JPS61158281A - テレビジヨン信号デイジタル記録再生装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明はテレビジョン信号のディジタル記録・再生装置
に関するものである。

従来の技術 従来、テレビジョン信号を標本化して能率よく伝送ある
いは記録・再生を行なうために、種々の高能率符号化法
が提案されている。

例えばＮＴＳＣカラーテレビ信号をカラー副搬送波ｆＢ
ｃの３倍で標本化し、この標本化された信号に対してＤ
ＰＣＭ符号化あるいはアダマール変換等の直交変換符号
化を適用している例がある。

しかしながら、ＮＴＳＣカラーテレビ信号を３ｆｓｃの
周波数で標本化し、これを８ビツトに符号化した場合に
は３６Ｍｂｉｔ／３の高い伝送ビン）シートとなり、こ
れをさらに」−記の各高能率符号化を用いて標本点当り
４〜５　ｂｉｔ程度に低減できたとしても、伝送ビット
レートは、まだ４０Ｍｂｉｔ／ａ〜５０　　Ｍｂｉ　ｔ
　／　ｓ　　となりディジタルＶＴＲなどのような狭帯
域の記録装置に上記ビットレートの情報を記録しようと
すると、ビット誤り率の増大、あるいはテープ消費量の
増大等の重大な問題が生ずるそこで、さらに上記伝送ビ
ットレートを下げることが必要となる。一般に、テレビ
ジョン信号の帯域をｆｃとすると２ｆｃ（これをナイキ
スト周波数という）以上の周波数ｆｓで標本化しないと
、元の信号が再生できない。しかし々から、テレビジョ
ン信号等のように、その周波数スペクトラムが特別な形
を有する信号に対しては、このスペクトルの形をう捷く
利用して、上記のナイキスト周波数以下の周波数で標本
化を行なっても補間によってほぼ元の信号が再生できる
サブナイキスト標本化法が知られている。例えば、ＮＴ
ＳＣカラーテレビジョン信号に対して２ｆｓｃのサブナ
イキスト周波数で標本化を行なうような場合である。こ
の場合には、８ビツトの量子化を考えると伝送ビットレ
ートは５７．６Ｍｂｉ　ｔ　／　ｓ　となる。

そこで、従来、ディジタルＶＴＲに上記サブナイキスト
標本化法と、前記ＤＰＣＭ符号化を組み合９ベーパ せて、記録ビットレートを２８．６Ｍｂｉｔ　／　ｓ　
　に低減した例がある（　５ｏｎｙβ２８，６　Ｍｂｐ
ｓ　）　。

発明が解決しようとする問題点 第２図にＤＰＣＭ符号化におけるエンコーダとデユーダ
のブロンク構成図を示す。入力信号は８ビツトとする。

まず、エンコーダ側において、予測器１によって予測さ
れた信号と入力信号との誤差信号を減算器２で求め、量
子化器３によりビット数を例えば４ピント低減する。そ
れと同時に量子化器３と逆の特性を有する逆量子化器４
と加算器５よりなる局部復号器において局部復号信号を
求め、予測器１によって現在の入力信号に対する予測信
号を得る。

デコーダ側では、まず、４ビツトの誤差信号をエンコー
ダにおける逆量子化器と同じ特性を有する逆量子化器６
において、元の８ビツトの信号に戻し、加算器７におい
てこの誤差信号と、エンコーダにおける予測器と同じ予
測特性を有する予測器８の出力の和を求めて、入力信号
を復元する。

第２図のデコーダの構成から明らかなように、１ｏ　・
・ ＤＰＣＭの復号においては、過去の値を基準にして伝送
されてきた予測誤差信号を遂次加算していくので、伝送
途上においてビット誤りが発生するとこの誤りは、次々
伝搬していくことになる。

ところで、上記ＤＰＣＭにおいて予測誤差を極力小さく
し、量子化器の量子化ビット数を低減するためには予測
器の予測信号はテレビ画面上で２次元的に、さらには時
間方向をも含めた３次元的に配列された標本点の信号か
ら作ることが望ましい。

しかしながら、上記のような２次元、３次元の予測器に
おいては誤り伝搬も２次元的あるいは３次元的に拡大し
ていき著しい画質劣化となる。しかも現在のところ、上
記誤り伝搬を完全に止める有効な方法は発明されていな
い。誤り訂正及び修正により、軽減することは可能であ
るが、そのために回路規模が大きくなり、コスト高にも
なる。

特に、高密度記録されたディジタルＶＴＲ等のように再
生信号のビット誤り率が１ｏ−４〜１ｏ−５と比較的高
い場合には、この問題は致命的となる。

問題点を解決するための手段 本発明は、上限周波数ｆｃの被記録テレビジョン信号を
２ｆｃよりも低い周波数ｆｓで標本化し、Ｎビットに量
子化された信号を出力する標本化部と、上記量子化され
た標本点のうち、隣接するＬ個の標本点から構成される
ブロックに対して直交変換を施す直交変換部と、この直
交変換された信号を標本点当り平均Ｍビット（Ｍ≦Ｎ）
に量子化する量子化部と、この量子化によって得られた
ディジタルテレビジョン信号を記録媒体に記録する記録
部と、この記録されたディジタルテレビジョン信号を上
記記録媒体から再生する再生部と、上記量子化部と逆の
量子化特性を有する逆量子化部と上記直交変換と逆の変
換を施す直交逆変換部と、この直交逆変換された、テレ
ビジョン信号に対して隣接する標本点から補間信号を合
成し、上記再ある。

作　　用 本発明は以上の構成により、画質劣化を最小限度に抑え
つつ記録すべき情報量をＳ〜Ｋに低減することが可能で
ある。しかも、再生時にビット誤りが発生したとしても
、その伝搬はアダマール変換のブロック内でおさまり、
視覚的にもあまり問題にならない。

実施例 第３図は本発明の一実施例を示すものであり、サブナイ
キスト標本化と直交変換を組み合せた高能率符号化装置
のブロック構成の一例である。入力端子９から入力され
たＮＴＳＣカラーテレビジョン信号はＡ／Ｄ変換器１ｏ
において、その上限周波数の２倍より低い周波数２ｆＢ
Ｃで標本化され例えば８ビツトに量子化される。この信
号は次の直交変換器１１及び量子化器１２によって１標
本点当り４〜６ビツト程度に圧縮され、２９Ｍｂｉｔ／
ｓ〜３６　Ｍｂｉ　ｔ／ｓのビットレートで伝送ｗｒ１
３へ送られる。伝送路から送られてきた信号は上記量子
化器１２及び直交変換器１１と逆の特性を有するそれぞ
れ逆量子化器１４．直交逆変換部１６により８ビツトの
信号に戻され、次の補間再生器１６１３　＜　゛ において信号が補間されて”　ｆｓｃのレートでＤ／Ａ
変換器１７に送られアナログ信号に戻される。

そしてもともと’　Ｊｓｃ　で標本化されたのとほぼ同
等の画質の信号が出力端子１８から出力される。

ここで、上記標本化周波数２ｆｓｃの位相と補間再生器
の構成により、以下に述べる１Ｈ型、２Ｈ型。

フィールド型の３種類のサブナイキスト標本化法が存在
する。第４図に上記補間再生器の一般的な構成法を示す
。

１９はディレー回路２０はバンドパスフィルタ、２１は
ローパスフィルタ、２２は加算器、２３は、補間スイッ
チである。

１Ｈ型、２Ｈ型、フィールド型では標本化周波数２１Ｂ
Ｃの位相をそれぞれ１Ｈ毎２Ｈ毎、フィールド毎に１８
００移相して標本化を行なう。この標本化が行なわれた
標本点の配列の様子をそれぞれ第５図の（−）　、　（
ｂ）　、　（Ｃ）に示す。この図で白丸Ｗが標本化によ
って伝送される標本点、小さな黒丸すが再生時に補間す
べき標本点である。そして、この補間すべき標本点が、
再生時、Ｆｉｑ３のような補間１４ベパ 再生器によって隣接標本点から補間されるわけであるが
、ＮＴＳＣカラーＴＶ信号の場合、図中ディレー回路の
ディレー量が上記３種類のサブナイキスト標本化法にし
たがって、それぞれ１Ｈ，２Ｈ。

２６２Ｈとなる。またそれぞれの補間再生器の周波数伝
達特性を第６図（ａ）　、　（ｂ）　、　（ｃ）に示す
が、高域において補間再生器のディレー量に対応した周
期のクシ特性を有している。この図においてｆＨ、／ｖ
はそれぞれテレビジョン信号の水平走査周波数及び垂直
走査周波数である。

この図から、ただちに以下の事実が明らかとなる。

すなわち１Ｈ型ａでは、輝度信号Ｙの高域成分は除かれ
てしまうため画面上で水平解像度がかなり劣化する。第
６図においてＹは輝度信号をＣはカラー信号をそれぞれ
意味している。

一方２Ｈ型すでは垂直方向の帯域がほぼ八に制限される
ためＴＶ画面上で垂直解像度が劣化する。

このように１Ｈ型、２Ｈ型は上記のような欠点を持つも
のの、後で述べるフィールド型に比較し１５べ・ て補間再生器の遅延回路はそれぞれＩＨ，２Ｈで済み非
常にコンパクトで低コストに構成できるため、簡易型の
装置では有用である。また上記説明では入力ＴＶ信号と
してＮＴＳ、Ｃのようなコンポジットカラー信号を考え
たが、これが白黒信号あるいはコンポーネント信号の場
合には１Ｈ型に関してもはや前述したような欠点はなく
なり非常に有望なものとなる。

フィールド型では、その高域における周波数伝達特性は
Ｆｉｇ５ｃに示すようにほぼフィールド周期（２６２Ｈ
）のクシ特性となっており、入力ＴＶ信号が静止画ある
いは動きの少ない画像の場合には１Ｈ型、２Ｈ型に比較
して格段に勝れた解像度が得られる。しかしフィールド
型では、補間再生器にフィールドメモリ（２ｆ［ｌ。、
８ビツトを仮定すると約１Ｍｂｉｔ）が必要であり、才
だ、入力ＴＶ信号が動きの速い動像である場合には解像
度が劣化してしまうという問題がある。ところで、現在
の半導体の集積技術は警異的速さで進んでおシ前者の問
題は、近い将来解決されるのであろうし後者の問題も前
記１Ｈ型、２Ｈ型とうまく組み合せて使用するなどの方
法によってかなり改善することが可能である。

第３図で説明した直交変換としてアダマール変換を使う
場合、前述した誤り伝搬は高々アダマール変換のブロッ
ク内で収まりアダマール変換の次数があまり大きくない
場合には、視覚的にもそれ程目立たず、捷た、それを訂
正あるいは修正するための回路的負担も小さくて済む。

しかも圧縮効果の面でも前述したＤＰＣＭとほぼ同程度
の性能が得られる。

第６図に示した、Ａ　（Ａ’）　、　Ｂ　（Ｂ勺の破線
で囲１れた標本点の集まりが２次元８次アダマール変換
を仮定した場合のそれぞれ１Ｈ型、２Ｈ型、フィルド型
のサブナイキスト標本化に対する、アダマール変換ブロ
ックの構成例である。

これ以外にも、Ｃのような１次元のブロックも考えられ
るが、この場合はブロック内の標本点間の距離が遠くな
りすぎて適当ではない。また時間方向をも考慮した３次
元のブロックも考えられる。

１７”− この場合には、フィールド型サブナイキストの所で説明
したのと同様の問題点があるものの、将来非常に有望で
ある。しかしながら、ここでは説明の都合上、２次元の
ブロックに限って説明する。

一般にアダマール変換により圧縮の効率を上げるために
はブロック内の各標本点間の相関は高い方が望ましい。

一方、ＴＶ信号の各標本点は一般に距離的に近い程、相
関が高いという性質がある。

上記のことは換言すれば、アダマール変換のブロックは
ＴＶ画面上で長方格子状に配列された標本点で構成する
ことが望ましいということになる。

すなわち、第６図中のブロックＡに関して言えば、１Ｈ
型、りも２Ｈ型及びフィールド型が勝れており、ブロッ
クＢでは１Ｈ型、２Ｈ型よりもフィールド型の方が勝れ
ていることになる。すなわち、１Ｈ型ではブロックを長
方格子状に構成することは不可能であり、２Ｈ型におい
ても、特別の場合（垂直方向の長さが２Ｈの時）を除い
てはやはり不可能である。

しかるに、フィールド型においてはどんな場合でも、ブ
ロックを長方格子状で構成することが可能であり、前述
したフィールド型サブナイキスト独自の性能と考え合せ
ると、アダマール変換をフィールド型サブナイキストと
組み合せて用いることによりいっそうの圧縮効果が期待
できる。

そこで、次にアダマール変換とフィールド型サブナイキ
ストサンプリングを組み合せて用いたテレビジョン信号
のディジタル磁気記録再生装置を例に挙げて本発明を具
体的に詳述する。

第１図に、上記記録再生装置のシステム構成の一例を示
す。入力端子２４に入力されたＮＴＳＣカラーＴＶ信号
はＡ／Ｄ　変換器２６において、まずＪｓｃの周波数で
サンプリングされ８ビツトに量子化される。次にブリフ
ィルタ２６において、次のサブサンプリングによって、
折返しの生ずる信号成分をあらかじめ除去しておく。こ
のブリフィルタの構成例を第７図に示す。第７図におい
て６４は２６２Ｈ分の遅延メモ！Ｊ５５，５８は加算器
、６６はバントハスフィルタ、５７はローパスフィルタ
である。バンドパスフィルタの具体的な構成例は後程詳
しく説明する。

ブリフィルタを通過した信号は次のサブサンプラー２７
において１サンプル毎に間引かれて、半分のレート２ｆ
ｇｃに落される。

この２ｆｌｌｏのサブサンプルクロックは’ｆｇｃのク
リックを分周回路２８で％分周することにより得られる
がスイッチ２９によってフィールド毎にその位相が１８
０変わるようにＶＣＮＴ信号により制御され、サブサン
プルも後の標本点の配列は、第５図（Ｃ）の如くなる。

このＶＣＮＴ信号については後程説明する。ブロック化
器３ｏにおいて例えば、第６図（Ｃ）のＡ　、　Ａ／の
ような８つの隣接する標本点から構成されるブロックに
分別されて次のアダマール変換器３１へ送られる。この
ブロック化器は例えば２Ｈ分の容量を持つＲＡＭの書き
込みと読み出しのアドレスをコントロールすることによ
って、容易に実現できる。今１ブロック中のサンプル値
引よりなる入力列ベクトルを、アダマール変換後の出力
列ベクトルをＹとすると、 アダマル変換は次式で表わされる。

Ｙ−Ｈ８・Ｘ　　　　　　　　　・・・・・・・・・・
・・（２）ここでＨ８は８次アダマール変換行列で、次
式で表わせる。

但し、”十″は＋１＊’　ＩＩ　　ＩＩは−１である。

このアダマール変換を実行するアダマール変換器の一構
成例を第８図に示す。

この例では５９〜６５は７個の同一の演算機能を有する
演算ユニットであり、各演算ユニットは第９図に示すよ
うに、１クロツク遅延器６６と加算器６７、及び減算器
６８から構成されている。

このアダマール変換によって得られた出力Ｙ１゜Ｙ２．
・・・・・・、Ｙ８は第１０図に示す８つのシーケンス
ｈ１．ｈ２．・・・・・・、Ｈ８の各々に対応する成分
である（各記号の添字は必ずしも対応しない）。

すなわち、Ｙｌはシーケンスｈ１　　の成分に対応し入
力の８個のサンプル値の平均値に相当するもので、通常
エネルギーの最も大きな成分であり、視覚的にも重要で
ある。以下各成分について、そのエネルギー分布及び視
覚的効果を考慮して、ビット数を分配し８個の量子化器
３２に対して最適な量子化を行なう。

量子化後の平均ビット数が４ビツトの場合について、上
記ビット配分及び各成分の量子化特性の例をそれぞれ第
１１図、第１２図に示す。

なお量子化器は、ＲＯＭにより容易に実現できる。

第１１図においてシーケンスｈ６の成分が６ビツトとｈ
１以外の他シーケンスの成分に比して配分ビット数が多
いのは、第１３図のサブキャリア位相とサンプル点の関
係から明らかなように、Ｈ６はカラー信号成分に相当す
るシーケンスであるためである。

量子化された各シーケンスの成分Ｙ１．Ｙ２．・・・。

Ｙ８は、次の並直列変換器３３において直列信号へ に変換され、誤り訂正符号器３４送られる。この誤り訂
正符号器３４では、誤り訂正に必要なパリティ信号が付
加される。変調器３５でテープに記録するのに適したコ
ードに変換された後、記録アンプ３６から記録ヘッド３
７を介して２８．６Ｍｂｉｔ／８のビットレートでテー
プ３８上に記録される。

再生時、再生ヘッド３９から取り出された再生信号は再
生アンプ４ｏ及び復調器４１で変換前のディジタル信号
に戻された後、ＴＢＣ４２（ＴＩＭＥＢＡＳＥＣＯＲＲ
ＥＣＴＯＲ）　で再生時の時間軸変動が補正される。誤
り訂正復号器４３では誤り訂正符２３　゛ 号器で付加されたパリティ信号に基づいて所定の誤り訂
正及び修正が実行される。

直並列変換器４４で、各シーケンスの成分に振り分けら
れて記録時の量子化器と逆の特性を有する８つの逆量子
化器４５によって量子化前の８ビツトの信号値列に戻さ
れ、アダマール逆変換器４６へ入力される。

このアダマール逆変換は次式で表わされる。

Ｘ＝Ｈ−１・Ｙ　　　　　　　・・・・・・・・・・・
・（３）ここで、Ｈ８はＨ８の逆行列である。

逆アダマール変換された、信号値列Ｘ−（Ｘｌ。

Ｘ　Ｘ　・・・、ｘ７．ｘ８）は逆ブロツク化器４７に
２’　　　３’ よりブロックは解体され、元の入力時の時間系列の信号
に戻される。そして、ポストフィルタ４８と補間スイッ
チ４９よりなる補間再生器において、記録時に間引かれ
た標本点がその周囲の隣接、標本点より補間され、４ｆ
　ｆｌ　ＣのレートでＤ／Ａ変換器５ｏに送られ元のア
ナログ信号に戻され、出力端子５３より出力される。補
間スイッチは４ｆＢｃのクロックを７に分周する阿分周
器及び位相切換スイッチ６２よシ作られた２ｆｓｏの信
号により制御される。々お、この２ｆｓｃの信号は、Ｖ
ＣＮＴ信号によってフィールド毎に１８０　移相するよ
うになされている。

ここでポストフィルタの構成について少し詳しく説明す
る。

そのブロック構成図を第１４図に示す。この図において
、２６２Ｈ遅延メモリ１６９．バンドパスフィルタ７０
及びローパスフィルタ７１の構成は、前述したブリフィ
ルタの構成と全く同じであり、そのインパルス応答の例
を第１５図に示す。

すなわち、ＢＰＦ、！：ＬＰＦのそれぞれの伝達関数を
ＨＢ（Ｚ）　、　ＨＬ（Ｚ）とするとＨＢ　（Ｚ）　＝
　−（Ｚ　−Ｚ−１）２／４　　・・・・・・町・（４
）ＨＬ（Ｚ）　＝　（Ｚ　＋Ｚ７　）　／８　　　・・
・−・−＝＝（５）である。ここでＺは単位遅延演算子
である。（４）及び（６）を実現するだめの具体的なハ
ード構成の一例を第１６図に示す。第１６図において７
２はフィールド２６２Ｆメモリ７３．８９は切換スイッ
チ、７４〜７９は４ｆｓｏ１クロック分の遅延素子８゜
２６ベ 〜８６及び８８は係数掛は算器、８７は加算器である。

スイッチ７３では、現フィールドの信号と前フィールド
の信号がフィルド毎に１０００位相を変えながら’ｆｓ
ｃのレートで取り出される。また、スイッチ８９はＡ点
に現フィールドの信号が出現する時に、ａｌｌに切換わ
るよう制御される。

このようにして、出力端子９ｏからは、補間された信号
が’ｆｓｃのレートで出力されることになる。

以上説明した実施例においてはサブサンプル後のサンプ
ル点はフィールド毎罠格子状に整然と配列されるため、
アダマール変換のブロックは最も効率の良い長方格子状
に構成することができ、しかもフィールド型サブナイキ
ストサンプリングのために、サブサンプリングによる解
像度の劣化は少なく、非常に高品質の画像が低い記録レ
ート２８．６Ｍｂｉ　ｔ　／ｓで達成できる。さらに、
高能率符号化として、ブロック符号化の一種であるアダ
マール変換を採用したことにより、従来のＤＰＣＭｒに
比して誤り伝搬は高々１ブロツク内８サンプルと大幅に
改善されることＫなる。

２６　、　７ このように本実施例は、ディジタルＶＴＲ等にとって非
常に有望なものであるが、残念ながら以下に説明するよ
うな欠点がある。

すなわち、本実施例のフィールド型サブナイキストでは
補間サンプルの低域成分は現フィールドから補間するか
ら何ら問題はないが、高域成分に関しては、１フィール
ド前の信号を使って補間している。１フィールド前の信
号ということは換言すれば時間的に略１／６０秒離れた
信号であり、この時間内に動きの少ない画像に対しては
相関の高いサンプル点を補間信号として使用できるが、
動きの速い画像に対しては、この相関は低いものになっ
てしまい、解像度の低下等画質劣化を生じることになる
。

しかしながら、上記の問題に対しては次のような方法で
対処することが可能である。すなわち、画面の時間的動
きを検出しその情報に基づいてサブナイキストサンプリ
ングの方法として前述したＩＨｄ、２Ｈ型等のフィール
ド内袖間を使うものｌ）と、フィールド型の様にフィー
ルド間補間を使う＋５１ ２７　　・− ものを適応的に切換えて使用する。

すなわち動きの少ない画像に対しては、前者を速い動き
の画像に対しては後者を使うようにするわけである。

これを実現するためのサブサンプリング後のサンプル点
の配置の一例を第１７図に示す。この様なサンプル点の
配置は第１図のサブサンプラーのサンプリング周波数２
ｆｓｃをまず２Ｈ毎に１８０゜移相しその上さらに、フ
ィールド毎に１８０°移相することにより実現できる。

次に、この場合の補間再生器の構成について説明する。

第１８図にその一構成例を示す０ポストフイルタ９１と
しては２Ｈ型とフィールド型が２種類用意されておりそ
の出力が動き検出器９２の情報に基づいてスイッチ９３
で選択される。このポストフィルタについては、前に説
明した通りでありここでは説明を省略するが、この図の
ように必ずしも２Ｈ型とフィールド型で２種類の異なる
フィルタ（ＢＰＩ”、ＬＰＦ）を用意する心安はなく、
それらを共用することも可能である。

次に、動き検出部であるが、ここではアダマール変換に
より得られるシーケンスｈ１の成分であるＹｌを利用し
て画面の動きを検出する方法について述べる。Ｙｌは前
にも説明した通り、アダマ−ル変換のブロック内の各サ
ンプル値の平均値に相当する値であり、これをそのブロ
ックの代表値として考えることができる。そこで、まず
フィールドメモリ９４と減算器９６とによってＹｌに関
して１フィールド前の値との差を求める。そして次のコ
ンパレータ９６においてあらかじめ設定された値と大小
を比較し、Ｙｌの差信号が設定値以上であれば、そのブ
ロックに関しては動きがあったと判定し、スイッチ９３
はａ　ｌｌｌに倒れ２Ｈ型ポストフイルタの出力を選択
し、逆に上記値が設定値以下である場合は動きがなかっ
たと判定し、スイッチ９３はｂ倶１に倒れ、フィールド
型ポストフィルタの出力を選択するようにコントロール
される０ サブサンプリングクロック発生器９７において２９　べ
−〉 は、’ｆｓｃのクロックを〆分周しその出力を２ＨＣＮ
Ｔ及びＶ　ＣＮＴ　　なるコントロール信号によつって
第１９図に示す如く制御する。

以上のコントロールにより、スイッチ９８からは、画面
の動きに応じて選択されたポストフィルタによって作ら
れた補間信号により補間された’ｆＢＣのレートの信号
が出力される。

以上の説明では動き検出にＹｌの信号を利用したがその
他のシーケンスの成分を使用することはもちろん可能で
あるし、それらを組み合せて使うことも可能である。

また、この例ではブロック単位で考えたが、１Ｈ単位、
２Ｈ単位あるいはフィールド単位で、動きを検出するこ
とも可能であることは言う丑でもない、さらにアダマー
ル変換された信号以外の信号を利用して動きを検出する
ことももちろん考えられる。さらにまた、記録時に、動
き情報をインデックスとして記録するようなことも可能
である。

３ｏ　・ いはバール変換等の他の直交変換を用いても同様な効果
が得られる。

また、入力ＴＶ信号としてもＮＴＳＣコンポジットカラ
ー信号のみに限定して説明したが、これもコンポネント
カラー信号である場合、さらに白黒信号である場合も同
様あるいは、それ以上に効果がある。

第２０図にＲ，Ｇ、Ｂ３原色コンポネントカラー信号に
本発明を適用した場合の実施例の一部を示す。この図に
おいて、９９〜１０１はＡ／Ｄ変換器、１０２〜１０４
はサブサンプラー、１０６〜１０７はアダマール変換器
、１０８〜１１０は量子化器、１１１は記録処理回路で
第１図の実施例で説明したような記録に際して必要な種
々の処理を行なう回路である。本例の様に、入力ＴＶ信
号がコンポネント信号の場合には、ＮＴＳＣ等のコンポ
ジット信号と比して、サブキャリア信号が重畳されてい
ない分だけ隣接標本点間の相関は高くなり、このことは
サブナイキストサンプリングにとってもアダマール変換
にとっても好都合である。

３１　′・−・ したがって、このような入力信号に本発明を適用すれば
、さらに大きな効果が期待できる。

寸だ、この実施例ではＲ，Ｇ、Ｂ３つの信号に対して別
々にアダマール変換を施しだが、例えばアダマール変換
する前に上記３つの信号を時分割多重することにより、
１つのアダマール変換器で済１すことももちろん可能で
ある。

また、コンポネント信号として、Ｒ，Ｇ、Ｂ信号以外に
Ｙ　、　Ｂ　−Ｙ　、　Ｒ−Ｙ信号あるいはＹ　、　Ｉ
。

Ｑ信号を入力した場合も同様な効果があることは明らか
である。

さらに、また本実施例ではサブサンプリングを行なう前
に、折返しの生じる信号成分をあらかじめ除去するだめ
のブリフィルタを設けたが、これも必ずしも必要なもの
ではない。また、本実施例ではいったんナイキスト周波
数以上の周波数４ｆｓｃでサンプリングし、その後その
サンプル点を半分に間引くことによってサブナイキスト
サンプリングを実現したが、これも、直接サブナイキス
ト周波数でサンプリングしても同様の結果が得られるこ
とはここで言うまでもない。

寸だ、補間再生器においてサブサンプリング周波数の２
倍のレートとなるような補間のみを考えたが、以れ以外
に処理後のレートが補間再生型入力時のレートと変わら
ない場合も含むものとするＱ発明の詳細 な説明したように、ディジタルＶＴＲ等のように狭帯域
で比較的ビット誤り率が高い記録再生装置に、本発明を
適用すれば、高画質の映像が、従来（ナイキストサンプ
リング■ストレートＰ　ＣＭ）の％〜ハの低ビツトレー
ト（２８，６Ｍｂｉｔ／ｓ　）で記録が可能となる。

したがって、従来と同一のテープ消費量を仮定した場合
には、記録時間が３〜４倍と飛躍的に増大する。まだ、
記録時間が同じと仮定するとテープコストが％〜２に低
減される。

さらに壕だ、ＤＰＣＭ等に比較して、高能率符号化によ
る誤り伝搬特性が著しく改善され、誤り訂正及び修正へ
の負担が少なくこの意味でも回路の小型化及び低コスト
化が可能となる。

３３　−Ｌ’ また万一、訂正不可能な誤りが発生したとしても、その
伝搬範囲が狭い範囲に限定されているため視覚的にあ捷
り大きな問題とならない。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例を示す図、第２図はＤＰＣＭ
のエンコーダ及びデコーダのブロック構成図、第３図は
本発明の詳細な説明するシステム構成図、第４図は第２
図における補間再生器の具体的なブｊｌｙ７り図、第６
図（ａ）　、　（ｂ）　、　（Ｃ）は１Ｈ型、２Ｈ型及
びフィールド型サブナイキスト標本化のサブサンプリン
グによって得られる標本点の配列及びアダマール変換の
ブロック構成例を示す図、第６図（ａ）　、　（ｂ）　
、　（Ｃ）は１Ｈ型、２Ｈ型、及びフィールド型サブナ
イキスト標本化における補間再生器の周波数伝達特性を
示す図、第７図は第１図におけるブリフィルタの具体的
なブロック図、第８図はアダマール変換器の一構成例を
示す図、第９図は第８図における谷ユニットのブロック
構成図、第１０図は８次アダマール変換により得られる
８個のシーケンスと入力信号値列（Ｘ）との対応を説３
４　゛・ 明する図、第１１図は量子化の標本点あたりの平均ビッ
ト数を４ビツトと仮定した場合の各シーケンスのビット
配分の例を示す図、第１２図は第１１図のビット配分に
対する量子化器の量子化特性の例を示す図、第１３図は
サブキャリア信号の位相とサンプル点の関係を示す図、
第１４図は第１図におけるポストフィルタの具体的なブ
ロック図、第１６図は第１４図のポストフィルタのイン
パルス応答を示す図、第１６図は第１４図のポストフィ
ルタの具体的なハード構成の一例を示す図、第１７図は
２Ｈ型とフィールド型のサブナイキスト標本化を再生画
像の動きに応じて選択する方式におけるサブサンプリン
グ後の標本点配列を示す図、第１８図は２Ｈ型とフィー
ルド型のサブナイキスト標本化を再生画像の動きに応じ
て選択する方式における補間再生器の構成を説明する図
、第１９図は第１８図中のサブサンプリングフロック発
生器の動作を説明するためのタイミングチャート図、第
２０図は入力信号としてコンポネント信号（Ｒ。 Ｇ、Ｂ）を考えた場合の本発明の一実施例を示す３５　
＼−′ 図である。 ２６・・・・・・ブリフィルタ、３０・・・・・・ブロ
ック化器、３１・・・・・・アダマール変換器、３２・
・・・・・量子化器、４５・・・・・・逆量子化器、４
６・・・・・・アダマール逆変換器、４７・・・・・・
逆ブロツク化器、４８・・・・・・ポストフィルタ。 代理人の氏名　弁理士　中　尾　敏　男　ほか１名第５
図 （をンノ 、Ｂ Ｊす５□ 筒５図 偶数フィールド′ （Ｃ〕 ｙ　タ　倶　９　ぐ　迎　ｇ　宮 第１０図 ｓ ス 第１２図 （イ０ 第１２図 第１３図 綜　　　　　　　　　　城 番

Claims (14)

【特許請求の範囲】
1. （１）上限周波数ｆ＿ｃの被記録テレビジョン信号を２
   ｆ＿ｃよりも低い周波数ｆ＿ｓで標本化し、Ｎビットに
   量子化された信号を出力する標本化部と、上記量子化さ
   れた標本点のうち、隣接するＬ個の標本点から構成され
   るブロックに対して直交変換を施す直交変換部と、この
   直交変換された信号を標本点当り平均Ｍビット（Ｍ≦Ｎ
   ）に量子化する量子化部と、この量子化によって得られ
   たディジタルテレビジョン信号を記録媒体に記録する記
   録部と、この記録されたディジタルテレビジョン信号を
   上記記録媒体から再生する再生部と、上記量子化部と逆
   の量子化特性を有する逆量子化部と上記直交変換と逆の
   変換を施す直交逆変換部と、この直交逆変換された、テ
   レビジョン信号に対して隣接する標本点から補間信号を
   合成し、上記再生信号をこの補間信号で補間する補間再
   生部とを備えたことを特徴とするテレビジョン信号ディ
   ジタル記録再生装置。
2. （２）テレビジョン信号がコンポーネントカラーテレビ
   ジョン信号であることを特徴とする特許請求の範囲第１
   項記載のテレビジョン信号ディジタル記録再生装置。
3. （３）テレビジョン信号がコンポジットカラーテレビジ
   ョン信号であることを特徴とする特許請求の範囲第１項
   記載のテレビジョン信号ディジタル記録再生装置。
4. （４）標本化周波数ｆ＿ｓがテレビジョン信号の水平走
   査周波数ｆ＿Ｈの整数倍であることを特徴とする特許請
   求の範囲第１項記載のテレビジョン信号ディジタル記録
   再生装置。
5. （５）直交変換がアダマール変換であることを特徴とす
   る特許請求の範囲第１項記載のテレビジョン信号ディジ
   タル記録再生装置。
6. （６）直交変換のブロックが現フィールド内に２次元的
   に配列された隣接するＬ個の標本点から構成されたこと
   を特徴とする特許請求の範囲第１項記載のテレビジョン
   信号ディジタル記録再生装置。
7. （７）直交変換のブロックがフィールド間またはフレー
   ム間にまたがって３次元的に配列された隣接するＬ個の
   標本点から構成されたことを特徴とする特許請求の範囲
   第１項記載のテレビジョン信号ディジタル記録再生装置
   。
8. （８）直交変換のブロックとしてフィールド内に２次元
   的に配列された隣接するＬ個の標本点から構成される第
   １のブロックとフィールド間またはフレーム間にまたが
   って３次元的に配列された隣接するＬ個の標本点から構
   成される第２のブロックとを適応的に切換えて使用する
   ことを特徴とする特許請求の範囲第１項記載のテレビジ
   ョン信号ディジタル記録再生装置。
9. （９）直交変換のブロックが２次元又は３次元的に、そ
   れぞれ長方又は直方格子状に配列された隣接するＬ個の
   標本点から構成されたことを特徴とする特許請求の範囲
   第１項記載のテレビジョン信号ディジタル記録再生装置
   。
10. （１０）コンポジットカラーテレビジョン信号がＮＴＳ
    Ｃカラーテレビジョン信号であり、標本化周波数ｆ＿ｓ
    が色副搬送波周波数ｆ＿ｓ＿ｃの２倍であることを特徴
    とする特許請求の範囲第３項記載のテレビジョン信号デ
    ィジタル記録再生装置。
11. （１１）上限周波数ｆ＿ｃの被記録テレビジョン信号を
    ２ｆ＿ｃよりも低くテレビジョン信号の水平走査周波数
    ｆ＿Ｈの整数倍で、少なくともフィールド毎にその位相
    を１８０°移相する周波数ｆ＿ｓで標本化し、Ｎビット
    に量子化された信号を出力する量子化部と、この量子化
    された標本点のうち隣接するＬ個の標本点から構成され
    るブロックに対して直交変換を施す直交変換部と、この
    直交変換された信号を標本点当り平均Ｍビット（Ｍ≦Ｎ
    ）に量子化する量子化部と、この量子化によって得られ
    たディジタルテレビジョン信号を記録媒体に記録する記
    録部と、この記録されたディジタルテレビジョン信号を
    上記記録媒体から再生する再生部と、上記量子化部と逆
    の量子化特性を有する逆量子化部と上記直交変換と逆の
    変換を施す直交変換部と、この直交逆変換されたテレビ
    ジョン信号に対して少なくとも１フィールド前の隣接す
    る標本点から補間信号を合成し、上記再生信号をこの補
    間信号で補間する補間再生部とを備えたことを特徴とす
    るテレビジョン信号ディジタル記録再生装置。
12. （１２）直交変換のブロックがフィールド内に長方格子
    状に配列された、隣接するＬ個の標本点から構成された
    ことを特徴とする特許請求の範囲第１１項記載のテレビ
    ジョン信号ディジタル記録再生装置。
13. （１３）補間再生部が、記録されたテレビジョン信号の
    高域成分は１フィールド前の隣接する標本点から低域成
    分は現フィールド内の隣接する標本点から補間するよう
    に構成されたことを特徴とする特許請求の範囲第１１項
    記載のテレビジョン信号ディジタル記録再生装置。
14. （１４）上限周波数ｆ＿ｃの被記録テレビジョン信号を
    ２ｆ＿ｃよりも低くテレビジョン信号の水平走査周波数
    ｆ＿Ｈの整数倍で、少なくともフィールド毎にその位相
    を１８０°移相する周波数ｆ＿ｓで標本化し、Ｎビット
    に量子化された信号を出力する量子化部と、この量子化
    された標本点のうち隣接するＬ個の標本点から構成され
    るブロックに対して直交変換を施す直交変換部と、この
    直交変換された信号を標本点当り平均Ｍビット（Ｍ≦Ｎ
    ）に量子化する量子化部と、この量子化によって得られ
    たディジタルテレビジョン信号を記録媒体に記録する記
    録部と、この記録されたディジタルテレビジョン信号を
    上記記録媒体から再生する再生部と、上記量子化部と逆
    の量子化特性を有する逆量子化部と上記直交変換と逆の
    変換を施す直交逆変換部と、上記再生信号の時間的な動
    きを検出する動き検出部と、現フィールド内の隣接する
    標本点から補間信号を合成する第１の補間信号合成部と
    少なくとも１フィールド前の隣接する標本点から補間信
    号を合成する第２の補間信号合成部と、上記動き検出部
    の情報によって、上記第１及び第２の補間信号合成部の
    出力の一方を選択する補間信号選択部と、上記再生信号
    をこの補間信号選択部で選択された補間信号で補間する
    補間処理部とを備えたことを特徴とするテレビジョン信
    号ディジタル記録再生装置。