MX2012011818A - Aparato de conversion de alimentacion de potencia. - Google Patents

Abstract

Un aparato de conversión de alimentación, incluye: elementos de conmutación (S1 a S6) que se conectan en paralelo a una barra colectora común y accionan corrientes de diferentes fases; y un controlador (14) del motor que controla los elementos de conmutación (S1 a S6) respectivos. El controlador (14) del motor controla los elementos de conmutación (S1 a S6) respectivos de tal manera que una dirección de una fluctuación de corriente por una operación de encendido/apagado de un elemento de conmutación es opuesta a una dirección de una fluctuación de corriente por una operación de encendido/apagado de al menos uno de los otros elementos de conmutación.

Description

APARATO DE CONVERSIÓN DE ALIMENTACIÓN DE POTENCIA CAMPO TÉCNICO La presente invención se refiere a un aparato de conversión de alimentación de potencia para convertir alimentación de CC (corriente continua) en alimentación de CA (corriente alterna) , más preferiblemente, se refiere a una técnica para suprimir las rápidas fluctuaciones de corriente a fin de prevenir el alto voltaje de sobretensión aplicado a un elemento de conmutación.

ARTE ANTECEDENTE Un aparato de conversión de alimentación para suministrar energía para accionar un motor montado en un vehículo controla el encendido y apagado de una pluralidad de elementos de conmutación. Por consiguiente, se provocan rápidas fluctuaciones de corriente en una barra colectora común conectada a una fuente de alimentación de CC, y de esta manera se provoca el alto voltaje de sobretensión (L*di/dt) derivado de una inductancia parásita (L) . Para suprimir tales fluctuaciones de corriente, la PTL 1 describe un método para prevenir las rápidas fluctuaciones de corriente, en que las temporizaciones de accionamiento de los elementos de conmutación de una pluralidad de fases (por ejemplo, Fase U, Fase V y Fase ) se varían a fin de prevenir que cada elemento de conmutación se encienda concurrentemente.

Lista de Menciones Literatura de Patente PTL 1: Publicación Internacional WO 2005/081389 BREVE DESCRIPCIÓN DE LA INVENCIÓN Problema de Técnico De acuerdo con la PTL 1, se puede prevenir un incremento en la variación de corriente (di/dt) cuando las direcciones de las corrientes son idénticas y los elementos de conmutación se encienden concurrentemente. Sin embargo, cuando los elementos de conmutación respectivos se encienden o apagan de manera independiente, no se pueden prevenir las rápidas fluctuaciones de corriente.

La presente invención se ha hecho en vista de tal problema convencional. Es un objeto de la presente invención proporcionar un aparato de conversión de alimentación capaz de prevenir las rápidas fluctuaciones de corriente asociadas con las operaciones de encendido/apagado de cada elemento de conmutación .

Solución al Problema Para lograr el objeto anteriormente mencionado, un aparato de conversión de alimentación de acuerdo con el primer aspecto de la presente invención comprende: un primer elemento de conmutación y un segundo elemento de conmutación que se conectan en paralelo a una barra colectora común y accionan corrientes de diferentes fases; y una unidad de control que controla las operaciones de encendido/apagado de los primer y segundo elementos de conmutación, en donde la unidad de control controla las operaciones de encendido/apagado de tal manera que una dirección de una fluctuación de corriente por la operación de encendido/apagado del primer elemento de conmutación es opuesta a una dirección de una fluctuación de corriente por la operación de encendido/apagado del segundo elemento de conmutación.

Un aparato de conversión de alimentación de acuerdo con el segundo aspecto de la presente invención que convierte la alimentación de CC a ser proporcionada como salida a partir de una fuente de alimentación de CC en alimentación de CA, comprende: un primer elemento de conmutación y un segundo elemento de conmutación que se conectan en paralelo a un par de barras colectoras comunes conectadas a electrodos positivo y negativo de la fuente de alimentación de CC, respectivamente, y accionan corrientes de diferentes fases; y una unidad de control que controla las operaciones de encendido/apagado de los primer y segundo elementos de conmutación, en donde la unidad de control controla las operaciones de encendido/apagado de tal manera que una dirección de una fluctuación de corriente por la operación de encendido/apagado del primer elemento de conmutación es opuesta a una dirección de una fluctuación de corriente por la operación de encendido/apagado del segundo elemento de conmutación.

Efecto Ventajoso de la Invención El aparato de conversión de alimentación de la presente invención controla los elementos de conmutación de tal manera que una dirección de la fluctuación de corriente cuando se opera un elemento de conmutación de una fase es opuesta a una dirección de la fluctuación de corriente cuando se opera un elemento de otra fase. Por consiguiente, se puede reducir una variación de corriente que incluye una inductancia parásita y pasa a través de una trayectoria de corriente, y se puede prevenir el voltaje de sobretensión derivado de las fluctuaciones de corriente.

BREVE DESCRIPCIÓN DE LOS DIBUJOS [Figura 1] La Figura 1 es un diagrama de circuitos que muestra una constitución de un aparato de conversión de alimentación de acuerdo con la primera modalidad de la presente invención.

[Figura 2] La Figura 2 es un diagrama de bloques que muestra una constitución de una unidad de control del motor que incluye un aparato de conversión de alimentación de acuerdo con la primera modalidad de la presente invención.

[Figura 3] La Figura 3 es un diagrama de tiempo que muestra un pulso de accionamiento generado en un aparato de conversión de alimentación de acuerdo con la primera modalidad de la presente invención y un pulso desplazado del pulso de accionamiento .

[Figura 4] La Figura 4 es un diagrama de tiempo que muestra las fluctuaciones de corriente de las Fase U, Fase V y Fase W respectivas generadas en un aparato de conversión de alimentación de acuerdo con la primera modalidad de la presente invención.

[Figura 5] La Figura 5 es un diagrama explicativo que muestra la corriente inmediatamente antes de que un elemento de conmutación de Fase V se desplace desde un estado encendido hacia un estado apagado en un aparato de conversión de alimentación normal.

[Figura 6] La Figura 6 es un diagrama explicativo que muestra la corriente inmediatamente después de que un elemento de conmutación de Fase V se desplaza desde un estado encendido hacia un estado apagado en un aparato de conversión de alimentación normal.

[Figura 7] La Figura 7 es un diagrama explicativo que muestra las fluctuaciones de corriente causadas cuando un elemento de conmutación de Fase V se desplaza desde un estado encendido hacia un estado apagado en un aparato de conversión de alimentación normal.

[Figura 8] La Figura 8 es un diagrama explicativo que muestra las fluctuaciones de la corriente que fluye hacia un capacitor cuando un elemento de conmutación de Fase V se desplaza desde un estado encendido hacia un estado apagado en un aparato de conversión de alimentación normal.

[Figura 9] La Figura 9 es un diagrama explicativo que muestra una dirección y una magnitud de la corriente que fluye hacia un capacitor cuando un elemento de conmutación de Fase U se desplaza desde un estado encendido hacia un estado apagado en un aparato de conversión de alimentación normal.

[Figura 10] La Figura 10 es un diagrama explicativo que muestra una dirección y una magnitud de la corriente que fluye hacia un capacitor cuando un elemento de conmutación de Fase U se desplaza desde un estado apagado hacia un estado encendido en un aparato de conversión de alimentación normal.

[Figura 11] La Figura 11 es un diagrama que ilustra un proceso de generación de un pulso de accionamiento de acuerdo con una relación entre una señal de portador y un valor de directiva del voltaje en un aparato de conversión de alimentación que concuerda con un aparato de conversión de alimentación normal.

[Figura 12] La Figura 12 es un diagrama que ilustra un proceso de desplazamiento de un pulso de accionamiento generado de acuerdo con una relación entre una señal de portador y un valor de directiva del voltaje en un aparato de conversión de alimentación de acuerdo con la primera modalidad de la presente invención.

[Figura 13] La Figura 13 es un diagrama explicativo que muestra las fluctuaciones de la corriente que fluye hacia un capacitor cuando se desplaza un pulso de accionamiento y cuando no se desplaza un pulso de accionamiento.

[Figura 14] La Figura 14 es un diagrama explicativo que muestra típicamente un ejemplo de desplazamiento de un pulso de accionamiento a fin de reducir las fluctuaciones de corriente en un aparato de conversión de alimentación de acuerdo con la primera modalidad de la presente invención.

[Figura 15] La Figura 15 es un diagrama explicativo que muestra típicamente un ejemplo de desplazamiento de un pulso de accionamiento a fin de reducir las fluctuaciones de corriente en un aparato de conversión de alimentación de acuerdo con la primera modalidad de la presente invención.

[Figura 16] La Figura 16 es un diagrama explicativo que muestra las fluctuaciones de corriente de cada fase cuando un inversor tiene nueve fases en un aparato de conversión de alimentación de acuerdo con la primera modalidad de la presente invención.

[Figura 17] La Figura 17 es un diagrama explicativo que muestra los valores de la corriente y las diferencias de cada fase en un tiempo predeterminado cuando un inversor tiene nueve fases en un aparato de conversión de alimentación de acuerdo con la primera modalidad de la presente invención.

[Figura 18] La Figura 18 es un diagrama de circuitos de un inversor cuando las Fase U, Fase V y Fase W respectivas se dividen en tres sistemas en un aparato de conversión de alimentación de acuerdo con la segunda modalidad de la presente invención.

[Figura 19] La Figura 19 es un diagrama de circuitos de un inversor cuando las Fase U, Fase V y Fase W respectivas se dividen en cuatro sistemas en un aparato de conversión de alimentación de acuerdo con la segunda modalidad de la presente invención.

[Figura 20] La Figura 20 es un diagrama de tiempo que muestra las fluctuaciones de corriente de los Ul, U2 y U3 respectivos cuando la Fase U se divide en tres sistemas en un aparato de conversión de alimentación de acuerdo con la segunda modalidad de la presente invención.

[Figura 21] La Figura 21 es un diagrama explicativo que muestra los pulsos de accionamiento de los Ul, U2 y U3 respectivos cuando la Fase U se divide en tres sistemas en un aparato de conversión de alimentación de acuerdo con la segunda modalidad de la presente invención.

[Figura 22] La Figura 22 es un diagrama explicativo en un caso de desplazamiento de los pulsos de accionamiento de los Ul, U2 y U3 respectivos cuando la Fase U se divide en tres sistemas en un aparato de conversión de alimentación de acuerdo con la segunda modalidad de la presente invención.

[Figura 23] La Figura 23 es un diagrama de tiempo que muestra las fluctuaciones de corriente de los Ul, U2, U3 y U4 respectivos cuando la Fase U se divide en cuatro sistemas en un aparato de conversión de alimentación de acuerdo con la segunda modalidad de la presente invención.

[Figura 24] La Figura 24 es un diagrama explicativo en un caso de desplazamiento de los pulsos de accionamiento de los Ul, U2, U3 y U4 respectivos cuando la Fase U se divide en cuatro sistemas en un aparato de conversión de alimentación de acuerdo con la segunda modalidad de la presente invención.

[Figura 25] La Figura 25 es un diagrama explicativo en un caso de división de un pulso de accionamiento de Fase W en dos pulsos de accionamiento a fin de corresponder con una temporización de apagado de Fase U en un aparato de conversión de alimentación de acuerdo con la tercera modalidad de la presente invención.

DESCRIPCIÓN DE LAS MODALIDADES Lo siguiente es una explicación de una modalidad de acuerdo con la presente invención con referencia a los dibujos .

Primera Modalidad Con referencia a la Figura 1 se explicará una constitución de un aparato 100 de conversión de alimentación y un motor 13 accionado por la energía suministrada a partir del aparato 100 de conversión de alimentación de acuerdo con la primera modalidad de la presente invención. La presente modalidad es un ejemplo del aparato 100 de conversión de alimentación que convierte la CC (corriente continua) en CA (corriente alterna) de tres fases. Sin embargo, la CA convertida no se limita a CA de tres fases, y puede ser CA de múltiples fases de cuatro o más fases.

Como se muestra en la Figura 1, el aparato 100 de conversión de alimentación incluye un inversor 11 y un controlador 14 del motor (unidad de control, medio de control) .

El inversor 11 incluye una fuente 12 de alimentación de CC, y un capacitor Cl conectado a la fuente 12 de alimentación de CC. El inversor 11 adicionalmente incluye elementos SI, S2, S3, S4, S5 y S6 de conmutación que utilizan un IGBT (transistor bipolar de puerta aislada), y diodos DI, D2, D3, D4, D5 y D6 conectados en paralelo inverso a los elementos SI a S6 de conmutación respectivos. Cada par de los elementos de conmutación mutuamente conectados en serie, es decir, cada par de SI y S2, S3 y S4, y S5 y S6 se compone de un brazo superior y un brazo inferior de cada fase en el inversor 11. Nótese que, los elementos de conmutación no se limitan al IGBT.

Un emisor del elemento SI de conmutación se conecta a un colector del elemento S2 de conmutación. El punto de conexión entre los mismos es un punto de salida de Fase U de la CA de tres fases que se conecta a la Fase U del motor 13. De modo semejante, un emisor del elemento S3 de conmutación se conecta a un colector del elemento S4 de conmutación. El punto de conexión entre los mismos es un punto de salida de Fase V de la CA de tres fases que se conecta a la Fase V del motor 13. De modo semejante, un emisor del elemento S5 de conmutación se conecta a un colector del elemento S6 de conmutación. El punto de conexión entre los mismos es un punto de salida de Fase W de la CA de tres fases que se conecta a la Fase W del motor 13.

Los colectores respectivos de los elementos SI, S3 y S5 de conmutación se conectan a un electrodo positivo de la fuente 12 de alimentación de CC por medio de una barra colectora común. Los emisores respectivos de los elementos S2, S4 y S6 de conmutación se conectan a un electrodo negativo de la fuente 12 de alimentación de CC por medio de una barra colectora común. Los pares de los elementos de conmutación (Si y S2, S3 y S4, S5 y S6) se conectan en paralelo a cada barra colectora común conectada a los electrodos positivo y negativo de la fuente 12 de alimentación de CC, respectivamente. Cada puerta de los elementos SI a S6 de conmutación se acciona por una señal de control que se proporciona como salida a partir del controlador 14 del motor. Los pares de los elementos de conmutación (SI y S2, S3 y S4, S5 y S6) accionan corrientes de las fases respectivas (Fase U, Fase V y Fase W) .

Con base en las corrientes Iu, Iv e Iw de carga de las fases respectivas que fluyen hacia el motor 13 detectadas por un detector de corriente (número de referencia 19 en la Figura 2), una posición de rotación del motor 13 detectada por un detector de frecuencia rotacional (número de referencia 18 en la Figura 2) , y un valor de directiva del momento de torsión provisto por un aparato superior no mostrado en la figura, el controlador 14 del motor genera señales de control para controlar los elementos SI a S6 de conmutación mediante P , seguido por proporcionar salida a las puertas de los elementos SI a S6 de conmutación respectivos.

El controlador 14 del motor de acuerdo con la presente modalidad se compone de, pero no está particularmente limitado a, un microprocesador incluyendo una unidad de procesamiento central (CPU) , una ROM de programa, una RAM de trabajo, y una interfaz de entrada y salida. La CPU ejecuta un programa almacenado en la ROM de modo que el controlador 14 del motor realiza una función de control.

A continuación, una constitución especifica del controlador 14 del motor (unidad de control, medio de control) para controlar el inversor 11 mostrado en la Figura 1 se explicará con referencia al diagrama de bloques mostrado en la Figura 2. Como se muestra en la Figura 2, el controlador 14 del motor controla el motor 13 para, por ejemplo, conducir un vehículo. El controlador 14 del motor incluye una unidad 21 de control del momento de torsión, una unidad 22 de control de corriente, una unidad 23 de conversión de coordenadas (unidad de establecimiento del valor de directiva del voltaje), una unidad 24 de control PWM (unidad de establecimiento del ciclo de trabajo, unidad de control PWM) , y una unidad 25 de control de temporizacion (unidad de establecimiento de temporizacion) . El controlador 14 del motor proporciona como salida una señal de accionamiento generada en la unidad 25 de control de temporizacion hacia las puertas respectivas de los elementos SI a S6 de conmutación, a fin de accionar el inversor 11. El controlador 14 del motor también incluye el detector 19 de corriente para detectar la corriente que fluye hacia el motor 13.

La unidad 21 de control del momento de torsión calcula los valores id e iq de directiva de la corriente de un eje d y un eje q del motor 13, respectivamente, con base en un valor T de directiva del momento de torsión aplicado externamente, y una frecuencia Omega de rotación del motor detectada por el detector 18 de frecuencia de rotación para detectar una frecuencia de rotación del motor 13.

Con base en los valores id e iq de directiva de la corriente del eje d y el eje q y los valores Id e Iq de la corriente del eje d y el eje q, la unidad 22 de control de corriente calcula los valores vd y vq de directiva del voltaje del eje d y el eje q, respectivamente, para conformar los valores de directiva para los valores reales. Con respecto al cálculo de los valores Id e Iq de la corriente del eje d y el eje q, las corriente iu, iv e iw de las fases respectivas (Fase U, Fase V y Fase W) del motor 13 se detectan por el detector 19 de corriente, seguido por la conversión a los valores Id e Iq de la corriente del eje d y el eje q por la unidad 23 de conversión de coordenadas. Nótese que, una suma de las corrientes de las fases respectivas del motor 13 es cero. De esta manera, se detectan las corrientes iu e iv de al menos las dos fases, de modo que se pueden obtener las corrientes iu, iv e iw de las tres fases del motor 13.

La unidad 23 de conversión de coordenadas convierte los valores vd y vq de directiva del voltaje del eje d y el eje q a los valores vu, vv y vw de directiva del voltaje de las tres fases .

La unidad 24 de control PWM genera los pulsos Dup, Dun, Dvp, Dvn, Dwp y Dwn de accionamiento del inversor 11 correspondientes a los valores vu, vv y vw de directiva del voltaje respectivos de la Fase U, Fase V y Fase W que se proporcionan como salida a partir de la unidad 23 de conversión de coordenadas, a fin de proporcionar salida a la unidad 25 de control de temporización . La presente modalidad no se limita a los valores de directiva del voltaje, y se pueden utilizar los valores de directiva de la corriente.

La unidad 25 de control de temporización genera los pulsos Tup, Tun, Tvp, Tvn, Twp y Twn de accionamiento en que las temporizaciones para controlar las operaciones de encendido/apagado de los elementos SI a S6 de conmutación respectivos provistos en el inversor 11 se cambian por medio de un método descrito debajo, a fin de proporcionar como salida los pulsos de accionamiento al inversor 11. Tup y Tun representan los pulsos de accionamiento suministrados a los elementos SI y S2 de conmutación superior e inferior de la Fase ü, Tvp y Tvn representan los pulsos de accionamiento suministrados a los elementos S3 y S4 de conmutación superior e inferior de la Fase V, y Twp y Twn representan los pulsos de accionamiento suministrados a los elementos S5 y S6 de conmutación superior e inferior de la Fase W.

A continuación, con referencia al diagrama de tiempo mostrado en la Figura 3 se explicará un proceso de generación de los pulsos Dup, Dun, Dvp, Dvn, Dwp y Dwn de accionamiento a partir de los valores vn, vv y vw de directiva del voltaje de las tres fases a ser proporcionadas como salida hacia los elementos SI a S6 de conmutación respectivos mediante la unidad 24 de control PW mostrada en la Figura 2. Nótese que, la Figura 3 muestra sólo el caso de generación de los pulsos Dup y Dvp de accionamiento de los brazos superiores a partir de los valores vu y vv de directiva del voltaje de las dos fases, en vista de la promoción de un mejor entendimiento.

Cuando se suministra una señal si de portador de una onda de triángulo mostrada en la Figura 3(a), la unidad 24 de control PWM compara la señal si de portador con cada valor vu y vv de directiva del voltaje. Posteriormente, la unidad 24 de control PWM genera el pulso de accionamiento a ser encendido en un periodo de tiempo cuando el valor de directiva del voltaje es mayor que la señal si de portador y a ser apagado en un periodo de tiempo cuando el valor de directiva del voltaje es menor que la señal si de portador con respecto al brazo superior. Además, la unidad 24 de control P M genera el pulso de accionamiento a ser encendido en un periodo de tiempo cuando el valor de directiva del voltaje es menor que la señal si de portador y a ser apagado en un periodo de tiempo cuando el valor de directiva del voltaje es mayor que la señal si de portador con respecto al brazo inferior. Adicionalmente, la unidad 24 de control PWM proporciona un tiempo muerto retardando el tiempo en que el pulso de accionamiento se desplaza desde el estado apagado hacia el estado encendido. Consecuentemente, se puede prevenir una ocurrencia de corto circuito de los brazos superior e inferior debido a la provisión del tiempo muerto.

El pulso Dup de accionamiento se enciende en el tiempo t2 que se retrasa dt del tiempo ti como se muestra en la Figura 3(b) debido a que el valor vu de directiva del voltaje del brazo superior de la Fase U excede la señal si de portador en el tiempo ti. Posteriormente, el pulso Dup de accionamiento se apaga en el tiempo t3 debido a que el valor vu de directiva del voltaje cae por debajo de la señal si de portador en el tiempo t3. A saber, se genera el pulso Dup de accionamiento como se muestra en la Figura 3(b).

De modo semejante, el pulso Dvp de accionamiento se enciende en el tiempo t5 que se retrasa dt del tiempo t4 como se muestra en la Figura 3(c) debido a que el valor vv de directiva del voltaje del brazo superior de la Fase V excede la señal si de portador en el tiempo t4. Posteriormente, el pulso Dvp de accionamiento se apaga en el tiempo tS debido a que el valor vv de directiva del voltaje cae por debajo de la señal si de portador en el tiempo t6. A saber, se genera el pulso Dvp de accionamiento como se muestra en la Figura 3(c). Nótese que, la condición similar también se aplica al caso del valor vw de directiva del voltaje de la Fase W, y que este caso no se muestra en la Figura 3.

A continuación, se explicará un primer proceso de generación de los pulsos Tup, Tun, Tvp, Tvn, Twp y Twn de accionamiento mediante el desplazamiento de las fases de los pulsos Dup, Dun, Dvp, Dvn, Dwp y Dwn de accionamiento respectivos mediante la unidad 25 de control de temporización mostrada en la Figura 2. Lo siguiente es un ejemplo de generación del pulso Tvp de accionamiento mediante el desplazamiento de la temporización del pulso Dvp de accionamiento del brazo superior de la Fase V. En otras palabras, la fase del pulso Dvp de accionamiento mostrado en la Figura 3(c) se desplaza a fin de generar el pulso Tvp de accionamiento como se muestra en la Figura 3(d).

Lo siguiente es una explicación del proceso de desplazamiento del pulso de accionamiento. Cuando el valor vv de directiva del voltaje excede la señal si de portador en el tiempo t4, el pulso Tvp de accionamiento se controla a fin de no estar encendido en el tiempo t5 después de un lapso de dt . El tiempo hasta que el valor vv de directiva del voltaje cae por debajo de la señal si de portador, es decir, el tiempo entre el tiempo t5 y el tiempo t6 (anchura de trabajo) se obtiene a fin de almacenar la anchura de trabajo. Posteriormente, el pulso Tvp de accionamiento se controla para estar encendido en el tiempo t3 en que el pulso Dup de accionamiento está apagado. El estado encendido del pulso Tvp de accionamiento se mantiene durante la anchura de trabajo anteriormente mencionada, y posteriormente, se apaga el pulso Tvp de accionamiento. Como resultado, el pulso Tvp de accionamiento se debe desplazar hacia el pulso de accionamiento mostrado en la Figura 3(d). Posteriormente, un tiempo de bajada del pulso Dup de accionamiento (temporización a ser apagada) se controla a fin de corresponder a un tiempo de subida del pulso Tvp de accionamiento (temporización a ser encendida) . Esto es porque ambas corrientes (corrientes de diferente dirección) están mutuamente contrabalanceadas, y se reduce la corriente que fluye hacia un capacitor Cl mostrado en la Figura 1. La explicación más especifica se describirá debaj o .

A continuación, se explicará un segundo proceso de generación de los pulsos Tup, Tun, Tvp, Tvn, Twp y Twn de accionamiento mediante el desplazamiento de las fases de los pulsos Dup, Dun, Dvp, Dvn, Dwp y Dwn de accionamiento respectivos mediante la unidad 25 de control de temporización mostrada en la Figura 2. Lo siguiente es un ejemplo de dividir el pulso Dvp de accionamiento mostrado en la Figura 3(c) y desplazar una fase de al menos uno de los pulsos de accionamiento divididos, a fin de cambiar a dos pulsos de accionamiento indicados por los números de referencia s2 y s3 mostrados en la Figura 3(e).

Lo siguiente es una explicación del proceso de desplazamiento del pulso de accionamiento. Cuando el valor vv de directiva del voltaje excede la señal si de portador en el tiempo t4, el pulso Tvp de accionamiento se controla a fin de estar encendido en el tiempo t5 después de un lapso de dt. Posteriormente, el pulso Tvp de accionamiento se controla para estar apagado en el tiempo t8 en que la señal si de portador alcanza el punto más bajo. Como resultado, se genera el pulso de accionamiento indicado por el número de referencia s2 en la Figura 3(e). Posteriormente, se obtiene el tiempo desde el punto en el cual el valor vv de directiva del voltaje excede la señal si de portador hasta el punto en el cual la señal vv de voltaje cae por debajo de la señal si de portador, es decir, el tiempo entre el tiempo t5 y el tiempo t6 (anchura de trabajo) , almacenando por consiguiente la anchura de trabajo.

El pulso Tvp de accionamiento se controla para estar encendido nuevamente en el tiempo t3 en el cual el pulso Dup de accionamiento está apagado. El estado encendido del pulso Tvp de accionamiento se mantiene sólo durante el tiempo obtenido mediante la sustracción del tiempo entre el tiempo t5 y el tiempo t8 (pulso s2 de accionamiento) de la anchura de trabajo, y posteriormente el pulso Tvp de accionamiento se controla para estar apagado. Alternativamente, se puede almacenar el tiempo entre el tiempo t8 y el tiempo t6 (anchura de trabajo) , a fin de determinar el tiempo de estar encendido a partir del tiempo t3. Como resultado, el pulso Tvp de accionamiento se cambia a los dos pulsos s2 y s3 de accionamiento mostrados en la Figura 3(e). En este caso, una suma de las anchuras de pulso de los dos pulsos s2 y s3 de accionamiento es idéntica a la anchura del pulso de accionamiento entre el tiempo t5 y el tiempo t6 mostrada en la Figura 3(c).

Con respecto al pulso Tvp de accionamiento mostrado en la Figura 3 (d) , el pulso de accionamiento entre el tiempo t5 y el tiempo t6 sobrepasa el tiempo t8. Por otra parte, el pulso de accionamiento a ser generado en el segundo proceso no sobrepasa el limite (tiempo t8) de la señal si de portador, a diferencia del primer proceso anteriormente mencionado. Por consiguiente, existe una ventaja de prevenir una degradación de un desempeño sincrónico con la señal de portador.

Como se describe anteriormente, la Figura 3 es el ejemplo del control de las temporizaciones de los pulsos de accionamiento de la Fase U y la Fase V a fin de corresponder entre si. De modo semejante, las temporizaciones de los pulsos de accionamiento entre las otras dos fases se pueden controlar para corresponder entre si. Cuando los pulsos de accionamiento de las tres fases se controlan para ser idénticos, se puede aplicar la idea similar al caso del ajuste de temporización entre las dos fases. Por ejemplo, cada flanco ascendente de los pulsos de accionamiento de la Fase V y la Fase W se puede controlar a fin de corresponder con un flanco posterior del pulso de accionamiento de la Fase U.

Lo siguiente es una explicación del propósito de corresponder el flanco ascendente de un pulso de accionamiento al flanco posterior de otro pulso de accionamiento, como se muestra en las Figuras 3(d) y 3(e).

Las Figuras 4(a) a 4(c) son los diagramas de tiempo respectivos que muestran las operaciones de encendido/apagado de los elementos SI a S6 de conmutación provistos en las Fase U, Fase V y Fase W respectivas. Las áreas blancas en los diagramas de tiempo representan los tiempos en que los elementos SI, S3 y S5 de conmutación superiores están encendidos, y las áreas sombreadas representan los tiempos en que los elementos S2, S4 y S6 de conmutación inferiores están encendidos. Una forma de onda de las fases respectivas es una forma de onda sinusoidal en que cada fase se desplaza por 120 grados .

En el tiempo inmediatamente antes de que se apague el elemento S3 de conmutación superior de la Fase V indicado por el número de referencia ql mostrado en la Figura (b) , las corrientes fluyen en las fases respectivas como se muestra en la Figura 5. A saber, una corriente II de +350 A fluye en el elemento S3 de conmutación superior de la Fase V, una corriente 12 de +200 A fluye en el elemento S2 de conmutación inferior de la Fase U, y una corriente 13 de -150 A fluye en el diodo D5 superior de la Fase W. Con respecto a las direcciones de las corrientes, una dirección hacia adelante de los elementos SI a S6 de conmutación, respectivos, se define como una corriente positiva, y una dirección inversa se define como una corriente negativa.

El elemento S3 de conmutación superior de la Fase V posteriormente se desplaza desde el estado encendido hacia el estado apagado, desplazándose por consiguiente a un modo de libre circulación. Consecuentemente, el diodo D4 inferior de la Fase V se desplaza hacia el estado encendido como se muestra en la Figura 6, de modo que la corriente II se mantenga fluyendo hacia el motor 13 (dirección hacia la derecha en la figura) . La Figura 7 muestras las fluctuaciones de corriente en el momento cuando el elemento S3 de conmutación superior de la Fase V se desplaza desde el estado encendido hacia el estado apagado.

A saber, como se muestra en la Figura 7, cuando el elemento S3 de conmutación superior de la Fase V se desplaza desde el estado encendido hacia el estado apagado, se provoca la misma fluctuación de corriente equivalente a -350 A en el elemento S3 de conmutación superior de la Fase V, el diodo D4 inferior de la Fase V, y el capacitor Cl, respectivamente. Con respecto a los puentes del brazo superior e inferior de la Fase U y los puentes del brazo superior e inferior de la Fase W, no hay cambio de la operación de conmutación (ninguna fluctuación de corriente) en el momento cuando el elemento S3 de conmutación se desplaza desde el estado encendido hacia el estado apagado. Entretanto, una rápida fluctuación de corriente derivada de la operación de conmutación de la Fase V se provoca en un lazo de circuito indicado por una flecha Yl en la Figura 6.

La Figura 8 es un diagrama de tiempo que muestra las fluctuaciones de la corriente que fluye hacia el capacitor Cl en el momento cuando el elemento S3 de conmutación se desplaza desde el estado encendido hacia el estado apagado. La corriente que fluye hacia el capacitor Cl se desplaza desde +200 A hasta -150 A en el tiempo tlO. Como resultado, se provoca el alto voltaje de sobretensión (L*di/dt) derivado de una inductancia L parásita en la trayectoria de la corriente.

De acuerdo con la presente modalidad, las temporizaciones de accionamiento de los elementos SI a S6 de conmutación de las fases respectivas se desplazan a fin de reducir las rápidas fluctuaciones de la corriente que fluye hacia el capacitor Cl . Consecuentemente, se previene el voltaje de sobretensión derivado de la inductancia L parásita. En otras palabras, como se describe anteriormente con referencia a la Figura 3, el flanco ascendente del pulso de accionamiento de una fase se sincroniza con el flanco posterior del pulso de accionamiento de otra fase, de modo que se reducen las rápidas fluctuaciones de la corriente que fluye hacia el capacitor Cl para prevenir el voltaje de sobretensión.

Lo siguiente es una explicación del proceso para sincronizar las operaciones de los elementos de conmutación que tienen fluctuaciones de corriente en diferentes direcciones entre si, a fin de contrarrestar las fluctuaciones de corriente.

Las Figuras 9(a) y 9(b) y las Figuras 10(a) y 10(b) son diagramas explicativos que muestran ejemplos de operación de los elementos SI y S2 de conmutación respectivos de la Fase U. Las figuras respectivas son circuitos que muestran parcialmente la sección de los elementos SI y S2 de conmutación de la Fase U provistos en el inversor 11. El punto intermedio entre el brazo superior y el brazo inferior se conecta a la terminal de entrada de Fase U del motor 13. Las flechas que van en la dirección hacia la derecha en las figuras representan los flujos de corriente hacia el motor 13, a saber, representan flujos de corriente positiva, y las flechas que van en la dirección hacia la izquierda representan flujos de corriente desde el motor 13, a saber, representan flujos de corriente negativa.

La Figura 9(a) muestra un flujo de corriente positiva hacia el motor 13 en la Fase U, y una fluctuación de corriente en el momento cuando el elemento SI de conmutación superior se desplaza desde el estado encendido hacia el estado apagado. En este caso, la corriente que fluye hacia el motor 13 desde el lado positivo (lado de alto potencial de CC) de la fuente 12 de alimentación de CC mostrada en la Figura 1 se interrumpe debido a que el elemento SI de conmutación se desplaza hacia el estado apagado, desplazándose por consiguiente al modo de libre circulación desde el lado de bajo potencial de CC. Como resultado, la corriente fluye hacia el motor 13. Esto es equivalente a la ocurrencia de la fluctuación de corriente indicada por una flecha Y2 en este momento.

La Figura 9(b) muestra un flujo de corriente negativa hacia el motor 13 en la Fase U, y una fluctuación de corriente en el momento cuando el elemento S2 de conmutación inferior se desplaza desde el estado encendido hacia el estado apagado. De manera similar al caso de la Figura 9(a), la fluctuación de corriente indicada por una flecha Y3 se provoca en el momento cuando el elemento S2 de conmutación se desplaza desde el estado encendido hacia el estado apagado. En otras palabras, en los casos de las Figuras 9(a) y 9(b), se reconoce que se generan las fluctuaciones de corriente en la dirección en sentido contrario a las manecillas del reloj (flechas Y2 y Y3) . Tales fluctuaciones de corriente se generan en la Fase U, la Fase V y la Fase , respectivamente.

Por otra parte, la Figura 10(a) muestra un estado en el cual el elemento SI de conmutación superior de la Fase U está en el estado apagado y la corriente fluye hacia el motor 13 desde el diodo D2 inferior, y también muestra una fluctuación de corriente en el momento cuando el elemento SI de conmutación se desplaza desde el estado apagado hacia el estado encendido. La Figura 10(b) muestra un estado en el cual el elemento S2 de conmutación inferior de la Fase U está en el estado apagado, y una fluctuación de corriente en el momento cuando el elemento de conmutación se desplaza desde el estado apagado hacia el estado encendido. En otras palabras, en los casos de las Figuras 10(a) y 10(b), se reconoce que se generan las fluctuaciones de corriente en la dirección en sentido a las manecillas del reloj (flechas Y4 y Y5) . Tales fluctuaciones de corriente se generan en la Fase U, la Fase V y la Fase W, respectivamente.

Por consiguiente, se reconoce que la temporización de uno de las Figuras 9(a) y 9(b) se sincroniza con la temporización de uno de las Figuras 10(a) y 10(b), a fin de contrarrestar o reducir las corrientes indicadas por las flechas Y2 a Y5.

Lo siguiente es una explicación de un proceso de generación de los pulsos de accionamiento a ser proporcionados como salida a los elementos SI a S6 de conmutación respectivos. Primero, se explicará una operación normal convencionalmente empleada. La Figura 11 es un diagrama explicativo que muestra un proceso para determinar las anchuras de pulso de las señales de accionamiento para el control PWM de las fases respectivas, de acuerdo con la señal de portador que tiene una frecuencia de portador predeterminada (por ejemplo, 1 [KHz] ) y los valores de directiva del voltaje de las Fase U, Fase V y Fase respectivas. La Figura 11 muestra un caso en el cual no se aplica el proceso de desplazamiento de temporización de acuerdo con la presente invención. Debido a tal proceso, se determinan las anchuras de pulso de las señales de pulso a ser proporcionadas como salida a los elementos SI, S3 y S5 de conmutación superiores de las Fase U, Fase V y Fase respectivas. Los elementos S2, S4 y S6 de conmutación inferiores operan inversamente con los elementos SI, S3 y S5 de conmutación superiores, respectivamente. Por ejemplo, S2 está en el estado apagado cuando SI está en el estado encendido, y SI está en el estado apagado cuando S2 está en el estado encendido.

Como se muestra en la Figura 11, la operación similar a la Figura 9(a) se realiza cuando el estado en el cual el elemento SI de conmutación superior de la Fase U está en el estado encendido (tiempo til, voltaje 0 V) se desplaza hacia el estado en el cual se apaga el elemento SI de conmutación (tiempo tl2, voltaje 300 V) . Durante este tiempo, una corriente de 100 A fluye en la dirección en sentido contrario a las manecillas del reloj en el lazo de circuito que incluye los puentes del brazo superior e inferior de la Fase U y el capacitor Cl. A saber, debido a que el estado mostrado en la Figura 13(a) se desplaza hacia el estado mostrado en la Figura 13(b), la corriente Cap del capacitor se desplaza desde 100 A hasta 0 A. Como resultado, se provoca el voltaje de sobretensión por la inductancia L que parásita el lazo de circuito .

Por otra parte, la presente invención cambia la temporización en la cual el elemento S3 de conmutación superior de la Fase V se desplaza desde el estado encendido hacia el estado apagado. En otras palabras, cuando se emplea el proceso de desplazamiento de temporización de acuerdo con la presente invención, la operación similar a la Figura 9(a) se realiza cuando el estado en el cual el elemento SI de conmutación superior de la Fase U está en el estado encendido (tiempo tl3) se desplaza hacia el estado en el cual el elemento SI de conmutación está en el estado apagado (tiempo tl4). De esta manera, las temporizaciones de los elementos S3 y S4 de conmutación se desplazan para corresponder a tales temporizaciones en la Fase U de modo que se enciende el elemento S4 de conmutación inferior de la Fase V y se apaga el elemento S3 de conmutación superior de la Fase V. La Figura 12 muestra una forma de onda del voltaje del elemento S3 de conmutación superior de la Fase V sin mostrar una forma de onda del voltaje del elemento S4 de conmutación inferior de la Fase V. Como se describe anteriormente, la forma de onda del voltaje del elemento S4 de conmutación es opuesta a la forma de onda del voltaje del elemento S3 de conmutación.

Por consiguiente, el elemento S4 de conmutación inferior de la Fase V se enciende después de que se apaga el elemento S3 de conmutación superior de la Fase V. En este caso, el elemento S4 de conmutación se desplaza desde el estado apagado (tl3 en la Figura 12) hacia el estado encendido (tl4 en la Figura 12) , y se realiza la operación similar a la Figura 10(b). Cuando el estado mostrado en la Figura 13(b) se desplaza hacia el estado mostrado en la Figura 13(c), se provoca una fluctuación de corriente de 60 A en la dirección en sentido a las manecillas del reloj en el lazo de circuito que incluye los puentes del brazo superior e inferior de la Fase V y el capacitor Cl.

Al mismo tiempo, se provoca la fluctuación de corriente de 100 A en la dirección en sentido contrario a las manecillas del reloj en el lazo de circuito que incluye los puentes del brazo superior e inferior de la Fase U y el capacitor Cl. Por consiguiente, las direcciones de las fluctuaciones de corriente respectivas son opuestas entre si, y una corriente de 100 A en la dirección en sentido contrario a las manecillas del reloj se contrarresta por una corriente de 60 A en la dirección en sentido a las manecillas del reloj , de modo que la fluctuación de corriente se puede reducir a 40 A en la dirección en sentido contrario a las manecillas del reloj . La corriente Cap del capacitor se desplaza desde 40 A hasta 0 A. A saber, en el momento cuando el elemento SI de conmutación superior de la Fase U se desplaza desde el estado encendido hacia el estado apagado y también cuando el elemento S4 de conmutación inferior de la Fase V se desplaza desde el estado apagado hacia el estado encendido, el estado mostrado en la Figura 13(c) se desplaza hacia el estado mostrado en la Figura 13(b). Por consiguiente, la fluctuación de corriente se puede reducir a 40 A, en comparación con el caso en el cual no se realiza el proceso de desplazamiento de temporización . Consecuentemente, se puede reducir el voltaje de sobretensión causado por la inductancia L parásita en el lazo de circuito.

A continuación, las fluctuaciones de corriente en los casos respectivos de la Figura 11 y la Figura 12 se explicarán con referencia al diagrama esquemático mostrado en la Figura 14. La Figura 14 muestra las fluctuaciones de corrientes que fluyen en las Fase U, Fase V y Fase W respectivas durante el tiempo indicado por el número de referencia q2 en las formas de onda de la CA de tres fases mostradas en la Figura 4, y muestra los pulsos de corriente respectivos antes de que se desplacen las fases (lado izquierdo en la figura) y después de que se desplazan las fases (lado derecho en la figura) . Además, la Figura 14 muestra el caso en el cual la Fase U es el ciclo de trabajo de 70%, la Fase V es el ciclo de trabajo de 30%, y la Fase W es el ciclo de trabajo de 50%.

La Figura 14 (al) muestra el pulso de corriente de la Fase U, que se enciende en el tiempo t21 de modo que fluya una corriente de +100 A, y se apaga en el tiempo t22 de modo que se genere una fluctuación de corriente de -100 A. En el caso de no desplazar las fases, el pulso de corriente de la Fase V se apaga en el tiempo t23 de modo que fluya una corriente de -40 A, y se enciende en el tiempo t24 de modo que se genere una fluctuación de corriente de +40 A, como se muestra en la Figura 14 (bl) . Además, el pulso de corriente de la Fase W se apaga en el tiempo t26 de modo que fluya una corriente de -60 A, y se enciende en el tiempo t27 de modo que se genere una fluctuación de corriente de +60 A, como se muestra en la Figura 14 (el) .

La Figura 14 (di) es el pulso de corriente que muestra el caso de sumar las corrientes de las fases respectivas. A saber, la fluctuación de corriente de -60 A se genera en el tiempo t26, la fluctuación de corriente de -40 A se genera en el tiempo t23, la fluctuación de corriente de +40 A se genera en el tiempo t24, la fluctuación de corriente de +60 A se genera en el tiempo t27, y la fluctuación de corriente de -100 A se genera en el tiempo t22. En este caso, la máxima fluctuación de corriente está entre +100 A y -100 A.

Por otra parte, en el caso de desplazar las fases de acuerdo con la presente invención, el pulso de corriente de la Fase V se desplaza hacia el lado derecho de modo que la temporización en el tiempo t24 en la Figura 14 (bl) corresponda a la temporización en el tiempo t22 como se muestra en la Figura 14 (b2) . Además, el pulso de corriente de la Fase W se desplaza hacia el lado izquierdo de modo que la temporización en el tiempo t26 en la Figura 14 (el) corresponda a la temporización en el tiempo t21 como se muestra en la Figura 14 (c2) . De esta manera, el pulso de corriente de la Fase es la señal de pulso entre el tiempo t21 al tiempo t28. Nótese que, el pulso de corriente de la Fase U mostrado en la Figura 14 (a2) es idéntico al pulso de corriente en la Figura 14 (al) .

La Figura 14 (d2) es el pulso de corriente que muestra el caso de sumar las corrientes de las fases respectivas. De esta manera, la fluctuación de corriente de -40 A se genera en el tiempo t25, la fluctuación de corriente de +60 A se genera en el tiempo t28, y la fluctuación de corriente de -60 A se genera en el tiempo t22. En este caso, la máxima fluctuación de corriente es +60 A y -60 A. Se reconoce que la corriente que fluye en la dirección en sentido a las manecillas del reloj y la corriente que fluye en la dirección en sentido contrario a las manecillas del reloj están mutuamente contrabalanceadas para contrarrestar las corrientes, previniendo por consiguiente un flujo de corriente en el capacitor Cl.

En el caso mostrado en la Figura 14, el pulso de accionamiento de la fase con un ciclo de trabajo pequeño (Fase V, Fase W) se desplaza para corresponder al pulso de accionamiento de la fase con un ciclo de trabajo relativamente grande (Fase U) . En otras palabras, cuando el elemento de conmutación de la Fase U se define como un primer elemento de conmutación, y el elemento de conmutación de la Fase V o la Fase W se define como un segundo elemento de conmutación, la temporizacion de salida del pulso de accionamiento del segundo elemento de conmutación se desplaza de modo que una temporizacion de encendido del segundo elemento de conmutación corresponda a una temporizacion de apagado del primer elemento de conmutación.

Cuando la temporizacion de encendido y la temporizacion de apagado se sincronizan entre las fases con una pequeña diferencia de los valores de la corriente, las corrientes se pueden contrarrestar más efectivamente. Lo siguiente es una explicación de este mecanismo con referencia al diagrama típico de los pulsos de corriente mostrados en la Figura 15.

En el caso de la Figura 14, las temporizaciones respectivas (tiempo t22) de -100 A de la Fase U y +40 A de la Fase V están sincronizadas. En el caso de la Figura 15, las temporizaciones respectivas de -100 A de la Fase U y +60 A de la Fase W están sincronizadas de modo que las corrientes respectivas estén más cerca entre si.

Como se muestra en las Figuras 15 (b2) y 15 (c2), el tiempo cuando se enciende la Fase W se desplaza desde el tiempo t27 hacia el tiempo t23 de modo que el tiempo cuando se apaga la Fase U corresponda al tiempo cuando se enciende la Fase W. Además, el pulso de corriente de la Fase V se desplaza de modo que el tiempo t31 cuando la Fase W se apaga definido por el tiempo t23 corresponda al tiempo cuando la Fase V se enciende. En este caso, el tiempo cuando se apaga la Fase V es el tiempo t32.

Cuando se realizan los desplazamientos de fase anteriormente descritos, la fluctuación de corriente de -40 A se genera en el tiempo t32, la fluctuación de corriente de -20 A se genera en el tiempo t31, y la fluctuación de corriente de -40 A se genera en el tiempo t23, como se muestra en la Figura 15 (d2). Nótese que, las formas de onda mostradas en las Figuras 15 (al) a 15 (di) y Figura 15 (a2) son idénticas a aquellas mostradas en las Figuras 14 (al) a 14 (di) y Figura 14 (a2) .

Consecuentemente, la máxima fluctuación de corriente en la dirección de la corriente negativa (en sentido contrario a las manecillas del reloj) causada por el voltaje de sobretensión es -40 A. De esta manera, se reconoce que el efecto de reducción de las fluctuaciones de corriente se mejora adicionalmente en comparación con el caso de la máxima fluctuación de corriente de -60 A mostrada en la Figura 14.

Como se describe anteriormente, el aparato 100 de conversión de alimentación de acuerdo con la primera modalidad controla los elementos de conmutación de tal manera que la dirección de la fluctuación de corriente generada cuando se operan los elementos de conmutación de una fase (por ejemplo, la Fase u) es opuesta a la dirección de la fluctuación de corriente generada cuando se operan los elementos de conmutación de otra fase (por ejemplo, la Fase W) . Por consiguiente, se pueden reducir las fluctuaciones de la corriente que fluye en la trayectoria de la corriente que incluye la inductancia L parásita. Consecuentemente, se puede prevenir el voltaje de sobretensión causado por las fluctuaciones de corriente mientras que se mantiene una salida de demanda deseada.

Además, el aparato de conversión de alimentación que utiliza el circuito del inversor puede cambiar fácilmente las temporizaciones de salida de los pulsos de accionamiento de las fases respectivas sin cambiar los ciclos de trabajo de los pulsos de accionamiento. De esta manera, se puede reducir una carga de operación y control del controlador 25 de temporización .

Como se muestra en la Figura 14 (b2) y en la Figura 15 (c2), cuando se enciende un elemento de conmutación (por ejemplo, Fase V), otro elemento de conmutación (por ejemplo, Fase U) , en el cual fluye una corriente mayor en comparación con el anterior elemento de conmutación, se controla para ser apagado. Por consiguiente, se pueden prevenir el voltaje de sobretensión generado en las Fase U, Fase V y Fase W respectivas.

Adicionalmente , como se muestra en las Figuras 14 (a2) y 14 (b2), el flanco ascendente del pulso de accionamiento de la fase en la cual el tiempo de ENCENDIDO es corto (Fase V) se controla para corresponder al flanco posterior del pulso de accionamiento de la fase en la cual el tiempo de ENCENDIDO es largo (Fase U) , de modo que se puede suprimir una influencia sobre la salida del motor. En otras palabras, cuando se desplaza el pulso de accionamiento del cual el tiempo de ENCENDIDO es corto, el pulso de accionamiento apenas atraviesa el limite del periodo del portador. Por consiguiente, se puede prevenir una degradación de un desempeño sincrónico con la señal de portador.

Ejemplo Modificado de la Primera Modalidad Lo siguiente es un ejemplo modificado de la primera modalidad anteriormente descrita. En el ejemplo modificado, el inversor se compone de múltiples fases, a fin de mejorar un efecto de prevenir las fluctuaciones de corriente. La Figura 16 es una forma de onda que muestra las fluctuaciones de corriente de un inversor de nueve fases que se compone de la Fase A a la Fase I. Los valores de la corriente de las fases respectivas en el punto indicado por el número de referencia q3 en la Figura 16 se muestran en la Figura 17(a). Es decir, la Fase A es una corriente de 100 A, la Fase B es una corriente de 82 A, la Fase C es una corriente de 71 A, la Fase D es una corriente de 26 A, la Fase E es una corriente de 9 A, la Fase F es una corriente de -42 A, la Fase G es una corriente -57 A, la Fase H es una corriente de -91 A, y la Fase I es una corriente de -97 A.

Cuando los valores absolutos de los valores de la corriente de las fases respectivas mostradas en la Figura 17 (a) se re-arreglan en orden descendente, el valor más grande es la Fase A, seguido por la Fase I, la Fase H, la Fase B, la Fase C, la Fase G, la Fase F, la Fase D y la Fase E. Se reconoce que las diferencias de los valores de la corriente entre las fases adyacentes respectivas son menores en el caso de nueve fases en comparación con el caso de tres fases anteriormente descrito. De esta manera, la temporización de encendido y la temporización de apagado se sincronizan entre las dos fases respectivas de las cuales los valores absolutos están próximos entre si, de modo que se pueden reducir adicionalmente las fluctuaciones de corriente.

Por ejemplo, cuando -100 A (apagado) de la Fase A se controlan para corresponder a +97 A (encendido) de la Fase I, la fluctuación de corriente derivada del voltaje de sobretensión se puede reducir a -3 A. Cuando -97 A (apagado) de la Fase I se controlan para corresponder a +91 A (encendido) de la Fase H, la fluctuación de corriente se puede reducir a -6 A. La máxima diferencia en los dos valores de la corriente entre las dos fases respectivas se provoca entre la temporización de apagado de la Fase D y la temporización de encendido de la Fase E, y la máxima fluctuación de corriente es -17 A. A saber, la fluctuación de corriente se puede reducir a -17 A. Consecuentemente, a medida que incrementa el número de las fases que componen el inversor, se puede lograr adicionalmente el efecto de prevenir las fluctuaciones de corriente .

Segunda Modalidad A continuación, se describirá el aparato 100 de conversión de alimentación de la segunda modalidad de acuerdo con la presente invención. De acuerdo con la primera modalidad anteriormente descrita, la Fase U, la Fase V y la Fase W incluyen los elementos de conmutación de un sistema, respectivamente. Por otra parte, el aparato de conversión de alimentación de acuerdo con la segunda modalidad incluye elementos de conmutación de dos o más sistemas que se conectan en paralelo a una barra colectora común y que accionan corrientes para cada fase, respectivamente. Más específicamente, el aparato de conversión de alimentación incluye los elementos de conmutación de una pluralidad de sistemas para cada fase, es decir, tres sistemas para una fase en el caso de la Figura 18, y cuatro sistemas para una fase en el caso de la Figura 19, en que las temporizaciones de encendido/apagado de los pulsos de accionamiento para accionar los elementos de conmutación de los sistemas respectivos en cada fase se desplazan a fin de prevenir las fluctuaciones de corriente. La Figura 18 es un ejemplo en el cual un circuito del inversor que incluye tres sistemas para cada una de las tres fases se utiliza para accionar un motor de 9 franjas, y la Figura 19 es un ejemplo en el cual un circuito del inversor que incluye cuatro sistemas para cada una de las tres fases se utiliza para accionar un motor de 12 franjas.

Cuando los pulsos de accionamiento se desplazan entre las fases a fin de contrarrestar las fluctuaciones de corriente, las fluctuaciones de corriente no se pueden contrarrestar completamente debido a que las corrientes de las fases respectivas cambian con el tiempo. En vista de esto, de acuerdo con la segunda modalidad, se genera una pluralidad de pulsos de accionamiento en cada fase, y las fases de los pulsos de accionamiento se desplazan en cada fase, de modo que se suprimen más efectivamente las fluctuaciones de corriente.

Las Figuras 20(a) a 20(c) son formas de onda cuando las corrientes de Fase U se proporcionan como salida utilizando los elementos de conmutación de tres sistemas, y muestran cada corriente de Fase Ul, Fase U2 y Fase U3. En el punto indicado por el número de referencia q4 en la Figura 20, los pulsos de corriente de las Fases Ul, U2 y U3 respectivas se proporcionan como salida en el mismo nivel y en la misma temporización, como se muestra en las Figuras 21(a) a 21(c). De acuerdo con la segunda modalidad, se desplazan las temporizaciones de encendido/apagado de tales pulsos de corriente, contrarrestando por consiguiente las fluctuaciones de corriente .

La Figura 22 es un diagrama explicativo que muestra las temporizaciones de salida de los pulsos de corriente de las fases respectivas (Ul, U2 y U3) en el caso de desplazar las fases. En este método, la temporización de apagado de la Fase Ul mostrada en la Figura 22(a) se sincroniza la temporización de encendido de la Fase U2 mostrada en la Figura 22 (b) , la temporización de apagado de la Fase U2 se sincroniza con la temporización de encendido de la Fase U3 mostrada en la Figura 22(c), y la temporización de apagado de la Fase U3 se sincroniza la temporización de encendido de la Fase Ul.

Debido a tal método, cuando se genera una pluralidad de los pulsos de corriente en cada fase (Fase U, Fase V, Fase W) para operar el inversor, las temporizaciones de encendido/apagado de las corrientes del pulso en cada fase se pueden sincronizar entre si. Consecuentemente, las fluctuaciones de corriente pueden ser sustancialmente contrarrestadas, y se puede prevenir una generación de alto voltaje de sobretensión causado por las rápidas fluctuaciones de corriente.

La Figura 22 es el ejemplo que utiliza los pulsos de corriente de las tres fases de Ul, U2 y U3 para la Fase U como se describe anteriormente. Alternativamente, como se muestra en las Figuras 23(a) a 23(d), los elementos de conmutación para una fase pueden estar compuestos de cuatro sistemas paralelos (Fase Ul, Fase U2, Fase U3 y Fase U4), de modo que las temporizaciones de encendido/apagado de las cuatro fases (Fase Ul, Fase U2, Fase U3 y Fase U4) estén sincronizadas entre si. Consecuentemente, las fluctuaciones de corriente de las fases respectivas se pueden contrarrestar en una manera similar al caso de la Figura 22. Nótese que, aunque la temporización de encendido de la Fase Ul y la temporización de apagado de la Fase U4 están sincronizadas entre si en la misma fase en la Figura 24, cada temporización se puede sincronizar con las temporizaciones de encendido/apagado en las otras fases dependiendo de los ciclos de trabajo.

Como se describe anteriormente, el aparato 100 de conversión de alimentación de acuerdo con la segunda modalidad desplaza las temporizaciones de los pulsos de accionamiento en una fase a fin de prevenir las fluctuaciones de corriente. En esta modalidad, los valores de las corrientes que fluyen en los elementos de conmutación en la misma fase son idénticos. Por consiguiente, cuando se enciende un elemento de conmutación, otro elemento de conmutación que acciona la corriente en la misma fase se controla para ser apagado, de modo que se puede prevenir más efectivamente una generación de voltaje de sobretensión.

Tercera Modalidad A continuación, se describirá el aparato 100 de conversión de alimentación de la tercera modalidad de acuerdo con la presente invención. Como se muestra en la Figura 3(e) anteriormente descrita, un pulso de accionamiento se divide en una pluralidad de pulsos de accionamiento (por ejemplo, dos pulsos de accionamiento) , y posteriormente la temporización de uno de los pulsos de accionamiento se sincroniza con la temporización de otro pulso de accionamiento, a fin de suprimir las fluctuaciones de corriente.

Cuando se desplazan los pulsos de accionamiento, la correspondencia de temporización continua entre las fases respectivas o en la misma fase es complicada. De esta manera, puede ser difícil sincronizar la temporización en que se apaga una fase (por ejemplo, la Fase U) con la temporización en que se enciende otra fase (por ejemplo, la Fase W) . En vista de esto, como se muestra en la Figura 25, el ciclo de trabajo del pulso de accionamiento superior de la Fase se divide en dos pulsos de accionamiento. En el caso mostrado en la Figura 25, el elemento S5 de conmutación superior de la Fase W se enciende y apaga inmediatamente antes de que se apague el elemento SI de conmutación superior de la Fase U. Consecuentemente, se pueden suprimir las fluctuaciones de corriente de los puentes del brazo superior e inferior de la Fase U y de los puentes del brazo superior e inferior de la Fase W, de modo que las temporizaciones se sincronizan fácilmente entre si.

Por consiguiente, en el aparato de conversión de alimentación de acuerdo con la tercera modalidad, un ciclo de trabajo de un pulso de accionamiento se divide en una pluralidad de pulsos de accionamiento, de modo que cuando se enciende un elemento de conmutación, otro elemento de conmutación se controla fácilmente para ser apagado. Además, las fluctuaciones de corriente se contrarrestan debido a que las direcciones de flujo de las corrientes respectivas se cambian en direcciones opuestas, de modo que se puede suprimir fácilmente una generación de voltaje de sobretensión. Consecuentemente, se puede reducir el voltaje de sobretensión mientras que se mantiene una salida de demanda deseada sin cambiar los ciclos de trabajo. Además, un pulso de accionamiento se divide en una pluralidad de pulsos de accionamiento, de modo que la sincronización con una señal de portador se puede mejorar, y una influencia sobre la salida de demanda puede ser extremadamente minimizada.

Aunque el aparato de conversión de alimentación de la presente invención se ha descrito refiriéndose a las modalidades mostradas en las figuras, la invención no se limita a las modalidades anteriores, y cada componente se puede remplazar con un componente arbitrario que tenga una función similar.

En las modalidades anteriormente descritas, se describió por ejemplo, el caso de generar CA de tres fases utilizando el inversor de tipo PWM. Sin embargo, la presente invención es aplicable para otros casos de generar CA de tres fases utilizando inversores diferentes del tipo PWM, o convertidores de CC/CC de múltiples fases.

Las modalidades explicadas aqui anteriormente son sólo ejemplos descritos con el objeto de facilitar la comprensión de la presente invención. La presente invención no se limita a las modalidades. Cada elemento descrito en las modalidades anteriormente descritas, cualquier combinación de las modalidades anteriormente descritas, las modificaciones y cambios pertenecientes al alcance técnico de la presente invención.

Esta solicitud se basa en y reclama el beneficio de prioridad de la previa Solicitud de Patente Japonesa No. 2010-093149 presentada el 14 de Abril de 2010, y el contenido completo de estas solicitudes se incorpora aquí por referencia .

Aplicabilidad Industrial De acuerdo con el aparato de conversión de alimentación de la presente invención, el aparato de conversión de alimentación controla los elementos de conmutación de tal manera que una dirección de la fluctuación de corriente cuando se opera un elemento de conmutación de una fase es opuesta a una dirección de la fluctuación de corriente cuando se opera un elemento de otra fase. Por consiguiente, se puede reducir una variación de corriente que incluye una inductancia parásita y pasa a través de una trayectoria de corriente, y se puede prevenir el voltaje de sobretensión derivado de las fluctuaciones de corriente. Consecuentemente, el aparato de conversión de alimentación de la presente invención es industrialmente aplicable.

Claims (12)

REIVINDICACIONES

1. Un aparato de conversión de alimentación, caracterizado en que comprende: un primer elemento de conmutación y un segundo elemento de conmutación que se conectan en paralelo a una barra colectora común conectada a una fuente de alimentación de CC y accionan corrientes de diferentes fases incluidas en un conjunto de una alimentación de CA de fases múltiples desde la alimentación de CC generada desde la fuente de alimentación de CC; y una unidad de control que controla las operaciones de encendido/apagado de los primero y segundo elementos de conmutación, en donde la unidad de control controla las operaciones de encendido/apagado de tal manera que una dirección de una fluctuación de corriente por la operación de encendido/apagado del primer elemento de conmutación es opuesta a una dirección de una fluctuación de corriente por la operación de encendido/apagado del segundo elemento de conmutación.

2. El aparato de conversión de alimentación de acuerdo con la reivindicación 1, caracterizado en que la unidad de control comprende: una unidad de establecimiento del ciclo de trabajo que establece los tiempos de ENCENDIDO de los primero y segundo elementos de conmutación respectivos de acuerdo con al menos uno de un valor de directiva de la corriente y un valor de directiva del voltaje a ser establecido con base en las demandas de salida de los primero y segundo elementos de conmutación; y una unidad de establecimiento de temporización que establece las temporizaciones de operación de los primero y segundo elementos de conmutación respectivos, y la unidad de establecimiento de temporización establece las temporizaciones de operación de tal manera que una temporización en la cual se apaga el primer elemento de conmutación se sincroniza con una temporización en la cual se enciende el segundo elemento de conmutación sin cambiar los tiempos de ENCENDIDO.

3. El aparato de conversión de alimentación de acuerdo con la reivindicación 1, caracterizado en que la unidad de control comprende: una unidad de establecimiento del ciclo de trabajo que establece los tiempos de ENCENDIDO de los primero y segundo elementos de conmutación respectivos de acuerdo con al menos uno de un valor de directiva de la corriente y un valor de directiva del voltaje a ser establecido con base en las demandas de salida de los primero y segundo elementos de conmutación; y una unidad de establecimiento de temporización que establece las temporizaciones de operación de los primero y segundo elementos de conmutación respectivos, y la unidad de establecimiento de temporización divide el tiempo de ENCENDIDO del segundo elemento de conmutación en una pluralidad de pulsos de accionamiento, y establece las temporizaciones de operación de tal manera que una temporización en la cual uno de la pluralidad de los pulsos de accionamiento está arriba se sincroniza con una temporización en la cual se apaga el primer elemento de conmutación.

4. El aparato de conversión de alimentación de acuerdo con cualquiera de las reivindicaciones 1 a 3, caracterizado en que la unidad de control controla el primer elemento de conmutación, en el cual fluye una corriente mayor en comparación con el segundo elemento de conmutación, para ser apagado al controlar el segundo elemento de conmutación para ser encendido.

5. El aparato de conversión de alimentación de acuerdo con cualquiera de las reivindicaciones 1 a 3, caracterizado en que adicionalmente comprende: dos o más elementos de conmutación que se conectan en paralelo a la barra colectora común y accionan corrientes en una misma fase, en donde la unidad de control controla las temporizaciones de operación de los dos o más elementos de conmutación que accionan las corrientes en la misma fase de tal manera que cuando se enciende uno de los dos o más elementos de conmutación que accionan las corrientes en la misma fase, se apaga al menos uno de los otros elementos de conmutación .

6. Un aparato de conversión de alimentación para convertir alimentación de CC a ser proporcionada como salida a partir de una fuente de alimentación de CC en un conjunto de alimentación de CA de fases múltiples, el aparato de conversión de alimentación caracterizado en que comprende: un primer elemento de conmutación y un segundo elemento de conmutación que se conectan en paralelo a un par de barras colectoras comunes conectadas a electrodos positivo y negativo de la fuente de alimentación de CC, respectivamente, y accionan corrientes de diferentes fases; y una unidad de control que controla las operaciones de encendido/apagado de los primero y segundo elementos de conmutación, en donde la unidad de control controla las operaciones de encendido/apagado de tal manera que una dirección de una fluctuación de corriente por la operación de encendido/apagado del primer elemento de conmutación es opuesta a una dirección de una fluctuación de corriente por la operación de encendido/apagado del segundo elemento de conmutación.

7. El aparato de conversión de alimentación de acuerdo con la reivindicación 6, caracterizado en que la unidad de control comprende: una unidad de establecimiento del valor de directiva del voltaje que establece un valor de directiva del voltaje de acuerdo con una demanda de una carga; una unidad de control PWM que compara el valor de directiva del voltaje con un portador a ser establecido de acuerdo con la carga, y establece los tiempos de ENCENDIDO de los primero y segundo elementos de conmutación respectivos con base en un resultado de comparación del valor de directiva del voltaje con el portador; y una unidad de establecimiento de temporización que establece las temporizaciones de operación de los primero y segundo elementos de conmutación respectivos, y la unidad de establecimiento de temporización establece las temporizaciones de operación de tal manera que una temporización en la cual se apaga el primer elemento de conmutación se sincroniza con una temporización en la cual se enciende el segundo elemento de conmutación sin cambiar los tiempos de ENCENDIDO.

8. El aparato de conversión de alimentación de acuerdo con la reivindicación 7, caracterizado en que un ciclo de trabajo del segundo elemento de conmutación es menor que un ciclo de trabajo del primer elemento de conmutación, y la unidad de establecimiento de temporización desplaza una temporización de salida de un pulso de accionamiento del segundo elemento de conmutación a fin de sincronizar la temporización en la cual se enciende el segundo elemento de conmutación con la temporización en la cual se apaga el primer elemento de conmutación.

9. El aparato de conversión de alimentación de acuerdo con la reivindicación 6, caracterizado en que la unidad de control comprende: una unidad de establecimiento del valor de directiva del voltaje que establece un valor de directiva del voltaje de acuerdo con una demanda de una carga; una unidad de control PWM que compara el valor de directiva del voltaje con un portador a ser establecido de acuerdo con la carga, y establece los tiempos de ENCENDIDO de los primero y segundo elementos de conmutación respectivos con base en un resultado de comparación del valor de directiva del voltaje con el portador; y una unidad de establecimiento de temporización que establece las temporizaciones de operación de los primero y segundo elementos de conmutación respectivos, y la unidad de establecimiento de temporización divide el tiempo de ENCENDIDO del segundo elemento de conmutación en una pluralidad de pulsos de accionamiento, y establece las temporizaciones de operación de tal manera que una temporización en la cual uno de la pluralidad de los pulsos de accionamiento está arriba se sincroniza con una temporización en la cual se apaga el primer elemento de conmutación.

10. El aparato de conversión de alimentación de acuerdo con la reivindicación 9, caracterizado en que un ciclo de trabajo del segundo elemento de conmutación es menor que un ciclo de trabajo del primer elemento de conmutación.

11. El aparato de conversión de alimentación de acuerdo con cualquiera de las reivindicaciones 6 a 10, caracterizado en que la unidad de control controla el primer elemento de conmutación, en el cual fluye una corriente mayor en comparación con el segundo elemento de conmutación, para ser apagado al controlar el segundo elemento de conmutación para ser encendido.

12. El aparato de conversión de alimentación de acuerdo con cualquiera de las reivindicaciones 6 a 10, caracterizado en que adicionalmente comprende: dos o más elementos de conmutación que se conectan en paralelo al par de las barras colectoras comunes y accionan corrientes en una misma fase, en donde la unidad de control controla las temporizaciones de operación de los dos o más elementos de conmutación que accionan las corrientes en la misma fase de tal manera que cuando se enciende uno de los dos o más elementos de conmutación que accionan las corrientes en la misma fase, se apaga al menos uno de los otros elementos de conmutación. RESUMEN DE LA INVENCIÓN Un aparato de conversión de alimentación, incluye: elementos de conmutación (SI a S6) que se conectan en paralelo a una barra colectora común y accionan corrientes de diferentes fases; y un controlador (14) del motor que controla los elementos de conmutación (SI a S6) respectivos. El controlador (14) del motor controla los elementos de conmutación (SI a S6) respectivos de tal manera que una dirección de una fluctuación de corriente por una operación de encendido/apagado de un elemento de conmutación es opuesta a una dirección de una fluctuación de corriente por una operación de encendido/apagado de al menos uno de los otros elementos de conmutación.