KR20180081068A - 차단이 개선된 음향파 필터 - Google Patents

차단이 개선된 음향파 필터 Download PDF

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Abstract

협대역 음향 필터는 입력과 출력, 및 입력과 출력 사이에 결합된 적어도 하나의 음향 공진기 쌍을 포함한다. 음향 공진기 쌍(들) 각각은 공칭 통과 대역을 생성하도록 함께 작용하는 적어도 하나의 인-라인 음향 공진기와 인-션트 음향 공진기를 포함한다. 음향 필터는 음향 공진기 쌍(들) 각각의 인-라인 음향 공진기와 인-션트 음향 공진기 중 하나와 병렬인 적어도 하나의 용량성 소자를 더 포함하고, 이로 인해 공칭 통과 대역의 하부 에지와 상부 에지 중 하나를 예리하게 한다.

Description

차단이 개선된 음향파 필터
본 발명은 일반적으로 마이크로파 필터에 관한 것으로, 보다 상세하게는 협 대역 응용을 위해 설계된 음향 마이크로파 필터에 관한 것이다.
전기 필터는 전기 신호를 처리하는 데에 오래 사용되어 왔다. 특히, 이 전기 필터는 다른 바람직하지 않은 전기 신호 주파수를 차단 또는 감쇠하면서 원하는 신호 주파수를 통과시켜 입력 신호로부터 원하는 전기 신호 주파수를 선택하는데 사용된다. 필터는 저역 통과 필터, 고역 통과 필터, 대역 통과 필터 및 대역 저지 필터를 포함하는 일반적인 범주로 분류될 수 있으며, 이들은 필터에 의해 선택적으로 통과되는 주파수의 유형을 나타낸다. 또한, 필터는 버터워스(Butterworth), 체비셰프(Chebyshev), 인버스 체비셰프(Inverse Chebyshev) 및 엘립틱(Elliptic)과 같은 유형으로 분류될 수 있는데, 이들은 필터가 이상적인 주파수 응답과 비교하여 제공하는 밴드 모양 주파수 응답의 유형(주파수 컷오프 특성)을 나타낸다.
자주 사용되는 필터의 유형은 종종 의도하는 용도에 따라 다르다. 통신 응용시, 대역 통과 및 대역 저지 필터는 셀룰러 기지국, 휴대 전화 핸드셋 및 기타 전자 통신 장비에서 일반적으로 사용되어 하나 이상의 미리 정의된 대역을 제외한 모든 대역에서 RF 신호를 필터링하거나 차단한다. 가장 중요한 것은 약 500-3,500 MHz의 주파수 범위이다. 미국에는 셀룰러 통신에 사용되는 여러 표준 대역이 있다. 이들은 대역 2 (~1800-1900 MHz), 대역 4 (~1700-2100 MHz), 대역 5 (~800-900 MHz), 대역 13 (~700-800 MHz), 및 대역 17 (~700-800 MHz)를 포함하고; 다른 대역도 등장하고 있는 추세이다.
마이크로파 필터는 일반적으로 두 회로 블럭을 이용하여 설계된다: 하나는 공진 주파수(기본 공진 주파수 f0이거나 다양한 고차 공진 주파수 f1-fn 중 어느 하나일 수 있음)에서 에너지를 매우 효율적으로 저장하는 복수의 공진기이고; 다른 하나는 공진기 사이에서 전자기 에너지를 결합하여 더 넓은 스펙트럼 응답을 제공하는 다중 반사 제로를 형성하는 커플링이다. 예를 들어, 4-공진기 필터는 4개의 반사 제로를 포함할 수 있다. 주어진 커플링의 강도는 그 리액턴스(즉, 인덕턴스 및/또는 커패시턴스)에 의해 결정된다. 커플링의 상대적 강도는 필터 모양을 결정하고 커플링의 토폴러지는 필터가 대역 통과를 수행할지 대역 저지 기능을 수행할지를 결정한다. 공진 주파수 f0는 주로 각 공진기의 인덕턴스 및 커패시턴스에 의해 결정된다. 종래의 필터 설계에서, 필터가 활성 상태인 주파수는 필터를 구성하는 공진기의 공진 주파수에 의해 결정된다. 각각의 공진기는 상기 논의된 이유로 필터의 응답이 예리하고 매우 선택적일 수 있도록 내부 저항이 매우 낮아야 한다. 이와 같이 낮은 저항을 요구하게 되면 주어진 기술에 대한 공진기의 크기와 비용을 증가시키는 경향이 있다.
특수한 종류의 필터인, 듀플렉서는 모바일 장치의 프론트 엔드에서의 핵심 구성 요소이다. 현대 이동 통신 장치는 (LTE, WCDMA 또는 CDMA를 사용하여) 동시에 송신 및 수신하고 동일한 안테나를 사용한다. 듀플렉서는 최대 0.5Watt 전력일 수 있는 송신 신호를, 피코 와트만큼 낮은 수신 신호와 분리한다. 송신 및 수신 신호는 다른 주파수에서 캐리어로 변조되어 듀플렉서가 이들을 선택하는 것을 가능하게 하지만, 그럼에도 듀플렉서는 종종 약 2 밀리미터 정도의 매우 작은 크기에서도 주파수 선택, 절연 및 낮은 삽입 손실을 제공해야 한다.
프론트 엔드 수신 필터는 예리하게 정의된 대역 통과 필터의 형태를 가짐으로써 바람직한 수신 신호 주파수 근처의 주파수에서 강한 간섭 신호로 인해 야기되는 여러 역효과를 제거하는 것이 바람직하다. 안테나 입력에서의 프론트 엔드 수신기 필터의 위치 때문에, 삽입 손실은 잡음 지수를 저하시키지 않도록 매우 낮아야 한다. 대부분의 필터 기술에서, 낮은 삽입 손실을 달성하기 위해서는 필터 기울기(steepness)와 선택성(selectivity)에 있어서 상응하는 절충이 필요하다.
실제로 휴대 전화 핸드셋용의 대부분의 필터는 표면 음향파 (SAW; Surface Acoustic Wave), 벌크 음향파 (BAW: Bulk Acoustic Wave) 및 필름 벌크 음향 공진기 (FBAR; Film Bulk Acoustic Resonator) 기술과 같은 음향 공진기 기술을 사용하여 구성된다. 음향 공진기의 등가 회로는 "공진 주파수" 및 "반 공진 주파수"라고 불리는 주파수가 가까운 두 공진 주파수를 갖는다 (K.S. 반 다이크, 압전 전기 공진기 및 그 등가의 네트워크 간행물 IRE, 16권, 1928, pp.742-764 참조). 이러한 음향 공진기 필터는 등가의 인덕터/커패시터 공진기에 비하여 낮은 삽입 손실(중심 주파수에서 1dB 정도), 소형 크기 및 저렴한 비용이라는 장점을 갖는다. 이러한 이유로, 음향 공진기 구현은 종종 모바일 장치의 프런트 엔드 수신 필터에서 마이크로파 필터링 응용에 사용된다.
음향 공진기는 일반적으로 대역 통과 필터를 생성하기 위해 래더 토폴로지(ladder topology) (교번 직렬 및 병렬 공진기)에 배치된다. 음향 래더 필터는 현재 연간 10억 개 이상 판매되는 핸드셋 응용에 매우 성공적이었다. 그러나 최근 다기능 장치에 대한 무선 기술의 추세와 더욱 복잡해진 전자기 스펙트럼으로 인해 필터에 더 예리한 선 모양을 가진 더 많은 대역을 요구하는 동시에, 크기, 비용 및 전력 소비의 감소도 요구하고 있다.
필터 통과 대역의 선 형상을 예리하게 하는 것 이외에, 주파수 응답의 불연속성이 가능한 한 통과 대역의 더 바깥쪽에 있는 것을 확실하게 하는 것이 바람직하다. 예를 들어, 전형적인 음향 공진기는 핑거들 사이에서 음향 파를 앞뒤로 반사하는 복수의 상호 맞물림된 핑거들(interdigitized fingers)(예를 들어, 80~100개)을 갖는다. 핑거들 사이의 음향 반사가 공진을 생성하도록 위상이 더해진 주파수 대역은 "브래그 밴드(Bragg Band)"로 지칭될 수 있다. 주파수 응답의 불연속 특성은 브래그 밴드의 상부 에지, 즉 음향 반사가 위상이 더해지는 가장 높은 주파수에서 발생한다. 이 브래그 공진은 대역 통과 필터의 통과 대역의 상부 측을 왜곡시켜, 결과적으로 이들 주파수에서 과도한 손실을 초래할 수 있다. 따라서 이 불연속성 특성이 통과 대역 내에 있는 경우 필터의 성능이 저하될 수 있으므로 불연속성 특성이 필터의 통과 대역 외부에 있는 것을 확실히 하는 것이 중요하다.
본 발명의 제1 양태에 따르면, 협 대역 음향 필터가 제공된다. 상기 음향 필터는 300 MHz 내지 300 GHz 범위의 마이크로파 주파수에서 동작할 수 있지만, 300 MHz 내지 10 GHz 범위의 주파수, 특히 500 MHz 내지 3.5 GHz 범위의 주파수에서 가장 적용 가능하다.
상기 음향 필터는 입력 및 출력, 상기 입력과 상기 출력 사이에 결합된 적어도 하나의 음향 공진기 쌍 (예를 들어, 적어도 네 개의 음향 공진기 쌍)을 포함한다. 음향 공진기 쌍(들) 각각은 공칭 통과 대역을 생성하도록 함께 동작하는 적어도 하나의 인-라인(in-line) 음향 공진기 및 인-션트(in-shunt) 음향 공진기를 포함한다. 인-라인 음향 공진기 및 인-션트 음향 공진기 각각은 예를 들어, 표면 음향파(SAW) 공진기, 벌크 음향파(BAW) 공진기, 필름 벌크 음향 공진기(FBAR) 및 마이크로전자 기계 시스템 MEMS 공진기 중 하나일 수 있다. 음향 공진기 쌍(들)은 예를 들어, N차 래더 토폴로지로 배열될 수 있다.
상기 음향 필터는 상기 음향 공진기 쌍(들) 각각의 인-라인 음향 공진기 및 인-션트 음향 공진기 중 하나와 병렬인 적어도 하나의 용량성 소자를 더 포함하여, 공칭 통과 대역의 하부 에지 및 상부 에지 중 하나를 예리하게 한다. 일 실시예에서, 음향 필터는 음향 공진기 쌍(들) 각각의 인-라인 음향 공진기 및 인-션트 음향 공진기 중 다른 하나와 병렬인 적어도 다른 용량성 소자를 더 포함함으로써, 공칭 통과 대역의 하부 에지와 상부 에지를 예리하게 한다. 용량성 소자(들)는 0.5pF~2.0pF의 범위, 구체적으로는 0.8pF-1.5pF의 범위, 보다 구체적으로 0.9pF-1.1pF의 범위의 커패시턴스를 가질 수 있다.
본 발명의 제2 양상에 따르면, 음향 필터는 압전 층, 압전 층 상에 모놀리식 방식으로 배치된 음향 공진기 구조, 및 압전 층 상에 모놀리식 방식으로 배치되고 음향 공진기 구조와 병렬로 전기적으로 결합되는 집중 용량성 구조체를 포함한다. 압전 층은 예를 들어, 압전 기판일 수 있거나, 음향 필터는 비압전 기판을 포함할 수 있으며, 이 경우 압전 층은 비압전 기판 상에 예를 들어 박막 압전기로서, 모놀리식 방식으로 배치될 수 있다.
일 실시예에서, 음향 필터는 압전 층 상에 모놀리식 방식으로 배치된 금속화 된 신호면, 및 압전층 상에 모놀리식 방식으로 배치된 금속화된 접지면을 포함한다. 음향 공진기 구조체 및 용량성 구조체 각각은 신호면과 접지면 사이에서 전기적으로 결합된다. 이 경우에, 음향 공진기 구조체는 신호면 및/또는 접지면에 직접 연결될 수 있고/있거나 집중 용량성 구조체는 신호면 및 접지면 중 적어도 하나에 직접 연결될 수 있다. 집중 용량성 구조는 신호면 및/또는 접지면 내에서, 적어도 부분적으로 중첩될 수 있고, 심지어 완전히 중첩될 수도 있다.
다른 실시예에서, 상기 음향 필터는 상기 압전 층 상에 모놀리식 방식으로 배치된 금속화된 입력 신호면 부분 및 상기 압전 층 상에 모놀리식 방식으로 배치된 금속화된 출력 신호면 부분을 포함한다. 음향 공진기 구조체 및 용량성 구조체 각각은 입력 신호면 부분과 출력 신호면 부분 사이에 전기적으로 결합된다. 이 경우에, 음향 공진기 구조체는 입력 신호면 부분 및 출력 신호면 부분에 직접 연결될 수 있고 집중 용량성 구조체는 입력 신호면 부분 및 출력 신호면 부분 중 적어도 하나에 직접 연결될 수 있다. 집중 용량성 구조체는 입력 신호면 부분 및/또는 출력 신호면 부분 내에서, 적어도 부분적으로 중첩될 수 있고, 심지어 완전히 중첩될 수도 있다.
또 다른 실시예에서, 음향 공진기 구조체는 평탄한 맞물림된 공진기 핑거들의 배열을 포함하고, 집중 용량성 구조체는 평탄한 맞물림된 용량성 핑거들의 배열을 포함한다. 이 경우, 맞물림된 용량성 핑거 및 맞물림된 공진기 핑거는 서로 직교할 수 있다.
본 발명의 다른 양태 및 특징은 바람직한 실시예에 대한 다음의 상세한 설명을 읽음으로써 명백해질 것이며, 이는 본 발명을 제한하는 것이 아니고 설명하기 위한 것이다.
도면은 본 발명의 바람직한 실시예의 설계 및 이용을 도시하며, 도면에서 유사한 요소는 동일한 참조 번호로 나타낸다. 본 발명의 상술 및 다른 장점 및 목적이 어떻게 성취되는지를 보다 잘 이해하기 위해, 상기 간략히 설명한 본 발명은 첨부한 도면을 참조하여 특정 실시예와 관련하여 더욱 특정해서 기술될 것이다. 이들 도면은 단지 본 발명의 전형적인 실시예를 도시한 것이므로 그 범위를 제한하는 것으로 간주되지 않는다는 것을 이해하면, 본 발명은 첨부된 도면을 사용하여 추가적인 특수함과 세부 사항으로 기재 및 설명될 것이다:
도 1은 무선 원격 전자 통신 시스템의 블록도이다.
도 2는 N차 래더 토폴로지로 배열된 종래의 마이크로파 필터의 개략도이다.
도 3은 도 2의 음향 필터의 음향 공진기를 등가 수정형 버터워스-반다이크(Butterworth-Van Dyke)(MBVD) 모델로의 변환을 설명하는 개략도이다.
도 4는 도 2의 종래의 음향 필터의 MBVD 등가 회로를 도시하는 개략도이다.
도 5는 본 발명의 일 실시예에 따라 구성된 개선형 마이크로파 음향 필터를 도시하는 개략도이다.
도 6은 도 5의 개선형 음향 필터의 MBVD 등가 회로를 도시하는 개략도이다.
도 7은 도 3의 종래의 음향 필터와 도 5의 개선형 음향 필터의 통과 대역을 비교한 주파수 응답 플롯도이다.
도 8은 도 3의 종래의 음향 필터와 도 5의 개선형 음향 필터의 통과 대역의 상부 에지를 비교하는 주파수 응답 플롯도이다.
도 9는 도 3의 종래의 음향 필터와 도 5의 개선형 음향 필터의 통과 대역의 상부 에지를 비교하는 다른 주파수 응답 플롯도이다.
도 10은 도 3의 종래의 음향 필터와 도 5의 개선형 음향 필터의 대역 외 차단을 비교하는 주파수 응답 플롯도이다.
도 11a는 도 5의 개선형 음향 필터에 사용하기 위해 제조된 추가의 용량성 소자를 갖는 실제 인-라인 음향 공진기의 평면도이다.
도 11b는 도 11의 실제 음향 공진기의 일부의 평면도이다.
도 12는 도 5의 개선형 음향 필터에 사용하기 위해 제조된 추가의 용량성 소자를 갖는 실제의 인-션트 음향 공진기의 평면도이다.
도 13a는 종래의 단일 섹션 대역 통과 음향 필터 회로의 개략도이다.
도 13b는 도 13a의 종래의 음향 필터 회로의 MBVD 등가 회로를 나타내는 개략도이다.
도 13c는 도 13b의 종래의 음향 필터의 통과 대역의 주파수 응답 플롯도이다.
도 14a-14c는 가변 대역폭의 통과 대역의 주파수 응답 플롯도이다.
도 15는 도 14a-14c의 통과 대역을 비교하는 주파수 응답 플롯도이다.
도 16a는 인-션트 공진기와 병렬로 용량성 소자가 부가된, 개선형 단일 섹션 대역 통과 음향 필터 회로의 개략도이다.
도 16b는 도 16a의 개선형 음향 필터 회로의 MBVD 등가 회로를 도시하는 개략도이다.
도 16c는 도 16b의 개선형 음향 필터의 통과 대역의 주파수 응답 플롯도이다.
도 17a는 용량성 소자가 인-라인 공진기와 병렬로 부가된, 개선형 단일 섹션 대역 통과 음향 필터 회로의 개략도이다.
도 17b는 도 17a의 개선형 음향 필터 회로의 MBVD 등가 회로를 도시하는 개략도이다.
도 17c는 도 17b의 개선형 음향 필터의 통과 대역의 주파수 응답 플롯도이다.
도 18은 개선형 음향 공진기와 종래의 음향 공진기를 비교하는 주파수 응답 플롯도이다.
본 발명은 예를 들어, 표면 음향파(SAW), 벌크 음향파(bulk acoustic wave; BAW), 필름 벌크 음향 공진기(FBAR; film bulk acoustic wave) 또는 마이크로전자기계 시스템(MEMS) 필터와 같은, 음향파(AW) 마이크로파 필터의 통과 대역의 일측 또는 양측에서의 차단을 강화한 설계 기술을 기술한다. 이 기술은 표준 제조 기술을 사용하며 마이크로파 필터가 배치되는 칩의 전체 크기를 변경하지 않고 구현할 수 있다. 이 기술은 밴드 갭 인접 듀플렉서에서 구현될 때 매우 유용할 수 있다. 더구나 인접하는 대역에서 차단의 증가가 성취된다. 통과 대역 위와 아래의 대역 외 주파수가 더 많이 차단될 수 있으며, 이로 인해 불필요한 신호가 프런트 엔드 수신기의 성능을 방해하는 것을 방지할 수 있다. 협 대역 필터/듀플렉서가 설계될 수 있는데, 이는 주어진 압전 재료에 대해 가능한 설계 수를 증가시키게 된다. 음향 마이크로파 필터는 300MHz 내지 300GHz 범위의 마이크로파 주파수에서 동작할 수 있지만, 300MHz 내지 10GHz 범위의 주파수에서, 가장 특히 500MHz 내지 3.5GHz 범위의 주파수에서 적용 가능하다.
본 명세서에서 설명된 AW 마이크로파 필터는 단일 통과 대역을 갖는 주파수 응답을 나타내며, 이는 저지 대역이 밀접하게 이격된 통과 대역을 필요로 하는 전자 통신 시스템 듀플렉서에서 특히 유용하다. 예를 들어, 도 1을 참조하면, 이동 통신 장치에서 사용하기 위한 전자 통신 시스템(10)은 무선 신호를 송신 및 수신 할 수 있는 송수신기(12) 및 송수신기(12)의 기능을 제어할 수 있는 제어기/프로세서(14)를 포함할 수 있다. 송수신기(12)는 일반적으로 광대역 안테나(16), 송신 필터(24) 및 수신 필터(26)를 갖는 듀플렉서(18), 듀플렉서(18)의 송신 필터(24)를 통해 안테나(16)에 결합된 송신기(20), 및 듀플렉서(18)의 수신 필터(26)를 통해 안테나(16)에 결합된 수신기(22)를 포함한다.
송신기(20)는 제어기/프로세서(14)에 의해 제공된 기저 대역 신호를 무선 주파수(RF) 신호로 변환하도록 구성된 상향 컨버터(28), RF 신호를 증폭하도록 구성된 가변 이득 증폭기(VGA)(30), 제어기/프로세서(14)에 의해 선택된 동작 주파수에서 RF 신호를 출력하도록 구성된 기저 대역 필터(32), 및 필터링된 RF 신호를 증폭한 다음에, 듀플렉서(18)의 송신 필터(24)를 통해 안테나(16)에 제공되도록 구성된 전력 증폭기(34)를 포함한다.
수신기(22)는 안테나(16)로부터 수신기 필터(26)를 통해 입력되는 RF 신호로부터의 송신 신호 간섭을 차단하도록 구성된 노치 또는 저지 대역 필터(36), 저지 대역 필터(36)로부터의 RF 신호를 비교적 낮은 잡음으로 증폭하도록 구성된 저 잡음 증폭기(LNA)(38), 제어기/프로세서(14)에 의해 선택된 주파수에서 증폭된 RF 신호를 출력하도록 구성된 동조 가능한 대역 통과 필터(40), 및 제어기/프로세서(14)에 제공된 기저 대역 신호에 RF 신호를 하향 변환하도록 구성된 하향 변환기(42)를 포함한다. 다르게는, 저지 대역 필터(36)에 의해 수행된 송신 신호 간섭을 차단하는 기능이 듀플렉서(18)에 의해 대신 수행될 수 있다. 또는 송신기(20)의 전력 증폭기(34)는 송신 신호 간섭을 감소시키도록 설계될 수 있다.
도 1에 도시된 블록도는 본질적으로 기능적이며, 하나의 전자 부품에 의해 여러 기능이 수행될 수 있거나, 여러 전자 부품에 의해 하나의 기능이 수행될 수 있음을 이해해야 한다. 예를 들어, 상향 변환기(28), VGA(30), 대역 통과 필터(40), 하향 변환기(42) 및 제어기/프로세서(14)에 의해 수행되는 기능은 흔히 단일 송수신기 칩에 의해 수행된다. 대역 통과 필터(32)의 기능은 듀플렉서(18)의 전력 증폭기(34) 및 송신 필터(24) 내에 있을 수 있다.
본 명세서에서 기술된 예시적인 설계 기술은 전자 통신 시스템(10)의 프론트엔드용 음향 마이크로파 필터, 및 특히 듀플렉서(18)의 송신 필터(24)를 설계하기 위해 이용되지만, 동일한 기술이 듀플렉서(18)의 수신 필터(26) 및 다른 RF 필터용으로 음향 마이크로파 필터를 설계하는데 사용될 수 있다.
이하 도 2를 참조하여, 종래의 대역 통과 필터(100)의 일 실시예가 설명된다. 필터(100)는 N차 래더 토폴로지 (즉, 이 경우, N=9라는 것은 공진기의 수가 9인 것을 의미함)로 배열된다. 필터(100)는 전압원 V, 소스 저항 S, 부하 저항 L, 5 개의 직렬 (또는 인라인) 음향 공진기 ZS1-ZS5, 및 4개의 병렬(또는 인-션트) 음향 공진기 ZP1-ZP4를 포함한다.
도 3을 참조하면, 각각의 음향 공진기(Z)는 수정된 버터워스 반다이크(MBVD) 모델(110)에 의해 설명될 수 있다. MBVD 모델들(110)은 또한 SAW 공진기를 설명하며, 이는 결정질 석영, 리튬 니오베이트(LiNbO3), 리튬 탄탈레이트(LiTaO3) 결정, 또는 BAW(FBAR 포함) 공진기 또는 MEMS 공진기와 같은 압전 기판 상에 인터디지털 트랜스듀서 (interdigital transducers)를 배치함으로써 제조될 수 있다. 각각의 MBVD 모델(110)은 운동 캐패시턴스(Cm), 정적 캐패시턴스(Co), 운동 인덕턴스(Lm) 및 저항(R)을 포함한다. 운동 캐패시턴스(Cm) 및 운동 인덕턴스(Lm)은 전기적 및 음향적 동작의 상호 작용으로부터 발생할 수 있으며, 따라서 MBVD 모델의 운동 팔(motional arm)이라고 할 수 있다. 정적 커패시턴스(Co)는 구조체의 커패시턴스로부터 발생할 수 있으며, 따라서 MBVD 모델의 정적(비운동) 커패시턴스라고 할 수 있다. 저항 R은 음향 공진기의 전기 저항에서 기인할 수 있다.
도 4를 참조하면, 종래의 필터(100)의 음향 공진기(Z) 각각은 도 3에 도시 된 MBVD 모델(110)로 대체될 수 있다. 본 발명에 있어서는, 종래의 대역 통과 필터(100)의 대역 내 및 대역 외 차단은 음향 공진기(110) 중 적어도 하나와 병렬 상태인 적어도 하나의 용량성 소자를 부가함으로써 상당히 개선될 수 있다는 것이 밝혀졌다. 예를 들어, 도 5에 도시된 바와 같이, 대역 내 및 대역 외 차단이 향상된 개선형 대역 통과 필터(200)의 실시예는 종래의 대역 통과 필터(100)와 유사하지만, 개선형 대역 통과 필터(200)가 복수의 추가적인 용량성 소자(120) (CS1-CS5 및CP1-CP4)를 포함한다는 점이 다르고, 이들 소자 각각은 음향 공진기(ZS1-ZS5 및 ZP1-ZP4)의 각각과 병렬로 배열된다. 용량성 소자(120) 각각은 예를 들어, 0.5pF-2.0pF의 범위, 구체적으로 0.8pF-1.5pF의 범위, 보다 구체적으로 0.9pF-1.1pF의 범위의 커패시턴스를 갖는다. 도 6을 참조하면, 개선형 필터(200)의 음향 공진기(Z) 각각은 도 3에 도시된 MBVD 모델(110)로 대체될 수 있다.
도 7에 도시된 바와 같이, 값 CSi, CS2, CS3, CS4, 및 CS5가 0.4pF로 설정되고, CP1, CP2, CP3 및 CP4의 값이 0.0pF로 설정된, 개선형 대역 통과 필터(200)의 시뮬레이션된 주파수 응답은 삽입 손실(insertion loss) |S21|2 에 관련하여 종래의 대역 통과 필터(100)의 시뮬레이션된 주파수 응답과 비교될 수 있다. 개선형 주파수 응답은 통과 대역의 상부 에지에서의 기울기를 비교하기 위해 상부 -3dB 삽입 손실 포인트에서 종래의 음향 필터와 정렬되었다. 도시된 바와 같이, 개선형 대역 통과 필터(200)의 통과 대역의 하부 에지는 종래의 대역 통과 필터(100)의 공칭 통과 대역의 하부 에지보다 더 예리하다. 도 8 및 도 9에 가장 잘 도시된 바와 같이, 필터(100 및 200)의 상부 통과 대역 에지가 각각의 -3dB 주파수에서 정렬될 때, 개선형 필터(200)는 통과 대역의 상부 에지에서 종래의 필터(100) 보다 차단이 개선되었다. 도 10에 더 도시된 바와 같이, 대역 통과 필터(200)는 대역 통과 필터(100)의 것과 비교하여 대역 외 차단이 상당히 개선되었다.
용량성 소자(120)는 대역 통과 필터(200)를 생성하기 위해 이미 존재하는 종래의 필터 구조체에 쉽게 통합될 수 있다. 도 11a 및 도 11b에 도시된 바와 같이, 필터(200a)의 일부는 압전 층(252) 및 금속화된 신호면(254), 음향 공진기 구조체(258a) 및 압전 층(252) 상에 모두 모놀리식 방식으로 배치된 개별 집중 용량성 구조체(260a)를 포함한다. 압전 층(252)은, 예를 들어 압전 기판일 수 있거나 또는 비압전 기판 상에, 예를 들어 박막 압전기로서 모놀리식 방식으로 배치될 수 있다. 신호면(254)은 입력 신호면 부분(254a) 및 출력 신호면 부분(254b)을 포함한다. 도 5의 인-라인 공진기들(Zs) 중 하나에 대응하는 음향 공진기 구조체(258a)는 입력 신호면 부분(254a)과 출력 신호면 부분(254b) 사이에 전기적으로 결합되고, 도시된 실시예에서는 입력 신호면 부분(254a) 및 출력 신호면 부분(254b)에 직접 연결되어 있다. 음향 공진기 구조체(258a)는 음향 파를 발생하기 위해 복수의 맞물림된 공진기 핑거(266)로 형성된 맞물림된 변환기(IDT)(262)와 음향 파를 다시 IDT(262)로 반사시키는 반사기(264)를 포함한다. 집중 용량성 구조체는 음향 공진기 구조체(258a)의 양단에 결합되고, 특히 입력 신호면 부분(254a)과 출력 신호면 부분(254b) 사이에 직접 전기적으로 결합되며, 도시된 실시예에서는 입력 신호면 부분(254a) 및 출력 신호면 부분(254b)에 직접 연결되어 있다. IDT(262)와 유사하게, 집중 용량성 구조체(260a)는 복수의 맞물림된 용량성 핑거(268)를 포함한다. 그러나, 맞물림된 용량성 핑거(268)는 음향파의 여기를 피하기 위해 맞물림된 공진기 핑거(266)에 직교한다.
다른 예로서, 도 12에 도시된 바와 같이, 필터(200b)의 다른 부분은 압전 층(252) 및 신호면(254), 금속화된 접지면(256), 음향 공진기 구조체(258b) 및 압전 층(252)에 모두 모놀리식 방식으로 배치된 개별의 집중 용량성 구조체(260b)를 포함한다. 도 5의 인-션트 공진기(ZP) 중 하나에 대응하는 음향 공진기 구조체(258b)는 신호면(254)과 접지면(256) 사이에 전기적으로 결합된다. 음향 공진기 구조체(258a)와 마찬가지로, 음향 공진기 구조체(258b)는 음향파를 생성하기 위한 복수의 맞물림된 공진기 핑거(266)에 의해 형성된 IDT(262) 및 음향 파를 다시 IDT(262)로 반사시키는 반사기(264)를 포함한다. 집중 용량성 구조체(260b)는 음향 공진기 구조체(258b)의 양단에 결합된 것으로 도시되어 있으며, 특히 신호면(254)과 접지면(256) 사이에 직접 전기적으로 결합되며, 도시된 실시예에서는 신호면(254) 및 접지면(256)에 직접 연결되어 있다. IDT(262)와 유사하게, 집중 용량성 구조체(260b)는 음향파의 여기를 피하기 위해 맞물림된 공진기 핑거(266)에 직교하는 복수의 맞물림된 용량성 핑거(268)를 포함한다.
중요하게는, 집중 용량성 구조체(260b)가 신호면(254) 및 접지면(256)과 일정 거리 떨어져 연결될 수 있지만, 맞물림된 용량성 핑거(268)는 압전 층(252) 상의 한정된 공간을 이용하기 위해서 신호면(254) 및 접지면(256) 중 하나 또는 둘 모두 내에 적어도 부분적으로 중첩된다. 이러한 방식으로, 집중 용량성 구조체(260b)는 이미 존재하는 필터 레이아웃에 보다 쉽게 통합될 수 있다. 도시된 실시예에서, 맞물림된 용량성 핑거(268)는 접지면(256) 내에 완전히 중첩된다. 대안적인 실시예에서, 집중 용량성 구조(260a)의 맞물림된 용량성 핑거(268)는 도 11b에 도시된 입력 신호면 부분(254a) 및 출력 신호면 부분(254b) 중 하나 또는 둘 모두 내에서 적어도 부분적으로 중첩되고, 대개는 완전히 중첩된다.
도 13 내지 도 17을 참조하여, 종래의 대역 통과 필터(100)의 것과 비교하여 대역 통과 필터(200)의 대역 외 차단의 개선을 지지하는 이론을 이하 설명한다. 우선, 도 13a-13c에 도시된 바와 같이, 종래의 단일 섹션 대역 통과 필터 회로(300)는 직렬(또는 인-라인) 음향 공진기(ZS) 및 병렬(또는 인-션트) 음향 공진기(ZP)로 구성된 단일 음향 공진기 쌍(302)을 가질 수 있다(도 13a). 네 개의 음향 공진기 쌍이 종래의 대역 통과 필터(100) 또는 개선형 대역 통과 필터(200)에서 찾을 수 있다. 예를 들어, 음향 공진기 쌍은 필터(100, 200)에서 공진기(ZS1/ZP1, ZS2/ZP2, ZS3/ZP3 및 ZS4/ZP4) 또는 공진기(ZP1/ZS2, ZP2/ZS3, ZP3/ZS4 및 ZP4/ZS5)로 식별될 수 있다. 도 13b에 도시된 바와 같이, 필터 회로(300)의 음향 공진기(Z) 각각은 등가의 필터 회로를 생성하도록 BVD 모델(100')(즉, 저항(R) 없이 도 3에 도시된 MBVD 모델(110))로 대체될 수 있고, 도 13c에 도시된 |S21|2 주파수 응답으로 표현되는 프로파일을 갖는 통과 대역을 생성하도록 모델링될 수 있다.
직렬 공진기(ZS)의 공진 및 반 공진 주파수를 각각 ωrs 및 ωas로 지정하고, 병렬 공진기(ZP) 각각의 공진 및 반 공진 주파수는 ωrp 및 ωap로 각각 지정한다. ωrs 및 ωap가 대략 서로 동일하면, ω=ωrs에서 반사 제로이고, ωap는 ω = ωrs 근처를 중심으로 하는 통과 대역을 정의하고, ωap가 형성되고, ω = ωrp에서 송신 제로이고, ωas는 통과 대역 에지가 형성된 것을 정의한다. 주파수 ω를 라디안에서 헤르쯔로 변환하면 Fa =ωrp/2π, Fb =ωrs/2π, Fc =ωap/2π, 및 Fd =ωas/2π를 산출하게 된다.
도 13b의 등가 필터 회로(300)에서의 파라미터는 다음의 수학식과 관련된다:
Figure pct00001
Figure pct00002
여기서, ωR 및 ωA는 임의의 음향 공진기에 대해 각각 공진 및 반 공진 주파수일 수 있고, 감마 γ는 재료의 특성에 좌우할 수 있으며, 이는 더욱 다음 수학식에 의해 정의될 수 있다.
Figure pct00003
수학식 1로부터, 각각의 음향 공진기의 공진 주파수는 BVD 모델(110')의 운동 암에 좌우하게 되는 반면, 필터 특성(예를 들어, 대역폭)은 수학식 2의 γ에 의해 심하게 영향을 받게 된다는 것이 이해될 수 있다. 음향 공진기의 품질 계수 Q는 필터 내의 요소의 손실과 관련하여 음향 필터 설계에서 중요한 성능 지수일 수 있다. 회로 요소의 Q는 주기 당 저장된 에너지 대 주기 당 발산된 에너지의 비율을 나타낸다. Q 인자는 각각의 음향 공진기에서 실제 손실을 모델링하며, 일반적으로 하나 이상의 Q 인자가 음향 공진기에서의 손실을 기술하는 데에 필요할 수 있다. Q 인자들은 필터 예들에 대해 다음과 같이 정의될 수 있다. 운동 캐패시턴스(Cm)은 QCm = 108으로 정의되는 연관 Q를 가질 수 있고, 정적 커패시턴스(Co)는 QCo = 200으로 정의되는 연관 Q를 가질 수 있고; 운동 인덕턴스(Lm)은 QLm = 1000으로 정의되는 연관 Q를 가질 수 있다. 회로 설계자들은 일반적으로 SAW 공진기를, 공진 주파수 ωR, 정적 커패시턴스 CO, 감마 γ 및 품질 계수 QLm으로 특성화할 수 있다. 상업적 용도로, QLm은 SAW 공진기의 경우 약 1000이고 BAW 공진기의 경우 약 3000이다. 전형적인 γ 값은 42도 XY 컷 LiTaO3에 대해 약 12에서 약 18의 범위를 갖는다.
표준 공진 공식을 이용하면:
Figure pct00004
여기에서, f는 단위 헤르쯔의 주파수, L은 단위 헨리의 인덕턴스, C는 단위 파라드의 캐패시턴스이고, 도 13c의 등가 필터 회로의 송신 제로와 반사 제로는 다음과 같이 연산될 수 있다. 통과 대역의 하부 에지에서의 송신 제로는 실질적으로 회로(Lm1 및 Cm1)에 의해 생성된 공진 (즉, 음향 공진기(ZP)의 공진)이며 다음과 같이 주어진다:
Figure pct00005
이 공진은 이 공진은 복귀 경로에 효과적인 단락 회로를 형성하고 필터의 입력에서 출력으로 어떤 전력도 송신되지 않는다. 통과 대역 내에 위치된 하나의 반사 제로는 실질적으로 회로(Lm1, Cm1 및 Co1)에 의해 생성된 공진 (즉, 음향 공진기 ZP의 반 공진)이며 다음과 같이 주어진다:
Figure pct00006
이 공진은 복귀 경로에 효과적인 개방 회로를 형성하여, 필터의 입력에서부터 출력까지 전력이 송신될 수 있게 한다. 통과 대역에 위치된 다른 반사 제로는 회로 제로는 실질적으로 회로(Lm2 및 Cm2)에 의해 생성된 공진 (즉, 음향 공진기 ZS의 공진)에 의해 생성된 공진이며, 다음과 같이 주어진다:
Figure pct00007
이 공진은 효과적인 단락 회로를 생성하여, 필터의 입력에서부터 출력까지 전력이 송신되게 한다. 통과 대역의 상부 에지에서의 송신 제로는 실질적으로 회로(Lm2, Cm2 및 C02)에 의해 생성된 공진 (즉, 음향 공진기(ZS)의 반 공진)이며 다음과 같이 주어진다:
Figure pct00008
이 공진은 복귀 경로에 효과적인 개방 회로를 형성하여, 필터의 입력에서 출력으로 전력이 송신되는 것을 방지한다.
도 14a-14c를 참조하면, 음향 필터(300a-300c)의 대역폭이 주파수 Fa 및 Fb 사이의 간격 및 주파수 Fc 및 Fd 사이의 간격에 밀접하게 결합되어 있음을 알 수 있다. 도 15로부터 이해할 수 있는 바와 같이, 이들 음향 필터의 주파수 응답을 비교하면, 이들 간격이 커짐에 따라, 음향 필터의 상대적인 대역폭이 증가하고 음향 필터의 통과 대역의 기울기가 더 얕아지는 것을 알 수 있다 (음향 필터 회로(300c)의 주파수 응답 참조). 대조적으로, 이 간격이 작아짐에 따라, 이들 음향 필터의 상대 대역폭은 감소하고, 음향 필터의 통과 대역의 기울기는 가파르게 된다 (음향 필터 회로(300a)의 주파수 응답 참조).
이하 도 16a-16c를 참조하여, 원래의 필터 회로(300)의 션트 음향 공진기(ZP)와 병렬로 커패시턴스(CSh)가 부가되고(도 16a), 션트 음향 공진기(ZP)가 BVD 모델(110')로 대체되어 새로운 필터 회로(300')(도 16b)를 생성한다고 하면, 이것은 원래의 필터 회로(300)의 |S21|2 주파수 응답과 비교하여 |S21|2 주파수 응답을 낸다(도 16c).
새로운 필터 회로(300')에서, 통과 대역의 하부 에지에 위치한 송신 제로는 실질적으로 회로(Lm1 및 Cm1)에 의해 생성된 공진 (즉, 음향 공진기 ZP의 공진)이다. 따라서 이 송신 제로는 커패시턴스(CSh)의 추가로도 변하지 않고 유지되고, 따라서,상기 수학식 5에 의해 주어진 주파수(Fa)에 위치하게 된다. 통과 대역에 위치된 하나의 반사 제로는 실질적으로 회로(Lmi 및 Cmi)에 의해 형성된 공진 (즉, 음향 공진기(ZP)의 공진)에 의해 생성된 공진이다.
따라서,이 송신 제로는 커패시턴스(CSh)의 추가로도 변하지 않고, 따라서 상기 수학식 5에 의해 주어진 주파수(Fa)에 위치한다. 통과 대역 내에 위치된 하나의 반사 제로는 실질적으로 커패시턴스(CSh)와 병렬인 회로(Lm1, Cm1 및 Co1)에 의해 생성된 공진 (즉, 음향 공진기(ZP)의 반 공진)이며 다음과 같이 주어진다:
Figure pct00009
수학식 6에서의 반사 제로 Fb와 수학식 9에서의 반사 제로 Fb' 간의 관계는 집중 소자에 값을 할당하고 수학식 6와 9를 풀어 결정될 수 있다. Lmi=Cmi=Co1=1로 설정하면,
Figure pct00010
그리고
Figure pct00011
이 된다. 여기에서 k는 상수이다. CSh = 0일 때, Fb = Fb'이다. Csh가 임의의 양수 값인 경우, Fb'＜Fb가 된다.
상기로부터 알 수 있는 바와 같이, 션트 공진기(ZP)와 병렬로 커패시턴스(Csh)를 부가한 결과는 송신 제로(Fa)의 위치에 영향을 미치지 않지만, 반사 제로 Fb가 주파수가 하향 이동하여 Fb'가 되게 한다. 필터 일치에 영향을 주기 때문에(저하됨), 송신 제로 Fa는 필터 일치가 원래의 응답으로 복귀하도록 상향 이동할 수 있으며, 이는 또한 필터 대역폭을 좁게 한다. 그 결과 필터는 통과 대역의 아래쪽에 더 가파른 스커트(skirt)를 갖는다.
이하 도 17a-17c를 참조하면, 커패시턴스(Cse)가 원래의 필터 회로(300)의 인-라인 음향 공진기(Zs)와 병렬로 부가되고(도 17a), 인-라인 음향 공진기(ZS)가 도 3에 도시된 MBVD 모델과 대체되어 새로운 필터 회로(300'')을 생성한다고 하면(도 17b), 이것은 원래의 필터 회로(300)의 |S21|2 주파수 응답과 비교하여 |S21|2 주파수 응답을 낸다(도 17c).
새로운 필터 회로(300'')에서, 통과 대역 내에 위치된 반사 제로는 사실상 Lm2 및 Cm2에 의해 생성된 공진 (즉, 음향 공진기 ZS의 공진)이다. 따라서, 이 반사 제로는 캐패시턴스의 추가로도 변하지 않으므로, 상기 수학식 7에 의해 주어진 주파수 Fc에 위치한다. 통과 대역의 우측 에지에 위치한 송신 제로는 실질적으로 회로(Lm2, Cm2 및 Co2)에 의해 생성된 공진 (즉, 음향 공진기 ZS의 반 공진)으로, 다음과 같이 주어진다:
Figure pct00012
수학식 8의 송신 제로 Fd와 수학식 10의 송신 제로 Fd' 사이의 관계는 집중 요소에 값을 할당하고, 수학식 8 및 10을 풀어 결정될 수 있다. Lm2 = Cm2 = Co2 = 1로 설정하면,
Figure pct00013
그리고
Figure pct00014
이 되고, 여기에서 k는 상수이다. Cse = 0일 때, Fd = Fd'이다. Cse가 임의의 양수 값인 경우, Fd'＜Fd가 된다.
상기로부터 알 수 있는 바와 같이, 인-라인 공진기(Zs)와 병렬로 커패시턴스(Cse)를 부가한 결과는 반사 제로(Fc)의 위치에 영향을 미치지 않지만, 송신 제로 Fd가 주파수 하향 이동하여 Fd'가 되게 한다. 필터 일치는 크게 영향을 받지 않으며 결과적으로 필터의 주파수 응답은 통과 대역의 위쪽이 더 좁고 가파르게 된다.
따라서, 음향 필터의 션트 공진기에 병렬로 커패시턴스를 추가하는 것은 통과 대역의 하부 에지를 좁고 가파르게 하며, 음향 필터의 인-라인 공진기에 병렬로 커패시턴스를 추가하면 통과 대역의 상부 에지를 좁고 가파르게 한다. 이것은 음향 필터의 션트 및 인-라인 공진기 둘 다에 병렬로 커패시턴스를 추가하면 통과 대역의 양쪽 에지를 좁고 가파르게 하는 것이다. 따라서, 일반적으로 더 넓은 대역폭의 필터에 사용되는 압전 물질로 더 좁은 필터를 구현할 수 있다. 음향 필터를 더 좁게 함으로써, 통과 대역 삽입 손실이 증가하고 필터 스커트는 가파르게 된다. 통과 대역의 기울기를 증가시키는 것의 장점은 전체 필터의 주파수를 상향 또는 하향 이동시키는 것으로 실현되어 대역 에지에서부터 차단 주파수까지 고객 사양을 최대화할 수 있다.
음향 필터의 션트 공진기에 병렬로 커패시턴스를 추가하는 것은 또한 상부 브래그 밴드 공진을 통과 대역에서 더 멀리 효과적으로 이동시킨다. 예를 들어, 도 18을 참조하면, 추가된 병렬 커패시턴스가 없는 종래의 션트 공진기의 주파수 응답 (실제 임피던스의 관점에서)과, 1.0 pF의 병렬 커패시턴스가 추가된 개선형 병렬 공진기의 주파수 응답 (실제 임피던스와 관련하여)이 비교될 수 있다. 기존의 음향 공진기와 개선형 음향 공진기의 공진은 동일하며 마커 ml (1.898 GHz)에서 나타낸다. 마찬가지로, 종래의 음향 공진기와 개선형 음향 공진기 둘 다의 상부 브래그 밴드 주파수는 동일하고 마커 m4 및 m5 (2.028 GHz)에 나타나 있다. 종래의 음향 공진기의 반 공진은 마커 m3 (1.964 GHz)에 나타내는 반면, 개선형 음향 공진기의 반 공진은 마커 m2 (1.964 GHz)에 나타낸다. 인식할 수 있는 바와 같이, 종래의 음향 공진기의 경우, 마커 m4에서의 상부 브래그 밴드 주파수는 마커 m3에서의 반 공진 주파수보다 64MHz 높은 반면, 개선형 음향 공진기에 대해서는 마커 m5에서의 상부 브래그 밴드 주파수는 마커 m2에서의 반 공진 주파수보다 82 MHz 높다. 따라서, 개선형 음향 공진기가 반 공진이 대역 통과 필터의 통과 대역의 중심에 들어가도록 설계되는 경우, 추가의 병렬 커패시턴스는 상부 브래그 대역 주파수를 통과 대역에서 더 높이 밀어 낸다.
본 발명의 특정 실시예가 도시 및 설명되었지만, 상기 설명은 본 발명을 이들 실시예로 제한하고하 하는 것이 아님이 이해되어야 한다. 당업자에게는 본 발명의 사상 및 범위를 벗어나지 않으면서 다양한 변경 및 수정이 이루어질 수 있다는 것이 자명할 것이다. 예를 들어, 본 발명은 단일 입력 및 출력을 갖는 필터에서 벗어나 응용되며, 본 발명의 특정 실시예는 듀플렉서, 멀티플렉서, 채널라이저(channelizer), 리액티브 스위치 등을 형성하는데 사용될 수 있으며, 여기에서 저 손실 선택 회로가 사용될 수 있다. 따라서, 본 발명은 청구범위에 의해 정의되는 바와 같이 본 발명의 정신과 영역 내에 들어가는 대안, 수정 및 등가물을 포함하는 것으로 의도된다.

Claims (13)

  1. 음향 필터에 있어서,
    압전 층;
    상기 압전 층상에 모놀리식 방식으로 배치된 음향 공진기 구조체;
    상기 압전 층상에 모놀리식 방식으로 배치되고 상기 음향 공진기 구조체와 전기적으로 병렬 결합된 집중 용량성 구조체;
    상기 압전 층상에 모놀리식 방식으로 배치된 금속화된 신호면; 및
    상기 압전 층상에 모놀리식 방식으로 배치된 금속화된 접지면
    을 포함하고, 상기 음향 공진기 구조체 및 상기 집중 용량성 구조체 각각은 상기 금속화된 신호면 및 상기 금속화된 접지면 중 하나에 전기적으로 결합되며, 상기 집중 용량성 구조체는 상기 금속화된 신호면 및 상기 금속화된 접지면 중 상기 하나 내에 전체적으로 중첩되는 음향 필터.
  2. 제1항에 있어서, 상기 음향 공진기 구조체 및 상기 집중 용량성 구조체 각각은 상기 금속화된 신호면과 상기 금속화된 접지면 사이에 전기적으로 결합되는 것을 특징으로 하는 음향 필터.
  3. 제1항에 있어서, 상기 음향 공진기 구조체는 상기 금속화된 신호면 및 상기 금속화된 접지면 중 상기 하나에 직접 연결되는 것을 특징으로 하는 음향 필터.
  4. 제1항에 있어서, 상기 집중 용량성 구조체는 상기 금속화된 신호면 및 상기 금속화된 접지면 중 상기 하나에 직접 연결되는 것을 특징으로 하는 음향 필터.
  5. 제1항에 있어서, 상기 금속화된 신호면 및 상기 금속화된 접지면 중 상기 하나는 상기 금속화된 신호면인 것을 특징으로 하는 음향 필터.
  6. 제1항에 있어서, 상기 금속화된 신호면 및 상기 금속화된 접지면 중 상기 하나는 상기 금속화된 접지면인 것을 특징으로 하는 음향 필터.
  7. 제1항에 있어서, 상기 금속화된 신호면은 금속화된 입력 신호면 부분과 금속화된 출력 신호면 부분을 포함하고, 상기 음향 공진기 구조체 및 상기 집중 용량성 구조체 각각은 상기 금속화된 입력 신호면 부분과 상기 금속화된 출력 신호면 부분 사이에서 전기적으로 결합되는 것을 특징으로 하는 음향 필터.
  8. 제7항에 있어서, 상기 집중 용량성 구조체는 상기 입력 신호면 부분 및 상기 출력 신호면 부분 중 적어도 하나 내에 완전히 중첩되는 것을 특징으로 하는 음향 필터.
  9. 제1항에 있어서, 상기 음향 공진기 구조체는 평면의 맞물림된 공진기 핑거들의 배열을 포함하고, 상기 집중 용량성 구조체는 평면의 맞물림된 용량성 핑거들의 배열을 포함하는 것을 특징으로 하는 음향 필터.
  10. 제9항에 있어서, 상기 맞물림된 용량성 핑거 및 상기 맞물림된 공진기 핑거는 서로 직교하는 것을 특징으로 하는 음향 필터.
  11. 제1항에 있어서, 상기 압전 층은 압전 기판인 것을 특징으로 하는 음향 필터.
  12. 제1항에 있어서, 비압전 기판을 더 포함하며, 상기 압전 층은 상기 비압전 기판 상에 모놀리식 방식으로 배치되는 것을 특징으로 하는 음향 필터.
  13. 제12항에 있어서, 상기 압전 층은 박막 압전체인 것을 특징으로 하는 음향 필터.
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