MXPA01010133A - Generador de predistorsion acoplado con un amplificador de radiofrecuencia - Google Patents

Abstract

Se acopla un generador de distorsión en línea a un amplificador de RF en un tablero de PCúnico para producir una señal de salida de amplitudútil pero con variación periódica triple compuesta baja y distorsiones de modulación transversal. El plano de fondo bajo la sección del tablero de PC sobre el cual se encuentra el circuito de distorsión se remueve, y también se remueve la porción del disipador térmico bajo la porción removida del plano de fondo. Esto elimina cualquier capacitancia parásita que pueda degradar el funcionamiento del amplificador de RF, por lo que vuelve al circuito de distorsión transparente al amplificador de RF. Además, se ha diseñado específicamente la distribución del circuitaje de predistorsión para mejorar el funcionamiento del circuitaje sin inducir ninguna característica de operación negativa sobre el amplificador de RF asociado.

Description

GENERADOR DE PREDISTORSIÓN ACOPLADO CON UN AMPLIFICADOR DE RADIOFRECUENCIA ANTECEDENTES DE LA INVENCIÓN CAMPO DE LA INVENCIÓN Esta invención se relaciona generalmente con la amplificación de radiofrecuencia (RF) . De manera más particular, la invención se relaciona con un generador de predistorsión acoplado con un amplificador de RF en un tablero de circuito impreso único.

DESCRIPCIÓN DE LA TÉCNICA RELACIONADA La disminución de distorsión en circuitos amplificadores de energía de RF sin comprometer su respuesta transitoria es un problema omnipresente. La amplificación de alta frecuencia se utiliza ampliamente en comunicaciones y difusión y también en donde se requiere una conmutación de alta velocidad para uso en instrumentación digital. Sin embargo, las explicaciones de amplificadores de alta frecuencia se extienden en operación lineal en áreas en donde los efectos parasíticos de capacitancia interelectrodos, inductancia de cables, carga almacenada e incluso longitud de onda de frecuencia de operación comienzan a afectar adversamente y dominar el comportamiento del circuito . Minimizar la distorsión es particularmente importante cuando una serie de amplificadores se colocan en cascada sobre una trayectoria de transmisión de señal, tal como una serie de amplificadores de RF en un sistema de transmisión CATV. Colocados a través de un sistema de transmisión CATV se encuentran amplificadores de RF que periódicamente amplifican las señales transmitidas para contrarrestar la atenuación del cable y la atenuación causada por componentes pasivos de CATV, tales como divisores de señal y ecualizadores . Los amplificadores de RF también se utilizan para mantener la relación deseada de portadoras respecto a ruido. Debido a que la cantidad de amplificadores de RF utilizados en un sistema de transmisión dado de CATV, cada amplificador de RF debe proporcionar degradación mínima a la señal transmitida. Muchos amplificadores son objeto de una amplia gama de temperaturas de operación ambiente. Estos cambios de temperatura pueden afectar las características de operación de ciertos componentes electrónicos dentro del amplificador por lo que generan o inducen distorsiones adicionales. Un intervalo de temperatura de -40 °C a +85 °C no es raro para muchas aplicaciones de amplificador en un ambiente de comunicación. Para asegurar un funcionamiento consistente sobre el ancho de banda de operación y minimizar las distorsiones resultantes, se debe diseñar un amplificador para una gama amplia de temperaturas de operación ambiente . Las distorsiones creadas por un amplificador las cuales son la preocupación principal son las intermodulaciones armónicas y las distorsiones de segundo (par) y de tercer (impar) orden. Los diseños de amplificador de la técnica anterior han intentado disminuir los efectos de distorsiones de orden par mediante la utilización de topologías de amplificador contrafásico de manera que la cancelación máxima de orden par se produce cuando se mantiene una relación de fase apropiada de 180° sobre la totalidad de ancho de banda. Esto se obtiene a través de una ganancia igual en las etapas de contrafase por coincidencia de las características de operación de los dispositivos activos. Sin embargo, la distorsión de orden impar es difícil de corregir. Las características de distorsión de orden par de un amplificador se manifiestan como modulación cruzada (X-modo) y distorsiones de onda triple compuesta (CTB) sobre la señal que es amplificada. X-modo se produce cuando el contenido modulado de un canal que es transmitido interfiere con y se vuelve parte de un canal adyacente o no adyacente. CTB resulta de la combinación de tres frecuencias de portadoras que se presentan en proximidad de cada portadora puesto que las portadoras típicamente están separadas por igual a través del ancho de banda de frecuencia. De las dos distorsiones que se indican, CTB se vuelve más problemática cuando se incrementa el número de canales en un sistema de CATV dado. Aunque la distorsión X-modo también incrementa en proporción respecto al número de canales, la posibilidad de CTB es más notable debido al número aumentado de combinaciones disponibles de entre el número total de canales transmitidos. Conforme se incrementa el número de canales transmitidos por un sistema de comunicación, o estos canales residen muy cercanos entre si, la distorsión de orden impar se vuelve un factor limitante del funcionamiento del amplificador. Existen tres maneras básicas de corregir la distorsión generada por un dispositivo no lineal (NLD) : 1) reducir el nivel de potencia de señal; 2) utilizar una técnica de alimentación adelantada; y 3) utilizar una técnica de predistorsión o postdistorsión. El primer método reduce el nivel de potencia de señal de manera que el NLD está funcionando en su región lineal. Sin embargo, en el caso de un amplificador RF, esto resulta en un consumo de energía muy alto para una potencia de salida de RF baja. El segundo método es la técnica de alimentación adelantada. Utilizando está técnica, la señal de entrada del circuito de amplificación principal se muestrea y compara con la señal de salida para determinar la diferencia entre señales. A partir de esta diferencia, se extrae el componente de distorsión. Este componente de distorsión después se amplifica por un circuito de amplificación auxiliar y se combina con la salida del circuito de amplificación principal de manera que los dos componentes de distorsión se cancelan entre si . Aunque esto mejora las características de distorsión del amplificador, la potencia consumida por el circuito de amplificación auxiliar es comparable con la consumida por el circuito de amplificación principal. Este circuitaje también es complejo y muy sensible a la temperatura. El tercer método es la técnica de predistorsión o postdistorsión. Dependiendo de si la señal de distorsión compensada se genera antes del dispositivo no lineal o después, se utiliza el término respectivo de predistorsión o postdistorsión. En esta técnica, se estima y se genera una señal de distorsión igual en amplitud pero opuesta en fase al componente de distorsión generado por el circuito amplificador. Esto se utiliza para cancelar la distorsión en la entrada (para la predistorsión) o la salida (para la postdistorsión) del amplificador, por lo que se mejoran las características de operación del amplificador. Un diseño de distorsión, como se describe en la Patente de los Estados Unidos Número 5,703,530 y que se muestra en la Figura 1, se basa en la red de atenuación p tradicional y una línea de retardo para compensación de ganancia; y un par diodo acoplado con una línea de retardo para distorsión y compensación de fase. Este circuito genera una distorsión que es igual en amplitud pero opuesta en fase a la distorsión introducida por el amplificador. Las gráficas de la distorsión contribuidas por el generador de distorsión y las distorsiones manifiestas por el amplificador se muestran en las Figuras 2 y 3. Como se muestra, la señal de distorsión compensa las distorsiones generadas por el amplificador . Sin embargo, el uso de líneas de retardo de tal manera no es práctico puesto que las líneas de retardo físicamente son grandes, son difíciles de ajustar y resultan en una inconsistencia a través de la amplia gama de frecuencias. Adicionalmente, tanto la amplitud como la información de fases se requieren para una compensación correcta. La patente '530 también establece que el sistema descrito aquí no es ideal para ciertas aplicaciones, tales como distorsión para amplificadores de RF CATV, debido a las pérdidas excesivas introducidas por el circuito de distorsión. La patente de los Estados Unidos Número 5,523,716 describe otro ejemplo de un diseño de compensación de distorsión; este diseño está dirigido a sistemas de comunicación de satélite. Puesto que el sistema de satélite descrito en la patente ' 716 tiene una alta gama de potencia de operación, la señal de RF recibida actúa al par diodo y, en consecuencia, no se requiere un circuito de polarización. Debido al nivel de señal extremadamente bajo para aplicaciones CATV y debido a las frecuencias de operación mucho menores, tal diseño no operaría efectivamente en un ambiente de CATV.

Un artículo intitulado "Semiconductor Transmitter Amplifiers And Traveling Wave Tube Linearizers For Future Communication Satellites" con fecha del 10 de febrero de 1991 por Abdel Messiah Khilla y Johannes Czech describe varios tipos diferentes de amplificadores de potencia de alta frecuencia para uso en sistemas de comunicación de satélite. De manera similar a la patente '716, la tecnología descrita en el artículo no es aplicable al ambiente de baja potencia y baja frecuencia de CATV. Adicionalmente, ni la patente '716 o el artículo de Khilla describe un circuito de predistorsión acoplado con un amplificador de RF en un tablero de circuito impreso único vía el circuitaje impreso. Puesto que una frecuencia de respuesta, la cual es plana dentro de + 0.25 dB hasta más de 50-1000 MHz, se requiere para que un amplificador de RF de CATV transporte más de 150 canales, debe tenerse precaución especial no solo en las características de alta frecuencia de los componentes electrónicos utilizados en el diseño de amplificador de RF sino también la distribución y las técnicas de empacado también. Un aspecto importante es el impacto grave sobre los circuitos de alta velocidad y alta frecuencia es la existencia de capacitancia parásita dentro del circuito. Los efectos ocultos de la capacitancia se atestiguan a bajas frecuencias y a menudo dominan el comportamiento del circuito a altas frecuencias.

Aunque es primordial eliminar distorsiones causadas por amplificadores de RF, la mayor parte de los diseños de amplificadores de RF han tenido éxito únicamente al reducir las distorsiones, pero no al eliminar las distorsiones. En consecuencia, habitualmente se requiere un circuito separado para compensar estas distorsiones. El acoplamiento de un circuito de distorsión al amplificador de RF asociado en el mismo tablero de PC es una opción que no se práctica habitualmente puesto que genera problemas adicionales. Específicamente, la capacitancia parásita de los componentes del circuito de distorsión sobre el tablero de PC provoca degradación en la pérdida de retorno y el funcionamiento de ancho de banda del amplificador de RF . En consecuencia, se compromete el funcionamiento del amplificador de RF. En consecuencia, existe la necesidad por un generador de distorsión integrado el cual se acople con un amplificador de RF en un tablero de PC único sin degradar las características de funcionamiento del amplificador de RF .

DESCRIPCIÓN BREVE DE LA INVENCIÓN La presente invención comprende un generador de distorsión en línea acoplado a un amplificador de RF sobre un tablero de PC único para producir una señal de salida de amplitud útil pero con una baja variación periódica triple y distorsiones de modulación cruzada. El plano de fondo bajo la sección del tablero PC sobre el cual reside el circuito de distorsión se remueve y la porción de disipador térmico bajo la porción removida del plano de fondo también se retira. Esto elimina cualquier capacitancia parásita que pueda degradar el funcionamiento del amplificador de RF, por lo que vuelve al circuito de distorsión transparente para el amplificador de RF . Además, la distribución del circuitaje de predistorsión se ha diseñado específicamente para mejorar el funcionamiento del circuitaje sin inducir ninguna característica de operación negativa sobre el amplificador de RF asociado. En consecuencia, un objetivo de la invención es proporcionar un amplificador de RF acoplado a un generador de distorsión del mismo tablero de circuito impreso sin degradar el funcionamiento del amplificador de RF. Otros objetivos y ventajas del sistema y el método se volverán aparentes para aquellos expertos en la técnica después de la literatura de una descripción detallada de la modalidad preferida.

DESCRIPCIÓN BREVE DE LOS DIBUJOS La Figura 1 es un diagrama esquemático de un generador de distorsión de la técnica anterior.

La Figura 2 es una combinación de la gráfica del efecto utilizando las salidas del generador de distorsión de la técnica anterior que se muestra en la Figura 1, con un amplificador de RF. La Figura 3 es una gráfica de combinación del efecto de la utilización de las salidas del generador de distorsión de la técnica anterior que se muestra en la Figura 1, con un amplificador de RF. La Figura 4 es un diagrama esquemática de un atenuador p . La Figura 5 es un diagrama de señal de una corriente no lineal de diodo causada por el voltaje de entrada. La Figura 6 es un diagrama esquemático de la modalidad preferida del generador de distorsión de la presente invención. La Figura 7 es un diagrama esquemático de circuito de compensación de temperatura. La Figura 8 es un diagrama esquemático de un tablero de PC que incorpora un circuito de distorsión acoplado a un amplificador de RF. La Figura 9 es una vista en perspectiva del tablero de PC que se muestra en la Figura 8. La Figura 10 es una vista lateral del tablero de PC que se muestra en la Figura 8. La Figura 11 es una vista en planta superior de la plantilla de lámina delgada del tablero de PC.

La Figura 12 es una vista en perspectiva del disipador térmico del plano a tierra de cobre del tablero de PC. La Figura 13 es una vista en perspectiva del disipador térmico de la presente invención. La Figura 14 es una vista en perspectiva despiezada del disipador térmico, el tablero de PC y la cubierta de la presente invención. La Figura 15 es una vista ensamblada de la Figura 14. La Figura 16 es una modalidad alternativa de la presente invención. La Figura 17 es un esquema espacial de los componentes de circuito que comprenden al circuito de distorsión. Las Figuras 18A y 18B son gráficas que muestran la mejora de un amplificador de RF utilizando las enseñanzas de la presente invención.

DESCRIPCIÓN DE LAS MODALIDADES PREFERIDAS La modalidad preferida de la presente invención se describirá con referencia a las figuras de dibujos en donde números similares representan elementos similares a través de las mismas. Aunque lo siguiente es una descripción de un circuito de predistorsión acoplado con un amplificador de RF, aquellos expertos en la técnica reconocerán que la descripción es igualmente aplicable a un circuito de postdistorsión acoplado con un amplificador de RF. La función de transferencia de un amplificador de RF sin distorsión de segundo orden está en forma de: "salida = ^1 Ventrada ^3 V entrada Ecuación (1) El signo negativo para k3 representa el fenómeno de saturación. La señal de salida se comprimirá en ambos lados cuando la señal oscila de positiva a negativa. Para un ejemplo de un amplificador típico de RF de CATV con una ganancia de 18 dB y un nivel de potencia de entrada de 30 dBmv/canal para 77 canales, la función de transferencia es: Valida = 7 . 8 ventrada - 0 . 056 v3entrada Ecuación (2 ) El voltaje pico promedio de entrada será de 0.38 volts y el voltaje pico promedio de salida será de 3 volts si el amplificador de RF es lineal. Debido a la no linealidad del híbrido, la amplitud pico promedio final es: V abs = 3 - 0.003 Ecuación (3) La Ecuación 3 demuestra que, debido a la no linealidad del amplificador de RF, el voltaje promedio de salida se comprime en una milésima a la amplitud pico. En otras palabras, la señal de salida del amplificador de RF se ha comprimido por 0.0086 dB en su amplitud pico. El remedio para esta distorsión es utilizar el atenuador controlado no lineal de voltaje actual, de acuerdo con la presente invención. Este atenuador proporciona una atenuación de 0.0086 dB en el pico de señal de RF. Como se explicará con detalle en lo siguiente, la presente invención aprovecha la no linealidad de la corriente que fluye a través de los dos diodos acoplados para generar de manera instantánea un voltaje de corrección. Cuando el atenuador controlado no lineal se coloca en cascada con un amplificador de RF, la señal de salida de la combinación de atenuador y amplificador de RF se linealizará. La presente invención se describirá con referencia a la Figura 4, por lo que se muestra una red 20 de atenuador TT . La red 20 comprende una configuración seleccionada de resistores Z1 R1 R2, R3, Z0/ Rp. La fuente de señal se introduce en la entrada 30 de señal y la salida de la red 20 de atenuador se observa a través de la salida 95. Zx es la fuente de impedancia interna la cual podría ser igual a la integrancia Z0 del sistema, la cual se observa a través de la salida 95. En una modalidad de la invención para uso con un sistema de CATV, los valores de impedancia 7,-. y Z0 son iguales a 75 Ohms. Tres de los resistores Rl f R2, R3 forman una configuración de atenuador p. Preferiblemente, los valores (Y) de los resistores R2 y R3 son iguales, y sustancialmente más grandes que el valor (X) del resistor R^ El resistor Rp se conecta en paralelo con el resistor Rx. Como una persona experta en la técnica reconocerá claramente, cuando se satisface la siguiente condición: X = 2Z02Y/(Y2-Z02) Ecuación (4) la red 20 atenuadora coincide con la entrada y la salida, desde la CD (corriente directa) a frecuencias muy altas. Para un ejemplo del atenuador cuando X = 7.5 e Y = 1.5K, la potencia de atenuación A para la red 20 atenuadora es: Ecuación (5) 2(YZ„/(Y + Zn) + X)Y /YZn/(Y + Z ) (Y + X + YZ0 / (Y + Z0)) (X + (YZ0 / (Y + Z0))) A = ( )2 (YZ0/(Y + Z0) + X)Y Zo + Y + X + YZ0 / (Y + zc Bajo la condición cuando Z0 << Y, (como es el caso cuando X = 7.5 e Y = 1.5K) : A = (2 Z0/ (2Z0 + X) ) Ecuación (6) A (dB) = 10 lg A Ecuación (7) Cuando X = 7.5 e Y = 1.5K, A(dB) = 0.42dB. Esto significa que la red 20 atenuadora tiene muy pocas pérdidas de inserción y una buena respuesta de frecuencia. Cuando X tiene una variación pequeña debido a el paralelo de Rp, que se muestra en la Figura 4, a partir de la Ecuación (6) .

Delta X Delta A (dB) = Ecuación (8) 2Zn + X XR„ X¿ Delta X = - X = Ecuación (9) A partir de la Ecuación (9) x¿ Delta A (dB) = 8.68 Ecuación (10) 2Z0 Rp Por ejemplo, Si Rp = 375 ohms, entonces: (7.5) (7.5) Delta A (dB) = 8.68 = 0.00868dB (150) (375) Ecuación (11) La Ecuación (11) muestra que cuando Rp (375 ohms) está en paralelo con R-L (7.5 ohms), la atenuación se reducirá en 0.00868dB. Esta cantidad de cambio de atenuación es necesaria para compensación no lineal para un amplificador. Este ejemplo también muestra que cuando el valor de Rp >> R1# (es decir, cuando Rp es 50 veces mayor que R , el hecho de agregar Rp paralelo con R-. casi no tiene efectos sobre la coincidencia de integrancia, y la caída de voltaje sobre Rp se determina principalmente por el valor de R1. Sin embargo, si se utiliza un resistor Rp lineal en la red 20 atenuadora, no habrá señal de distorsión producida. La red 20 atenuadora, como se muestra, es un dispositivo lineal. Para que un circuito de distorsión funcione efectivamente, se utilizan diodos que generan una resistencia no lineal. Preferiblemente, se utilizan diodos Schottky. A corriente pequeña, la corriente del diodo es exponencialmente proporcional al voltaje a través, sobre el diodo . Por lo tanto, se pueden utilizar diodos como una resistencia no lineal. Para aplicaciones no lineales, la cantidad de atenuación se puede calcular como: X X X Ip Delta A (dB) = 8.68 = 8.68 2Z0 Rp 2Z0 I-L Ecuación (12) En donde Ip es el flujo de corriente a través de Rp (la resistencia no lineal) . 11 es el flujo de corriente a través de R-L . La Ecuación 12 proporciona la relación del cambio de atenuación debido al cambio de corriente, en Ip. Esta ecuación es precisa sobre un intervalo de frecuencia amplio. La relación entre la atenuación delta y un cambio en la corriente aún es válida cuando la resistencia es un resistor no lineal. En consecuencia, la Ecuación 12 proporciona una buena estimación de cuanta corriente no lineal se requiere para propósitos de predistorsión o postdistorsión. Con referencia a la Figura 5, cuando la onda de voltaje sinusoidal de entrada cambia de V-. a V2 o a V3, la corriente de salida cambia de I1 a I2 o a I3, respectivamente. La corriente no lineal utilizada para el orden de corrección es: -'-no lineal = -^l 12 + 1 Ecuación (13) A partir de la Ecuación 12, la corriente no lineal necesaria es y T ? -'-no lineal Delta Acorrecci6n no lineal (dB) = 8.68 2Z0 Isalida Ecuación (14) Únicamente la corriente no lineal será útil para propósitos de predistorsión o postdistorsión. La Ecuación 14 se puede volver a escribir en forma de : I no 1 ineal eff Delta ?t¡o líDeaí (dB) = 8.61 ^salida Ecuación (15) no 1 ineal Ino 1 ineal eff Ecuación (16) En consecuencia, Ino lineal eff en la Ecuación 15 es la corriente no lineal efectiva que avanza al puerto 114 de salida, el cual se muestra en la Figura 6. Isalida en la Ecuación 15 es la corriente total que avanza al puerto 114 de salida. La Ecuación 16 muestra que únicamente una parte pequeña de la corriente de diodo no lineal es utilizada efectivamente para corrección. La red 20 atenuadora p tiene baja pérdida de inserción y la caída de voltaje del voltaje de entrada y en R-. (que se muestra en la Figura 4) es proporcionar al voltaje de entrada. Este voltaje se puede utilizar para impulsar un par de diodos para producir corriente no lineal. La corriente no lineal que fluye en los diodos provocará que un atenuador proporcione menos atenuación a amplitudes de RF más grandes (es decir, cuando la señal de entrada tiene una potencia más alta) . Esto se puede utilizar para compensar la comprensión de señal causada por amplificación. Debido al valor relativamente alto de la resistencia no lineal de los diodos, la coincidencia de la red atenuadora casi no cambia. Esta coincidencia no cambiará incluso con respecto a la temperatura. Adicionalmente, la respuesta de frecuencia sobre bandas de frecuencia de octavas múltiples es favorable . Con referencia a la Figura 16, se muestra la modalidad preferida del atenuador 100 para predistorsión y postdistorsión. El atenuador 100 de la presente invención incluye varios componentes adicionales que modifican a un atenuador tradicional para obtener un funcionamiento significativamente mejor sobre una frecuencia amplia y un intervalo de temperatura. El atenuador 100 tiene un puerto 101 de entrada, un puerto 114 de salida y un puerto 116 de control de polarización. El atenuador 100 se puede utilizar en una configuración de predispersión con un amplificador o en una configuración postdistorsión. Para una configuración predistorsión, el puerto 104 de salida se conecta a la entrada de un amplificador. Para la configuración de postdistorsión como se muestra en la Figura 6, se aplica una señal de salida generada por un amplificador, al puerto 101 de entrada. El atenuador 100 incluye resistores 105, 106, 107, 108, 112, capacitores 102, 103, 103, 111, 113, 115; y diodos 109 y 110. La función de los resistores 105, 106, 107, 108, 112, capacitores 102, 103, 103, 111, 113, 115 es formar una red de atenuación ?t modificada en comparación con la red 20 de atenuación p que se muestra en la Figura 4. Los capacitores 102, 103, 104, 111, 113 y 115 también se utilizan para bloqueo de CD y acoplamiento de CA (corriente alterna) . Desde un punto de vista de CA, la combinación en paralelo de los resistores 105 y 106 es funcionalmente equivalente al resistor R2 de la Figura 4. Preferiblemente, los valores de los resistores 105 y 106 se deben elegir de manera que la combinación en paralelo sea equivalente al valor de la resistencia del resistor 112 (es decir, ( (R105*R106) / (R105+R?o6) ) =Rn2) • El resistor 108 es funcionalmente equivalente al resistor R1 de la Figura 4; y la combinación en serie del resistor 112 y el capacitor 111 es funcionalmente equivalente al resistor R3 de la Figura 4. El valor del resistor 107 no tiene efecto sobre la atenuación de señal. Las otras funciones para los resistores 105, 106 y 107 es suministrar una polarización de CD a los diodos 109, 110. Los diodos 109, 110 primero se conectan en serie; y la combinación de serie se conecta al resistor 107 en paralelo. Debido a que el resistor 107 tiene un valor de resistencia bajo y está en paralelo con los diodos 109, 110, la caída de voltaje a través de los diodos 109, 110 se determinará principalmente por la resistencia del resistor 107. Si el flujo de corriente en el resistor 107 es mucho mayor que el flujo de corriente en los diodos 109, 110, la caída de voltaje a través del diodo 109, 110 será muy estable y no será sensible a la presencia o ausencia de una señal en el puerto 101 de entrada. Las funciones integradas de atenuación de señal y suministro de polarización de diodo evitan cualquier efecto parásito debido a la introducción de circuitaje de polarización adicional. Esto permite una respuesta de alta frecuencia y una coincidencia de impedancia favorable. Desde una perspectiva de CD, el resistor 107, paralelo con los capacitores 103 y 104, proporciona un circuito disipador para los capacitores 103, 104. Por lo tanto, el resistor 107 descargará la carga eléctrica acumulada de los capacitores 103, 104 conectados en cada ciclo de CA. El diodo 109 se conecta al resistor 108 a través del capacitor 104 mientras que el diodo 110 se conecta al resistor 5 108 a través del capacitor 103. El diodo 109 es responsable de la corrección de distorsión de RF durante la porción negativa del ciclo de CA, mientras que el diodo 110 tiene la misma función durante la mitad positiva del ciclo de CA. La corriente no lineal del diodo 109 carga al capacitor 104, y la corriente no lineal 0 del diodo 110 carga al capacitor 103. Debido a la configuración del circuito, el voltaje producido en los capacitores 103 y 104 tiene el mismo valor pero signos diferentes. La resistencia pequeña desde el resistor 107 conectado a los capacitores 103, 104 descarga la carga eléctrica acumulada durante cada ciclo de 5 CA. Como un resultado, no hay caídas de voltaje a través de los capacitores 103, 104. Esto permite que el diodo 109, 110 proporcionen la corriente no lineal más grande para propósito de corrección. La presente invención tiene varias ventajas únicas con respecto a la técnica anterior. Debido a su estructura simétrica, el atenuador 100 produce únicamente distorsión de orden impar. En consecuencia, el circuito no degrada el funcionamiento de segundo orden de un NLD. El atenuador 100 también utiliza dos resistencias en serie 107, 108. Desde una perspectiva de CD, el resistor 107 mejora significativamente la eficiencia de corrección y reduce la susceptibilidad a efectos de temperatura ambiente . Desde una perspectiva de CA, el resistor 108 proporciona corrección de distorsión con pocas pérdidas de inserción. Debido al diseño del atenuador 100, la caída de voltaje a través del resistor 108 carga completamente los diodos 109, 110, incluso bajo operación no lineal de los diodos 109, 110. Como un resultado, se utiliza la corriente no lineal máxima para propósitos de corrección. Finalmente, un establecimiento de fase apropiado de las señales de distorsión es inherente en el diseño, por lo que evita el circuitaje de fase adicional y las líneas de retardo. Esto permite un diseño de circuito el cual es mucho menos complejo y resulta en un diseño compacto y robusto. La Tabla 1 proporciona una lista de los componentes que se muestran en la Figura 6. Sin embargo, una persona experta en la técnica puede reconocer claramente que los valores que se muestran en la Tabla 1 son únicamente con propósitos explicativos y no se deben considerar como limitantes de la invención. Por ejemplo, el valor del resistor 108 puede variar desde aproximadamente 2O hasta 30O. De igual manera, el valor del resistor 107 puede variar desde aproximadamente 100O a 3000O.

TABLA 1 COMPONENTE VALOR 0 IDENTIFICACIÓN 102 0.1 µf 103 0.1 µf 104 0 . 1 µf 105 6KO 106 6KO 107 330O 108 7.5O 109 HP.HSMS-2822#L30 110 HP HSMS-2822#L30 111 0.1 µf 112 3KO 113 0.1 µf 114 75O 115 0.1 µf Como se ha descrito previamente, el atenuador 100 utiliza la corriente no lineal producida por los diodos 109, 110 para compensar la compresión de voltaje causada por un NLD. Como se muestra, el atenuador 100 comprende capacitancia, resistencia y dos diodos. Los diodos son los únicos componentes que son sensibles a cambio de temperatura y los únicos componentes que requieren corrección durante el funcionamiento sobre un intervalo de temperatura amplio. Existen tres factores los cuales deben considerarse cuando se opera el atenuador 100 sobre un intervalo de temperatura amplio: 1) La corriente de operación del diodo cambiará si el voltaje de polarización permanece constante mientras cambia la temperatura ambiente. Bajo el mismo voltaje de entrada oscilando en el puerto 101 de entrada y el mismo voltaje de polarización, se creará más corriente de diodo no lineal conforme se incremente la temperatura. 2) Cuando se incrementa la temperatura ambiente, el diodo producirá menos corriente de corrección no lineal para el mismo voltaje de señal de entrada y la misma corriente de polarización de diodo. 3) Los NLD típicamente muestran más distorsión conforme se incrementa la temperatura ambiente. En consecuencia, se requiere una mayor corriente no lineal de diodo para corrección de una mayor distorsión. La totalidad de los efectos de temperatura experimentados por el atenuador 100 se relacionan con el voltaje de polarización. Algunos de los efectos son aditivos mientras que otros son sustractivos . Sin embargo, el resultado es que, para una temperatura dada, habrá un voltaje de polarización óptimo para producir la salida de corrección apropiada. La corrección de temperatura apropiada se obtendrá cuando exista un cambio definido previamente de voltaje de polarización versus temperatura. Con referencia a la Figura 7, se muestra la modalidad preferida del circuito 200 de compensación de temperatura. El 5 circuito 200 de compensación de temperatura controla la polarización de los diodos 109, 110 (que se muestran en la Figura 6) para compensación óptima de la distorsión. Como se muestra, el circuito 200 de compensación de temperatura comprende dos transistores 206, 213; un capacitor 216; nueve resistores 201, 202, 203, 204, 207, 109, 210, 214, 215; dos diodos 205, 208 y un termistor 211 de coeficiente de temperatura negativa. El termistor 211 de coeficiente de temperatura negativa se acopla en paralelo con el resistor 210 para formar una resistencia linealizada, la cual se correlaciona con un cambio en la temperatura. Un transistor 206 de PNP proporciona una fuente de corriente constante a través de su colector a la combinación 210, 211 de resistor linealizada. La corriente constante proporcionada por el transistor 206 PNP induce un cambio de voltaje linealizado a través de la combinación de resistor 210, 211, conforme cambia la temperatura. Al ajustar el valor del resistor 202 variable, se puede cambiar la cantidad de corriente constante a través del transistor 206 PNP. Por lo tanto, la oscilación de voltaje sobre la temperatura puede cambiar. La corriente constante también pasa a través del resistor 209 variable por lo que genera una caída de voltaje constante que se utiliza como un punto de polarización inicial para ajuste de voltaje de polarización. Al ajustar selectivamente la resistencia de los resistores 202 y 209, se puede obtener cualquier combinación de oscilación de voltaje y voltaje de polarización inicial. Un transistor 213 NPN el cual es un transistor seguidor emisor, proporciona el voltaje de polarización de control desde la línea 217 a través de la línea 116 al atenuador 100, como se muestra en la Figura 7. Los dos diodos 205 y 208 se utilizan para compensar el voltaje de unión de los dos transistores 206, 213, los cuales cambian sobre la temperatura. La Tabla 2 proporciona una lista de los componentes que se muestran en la Figura 7. Sin embargo, una persona experta en la técnica puede reconocer claramente que los valores que se muestran en la Tabla 2 son únicamente como ejemplo y no se debe considerar como limitantes de la invención.

TABLA 2 Se debe reconocer que la presente invención proporciona un diseño atenuador no lineal controlado en voltaje actual, combinado con un suministro de polarización para eficiencia de corrección no lineal y estabilidad de temperatura de polarización, óptimos, incluso si el circuito 200 de compensación de temperatura, como se describe aquí, no se utiliza, la modalidad preferida de la presente invención proporciona corrección de distorsión adecuada sobre un intervalo de temperatura amplio. Cuando se utiliza el circuito 200 de compensación de temperatura, se mejora adicionalmente los resultados de compensación de distorsión. En consecuencia, se debe ponderar una compensación entre el funcionamiento del circuito compensador y la complejidad del circuito. La presente invención proporciona la corrección de distorsión de fase de orden impar. La distorsión del tercer orden es dominante debido a que tiene la amplitud más grande en la salida del amplificador de RF; mientras que las distorsiones de orden impar superiores disminuyen en amplitud rápidamente, lo que las vuelve menos importantes para el problema de corrección de distorsión. Aunque los ejemplos anteriores describen distorsión de tercer orden debido a una gran diferencia en la amplitud entre la tercera distorsión y una distorsión de orden impar superior, el circuito es relevante para toda corrección y cancelación de orden impar. Con referencia a la figura 8, la modalidad preferida de la presente invención incluye un circuito 27 de distorsión y un circuito 29 amplificador de RF acoplado a un tablero 23 de circuito impreso (PC) único. Se debe reconocer por aquéllos expertos en la técnica que existen muchos tipos y configuraciones de circuitos amplificadores de RF que se pueden utilizar de acuerdo con las enseñanzas de la presente invención. Este circuito de distorsión es independiente del dispositivo. Es decir, su implementación se puede presentar en un amplificador de RF de extremo único, un amplificador contrafásico o un dispositivo duplicador de potencia que incluye preamplificador y postamplificador. La topología tampoco es importante para la implementación del circuito. Se puede utilizar en equipos que son totalmente de silicio, todo de GaAs o una combinación de los mismos. La implementación para la configuración seleccionada anterior se realiza al ajustar el resistor 108 y el voltaje de polarización aplicado al punto 116 de control de polarización para que coincida con la distorsión generada por la configuración seleccionada . Por ejemplo, el circuito 29 amplificador de RF puede ser un amplificador de dos etapas de silicio, un equipo darlington de silicio, un amplificador de dos etapas de GaAs o una combinación de GaAs y silicio en una configuración de amplificador de dos etapas. El nivel de potencia tampoco es importante pues este circuito puede aparecer como un dispositivo preamplificador o postamplificador . Además, se puede utilizar para corregir tanto la distorsión amplificadora de RF, la distorsión de detector óptico o un híbrido que contenga circuitaje tanto de RF como óptico. Un circuito 29 amplificador de RF, el cual se describe en la solicitud de patente de los E.U. 09/236,175 intitulado WIDEBAND LINEAR GAAS FET TERNATE CASCODE AMPLIFIER, se incorpora en la presente como referencia. El acoplamiento de los circuitos 27, 29 en un tablero 26 de PC único, resulta en varias ventajas. En primer lugar, la colocación del circuito 27 de distorsión con respecto al circuito 29 amplificador de RF se puede determinar con precisión durante la fabricación. Una vez que los circuitos 27, 29 se colocan sobre el tablero 23 de PC, no es necesario el ajuste a los circuitos 27, 29 para tomar en consideración el cambio espacial en la posición de los circuitos 27, 29 respectivos en relación, entre sí. En segundo lugar, esto elimina tanto el gasto como la degradación de funcionamiento introducida, cuando por ejemplo se utilizan líneas de retardo para acoplar el circuito 27 de distorsión con el circuito 29 amplificador de RF. La implementación física de la modalidad preferida de la presente invención se lleva a cabo utilizando dispositivos de montaje de superficie (no mostrados) en un lado 21 único de un tablero 23 de PC de doble lado, como se muestra en la figura 9. Se adhiere una capa de cobre al segundo lado del tablero 23 de PC. Esta capa comprende un plano a tierra 25 de baja inductancia. Como se muestra, el plano a tierra 25 se acopla adicionalmente a un disipador térmico 31. De esta manera, el plano a tierra 25 proporciona un medio conveniente para soldar el tablero 23 de PC sobre el disipador térmico 31.

Con referencia a la figura 10, se muestra una vista lateral del tablero 23 de PC. El espesor del tablero 23 de PC, los circuitos 27, 29 y la placa de tierra 25 se han exagerado en gran medida para explicación. Debido a la proximidad de los circuitos 27, 29 a la placa de tierra 25 se puede acumular una carga eléctrica entre los circuitos 27, 29 y la placa de tierra 25, como se ilustra por la distancia A. Adicionalmente, se puede acumular una carga eléctrica entre los circuitos 27, 29 y el disipador térmico 31 como se muestra por la distancia B. Las cargas eléctricas que se acumulan crean capacitancia parásitas las cuales finalmente degradan el funcionamiento del circuito 29 amplificador de RF . En consecuencia, es primordial reducir o eliminar estas capacitancias parásitas. El tablero 23 de PC incluye regiones de lámina delgada para trayectorias conductoras del circuito 27 de distorsión y un circuito 29 amplificador de RF. La plantilla de lámina delgada para el lado 21 de componente del tablero 23 de PC se muestra en la figura 11. La plantilla de lámina delgada para el lado de placa de tierra 25 del tablero 23 de PC se muestra en la figura 12. Para proteger y eliminar pérdidas excesivas debido a efectos parásitos de capacitancia distribuida que se sabe existen en las frecuencias de operación extendidas del circuito 27 de distorsión, se remueve específicamente una porción de la placa de tierra 25 de cobre debajo del circuito 27 de distorsión. Esto se muestra en la figura 12 como una región 32 con diagonales cruzadas. Se retiene un área pequeña 33 de cobre para mantener la continuidad a tierra con el disipador térmico 31 configurado selectivamente. El disipador térmico 31 para la presente invención se muestra con mayor detalle en la figura 13. El disipador térmico 31 es maquinado de un material térmicamente conductor para complementar las dimensiones del tablero 23 de PC y el patrón de lámina delgada de la placa de tierra 25. El disipador térmico 31 puede ser de cualquier material el cual sea térmicamente conductor, que tenga poca resistencia eléctrica y el cual incluye por lo menos una superficie que se pueda soldar. La superficie 35 superior del disipador térmico 31 se configura selectivamente para correspondencia coincidente con las regiones de lámina delgada del circuito 27 de distorsión y el circuito 29 amplificador de RF de la placa de tierra 25. Un área 39 pequeña de la superficie 35 superior del disipador térmico 31 bajo el circuito 27 de distorsión proporciona soporte y unión para el tablero 23 de PC y también proporciona una trayectoria a tierra adicional para la placa de tierra 25 del área pequeña 33 (que se muestra en la figura 12) . Dos áreas propuestas 37a, 37b en lados opuestos de la superficie 35 superior, definen las áreas de unión de cubierta 43 externas del tablero 23 de PC. Esto permite que la cubierta 43 proteja al tablero 23 de PC, como se muestra en las figuras 14 y 15, y que proteja contra cortos circuitos. Dos orificios 41 de montaje externos en el disipador térmico 31 permiten la unión del disipador térmico 31 a una superficie de disipador térmico, térmica interna, de un recinto ambiental (no mostrado) . Con referencia a la figura 16, se muestra una modalidad alternativa de la presente invención. En esta modalidad, una pieza de inserción 34 no conductora adicional, tal como una pieza adicional del tablero de PC o una pieza de inserción cerámica con una constante dieléctrica baja, se inserta debajo del circuito 27 de distorsión. Esto incrementa la distancia C entre el circuito 27 de distorsión y la placa de tierra 25, y la distancia D entre el circuito 27 de distorsión y el disipador térmico 31. Conforme se incrementan estas distancias, se reducen significativamente la acumulación de cargas y las capacitancias parásitas resultantes. Con referencia a la figura 17, se muestra la distribución 50 del circuito de la modalidad preferida del circuito 27 de distorsión de la presente invención. La distribución, o relación espacial entre los componentes los cuales comprenden al circuito 27 de distorsión, es crítica. Se debe hacer notar que la trayectoria C-C y D-D' debe ser igual para cancelación eficiente de la distorsión no deseada la cual se puede introducir por el circuitaje 27, tal como las armónicas de segundo orden o las variaciones periódicas de segundo orden producidas por los diodos 109, 110 y para una cancelación eficiente de los productos de tercer orden del circuito 29 amplificador de RF . Se requieren el capacitor 111 y el resistor 112 para una coincidencia eficiente del circuito 27 de distorsión con el circuito 29 amplificador de RF. La línea de transmisión A-A' proporciona un ajuste de ancho de banda y una coincidencia entre etapas. Es deseable mantener la longitud de la línea de transmisión desde A hasta A' tan corta como sea posible para reducir las pérdidas de inserción del circuito 27 de distorsión. También se debe hacer notar que el circuito 27 de distorsión es simétrico alrededor de la línea de transmisión A-A' . Esto asegura una operación adecuada del circuito 27 de distorsión y elimina cualquier característica de operación no deseada o distorsiones no deseadas que se podrían introducir por el circuito 27 de distorsión. Finalmente, la distancia entre el punto B, el cual es la salida de los diodos 109, 110 y el resistor 108 debe mantenerse tan corta como sea posible para mantener la cancelación en las frecuencias más altas. Si esta distancia es demasiado grande, puede introducir un desplazamiento de fase lo que finalmente disminuye la cantidad de distorsión generada por el circuito 27 de distorsión. Con referencia a las figuras 18A y 18B, las ventajas de la presente invención se pueden mostrar claramente con una mejora en la salida de distorsión CTB y X-modo por el circuito 29 amplificador de RF . Como se muestra en la figura 18A, se puede observar una mejoría notable en la reducción de distorsión CTB en el intervalo de 200-540 MHz en un amplificador de RF acoplado al circuito 27 de distorsión de una manera de acuerdo con la presente invención. Además, se debe hacer notar que la corrección se produce a través de todo el ancho de banda. Con referencia a la figura 18B, se muestra una mejora en la cantidad de distorsión X-modo desde el intervalo de 90-640 MHz; y es particularmente notable en el intervalo de 300-540 MHz cuando el circuito 27 de predistorsión se acopla a un amplificador de RF. Nuevamente, se puede observar una mejora significativa a través de la totalidad del ancho de banda. La modalidad preferida se ha descrito utilizando dispositivos de montaje de superficie con un disipador térmico integral. Se pueden utilizar otros métodos de construcción que se adhieran al sistema y método de la invención reivindicada. Aunque la presente invención se ha descrito en términos de la modalidad preferida, otras variaciones, las cuales están dentro del alcance de la invención como se indica en las reivindicaciones a continuación, serán evidentes para aquéllos expertos en la técnica .

Claims (18)

REIVINDICACIONES

1. Un sistema para recibir una entrada de señal de RF de CATV y transmitir una señal de RF de CATV amplificada, que comprende: un tablero de circuito impreso que tiene una primera sección acoplada eléctricamente vía circuitaje impreso a una segunda sección; un circuito generador de predistorsión no lineal definido en la primera sección para recibir la señal de RF de CATV de entrada y transmitir una señal de RF de CATV predistorsionada vía el circuitaje impreso; y un circuito amplificador de RF definido en la segunda sección para recibir la señal predistorsionada vía el circuitaje impreso y transmitir la señal de RF de CATV amplificada; por lo que el circuito generador de predistorsión corrige la distorsión de fase de orden impar.

2. El sistema como se describe en la reivindicación 1, en el que la totalidad del circuitaje del tablero de circuito impreso se coloca sobre un primer lado, y comprende además un plano de fondo conductor asociado con la segunda sección y colocado en el segundo lado del tablero de circuito impreso, el plano de fondo conductor es coextensivo con la segunda sección de manera que el plano de fondo no se extiende a ninguna porción del segundo lado el cual está opuesto a la primera sección.

3. El sistema como se describe en la reivindicación 1, en el que la totalidad del circuitaje del tablero del circuito impreso se coloca en un primer lado, y comprende además un disipador térmico asociado con la segunda sección y colocado sobre un segundo lado del tablero de circuito impreso, el disipador térmico es coextensivo con la segunda sección de manera que el disipador térmico no se extiende a ninguna porción del segundo lado, el cual está opuesto a la primera sección.

4. El sistema como se describe en la reivindicación 1, en el que la totalidad del circuitaje del tablero de circuito impreso se coloca sobre un primer lado, y comprende además un disipador térmico asociado con la segunda sección y colocado sobre un segundo lado del tablero de circuito impreso.

5. El sistema como se describe en la reivindicación 4, en el que el disipador térmico comprende una primera y segunda porciones; por lo que la primera porción es coextensiva con, y hace contacto con el segundo lado del tablero de circuito impreso opuesto a la segunda sección, la segunda porción es coextensiva con, pero no hace contacto con el segundo lado del tablero de circuito impreso opuesto a la primera sección.

6. El sistema como se describe en la reivindicación 1, en donde el tablero de circuito impreso comprende un primero y segundo lados y comprende además un plano de fondo conductor del segundo lado asociado con la segunda sección, el plano de fondo conductor es coextensivo con la segunda sección de manera que el plano de fondo no se extiende a ninguna porción del segundo lado la cual esté opuesta a la primera sección.

7. El sistema como se describe en la reivindicación 1, en el que el tablero de circuito impreso comprende un primero y segundo lados y comprende además un disipador térmico coextensivo con la segunda sección.

8. El sistema como se describe en la reivindicación 1, en el que el tablero de circuito impreso comprende un primero y segundo lados y comprende además un disipador térmico asociado con la segunda sección y colocado sobre el segundo lado del tablero de circuito impreso.

9. El sistema como se describe en la reivindicación 8, en el que el disipador térmico comprende una primera y segunda porciones, por lo que la primera porción es coextensiva con, y hace contacto con el segundo lado del tablero de circuito impreso opuesto a la segunda sección y la segunda porción es coextensiva con, pero no hace contacto con el segundo lado del tablero de circuito impreso opuesto a la primera sección.

10. Un sistema para recibir una señal de RF de entrada y transmitir una señal de RF amplificada, que comprende: un tablero de circuito impreso que tiene una primera sección acoplada eléctricamente vía circuitaje impreso a una segunda sección; un circuito amplificador de RF definido en la segunda sección para recibir la señal de RF de entrada y transmitir una señal de RF amplificada no corregida vía el circuitaje impreso; y un circuito generador de distorsión no lineal definido en la primera sección para recibir la señal de RF no amplificada no corregida y transmitir la señal de RF amplificada; por lo que el circuito generador de predistorsión corrige la distorsión de fase de orden impar.

11. El sistema como se describe en la reivindicación 10, en el que la totalidad del circuitaje del tablero del circuito impreso se coloca en un primer lado, y comprende además un plano de fondo conductor asociado con la segunda sección y colocado sobre un segundo lado del tablero de circuito impreso, el plano de fondo conductor es coextensivo con la segunda sección de manera que el plano de fondo no se extiende a ninguna porción del segundo lado la cual sea opuesta a la primera sección.

12. El sistema como se describe en la reivindicación 10, en el que la totalidad del circuitaje del tablero del circuito impreso se coloca en un primer lado y que comprende además un disipador térmico asociado con la segunda sección y colocado sobre un segundo lado del tablero de circuito impreso, el disipador térmico es coextensivo con la segunda sección de manera que el disipador térmico no se extiende a ninguna porción del segundo lado el cual está opuesto a la primera sección.

13. El sistema como se describe en la reivindicación 10, en el que la totalidad del circuitaje del tablero de circuito impreso se coloca en un primer lado y que comprende además un disipador térmico asociado con la segunda sección y colocado en un segundo lado del tablero de circuito impreso .

14. El sistema como se describe en la reivindicación 13, en el que el disipador térmico comprende una primera y segunda porciones; por lo que la primera porción es coextensiva con, y hace contacto con el segundo lado del tablero de circuito impreso opuesto a la segunda sección, y la segunda porción es coextensiva con, pero no hace contacto, con el segundo lado del tablero de circuito impreso opuesto a la primera sección.

15. El sistema como se describe en la reivindicación 10, en el que el tablero de circuito impreso comprende un primero y segundo lados que comprende además un plano de fondo conductor sobre el segundo lado asociado con la segunda sección, el plano de fondo conductor es coextensivo con la segunda sección de manera que el plano de fondo no se extiende a ninguna porción del segundo lado la cual sea opuesta a la primera sección.

16. El sistema como se describe en la reivindicación 10, en el que el tablero del circuito impreso comprende un primero y segundo lados y comprende además un disipador térmico coextensivo con la segunda sección.

17. El sistema como se describe en la reivindicación 10, en el que el tablero de circuito impreso comprende un primero y segundo lados y comprende además un disipador térmico asociado con la segunda sección y colocado sobre el segundo lado del tablero de circuito impreso.

18. El sistema como se describe en la reivindicación 17, en el que el disipador térmico comprende una primera y segunda porciones; por lo que la primera porción es coextensiva con, y hace contacto con el segundo lado del tablero de circuito impreso opuesto a la segunda sección y la segunda porción es coextensiva con, pero no hace contacto, con el segundo lado del tablero de circuito impreso opuesto a la primera sección.