KR870001869B1 - 텔레비전 신호의 디지탈기록 재생장치 - Google Patents

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아끼라 이께다니
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마쯔시다덴기산교 가부시기가이샤
야마시다 도시히꼬
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Abstract

내용 없음.

Description

텔레비전 신호의 디지탈기록 재생장치
제1도는 본 발명의 텔레비전 신호의 디지탈기록 재생장치 개요를 설명하는 블록도.
제2도는 제1도에 있어서의 보간(補間)재생기의 구체적인 블록도.
제3도,제4도,제5도는 각각 1H형, 2H형 및 피일드형 서브나이퀴스트 표본화의 서브샘플링에 의해서 얻어지는 표본점의 배열 및 아다마르변환기의 블록 구성예를 표시한 도면
제6도,제7도,제8도는 각각 1H형, 2H형 및 피일드형 서브나이퀴스트 표본화에 있어서의 보간재생기의 주파수 전달 특성을 표시한 도면.
제9도는 본 발명의 일실시예에 있어서의 텔레비전 신호에 디지탈 기록재생장치의 블록도.
제10도는 제9도에 있어서의 프리·필터의 구체적 구성을 표시한 블록도.
제11도는 제9도의 아다마르변환기의 일구성예를 표시한 블록도.
제12도는 제11도에 있어서의 연산유닛의 블록도.
제13도는 8차 아다마르변환에 의해서 얻어지는 8개의 시이퀸시와 입력신호치 열[X]과의 대응을 설명하는 도면.
제14도는 양자화(量子化)의 표본점당의 평균비트수를 4비트로 가정한 경우의 각 시이퀸시의 비트배분의 예를 표시한 도면.
제15도-제21도는 제14도의 비트배분에 대한 양자화(量子化器)의 양자화특성의 예를 표시한 도면.
제22도는 서브캐리어신호의 위상과 샘플점의 관계를 표시한 도면.
제23도는 제9도에 있어서의 포스트·필터의 구체적인 구성율을 표시한 블록도.
제24도는 제23도의 포스트·필터의 인펄스 응답을 표시한 도면.
제25도는 제23도의 포스트·필터의 구체적인 구성의 일례를 표시한 블록도.
제26도는 2H형과 피일드형의 서브나이퀴스트 표본화를 재생화상의 움직임에 따라서 선택하는 방식에 있어서의 서브샘플링후의 표본점 배열을 표시한 도면.
제27도는 2H형과 피일드형의 서브나이퀴스트 표본화를 재생화상의 움직임에 따라서 선택하는 방식에 있어서의 보간재생기의 구성을 설명하는 도면.
제28도는 제27도중의 서브샘플링블록 발생기의 동작을 설명하기 위한 타이밍 도표.
제29도는 입력신호로서 컴포우네트신호(R.G.B)를 고려했을 경우의 본 발명의 일호시예를 표시한 블록도.
* 도면의 주요부분에 대한 부호의 설명
42 : 입력단자 44 : 직교변환기
46 : 프리필터 60 : 서브·샘플러
62,68 : 단자 64 : 1/2분주회로
66 : 스위칭회로 70 : 블록화기
72 : 아다마르변환기 96,98 : 100 : 양자화기
104 : 에러·부호기 106 : 채널·부호기
108 : 기록앰프 110 : 기록헤드
112 : 자기테이프 114 : 재생헤드
116 : 재생증폭기 118 : 채널해독기
120 : TBC 122 : 에러·해독기
102,104 : 직렬·병렬변환기 126-128-130 : 역양자화기
132 : 아다마르역변환기 134 : 역블록화기
136 : 포스트필터 138 : 보간스위치
140 : 직교변환기 142 : 출력단자
144,150 : 단자 146 : 1/2분주기
148 : 위상절환스위칭회로 152 : 지연메모리
154 : 밴드패스필터 156 : 로우패스필터
158 : 입력단자 160 : 필드메모리
162,164 : 절환스위칭회로 166,168,170,174,176 : 지연소자
본 발명은 텔레비전 신호의 디지탈기록재생장치에 관한 것으로서, 특히 염가이며 저비트율의 가정용 VTR을 사용해도 충분히 높은 영상품질의 기록재생을 행할 수 있는, 기록비트율의 저감과 오전반(傳搬) 특성의 개선을 동시에 도모한 텔레비전 신호의 디지탈기록 재생장치에 관한 것이다.
근래, 텔레비전 신호를 표본화하여 디지탈신호를 변환하고, 기록매체상에 기록하고, 그리고 이 메체상으로부터 재생하는 텔레비전 신호의 디지탈기록재생장치가 제안되어 오고 있다. 이런 종류의 디지탈 기록재생장치의 일종은 주로 재녹음시에 화질이 염화되지 않는다는 특성에 주목한 업무용의 장치이다. 이런종류의 장치에서는, 예를 들면, NTSC 컬러텔레비전 신호를 컬러부반송파(fSC)의 3배로 표본화하며, 이 표면화된 신호를 대역압축함이 없이 그대로 PCM(Pulse Code Modulation) 변조해서 기록재생하는 일이 행해지고 있다. 상기 NTSC 컬러텔레비전 신호를 3·fSC의 주파수로 표본화하며, 이것을 표본점당 8비트 부호화 하였다고 가정하면, 86M bit/sec의 높은 기록 비트율이 된다.
다른 종류의 디지탈기록 재생장치는, 회질을 어느정도 희생시켜서 염가이며 저비율의 가정용 비데오테이프레코오더 등을 사용해도 텔레비전 신호를 디지탈적으로 기록재생할 수 있게 한 것이다.
저비트율의 디지탈기록재생장치에 있어서는, 대역압축을 행해서, 기록비트율을 저감하는 일이 필요하게 된다.
대역압축에 대해서 고찰해 보면, 일반적으로, 대역압축할려고 하는 신호의 대역 상한주파수를 fC라고 하면, 2×fC(이것을 나이퀴스트 주파수라고 함) 이상의 주파수를 표본화하지 않으면, 원신호가 재생되지 않는다. 그러나, 텔레비전 신호등과 같이, 그 주파수 스펙트럼이 특별한 모양을 하고 있는 신호에 대해서는 그 스펙트럼의 모양을 잘 이용해서, 상기 나이퀴스트 주파수(2fC)이하의 주파수로 표본화를 해도 보간(補間)에 의해서 거의 원신호를 재생할 수 있는 서브나이퀴스트 표본화법이 알려져 있다. 예를 들면, NTSC 컬러텔레비전 신호에 대해서 2fSC(fSC는 컬러부반송파신호의 주파수)의 서브나이퀴스트 주파수로서 표본화를 하게 되는 경우이다. 이 경우에는 표본점당 8비트로 부호화하는 것을 고려한다면, 기록비트율은 57.6M bit/sec가 되어, 상기한 3배표본화 경우의 기록비트율 86M bit/sec를 저감할 수 있다. 그러나, 이 57.6M bit/sec라고 하는 기록비트율도, 아직 가정용 VTR등의 저비트율이 기계로 기록하는데는 너무 높은 수치이다.
그래서, 종래, 디지탈 VTR에 상기 서브나이퀴스트 표본화법과 DPCM(Differential PCM) 부호화를 조합해서 적용하여, 기록비트율을 28.6M bit/sec로 저감시키는 시도가 행해졌다. 이 시도는, 텔레비전 학회(Institote of Television Engineering)지 제35권 제7호(1891) 576면-580면 "저비트율 디지탈 VTR의 실험"로써 공표되어 있다.
여기서, 일반적으로 DPCM 부호화를 위한 부호화기와 DPCM 부호화 신호를 복조하는 부호 해독기에 대해서 설명한다. 먼저, 부호기쪽에 있어서 예측기에 의해서 예측된 신호와 예를 들면 8비트의 입력신호와의 오차신호를 감산기로 구하고, 이 감산기의 출력신호의 비트수를 양자화기(量子化器)에 의해서 예를 들면 4비트로 저감시킨다.
그와 동시에, 양자화기와 반대의 특성을 가진 역양자화기와 가산기로 된 국부복호기(復號器)에서 국부복호신호를 구하고, 이 국부복호 신호를 상기 예측기에 가해서 현재의 입력신호에 대한 예측신호를 얻는다. 이 예측신호는 상기 오차신호를 얻기 위해서 감산기의 한쪽 입력단에 가해진다. 한편, 부호해독기쪽에서는 먼저, 상기 부호기로부터 출력된 상기 4비트의 신호를 부호기에 있어서의 역양자화기와 같은 특성을 가진 역양자화기에 가해서, 여기서 원래의 8비트의 신호로 복귀시킨다. 그리고, 이 8비트의 신호를 가산기에 가해서 이 가산기로 상기 8비트 신호와, 부호기에 있어서의 예측기와 동일한 예측특성을 가진 예측기의 출력과의 합을 구해서 입력신호를 복원한다. 이와 같이 DPCM 부호와 신호이 복호에 있어서는 과거의 수치를 기준으로 해서, 전송되어 온 예측신호를 순차로 가산해가므로 전송로상에 있어서 비트착오가 발생하면 이 착오는 차례차례로 전송되어 가게 된다. 즉, 상기한 서브나이퀴스트 표본화법과 DPCM부호를 조합해서 텔레비전 신호를 기록재생하는 경우, 기록비트율을 기록 가능한 역영까지 저감할 수는 있으나, 착오전반특성에 대해서 더욱 개선할 여지가 남겨져 있다고 생각된다.
상기 DPCM부호화에 있어서, 입력신호와 예측신호와의 차이량, 소위 예측오차를 극력 작게 하여, 양자화기의 양자화비트수를 저감시키기 위해서는, 예측기의 예측신호는, 텔레비전화면상에서 2차원적으로 나아가서는 시간방향까지도 포함한 3차원적으로 배열된 표본점의 신호로부터 만드는 것이 바람직하다. 그러나, 상기한 바와 같은 2차원, 3차원의 예측기에 있어서는, 착오전반도 2차원적 혹은 3차원적으로 확대해가며, 이와 같은 착오를 포함한 신호를 재생했을 경우, 현저한 화질열학가 된다. 더우기 아직까지는 상기 착오전반을 완전히 방지할 유효한 방법은 발견되어 있지 않다. 상기 착오전반을 착오 정정 및 수정에 의해 경감시키는 것은 가능하지만, 그를 위해서는 회로규모가 커지고, 코스트도 높아진다.
특히, 고밀도 기록을 행하는 디지탈 VTR 등과 같이 재생신호의 비트착오율이 10-4-10-5로 비교적 높은 디지탈 기록재생장치에 있어서는, 이 착오전반의 문제는 치명적인 것이 된다.
그래서, 본 발명의 주된 목적은, 가정용 VTR와 같은 비트착오율이 비교적 높은 기록재생장치에 있어서도 입력텔레비젼 신호의 화질을 유지하면서 기록비트율을 가정용 VTR로도 기록가능한 수지로 저감함과 동시에 비트착오의 전반범위를 극력 작게 억제하여, 가정용등에 충분한 재생화질을 얻는데 있다.
이러한 목적을 달성하기 위하여 본 발명의 텔레비전 신호의 디지탈 기록재생장치는 상한주파수(fC)의 텔레비전 신호를 1×fC보다도 낮은 주파수로 표본화하고 동시에 N비트(N는 +의 정수)로 양자화된 신호를 출력하는 표본화수단과, 상기 양자화 된 표본점중 인접하는 L개(L=2K, K는 1 이상의 정수)의 표본점으로 구성되는 블록에 대해서 직교변환을 하는 직교변환수단과, 이 직교변환된 신호를 표본점당 평균 M비트(M t1 N)로 양자화하는 양자화수단과, 이 양자화에 의해서 얻어진 텔레비전 신호를 기록매체에 기록하는 기록수단과 이 기록된 텔레비전 신호를 상기 기록매체로부터 재생하는 재생수단과, 상기 양자화수단과는 반대의 양자화 특성을 가지고, 상기 재생수단으로 재생된 텔레비전 신호를 역양자화하는 역양자화수단과, 상기 직교변환수단과는 반대의 변환을 하며, 상기 역양자화 된 신호를 직교역변환하는 직교역변환수단과, 이 직교역변환된 텔레비전 신호에 대해서 인접하는 표본점으로부터 보간신호를 합성하고, 상기 재생신호를 이 보간신호로 보간하는 보간재생수단을 구비하고 있다.
본 발명의 구체적 실시예 있어서, 상기 텔레비전 신호는 콤포넨트 컬러텔레비젼 신호 또는 콤포짓컬러 텔레비전 신호이다.
상기 표본화 주파수는 텔레비전 신호의 수평주사 주파수(fH)의 정수배이다. 상기 직교변환은 아다마르변환기이다. 상기 직교변환의 블록이 2차원적 또는 3차원적으로 각각 장방향 또는 직방형 격자형상으로 배열된 인접하는 L개의 표본점으로서 구성되어 있다. 또 상기 직교변환의 블록이 현피일드내에 2차원적으로 배열된 인접하는 L개의 표본점으로 구성되어 있다. 그리고 또, 상기 직교변환의 블록은 피일드간 또는 프레임간에 걸쳐서 3차원적으로 배열된 인접하는 L개의 표본점으로 구성되어 있다. 또한 상기 직교변환의 블록으로서 피일드내에 2차원적으로 배열된 인접하는 L개의 표본점으로 구성되는 제1의 블록과 피일드간 또는 프레임간에 걸쳐서 3차원적으로 배열된 인접하는 L개의 표본점으로 구성되는 제2의 블록을 적용적으로 절환해서 사용한다. 상기 콤포짓컬러텔레비전 신호는 NTSC컬러 텔레비전 신호이며, 표본화주파수가 색부반송파주파수(fSC)의 2배이다. 또 다른 실시예로서는 상한주파수(fC)의 텔레비전 신호를 2×fC보다도 낮고, 텔레비전 신호의 수평주사주파수(fH)의 정수배로서 적어도 피일드마다 그 위상을 180°이상(移相)하는 주파수로 표본화하도록 구성되어 있다. 또, 직교역변환된 텔레비전 신호에 대해서 적어도 1피일드 앞의 인접하는 표본점으로부터 보간신호를 합성토록 구성되어 있다.
상기 직교변환의 블록은 피일드내에 장방형 격자형상으로 배열된, 인접하는 L개의 표본점으로부터 구성되어 있다. 또 보간재생수단은 기록된 텔레비전 신호의 고역성분은 1피일드 앞의 인접하는 표본점으로부터, 저역성분은 현피일드내의 인접하는 표본점에서 보간하도록 구성되어 있다.
또 다른 실시예로서는, 재생신호의 시간적인 움직임을 검출하는 검출수단과, 현피일드내의 인접하는 표본점으로부터 보간신호를 합성하는 성합 보호간신 제1의 수단과, 적어도 피일드 앞의 인접하는 표본점으로부터, 보간신호를 합성하는 제2의 보간신호합성성수단과, 상기 움직임 검출수단의 정보에 의해서, 상기 제1 및 제2의 보간신호 합성수단의 출력의 한쪽을 선택하는 보간신호선택수단과, 상기 재생신호를 이 보간신호선택수단으로 선택된 보간신호로 보간하는 보간처리수단을 구비하고 있다.
또한 본 발명은 상한주파수(fC)의 텔레비전 신호를 2×fC보다도 낮은 주파수로 표본화하는 서브나이퀴스트 표본화수단과, 상기 표본화 된 표본점을 블록화하여, 그 블록에 대해서 직교변환을 하는 직교변환수단과, 이 직교변환된 신호를 양자화하는 양자화수단과, 이 양자화에 의해서 얻어진 텔레비전 신호를 기록매체에 기록하는 기록수단을 구비한 텔레비전 신호의 디지탈기록 재생장치에 배설되어 있다. 상기 표본화주파수는 2×fSC(fSC는 컬러부반송파주파수)이다.
그리고 또 본 발명은 상한주파수(fC)의 텔레비전 신호를 2×fC보다도 낮은 주파수로 표본화하여, 그 표본화된 표본점을 블록화하고, 그 블록화에 대해서 직교변환을 실시하여, 이 직교변환된 신호를 양자화해서 기록매체에 기록한 신호를 재생하는 텔레비전 신호의 디지탈기록재생장치에 있어서, 상기 기록된 텔레비전 신호를 재생하는 재생수단과, 기록시의 양자화와는 반대인 양자화특성을 가지며, 상기 재생수단으로 재생된 텔레비전 신호를 역양자화하는 역양자화 수단과, 기록시의 직교변환하는 반대의 변환실시하고, 상기 역양자화된 신호를 역직교변환하는 직교역변환수단과, 이 직교역변환된 텔레비전 신호에 대해서 인접하는 표본점으로부터 보간신호를 합성하여, 상기 재생신호를 이 보간신호로서 보간하는 보간재생수단을 구비하고 있다.
이상 설명한 바와 같이 본 발명의 텔레비전 신호의 디지탈기록재생장치에 의하면 다음과 같은 효과를 얻을 수 있다.
① 입력텔레비전 신호를 저비트율(예를 들면 28.6M bit/sec)로 기록가능케됨과 동시에 DPCM부호화를 사용하는 경우에 비해서, 착오전반특성이 현저히 개선된다. 따라서 착오정정 및 수정의 부담이 적고, 회로의 소형화 및 저코스트화가 가능해지며, 가정용 VTR를 사용해도 텔레비전 신호의 디지탈기록재생이 가능해진다.
② 또 만일, 정정불능한 착오가 발생했다고 해도, 그 전반범위가 좁은 범위로 한정되기 때문에 시각적으로 큰 문제가 되지 않고, 가정등에서 보는데 충분한 재생화질을 얻을 수 있다.
이하 본 발명을 도면에 의해서 상세히 설명한다.
제1도는 본 발명의 일실시예로서의 서브나이퀴스트 표본화와 직교변환부호화를 조합한 고능율부호화를 행하는 텔레비전 신호의 디지탈기록재생장치의 개요를 설명하는 블록도이다. 입력단자(10)로부터 입력된 NTSC 컬러텔레비전 신호는 A/D 변환기(12)에 가해져서, 여기서 그 상한주파수(fC)의 2배보다 낮은 주파수(예를 들면 2fSC)로 표본화되어 1표본점당 N비트(예를 들면 8비트)로 양자화된다. 이 신호는 다음의 직교변환기(14)에서 인접하는 L개(예를 들면 8개)의 표본점으로 구성되는 블록에 대해서 직교변환이 행해져서, 다음의 양자화기(16)에 의해서 1표본점당 평균 M비트(예를 들면 4-5비트)로 압축되어 N×Mbit/sec(29M bit/sec-36M bit/sec)의 비트율로 기록재생계(18)에 보내지며, 자기테이프, 광디스크등의 기록매체에 기록된다. 기록재생계(18)에서 재생된 신호는 상기 양자화기(16), 직교변환기(14)와 반대의 특성을 가진 역양자화기(20), 직교역변환기(22)에 의해서 N비트의 신호로 되돌려진다. 다음의 보간재생기(24)에서, 신호가 보간되어서 4fsc의 율로 직교변환기(28)에 보내저서 애널로그신호로 되돌려진다. 그리고 원래 2fSC로 표본화 된 것과 거의 동등한 화질의 신호가 출력단자(28)로 부터 출력된다.
여기서, 상기 표본화주파수 2fSC의 위상과 보간재생기(24)의 구성에 의해서 이하에 설명하는 1H형, 2H형, 피링드형 3종류의 서브나이퀴스트 표본화법이 존재하게 된다.
제2도에 상기 보간재생기(24)의 일반적인 구성예를 표시한다. (30)은 보간재생기(24)의 입력단자, (32)는 지연회로, (34)는 밴드패스필터, (36)은 로우패스필터, (38)은 가산기, (40)은 보간스위칭회로, (41)은 보간재생기의 출력단자이다.
즉 이 보간재생기에 있어서, 스위칭회로(40)의 가동접점이 한쪽의 고정접점(a)쪽으로 넘어져 있을 때는 입력단자(30)에 인가된 입력신호를 직접출력하지만, 상기 가동접점이 다른쪽의 고정접점(b)쪽으로 넘어졌을 때는, 상기 입력신호를 지연회로(32)에서 지여된 후, 밴드패스필터(34)를 통과시킨 신호와 상기 입력신호를 로우패스필터(36)를 통과시킨 신호를 가산기(38)로 합산 신호를 출력한다.
1H형, 2H형, 피일드형의 서브나이퀴스트 표본화법에서는 표본화 주파수(2fSC)의 위상을 각각 1H마다, 2H마다, 피일드마다, 180°이상해서 표본화를 행한다. (H)는 수평주사기간을 표시한다. 이 표준화가 행해진 표본의 배열의 모양을 각각 제3도, 제4도 및 제5도에 표시한다. 여기서 피일드라 하은 60Hz로 전송되는 교차된 262.5H분의 텔레비전 화면이고, 프레임은 30Hz로 전송되는 525H분의 텔레비전화면이다. 이들 도면에서 ○표(w)가 표준화에 의해서 전송되는 표본점, 작은 ●표(b)가 재생시에 보간해야 할 표본점이다. 이들 도면에 표시된 바와 같이, 표본점이 격자형상으로 배열되기 위해서는 표본화주파수는 텔레비젼신호의 수평주사주파수(fH)의 정수배라야 한다는 것이 필요하다. 이와 같은 격자형상배열에 있어서는 여러가지의 제어가 용이하게 되어 신호처리상 바람직하다. 그리고, 이 보간해야 할 표본점이, 재생시에, 제2도에 표시한 바와 같은 보간재생기로 스위칭회로(40)를 고정접점(b)쪽으로 절환하며, 인접표본점의 신호를 출력시키므로서 보간되다. NTSC 컬러텔레비전 신호의 경우 제2도의 지연회로(32)의 지연량이 상기 1H형, 2H형, 피일드형의 3종류의 서브나이퀴스트 표본화법에 따라서 각각 1H, 2H, 262H가 된다(H는 수평주사기간을 나타냄). 또 1H, 2H, 피일드형 각각의 경우의 보간재생기의 주파수전달특성을 제6도, 제7도 및 제8도에 표시하지만, 고역에 있어서 보간재생기의 지연량에 대응한 주기의 빗살형 필터특성을 가지고 있다. 이들 도면에 있어서 (fH))(fV)는 각각 텔레비전 신호의 수평주사주파수 및 수직주사주파수이다. 또 (Y)(C)는 컬러텔레비전 신호의 회로신호와 컬러신호를 각각 표시하고 있다.
이를 도면에서 다음과 같은 것이 명백해진다. 즉, 1H형 서브나이퀴스트 표본화법(제3도 및 제6도 참조)에서는 휘도신호(Y)의 고역성분은 제6도에 도시한 빗살형 필터특성으로 제거되어 버리기 때문에 화면상에서 수평해상도가 상당히 열화된다.
한편 2H형 서브나이퀴스트 표본화법(제4도 및 제7도 참조)에서는 수직방향의 대역이 거의 1/4로 제한되기 때문에 텔레비전 화면상에서 수직해상도가 열화된다.
이와 같이 1H형, 2H형 서브나이퀴스트 표본화법은 상기한 바와 같은 결점을 가지고 있기는 하나, 뒤에 설명하는 피일드형 서브나이퀴스트 표본화법에 비해서 보간재생기의 지연회로의 지연량은, 각각 1H, 2H로 되며, 매우 콤팩트하게 저코스트로 구성할 수 있기 때문에, 간이형의 장치에서는 유용하다. 또, 상기 설명에서는 입력텔레비젼신호로서 NTSC와 같은 콤포짓컬러신호를 고려했으나, 이것이 B & W 텔레비전 신호 혹은 콤포넨트 컬러텔레비전 신호의 경우에는, 1H형 서브나이퀴스트 표본화법에 관해서, 이미 상기한 바와 같은 수평해상도의 열화라는 결점은 없어지고 대단히 유망한 것이 된다.
피일드형 서브나이퀴스트 표본화법에서는 그 고역에 있어서의 주파수 전달특성은 제8도에 표시한 바와 같이 거의 피일드주기(262H)의 빗살형 필터특성이 되고 있으며, 입력텔레비전 신호가 정지화 혹은 움직임이 적은 화상의 경우에는 1H형, 2H형 서브나이퀴스트 표본화법에 비해서 각별히 뛰어난 해상도가 얻어진다. 그러나 피일드형 서브나이퀴스트 표본화법에서는 보간재생기에 1피일드분의 신호를 기억하는 피일드 메모리(2fSC에 의한 표본화, 8비트의 양자화를 가정하면 기억용량은 약 1M bit의 것)가 필요하며, 또 입력텔레비년신호가 움직임이 빠른 동상(動傷)일 경우에는 해상도가 열화되어 버린다는 문제가 있다. 그러나, 현재의 반도체 집적기술은 경이적인 속도로 진보되고 있으며, 피일드 메모리를 필요로 한다고 하는 문제는 가까운 장래 해결될 것이며, 움직임이 빠른 동상의 경우 해상도가 열화된다고 하는 문제도 상기 1H형, 2H형과 잘 조합해서 사용하는 등의 방법에 의해서 상당히 개선하는 것이 가능하다.
다음에, 제1도에서 설명한 직교변환으로서 아다마르변환을 사용하는 경우, 상기한 착오전반은 기껏해야 아다마르변환기의 블록(제3,4,5도에 표시한 바와 같은 L개(L=2K, K는 1이상의 정수)(예를 들면 아다마르변환기에 있어서의 변환단위가 8샘플라고 하면 8개)의 인접하는 표본점으로 구성되는 블록)내에 수용되고, 아다마르변환기의 차수(次數)가 과도하게 크지 않는 경우에는, 시각적으로 그다지 눈에 띄지 않으며, 또 그것을 정정 혹은 수정하기 위한 회로적부담도 작게 된다. 더우기 압축효과의 면에서도 상기한 DPCM와 거의 같은 정도의 성능을 얻을 수 있다.
제3도-제5도에 표시한 A(A'),B(B')의 파선으로 둘러싸인 표본점의 집단이 2차원 8차 아다마르변환기을 가정한 경우의 각각 1H형, 2H형 피일드형의 서브나이퀴스트 표본화에 대한, 아다마르변환기 블록의 구성예이다. 이 이외에도 제3도의 (C)와 같은 1차원의 블록도 고려되나, 이 경우에는 블록내의 표본점간의 거리가 너무 멀어져서 적당하지 않다. 또 시간방향까지도 고려한 3차원의 블록도 고려될 수 있다. 이 경우에는, 피일드형 서브나이퀴스트 표본화에서 설명한 것과 동일한 문제점이 있기는 하나, 장래 매우 유망한 것이다. 그러나 여기서는 설명의 형편상, 2차원의 블록에 한해서 설명한다.
일반적으로, 아다마르변환기에 의해서 압축의 효율을 높이기 위해서는 블록내의 각 표본점간의 상관관계는 높은 편이 바람직하다. 텔레비전 신호의 각 표본점은 일반적으로 거리적으로 가까울수록 상관관계가 높다는 성질이 있다.
상기한 뜻은 환언하면, 아다마르변환기의 블록은 텔레비전 화면상에서 장방형 격자형상으로 배열된 표본저므로 구성하는 것이 바람직하다는 것이다.
즉 제3도-제5도중의 블록(A)에 관해서 말한다면, 1H형 보다도 2H형 및 피일드형쪽이 우수하고, 블록(B)에서는 1H형, 2H형 보다도 피일드형쪽이 우수하다는 것이다. 즉 1H형에서는 블록을 장방형 격자형상으로 구성하는 것은 불가능하며, 2H형에 있어서도, 특별한 경우(수직방향의 길이가 2H인 때)를 제외하고는 역시 불가능하다.
그러나, 피일드형에 있어서는, 어떤 경우에서도 블록을 장방형 격자형상으로 구성하는 것이 가능하며, 상기한 피일드형 서브나이퀴스트 자체의 성능과 비추어보면, 아다마르변환을 피일드형 서브나이퀴스트와 조합해서 사용하므로서 가일층의 압축효과를 기대할 수 있다.
그래서, 다음에 아다마르변환기과 피일드형 서브나이퀴스트 샘플링을 조합해서 사용한 텔레비전 신호의 디지탈자가 기록재생장치를 예로 들어서 본 발명을 구체적으로 상세히 설명한다.
제9도에 상기 디지탈자기기록재생장치의 시스템구성의 일예를 표시한다.
즉, 이 장치에서는 입력 NTSC컬러텔레비전 신호는 4fSC의 주파수로 직교변환되어 프리필터 및 서브샘플러에 의해서 샘플점이 절반으로 솎아져서, 아다마르변환기과 양자화에 의해서 표본점당의 비트수도 절반으로 저감된다. 다음에 에러부호기, 채널부호기, ReC앰프를 거쳐서 기록헤드로 개재해서 테이프에 기록된다. 재생시는, 녹음재생헤드를 개재해서 테이프로부터 재생신호가 꺼내지고 녹음재생앰프, 채널해독기, TBC, 에러해독기를 거쳐서 역양자화 및 역아다마르변환기에 의해서, 각 표본점에 대해서 원래의 비트수로 되돌려진다. 그리고 포스트필터에 의해서 보간신호가 만들어져서, 상기 서브샘플러에서 솎아내어진 샘플점이 보간되어서, 마지막에 4SC의 주파수로서 직교변환되어서 원래의 NTSC 컬러텔레비전 신호가 복원되도록 구성되어 있다.
이것을 도면에 따라서 상세히 설명하면, 입력단자(42)에 입력된 NTSC 컬러텔레비전 신호는 직교변환기(44)에 있어서 먼저 4fSC(fSC는 컬러부반송파주파수)의 주파수로 샘플링되어 8비트로 양자화된다. 다음에 프리필터(6)에 있어서, 서브샘플러(60)에서의 서브샘플링에 의해서, 귀환이 생기는 신호성분을 미리 제거해둔다. 이 프리필터(46)의 구성예를 제10도에 표시한다. 제10도에 있어서, (48)은 프리필터46)의 입력단자, (50)은 262H분의 지연메모리, (52)(54)는 풀가산기, (56)은 밴드패스필터(BPF), (58)은 로우패스필터(LPF)이다. BPF, LPF의 구체적인 구성예는 뒤에 설명한다.
프리필터(46)를 통과한 신호는 서브샘플러(60)에서 1샘플마다 솎아 내어저서, 절반의 율 2fSC로 떨어지게 된다. 이 2fSC의 샘플클록은 단자(62)에 인가되는 4fSC의 클록을 1/2분주회로(64)에서 1/2분주하므로서 얻어지나 스위칭회로(66)에 의해서 피일드마다 그 위상이 180°바뀌도록 단자(68)에 인가된 VCNT신호에 의해서 제어된다. 샘플후의 표본점의 배열은 제5도와 같이 된다. 이 VCNT 신호에 대해서는 뒤에 설명한다.
다음에 블록화기(70)에 있어서 예를 들면 제5(A)도,제5(A')도와 같은 8개의 인접한 표본점으로 구성되는 블록으로 분할되어 다음의 아다마르변환기(72)에 보내진다. 이 블록하기(70)는 예를 들면 2H분의 용량을 가진 RAM의 써넣기와 읽어내기의 애드레스를 제어하므로서 용이하게 실현시킬 수 있다. 이 제1블록중의 샘플치열로 된 입력렬 벡터를(X), 아다마르변환후의 출력렬 벡터를 (Y)라 하면
Figure kpo00001
아다마르변환기은 다음식으로 표시된다.
Y=H8·X………………[2]
여기서 (H8)은 8차 아다마르변환행렬로서, 다음식으로 표시할 수 있다.
Figure kpo00002
단, "+"는 +1, "-"는 -1이다.
이 아다마르변환을 실행하는 아다마르변환기(72)의 일구성예를 제11도에 표시한다. 제11도에 있어서, (74)는 아다마르변환기의 입력단자, (76)(78)(80)(82)(84)(86)(88)은 7개의 동일한 연산기능을 가진 연산유닛이며, 각 연산유닛은 제12도에 표시한 바와 같이, 1클록지연기(90)와 가산기(92) 및 감산기(94)로 구성되어 있다.
이 아다마르변환에 의해서 얻어진 출력(Y1)(Y2)…(Y8)은 제13도에 표시한 8개의 시이퀸시(h1)(h2)(h8)의 각각에 대응하는 성분이다(각 기호의 첨자는 반드시 대응하지 않는다). 즉 (Y1)는 시이퀸시(h1)의 성분에 대응하며, 입력의 8개의 샘플치(X1-X8)의 평균치에 상당하는 것으로서, 통상 에너지의 가장 큰 성분이며 휘도신호는 (R1)뿐이 아니라, 시각적으로 중요하다. 이하 각 성분에 대해서 그 에너지 분포 및 시각적효과를 고려해서 비트수를 분배하고, 8개의 양자화기(96)(98)…(100)에 대해서 최적한 양자화를 행한다.
양자화후의 평균비트수가 4비트의 경우에 대해서, 상기 비트배분 및 각 성분(h2-h8)의 양자화특성기의 예를 각각 제14도, 제15도-제21도에 표시한다. (h1)에 관해서는 비트배분이 8비트이므로 그대로 전송되면 되고, 양자화는 불필요하다.
또한 양자화기(96)(98)…(100)는 ROM에 의해서 용이하게 실현할 수 있다. 상기 표에서 시이퀸시(h5)의 성분이 6비트로, (h1) 이외의 다른 시이퀸시의 성분에 비해서 배분비트수가 많은 것은, 제22도의 서브캐리어위상과 샘플점의 관계로부터 명백한 바와 같이(h5)는 컬러신호성분에 상당하는 시이퀸시이기 때문이다.
즉, 제22도는, 아다마르변환기의 블록에 관해서 서브캐리어위상과 샘플점의 관계를 표시하고 있으며, 이 도면에 있어서
Figure kpo00003
이므로 (h5)는 컬러신호성분에 상당하다는 것을 알 수 있다.
양자화된 각 시이퀀시의 성분(
Figure kpo00004
)(
Figure kpo00005
)…(
Figure kpo00006
)은, 병렬-직렬 변환기(102)에 가해져서, 여기서 직렬신호로 변환된 후, 에러부호기로 보내진다. 이 에러부호기(104)에서는 착오정정에 필요한 패리티신호가 병렬-직렬변환기(102)의 출력신호에 대해서 부가된다. 에러부호기(104)의 출력신호는 채널부호기(106)에 가해지고, 여기서 테이프에 기록하는데 적합한 코우드로 변환된 후, 기록앰프(108)로부터 기록헤드(110)을 개재해서 예를 들면 28.6M bit/sec의 비트율로 자기테이프상(112)에 기록된다.
재생시, 재생헤드(114)로부터 꺼내어진 재생신호는 재생증폭기(116) 및 채널해독기를 개재해서 변환전의 디지탈신호로 되돌려진 뒤, TBC(120)(Time Base Corrector)로 재생시의 시간축변동이 보정된다. 이 보정된 신호는 에러해독기(122)에 가해지며, 여기서는 에러부호기(104)로 부가된 패리티신호에 의거해서 소정의 착오정정 및 수정이 실행된다.
에러부호기(122)의 출력은 직렬-병렬변환기(124)에 가해지며, 여기서 각 시이퀸시의 성분으로 배분되어 기록시의 양자화기와 반대인 특성을 가진 8개의 역양자화기(126)(128)…(130)에 의해서 양자화전의 8비트의 신호수치열로 되돌려서 아다마르변환기(132)에 입력된다. 이 아다마르역변환은 다음식으로 표시된다.
X=1H8 -1·Y………………[3]
여기서(1H8 -1)는 (1H8)의 역행렬이다. 아다마르·역변환기(132)로 역아다마르변환된 신호수치열 X=(X1,X2,X3,…X7,X8)은 역블록화기(134)에 의해서 블록이 해체되어, 원래의 입력시의 시간계열의 신호로 되돌려진다. 그리고, 포스트필터(136)과 보간스위치(138)로 구성된 보간재생기에 있어서, 기록시에 솎아낸 표본점이 그 주위의 인접표본점으로부터 보간되어, 4fSC의 율로 직교변환기(140)로 보내져서 원래의 애널로그신호로 되돌려져서 출력단자(142)로 부터 출력된다. 보간스위칭회로(138)은 단자(144)에 인가된 4fSC의 주파수의 클록을 1/2로 분주하는 1/2분주기(146) 및 위상절환 스위치(148)에서 만들어진 2fSC의 신호에 의해서 제어된다. 또한, 이 2fSC의 신호는 단자(150)에 인가된 VCNT 신호에 의해서 피일드마다 180°이상 하도록 되어 있다.
여기서 포스트필터(136)의 구성에 대해서 설명한다.
그 블록구성도를 제23도에 표시한다. 이 도면에 있어서, 262H 지연메모리(152), 밴드패스필터(154) 및 로우패스필터(156)의 구성은 상기한 프리필터(46)(제10도 참조)의 그것과 똑같으며, 그 인펄스 응답의 예를 제24도에 표시한다. 즉, 밴드패스필터(154), 로우패스필터(156) 각각의 전달함수를 HB(Z), HB(Z)라고 하면
HB(Z)=-(Z-Z-1)2/4……………………………[4]
HL(Z)=(Z+Z-1)3/8……………………………[5]
이다. 여기서 (Z)는 단위지연연산자이다. [4]식 및 [5]식을 실현시키기 위한 구체적인 포인스트필터의 구성의 일예를 제25도에 표시한다. 제25도에 있어서, (158)은 입력단자, (160)은 피일드(262H) 메모리, (162)(164)는 절환스위칭회로, (166)(168)(170)(172)(174)(176)은 4fSC1클록분의 지연소자, (178)(180)(182)(184)(186)(188)(190)(192)는 계수곱셈기, (194)는 가산기이다. 스위칭회로(162)에서는 입력단자(158)에 인가된 현피일드의 신호와 피일드메모리(160)로부터 출력되는 앞피일드의 신호가 피일드마다 180°위상을 바꾸면 4fSC의 율로 꺼재어진다. 또 스위칭회로(164)는 지연소자(170)의 출력단(A)에 현피일드의 신호가 출현할때의 한쪽의 고정단자(a)쪽으로 절환되게 제어되다. 이와 같이 해서 출력단자(196)로부터는 보간된 신호가 4fSC의 율로 출력되게 된다.
이상 설명한 실시예에 있어서는, 서브샘플후의 샘플점을 피일드마다 격자형상으로 정연하게 배열되기 때문에 아다마르변환기의 블록은 가장 효율이 좋은 장방형 격자형상으로 구성할 수 있으며, 더우기 피일드형 서브나이퀴스트 샘플링을 위하여, 서브샘플링에 의한 해상도의 열화는 적고 매우 고품질의 화상이 낮은 비트율(286M bit/s)로 달성할 수 있다. 또한 고능률부호화로서 블록부호화의 일종인 아마다르변환을 채용하므로서, 종래의 DPCM 등에 비해서 착오전반은 기껏해야 1블록내(8샘플)로 대폭 개선되게 된다.
이와 같이 본 실시예는, 디지탈 VTR 등에 있어서는 대단히 유망한 것이다. 그러나, 다음과 같은 문제가 나올 수 있다는 것이 예상된다.
즉, 본 실시에의 피일드형 서브나이퀴스트 표본화법을 사용한 시스템에서는 보간샘플의 저역성분은 현피일드로부터 보간하므로 하등 문제는 없지만 고역성분에 관해서는 1피일드 앞의 신호를 사용해서 보간하고 있다. 1피일드 앞의 신호라 함은 환언하면 시간적으로 대략 1/60초 떨어진 신호이며, 이 시간내에 움직임이 적은 화상에 대해서는 상관관계가 높은 샘플점을 보간신호로서 사용할 수 있으나 움직임이 빠른 화상에 대해서는 이 상관은 낮은 것이 되어버리기 때문에 해상도의 저하등 화질열화를 일으키게 된다.
그러나, 상기의 문제점에 대해서는, 다음가 같은 방법으로 대처하는 것이 가능하다. 즉, 화면의 시간적 움직임을 검출하여 그 정보에 의거해서 서브나이퀴스트 샘플링의 방법으로서 상기한 1H형, 2H형 등의 피일드 내 보간을 사용하는 것과, 피일드형과 같이 피일드간 보간을 사용하는 것을 적용적으로 점환해서 사용한다. 즉, 움직임이 적은 화상에 대해서는 전자를, 빠른 움직임의 화상에 대해서는 후자를 사용하도록 하는 것이다.
이것을 실현하기 위한 서브 샘플링후의 샘플점의 배치의 일례를 제26도에 표시한다. 이와 같은 샘플점의 배치는 제9도의 서브샘플러(60)의 샘플링주파수(2fSC)를 먼저 2H마다 180°이상하고 그 위에 거듭 피일드마다 180°이상하므로서 실현시킬 수 있다.
다음에, 이 경우의 보간재생기의 구성에 대해서 설명한다.
제27도에 그 구성예를 표시한다. 이 보간재생기는, 2H형 및 피일드형의 2종류의 포스트필터로 구성된 포스트필터부, 입력화상의 움직임을 검출하는 움직임 검출부, 보간샘플의 위상을 제어하는 제어부로 구성되어 있으며, 입력화상의 움직임에 따라서 상기 2종류의 포스트 필터를 적응적으로 절환하도록 동작한다. 도면에 따라서 보다 상세하게 설명하면 포스트필터(198)로서는 2H형필터(200)와 피일드형필터(202)가 2종류 준비되어 있으며, 그 출력이 화상의 움직임을 검출하는 움직임 검출기(204)의 정보에 의거해서 스위칭회로(206)에서 선택된다. 포스트필터(198)에 대해서는 앞서 설명한 바와 같으며 여기서는 설명을 생략하겠으나, 이 도면과 같이 반드시 2H형과 피일드형으로 2종류의 다른 필터(BPF, LPF)를 준비할 필요는 없으며, 이것들을 공용하는 것도 가능하다.
다음은 움직임검출부(204)에 대해서인데, 여기서는 아다마르변환에 의해서 얻어지는 시이퀸시(h1)의 성분인(Y1)을 이용해서, 화면의 움직임을 검출하는 방법에 대해서 설명한다. (Y1)은 앞에서도 설명한 바와 같이 아다마르변환의 블록내의 각 샘플치의 평균치에 상당하는 값으로서, 이것을 그 블록의 대표치로 생각할 수 있다. 그래서, 우선 피일드메모리(208)와 감산기(210)에 의해서 (Y1)에 관해서 1피일드 앞의 값과의 차를 구한다. 그리고 컴파레이터(212)에서 미리 설정된 값과 대소를 비교하여, (Y1)의 차신호가 설정치 이상이면 그 블록에 관해서는 움직임이 있었다고 판정하고, 스위칭회로(206)는 한쪽의 고정단자(a)쪽으로 넘어지고 2H형 포스트필터(200)의 출력을 선택하고, 반대로 상기 값이 설정치 이하인 경우는, 움직임이 없었다고 판정하고, 스위칭회로(206)는 다른쪽의 고정자(b)쪽으로 넘어지고 피일드형 포스트필터(202)의 출력을 선택하도록 제어된다.
보간 위상 컨트롤러(214)에 있어서는 단자(216)에 인가되는 4fSC의 클록을 1/2분주기(218)로 1/2분주하여 그 출력을 단자(220)(222)에 인가되는(2H CNT) 및 (VCNT)인 제어신호를 배타논리합회로(224)를 개재해서 스위칭회로(226)에 전달하여 제28도와 같이 제어한다.
즉 제28도에 있어서, (2H CNT) 및 (VCNT)는 각각 (2H)마다 1V(V는 * 수직주사기간)마다 저레벨과 고레벨을 주기적으로 반복하는 신호로서, (SWCNT)는 이 (2HCNT)와 (VCNT)와의 배타적 논리합에 의해서 얻어지는 신호이다. 이 (SWCNT)신호에 의해서 (2fSC)의 (Q) 및 (Q)의 신호를 선택하게 되므로서, 스위칭회로(288)로 보내지는 절환신호(2fSC)는 (2H)마다 그 위상을 180°변화시킴과 동시에 (V)마다에도 역시 그 위상을 180°변화시킨다.
이상의 제어에 의해서 스위칭회로(228)로부터는 화면의 움직임에 따라서 선택된 포스트필터에 의해서 만들어진 신호로 보간된(4fSC) 율의 신호가 출력된다.
이상의 설명에서는 움직임검출에 (Y1)의 치호(値號)를 이용했으나 기타의 시이퀸시 성분을 사용하는 것은 물론 가능하 것이며, 그것들을 조합해서 사용하는 것도 가능하다.
또, 이 예에서는 블록단위로 생각했으나, 1H단위, 2H다위, 혹은 피일드단위로 움직임을 검출하는 것도 가능하다는 것은 말할 필요가 없다. 또한, 아다마르변환된 신호 이외의 신호를 이용해서 움직임을 검출하는 것도 물론 고려될 수 있다. 그리고, 또 기록시에 움직임 경보를 인덱스로서 기록하는 것도 가능하다.
또, 이상의 실시예 설명에서는 직교변환으로서, 아다마르변환만을 생각했으나 K-L변환 혹은 하아르변환 등의 다른 직교변환을 사용해도 같은 효과를 얻을 수 있다.
또, 입력텔레비전 신호로서도 NTSC 콤포짓컬러신호에만 한정해서 설명했으나, 이것도 콤포넨트컬러신호인 경우, 또한 B & W신호인 경우도 동일 혹은 그 이상으로 효과가 있다. 제29도에 (R)(G)(B) 3원색 콤포넨트컬러신호에 본 발명을 적용한 경우의 실시예 일부를 표시한다. 이 도면에 있어서 (230)(232)(234)는 직교변환기, (236)(238)(240)은 서브샘플러로서의 스위칭회로, (242)(244)(246)은 아다마르변환기, (248)(250)(252)는 양자화기, (254)는 기록처리회로로서의 제9도의 실시예에서 설명한 바와 같은 기록에 있어서 필요한 여러가지의 처리를 행하는 회로이다. 본 실시예와 같이 입력텔레비젼 신호가 콘포넨트신호인 경우는, (NTSC)등의 콤포짓신호와 비교해서 서브캐리어신호가 중첩되어 있지 않는 분만큼 인접표본점간의 상관 관계는 높아지며, 이것은 서브나이퀴스트 샘플링에 있어서도, 아다마르변환에서도 좋은 것이다. 따라서 이와 같은 입력신호에 본 발명을 적용하면 보다 큰 효과를 기대할 수 있다.
또, 이 실시예에서는 (R)(G)(B) 3개의 신호에 대해서 따로따로 아다마르변환을 실시하였으나, 예를 들어서 아다마르변환하기전에 상기 3개의 신호를 시분활다중하므로서, 한개의 아다마르변환기를 끝내는 것도 물론 가능하다.
또, 콤포넨트신호호서 (R)(G)(B) 신호이외에 (Y)(B-Y)(R-Y) 신호 혹은 (Y)(I)(Q) 신호를 입력시킨 경우도 동일한 효과가 있는 것은 명백하다.
그리고 또, 본 실시에에서는 서브샘플링을 행하기전에 되돌아오기가 생기는 신호성분을 미리 제거하기 위한 프리필터를 설치했으나, 이것도 반드시 필요한 것은 아니다. 또 본 실시예에서는 일단 나이퀴스트 주파수 이상의 주파수(4fC)로 샘플링하고, 그후, 그 샘플점을 절반으로 솎아내므로서, 서브나이퀴스트 샘플링을 실필했으나 이것도 직접 서브나이퀴스트주파수로 샘플링해도 마찬가지인 결과가 얻어지는 것은 여기서 말할 것도 없다.
또, 보간재생기에 있어서, 서브샘플링주파수의 2개의 율이 되도록 한 보간만을 고려했으나 그 이외에 처리후의 율이 보간재생기 입력시의 율과 변함이 없는 경우도 포함하는 것으로 한다.

Claims (18)

  1. 상한주파수(fC)의 텔레비전신호를 (2×fC)보다 낮은 주파수로 표본화하고, 동시에 N비트(N는 +의 정수)로 양자화된 신호를 출력하는 표본화 수단과, 상기 양자화된 표본점중 인접하는 L개(L=2K, K는 1 이상의 정수)의 표본점으로서 구성되는 블록에 대해서 직교변환을 하는 직교변환수단과, 이 직교변환된 신호를 표본점당평균 M비트(M t2 N)로 양자화하는 양자화수단과, 이 양자화에 의해서 얻어진 텔레비전 신호를 기록매체에 기록하는 기록수단과, 이 기록된 텔레비전신호를 상기 기록매체로부터 재생하는 재생수단과, 상기 양자화수단과는 반대의 양자화특성을 가지며, 상기 재생수단으로 재생된 텔레비전 신호를 역양자화하는 역양자화수단과, 상기 직교변환수단과는 반대의 변환을 실시하고, 상기 역양자화된 신호를 직교 역변환하는 직교 역변환수단과, 이 직교 역변환된 텔레비전신호에 대해서 인접하는 표본점으로부터 보간신호를 합성하여, 상기 재생신호를 이 보간신호로 보간하는 보간재생수단을 구성된 텔레비전 신호의 디지탈기록재생장치.
  2. 제1항에 있어서, 텔레비전 신호가 콤포넌트컬러텔레비전 신호인 텔레비전 신호의 디지탈기록재생장치.
  3. 제1항에 있어서, 텔레비전 신호가 콤포짓컬러텔레비전신호인 텔레비전 신호의 디지탈기록재생장치.
  4. 제3항에 있어서, 콤포짓컬러텔레비전 신호가 NTSC 컬러텔레비전 신호이고, 표본화 주파수가 색부반송파주파수(fSC)의 2배인 텔레비전 신호의 디지탈기록재생장치.
  5. 제1항에 있어서, 표본화주파수가 텔레비전 신호의 수평주사주파수(fH)의 정수배인 텔레비전 신호의 디지탈기록재생장치.
  6. 제1항에 있어서, 직교변환이 아다마르변환인 텔레비전 신호의 디지탈기록재생장치.
  7. 제1항에 있어서, 직교변환의 블록이 현피일드내에 2차원적으로 배열된 인접하는 L개의 표본점으로 구성되어 있는 텔레비전 신호의 디지탈기록재생장치.
  8. 제1항에 있어서, 직교변환의 블록이 텔레비전 신호의 피일드간 또는 프레임간에 걸처서 3차원적으로 발열된 인접하는 L개의 표본점으로서 구성되어 있는 텔레비전 신호의 디지탈기록재생장치.
  9. 제1항에 있어서, 직교변환의 블록으로서 피일드내에 2차원적으로 배열된 인접하는 L개의 표본점으로 구성되어 있는 제1의 블록과 피일드간 또는 프레임간에 걸쳐서 3차원적으로 배열된 인접하는 L개의 표본점으로 구성되는 제2의 블록을 적응적으로 절환해서 사용하는 텔레비전 신호의 디지탈기록재생장치.
  10. 제1항에 있어서, 직교변환의 블록이 2차원 또는 3차원적으로 각각 장방형 또는 직방형 격자형상으로 배열된 인접하는 L개의 표본점으로 구성되어 있는 텔레비전 신호의 디지탈기록재생장치.
  11. 상한주파수(fC)의 텔레비전신호를 (2×fC)보다 낮고, 텔레비젼 신호의 수평주사주파수(fH)의 정수배이고 적어도 피일드마다 그 위상을 180°이상 하는 주파수(fS)로 표본화하여 N비트로 양자화된 신호를 출력하는 양자화수단과, 이 양자화된 표본점중 인접하는 L개(L=2K, K는 1 이상의 정수)의 표본점으로서 구성되는 블록에 대해서 직교변환을 실시하는 직교변환수단과, 이 직교변환된 신호를 표본점당평균 M비트(M
    Figure kpo00007
    N)로 양자화하는 양자화수단과, 이 양자화에 의해서 얻어진 텔레비전신호를 기록매체에 기록하는 기록수단과, 이 기록된 텔레비전신호를 상기 기록매체로부터 재생하는 재생수단과, 상기 양자화수단과는 반대의 양자화특성을 가지고, 상기 재생수단으로 재생된 텔레비전신호를 역양자화하는 역양자화수단과, 상기 직교변환수단과는 반대의 변환을 하고, 상기 역양자화된 신호를 직교 역변환하는 직교 역변환수단과, 이 직교 역변환된 텔레비전 신호에 대해서 적어도 1피일드 앞의 인접하는 표본점으로부터 보간신호를 합성하여, 상기 재생신호를 이 보간신호로 보간하는 보간재생수단을 구비한 텔레비전 신호의 디지탈기록재생장치.
  12. 제11항에 있어서, 직교변환의 블록이 피일드내에 장방형 격자형상으로 배열된 인접하는 L개의 표본점으로 구성되어 있는 텔레비전 신호의 디지탈기록재생장치.
  13. 제11항에 있어서, 보간재생부가 기록된 텔레비전 신호의 고역성우은 1피일드 앞의 인접한 표본점으로부터, 저역성분은 현피일드내의 인접하는 표본점으로부터 보간하도록 구성되어 있는 텔레비전 신호의 디지탈기록재생장치.
  14. 상한주파수(fC)의 텔레비전신호를(2×fC)보다 낮고, 텔레비젼 신호의 수평주사주파수(fH)의 정수배이고 적어도 피일드마다 그 위상을 180°이상 하는 주파수(fS)로 표본화하고, N비트로 양자화된 신호를 출력하는 양자화수단과, 이 양자화된 표본점중 인접하는 L개의 표본점으로 구성되는 블록에 대해서 직교변환을 실시하는 직교변환수단과, 이 직교변환된 신호를 표본점당평균 M비트(M
    Figure kpo00008
    N)로 양자화하는 양자화수단과, 이 양자화에 의해서 얻어진 텔레비전신호를 기록매체에 기록하는 기록수단과, 이 기록된 텔레비전신호를 상기 기록매체로부터 재생하는 재생수단과, 상기 양자화수단과는 반대의 양자화특성을 가지고 상기 재생수단으로 재생된 텔레비전신호를 역양자화하는 역양자화수단과, 상기 직교변환과 반대의 변환을 실시하고, 상기 역양자화된 신호를 직교 역변환하는 직교 역변환수단과, 상기 재생신호의 시간적인 움직임을 검출하는 움직임 검출수단과, 현피일드내의 인접하는 표본점으로부터 보간신호를 합성하는 제1의 보간신호 합성수단과, 적어도 1피일드앞의 인접하는 표본점으로부터 보간신호를 합성하는 제2의 보간신호합성수단과, 상기 움직임 검출수단의 정보에 의해서, 상기 제1 및 제2의 보간신호합성수단의 출력의 한쪽을 선택하는 보간신호 선택수단과, 상기 재생신호를 이 보간신호 선택수단으로 선택된 보간신호로 보간하는 보간처리수단을 구비한 것을 특징으로 하는 텔레비전신호의 디지탈기록재생장치.
  15. 상한주파수(fC)의 텔레비전신호를 (2fC)보다 낮은 주파수 (fS)로 표본화하여 N비트로 양자화한 후, 상기 양자화된 표본점중 인접하는 L개의 표본점으로 구성되는 블록에 대해서 직교변환을 실시해서 표본점당 평균 M비트(M
    Figure kpo00009
    N)로 양자화하고, 이 양자화에 의해서 얻어진 디지탈텔레비전 신호를 기록매체에 기록하고 이 기록된 디지탈텔레비젼 신호를 상기 기록매체로부터 재생하여, 상기 직교변환후의 양자화와 반대인 양자화를 해서, 원래의 N비트신호로 되돌린 후 상기 직교변환과 역변환을 실시하고 이 직교 역변환된 텔레비전 신호에 대해서 인접하는 표본점으로부터 보간신호를 합성하여, 상기 재생신호를 이 보간신호로 보간하는 것을 특징으로 하는 텔레비전 신호의 디지탈기록재생방법.
  16. 상한주파수(fC)의 텔레비전신호를 (2×fC)보다 낮은 주파수로 표본화하는 서브나이퀴스트 표본화수단과, 상기 표본화된 표본점을 블록화하여, 그 블록에 대해서 직교변환을 실시하는 직교변환수단과, 이 직교변환된 신호를 양자화하는 양자화수단과, 이 양자화에 의해서 얻어진 텔레비전 신호를 기록매체에 기록하는 기록수단을 구비한 텔레비전 신호의 디지탈기록재생장치.
  17. 제16항에 있어서, 표본화주파수는 2×fSC(fSC는 컬러부반송주파수)인 텔레비전 신호의 디지탈기록재생장치.
  18. 상한주파수(fC)의 텔레비전신호를 (2×fC)보다 낮은 주파수로 표본화하여, 그 표본화된 표본점을 블록화하고, 그 블록에 대해서 직교변환을 실시하고, 이 직교변환된 신호를 양자화해서, 기록매체에 기록한 신호를 재생하는 텔레비전 신호의 디지탈기록재생장치에 있어서, 상기 기록된 텔레비전 신호를 재생하는 재생수단과, 기록시의 양자화와는 반대의 양자화특성을 가지며, 상기 재생수단으로 재생된 텔레비전 신호를 역양자화하는 역양자화수단과, 기록시의 직교변환과는 반대의 변환을 실시하고, 상기 역양자화된 신호를 역 직교변환하는 직교 역변환수단과 이 직교 역변환된 텔레비전 신호에 대해서 인접하는 표본점으로부터 보간신호를 합성하여, 상기 재생신호를 이 보간신호로 보간하는 보간재생수단을 구부한 텔레비전 신호의 디지탈기록재생장치.
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