CN114759900A - 具有增强型抑制的声波滤波器 - Google Patents
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Abstract
一窄带声学滤波器，包括一输入端和输出端，以及耦合在输入端和输出端之间的至少一个声学谐振器对。每个声学谐振器(对)包括至少一个内联声学谐振器和分路声学谐振器，它们一起工作以产生标称通带。该声学谐振器还包括至少一个电容元件，所述至少一个电容元件与每个声学谐振器对中的内联声学谐振器和分路声学谐振器中的一个并联，由此锐化标称通带的下边缘或上边缘。
Description
技术领域
本发明总体涉及微波滤波器，尤其涉及专门用于窄带应用的声学微波滤波器。
背景技术
电子滤波器长期以来一直用于电信号的处理。这类电子滤波器尤其用于从输入信号中通过期望的信号频率选择期望的电信号频率，同时阻止或衰减其他不期望的电信号频率。滤波器按一般类别来分可分为低通滤波器、高通滤波器、带通滤波器和带阻滤波器，表示滤波器有选择地通过的频率类型。此外，滤波器可按类型分类，例如巴特沃斯型、切比雪夫型、反切比雪夫型和椭圆型，表示滤波器相对于理想频率响应提供的带形频率响应类型(频率截止特性)。
滤波器的类型通常取决于预期的用途。在通信应用中，带通滤波器和带阻滤波器通常用于蜂窝基站、手机和其他电信设备中，以滤除或阻塞除一个或多个预定义频带外的所有频带中的RF信号。特别重要的是，频率范围在约500MHz至3500MHz之间。在美国，有许多用于蜂窝通信的标准频段。这些标准频段包括频段2(1800-1900MHz)，频段4(1700-2100MHz)，频段5(800-900MHz)，频段13(700-800MHz)和频段17(700-800MHz)，还有其他频段开始慢慢出现。
微波滤波器通常使用两个电路构建块来构建：多个谐振器，其在谐振频率(其可以是基本谐振频率f0或各种高阶谐振频率f1-fn中的任何一个)上非常有效地存储能量；以及多个耦合器，其在谐振器之间耦合电磁能以形成多个反射零点，从而提供更宽的频谱响应。例如，四谐振器滤波器可以包括四个反射零点。耦合器的相对强度由其电抗(即电感和/或电容)决定。耦合的相对强度决定了滤波器的形状，耦合器的拓扑结构决定滤波器是执行带通还是带阻功能。谐振频率f0很大程度上由相应谐振器的电感和电容决定。对于传统的滤波器设计，滤波器工作的频率由组成滤波器的谐振器的谐振频率决定。由于上面讨论的原因，每个谐振器必须具有非常低的内阻以使滤波器的响应变得尖锐和高度选择性。低电阻的这一要求倾向于针对一给定技术推动谐振器的尺寸及成本的改变。
双工器作为一种特殊的滤波器，是移动设备前端的关键组件。现代移动通信设备(使用LTE，WCDMA或CDMA)同时发射和接收并使用相同的天线。双工器将接收信号与发射信号分开，其中发射信号的功率可以达到0.5瓦，接收信号的功率可以低至皮瓦。发射和接收信号在不同频率的载波上进行调制，以允许双工器选择它们，即使如此，双工器也必须以非常小的尺寸提供频率选择、隔离和低插入损耗，其中尺寸通常只有大约两平方毫米。
前端接收滤波器优选采用清晰定义的带通滤波器的形式，以消除在期望的接收信号频率附近的频率处由强干扰信号引起的各种不利影响。由于前端接收器滤波器位于天线输入端的位置，插入损耗必须非常低，以免降低噪声系数。在大多数滤波器技术中，实现低插入损耗需要在滤波器陡度或选择性中进行相应的折中。
实际上，手机的大多数滤波器都是利用声学谐振器技术构建的，例如表面声波(SAW)技术、体声波(BAW)技术和薄膜体声波谐振器(FBAR)技术。声学谐振器的等效电路具有两个谐振，这两个谐振在“谐振”频率和“反谐振”频率上紧密间隔，(参见K.S.Van Dyke,Piezo Electric Resonator and its Equivalent Network Proc.IRE,Vol.16,1928,pp.742-764)。与等效的电感器/电容器谐振器相比，这种声学谐振器滤波器具有插入损耗低(在中心频率处大约1dB的量级)，尺寸紧凑和成本低的优点。出于这个原因，声学谐振器的实现通常用于移动设备的前端接收滤波器中的微波滤波应用。
声音谐振器通常以梯形拓扑(交替串联谐振器和并联谐振器)排列，以创建带通滤波器。声学梯形滤波器在手机应用方面非常成功，每年销售超过10亿套。然而，最近无线技术趋向于向多功能设备和更加拥挤的电磁频谱发展，这要求滤波器具有更多频段，其中频段具有更锐利的谱线形状，同时还要求减少滤波器的尺寸、成本和功耗。
除了锐化滤波器通带的谱线形状之外，还希望确保频率响应中的不连续性尽可能远离通带。例如，典型的声学谐振器具有多个叉指式指状物(例如，80-100个指状物)，其在指状物之间来回反射声波。指状物之间的声学反射相位相加以产生共振的频带可以称为“布拉格频带”。频率响应中的不连续特征发生在布拉格频带的上边缘处，即，声学反射增加相位的最高频率处。这种布拉格共振可能会使带通滤波器通带的高端发生畸变，从而导致这些频率的过度损耗。因此，如果这种不连续特征落入滤波器的通带内，滤波器的性能可能就会受到影响，所以重要的是要确保这种不连续特征完全落在滤波器的通带之外。
发明内容
根据本发明的第一方面，提供了一种窄带声学滤波器。声学滤波器可以在300MHz至300GHz范围内的微波频率下工作，但最适用于300MHz至10GHz范围内的频率下工作，并且尤其适用于在500MHz至3.5GHz范围内的频率下工作。
声学滤波器包括输入端和输出端，以及耦合在输入端和输出端之间的至少一个声学谐振器对(例如，至少四个声学谐振器对)。每个声学谐振器(对)包括至少一个内联声学谐振器和分路声学谐振器，它们一起工作以产生标称通带。内联声学谐振器和分路声学谐振器中的每一个可以例如是表面声波(SAW)谐振器、体声波(BAW)谐振器、薄膜体声波谐振器(FBAR)和微机电系统(MEMS)谐振器中的一个。声学谐振器对可以例如以N阶梯形拓扑排列。
声学滤波器还包括至少一个电容元件，所述至少一个电容元件与每个声学谐振器对中的内联声学谐振器和分路声学谐振器中的一个并联，由此锐化标称通带的下边缘或上边缘。在一个实施例中，声学滤波器还包括至少另一个电容元件，所述至少另一个电容元件与每个声学谐振器对中的内联声学谐振器和分路声学谐振器中的另一个并联，由此锐化标称通带的下边缘和上边缘。电容元件的电容可在0.5pF-2.0pF的范围内，特别地在0.8pF-1.5pF的范围内，并且更特别地在0.9pF-1.1pF的范围内。
根据本发明的第二方面，一种声学滤波器包括压电层，声学谐振器结构和集总电容结构，其中声学谐振器结构整体设置在压电层上，而集总电容结构整体设置在压电层上并且并联电耦合声学谐振器结构。例如，压电层可以是例如压电基片，或者声学滤波器可以包括非压电基片，在这种情况下，压电层可以整体设置在非压电基片上，作为例如薄膜压电片。
在一个实施例中，声学滤波器包括金属化信号平面和金属化接地平面，这两者均整体设置在压电层上。声学谐振器结构和电容结构中的每一个电耦合在信号平面和接地平面之间。在这种情况下，声学谐振器结构可以直接连接到信号平面和接地平面，和/或集总电容结构可以直接连接到信号平面和接地平面中的至少一个。集总电容结构可以是至少部分嵌套，并且甚至可以完全嵌套在信号平面和/或接地平面内。
在另一实施例中，声学滤波器包括金属化输入信号平面部分和金属化输出信号平面部分，这两者均整体设置在压电层上。声学谐振器结构和电容结构中的每一个电耦合在输入信号平面部分和输出信号平面部分之间。在这种情况下，声学谐振器结构可以直接连接到输入信号平面部分和输出信号平面部分，和/或集总电容结构可以直接连接到输入信号平面部分和输出信号平面部分中的至少一个。集总电容结构可以是至少部分嵌套，并且甚至可以完全嵌套在输入信号平面部分和/或输出信号平面部分内。
在又一个实施例中，声学谐振器结构包括平面叉指式谐振器指状物的布置，并且集总电容结构包括平面叉指式电容指状物的布置。在这种情况下，叉指式电容指状物和叉指式谐振器指状物可以彼此正交。
通过阅读优选实施方式的以下详细描述，本发明的其他和进一步的方面和特征将变得显而易见，所述优选实施方式旨在说明而非限制本发明。
附图说明
附图示出了本发明的优选实施例的设计和功能，其中类似的元件由共同的附图标记表示。为了更好地理解如何获得本发明的上述和其它优点和目的，上面简要描述的本发明的更具体的描述将通过参考在附图中示出的其特定实施例来呈现。应当理解，这些附图仅描绘了本发明的典型实施例，因此不被认为是对其范围的限制，本发明将通过使用附图以更多的特征和细节来描述和解释，在附图中：
图1是无线电通信系统的方框图；
图2是以N阶梯形拓扑排列的传统微波声学滤波器的示意图；
图3是将图2的声学滤波器的声学谐振器变换为等效的改进的巴特沃思-范戴克(MBVD)模型的示意图；
图4是图2的传统声学滤波器的MBVD等效电路的示意图；
图5是根据本发明的一个实施例构造的增强型微波声学滤波器的示意图；
图6是图5的增强型声学滤波器的MBVD等效电路的示意图；
图7是比较图3的传统声学滤波器的通带和图5的增强型声学滤波器的通带的频率响应图；
图8是比较图3的传统声学滤波器和图5的增强型声学滤波器的通带的上边缘的频率响应图；
图9是比较图3的传统声学滤波器和图5的增强型声学滤波器的通带的上边缘的另一频率响应图；
图10是比较图3的传统声学滤波器和图5的增强型声学滤波器的带外抑制的频率响应图；
图11a是具有用于在图5的增强型声学滤波器中使用的附加电容元件的实际串联声学谐振器的平面图；
图11b是图11的实际声学谐振器的一部分的平面图；
图12是具有用于在图5中的增强型声学滤波器中使用的附加电容元件的实际并联声学谐振器的平面图；
图13a是传统的单段带通声学滤波器电路的示意图；
图13b是示出图13a的传统声学滤波器电路的MBVD等效电路的示意图；
图13c是图13b的传统声学滤波器的通带的频率响应图；
图14a-14c是不同带宽的通带的频率响应图；
图15是比较图14a-14c的通带的频率响应图；
图16a是增强性单段带通声学滤波器电路的示意图，其中电容元件与并联谐振器并联添加；
图16b是图16a的增强型声学滤波器电路的MBVD等效电路的示意图；
图16c是图16b的增强型声学滤波器的通带的频率响应图；
图17a是增强单段带通声学滤波器电路的示意图，其中电容元件与串联谐振器并联添加；
图17b是示出图17a的增强型声学滤波器电路的MBVD等效电路的示意图；
图17c是图17b的增强型声学滤波器的通带的频率响应图；和
图18是将增强型声学谐振器与传统声学谐振器进行比较的频率响应图。
具体实施方式
本公开描述了一种设计技术，其增强了声波(AW)微波滤波器的通带的一侧或两侧的抑制，其中声波(AW)微波滤波器例如表面声波(SAW))、体声波(BAW)、薄膜体声波谐振器(FBAR)或微机电系统(MEMS)滤波器。该技术使用标准的制造技术，并且可以在不改变微波滤波器所在的芯片的整体尺寸的情况下实施。这种技术在带隙连续双工器中实施时非常有用。邻近频段的抑制也有所增强。可以更多地抑制通带之上和之下的带外频率，这将有助于防止不想要的信号干扰前端接收机的性能。可设计窄带滤波器/双工器，这增加了给定压电材料的设计数量。声学微波滤波器可以在300MHz至300GHz范围内的微波频率下工作，但最适用于在300MHz至10GHz范围内的频率下工作，并且尤其适用于在500MHz至3.5GHz范围内的频率下工作。
本文描述的AW微波滤波器表现出具有单个通带的频率响应，这在需要具有紧密间隔的阻带的通带的电信系统双工器中特别有用。例如，参照图1，用于移动通信设备的电信系统10可以包括能够发射和接收无线信号的收发器12，以及能够控制收发器12的功能的控制器/处理器14。收发器12通常包括宽带天线16，双工器18，发射器20和接收器22，其中双工器18具有发射滤波器24和接收滤波器26，发射器20经由双工器18的发射滤波器24耦合到天线16，接收器22经由双工器18的接收滤波器26耦合到天线16。
发射器20包括上变频器28、可变增益放大器(VGA)30、带通滤波器32和功率放大器34，其中上变频器28被配置为将由控制器/处理器14提供的基带信号转换为射频(RF)信号，可变增益放大器(VGA)30被配置为放大RF信号，带通滤波器32被配置为以由控制器/处理器14选择的工作频率输出RF信号，功率放大器34被配置为放大经滤波的RF信号，然后经由双工器18的发射滤波器24将其提供给天线16。
接收器22包括陷波或阻带滤波器36，其被配置为抑制来自经由接收器滤波器26从天线16输入的RF信号的发射信号干扰；低噪声放大器(LNA)38，其被配置为以相对小的噪声放大来自阻带滤波器36的RF信号；可调谐带通滤波器40，其被配置为以由控制器/处理器14选择的频率输出放大的RF信号；以及下变频器42，其被配置为将RF信号下变频成基带信号，其中基带信号被提供给控制其/处理器14。或者，由阻带滤波器36执行的抑制发射信号干扰的功能可以替代地由双工器18执行。或者，发射器20的功率放大器34可以被设计成减少发射信号干扰。
应当理解，图1所示的方框图本质上是功能性的，并且几个功能可以由一个电子组件执行，或者一个功能可以由若干电子组件执行。例如，由上变频器28，VGA 30，带通滤波器40，下变频器42和控制器/处理器14执行的功能通常由单个收发器芯片执行。带通滤波器32的功能可以进入功率放大器34和双工器18的发射滤波器24中。
这里描述的示例性设计技术被用于设计用于电信系统10的前端的声学微波滤波器，尤其用于设计双工器18的发射滤波器24，尽管相同的技术能用于设计用于双工器18的接收滤波器26和其它RF滤波器的声学微波滤波器。
现在参照图2，将描述传统带通滤波器100的一个实施例。滤波器100按照N阶梯形拓扑(即，在这种情况下，N＝9表示谐振器的数量等于9)布置。滤波器100包括电压源V，源电阻S，负载电阻L，五个串联(或内联)声学谐振器ZS1-ZS5和四个并联(或分路)声学谐振器Zp1-Zp4。
参照图3，每个声学谐振器Z可以由改进的巴特沃思-范戴克(MBVD)模型110描述。MBVD模型110还可以描述SAW谐振器，其可以通过将叉指换能器(IDT)置于压电基片上，例如晶体石英、铌酸锂(LiNbO3)、钽酸锂(LiTa03)晶体或BAW(包括FBAR)谐振器或MEMS谐振器。每个MBVD模型110包括运动电容Cm，静态电容Co，运动电感Lm和电阻R。运动电容Cm和运动电感Lm可产生于电和声学行为的相互作用，进而可被称为MBVD模型的运动臂。静态电容Co可产生于该结构的电容，进而可被称为MBVD模型的静态(非运动)电容。电阻R可产生于声学谐振器的电阻。
参照图4，传统滤波器100的每个声学谐振器Z可以用图3中示出的MBVD模型110代替。对于本发明而言重要的一点是，已经发现，通过增加与至少一个声学谐振器110并联的至少一个电容元件，可以显著提高传统带通滤波器100的带内和带外抑制。例如，如图5所示，具有改进的带内和带外抑制的增强型带通滤波器200的一个实施例类似于传统带通滤波器100，除了增强型带通滤波器200包括多个附加电容元件120(Cs1-Cs5和Cp1-Cp4)，其中每个附加电容元件均与声学谐振器(ZS1-ZS5和Zp1-Zp4)中的相应一个串联。每个电容元件120的电容例如在0.5pF-2.0pF的范围内，特别地，在0.8pF-1.5pF的范围内，并且更特别地在0.9pF-1.1pF的范围内。参照图6，增强型滤波器200的每个声学谐振器Z可以用图3中示出的MBVD模型110代替。
如图7所示，可以根据插入损耗|S21|2将增强型带通滤波器200的模拟频率响应与传统带通滤波器100的模拟频率响应进行比较，其中增强型带通滤波器200中的Cs1，Cs2，Cs3，Cs4和Cs5的值被设置为0.4pF，而Cp1，Cp2，Cp3和Cp4的值被设置为0.0pF。增强的频率响应已经与传统声学滤波器在较高的-3dB插入损耗点对齐，用于比较通带上侧的斜率。如图所示，增强型带通滤波器200的通带的下边缘比传统带通滤波器100的标称通带的下边缘更尖锐。如图8和图9更详细的显示，当滤波器100和200的上通带边缘以它们各自的-3dB频率对齐时，可以看出，增强型滤波器200在通带的上边缘处具有比传统滤波器100更高的抑制。如图10进一步所示，与带通滤波器100的带外抑制相比，带通滤波器200具有显著改善的带外抑制。
电容元件120可以容易地结合到已经存在的传统滤波器结构中以产生带通滤波器200。例如，正如图11a和图11b所示，滤波器200a的一部分包括压电层252，金属化信号平面254，声学谐振器结构258a和不同集总电容结构260a，所有上述结构均整体设置在压电层252上。压电层252可以是，例如压电基片，或者可以整体设置在非压电基片上，例如作为薄膜压电片。信号平面254包括输入信号平面部分254a和输出信号平面部分254b。与图5中的内联谐振器Zs中的一个相对应的声学谐振器结构258a，电耦合在输入信号平面部分254a和输出信号平面部分254b之间，且在所示实施例中，其直接连接到输入信号平面部分254a和输出信号平面部分254b。声学谐振器结构258a包括叉指换能器(IDT)262和可选反射器264，所述叉指环能器(IDT)262由多个叉指式谐振器指状物266形成，用于产生声波，所述可选反射器264用于将声波反射回IDT262。集总电容结构260被示为耦合到声学谐振器结构258a的两端，并且具体地，直接电耦合在输入信号平面部分254a和输出信号平面部分254b之间，并且在所示实施例中，其直接连接到输入信号平面部分254a和输出信号平面部分254b。类似于IDT262，集总电容结构260a包括多个叉指式电容指状物268。然而，叉指式电容指状物268正交于叉指式谐振器指状物266以避免声波的激发。
作为另一个示例，如图12所示，滤波器200b的另一部分包括压电层252和信号平面254，金属化接地平面256，声学谐振器结构258b和不同的集总电容结构260b，所有上述结构均整体设置在压电层252上。与图5中的分路谐振器ZP中的一个相对应的声学谐振器结构258b，电耦合在信号平面254和接地平面256之间。类似于声学谐振器结构258a，声学谐振器结构258b包括叉指换能器(IDT)262和可选反射器264，所述叉指环能器(IDT)262由多个叉指式谐振器指状物266形成，用于产生声波，所述可选反射器264用于将声波反射回IDT262。集总电容结构260被示为耦合到声学谐振器结构258b的两端，并且具体地，其直接电耦合在信号平面254和接地平面256之间，并且在所示实施例中，其直接连接到信号平面254和接地平面256。类似于IDT262，集总电容结构260b包括多个叉指式电容指状物268，所述叉指式电容指状物268正交于叉指式谐振器指状物266以避免声波的激发。
重要的是，尽管集总电容结构260b可以连接到距信号平面254和接地平面256一定距离处，但叉指式电容指状物268至少部分地嵌套在信号平面254和/或接地平面256内以便利用压电层252上的有限空间。以这种方式，集总电容结构260b可以更容易地结合到已经存在的滤波器布局中。在所示的实施例中，叉指式电容指状物268完全嵌套在接地平面256内。在替代实施例中，集总电容结构260a的叉指式电容指状物268可以至少部分嵌套，并且可能完全嵌套在图11b中所示的输入信号平面部分254a和/或输出信号平面部分254b内。
现在参照图13至图17，其描述了支持带通滤波器200的改进的带外抑制的理论，其中所述改进是相对于传统带通滤波器100的带外抑制而言。首先参照图13a至图13c，传统单段带通滤波器电路300可具有单个声学滤波器对302，单个声学滤波器对302由串联(或内联)声学谐振器Zs和并联(或分路)声学谐振器Zp(图13a)组成。在传统带通滤波器100或增强型带通滤波器200中可以找到四个这种声学谐振器对。例如，声学谐振器对可以在滤波器100,200中被识别为谐振器ZS1/Zp1，Zs2/Zp2，Zs3/Zp3和Zs4/Zp4，或者为谐振器Zp1/Zs2，Zp2/Zs3，Zp3/Zs4和Zp4/Zs5。如图13b所示，滤波器电路300的每个声学谐振器Z可以用BVD模型100'(即，没有电阻R的图3中示出的MBVD模型110)替换以创建等效滤波器电路，以及可被建模以创建具有轮廓的通带，其中所述轮廓用图13c中示出的|S21|2频率响应表示。
设串联谐振器Zs的谐振频率和反谐振频率分别被指定为ωrs和ωas，而每个分路谐振器Zp的谐振频率和反谐振频率分别被指定为ωrp和ωap。当ωrs和ωap几乎相等时，创建ω＝ωrs,ωap处的反射零点，反射零点限定以靠近ω＝ωrs,ωap为中心的通带；同时创建ω＝ωrs,ωap处的传输零点，传输零点限定通带边缘。将频率ω从弧度转化成赫兹，得到Fa＝ωrp/2π，Fb＝ωrs/2π，Fc＝ωap/2π，且Fd＝ωas/2π，
图13b的等效滤波器电路300中的参数通过以下等式关联：
[1]
[2]
其中ωr和ωa可以是任何给定声学谐振器的相应谐振频率和反谐振频率，并且γ可以取决于材料的属性，其可由以下等式进一步限定：
[3]
从等式[1]可以理解，每个声学谐振器的谐振频率将取决于BVD模型110'的运动臂，而滤波器特性(例如带宽)将受等式[2]中的γ的强烈影响。声学谐振器的品质因数(Q)可能是声学滤波器设计中品质的主要指标，其与滤波器内元件的损耗有关。电路元件的Q表示每个周期存储的能量与每个周期耗散的能量之比。Q因子模拟每个声学谐振器中的实际损耗，并且通常可能需要多于一个Q因子来描述声学谐振器中的损耗。以下可针对滤波器示例定义Q因子。运动电容Cm可具有定义为QCm＝108的相关联Q；静态电容Co可具有定义为QCo＝200的相关联Q；并且运动电感Lm可以具有定义为QLm＝1000的相关联Q。电路设计者通常可以通过谐振频率ωr，静态电容Co，γ和品质因数QLm来表征SAW谐振器。对于商业应用，对于SAW谐振器，QLm可约为1000；对于BAW谐振器，QLm可约为3000。对于42度XY切割的LiTaO3,典型的γ值可在约12至18的范围内。
使用标准谐振公式：
[4]
其中f是用赫兹表示的频率，L是用亨利表示的电感，C是用法拉表示的电容，图13c的等效滤波器电路的传输零点和反射零点可按如下方式计算。通带的下边缘处的传输零点实际上是由电路Lm1和Cm1产生的谐振(即，声学谐振器Zp的谐振)并且由以下等式给出：
[5]
这种谐振造成返回路径的有效短路，并且没有电力从滤波器的输入端传输到输出端。位于通带中的一个反射零点实际上是由电路Lm1和Cm1产生的谐振(即，声学谐振器Zp的谐振)并且由以下等式给出：
[6]
这种谐振造成返回路径的有效开路，允许电力从滤波器的输入端传输到输出端。位于通带中的其它反射零点实际上是由电路Lm2和Cm2产生的谐振(即，声学谐振器Zs的谐振)并且由以下公式给出：
[7]
这种谐振造成有效短路，允许功率从滤波器的输入端传输到输出端。位于通带上边缘处的传输零点实际上是由电路Lm2，Cm2和C02产生的谐振(即，声学谐振器Zs的反谐振)并且由以下等式给出：
[8]
这种谐振造成返回路径的有效开路，防止电力从滤波器的输入端传输到输出端。
参照图14a-14c，可以看出，声学滤波器300a-300c的带宽紧密耦合到频率Fa和Fb之间的间隔以及频率Fc和Fd之间的间隔。从图15可以看出，这些声学滤波器的频率响应的比较表明，随着这些间隔变大，声学滤波器的相对带宽增加并且声学滤波器的通带的斜率变得更浅(参见声学滤波器电路300c的频率响应)。相反，随着这些间距变小，这些声学滤波器的相对带宽减小，并且声学滤波器的通带的斜率变得更陡峭(参见声学滤波器电路300a的频率响应)。
现在参照图16a-16c,假设电容Csh与原始滤波器电路300(图16a)的分路声学谐振器ZP并联添加，并且分路声学谐振器ZP被BVD模型110'替代以创建新的滤波器电路300’(图16b)，与原始滤波器电路300(图16c)的频率响应|S21|2相比，上述新的滤波器电路300’(图16b)产生了|S21|2频率响应。
在新的滤波器电路300'中，位于通带下边缘的传输零点实际上是由电路Lm1和Cm1产生的谐振(即声学谐振器ZP的谐振)。因此，该传输零点随着电容Csh的增加而保持不变，并且因此位于由上面的等式[5]给出的频率Fa处。位于通带中的一个反射零点实际上是由电路Lm1和Cm1产生的谐振(即声学谐振器器Zp的谐振)。
因此，该传输零点随着电容CSh的增加而保持不变，并且因此位于由上面的等式[5]给出的频率Fa处。位于通带中的一个反射零点实际上是由电路Lm1，Cm1和C01与电容CSh并联产生的谐振(即声学谐振器ZP的反谐振)，并由以下等式给出：
[9]
等式[6]中的反射零点Fb和等式[9]中的反射零点Fb’中的关系可通过向集总元件赋值和解方程[6]和[9]的方式决定。设置Lm1＝Cm1＝C01＝1，然后
其中K是常数。当CSh＝0，Fb＝Fb’。对于CSh的任何正值，Fb’＜Fb。
从上述内容可以理解，添加与分路谐振器ZP并联的电容的结果不影响传输零点Fa的位置，但是导致反射零点Fb在频率上向下移动到Fb’。由于滤波器匹配受到影响(降级)，传输零点Fa可以移动得更高以将滤波器匹配返回到其原始响应，这也缩小了滤波器带宽。所得到的滤波器在通带的下侧具有更陡的裙部。
现在参照图17a-17c，假设电容Cse与原始滤波器电路300(图17a)的内联声学谐振器Zs并联添加，并且内联声学谐振器ZS被图3中示出的MBVD模型110替代以创建新的滤波器电路300”(图17b)，与原始滤波器电路300(图17c)的频率响应|S21|2相比，上述新的滤波器电路300”(图17b)产生了|S21|2频率响应。
在新的滤波器电路300”中，位于通带中的反射零点实际上是由Lm2和Cm2产生的谐振(即声学谐振器Zs的谐振)。因此，该反射零点随着电容Cse的添加而保持不变，并且因此位于由上面的等式[7]给出的频率Fc处。位于通带右边缘处的传输零点实际上是由电路Lm2，Cm2和C02产生的谐振(即声学谐振器Zs的反谐振)，并由以下等式给出：
[10]
等式[8]中的传输零点Fd和等式[10]中的传输零点Fd’之间的关系可通过向集总元件赋值和解方程[8]和[10]的方式确定。设置Lm2＝Cm2＝C02＝1，然后
其中K是常数。当Cse＝0，Fd＝Fd’。对于Cse的任何正值，Fd’＜Fd。
从上述内容可以理解，添加与内联谐振器Zs并联的电容Cse的结果不影响反射零点Fc的位置，但是导致传输零点Fd在频率上向下移动到Fd’。由于滤波器匹配未受到极大影响，所得到的滤波器频率响应在通带的上侧变得更窄且更陡。
因此，向声学滤波器的分路谐振器并联添加电容使通带的下边缘变窄并且变陡，而向声学滤波器的内联谐振器并联添加电容使通带的上边缘变窄并且变陡。结果就是，向声学滤波器的分路和内联谐振器并联添加电容会使通带的两个边缘变窄且变陡。因此，较窄的滤波器可以用通常用于较宽带宽滤波器的压电材料来实现。通过使滤波器变窄，通带插入损耗增加并且滤波器裙部变陡。增加通带陡度的好处可以通过将整个滤波器在频率上向上或向下移动来实现，以最大化从频带边缘到抑制频率的客户要求。
将电容并联添加到声学滤波器的分路谐振器也有效地将上布拉格频带谐振从通带进一步移动。例如，参照图18，可以比较没有增加并联电容的传统分路谐振器的频率响应(就实阻抗而言)和增加了1.0pF的并联电容的增强型分路谐振器的频率响应(就实阻抗而言)。传统声学谐振器和增强型声学谐振器的谐振都是相同的，并在标记ml(1.898GHz)处示出。类似地，传统声学谐振器和增强型声学谐振器的上布拉格频带频率都是相同的，并且在标记m4和m5(2.028GHz)处示出。传统声学谐振器的反谐振在标记m3(1.964GHz)处示出，而增强型声学谐振器的反谐振在标记m2(1.964GHz)处示出。可以理解的是，对于传统声学谐振器，标记m4处的上布拉格频带频率比标记m3处的反谐振频率高64MHz，而对于增强型声学谐振器，标记m5处的上布拉格频带频率比标记m2处的反谐振频率高82MHz。因此，如果增强型声学谐振器被设计为使得反谐振落在带通滤波器的通带的中心处，那么额外的并联电容将推高上布拉格频带频率使其远离通带。
尽管已经示出和描述了本发明的特定实施例，但应该理解的是，上述讨论并不旨在将本发明限制于这些实施例。对于本领域技术人员而言显而易见的是，可以在不脱离本发明的精神和范围的情况下进行各种改变和修改。例如，本发明具有远超过具有单个输入和输出的滤波器的应用，并且本发明的特定实施例可以用于形成双工器、多路复用器、信道器、反应开关等，其中可以使用低损耗选择电路。因此，本发明旨在覆盖可能落入如权利要求所定义的本发明的精神和范围内的那些替换、修改和等效物。
Claims (10)
1.一声学滤波器包括：
一压电层；
一声学谐振器结构，其整体设置在所述压电层上，其中该声学谐振器结构包括第一声学谐振器结构和第二声学谐振器结构；
一集总电容结构，其整体设置在所述压电层上并且并联电耦合所述声学谐振器结构，其中该集总电容结构包括第一集总电容结构和第二集总电容结构；
一金属化信号平面，其整体设置在所述压电层上，其中该金属化信号平面包括一输入信号平面部分和一输出信号平面部分；
一金属化接地平面，其整体设置在所述压电层上；
其中所述第一声学谐振器结构和第一集总电容结构电耦合在输入信号平面部分和输出信号平面部分之间，所述第二声学谐振器结构和第二集总电容结构电耦合在金属化信号平面和金属化接地平面之间。
2.根据权利要求1所述的声学滤波器，其特征在于，所述第一声学谐振器结构或所述第二声学谐振器结构中的一个直接连接到所述金属化信号平面和所述金属化接地平面中的一个上。
3.根据权利要求1所述的声学滤波器，其特征在于，所述第一集总电容结构或所述第二集总电容结构中的一个直接连接到所述金属化信号平面和所述金属化接地平面中的一个上。
4.根据权利要求1所述的声学滤波器，其特征在于，所述声学谐振器结构包括平面叉指式谐振器指状物的布置，并且所述集总电容结构包括平面叉指式电容指状物的布置。
5.根据权利要求4所述的声学滤波器，其特征在于，所述叉指式电容指状物和所述叉指式谐振器指状物彼此正交。
6.根据权利要求1所述的声学滤波器，其特征在于，所述压电层是一压电基片。
7.根据权利要求1所述的声学滤波器，其特征在于，还包括一非压电基片，其中所述压电层整体布置在所述非压电基片上。
8.根据权利要求7所述的声学滤波器，其特征在于，所述压电层是一薄膜压电体。
9.根据权利要求1所述的声学滤波器，其特征在于，所述声学谐振器结构部分地或完全地嵌套在所述金属化信号平面和所述金属化接地平面中的一个内。
10.根据权利要求1所述的声学滤波器，其特征在于，所述集总电容结构部分地嵌套在所述金属化信号平面和所述金属化接地平面中的一个内。
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