JP7099955B2 - 改善された拒絶を有する弾性波フィルタ - Google Patents

Description

本発明は、概して、マイクロ波フィルタに関し、特に、狭帯域用途向けに設計された弾性マイクロ波フィルタに関する。

電気的フィルタは、電気信号の処理に長い間用いられてきている。特に、このような電気的フィルタは、所望の信号周波数を通過しつつ、他の望まれない電気信号周波数を遮断又は減衰することによって、入力信号から所望の入力信号周波数を選択するために用いられる。フィルタは、フィルタによって選択的に通過される周波数の種類を示す、ローパスフィルタ、ハイパスフィルタ、バンドパスフィルタ及びバンドストップフィルタを含むいくつかの一般的な分類で分類される。更に、フィルタは、帯域形状周波数応答の種類を示す（周波数カットオフ特性）Ｂｕｔｔｅｒｗｏｒｔｈ、Ｃｈｅｂｙｓｈｅｖ、Ｉｎｖｅｒｓｅ Ｃｈｅｂｙｓｈｅｖ及びＥｌｌｉｐｔｉｃ等のようなタイプによって分類され、フィルタは、理想的な周波数応答に対して提供する。

用いられるフィルタのタイプは、意図される用途に依存する。通信用途では、バンドパス及びバンドストップフィルタは、１以上の予め定義された帯域を除いて、ＲＦ信号をフィルタ又は遮断するために、セルラー基地局、セルフォンハンドセット及び他の通信機器に従来から用いられている。特に最も重要なのは、約５００‐３，５００ＭＨｚの周波数範囲である。米国では、セルラー通信用に用いられる複数の標準帯域が存在する。これらは、緊急時の他の帯域と共に、Ｂａｎｄ ２（～１８００‐１９００ＭＨｚ）、Ｂａｎｄ ４（～１７００‐２１００ＭＨｚ）、Ｂａｎｄ ５（～８００‐９００ＭＨｚ）、Ｂａｎｄ １３（～７００‐８００ＭＨｚ）及びＢａｎｄ １７（～７００‐８００ＭＨｚ）を含む。

マイクロ波フィルタは、２つの回路構築ブロックを用いて一般的に構築される：共振周波数で非常に効率的にエネルギーを格納する複数の共振器（これは、基本共振周波数ｆ_０又はさまざまな高次共振周波数ｆ_１－ｆ_ｎのうちのいずれか一つであってもよい）；及び広いスペクトラル応答を提供する複数のゼロ反射を形成するために共振器間で電磁エネルギーを結合するカップリング。例えば、４共振器フィルタは、４つのゼロ反射を含む。与えられたカップリングの強度は、その共振（つまり、インダクタンス及び／又はキャパシタンス）によって決定される。カップリングの相対的な強度は、フィルタ形状を決定し、カップリングのトポロジーは、フィルタが、バンドパス又はバンドストップ機能を行うかどうかを決定する。共振周波数ｆ_０は、各共振器のインダクタンス及びキャパシタンスによって主に決定される。従来のフィルタ設計については、フィルタがアクティブになる周波数は、フィルタを作製する共振器の共振周波数によって決定される。各共振器は、上述された理由のために、フィルタの応答を、鋭くかつ高度に選択的にすることを可能にするために、非常に低い内部抵抗を有する必要がある。低い抵抗のための要件は、与えられた技術の共振器のサイズ及びコストを追いやってしまう傾向にある。

特殊な種類のフィルタであるデュプレクサは、モバイルデバイスのフロントエンドのキーとなる構成要素である。現在のモバイル通信デバイスは、（ＬＴＥ、ＷＣＤＭＡ（登録商標）又はＣＤＭＡを用いて）同時に送受信し、同一のアンテナを用いる。デュプレクサは、送信信号を分離し、これは、受信信号から０．５ワットまでであることができ、ピコワット程度まで低くなりうる。送受信信号は、デュプレクサがそれらを選択することを可能にする異なる周波数でのキャリアで変調され、デュプレクサは、しばしばたった約２平方ミリメートルの非常に小さいサイズで周波数選択、分離及び低挿入を提供しなければならない。

フロントエンド受信フィルタは、好ましくは、所望の受信信号周波数の近傍の周波数で強い干渉信号から生じる様々な逆効果を排除するために、鋭く定義されたバンドパスフィルタの形式を採る。アンテナ入力でのフロントエンドレシーバフィルタの位置のため、挿入損失は、ノイズ指数を低下しないようにするように非常に低くならなければならない。ほとんどのフィルタ技術では、低挿入損失の実現は、フィルタスティープネス又は選択性での対応する妥協を要求する。

実際には、セルフォンハンドセット用のほとんどのフィルタは、表面弾性波（ｓｕｒｆａｃｅ ａｃｏｕｓｔｉｃ ｗａｖｅ（ＳＡＷ））、バルク弾性波（ｂｕｌｋ ａｃｏｕｓｔｉｃ ｗａｖｅ（ＢＡＷ））、及びフィルムバルク弾性共振器（ｆｉｌｍ ｂｕｌｋ ａｃｏｕｓｔｉｃ ｒｅｓｏｎａｔｏｒ（ＦＢＡＲ））技術等のような弾性共振器技術を用いて構築される。弾性共振器の等価回路は、「共振」周波数及び「反共振」周波数と呼ばれる周波数において近傍に配置される２つの共振を有する（Ｋ．Ｓ． Ｖａｎ Ｄｙｋｅ， Ｐｉｅｚｏ－Ｅｌｅｃｔｒｉｃ Ｒｅｓｏｎａｔｏｒ ａｎｄ ｉｔｓ Ｅｑｕｉｖａｌｅｎｔ Ｎｅｔｗｏｒｋ Ｐｒｏｃ． ＩＲＥ， Ｖｏｌ． １６， １９２８， ｐｐ．７４２－７６４参照）。このような弾性共振器フィルタは、（中心周波数で１ｄＢのオーダーの）低挿入損失、コンパクトなサイズ、及び等価インダクタ／キャパシタ共振器と比べて低いコストの利点を有する。この理由のため、弾性共振器実装は、しばしば、モバイルデバイスのフロントエンド受信フィルタにおけるマイクロ波フィルタ用途向けに用いられる。

弾性（音響）共振器は、バンドパスフィルタを形成するために、典型的には、ラダートポロジー（交互に直列及びシャント共振器）に配置される。弾性ラダーフィルタは、ハンドセット用途向けに非常に成功しており、現在、毎年十億ユニット以上販売されている。しかし、多機能デバイス及びより混雑した電磁スペクトルに向かうワイヤレス技術の近年の傾向は、サイズ、コスト及び消費電力の低減を同時に要求しつつ、先鋭なライン形状を有するより多くの帯域向けのフィルタを要求する。

フィルタ通過帯域のライン先鋭化に加えて、できるだけ通過帯域外を残し、周波数応答の不連続性を確実にすることも望まれている。例えば、典型的な弾性共振器は、フィンガー間で弾性波を往復反射する複数の互いに噛み合わされたフィンガー（例えば、８０－１００フィンガー）を有する。共振を形成するために、フィンガー間の弾性反射が位相に加える周波数帯域は、「ブラッグ帯域（Ｂｒａｇｇ Ｂａｎｄ）」と呼ばれる。周波数応答における不連続性特徴は、ブラッグ帯域の上端、つまり、弾性反射が位相に加える最も高い周波数で生じる。ブラッグ共振は、バンドパスフィルタの通過帯域の高域側を歪ませ、これらの周波数における過剰な損失をもたらす。よって、この不連続性特徴が通過帯域の範囲内にある場合、フィルタの性能が損なわれる可能性があるため、不連続性特徴は、フィルタの通過帯域外であることを確実にすることが重要である。

本発明の第１の態様によれば、狭帯域弾性フィルタを提供する。弾性フィルタは、３００ＭＨｚから３００ＧＨｚの範囲内のマイクロ波周波数で動作するが、３００ＭＨｚから１０ＧＨｚの範囲内の周波数で最も適用可能であり、最も特有なものは５００ＭＨｚから３．５ＧＨｚである。

弾性フィルタは、入力及び出力と、入力と出力との間に結合される少なくとも１つの弾性共振器対（例えば、少なくとも４つの弾性共振器対）と、を備える。弾性共振器対の各々は、公称通過帯域を形成するために共に動作する少なくとも１つのインライン弾性共振器及びインシャント弾性共振器を備える。インライン弾性共振器及びインシャント弾性共振器の各々は、例えば、表面弾性波（ｓｕｒｆａｃｅ ａｃｏｕｓｔｉｃ ｗａｖｅ（ＳＡＷ））、バルク弾性波（ｂｕｌｋ ａｃｏｕｓｔｉｃ ｗａｖｅ（ＢＡＷ））、フィルムバルク弾性共振器（ｆｉｌｍ ｂｕｌｋ ａｃｏｕｓｔｉｃ ｒｅｓｏｎａｔｏｒ（ＦＢＡＲ））、又は微小電子機械システム（ｍｉｃｒｏｅｌｅｃｔｒｏｍｅｃｈａｎｉｃａｌ ｓｙｓｔｅｍ（ＭＥＭＳ））共振器のうちの１つであってもよい。弾性共振器対は、例えば、Ｎ番目のラダートポロジーに配置されてもよい。

弾性フィルタは、弾性共振器対の各々のインライン弾性共振器及びインシャント弾性共振器のうちの１つと並列な少なくとも１つの容量素子を更に備え、それにより、公称通過帯域の下端及び上端の一方を先鋭化する。一実施形態では、弾性フィルタは、弾性共振器対の各々のインライン弾性共振器及びインシャント弾性共振器のうちの１つと並列な少なくとも別の容量素子を更に備え、それにより、公称通過帯域の下端及び上端を先鋭化する。容量素子は、０．５ｐＦ‐２．０ｐＦの範囲、特に０．８ｐＦ‐１．５ｐＦの範囲、より詳細には０．９ｐＦ‐１．１ｐＦの範囲のキャパシタンスを有してもよい。

本発明の第２の態様によれば、弾性フィルタは、圧電層と、前記圧電層上に一体化して配置される弾性共振器構造と、前記圧電層上に一体化して配置され、前記弾性共振器構造と並列に電気的に結合される集中容量性構造と、を備える。前記圧電層は、例えば、圧電基板であってもよく、又は前記弾性フィルタは、非圧電基板を更に備え、その場合、前記圧電層は、例えば、薄膜圧電物質として、前記非圧電基板上に一体化して配置されてもよい。

一実施形態では、弾性フィルタは、前記圧電層上に一体化して配置される金属化信号面と、前記圧電層上に一体化して配置される金属化接地面と、を備える。前記弾性共振器構造及び前記容量性構造の各々は、前記信号面及び前記接地面と電気的に結合される。この場合、前記弾性共振器構造は、前記信号面及び前記接地面と直接接続されてもよい、及び／又は前記集中容量性構造は、前記信号面及び前記接地面の少なくとも一方と直接接続されてもよい。前記集中容量性構造は、前記信号面及び／又は前記接地面内で、少なくとも部分的に入れ子状にされてもよく、全体的に入れ子状にされてもよい。

別の実施形態では、前記弾性フィルタは、前記圧電層上に一体化して配置される金属化入力信号面部分と、前記圧電層上に一体化して配置される金属化出力信号面部分と、を備える。弾性共振器構造及び容量構造の各々は、前記入力信号面部分と前記出力信号面部分との間に電気的に結合される。この場合、前記弾性共振器構造は、前記入力信号面部分及び前記出力信号面部分に直接接続されてもよい、及び／又は前記集中容量構造は、前記入力信号部分及び前記出力信号部分の少なくとも一方に直接接続されてもよい。前記集中容量構造は、前記信号面部分及び／又は前記接地面部分内で、少なくとも部分的に入れ子状にされてもよく、全体的に入れ子状にされてもよい。

更に別の実施形態では、前記弾性共振器構造は、平面的に互いに噛み合わされた共振器フィンガーの配置を備え、前記弾性共振器構造は、平面的に互いに噛み合わされた容量性フィンガーの配置を備える、この場合、前記互いに噛み合わされた共振器フィンガー及び前記互いに噛み合わされた容量性フィンガーは、互いに直交してもよい。

本発明の他の態様及び更なる態様は、本発明を限定せずに説明することが意図される好ましい実施形態の以下の詳細な説明を読むことで明らかとなるであろう。

図面は、本発明の好ましい実施形態の設計及び有用性を示し、図面において同様の要素は、共通の参照番号によって示される。本発明の上記で規定された利点及び目的及び他の利点及び目的がどのように得られるかをより良く理解するために、上記で簡潔に説明された本発明のより詳細な説明は、添付の図面に示されるその特定の実施形態を参照することによって表される。これらの図面は、本発明の典型的な実施形態のみを表現し、よって、その範囲を限定するとはみなされず、本発明は、添付の図面の使用を通じて更なる特異性及び詳細と共に記述及び説明されるであろうことを理解する。

図１は、無線通信システムのブロック図である。 図２は、Ｎ番目のラダートポロジーに配置される従来のマイクロ波弾性フィルタの概略図である。 図３は、図２の弾性フィルタの弾性共振器を等価修正Ｂｕｔｔｅｒｗｏｒｔｈ－Ｖａｎ Ｄｙｋｅ（ＭＢＶＤ）モデルへ変換したことを示す概略図である。 図４は、図２の従来の弾性フィルタのＭＢＶＤ等価回路を示す概略図である。 図５は、本発明の一実施形態に基づいて構成された、改善されたマイクロ波弾性フィルタを示す概略図である。 図６は、図５の改善された弾性フィルタのＭＢＶＤ等価回路を示す概略図である。 図７は、図３の従来の弾性フィルタ及び図５の改善された弾性フィルタの通過帯域を比較する周波数応答プロットである。 図８は、図３の従来の弾性フィルタ及び図５の改善された弾性フィルタの通過帯域の上端を比較する周波数応答プロットである。 図９は、図３の従来の弾性フィルタ及び図５の改善された弾性フィルタの通過帯域の上端を比較する別の周波数応答プロットである。 図１０は、図３の従来の弾性フィルタ及び図５の改善された弾性フィルタの通過帯域の帯域外拒絶を比較する周波数応答プロットである。 図１１ａは、図５の改善された弾性フィルタで使用するために製造された追加容量素子を有する実際のインライン弾性共振器の平面図である。 図１１ｂは、図１１の実際の弾性共振器の一部の平面図である。 図１２は、図５の改善された弾性フィルタで使用するために製造された追加容量素子を有するインシャント共振器の平面図である。 図１３ａは、従来の単一区域バンドパス弾性フィルタ回路の概略図である。 図１３ｂは、図１３ａの従来の弾性フィルタ回路のＭＢＶＤ等価回路を示す概略図である。 図１３ｃは、図１３ｂの従来の弾性フィルタの通過帯域の周波数応答プロットである。 図１４ａ‐１４ｃは、可変帯域幅の通過帯域の周波数応答プロットである。 図１５は、図１４ａ‐１４ｃの通過帯域を比較する周波数応答プロットである。 図１６ａは、改善された単一区域バンドパス弾性フィルタ回路の概略図であり、容量素子は、インシャント共振器と並列に追加される。 図１６ｂは、図１６ａの改善された弾性フィルタ回路のＭＢＶＤ等価回路を示す概略図である。 図１６ｃは、図１６ｂの改善された弾性フィルタの通過帯域の周波数応答プロットである。 図１７ａは、改善された単一区域バンドパス弾性フィルタ回路の概略図であり、容量素子は、インライン共振器と並列に追加される。 図１７ｂは、図１７ａの改善された弾性フィルタ回路のＭＢＶＤ等価回路を示す概略図である。 図１７ｃは、図１７ｂの改善された弾性フィルタの通過帯域の周波数応答プロットである。 図１８は、従来の弾性共振器を有する改善された弾性共振器を比較する周波数応答プロットである。

本開示は、例えば、表面弾性波（ｓｕｒｆａｃｅ ａｃｏｕｓｔｉｃ ｗａｖｅ（ＳＡＷ））、バルク弾性波（ｂｕｌｋ ａｃｏｕｓｔｉｃ ｗａｖｅ（ＢＡＷ））、フィルムバルク弾性共振器（ｆｉｌｍ ｂｕｌｋ ａｃｏｕｓｔｉｃ ｒｅｓｏｎａｔｏｒ（ＦＢＡＲ））、又は微小電子機械システム（ｍｉｃｒｏｅｌｅｃｔｒｏｍｅｃｈａｎｉｃａｌ ｓｙｓｔｅｍ（ＭＥＭＳ））フィルタ等のような弾性波（ａｃｏｕｓｔｉｃ ｗａｖｅ（ＡＷ））マイクロ波フィルタの通過帯域の一方側又は両側での拒絶を改善する設計技術を説明する。この技術は、標準的な製造技術を用い、その上にマイクロ波フィルタが配置されるチップの全体サイズを変更せずに、実装されることができる。この技術は、バンドギャップが連続するデュプレクサに実装されるときに、非常に便利であり得る。増加された拒絶も近隣の帯域で実現される。通過帯域を上回る及び下回る、帯域外の周波数は、より拒絶されることができ、これは、フロントエンドレシーバの性能を干渉する望まれない信号を防ぐことを助ける。狭帯域フィルタ／デュプレクサは、与えられた圧電材料について取りうる設計の数を増加させて設計されることができる。弾性マイクロ波フィルタは、３００ＭＨｚから３００ＧＨｚの範囲のマイクロ波周波数で動作してもよいが、最も適用可能なものは３００ＭＨｚから１０ＧＨｚであり、最も特有なものは５００ＭＨｚから３．５ＧＨｚである。

本明細書に記載されるＡＷマイクロ波フィルタは、単一通過帯域を有する周波数応答を示し、これは、密集したストップバンド（阻止帯域）を有する通過帯域が要求される通信システムデュプレクサで特に有益である。例えば、図１を参照すると、モバイル通信デバイスで使用する通信システム１０は、無線信号を送受信することが可能なトランシーバ１２と、トランシーバ１２の機能を制御することが可能なコントローラ／プロセッサ１４と、を含んでもよい。トランシーバ１２は、一般的に、ブロードバンドアンテナ１６と、送信フィルタ２４及び受信フィルタ２６を有するデュプレクサ１８と、デュプレクサ１８の送信フィルタ２４を介してアンテナ１６と結合されたトランスミッタ２０と、デュプレクサ１８の受信フィルタ２６を介してアンテナ１６と結合されたレシーバ２２と、を備える。

トランスミッタ２０は、コントローラ／プロセッサ１４によって提供されるベースバンド信号を無線周波数（ＲＦ）信号へ変換するように構成されるアップコンバータ２８と、ＲＦ信号を増幅するように構成される可変利得増幅器（ｖａｒｉａｂｌｅ ｇａｉｎ ａｍｐｌｉｆｉｅｒ（ＶＧＡ））３０と、コントローラ／プロセッサ１４によって選択される動作周波数でＲＦ信号を出力するように構成されるバンドパスフィルタ３２と、フィルタされたＲＦ信号を増幅するように構成され、その後、デュプレクサ１８の送信フィルタ２４を介してアンテナ１６に提供されるパワー増幅器３４と、を含む。

レシーバ２２は、受信フィルタ２６を介してアンテナ１６からＲＦ信号入力からの送信信号干渉を拒絶するように構成されるノッチ又はストップバンドフィルタ３６と、相対的に低いノイズで、ストップバンドフィルタ３６からのＲＦ信号を増幅するように構成される低ノイズ増幅器（ｌｏｗ ｎｏｉｓｅ ａｍｐｌｉｆｉｅｒ（ＬＮＡ））３８と、コントローラ／プロセッサ１４によって選択される周波数で、増幅されたＲＦ信号を出力するように構成される調整可能なバンドパスフィルタ４０と、ＲＦ信号を、コントローラ／プロセッサ１４へ提供されるベースバンド信号にダウンコンバートするように構成されるダウンコンバータ４２と、を含む。それに代えて、ストップバンドフィルタ３６によって行われる送信信号干渉を拒絶する機能は、代わりに、デュプレクサ１８によって行われうる。又は、トランスミッター２０のパワー増幅器３４は、送信信号干渉を低減するように設計されうる。

図１に示されるブロック図は、一つの種類における機能であり、いくつかの機能は、一つの電子部品によって行われうる、又は一つの機能は、いくつかの電子部品によって行われうることが理解されるべきである。例えば、アップコンバータ２８、ＶＧＡ３０、バンドパスフィルタ４０、ダウンコンバータ４２及びコントローラ／プロセッサ１４によって行われる機能は、しばしば単一のトランシーバチップによって行われる。バンドパスフィルタ３２の機能は、パワー増幅器３４及びデュプレクサ１８の送信フィルタ２４内にあることができる。

本明細書に記載される例示的な設計技術は、通信システム１０のフロントエンド用の弾性マイクロ波フィルタ、特に、デュプレクサ１８の送信フィルタ２４を設計するために用いられるが、同一の技術は、デュプレクサ１８の受信フィルタ２６及び他のＲＦフィルタ用の弾性マイクロ波フィルタを設計するために用いられうる。

図２を参照すると、従来のバンドパスフィルタ１００の一実施形態が説明される。フィルタ１００は、Ｎ番目のラダートポロジー（つまり、この場合、Ｎ＝９は共振器の数が９に等しいことを意味する）に配置される。フィルタ１００は、電源Ｖと、ソース抵抗Ｓと、負荷抵抗Ｌと、５つの直列（又はインライン）弾性共振器Ｚ_Ｓ１－Ｚ_Ｓ５と、４つの並列（又はインシャント）弾性共振器Ｚ_Ｐ１－Ｚ_Ｐ４と、を備える。

図３を参照すると、弾性共振器Ｚの各々は、修正Ｂｕｔｔｅｒｗｏｒｔｈ－Ｖａｎ Ｄｙｋｅ（ＭＢＶＤ）モデル１１０によって記述される。ＭＢＶＤモデル１１０は、ＳＡＷ共振器も記述し、これは、水晶結晶、ニオブ酸リチウム（ＬｉＮｂＯ_３）、タンタル酸リチウム（ＬｉＴａＯ_３）結晶又は（ＦＢＡＲを含むＢＡＷ共振器）又はＭＥＭＳ共振器等のような圧電基板上にインターデジタル変換器（ｉｎｔｅｒｄｉｇｉｔａｌ ｔｒａｎｓｄｕｃｅｒｓ（ＩＤＴｓ））を配置することによって製造されてもよい。各ＭＢＶＤモデル１１０は、モーショナル（動）キャパシタンスＣ_ｍ、スタティック（静）キャパシタンスＣ_０、モーショナルインダクタンスＬ_ｍ及び抵抗Ｒを含む。モーショナルキャパシタンスＣ_ｍ及びモーショナルインダクタンスＬ_ｍは、電気的かつ弾性的振る舞いの相互作用から生じ、よって、ＭＢＶＤモデルのモーショナルアームと呼ばれる。スタティックキャパシタンスＣ_０は、構造のキャパシタンスから生じ、よって、ＭＢＶＤモデルのスタティック（非モーショナル）キャパシタンスと呼ばれる。抵抗Ｒは、弾性共振器の電気抵抗から生じる。

図４を参照すると、従来のフィルタ１００の弾性共振器Ｚの各々は、図３に示されるＭＢＶＤモデル１１０と置き換えられうる。本発明にとって重要なのは、弾性共振器１１０の少なくとも１つと並列な少なくとも１つの容量素子を追加することによって、従来のバンドパスフィルタ１００のインバンド及びアウトオブバンド拒絶が非常に改善されることができることを発見したことである。例えば、図５に示されるように、改善されたインバンド及びアウトオブバンド拒絶を有する改善されたバンドパスフィルタ２００は、バンドパスフィルタ２００が、複数の追加容量素子１２０（Ｃ_Ｓ１－Ｃ_Ｓ５及びＣ_Ｐ１－Ｃ_Ｐ４）を備え、その各々が、弾性共振器（Ｚ_Ｓ１－Ｚ_Ｓ５及びＺ_Ｐ１－Ｚ_Ｐ４）の各１つと並列である点を除いて従来のバンドパスフィルタ１００と同様である。容量素子１２０の各々は、例えば、０．５ｐＦ－２．０ｐＦの範囲、特に０．８ｐＦ－１．５ｐＦの範囲、より詳細には０．９ｐＦ－１．１ｐＦの範囲内のキャパシタンスを有してもよい。図６を参照すると、改善されたフィルタ２００の弾性共振器Ｚの各々は、図３に示されるＭＢＶＤモデル１１０と置き換えられうる。

図７に示されるように、改善されたバンドパスフィルタ２００のシミュレートされた周波数応答は、Ｃ_Ｓ１、Ｃ_Ｓ２、Ｃ_Ｓ３、Ｃ_Ｓ４及びＣ_Ｓ５の値が０．４ｐＦに設定され、Ｃ_Ｐ１、Ｃ_Ｐ２、Ｃ_Ｐ３及びＣ_Ｐ４の値が０．０ｐＦに設定され、挿入損失｜Ｓ２１｜^２について従来のバンドパスフィルタ１００のシミュレートされた周波数応答と比較されうる。改善された周波数応答は、通過帯域の上部側における傾斜と比較して、上部の－３ｄＢ挿入損失の箇所で、従来の弾性フィルタと一致されている。そこに示されるように、改善されたバンドパスフィルタ２００の通過帯域の下端は、従来のバンドパスフィルタ１００の公称通過帯域の下端よりも先鋭である。図８及び９に最も良く示されるように、フィルタ１００及び２００の上部通過帯域端が、それらの各－３ｄＢで一致し、改善されたフィルタ２００は、通過帯域の上端での従来のフィルタ１００のものにおける拒絶が改善されたことがわかる。図１０に更に示されるように、バンドパスフィルタ２００は、バンドパスフィルタ１００のものと比べて実質的に改善された帯域外拒絶を有する。

容量素子１２０は、バンドパスフィルタ２００を形成するために、既に存在する従来のバンドパスフィルタ構造に容易に組み込まれることができる。例えば、図１１ａ及び１１ｂに示されるように、フィルタ２００ａの一部は、圧電層２５２と、金属化信号面２５４と、弾性共振器構造２５８ａと、明確な集中容量構造２６０ａと、を備え、全てが圧電層２５２に一体化して（モノリシックに）配置される。圧電層２５２は、例えば、圧電基板であってもよく、又は例えば薄膜圧電物質として非圧電基板上に一体化して配置されてもよい。信号面２５４は、入力信号面部分２５４ａと、出力信号面部分２５４ｂと、を備える。図５におけるインライン共振器Ｚ_Ｓの１つに対応する弾性共振器構造２５８ａは、入力信号面部分２５４ａと出力信号面部分２５４ｂとの間に電気的に結合され、図示される実施形態では、入力信号面部分２５４ａ及び出力信号面部分２５４ｂと直接接続される。弾性共振器構造２５８ａは、弾性波を生成する、複数の互いに噛み合わせられた共振器フィンガー２６６によって形成されるインターデジタル変換器（ｉｎｔｅｒｄｉｇｉｔａｔｅｄ ｔｒａｎｓｄｕｃｅｒ（ＩＤＴ））２６２と、戻り弾性波をＩＤＴ２６２へ反射する付加反射器２６４と、を備える。集中容量構造２６０は、弾性共振器構造２５８ａの両端に結合され、特に、入力信号面部分２５４ａと出力信号面部分２５４ｂとの間に直接的に電気的に結合され、図示される実施形態では、入力信号面部分２５４ａ及び出力信号面部分２５４ｂと直接接続される。ＩＤＴ２６２と同様に、集中容量構造２６０ａは、複数の互いに噛み合わせられた容量フィンガー２６８を備える。しかし、互いに噛み合わせられた容量フィンガー２６８は、弾性波の励起を避けるために、互いに噛み合わせられた共振器フィンガー２６６に直交する。

別の例として、図１２に示されるように、フィルタ２００ｂの別の部分は、圧電層２５２及び信号面２５４と、金属化接地面２５６と、弾性共振器構造２５８ｂと、明確な集中容量構造２６０ｂと、を備え、全てが圧電層２５２に一体化して配置される。図５のインシャント共振器Ｚ_Ｐに対応する弾性共振器構造２５８ｂは、信号面２５４と接地面２５６との間に電気的に結合される。弾性共振器構造２５８ｂのように、弾性共振器構造２５８ｂは、弾性波を生成する、複数の互いに噛み合わせられた共振器フィンガー２６６によって形成されるＩＤＴ２６２と、戻り弾性波をＩＤＴ２６２へ反射する付加反射器２６４と、を備える。集中容量構造２６０ｂは、弾性共振器構造２５８ｂの両端に結合され、特に、信号面部分２５４と接地面２５６との間に直接的に電気的に結合され、図示される実施形態では、信号面２５４ａ及び接地面２５６と直接接続される。ＩＤＴ２６２と同様に、集中容量構造２６０ｂは、弾性波の励起を避けるために、互いに噛み合わせられた共振器フィンガー２６６に直交する複数の互いに噛み合わせられた共振器フィンガー２６８を備える。

注目されるのは、集中容量構造２６０ｂが信号面２５４及び接地面２５６から離間されて接続されうるが、互いに噛み合わせられた共振器フィンガー２６８は、圧電層２５２上の限られたスペースを使用するために、信号面２５４及び接地面２５６の一方又は両方内に少なくとも部分的に入れ子状にされる。このように、集中容量構造２６０ｂは、既に存在するフィルタレイアウトにより容易に組み込まれることができる。図示される実施形態では、互いに噛み合わせられた容量フィンガー２６８は、接地面２５６内で完全に入れ子状にされる。別の実施形態では、集中容量構造２６０ａの互いに噛み合わせられた容量フィンガー２６８は、図１１ｂに示される出力信号面部分２５４ａ及び出力信号面部分２５４ｂの一方又は両方内に、少なくとも部分的に入れ子状にされ、おそらく完全に入れ子状にされる。

図１３‐１７を参照すると、従来のバンドパスフィルタ１００のものに対するバンドパスフィルタ２００の改善された帯域外拒絶をサポートする理論がここで説明されるであろう。まず、図１３ａ‐１３ｃを参照すると、従来の信号区分バンドパスフィルタ回路３００は、直列（又はインライン）弾性共振器Ｚ_Ｓ及び並列（又はインシャント）弾性共振器Ｚ_Ｐ（図１３ａ）からなる単一弾性共振器対３０２を有する。このような４つの弾性共振器対は、従来のバンドパスフィルタ１００又は改善されたバンドパスフィルタ２００で見出されうる。例えば、弾性共振器対は、共振器Ｚ_Ｓ１／Ｚ_Ｐ１，Ｚ_Ｓ２／Ｚ_Ｐ２，Ｚ_Ｓ３／Ｚ_Ｐ３及びＺ_Ｓ４／Ｚ_Ｐ４又は共振器Ｚ_Ｐ１／Ｚ_Ｓ２，Ｚ_Ｐ２／Ｚ_Ｓ３，Ｚ_Ｐ３／Ｚ_Ｓ４及びＺ_Ｐ４／Ｚ_Ｓ５としてフィルタ１００，２００で識別されてもよい。図１３ｂに示されるように、フィルタ回路３００の弾性共振器Ｚの各々は、等価フィルタ回路を形成するために、ＢＶＤモデル１００’（つまり、抵抗Ｒがない図３示されるＭＢＶＤモデル１１０）と置き換えられることができ、図１３ｃに示される｜Ｓ２１｜^２周波数応答によって表されるプロファイルを有する通過帯域を形成するようにモデル化されうる。

直列共振器Ｚ_ｓの共振及び反共振周波数を、それぞれω_ｒｓ及びω_ａｓと指定し、並列共振器Ｚ_Ｐの各々の共振及び反共振周波数を、それぞれω_ｒｐ及びω_ａｐと指定する。ω_ｒｓ及びω_ａｓが互いにほぼ等しいとき、ω＝ω_ｒｓ，ω_ａｐ近傍に中心値がある通過帯域を規定するω＝ω_ｒｓ，ω_ａｐでのゼロ反射が形成され、通過帯域端を規定するω＝ω_ｒρ，ω_ａｓでのゼロ伝送が形成される。周波数ωをラジアンからヘルツへ変換することは、Ｆ_ａ＝ω_ｒｐ／２π，Ｆ_ｂ＝ω_ｒｓ／２π，Ｆ_ｃ＝ω_ａｐ／２π及びＦ_ｄ＝ω_ａｓ／２πを生じる。

図１３ｂの等価フィルタ回路３００におけるパラメータは、以下の式によって関連する。

ここで、ω_Ｒ及びω_Ａは、与えられた弾性共振器の各共振及び反共振周波数であり、ガンマγは、材料の特性に依存し、これは、更に以下によって定義される。

これは、弾性共振器の各々の共振周波数が、ＢＶＤモデル１１０’のモーショナルアームに依存し、一方で、フィルタ特性（例えば、帯域幅）は、式［２］のγによって強く影響を受けることが式［１］から理解されうる。弾性共振器の品質係数（Ｑ）は、フィルタ内の素子の損失に関する、弾性フィルタ設計における重要な数値である。回路素子のＱは、サイクルあたりに格納されるエネルギーと、サイクルあたりに消散されるエネルギーとの比を表す。Ｑ係数は、各弾性共振器の実際の損失をモデル化し、一般的に、Ｑ係数より大きいものは、弾性共振器における損失を記述するために要求される。Ｑ係数は、フィルタ実施例のために以下に定義される。モーショナルキャパシタンスＣ_ｍは、ＱＣ_ｍ＝１０^８と定義される関連するＱを有し、スタティックキャパシタンスＣ_０は、ＱＣ_０＝２００と定義される関連するＱを有し、モーショナルインダクタンスＬ_ｍは、ＱＬ_ｍ＝１０００と定義される関連するＱを有する。回路設計者は、典型的には、共振周波数ω_Ｒ、スタティックキャパシタンスＣ_０、ガンマγ、品質係数ＱＬ_ｍによってＳＡＷ共振器を特徴付ける。商業用途向けに、ＱＬ_ｍは、ＳＡＷ共振器用に約１０００であり、ＢＡＷ共振器用に約３０００である。典型的なγ値は、４２度ＸＹカットＬｉＴａＯ_３に対して約１２から約１８の範囲である。

標準共振式

を用い、ここで、ｆは、ヘルツでの周波数であり、Ｌは、ヘンリーでのインダクタンスであり、Ｃはファラッドでのキャパシタンスであり、図１３ｃの等価フィルタ回路のゼロ伝送及びゼロ反射は、以下のように演算されうる。通過帯域の下端でのゼロ伝送は、回路Ｌ_ｍ及びＣ_ｍ１によって形成される有効な共振（つまり、弾性共振器Ｚ_Ｐの共振）であり、以下によって与えられる。

この共振は、戻り経路への有効なショート回路を形成し、フィルタの入力から出力へ電力が伝送されない。通過帯域に配置される１つのゼロ反射は、回路Ｌ_ｍ１、Ｃ_ｍ１及びＣ_０１によって形成される有効な共振（つまり、弾性共振器Ｚ_Ｐの共振）であり、以下によって与えられる。

この共振は、戻り経路に対して有効なオープン回路を形成し、電力が、フィルタの入力から出力へ伝送されることを可能にする。通過帯域に配置される他のゼロ反射は、回路Ｌ_ｍ２及びＣ_ｍ２によって形成される有効な共振（つまり、弾性共振器Ｚ_Ｓの共振）であり、以下によって与えられる。

この共振は、有効なショート回路を形成し、電力が、フィルタの入力から出力へ伝送されることを可能にする。通過帯域の上端でのゼロ伝送は、回路Ｌ_ｍ２、Ｃ_ｍ２及びＣ_０２によって形成される有効な共振であり（つまり、弾性共振器Ｚ_Ｓの反共振）、以下によって与えられる。

この共振は、戻り経路に対して有効なオープン回路を形成し、電力がフィルタの入力から出力へ伝送されることを防ぐ。

図１４ａ‐１４ｃを参照すると、弾性フィルタ３００ａ－３００ｃの帯域幅は、周波数Ｆ_ａ及びＦ_ｂ間の間隔及び周波数Ｆ_ｃ及びＦ_ｄ間の間隔に密に結合されることがわかる。図１５から理解されうるように、これらの弾性フィルタの周波数応答の比較は、これらの間隔が大きくなると、弾性フィルタの相対的な帯域幅が増加し、弾性フィルタの通過帯域の傾斜がより浅くなることを明らかにする（弾性フィルタ回路３００ｃの周波数応答参照）。これに対して、間隔が小さくなると、弾性フィルタの相対的な帯域幅が減少し、弾性フィルタの通過帯域の傾斜がより急峻になる（弾性フィルタ回路３００ａの周波数応答参照）。

ここで図１６ａ‐１６ｃを参照すると、キャパシタンスＣ_ｓｈは、元のフィルタ回路３００（図１６ａ）と並列に加えられ、シャント弾性共振器Ｚ_Ｐは、新たなフィルタ回路３００’を形成するためにＢＶＤモデル１１０’と置き換えられ、これは、元のフィルタ回路３００の｜Ｓ２１｜^２周波数応答と比較した｜Ｓ２１｜^２周波数応答を生じる（図１６ｃ）とする。

新たなフィルタ回路３００’では、通過帯域の下端に配置されるゼロ伝送は、回路Ｌ_ｍ１及びＣ_ｍ１によって形成される有効な共振（つまり、弾性共振器Ｚ_Ｐの共振）である。したがって、ゼロ伝送は、キャパシタンスＣ_ｓｈの追加により変化されないままであり、よって、上記の式［５］によって与えられる周波数Ｆ_ａに配置される。通過帯域に配置される１つのゼロ反射は、回路Ｌ_ｍ１及びＣ_ｍ１によって形成される有効な共振（つまり、弾性共振器Ｚ_Ｐの共振）である。

したがって、ゼロ伝送は、キャパシタンスＣ_ｓｈの追加により変化されないままであり、よって、上記の式［５］によって与えられる周波数Ｆ_ａに配置される。通過帯域に配置される１つのゼロ反射は、キャパシタンスＣ_ｓｈと並列な回路Ｌ_ｍ１、Ｃ_ｍ１及びＣ_０１によって形成される有効な共振（つまり、弾性共振器Ｚ_Ｐの反共振）であり、以下によって与えられる。

式［６］のゼロ反射Ｆ_ｂと式［９］のゼロ反射Ｆ_ｂ’との関係は、値を集中素子に割り当て、式［６］及び［９］を解くことによって求められる。Ｌ_ｍ１＝Ｃ_ｍ１＝Ｃ_０１＝１と設定し、Ｆ_ｂ＝ｋ／√０．５、

ここでｋは定数である。Ｃ_ｓｈ＝０のとき、Ｆ_ｂ＝Ｆ_ｂ’。正の値のＣ_ｓｈについて、Ｆ_ｂ’＜Ｆ_ｂ。

上記から理解されうるように、シャント共振器Ｚ_Ｐと並列なキャパシタンスＣ_ｓｈを追加するによって、ゼロ伝送Ｆ_ａの位置に影響を与えないが、周波数においてゼロ反射Ｆ_ｂをＦ_ｂ’へ下げさせる。フィルタマッチが影響を受ける（減衰される）ので、ゼロ伝送Ｆ_ａは、その元の応答へフィルタマッチを戻すために上がり、これは、フィルタ帯域幅も狭くする。得られたフィルタは、通過帯域の下部側で急峻な裾を有する。

ここで図１７ａ‐１７ｃを参照すると、キャパシタンスＣ_ｓｅは、元のフィルタ回路３００のインライン弾性共振器Ｚ_ｓと並列に加えられ（図１７ａ）、インライン弾性共振器Ｚ_ｓは、新たなフィルタ回路３００’’を形成するために、図３に示されるＭＢＶＤモデル１１０と置き換えられ（図１７ｂ）、これは、元のフィルタ回路３００の｜Ｓ２１｜^２周波数応答と比較した｜Ｓ２１｜^２周波数応答を生じる（図１７ｃ）とする。

新たなフィルタ回路３００’’では、通過帯域に配置されるゼロ反射は、Ｌ_ｍ２及びＣ_ｍ２によって形成される有効な共振（つまり、弾性共振器Ｚ_Ｓの共振）である。したがって、ゼロ反射は、キャパシタンスＣ_ｓｅの追加により変化されないままであり、よって、上記の式［７］によって与えられる周波数Ｆ_ｃに配置される。通過帯域の右端に配置されるゼロ伝送は、回路Ｌ_ｍ２、Ｃ_ｍ２及びＣ_０２によって形成される有効な共振（つまり、弾性共振器Ｚ_Ｓの反共振）であり、以下によって与えられる。

式［８］のゼロ伝送Ｆ_ｄと式［１０］のゼロ伝送Ｆ_ｄ’との関係は、値を集中素子に割り当て、式［８］及び［１０］を解くことによって求められる。Ｌ_ｍ２＝Ｃ_ｍ２＝Ｃ_０２＝１と設定し、Ｆ_ｄ＝ｋ／√０．５、

ここでｋは定数である。Ｃ_ｓｅ＝０のとき、Ｆ_ｄ＝Ｆ_ｄ’である。正の値のＣ_ｓｅについて、Ｆ_ｄ’＜Ｆ_ｄ。

上記から理解されうるように、インライン共振器Ｚ_Ｓと並列なキャパシタンスＣ_ｓｅを追加するによって、ゼロ反射Ｆ_ｃ，の位置に影響を与えないが、周波数においてゼロ伝送Ｆ_ｄをＦ_ｄ’へ下げさせる。フィルタマッチはあまり影響を受けず、得られたフィルタの周波数応答は、より狭く、通過帯域の高い側でもより急峻である。

よって、弾性フィルタのシャント共振器と並列にキャパシタンスを追加することによって、通過帯域の下端を狭くかつ急峻にし、弾性フィルタのインライン共振器と並列にキャパシタンスを追加することによって、通過帯域の上端を狭くかつ急峻にする。弾性フィルタのシャント及びインライン共振器の双方と並列なキャパシタンスを追加することによって、通過帯域の両端を狭くかつ急峻にする。よって、狭フィルタは、より広い帯域幅フィルタ用に通常用いられる圧電材料により実現されうる。弾性フィルタを狭くすることによって、通過帯域挿入損失が増加し、フィルタの裾は急峻になる。通過帯域の急峻性の増加の利益は、帯域端から拒絶周波数への顧客仕様を最大化するために、フィルタ全体を周波数的に上げる又は下げることによって、実現されうる。

弾性フィルタのシャント共振器と並列なキャパシタンスを追加することによって、上部ブラッグ帯域共振を通過帯域から更に有効に移動する。例えば、図１８を参照すると、追加した並列なキャパシタンスのない従来のシャント共振器の（実インピーダンスについての）周波数応答と、１．０ｐＦの追加した並列なキャパシタンスを有する改善されたシャント共振器の（実インピーダンスについての）周波数応答とが比較されうる。従来の弾性共振器及び改善された弾性共振器の双方の共振器は同一であり、マーカーｍ１で示される（１．８９８ＧＨｚ）。同様に、従来の弾性共振器及び改善された弾性共振器の双方の上部ブラッグ帯域周波数は同一であり、マーカーｍ４及びｍ５で示される（２．０２８ＧＨｚ）。従来の弾性共振器の反共振は、マーカーｍ３で示され（１．９６４ＧＨｚ）、改善された弾性共振器の反共振は、マーカーｍ２で示される（１．９６４ＧＨｚ）。理解されうるように、従来の弾性共振器について、マーカーｍ４での上部のブラッグ帯域は、６４ＭＨｚのマーカーｍ３での反共振よりも高く、一方で、改善された弾性共振器について、マーカーｍ５での下部のブラッグ帯域は、８２ＭＨｚのマーカーｍ２での反共振よりも高い。よって、反共振がバンドパスフィルタの通過帯域の中央に下がるように、改善された弾性共振器が設計される場合、追加並列キャパシタンスは、通過帯域から高い側に離れた上部のブラッグ帯域を押す。

本発明の特定の実施形態が示されかつ説明されているが、上記の説明は、本発明をこれらの実施形態に限定することを意図するものではないことが理解されるべきである。本発明の趣旨及び範囲から逸脱せずに様々な変更及び修正がなされることは当業者には明らかであろう。例えば、本発明は、単一の入力及び出力を有するフィルタを遥かに優れた用途を有し、本発明の特定の実施形態は、デュプレクサ、マルチプレクサ、チャネライザ、リアクティブスイッチ等を形成するために用いられてもよく、ここで低損失選択回路が用いられてもよい。よって、本発明は、特許請求の範囲によって規定される本発明の趣旨及び範囲内の変形、修正及び等価物に及ぶことが意図される。

Claims (8)

1. 弾性波フィルタであって、
   圧電層と、
   前記圧電層上に一体化して配置される第１弾性共振器構造および第２弾性共振器構造と、
   前記圧電層上に一体化して配置される第１集中容量性構造および第２集中容量性構造であって、第１集中容量性構造が第１弾性共振器構造と並列に電気的に結合され、第２集中容量性構造が第２弾性共振器構造と並列に電気的に結合される、第１集中容量性構造および第２集中容量性構造と、
   前記圧電層上に一体化して配置される金属化信号面であって、前記金属化信号面は、入力信号面部分及び出力信号面部分を備える、金属化信号面と、
   前記圧電層上に一体化して配置される金属化接地面と、
   を備え、
   第１弾性共振器構造及び第１集中容量性構造は、前記入力信号面部分と前記出力信号面部分との間に電気的に結合され、第２弾性共振器構造及び第２集中容量性構造は、前記金属化信号面と前記金属化接地面との間に電気的に結合され、第１集中容量性構造は、前記金属化信号面内で全体的に入れ子状にされ、第２集中容量性構造は、前記金属化信号面及び前記金属化接地面の一方内で全体的に入れ子状にされる、
   弾性波フィルタ。
2. 第２弾性共振器構造は、前記金属化信号面及び前記金属化接地面の一方に直接接続される、請求項１に記載の弾性波フィルタ。
3. 第２集中容量性構造は、前記金属化信号面及び前記金属化接地面の一方に直接接続される、請求項１に記載の弾性波フィルタ。
4. 第２弾性共振器構造は、平面的に互いに噛み合わされた共振器フィンガーの配置を備え、第２集中容量性構造は、平面的に互いに噛み合わされた容量性フィンガーの配置を備える、請求項１に記載の弾性波フィルタ。
5. 前記互いに噛み合わされた共振器フィンガー及び前記互いに噛み合わされた容量性フィンガーは、互いに直交する、請求項４に記載の弾性波フィルタ。
6. 前記圧電層は、圧電基板である、請求項１に記載の弾性波フィルタ。
7. 非圧電基板を更に備え、前記圧電層は、前記非圧電基板上に一体化して配置される、請求項１に記載の弾性波フィルタ。
8. 前記圧電層は、薄膜圧電物質である、請求項７に記載の弾性波フィルタ。

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