MXPA01009896A - Generador de distorsión no lineal para distorsión de segundo y tercer orden - Google Patents

Abstract

La presente invención se refiere a un generador de distorsión en línea para el acoplamiento en línea con un dispositivo no lineal (NLD) que produce una señal de salida de amplitudútil, pero con distorsiones de segundo orden compuesto bajo, de batido triple compuesto y de modulación cruzada. El generador de distorsión comprende un atenuador no lineal controlado instantáneo, el cual utiliza la corriente no lineal que fluye a través de un par de diodos, en paralelo con un resistor y un inductor, para proporcionar la cantidad adecuada de la atenuación de la señal sobre la anchura de banda de frecuencia completa. El conjunto de circuitos generador de distorsión esta siempre acoplado al NLD, con lo cual se asegura una respuesta de frecuencia que es predecible y predefinida. El generador de distorsión puede también incluir un circuito de compensación de temperatura para asegurar la operación consistente a todo lo largo de un amplio intervalo de temperatura.

Description

GENERADOR DE DISTORSIÓN NO LINEAL PARA DISTORSIÓN DE SEGUNDO Y TERCER ORDEN ANTECEDENTES DE LA INVENCIÓN CAMPO DE LA INVENCIÓN La presente invención se refiere en general a los sistemas de comunicaciones que emplean dispositivos de amplificación. Más particularmente, la invención pertenece a un generador de predistorsión o postdistorsión no lineal para el acoplamiento en línea con un receptor óptico, el transmisor de láser óptico o un amplificador para minimizar la distorsión de segundo y tercer orden provocada por el procesamiento de las señales .

DESCRIPCIÓN DE LA TÉCNICA RELACIONADA La modulación de intensidad analógica de un láser de retroalimentación de distribución (DFB) es una técnica ampliamente utilizada para transmitir señales analógicas, tales como las señales de sonido o de vídeo y de datos, sobre fibras ópticas sobre una larga distancia. El detector óptico también es ampliamente utilizado en la unión de fibra óptica. El funcionamiento de los láseres DFB y los detectores ópticos están limitados por su funcionamiento de distorsión. El mejoramiento del funcionamiento de la distorsión se segundo orden y de tercer orden puede mejorar en gran medida el funcionamiento completo del sistema e incrementar el intervalo dinámico completo del sistema. Los amplificadores son también ampliamente utilizados en muchos tipos de aplicaciones en comunicaciones. Aunque es preferible mantener amplificadores dentro de su intervalo de operación lineal, ha sido cada vez más necesario extender la operación de los amplificadores a regiones de operación de alta potencia y alta frecuencia. Típicamente, la energía de salida de un amplificador está limitada por la no linearidad de los dispositivos activos, incluyendo los transistores bipolares y FETs. Estas no linearidades dan como resultado distorsiones que son impresas sobre la señal que es amplificada. La reducción de las distorsiones no lineales de un amplificador da como resultado incrementos de la potencia de salida, el intervalo dinámico del sistema y la proporción de portador a ruido. En consecuencia, el minimizar las distorsiones y lograr la respuesta de frecuencia lineal es primordial para la operación eficiente del amplificador. La minimización de la distorsión es particularmente importante cuando una serie de amplificadores está en cascada sobre una trayectoria de transmisión de señales, tal como una serie de amplificadores de RF en un sistema de transmisión CATV. Colocados a todo lo largo de un sistema de transmisión CATV están los amplificadores de RF que periódicamente amplifican las señales transmitidas para contraatacar la atenuación de un cable y la atenuación provocada por los componentes CATV pasivos, tales como los divisores y compensadores de señales. Los amplificadores de RF son también empleados para mantener la proporción deseada de portador a ruido. Debido al número de amplificadores de RF empleados en un sistema de transmisión CATV dado, cada amplificador de RF debe proporcionar degradación mínima a la señal transmitida. Muchos amplificadores están sujetos a una amplia gama de temperaturas de operación ambientales. Estos cambios en la temperatura pueden afectar las características de operación de ciertos componentes electrónicos dentro del amplificador, con lo cual se inducen las distorsiones adicionales. Un intervalo de temperatura de -40°C a +85°C no es común para muchas aplicaciones de amplificadores en un ambiente de comunicación. Para asegurar el funcionamiento consistente sobre la anchura de banda de operación, y para minimizar las distorsiones resultantes, un amplificador debe ser diseñado para una amplia gama de temperaturas de operación ambientales. Las distorsiones creadas por un amplificador, que son de interés primario, son la intermodulación armónica de segundo (par) y de tercer (impar) orden, y las distorsiones. Los diseños de amplificador de la técnica anterior han intentado mejorar los efectos de las distorsiones de orden par, tales como la distorsión de segundo orden (CSO) , mediante el empleo de topologías de amplificador de empuj e- tirón, ya que la cancelación máxima de segundo orden ocurre cuando es mantenida una relación igual de amplitud y fase de 180° sobre la anchura de banda completa. Esto es logrado a través de la ganancia igual en ambas mitades de empuje-tirón por el ajuste de las características de operación de los dispositivos activos. En algunos casos, la corrección de segundo orden es todavía necesaria con el fin de obtener buen funcionamiento CSO. Muchos diseños de la técnica anterior incluyen el uso de un circuito de distorsión de segundo orden, separado, para proporcionar tal corrección para CSO.

No obstante, la distorsión de orden impar es difícil de remediar. Las características de distorsión de orden impar de un amplificador se manifiestan como modulación cruzada (X-mod) y las distorsiones de batido triple compuesto (CB) sobre la señal que es amplificada. El X mod ocurre cuando los contenidos modulados de un canal que son transmitidos, interfieren con y se vuelven parte de un canal adyacente o no adyacente. CTB resulta de la combinación de tres frecuencias de portadores que ocurren en la proximidad de cada portador, ya que los portadores están típicamente igualmente espaciados a través de la anchura de banda de frecuencia. De las dos distorsiones anotadas, CTB se vuelve más problemático cuando se incrementa el número de canales sobre un sistema CATV dado. Mientras que la distorsión de X-mod también se incrementa en proporción al número de canales, la posibilidad de CTB es más dramática debido al número incrementado de combinaciones disponibles de entre el número total de canales transmitidos. Conforme se incrementa el número de canales transmitidos por un sistema de comunicación, o los canales residen en estrecha cercanía, la distorsión de orden impar se vuelve un factor limitante del funcionamiento del amplificador.

Existen tres formas básicas de corrección a la distorsión, creadas por un dispositivo no lineal (NLD) : 1) reducir el nivel de potencia de la señal; 2) utilizar una técnica de corrección anticipante; y 3) utilizar una técnica de pre-distorsión o de postdistorsión. El primer método reduce el nivel de potencia de la señal tal que el NLD está operando en su región lineal. No obstante, en el caso de un amplificador de RF esto da como resultado consumo muy alto de energía para la potencia de salida de RF baja. El segundo método es la técnica de corrección anticipante. Utilizando esta técnica, la señal de entrada del circuito de amplificación principal es muestreada y comparada a la señal de salida, para determinar la diferencia entre las señales. A partir de esta diferencia, es extraído el componente de distorsión. Este componente de distorsión es luego amplificado por un circuito de amplificación auxiliar y combinado con la salida del circuito de amplificación principal tal que los dos componentes de distorsión se cancelan uno al otro. Aunque esto mejora las características de distorsión del amplificador, la energía consumida por el circuito de amplificación auxiliar es comparable a aquella consumida por el circuito de amplificación principal. Este conjunto de circuitos es también complejo y muy sensible a la temperatura . El tercer método es la técnica de predistorsión o post-distorsión. Dependiendo de si la señal de distorsión de compensación es generada antes del dispositivo no lineal o después, se utiliza el término respectivo pre-distorsión o post-distorsión. En esta técnica, una señal de distorsión igual en amplitud pero opuesta en fase al componente de distorsión generado por el circuito amplificador, es estimada y generada. Ésta es utilizada para cancelar la distorsión en la entrada (para la pre-distorsión) o la salida (para la post-distorsión) del amplificador, con lo cual se mejoran las características de operación del amplificador. Un diseño de distorsión de este tipo, tal como se describe en la Patente de los Estados Unidos No. 5,703,530 y mostrado en la Figura 1, confía en una red de atenuación p tradicional y una línea de retardo para compensación de ganancia; y un par de diodos acoplados con una línea de retardo para la compensación de distorsión y de fase. Este circuito genera una distorsión que es igual en amplitud pero opuesta en fase a la distorsión introducida por el amplificador. Las gráficas de las distorsiones contribuidas por el generador de distorsión y las distorsiones manifestadas por el amplificador, son mostradas en las Figuras 2 y 3. Como se muestra, la señal de distorsión compensa las distorsiones generadas por el amplificador. No obstante, el uso de las líneas de retardo de una manera tal es impráctica, ya que las líneas de retardo son físicamente grandes, son difíciles de ajustar y los resultados son inconsistentes a través de un amplio intervalo de frecuencia. Además, son requeridas la información de amplitud y de fase para la compensación correcta. La patente 530 también establece que el sistema descrito en la presente no es ideal para ciertas aplicaciones, tal como la predistorsión para los amplificadores de RF CATV, debido a las pérdidas excesivas introducidas por el circuito de distorsión. La Patente de los Estados Unidos No. 5,523,716 describe otro ejemplo más de un diseño de compensación de distorsión; este diseño está dirigido a los sistemas de comunicación por satélite. Debido al intervalo de operación de alta potencia del sistema de satélite descrito en la patente 716, la señal RF recibida excita el par de diodos y, en consecuencia no es requerido un circuito de polarización. Debido al nivel de señal extremadamente bajo para las aplicaciones en CATV, y debido a las frecuencias de operación mucho más bajas, tal diseño podría no operar efectivamente en un ambiente CATV. La Solicitud de Patente Europea No. 620661 describe un circuito de generación de distorsión que incluye una polarización DC . No obstante, existen dos (2) puntos de polarización de voltaje DC, separados, los cuales imponen un reto para el ajuste sincronizado para la corrección de la distorsión. Un diseño de pre-distorsión en línea, como se describe en la Patente de los Estados Unidos No. 5,798,854, proporciona la compensación para los NLDs mediante la aplicación de una señal pre-distorsionada igual en magnitud pero opuesta en fase a la distorsión producida por NLD. No obstante, el conjunto de circuitos descrito en la presente no está en concordancia o acoplado al NLD. Además, la patente ? 854 presenta un diseño que es típico en la técnica anterior en el uso de una polarización de alta resistencia para los diodos. Esto reducirá la eficiencia de corrección e incrementará los efectos de la temperatura sobre el circuito. Los diseños de la técnica anterior también utilizan circuitos de corrección separados para corregir las distorsiones de segundo y de tercer orden si ambos tipos de correcciones son requeridos. Esto incrementa el costo del diseño completo del circuito y también genera más pérdidas de circuito. En consecuencia, existe una necesidad para un generador de distorsión simple que contraataque la distorsión creada por un NLD. El circuito no debe introducir retardo de señal adicional y debe operar sobre una anchura de banda de amplia frecuencia y un amplio intervalo de temperatura ambiente.

BREVE DESCRIPCIÓN DE LA INVENCIÓN La presente invención es un generador de pre-distorsión o post-distorsión en línea para el acoplamiento en línea con un NLD, para producir una señal de salida de amplitud útil, pero con distorsiones de segundo orden, bajo, compuesto, batido triple compuesto y modulación cruzada. El generador de distorsión comprende un atenuador no lineal controlado el cual utiliza la corriente no lineal que fluye a través de un par de diodos para proporcionar la cantidad adecuada de atenuación de señal sobre la anchura de banda de frecuencia completa. El conjunto de circuitos del generador de distorsión está siempre acoplado a un NLD, con lo cual se asegura una respuesta de frecuencia que es predecible y predefinida. El generador de distorsión permite el ajuste selectivo de la corriente no lineal que fluye a través de los diodos, para crear una distorsión de segundo orden. El generador de distorsión también incluye un circuito de compensación de temperatura para asegurar la operación consistente a todo lo largo de un amplio intervalo de temperatura . En consecuencia, un objetivo de la presente invención es proporcionar un generador de distorsión compensado en temperatura, el cual minimice las distorsiones de segundo orden compuesto, de modulación cruzada y de batido triple compuesto, manifestadas por un NLD tal como un amplificador de RF, un diodo láser o un fotodetector. Otros objetivos y ventajas de la presente invención se volverán aparentes para aquellos expertos en la técnica después de leer una descripción detallada de la modalidad preferida.

BREVE DESCRIPCIÓN DE LOS DIBUJOS La Figura 1 es un diagrama esquemático de un generador de distorsión de la técnica anterior. La Figura 2 es una gráfica de combinación del efecto de utilizar las salidas del generador de distorsión de la técnica anterior mostrado en la Figura 1, con un amplificador de RF . La Figura 3 es una gráfica en combinación del efecto de utilizar las salidas del generador de distorsión de la técnica anterior mostrado en la Figura 1, con un amplificador de RF . La Figura 4 es un diagrama esquemático de un atenuador p. La Figura 5 es un diagrama de señales de la corriente no lineal del diodo provocada por el voltaje de entrada. La Figura 6 es un diagrama esquemático de la modalidad preferida del generador de distorsión de segundo y tercer orden de la presente invención. La Figura 7 es un diagrama esquemático del circuito de compensación de temperatura.

DESCRIPCIÓN DE LAS MODALIDADES PREFERIDAS La modalidad preferida de la presente invención será descrita con referencia a las figuras de los dibujos, donde los números de referencia similares representan elementos similares a todo lo largo. Aunque la modalidad preferida de la presente invención será descrita, para simplicidad de explicación, como acoplada con un amplificador de RF, aquellos expertos en la técnica podrían reconocer claramente que tal generador de distorsión podría también ser utilizado para compensar la distorsión en transmisores de láser, detectores ópticos, y otros componentes electrónicos que operen sobre una amplia gama de frecuencias. La descripción en la presente no se pretende que sea limitante, más bien se pretende que sea ilustrativa. La presente invención será descrita con referencia a la Figura 4, en la cual se muestra una red 20 de atenuador p. La red 20 comprende una configuración seleccionada de resistores Zl r Rl t R2 , R3 , Z0, Rp . la fuente de la señal es la entrada en la entrada 30 de la señal y la salida de la red atenuadora 20 es observada a través de la salida 95. Zx es la fuente de impedancia interna que debe ser igual a la impedancia de Z0 del sistema, la cual es observada a través de la salida 95. En una modalidad de la invención para el uso con un sistema CATV, los valores de impedancia Zi y Z0 son iguales a 75 Ohmios. Tres de los resistores Rl t R2 , R3 forman una configuración de atenuador p. Preferentemente, los valores (Y) de los resistores R2 y R3 son iguales, y sustancialmente más grandes que el valor (X) del resistor Ri . El resistor Rp está conectado en paralelo con el resistor Ri .

Como una persona experta en la técnica podría reconocer fácilmente, cuando es satisfecha la siguiente condición: X = 2Z02Y/ (Y2-Z02) Ecuación (1) la red atenuadora 20 es acoplada en una entrada y una salida, a partir de la DC a frecuencias muy altas.

Para un ejemplo del atenuador cuando X = 7.5 e Y = 1.5 K, la atenuación A de la energía para esta red atenuadora 20 es: Ecuación (2) 2(YZ0/(Y+Zo)+X)Y (YZo/Y+Zo) ) (Y+X+YZo/ (Y+Z0) ) (X+YZo/ (Y+Z0/ (Y+Z0) ) ) A = (- (YZ0/(Y + Z0) + X)Y Z0 Y + X + YZ0/(Y + Z0) Bajo la condición cuando Z0<<Y, (como es el caso cuando X = 7.5 e Y = 1.5K) : A = (2 Z0/(2 Z0+X))2 Ecuación (3) A (dB)=10 lg A Ecuación (4) Cuando X = 7.5 e Y = 1.5k, A(dB) = 0.42 dB . Este medio de red atenuadora 20 tiene pérdidas de inserción muy bajas y buena respuesta de frecuencia. Cuando X tiene una variación pequeña debido al paralelo de Rp, mostrada en la Figura 4, a partir de la Ecuación (3) Delta X Delta A (dB) = -8.68 Ecuación (5) 2Z0 + X XRr X' Delta X = -X = Ecuación (6) X+Rc n De la Ecuación (6) ^ Delta A (dB) = 8.68 Ecuación (7] Por ejemplo, Si Rp = 375 ohmios, entonces: 7.5 7.5 Delta A (dB) s 8.68 = 0.00868 dB Ecuación (8) 150 375 La Ecuación (8) muestra que cuando Rp (375 ohmios) está en paralelo con Rx (7.5 ohmios) , la atenuación será reducida por 0.00868 dB . Esta cantidad de cambio de atenuación es necesaria para la compensación no lineal para un amplificador. Este ejemplo también muestra que cuando el valor de RP>>RX, (por ejemplo, cuando Rp es 50 veces mayor que Ri) , la adición de Rp paralelo con Ri casi no tiene efecto sobre la concordancia o ajuste de impedancia, y la caída de voltaje sobre el Rp es principalmente determinada por el valor de Ri . No obstante, si un resistor lineal Rp es utilizado en la red atenuadora 20, no existirá señal de distorsión producida. La red atenuadora 20 como es mostrada es un dispositivo lineal. Con el fin de que un circuito de distorsión opere efectivamente, son utilizados los diodos para crear una resistencia no lineal. Preferentemente, son utilizados diodos de Schottky. A corriente pequeña, la corriente del diodo es exponencialmente proporcional al voltaje a través del diodo. De este modo, los diodos pueden ser utilizados como una resistencia no lineal. Para aplicaciones no lineales, la cantidad de atenuación puede ser calculada como: X X IP Delta A (dB) = 8.68 ? 8.68 — Ecuación (9) 22o R-r 2Z0 Donde Ip es el flujo de corriente a través de Rr (la resistencia no lineal) es el flujo de corriente a través de Ri . La Ecuación 9 proporciona la relación del cambio de atenuación debido al cambio de corriente en Ip. Esta ecuación es precisa sobre un amplio intervalo de frecuencia. La relación entre la atenuación delta y un cambio en la corriente es todavía válida cuando la resistencia es un resistor no lineal. En consecuencia, la Ecuación 9 proporciona una buena estimación de cuánta corriente no lineal es requerida para fines de pre-distorsión o post-distorsión. Con referencia a la Figura 5, cuando la onda de voltaje sinusoidal de entrada cambia de Vi a V2 a V3 , la corriente de salida cambia de I? a I2 a I3, respectivamente. La corriente no lineal utilizada para la corrección de tercer orden es : -no lineal = I l ~ 2 I 2 + I ; Ecuación (10) De la Ecuación 9, la corriente no lineal necesaria es: X Ino lineal Delta A corrección no lineal (dB) s 8 . 68 Ecuación ( 11 ) 2 ZQ I salida Únicamente la corriente no lineal será útil para fines de pre-distorsión o post-distorsión. La Ecuación 11 puede ser reescrita en la forma de: J-efT no lineal Delta A corrección no lineal (dB) = 8.68 Ecuación ( 12 ) salida Lno lineal -eff no lineal = Ecuación (13 ) R?/ (2Z0) En consecuencia, Ieet no lineal en la Ecuación 12 es la corriente no lineal efectiva que va hacia la salida 114, la cual es mostrada en la Figura 6. Isaiida en la Ecuación 12 es la corriente total que va hacia la salida 114. La Ecuación 12 también muestra que es la corriente no lineal que fluye a través de los diodos la que provoca la corrección de distorsión. Cualquier método que incrementa la corriente no lineal puede incrementar la eficiencia de la corrección. La Ecuación 13 muestra que únicamente una pequeña parte de la corriente de diodo no lineal está siendo efectivamente utilizada para la corrección. La red atenuadora 20 p tiene b ja pérdida de inserción y la caída de voltaje del voltaje de entrada sobre Ri (mostrada en la Figura 4) es proporcional al voltaje de entrada. Este voltaje puede ser utilizado para excitar un par de diodos, para producir una corriente no lineal y proporcionar la corrección de tercer orden. La corriente no lineal que fluye en los diodos provocará que un atenuador proporcione menor atenuación a amplitudes de RF más grandes, (por ejemplo cuando la señal de entrada tiene una potencia más alta) . Esto puede ser utilizado para compensar la compresión de señal provocada por la amplificación. Debido al valor relativamente alto de la resistencia no lineal del diodo, la concordancia de la red atenuadora permanece casi sin cambio. Esta concordancia o ajuste no será cambiado incluso sobre la temperatura. Además, la respuesta de frecuencia sobre la banda de frecuencia de octavas múltiples, es favorable. Los mecanismos del circuito de corrección de segundo orden son también claros. Si la polarización DC sobre cada uno de los dos diodos es diferente, para cada ciclo positivo y negativo de RF, Ieff no üneai será diferente. En consecuencia, en vez de la corrección de tercer orden, este circuito proporcionará también la corrección de segundo orden. Con referencia a la Figura 6, es también mostrada la modalidad preferida del atenuador 100 para la pre-distorsión y post-distorsión de segundo y de tercer orden. El atenuador 100 de la presente invención incluye varios componentes adicionales que modifican un atenuador p tradicional, para lograr el funcionamiento significativamente mejor sobre un amplio intervalo de frecuencia y de temperatura. El atenuador 100 tiene una entrada 101, una salida 114 y dos puntos de control de polarización 116, 123. El atenuador 100 puede ser utilizado en una configuración de pre-distorsión con un amplificador o en una configuración de post-distorsión. Para una configuración de pre-distorsión, la salida 114 está conectada a la entrada de un amplificador. Para la configuración de postdistorsión como se muestra en la Figura 6, una señal de salida generada por un amplificador, es aplicada a la entrada 101. El atenuador 100 incluye los resistores 105, 106, 107, 108, 112; los capacitores 102, 103, 104, 111, 113, 115; los diodos 109, 110, y un inductor 117. En la mayoría de las aplicaciones de la técnica anterior, es utilizado un inductor como un elemento de control de fase para cambiar la fase de señal de corrección. No obstante, en la presente invención, el inductor 117 es utilizado en serie con el resistor 108 para elaborar un circuito de resonancia paralela con el capacitor de diodo polarizado delantero. La reactancia inductiva cancela la reactancia capacitiva específica, de los diodos. A la frecuencia de resonancia, la capacitancia de los diodos 109, 110 será compensada por el inductor 117 de modo que la impedancia entre los puntos 118 y 119 será puramente resistiva y puede ser calculada como sigue: R impedancia entre 118, 119 = (C*R) ; Ecuación (14) donde L es una inductancia de 117 en Henrys; C es el capacitor polarizado delantero total en Farads; y R es la resistencia 108 en Ohmios. Al controlar cuidadosamente L y C, se puede obtener lo siguiente: R impedancia entre 118, 119 — R Ecuación (15) Esto significa que el efecto capacitivo ha sido totalmente cancelado y una carga resistiva pura ideal sobre un intervalo de frecuencia muy amplio, ha sido lograda . En los sistemas de la técnica anterior, la capacitancia asociada con los diodos no ha sido considerada. En aplicaciones de pre-distorsión, los diodos de Shottky son polarizados hacia delante, lo cual da como resultado una mayor capacitancia. Cuando una señal de RF es introducida a través de los diodos, la capacitancia promedio se incrementa. Incluso a una polarización de 0 voltios, la impedancia introducida por la capacitancia de los diodos no puede ser ignorada, ya que la capacitancia en paralelo con la unión PN de los diodos reducirá la caída de voltaje total sobre los diodos, reduciendo de este modo la corriente no lineal producida por los diodos y el efecto de corrección total . La compensación para la capacitancia asociada con los diodos 109, 110, el inductor 117 resuena con la capacitancia de los diodos 109, 110 a frecuencias de RF más altas, extendiendo de este modo la respuesta de frecuencia total del circuito. La función de los resistores 105, 106, 107, 108, 112 y los capacitores 102, 103, 104, 111, 113, 115 y la inductacia 117 es para formar una red de atenuación p modificada en comparación a la red de atenuación p 20 mostrada en la Figura 4. Los capacitores 102, 103, 104, 111, 113 y 115 son también utilizados para el bloqueo DC y el acoplamiento AC . Desde un punto de vista de AC, la combinación paralela de los resistores 105 y 106 es funcionalmente equivalente al resistor R2 de la Figura 4. Preferentemente, los valores de los resistores 105 y 106 deben ser elegidos tal que la combinación paralela sea equivalente al valor de la resistencia del resistor 112 (por ejemplo ( (R?os*R?oß) / (Rios+Rioe) ) = R112) • El resistor 108 es funcionalmente equivalente al resistor Rx de la Figura 4; y la combinación en serie del resistor 112 y el capacitor 111 es funcionalmente equivalente al resistor R3 de la Figura 4. El valor del resistor 107 no tiene efecto sobre la atenuación de la señal RF .

La otra función para los resistores 105, 106 y 107 es suministrar una polarización DC mayor hacia los diodos 109, 110. Los diodos 109, 110 son primeramente conectados en serie; y la combinación en serie es conectada al resistor 107 en paralelo. Debido a que el resistor 107 tiene un bajo valor de resistencia y está en paralelo con los diodos 109, 110, la caída de voltaje a través de los diodos 109, 110 será principalmente determinada por la resistencia del resistor 107. Si el flujo de corriente DC en el resistor 107 es mucho mayor que el flujo de corriente en los diodos 109, 110, la caída de voltaje DC a través de los diodos 109, 110 será muy estable y será insensible a la presencia o ausencia de una señal en la entrada 101. Tres resistencias 120, 121 y 122 actúan como un divisor de voltaje para proporcionar otra polarización DC a través de los diodos 109, 110. Como se muestra, el resistor 121 es un resistor variable para proporcionar una polarización de entrada DC en el punto 123. De esta manera, la polarización DC sobre los dos diodos 109, 110 es hecha desigual de modo que la corriente no lineal producida por los ciclos positivo y negativo 109, 110 es diferente. Esta corriente desigual crea la corriente de corrección de distorsión de segundo orden. La polaridad de corrección para la distorsión de segundo orden depende del voltaje de desplazamiento DC en el nodo 123. De esta manera, puede ser proporcionada la corrección de distorsión de segundo y tercer orden. Las funciones integradas de la atenuación de señal y el suministro de polarización de diodo evitan cualesquiera efectos parásitos debido a la introducción del conjunto de circuitos de polarización, adicional. Esto permite una respuesta de alta frecuencia y una concordancia o ajuste de impedancia favorable. Desde una perspectiva DC, el resistor 107, en paralelo con los capacitores 103 y 104, proporciona un circuito disipativo a los capacitores 103, 104. Por lo tanto, el resistor 107 descargará la carga eléctrica acumulada de los capacitores conectados 103, 104 en cada ciclo AC . El diodo 109 está conectado al resistor 108 a través del capacitor 104, mientras que el diodo 110 está conectado al resistor 108 a través del capacitor 103. El diodo 109 es responsable de la corrección de distorsión de RF durante la porción negativa del ciclo AC, mientras que el diodo 110 tiene la misma función durante la mitad positiva del ciclo AC . La corriente no lineal del diodo 109 carga el capacitor 104, y la corriente no lineal del diodo 110 carga el capacitor 103. Debido a la configuración del circuito, el voltaje producido sobre los capacitores 103 y 104 tiene el mismo valor pero diferentes signos. La resistencia pequeña a partir del resistor 107 conectado a los capacitores 103, 104, descarga la carga eléctrica acumulada durante cada ciclo AC . Como resultado, no existe caída de voltaje DC adicional a través de los capacitores 103, 104 debido a las señales de RF de entrada. Esto permite que el diodo 109, 110 proporcione la mayor corriente no lineal para fines de corrección. La presente invención tiene varias ventajas únicas sobre la técnica anterior. Este circuito proporciona la corrección de segundo y de tercer orden al mismo tiempo. Esto hace al circuito de corrección muy simple y efectivo. El atenuador 100- utiliza dos resistencias 107, 108 en serie, bajas. El resistor 107 mejora significativamente la eficiencia de corrección y el resistor 108 proporciona la corrección de distorsión con bajas pérdidas de inserción. Debido al diseño del atenuador 100, la caída de voltaje a través del resistor 108 carga completamente los diodos 109, 110 incluso bajo operación no lineal de los diodos 109, 110. Como resultado, la corriente no lineal máxima es utilizada para fines de corrección. El presente diseño de atenuador utiliza la baja resistencia en serie 108, en serie con el inductor 117 para compensar la capacitancia de los diodos 109, 110. De este modo, este circuito puede funcionar sobre un amplio intervalo de frecuencia. Este diseño de circuito de corrección es flexible y puede ser ajustado a diferentes tipos de híbridos RF con diferentes características de distorsión. Adicionalmente, el circuito está siempre acoplado a su lado de entrada y su lado de salida sobre el amplio intervalo de frecuencia. Finalmente, la colocación en fase adecuada de las señales de distorsión es inherente en el diseño, con lo cual se evita el conjunto de circuitos de fase adicionales, y las líneas de retardo. Esto permite un diseño de circuito que es mucho menos complejo y, por lo tanto, es compacto y robusto. La Tabla 1 proporciona un listado de los componentes mostrados en la Figura 6. No obstante, una persona de experiencia en la técnica podría reconocer claramente que los valores mostrados en la Tabla 1 son únicamente para fines de explicación, y no deben ser considerados como limitantes de la invención. Por ejemplo, el valor del resistor 108 puede estar en el intervalo de aproximadamente 2O a 30O. De igual modo, el valor del resistor 107 puede estar en el intervalo de 100O a 300 O. TABLA 1 Como se describió previamente, el atenuador 100 utiliza la corriente no lilial producida por el diodo 109, 110 para compensar la distorsión de segundo orden y de primer orden provocada por un NLD. Como se muestra, el atenuador 100 comprende la capacitancia, la resistencia y los diodos. Los diodos son los únicos componentes que son sensibles al cambio de temperatura y los únicos componentes que requieren corrección durante la operación sobre un amplio intervalo de temperatura. Existen tres factores que deben ser tomados en consideración cuando se opera el atenuador 100 sobre un amplio intervalo de temperatura: 1) la corriente de operación del diodo cambiará si el voltaje de polarización permanece constante mientras la temperatura ambiente cambia. Bajo la misma oscilación de voltaje de entrada en la compuerta de entrada 101 y el mismo voltaje de polarización, más corriente del diodo no lineal será creada conforme la temperatura ambiente se eleva. 2) Cuando la temperatura ambiente se eleva, el diodo producirá menos corriente de corrección no lineal para el mismo voltaje de señal de entrada y la misma corriente de polarización de diodo. 3) Los NLDs típicamente muestran más distorsión conforme se eleva la temperatura ambiente. En consecuencia, es requerida una corriente no lineal de diodo más alta para la corrección de la distorsión mayor. Todos los efectos de temperatura experimentados por el atenuador 100 están relacionados al voltaje de polarización. Algunos de los defectos son aditivos, mientras que otros son sustractivos. No obstante, el resultado es que para una temperatura dada, existirá un voltaje de polarización óptimo para producir la salida de corrección adecuada. La corrección de temperatura adecuada será lograda cuando exista un cambio predefinido del voltaje de polarización versus la temperatura. Con referencia a la Figura 7, se muestra la modalidad preferida del circuito 200 de compensación de temperatura. El circuito 200 de compensación de temperatura controla la polarización de los diodos 109, 110 (mostrados en la Figura 100) para la compensación óptima de la distorsión. Como se muestra, el circuito 200 de compensación de temperatura comprende dos transistores 206, 213; un capacitor 216; nueve resistores 201, 202, 203, 204, 207, 209, 210, 214, 215; dos diodos 205, 208; y un termistor 211 de coeficiente negativo de temperatura. El termistor 211 de coeficiente negativo de temperatura está acoplado en paralelo con el resistor 210 para formar una resistencia linearizada de temperatura, que está correlacionada a un cambio en la temperatura. El transistor PNP 206 proporciona una fuente de corriente constante a través de su colector hacia la combinación de resistor linearizado 210, 211. La corriente constante proporcionada por el transistor PNP 206 induce un cambio de voltaje linearizado a través de la combinación de resistor 210, 211 conforme la temperatura cambia. Mediante el ajuste del valor del resistor variable 202, la cantidad de corriente constante a través del resistor PNP 206 puede ser cambiada. Por lo tanto, la oscilación de voltaje sobre la temperatura puede ser cambiada. La corriente constante también pasa a través del resistor variable 209, con lo cual se crea una caída de voltaje constante que es utilizada como un punto de polarización de inicio para el ajuste del voltaje de polarización. Al ajustar selectivamente la resistencia de los resistores 202 y 209, cualquier combinación de oscilación de voltaje y voltaje de polarización de inicio puede ser obtenida. Un transistor NPN 13, el cual es un transistor seguidor, emisor, proporciona el voltaje de polarización de control a partir de la línea 217 a través de la línea 116 hacia el atenuador 100, como se muestra en la Figura 7. Los dos diodos 205 y 208 son utilizados para compensar el voltaje de unión de los dos transistores 206, 213 los cuales cambian sobre la temperatura . La Tabla 2 proporciona un listado de los componentes mostrados en la Figura 7. No obstante, una persona experta en la técnica podría reconocer claramente que los valores mostrados en la Tabla 2 son únicamente para ejemplo, y no deben ser considerados como limitantes de la invención.

TABLA 2 Se debe reconocer que la presente invención proporciona un diseño de atenuador no lineal, controlado por el voltaje instantáneo, combinado con un suministro de polarización para la eficiencia de corrección no lineal óptima y la estabilidad de temperatura de polarización. Incluso si el circuito 200 de compensación de temperatura como se describe en la presente no es utilizado, la modalidad preferida de la presente invención proporciona la corrección de distorsión adecuada sobre un amplio intervalo de temperatura. Cuando el circuito 200 de compensación de temperatura es utilizado, pueden ser adicionalmente mejorados los resultados de compensación de la distorsión. En consecuencia, debe ser ponderado un trueque entre el funcionamiento del circuito de compensación y la complejidad del circuito.

Claims (9)

REIVINDICACIONES

1. Un circuito de control de distorsión externo para la atenuación selectiva de una señal CATV que comprende : una compuerta de entrada de señal; un circuito no lineal acoplado a la compuerta de entrada y que comprende: una red de atenuador p modificado que comprende primero y segundo resistores acoplados en paralelo. Los resistores están acoplados en serie con un tercer resistor, un inductor y un cuarto resistor; el primero y segundo diodos están cada uno acoplados en paralelo con el tercer resistor y el inductor; un quinto resistor está acoplado a ambos diodos ; un divisor de voltaje, para ajustar una primera polarización de voltaje separadamente a través de cada uno de los diodos; y una compuerta de salida para enviar de salida la señal selectivamente atenuada desde el circuito no lineal; con lo cual el primero, segundo y quinto resistores proporcionan un segundo voltaje de polarización a través de los diodos.

2. El circuito de control de distorsión de conformidad con la reivindicación 1, que incluye además un circuito de compensación de temperatura acoplado con el circuito de polarización, para ajustar selectivamente el voltaje de polarización DC en respuesta a un cambio en la temperatura ambiente.

3. El circuito de control de distorsión de conformidad con la reivindicación 1, en donde el tercer resistor y el inductor generan un voltaje proporcional a la señal de entrada; con lo cual el voltaje proporcional crea una corriente no lineal a través de al menos uno de los diodos en el par, con lo cual crea una resistencia no lineal para atenuar selectivamente dicha señal .

4. El circuito de control de distorsión de conformidad con la reivindicación 2, en donde el circuito de compensación de temperatura comprende: un transistor de fuente de corriente constante; un segundo transistor, acoplado a la salida del transistor de la fuente de corriente, para enviar de salida el voltaje de polarización DC; un circuito de resistencia linearizado que tiene un termistor acoplado paralelo al segundo resistor; y un resistor variable que acopla el resistor de la fuente de corriente al circuito de resistencia linearizada; con lo cual el circuito de resistencia linearizada es correlacionado a un cambio en la temperatura ambiental .

5. El circuito de control de distorsión de conformidad con la reivindicación 1, mediante el cual el circuito no lineal proporciona la atenuación selectiva de la señal, con base en la magnitud de la señal; con lo cual se proporciona menor atenuación para magnitudes de señal mayores y es proporcionada más atenuación para magnitudes de señal más pequeñas .

6. El circuito de control de distorsión de conformidad con la reivindicación 1, mediante el cual el circuito no lineal proporciona la atenuación selectiva de la señal, con base en la magnitud de la señal; con lo cual se proporciona menor atenuación para magnitudes de señal más grandes y es proporcionada más atenuación para magnitudes de señal más pequeñas.

7. El circuito de control de distorsión de conformidad con la reivindicación 1, mediante el cual el primer inductor genera una resistencia inductiva para cancelar la reactancia capacitiva de los diodos.

8. Un circuito de control de distorsión externo para la atenuación selectiva de una señal, que comprende : una compuerta de entrada de señales; un circuito no lineal acoplado a la compuerta de entrada y que comprende: una red atenuadora p modificada; un par de diodos; un resistor acoplado a un inductor; y los medios para ajustar la polarización de voltaje separadamente a través de cada uno de los diodos; y una compuerta de salida para enviar de salida dicha señal selectivamente atenuada desde el circuito no lineal .

9. El circuito de distorsión de conformidad con la reivindicación 8, mediante el cual el medio de ajuste introduce la distorsión de segundo orden.