KR20210080277A - 에너지 하베스팅 회로들용 스타터 회로 - Google Patents

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하랄드 딜러스베르거
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매트릭스 인더스트리즈, 인크.
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Abstract

본 개시는, 입력 전압의 제 1 전위 및 제 2 전위를 갖는 에너지원에 대한, 특히 열전 생성기들에 대한 에너지 하베스팅 회로들용 스타터 회로를 제공한다.

Description

에너지 하베스팅 회로들용 스타터 회로
본 출원은, 전체가 참조로서 본원에 포함되는, 2018년 2월 14일에 출원된 독일 특허 출원 제 202018000752.8 호를 우선권으로 주장한다.
DC-DC 컨버터(DC-to-DC converter)는 전압원에 의해 생성된 전압을 증가시킬 수 있다. DC-DC 컨버터의 컴포넌트들이 적절히 연결될 수 있도록 전압의 극성을 아는 것이 바람직할 수 있다. 그러나, 일부 전압원들은 첫번째 세트의 입력 조건들이 충족될 때 한 극성으로 전압을 생성할 수 있지만, 두번째 상이한 세트의 입력 조건들이 충족될 때 반대 극성으로 전압을 생성할 수 있다. 예를 들어, 열전 생성기(thermoelectric generator)는, 열전 생성기가 특정 온도 경도(temperature gradient)를 관찰할 때 양의 전압을 생성할 수 있지만, 반대 온도 경도를 관찰할 때 음의 전압을 생성할 수 있다.
본 발명은 입력 전압에 대한 제 1 전위 및 제 2 전위를 갖는 에너지원에 대한 에너지 하베스팅 회로들용 스타터 회로에 관한 것이다. 특히 열전 생성기가 에너지원으로 사용될 수 있다.
이러한 종류의 스타터 회로들은, 제 1 측부(side) 및 제 2 측부를 갖는 충전 캐패시터, 권선 시작단(winding start) 및 권선 끝단(winding end)을 각각 갖는 1차 권선(primary winding) 및 2차 권선(secondary winding)을 갖는 제 1 변압기, 제 1 스타팅 트랜지스터, 제 1 다이오드를 포함한다. 이 경우, 제 1 스타팅 트랜지스터는 제 1 변압기의 2차 권선의 권선 시작단에 자신의 게이트 단자로 커플링되고, 상기 제 1 스타팅 트랜지스터는 제 1 변압기의 1차 권선의 권선 끝단에 자신의 드레인 단자로 연결된다. 적어도 제 1 변압기 및 제 1 스타팅 트랜지스터에 의해 제 1 발진기가 형성된다.
또한, 제 1 다이오드가 제 1 변압기의 2차 권선의 권선 시작단과 충전 캐패시터 사이에 연결되고, 제 1 스타팅 트랜지스터의 소스 단자가 입력 전압의 제 2 전위에 연결되도록 규정되어 있다. 제 1 다이오드의 애노드가 충전 캐패시터의 제 2 측부에 연결되고, 충전 캐패시터의 제 1 측부는 입력 전압의 제 1 전위에 있다. 충전 캐패시터의 제 2 측부 상에 전압이 생성되고, 전압은 입력 전압의 제 1 전위 및 제 2 전위 아래에 있다. 따라서, 충전 캐패시터의 제 1 측부가 또한 양의 측부로 지칭될 수 있고, 충전 캐패시터의 제 2 측부가 충전 캐패시터의 음의 측부로 지칭될 수 있다.
본 발명의 문맥(context) 내에서, 변압기의 “1차 권선” 또는 “1차 측부”는 입력 전압이 인가되는 권선인 것으로 이해될 수 있고, 2차 권선 또는 2차 측부는 출력 전압이 생성되는 변압기의 권선인 것으로 이해될 수 있다. 본 발명의 문맥 내에서, “커플링됨”은 직접 연결, 또는 하나 이상의 컴포넌트를 통한 연결인 것으로 이해될 수 있다.
입력 전압의 제 2 전위에 대한 제 1 전위의 규정된 거동(defined behavior)을 갖는 에너지원에 대한 일반적인 스타터 회로는 예를 들어 DE 11 2013 005 027 B4에 공지되어 있다. 환언하면, 입력 전압의 극성을 알아야 한다. 이 경우, 스타터 회로는 플라이백 컨버터(flyback converter)를 시작하기 위해 사용되고, 플라이백 컨버터에 대한 필수 컴포넌트들은 이중 용도를 갖는다. 이는 또한 본 발명의 경우이다.
플라이백 컨버터는 또한 벅 부스트 컨버터(buck-boost converter)로도 지칭된다. 상기 컨버터는 DC-DC 컨버터의 특정 형태이다.
플라이백 컨버터의 간단한 기본 구조가 이제 도 6을 참조하여 설명될 것이다.
도 6의 플라이백 컨버터는 전압원(601), 변압기(603), 다이오드(606), 충전 캐패시터(607) 및 스위치(620)를 포함한다. 또한, 전압원(601)과 병렬로 캐패시터(602)가 또한 제공되지만, 이 캐패시터는 플라이백 컨버터로서의 동작을 위해 필요되는 것은 아니다. 이 경우, 변압기(603) 상의 2개의 지점들은 권선 방향을 나타낸다. 설명의 문맥 내에서, 권선 시작단 및 끝단에 대한 참조가 이루어지면, 이는 순전히 이해를 돕기 위함이다. 원론적으로 변압기 코일들의 배선(wiring)이 반대 방향 또는 동일한 방향으로 유지된다면 변압기에서 단자들을 스왑(swap)하는 것이 가능하다.
플라이백 컨버터의 기본 동작 원리가 이하에서 설명될 것이다. 원론적으로, 플라이백 컨버터의 경우 2개의 동작 모드들, 전도 단계(conduction phase) 및 차단 단계(blocking phase)가 서로 교호(alternate)한다. 스위치(620)는 어떤 유형의 동작이 활성화 중인지를 결정한다. 스위치(620)가 폐쇄되면, 플라이백 컨버터는 전도 단계에 있다. 스위치(620)가 개방되면, 상기 컨버터는 차단 단계에 있다.
전도 단계에서, 전압원(601)은 전류가 변압기(603)의 1차 권선을 통해 흐르게 한다. 다이오드(606)가 변압기(603)의 2차 권선을 통한 전류 흐름을 차단하기 때문에, 상기 2차 권선은 전류가 없다. 결과적으로, 변압기(603)의 에어 갭에 기자력(magnetomotive force)이 축적된다.
이어서 스위치(620)가 개방되면, 변압기(603)의 1차 권선 또는 측부를 통하는 전류 흐름이 중단된다. 변압기(603)의 1차 권선 측부를 통하는 전류 흐름이 매우 빠르게 중단되기 때문에, 변압기(603)의 2차 측부를 통하는 전류가 증가한다. 전류가 다이오드(606)를 통해 흐르고, 그 결과 충전 캐패시터(607)가 충전된다. 후속하여, 스위치(620)가 다시 폐쇄되고 전도 단계 및 차단 단계로 구성된 새로운 사이클이 시작된다.
스위치(620)의 펄싱은 캐패시터(607)를 충전하는 전력을 조절하는 것을 가능하게 한다. 결과적으로, 예를 들어 충전 캐패시터(607)에 인가된 부하에 특정 출력 전압이 공급되거나, 에너지 스토어, 특히 재충전가능 배터리에 특정 전류가 충전되는 것이 가능하다. 여기에 도시된 플라이백 컨버터의 실시예에서, 입력 및 출력은 각각의 경우에 갈바닉 절연된다(galvanically isolated). 이는 이로우나 필수적인 것은 아니며, 대응하는 추가 배선이 또한 갈바닉 절연 없이 동작을 위해 허용될 수 있다. 여기에 도시된 플라이백 컨버터의 경우, 입력 전압은 출력 전압보다 크거나 작을 수 있다. 이는 주로 스위치(620)의 제어에 의존하며, 이 스위치는 바람직하게 반도체 스위치로서 형성된다. 벅 또는 부스트 동작 모드에 대한 참조가 이루어진다.
플라이백 컨버터는 불연속적으로 또는 연속적인 전류 모드로 기능할 수 있다. 연속적인 전류 모드의 경우, 인덕턴스는, 반도체 스위치가 턴온되었을 때 전류를 여전히 캐리(carry)한다. 부스트 컨버터와는 대조적으로, 대응하는 권선비를 갖는 플라이백 컨버터의 경우 연속적인 전류 모드에서 그리고 입력 전압에 대한 출력 전압의 매우 높은 비율의 경우에서도 실제로 달성될 수 있는 듀티 사이클로 동작하는 것이 가능하다. 여기에 도시된 플라이백 컨버터를 사용하면, 예를 들어 20 mV의 입력 전압으로 그리고 75 %의 듀티 사이클로, 최대 6 V의 출력 전압이 가능하다. 발생하는 손실들을 무시하고, 이는 이하의 공식에 따라 계산된다:
Figure pct00001
듀티 사이클은 이하와 같이 규정된다:
Figure pct00002
이는, 차단 단계에 대한 전도 단계의 비율이 3:1임을 의미한다. 또한 1:100 변압기가 사용된다고 가정하고, 여기서 N은 1차 측부의 한 권선에 대한 2차 측부의 권선들을 특정한다.
불연속 전류 모드는 불연속 전도 모드로도 지칭될 수 있다. 상기 모드에서, 인덕턴스를 통하는 전류 흐름, 즉 변압기(603)의 1차 권선은 0 A에서 시작한다. 발생하는 손실들을 무시하면, 일정한 입력 전압에서, 상기 전류 흐름은 이하와 같은 결과를 초래하는 Imax의 최대 전류 흐름에 도달한다:
Figure pct00003
여기서, Vin은 입력 전압을 나타내고 L(prim)은 변압기의 1차 권선의 인덕턴스를 나타낸다.
입력 저항에 대한 결과들은 아래와 같다:
Figure pct00004
스위칭 주파수(f)에서:
이에 따라, 입력 저항은 전압원과 독립적이다. 이는, 출력 전압과 독립적인 일정한 출력 저항을 갖는 열전 생성기들의 경우에 매우 간단한 임피던스 매칭을 가능하게 한다.
위에서 언급된 바와 같이, 전압원(601)과 병렬로 연결된 캐패시터(602)는 필수적이지 않다. 그러나, 이는, 전압원(601)이 0보다 큰 출력 저항을 갖기 때문에 이 경우에 사용된다. 결과적으로, 전압원(601)의 출력 저항은 캐패시터(602)와 함께 로우 패스 필터를 형성한다. 이 결과는, 입력 전압이 전도 단계 동안 너무 많이 강하(drop)되지 않는 것이다.
도 6을 참조하여 설정된 플라이백 컨버터의 버전은, 스위치(620)가 외부 컨트롤러에 의해 제어된다고 가정한 일반적인 실시예이다. 반도체 스위치(620) 및 컨트롤러 둘 다가 이들이 전체 솔루션을 더 작게 하고 더 비용 효율적으로 하기 때문에 제공되는 통합 플라이백 컨버터 회로들도 존재한다. 종래의 플라이백 컨버터 회로들에서, 상기 컨트롤러에 더 이상의 에너지 공급이 필요되지 않는다.
플라이백 컨버터의 약간 수정된 버전이 도 7에 도시된다. 플라이백 컨버터의 이 실시예에서 추가 캐패시터(727) 및 추가 다이오드(726)가 제공된다. 플라이백 컨버터의 이 구조는 그라이나르헤르 회로(Greinacher circuit)에 의한 출력 전압의 정류(rectification)를 가능하게 한다.
이 경우, 전도 단계 동안 캐패시터(727)는 다이오드(726)를 통해 2차 권선의 유도 전압에서 다이오드 전압을 뺀만큼 충전된다. 도 6에 도시된 플라이백 컨버터와 비교한 이점은, 이 경우에 다이오드(706)가 Vout + 다이오드 전압을 견디기만 하면 된다는 점이다.
차단 단계 동안 충전 캐패시터(707)는 다이오드(706) 및 캐패시터(727)를 통해 충전된다. 이 경우, 다이오드(726)는 다시 Vout + 다이오드 전압만을 받는다. 다이오드(726)는 예를 들어 쇼트키 다이오드(Schottky diode)로서 형성될 수 있다.
그러나, 이미 언급된 바와 같이, DE 11 2013 005 027 B4에 공지된 회로는 회로를 구성할 때 입력 전압의 2개의 입력 전위들 중 어떤 입력 전위가 더 높은지를 알고 있을 때에만 사용될 수 있다. 이를 해결하기 위해, US 2010/0208498 A1은 예를 들어 작은 양의 그리고 음의 입력 전압들에 대한 2개의 DC/DC 컨버터들의 역병렬 연결(antiparallel connection)을 제안한다.
이는 또한 원론적으로 DE 11 2013 005 027 B4에 공지된 회로를 사용하여 가능하지만, 하나의 DC/DC 컨버터만이, 즉 하나의 브랜치만이 각각의 경우에 사용되기 때문에, 이는 전류가 미사용 브랜치(unused branch)의 기존의 자체 전도 트랜지스터(existing self-conducting transistor)들을 통해 흐르는 문제를 초래할 수 있다. 이는 콜드 스타트 전압(cold-start voltage)을 증가시키고, 효율을 감소시키며, 회로의 입력 저항을 감소시킨다.
추가 문제는, 존재하는 기생 벌크 드레인 다이오드(parasitic bulk-drain diode)를 통해 전류가 흐른다는 점이며, 이 전류는 입력 전압이 증가할수록 기하급수적으로 증가한다. 이는 또한 효율을 감소시키고 회로의 입력 저항을 감소시킨다.
이 문제들 중 일부를 해결하기 위해, US 2010/0195360 A1은 2개의 자체 전도 트랜지스터들 또는 반도체 스위치들을 각각의 경우에 직렬로 연결하는 것을 제안한다. 결과적으로, 기생 다이오드들 중 하나는 항상 역방향으로 동작되고 전류가 흐르지 않는다. 그러나, 이는 미사용 자체 전도 트랜지스터로부터 기인하는 문제를 해결하지 못한다. 또한, 이러한 종류의 회로는, 옴 손실(hmic losses), 입력 캐패시턴스 및 칩 면적이 두배를 요하지만 반도체 스위치의 사이즈가 동일하게 남아있다는 점에서 단점이 있다.
본 발명의 목적은 따라서 비용 효율적으로 달성될 수 있고, 낮은 스타팅 전압들을 요하며 작은 양의 또는 음의 온도 차이를 갖는 열전 생성기들에 대해 사용될 수 있는 에너지 하베스팅 회로들용 스타터 회로를 특정하는 것이다.
이 목적은 청구항 1의 특징들을 갖는 에너지 하베스팅 회로들용 스타터 회로에 의한 발명에 따라 달성된다.
추가적 이로운 실시예들은 종속항들, 설명에서, 그리고 도면들 및 이들의 설명에서 특정된다.
청구항 1에 따르면, 일반적인 에너지 하베스팅 회로들용 스타터 회로는, 마찬가지로 권선 시작단 및 권선 끝단을 각각 갖는 1차 권선 및 2차 권선을 갖는 제 2 변압기, 제 2 다이오드, 뿐만 아니라 제 2 스타팅 트랜지스터가 제공되는 것으로 전개된다. 제 2 스타팅 트랜지스터의 게이트 단자는 제 2 변압기의 2차 권선의 권선 시작단에 커플링되고, 상기 제 2 스타팅 트랜지스터의 드레인 단자는 제 2 변압기의 1차 권선의 권선 끝단에 연결된다. 적어도 제 2 변압기 및 제 2 스타팅 트랜지스터에 의해 제 2 발진기가 형성된다.
또한, 제 2 변압기의 2차 권선의 권선 시작단과 충전 캐패시터 사이에 제 2 다이오드가 제공되고, 제 2 다이오드의 애노드가 또한 충전 캐패시터의 제 2 측부에 연결된다. 제 2 스타팅 트랜지스터의 소스 단자는 입력 전압의 제 1 전위에 커플링된다.
또한, 제 1 스타팅 트랜지스터의 벌크 단자 및 제 2 스타팅 트랜지스터의 벌크 단자는 충전 캐패시터의 제 2 측부에 연결된다.
이러한 종류의 에너지 하베스팅 회로들용 스타터 회로의 실시예는, 에너지원의 입력 전압의 제 1 전위 또는 제 2 전위 중 어떤 전위가 더 큰지의 여부에 관계없이 회로가 사용될 수 있는 것을 가능하게 할 수 있다. 환언하면, 에너지원의 극성을 알아야 할 필요가 없다. 결과적으로, 상기 회로는 예를 들어 양의 온도 차이 및 음의 온도 차이 둘 다와 연계하여 사용될 수 있는 열전 생성기들과 함께 사용을 위해 적합하다.
입력 전압의 제 1 전위가 제 2 전위보다 크면, 충전 캐패시터가 제 1 발진기에 의해 충전된다. 대조적으로, 입력 전압의 제 2 전위가 제 1 전위보다 높으면, 충전 캐패시터가 제 2 발진기를 통해 충전된다.
또한, 본 발명의 기본 개념은, 특히 제 1 스타팅 트랜지스터 및 제 2 스타팅 트랜지스터의 벌크 단자가 충전 캐패시터의 제 2 측부에 연결되기 때문에, 기생 벌크 드레인 다이오드를 통해 전류가 흐르지 않을 수 있다는 사실로 간주될 수 있다. 결과적으로, 추가 컴포넌트들을 제공하지 않고 회로의 효율이 크게 증가될 수 있다. 이러한 점에서, 설명된 바와 같이 충전 캐패시터의 음의 측부인 충전 캐패시터의 제 2 측부 상의 전압 전위가 또한 목적을 위해 충분하다는 점에 유념해야 한다.
전개(development)에서, 제 1 중단 트랜지스터(stop transistor) 및 제 2 중단 트랜지스터가 제공될 수 있고, 제 1 발진기는 제 1 중단 트랜지스터 및 충전 캐패시터의 제 2 측부에서의 전압에 의해 연결해제(disconnect)될 수 있다. 또한, 제 2 발진기는 제 2 중단 트랜지스터 및 또한 충전 캐패시터의 제 2 측부에서의 전압에 의해 연결해제될 수 있다. 또한, 제 1 중단 트랜지스터의 소스 단자 및 제 2 중단 트랜지스터의 소스 단자가 충전 캐패시터의 제 2 측부에 연결될 수 있다. 예를 들어, 이 목적을 위해 2개의 중단 트랜지스터들의 소스 단자들 및 충전 캐패시터의 제 2 측부가 접지될 수 있다. 이는, 제 1 스타팅 트랜지스터 및 제 2 스타팅 트랜지스터의 벌크 단자가 또한 충전 캐패시터의 제 2 측부에 인가된 전압 전위에 있도록 접지에 연결될 수 있는 것을 의미한다.
비교기가 에너지 하베스팅 회로들용 스타터 회로에 제공되는 것이 이로우며, 이 비교기는 입력 전압의 제 1 전위 또는 제 2 전위 중 어떤 전위가 더 높은 전위인지의 여부를 검출한다. 이 정보는, 그에 따라 예를 들어 스타터 회로의 미사용 브랜치, 즉 전반적으로 “제 1” 또는 “제 2”로 나타내어진 컴포넌트들을 포함하는 브랜치를 연결해제하기 위해 사용될 수 있다. 예를 들어, 입력 전압의 제 1 전위가 제 2 전위보다 높으면, 제 2 브랜치는 사용되지 않으며 어떤 에너지도 사용하지 않거나 또는 스타터 회로에 이롭지 않은 다른 특성들을 갖도록 연결해제될 수 있다.
또한, 입력 전압의 제 1 전위가 제 2 전위보다 작으면 제 1 발진기가 비교기의 결과에 의해 그리고 제 1 스타팅 트랜지스터에 의해 중단될 수 있는 것이 가능할 수 있고, 입력 전압의 제 2 전위가 제 1 전위보다 작으면 제 2 발진기가 비교기의 결과에 의해 그리고 제 2 중단 트랜지스터에 의해 중단될 수 있는 것이 가능할 수 있다.
비교기가 입력 전압의 제 1 전위가 더 높다고 식별하면, 제 2 중단 트랜지스터는 제 2 발진기를 중단하거나 대응하는 브랜치를 연결해제할 수 있다. 유사하게, 제 1 발진기는 제 2 전위가 더 높으면 제 1 중단 트랜지스터를 통해 중단될 수 있거나 제 1 브랜치가 연결해제될 수 있다. 이 방식으로, 각각의 경우에 활성 브랜치에 항상 양의 전압이 인가되는 것이 달성된다.
구조로 인해, 양의 피드백은 브랜치가 양의 전압을 갖는 것을 초래하고, 따라서 상기 브랜치는 매우 작은 입력 전압들에서도 발진하기 시작한다. 대조적으로, 음의 피드백은 브랜치에 음의 전압이 인가되는 것을 초래하고, 따라서 1차 권선을 통해 일정한 바람직하지 않은 전류가 발생한다. 각 유형들의 피드백은 그 중에서도 관련 브랜치 내의 변압기들 및 다른 컴포넌트들의 배선으로부터 기인한다. 관련 브랜치를 연결해제하는 것은 전체 스타터 회로의 효율 및 초기 전압을 최적화한다.
또한, 전압 모니터링 회로가 제공될 수 있고, 전압 모니터링 회로는 제 1 발진기 또는 제 2 발진기를 문턱 전압이 도달되었을 때 제 1 중단 트랜지스터 또는 제 2 중단 트랜지스터에 의해 연결해제하도록 설계된다. 전압 모니터링 회로는 충전 캐패시터에 인가된 전압을 모니터링한다. 이에 대응하여 고전압이 도달되면, 다음 에너지 하베스팅 회로를 동작시키기 위해, 이 시간까지 여전히 실행 중인 발진기를 또한 연결해제하고 제어를 다운스트림 에너지 하베스팅 회로에 전달하는 것이 또한 편리하다.
본 발명은 또한 에너지 하베스팅 회로에 대한 본 발명에 따른 스타터 회로를 포함하는 듀얼 플라이백 컨버터 회로에 관한 것이다. 이 경우, 플라이백 컨버터 회로가 에너지 하베스팅 회로에 대한 예시이다. 또한, 플라이백 컨버터 회로를 동작시키기 위해 제 1 반도체 스위치 및 제 2 반도체 스위치가 제공되고, 제 1 반도체 스위치는 제 1 변압기의 1차 권선의 권선 끝단과 입력 전압의 제 2 전위 사이에 제공된다. 이와 유사하게, 제 2 반도체 스위치는 제 2 변압기의 1차 권선의 권선 끝단과 입력 전압의 제 1 전위 사이에 제공된다. 플라이백 컨버터 회로를 동작시키기 위해, 컨트롤러가 또한 제공되고, 이 컨트롤러는 충전 캐패시터에 의해 에너지가 공급된다.
전반적으로, 제 1 변압기, 충전 캐패시터, 제 1 다이오드, 제 1 반도체 스위치 및 컨트롤러가 제 1 플라이백 컨버터를 형성하고, 제 2 변압기, 충전 캐패시터, 제 2 다이오드, 제 2 반도체 스위치 및 컨트롤러가 제 2 플라이백 컨버터를 형성한다. 이 경우, 컨트롤러는 플라이백 컨버터를 시작하고 동작시키기 위해 제 1 반도체 스위치 및 제 2 반도체 스위치 둘 다를 제어하도록 설계된다.
플라이백 컨버터의 기본 동작 원리는 이미 도 6 및 도 7을 참조하여 더 상세히 설명되었다. 에너지 하베스팅 회로에 대한 본 발명에 따른 스타터 회로를 제공하는 것은, 대응하는 플라이백 컨버터가 컨트롤러에 의해 시작되도록 하기 위해, 시작을 위해 듀얼 플라이백 컨버터 회로에 충분한 에너지가 공급되게 하는 것을 가능하게 한다.
이 실시예들에 따르면, 원론적으로 2개의 플라이백 컨버터 회로들이 제공되고, 하나만이 각각의 경우에 사용된다. 사용되는 플라이백 컨버터 회로는 입력 전압의 제 1 전위와 제 2 전위 사이의 관계에 의존한다. 전반적으로, 플라이백 컨버터 회로들은, 이들이 각각 양의 전압을 사용하여 동작되어야 하도록 구성된다. 이를 보장하기 위해, 상기 회로들은 따라서 제 1 전위에 그리고 제 2 전위에 교대로 연결된다.
환언하면, 회로는, 양의 입력 전압이 인가된 플라이백 컨버터만 동작되는 것을 보장한다.
제 1 반도체 스위치 및 제 2 반도체 스위치의 벌크 단자들은, 전류가 미사용 플라이백 컨버터의 대응하는 반도체 스위치의 기생 다이오드들을 통하는 것을 방지하기 위해, 충전 캐패시터의 제 2 측부의 전위에 연결될 수 있다. 그러나, 존재하는 양의(positive) 소스 벌크 전압의 결과로서 바디 효과가 발생한다. 이 목적을 위해, 예를 들어 충전 캐패시터의 제 2 측부 및 소스 단자들이 접지될 수 있다.
그러나, 추가 실시예에서, 제 1 반도체 스위치 및 제 2 반도체 스위치의 벌크 단자들이 입력 전압의 제 1 전위 및 제 2 전위 중 더 낮은 전위에 연결될 수 있다. 이 배선은 전류가 미사용 플라이백 컨버터의 대응하는 반도체 스위치의 기생 다이오드들을 통해 흐르는 것을 방지하고, 또한 바디 효과가 발생하지 않으며, 2개의 반도체 스위치들은 입력 전압 전위들 간의 차이의 절대값에 대해서만 설계될 필요가 있다. 이를 검출하고 달성하기 위해, 예를 들어 비교기의 결과가 사용될 수 있다. 대응하는 방식으로 회로를 구현하기 위해, 2개의 PMOS FET들이 이 목적을 위해 사용될 수 있고, 이 PMOS FET들은 제 1 반도체 스위치 및 제 2 반도체 스위치의 벌크 단자들을 각각의 경우에 입력 전압의 제 1 전위 및 제 2 전위 중 더 낮은 전위에 연결할 수 있다.
본 개시의 추가 양태들 및 이점들은, 본 개시의 예시적인 실시예들만이 도시되고 설명되는 이하의 상세한 설명으로부터 당업자에게 쉽게 명백해질 것이다. 알게될 바와 같이, 본 개시는 다른 및 상이한 실시예들이 가능하고, 그 몇몇 상세사항들은 모두 본 개시로부터 벗어나지 않고 다양하고 명백한 관점들에서 수정될 수 있다. 따라서, 도면들 및 설명은 본질적으로 예시적이며 제한적이지 않은 것으로 간주되어야 한다.
참조에 의한 통합
본 명세서에 언급된 모든 공개들, 특허들, 및 특허 출원들은, 각각의 개별 공개, 특허, 또는 특허 출원이 참조로서 포함되도록 구체적이고 개별적으로 나타내어진 것과 동일한 정도로 참조로서 본원에 통합된다. 참조로서 통합된 공개들 및 특허들 또는 특허 출원들이 본 명세서에 포함된 개시와 모순되면, 본 명세서는 임의의 그러한 모순적인 내용을 대체 및/또는 우선하도록 의도된다.
본 발명의 신규한 특징들은 첨부된 청구범위에 구체적으로 제시된다. 본 발명의 원리들이 이용되는 예시적인 실시예들을 제시하는 이하의 상세한 설명을 참조하여 본 발명의 특징들 및 이점들의 더 나은 이해가 달성될 것이며, 첨부 도면들(또한, 본원에서 “도면” 및 “도”)은 다음과 같다.
도 1은 에너지 하베스팅 회로들에 대한 본 발명에 따른 스타터 회로의 제 1 실시예를 도시한다.
도 2는 에너지 하베스팅 회로들에 대한 본 발명에 따른 스타터 회로의 제 2 실시예를 도시한다.
도 3은 에너지 하베스팅 회로들에 대한 본 발명에 따른 스타터 회로의 제 3 실시예를 도시한다.
도 4는 본 발명에 따른 듀얼 플라이백 컨버터 회로를 도시한다.
도 5는 본 발명에 따른 듀얼 플라이백 컨버터 회로를 도시한다.
도 6은 플라이백 컨버터의 예시를 도시한다.
도 7은 플라이백 컨버터의 추가 예시를 도시한다.
도면들에서, 동일하거나 유사한 컴포넌트들은 각각의 경우에 동일한 참조 부호들에 의해 나타내어지며, 첫번째 숫자는 각각의 경우에 상이하며 도면을 나타낸다. 이 경우, 반복을 피하기 위해, 동일한 기능을 갖는 컴포넌트들은 필연적으로 다시 논의되지 않는다.
본 발명의 다양한 실시예들에 본원에 도시되고 설명되지만, 그러한 실시예들이 예시에 의해서만 제공된다는 점이 당업자에게 명백해질 것이다. 본 발명으로부터 벗어나지 않고 당업자에게 다양한 변형들, 변경들, 및 대체들이 일어날 수 있다. 본원에서 설명되는 본 발명의 실시예들에 대한 다양한 대안들이 이용될 수 있다는 점을 이해해야 한다.
도 1은 각각의 경우에서 2개의 브랜치들을 포함하는 에너지 하베스팅 회로들에 대한 스타터 회로를 도시한다. 이는, 에너지원(101)의 입력 전압의 2개의 전위들의 서로에 대한 비율에 관계없이 스타터 회로가 기능하고 충전 캐패시터(107)를 충전하는 것을 가능하게 한다. 도 1에서의 도면에서, DC 전압원(101)의 내부 저항(Ri)이 또한 도시된다. DC 전압원(101)은, 예를 들어 열전 생성기일 수 있고, 이 생성기는 양과 음의 온도 차이들과 연계되어 동작할 수 있다. 이 결과는, 설명되고 도 1에 또한 예시된 바와 같이, 전압원(101)의 극성이 상이할 수 있다는 것이다. 전압원(101)과 병렬로 캐패시터(102)가 제공된다. 상기 캐패시터의 효과는 도 6을 참조하여 위에서 설명된 바와 동일하다. 회로의 제 1 브랜치는 제 1 변압기(103), 제 1 스타팅 트랜지스터(104), 제 1 다이오드(106), 제 1 커플링 캐패시터(108), 제 1 저항(109) 및 제 1 중단 트랜지스터(122)에 의해 형성된다.
회로의 제 2 브랜치는, 유사한 방식으로, 제 2 변압기(153), 제 2 스타팅 트랜지스터(154), 제 2 다이오드(156), 제 2 커플링 캐패시터(158), 제 2 저항(159) 및 제 2 중단 트랜지스터(172)에 의해 형성된다.
또한, 전압 모니터링 회로(111), 비교기(130), 2개의 OR 게이트들(132, 182) 및 인버터(131)가 제공된다.
스타터 회로의 기능은 이하에서 더 상세히 설명될 것이다.
2개의 브랜치들의 배선에서의 실질적인 차이는, 상부 브랜치에서 제 1 변압기(103)의 2차 권선의 권선 끝단이 1차 측부의 권선 시작단과, 특히 Vin1에서 동일한 전위에 있는 반면, 제 2 변압기(153)의 2차 권선의 권선 끝단이 1차 측부의 권선 시작단과 반대 전위에 있다는 점이다. 제 1 스타팅 트랜지스터(104)의 소스 단자가 Vin2에 있는 반면, 제 2 스타팅 트랜지스터(154)의 소스 단자가 Vin1에 있다. 환언하면, 관련 변압기(103, 153)의 2차 권선의 권선 끝단이 각각의 경우에 스타팅 트랜지스터(104, 154)의 대응하는 소스 단자와 동일한 전위에 있다.
2개의 발진기들이 각각의 경우에 스타팅의 목적을 위해 2개의 브랜치들에 형성된다. 이는, 제 1 변압기(103) 및 제 1 스타팅 트랜지스터(104)에 의해 제 1 브랜치에서 달성되고, 제 2 변압기(153) 및 제 2 스타팅 트랜지스터(154)에 의해 제 2 브랜치에서 달성된다.
발진기의 주파수(f)는 다음에 따라 결정된다:
Figure pct00005
이 경우 C는 관련 스타팅 트랜지스터(104, 154)의 입력 캐패시터트와 관련 변압기(103, 153)의 2차 측부의 캐패시턴스의 합이고, L(sec)은 관련 변압기(103, 153)의 2차 측부의 인덕턴스이다.
스타터 회로의 동작 원리는 이하에서 간략하게 논의될 것이며, 초기에 전압원(101)에 양의 전압이 인가되고 이에 따라 Vin1이 Vin2보다 크다고 가정한다.
전압원(101)에서 전압이 증가하자마자, 제 1 변압기(103)의 1차 권선에서의 전류가 증가하고, 동시에 제 1 변압기(103)의 2차 권선에 전압이 유도되며, 이 전압이 제 1 스타팅 트랜지스터(104)에서 게이트 전압을 증가시킨다. 결과적으로, 제 1 스타팅 트랜지스터(104)가 더 낮은 저항을 갖고 전류가 더 증가할 수 있다. 1차 권선에 인가된 전압은 옴 전압 강하들로 인해 감소하고, 결과적으로 제 1 스타팅 트랜지스터(104)의 게이트에서의 전압이 감소하고, 상기 스타팅 트랜지스터는 더 높은 저항성이 되며, 이는 1차 권선에서의 전압에서의 추가 감소를 유발한다. 이는 후속하여 제 1 스타팅 트랜지스터(104)에서의 음의 게이트 전압을 초래하고, 이 트랜지스터는 자신의 문턱 전압에서 연결해제된다. 플라이백 컨버터에 대해 이미 설명된 바와 같이, 전류는 이어서 제 1 변압기(103)의 2차 측부로 흐르는 것을 지속할 수만 있다. 결과적으로 충전 캐패시터(107)가 저전압으로 충전된다. 이 충전은, 캐패시터(107)가 충전된 에너지가 더 이상 배출(drain out)될 수 없도록 제 1 다이오드(106)를 통해 발생한다.
제 1 변압기(103)의 2차 권선에서의 전류가 이제 제로로 강하되고, 제 1 스타팅 트랜지스터(104)에서의 게이트 전압이 또한 0 V이며, 제 1 변압기(103)의 1차 권선에서의 전류가 다시 증가하기 시작한다. 주기적인 전류 펄스들이 충전 캐패시터(107)를 훨씬 더 높은 전압으로 충전한다.
요약하면, 양의 입력 전압을 갖는 브랜치가 발진기에 의해 양의 피드백을 경험하고, 10 mV보다 작은 매우 낮은 입력 전압들에서도 발진하기 시작한다. 반대 배선은 음의 입력 전압이 인가된 다른 브랜치에서의 음의 피드백을 초래하고, 이 음의 피드백의 결과로 변압기(103, 153)의 관련 1차 권선을 통한 정전류(constant current)가 발생한다. 이는 바람직하지 않고, 방지되며, 아래에서 더 상세히 설명될 것이다.
전압원(101)의 특정 극성에 따라, 제 1 다이오드(106) 또는 제 2 다이오드(156)는 충전 캐패시터(107) 상의 음의 전위를 Vin1보다 작은 전압으로 충전한다. 회로가 스타트업된 후 출력 전압 - 접지와 관련된 Vin1 - 이 양(amount)의 관점에서 입력 전압 - Vin1에서 Vin2를 뺀 총합 - 보다 크기 때문에 접지가 항상 Vin1보다 작고, 또한 관련 극성에 관계없다. 결과적으로, 접지가 각 스타팅 트랜지스터들(104, 154)을 연결해제하고 이에 따라 관련 발진기를 중단하기 위해 사용될 수 있다.
위에서 설명된 바와 같이 음의 피드백으로 동작하고, 스타팅 트랜지스터들(104, 154)을 연결해제함으로써 자신의 관련 변압기(103, 153)의 1차 권선을 통한 바람직하지 않은 정전류를 갖는 브랜치를 정밀하게 비활성화시키기 위해 비교기(130)가 제공된다.
상기 비교기는 Vin1이 Vin2보다 큰지의 여부를 검출한다. Vin1이 Vin2보다 크면, 상기 비교기는 신호(Vin1_high)를 Vin1에 인가하고 Vin2가 Vin1보다 크면 접지에 인가한다. 첫번재 경우, 즉 Vin1이 Vin2보다 클 때 OR 게이트(182)의 출력은 논리적 1이고 Vin1을 중단 트랜지스터(172)에 연결한다. 결과적으로, 상기 중단 트랜지스터는 낮은 저항성이 되고 따라서 제 2 스타팅 트랜지스터(154)의 게이트가 접지 전위에 연결되어, 그 결과 제 2 스타팅 트랜지스터(154)가 높은 저항성이 된다.
반대의 경우, 즉 Vin2가 Vin1보다 크면, Vin1_high가 접지에 연결되고, 따라서 인버터(131)의 결과로서, OR 게이트(132)의 출력이 논리적 1, 즉 Vin1에 연결되고, 이에 따라 유사한 방식으로, 제 1 스타팅 트랜지스터(134)가 제 1 중단 트랜지스터(122)를 통해 연결해제된다. 이 기능은, 미사용 브랜치의 미사용 변압기(103, 153)를 통해 전류가 흐르는 것을 방지한다.
바람직한 전압이 충전 캐패시터(107)에 도달할 때, 사용된 브랜치, 즉 이 브랜치 내에 존재하는 발진기를 연결해제하기 위해 전압 모니터링 회로(111)가 제공된다. 상기 모니터링 회로는 예를 들어 기준 전압원, 저항 분배기 및 비교기로 구성될 수 있다. 그러나, 이 경우에 상기 모니터링 회로가 도 1에 따른 실시예에서 충전 캐패시터(107)에서의 1.8 V의 전압을 식별해야 하는 것이 필수적이다. 이는, 이제 관련 브랜치의 스타팅 트랜지스터(104, 154)를 또한 연결해제하기 위해, 상기 모니터링 회로가 2개의 OR 게이트들(132, 182)에 의해, 사용된 브랜치의 중단 트랜지스터(122, 172)를 그에 따라 동작시키는 것을 초래한다.
이 실시예에서 스타팅 트랜지스터들(104, 154)의 벌크 단자들이 접지 전위에 있는 것이 필수적이다. 이하에서 설명될 바와 같이, 이는 전류가 기생 벌크 드레인 다이오드를 통해 흐를 수 있는 것을 방지한다. 위에서 설명된 바와 같이, 접지는 동작 동안 Vin1 및 Vin2보다 작다. 결과적으로, 2개의 스타트 트랜지스터들(104, 154)에서 2개의 위에서 설명된 기생 벌크 드레인 다이오드들을 통해 전류가 흐를 수 없다. 이는 추가 컴포넌트들에 대한 필요성 없이 회로의 효율을 증가시킨다.
그러나, 벌크 단자들을 접지에 연결하는 것은 형식적인 관점에서 바디 효과가 발생한다는 점에서 단점을 초래한다. 바디 효과는 양의 소스 벌크 전압의 경우 문턱 전압에서의 증가이다. 상기 효과의 영향은 여기에 존재하는 작은 출력 전압들의 경우 미미하며, 따라서 회로는 그에 따라 충전 캐패시터(107)를 충전하기에 매우 적합하며, 따라서 스타트 업에 충분한 에너지를 다운스트림 에너지 하베스팅 회로에 공급한다.
이제 도 1의 전개가 설정될 것이며 도 2 및 도 3을 참조하여 설명될 것이다. 이 경우, 스타팅 트랜지스터들(204, 304, 254, 354)의 벌크 단자들이 각각의 경우에 접지에 있지만, 이는 도 1을 참조하여 위에서 설명된 바와 같이 회로의 효율을 증가시키지만, 필수는 아니라는 점에 유념해야 한다.
도 1로부터의 비교기(130)는 이를 위해 사용된 트랜지스터들의 문턱 전압 위에서만 기능한다. 결과적으로, 예를 들어 1 V의 전압에 대한 추가 전압 모니터링 회로가 원론적으로 필수적일 수 있고, 이 모니터링 회로는, 초기에 인버터(131)뿐만 아니라 비교기(130)의 출력들이 사전에 접지 전위에 남아있고, 또한 결과적으로 예를 들어 1 V의 문턱 전압이 도달될 때까지, 미사용 변압기(103, 153)에 전류가 흐르기 때문에 전체 회로의 콜드 스타트 전압을 증가시키는 것을 보장한다.
이는 도 2 및 도 3에 따른 실시예에서 향상된다. 이 경우, 상황들 둘 다에서 발진 또는 동작 브랜치의 발진 신호가 가능한 한 빨리 비동작 브랜치를 비활성화하기 위해 사용된다. 동작 브랜치로 지칭되는 브랜치는, 발진기가 바람직하게 기능하고 양의 피드백이 존재하는 브랜치이다.
도 2에서, 비교기(130), OR 게이트(132, 182) 및 인버터(133)를 대신하여, 각각의 브랜치에 대해 연결해제 다이오드(233, 283) 및 연결해제 트랜지스터(234, 284)가 제공된다. 이 경우, 제 1 연결해제 다이오드(233)의 캐소드가 제 2 변압기(253)의 2차 측부의 권선 시작단에 연결된다. 제 2 연결해제 다이오드(283)가 유사한 방식으로 제 1 변압기(203)에 연결된다. 연결해제 다이오드들(233, 283)로서 바람직하게 쇼트키 다이오드들이 사용된다.
Vin2가 Vin1보다 크다는 가정을 기반으로 이하에서 도 2에 따른, 후속하여 또한 도 3에 따른 실시예가 설명될 것이다. 이는, 스타터 회로의 제 2 브랜치가 동작 중임을 의미하며, 이 브랜치는 도면들의 하단에 도시된다. 이 연결에서, “동작 중”은, 제 2 변압기(253) 및 스타팅 트랜지스터(254)에 의해 형성된 제 2 발진기가 발진하는 것을 의미하는 것으로 이해될 수 있다. 이에 따라, 충전 캐패시터(207)가 제 2 변압기(253)의 2차 권선에서의 에너지에 의해 제 2 다이오드(256)를 통해 충전된다. 이는 항상 제 2 변압기(253)의 2차 권선의 권선 시작단에서의 전압이 제 2 다이오드(256)의 순전압(forward voltage)보다 많이 접지 전위 아래에 있을 때 발생한다.
이하에서, 쇼트키 다이오드로서 설계된 제 2 다이오드(256)의 순전압이 300 mV로 가정된다.
제 2 발진기가 발진하는 동안, 제 2 다이오드(256)의 캐소드가 접지 전위 아래인 300 mV의 값에 있는 단계인 관련 회귀 단계(recurrent phase)에서, 제 2 연결해제 다이오드(233)의 캐소드가 또한 상기 전위에 있다. 결과적으로, 연결해제 다이오드(233) 및 제 2 다이오드(256)에 걸린 전압 강하가 동일하고, 연결해제 트랜지스터(234)의 소스 단자가 또한 접지에 있다고 가정한다. 저항(209)이 높은 저항성, 예를 들어 ≥ 10 MΩ의 영역에 있으면, 연결해제 다이오드(233)를 통하는 전류는 제 2 다이오드(256)를 통하는 전류보다 작다. 결과적으로, 연결해제 다이오드(233) 및 제 2 다이오드(256)가 설계에 있어서 동일하다면, 연결해제 다이오드(233)에 걸린 전압 강하는 제 2 다이오드(256)에 걸린 것보다 작다. 연결해제 트랜지스터(234)의 소스 단자는 따라서 접지 전위 훨씬 아래에 있다.
연결해제 트랜지스터(234)의 게이트 소스 전압이 자신의 문턱 전압에 도달하자마자, 상기 연결해제 트랜지스터는 낮은 저항성이 된다. 이는, 스타팅 트랜지스터(204)의 게이트 전압이 정확한 설계에 따라 접지 전위로 드로우(draw)되거나 접지 전위 아래로 드로우되는 것을 초래한다. 그 결과, 스타팅 트랜지스터(204)가 높은 저항성이 되고, 그 결과로 미사용 브랜치의 발진기가 연결해제된다.
실제로, 이 효과는, 상기 트랜지스터가 저항(209)과 비교될 때에만 낮은 저항성이어야 하기 때문에, 문턱 전압 아래에서도, 즉 연결해제 트랜지스터(243)의 약 반전(weak inversion)에서 기능한다.
제 2 변압기(253) 및 제 2 스타팅 트랜지스터(254)에 의해 형성된 발진기가 발진하고 있는 동안, 제 1 스타팅 트랜지스터(204)의 게이트 전압이 잠시 풀 다운(pull down), 즉 감소된다. 그러나, 저항(209) 및 커플링 캐패시터(208)에 의해 형성된 RC 소자의 긴 시간 상수는, 제 1 스타팅 트랜지스터(204)가 연결해제된 채로 남아있도록 제 2 브랜치의 동작 동안 전압이 항상 충분히 낮게 유지된다는 것을 의미한다. RC 시간 상수는 보통, 발진하는 발진기의 기간보다 훨씬 크다.
상기 회로의 동작 모드는, Vin1이 Vin2보다 클 때, 유사한 동작 원리이고, 발진기는, 제 1 변압기(203) 및 제 1 스타팅 트랜지스터(204)에 의해 형성된 제 1 브랜치에서 발진하는 반면, 제 2 브랜치는 연결해제된다.
위에서 설명된 회로와 비교하여 이 회로의 이점은, 미사용 브랜치가 이미 NMOS FET의 문턱 전압 훨씬 아래에서 비활성화될 수 있다는 점이다. 따라서 20 mV 아래의 콜드 스타트 전압들을 달성하는 것이 가능하다.
도 3에서 설명된 스타터 회로의 실시예에 대응하는 방식으로, 상기 연결해제 다이오드들의 치수들이 최대 가능한 최고 전압을 위해 설계되어야 하기 때문에 양(positive)인 연결해제 다이오드들(333, 383)이 생략될 수 있다. 또한, 도 2에 따른 연결해제 메커니즘은 다른 브랜치가 여전히 활성화되어 있는 동안에만 기능한다.
도 3에 따른 스타터 회로에서, 인버터(386)뿐만 아니라 비동기 액티브 로우 리셋 입력(asynchronous active-low reset input)(335, 385)을 갖는 2개의 D 플립 플롭들이 도 1로부터의 비교기(130)를 대신하여 제공된다. 상기 컴포넌트들은 에지 트리거드 셋 리셋 플립 플롭(edge triggered set-reset flip-flop)을 형성한다.
이 경우, 제 1 플립 플롭(335)의 출력은, 자신의 클록 입력에서의 양의 에지에 의해 논리적 1로 설정될 수 있어야 하는 것이 필수적이다. 이는 도 3에 따른 실시예에 따른 Vin1과 동일하다. 또한, 상기 플립 플롭은 다시, 즉 제 2 D 플립 플롭(385)의 클록 입력에서의 양의 에지에 의한, 도 3에 따른 실시예에 따른 접지인 논리적 0으로 재설정될 수 있다. 원론적으로, 이 기능을 갖는 논리 게이트들의 다른 배선 구성들도 물론 가능하다.
이하에서 Vin2가 Vin1보다 크다고 다시 가정한다. 본원에 도시된 실시예에서, 제 2 스타팅 트랜지스터(354)에서의 게이트 전압이 발진하는 반면, 제 1 스타팅 트랜지스터(304)에서의 게이트 전압은 저항(309)으로 인해 Vin1에 있다. 이 제 2 D 플립 플롭(385)의 클록 입력에도 인가된 제 2 스타팅 트랜지스터(354)에서의 게이트 전압은, 보통 상기 제 2 D 플립 플롭(385)의 공급 전압 한계들을 초과하는 진폭을 갖는다. 상기 전압은 따라서 발진 신호를 검출하는데 적합하다.
상기 스타터 회로가 시작되었을 때, D 플립 플롭(335, 385)의 비특정 상태(unspecified state)는, 2개의 상황들이 원론적으로 고려되어야 함을 의미한다.
스타터 회로가 시작된 후, Vin1_high는 논리적 1에 있다. 이는 그 내부 전압이 Vin1임을 의미한다. 공급 전압이 D 플립 플롭(335, 385)의 예시된 조합에 충분하면, Q 출력은 제 2 D 플립 플롭(385)의 클록 입력에서 상승 에지의 논리적 1로 설정된다. 상기 상승 에지는 더 낮은 브랜치에서 발진하는 제 2 발진기에 의해 생성된다. 제 2 D 플립 플롭(385)의 Q 출력을 설정하는 것은, 인버터(386)에 의해 제 1 D 플립 플롭(335)의 RN 입력에 논리적 0이 인가되는 것을 초래한다. 따라서, 상기 제 1 플립 플롭(335)의 Q 출력은 또한, 이제 Vin1_high에 대응하는 논리적 0이다. 따라서, 논리적 0은 또한 제 2 D 플립 플롭(385)의 RN 입력에 인가되고, 그 결과 상기 플립 플롭의 Q 출력이 또한 논리적 0에 연결된다. 인버터(386)로 인해, 논리적 1이 이제 제 1 D 플립 플롭(335)의 D 입력 및 RN 입력 둘 다에 인가되고, 그 결과 안정 상태가 달성된다.
제 2 대안은, Vin1_high가 스타터 회로가 시작된 후, 접지에 대응하는 논리적 0에 있는 것이다. 이는 이미 올바른 상태이고, 따라서 다른 어떤 것도 변경되지 않는다.
인버터(331) 및 OR 게이트(332)는 이제 제 1 중단 트랜지스터(322)에 의해 제 1 스타팅 트랜지스터(304)의 게이트를 접지로 설정하고, 그 결과 제 1 발진기가 가능한 빨리 비활성화될 수 있다.
Vin1이 Vin2보다 크면, 동일한 제어 시스템이 스타터 회로의 제 2 브랜치에 대해 유사한 방식으로 시행된다.
이 실시예의 이점은, 플립 플롭들이 정적 부하에 전력을 공급해야만 하는 것이 아니고, 각 중단 트랜지스터들(322, 372)이 관련 업스트림 고저항성 저항(309, 359)을 통해 매우 작은 전류만을 캐리하기 때문에, 상기 회로가 결국 NMOS FET의 문턱 전압 훨씬 아래로 미사용 브랜치를 비활성화할 수 있다는 점이다. 따라서 마찬가지로 20 mV 아래의 콜드 스타트 전압을 달성하는 것이 가능하다.
상기 실시예의 추가 이점은, 사용되는 시그널링 라인들이 스타팅 트랜지스터들(304, 354)의 게이트들에 연결되고 따라서 서지 보호(surge protection)가 이미 제공된다는 점이다. 스타터 회로가 더 이상 동작하지 않고 2개의 발진기들이 연결해제되자마자, D 플립 플롭(355, 385)의 대응하는 입력들이 정상 동작에서 2개의 중단 트랜지스터들(322, 372)을 통해 접지에 연결되고, 따라서 또한 고전압들로부터 보호된다.
본원에 도시된 실시예 및 2개의 D 플립 플롭들(335, 385)을 인버터(386)에 연결하는 이점은, Vin1_high의 상태가 브랜치들 둘 다의 연결해제에도 제 1 플립 플롭(335)에 저장된다는 점이다.
도 4는 2개의 플라이백 컨버터 회로들과 연계된 도 1로부터의 위에서 설명된 스타터 회로를 도시하고, 각 브랜치들 내의 플라이백 컨버터 회로들은 위에서 설명된 DE 11 2013 005 027 B4에서의 방식과 유사한 방식으로 설계된다. 상세하게, 이 목적을 위해 커플링 캐패시터(418)뿐만 아니라 반도체 스위치(420), 저항(421), 다이오드(419)가 제 1, 상단 브랜치에 추가적으로 제공된다.
동일한 컴포넌트들, 즉 제 2 반도체 스위치(470), 제 2 저항(471), 제 2 다이오드(469) 및 제 2 커플링 캐패시터(468)가 또한 제 2 브랜치에 제공된다.
플라이백 컨버터의 기본 동작 원리와 관련하여, 도 6 및 도 7을 참조하여 제공된 위의 설명에 대한 참조가 이루어진다.
2개의 플라이백 컨버터들에 대해, 이 회로에 컨트롤러(416)가 추가적으로 제공되고, 이하에서 설명되는 바와 같이, 각각의 경우에 하나의 플라이백 컨버터가 활성적으로 동작되고 다른 플라이백 컨버터는 연결해제된 채로 남아있다. 입력 전압의 2개의 입력 극성들 중 어느 입력 극성이 더 높은지를 식별하기 위한 비교기(430)는, 예를 들어 도 1로부터의 비교기(130) 또는 도 3에서 설명된 회로일 수 있다. 전압 검출기(411)는, 여전히 활성인 스타팅 발진기를 연결해제하기 위해, 또한 충분히 높은 전압이 있을 때에만 컨트롤러(416)를 동작시키기 위해 사용된다.
각각의 경우에 2개의 스타팅 발진기들 중 하나만 동작시키고 후속하여 충분히 높은 전압이 충전 캐패시터(407)에 인가되었을 때 두번째 발진기를 연결해제하는 것이 가능한 방식이 위에서 이미 설명되었다. 비교기(430) 및 2개의 드라이버들(417 및 467)의 신호와 연계하여, 컨트롤러(416)는 각각의 경우에 양의 입력 전압을 사용하여 동작될 수 있는 플라이백 컨버터만을 동작시킨다. 예를 들어, 비교기가 Vin1이 Vin2보다 큰 것을 식별하면, 제 1 드라이버(417)가 활성화되는 반면 제 2 드라이버(467)가 활성화되지 않고, 따라서 컨트롤러(416)의 신호들이 제 2의, 더 낮은 브랜치에 제공된 플라이백 컨버터에 포워딩되지 않는다. 상기 컨버터는 따라서 동작되지 않는다.
상기 회로에서, 2개의 반도체 스위치들(420, 470)의 기생 다이오드들을 통해서는 이들의 벌크 단자들이 접지에 있기 때문에 전류가 흐르지 않는다.
도 5에 따른 실시예는 도 4로부터의 위에서 설명된 듀얼 플라이백 컨버터 회로에 기반한다. 도 4에서, 전류가 미사용 플라이백 컨버터의 대응하는 반도체 스위치(420, 470)의 기생 다이오드들을 통하는 것을 방지하기 위해 2개의 반도체 스위치들(420, 470)의 벌크 단자들이 접지에 연결된다. 그러나, 존재하는 양의(positive) 소스 벌크 전압의 결과로서 바디 효과가 발생한다.
상기 회로에서, 반도체 스위치들(520, 570)의 벌크 단자들은 각각의 경우에 Vin_min으로 나타내어진 2개의 입력 전압 전위들 중 더 낮은 전위에 연결된다. 이 목적을 위해, 도 5로부터의 회로에 따라 더 높은 입력 전압 전위가 결국 비교기(530)에 의해 검출된다. 접지 전위에 있는, 즉 더 낮은 입력 전위에 있음을 나타내는 신호(Vin1_high 또는 Vin2_high)는 제공된 2개의 PMOS FET들(537, 538) 중 하나를 연결하고, 결국 Vin_min을 더 낮은 전위에 연결한다.
또한, 논리 게이트가 Vin1 및 접지에 의해 전력을 공급받기 때문에, 트랜지스터(537)의 게이트 작동을 위해 레벨 시프터(536)가 필요된다. 레벨 시프터(536)의 목적은, 트랜지스터(537)가 연결해제되었을 때 전류가 흐를 수 없게 하는 것이다. 플라이백 컨버터가 또한 이 시점에만 활성적으로 제어되고 시작될 수 있기 때문에 회로가 대략 1 V 위에서만 동작될 수 있다는 점도 문제가 아니다.
이 회로의 이점은, 전류가 기생 다이오드들을 통해 흐르지 않고, 또한 바디 효과가 발생하지 않는다는 점이다. 또한, 2개의 반도체 스위치들(520, 570)은, 전압원(501)의 입력 전압 전위들 간의 차이의 크기에 대해서만 설계되어야 한다.
원론적으로, 이 회로는 또한 최대 1 kHz의 영역 내의 저주파수의 작은 AC 전압들에 대해 사용될 수 있다. 이는, 컨트롤러(516)의 스위칭 주파수가 AC 전압의 주파수보다 훨씬 높으면 가능하다.
본원에서 설명된 솔루션은, 비용 효율적으로 달성될 수 있고, 낮은 스타팅 전압을 요하며 작은 양의 또는 음의 온도 차이를 갖는 열전 생성기들에 대해 사용될 수 있는 에너지 하베스팅 회로용 스타터 회로를 특정하는 것을 가능하게 한다.

Claims (9)

  1. 입력 전압의 제 1 전위 및 제 2 전위를 갖는 에너지원에 대한, 특히 열전 생성기(thermoelectric generator)들에 대한 에너지 하베스팅 회로(energy harvesting circuit)들용 스타터 회로(starter circuit)에 있어서,
    제 1 측부(side) 및 제 2 측부를 갖는 충전 캐패시터(107, 207, 307, 407, 507),
    권선 시작단(winding start) 및 권선 끝단(winding end)을 갖는 1차 권선(primary winding) 및 2차 권선(secondary winding)을 갖는 제 1 변압기(103, 203, 303, 403, 503),
    제 1 스타팅 트랜지스터(starting transistor)(104, 204, 304, 404, 504),
    제 1 다이오드(106, 206, 306, 406, 506)
    를 포함하고, 상기 제 1 스타팅 트랜지스터(104, 204, 304, 404, 504)의 게이트 단자는 상기 제 1 변압기(103, 203, 303, 403, 503)의 2차 권선의 권선 시작단에 커플링되고, 상기 제 1 스타팅 트랜지스터의 드레인 단자는 상기 제 1 변압기(103, 203, 303, 403, 503)의 1차 권선의 권선 끝단에 연결되고,
    적어도 상기 제 1 변압기(103, 203, 303, 403, 503) 및 상기 제 1 스타팅 트랜지스터(104, 204, 304, 404, 504)에 의해 제 1 발진기가 형성되고,
    상기 제 1 다이오드(106, 206, 306, 406, 506)는 상기 제 1 변압기(103, 203, 303, 403, 503)의 2차 권선의 권선 시작단과 상기 충전 캐패시터(107, 207, 307, 407, 507) 사이에 제공되고,
    상기 제 1 스타팅 트랜지스터(104, 204, 304, 404, 504)의 소스 단자는 상기 입력 전압의 제 2 전위에 커플링되고,
    상기 제 1 다이오드(106, 206, 306, 406, 506)의 애노드는 상기 충전 캐패시터(107, 207, 307, 407, 507)의 제 2 측부에 연결되고,
    상기 충전 캐패시터(107, 207, 307, 407, 507)의 제 1 측부는 상기 입력 전압의 제 1 전위에 있고,
    상기 충전 캐패시터(107, 207, 307, 407, 507)의 제 2 측부 상에 전압이 생성되고, 상기 전압은 상기 입력 전압의 제 1 전위 및 제 2 전위 아래에 있으며,
    권선 시작단 및 권선 끝단을 각각 갖는 1차 권선 및 2차 권선을 갖는 제 2 변압기(153, 253, 353, 453, 553)가 제공되는 것,
    제 2 다이오드(156, 256, 356, 456, 556)가 제공되는 것,
    제 2 스타팅 트랜지스터(154, 254, 354, 454, 554)가 제공되는 것,
    상기 제 2 스타팅 트랜지스터(154, 254, 354, 454, 554)의 게이트 단자는 상기 제 2 변압기(153, 253, 353, 453, 553)의 2차 권선의 권선 시작단에 커플링되고, 상기 제 2 스타팅 트랜지스터의 드레인 단자는 상기 제 1 변압기(153, 253, 353, 453, 553)의 1차 권선의 권선 끝단에 연결되는 것,
    적어도 상기 제 2 변압기(153, 253, 353, 453, 553) 및 상기 제 2 스타팅 트랜지스터(154, 254, 354, 454, 554)에 의해 제 2 발진기가 형성되는 것,
    상기 제 2 다이오드(156, 256, 356, 456, 556)는 상기 제 2 변압기(153, 253, 353, 453, 553)의 2차 권선의 권선 시작단과 상기 충전 캐패시터(107, 207, 307, 407, 507) 사이에 제공되는 것,
    상기 제 2 스타팅 트랜지스터(154, 254, 354, 454, 554)의 소스 단자는 상기 입력 전압의 제 1 전위에 커플링되는 것,
    상기 제 2 다이오드(156, 256, 356, 456, 556)의 애노드는 상기 충전 캐패시터(107, 207, 307, 407, 507)의 제 2 측부에 연결되는 것,
    상기 제 1 스타팅 트랜지스터(104, 204, 304, 404, 504)의 벌크 단자 및 상기 제 2 스타팅 트랜지스터(154, 254, 354, 454, 554)의 벌크 단자는 상기 충전 캐패시터(107, 207, 307, 407, 507)의 제 2 측부에 연결되는 것
    으로 특징되는 것인, 에너지 하베스팅 회로들용 스타터 회로.
  2. 제 1 항에 있어서,
    제 1 중단 트랜지스터(stop transistor)(122, 222, 322, 422, 522) 및 제 2 중단 트랜지스터(172, 272, 372, 472, 572)가 제공되는 것,
    상기 제 1 중단 트랜지스터(122, 222, 322, 422, 522) 및 상기 충전 캐패시터(107, 207, 307, 407, 507)의 제 2 측부에서의 전압이 상기 제 1 발진기를 연결해제(disconnect)하기 위해 사용되는 것,
    상기 제 2 중단 트랜지스터(172, 272, 372, 472, 572) 및 상기 충전 캐패시터(107, 207, 307, 407, 507)의 제 2 측부에서의 전압이 상기 제 2 발진기를 연결해제하기 위해 사용되는 것, 및
    상기 제 1 중단 트랜지스터(122, 222, 322, 422, 522)의 소스 단자 및 상기 제 2 중단 트랜지스터(172, 272, 372, 472, 572)의 소스 단자는 상기 충전 캐패시터(107, 207, 307, 407, 507)의 제 2 측부에 연결되는 것
    으로 특징되는 것인, 에너지 하베스팅 회로들용 스타터 회로.
  3. 제 1 항 또는 제 2 항에 있어서,
    상기 입력 전압의 제 1 전위 또는 제 2 전위 중 어떤 전위가 더 높은 전위에 있는지의 여부를 검출하는 비교기(130, 430, 530)가 제공되는 것으로 특징되는 것인, 에너지 하베스팅 회로들용 스타터 회로.
  4. 제 3 항에 있어서,
    상기 제 1 발진기는, 상기 입력 전압의 제 1 전위가 상기 제 2 전위보다 작으면 상기 비교기(130, 430, 530)의 결과에 의해 그리고 상기 제 1 중단 트랜지스터(122, 422, 522)에 의해 중단될 수 있는 것, 및
    상기 제 2 발진기는, 상기 입력 전압의 제 2 전위가 상기 제 1 전위보다 작으면 상기 비교기(130, 430, 530)의 결과에 의해 그리고 상기 제 2 중단 트랜지스터(172, 472, 572)에 의해 중단될 수 있는 것
    으로 특징되는 것인, 에너지 하베스팅 회로들용 스타터 회로.
  5. 제 2 항 내지 제 4 항 중 어느 한 항에 있어서,
    전압 모니터링 회로(111, 411, 511)가 제공되는 것, 및
    상기 전압 모니터링 회로(111, 411, 511)는, 문턱 전압이 도달될 때, 상기 제 1 중단 트랜지스터 또는 상기 제 2 중단 트랜지스터(122, 422, 522, 172, 472, 572)에 의해, 상기 제 1 발진기 또는 상기 제 2 발진기를 연결해제하도록 설계되는 것
    으로 특징되는 것인, 에너지 하베스팅 회로들용 스타터 회로.
  6. 듀얼 플라이백 컨버터 회로(dual flyback converter circuit)에 있어서,
    제 1 항 내지 제 5 항 중 어느 한 항에 따른 에너지 하베스팅 회로들용 스타터 회로,
    제 1 반도체 스위치 및 제 2 반도체 스위치(420, 520, 470, 570)를 포함하는 것 - 상기 제 1 반도체 스위치(420, 520)는 상기 제 1 변압기의 1차 권선의 권선 끝단과 상기 입력 전압의 제 2 전위 사이에 제공됨 -
    으로 특징되고, 상기 제 2 반도체 스위치(470, 570)는 상기 제 2 변압기(453, 553)의 1차 권선의 권선 끝단과 상기 입력 전압의 제 1 전위 사이에 제공되고,
    상기 충전 캐패시터(407, 507)에 의해 에너지가 공급되는 컨트롤러(416, 516)가 제공되고,
    상기 제 1 변압기(403, 503), 상기 충전 캐패시터(407, 507), 상기 제 1 다이오드(406, 506), 상기 제 1 반도체 스위치(420, 520) 및 상기 컨트롤러(416, 516)가 제 1 플라이백 컨버터를 형성하고, 상기 제 2 변압기(453, 553), 상기 충전 캐패시터(407, 507), 상기 제 2 다이오드(456, 556), 상기 제 2 반도체 스위치(470, 570) 및 상기 컨트롤러(416, 516)가 제 2 플라이백 컨버터를 형성하며,
    상기 컨트롤러(416, 516)는, 상기 플라이백 컨버터가 시작된 후 상기 제 1 반도체 스위치 및 상기 제 2 반도체 스위치(420, 520, 470, 570)를 제어하도록 설계되는 것인, 듀얼 플라이백 컨버터 회로.
  7. 제 6 항에 있어서,
    제 1 드라이버(417, 517) 및 제 2 드라이버(467, 567)가 제공되는 것으로 특징되고, 상기 비교기(430, 530)의 결과 및 상기 제 1 드라이버와 상기 제 2 드라이버(417, 517, 467, 567) 둘 다에 의해, 상기 변압기(403, 503, 453, 553)의 1차 권선의 시작단이 상기 입력 전압의 제 1 전위 및 제 2 전위 중 더 높은 전위에 연결된 상기 플라이백 컨버터만 동작시키는 것이 가능한 것인, 듀얼 플라이백 컨버터 회로.
  8. 제 6 항 또는 제 7 항에 있어서,
    상기 제 1 반도체 스위치 및 상기 제 2 반도체 스위치(420, 520, 470, 570)의 벌크 단자는, 상기 입력 전압의 제 1 전위 및 제 2 전위 중 더 낮은 전위 또는 상기 충전 캐패시터(407, 507)의 제 2 측부의 전위에 연결되는 것으로 특징되는, 듀얼 플라이백 컨버터 회로.
  9. 제 7 항에 있어서,
    상기 제 1 반도체 스위치 및 상기 제 2 반도체 스위치(520, 570)의 벌크 단자들은, 상기 비교기(530) 및 2개의 PMOS FET들(537, 538)의 결과에 의해 상기 입력 전압의 제 1 전위 및 제 2 전위 중 더 낮은 전위에 연결될 수 있는 것으로 특징되는, 듀얼 플라이백 컨버터 회로.
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