transfer linearization method and apparatus for a wideband amplifier | |
| KR100262652B1 (ko) | 선왜곡 방식을 이용한 고전력 증폭기의 선형화 회로 | |
| JP2003229727A (ja) | 非線形歪補償回路 | |
| MXPA01009896A (es) | Generador de distorsión no lineal para distorsión de segundo y tercer orden | |
| JPH04286209A (ja) | フィードフォワード増幅器 | |
| MXPA01009895A (es) | Generador de distorsion no lineal | |
| JP2004364106A (ja) | フィードフォワード増幅回路 | |
| KR20000009734U (ko) | 전력증폭기의 다중 선형화 회로 | |
| JP2005020379A (ja) | プリディストータ、およびそれを用いたプリディストーションリニアライザシステム |