KR20160071478A

KR20160071478A - 무선 전력 송신에서의 적응적 임피던스 튜닝

Info

Publication number: KR20160071478A
Application number: KR1020167015479A
Authority: KR
Inventors: 노박 윌리엄 에이치 본; 찰스 이 3세 휘틀리; 스탠리 에스 톤시크; 어니스트 티 오자키
Original assignee: 퀄컴 인코포레이티드
Priority date: 2009-03-20
Filing date: 2010-03-22
Publication date: 2016-06-21
Also published as: CN102396132A; US20100277003A1; JP2015019576A; EP2409378A1; KR101631198B1; JP5728612B2; TW201106572A; ES2553138T3; US8796887B2; EP2988428B1; JP2012521737A; HUE042668T2; US20130113299A1; CN104901432A; CN102396132B; KR101714335B1; JP5612069B2; CN104901432B; ES2705081T3; EP2988428A1

Abstract

예시적인 실시형태들은 무선 전력에 관한 것이다. 무선 전력 수신기는 공진 주파수에서 동작하는 송신 안테나에 의해 발생된 커플링 모드 영역에서 근접장 방사와의 커플링을 위한 수신 안테나를 포함한다. 수신 안테나는 근접장 방사에 커플링되는 경우 RF 신호를 발생시키고 정류기는 RF 신호를 DC 입력 신호로 변환한다. DC 입력 신호에 커플링된 직류-직류 (DC-DC) 변환기는 DC 출력 신호를 생성한다. 펄스 변조기는 DC-DC 변환기에 펄스 폭 변조 신호를 발생시켜 상기 DC 입력 신호의 전압, 상기 DC 입력 신호의 전류, 상기 DC 출력 신호의 전압 및 상기 DC 출력 신호의 전류 중 적어도 하나에 응답하여 펄스 폭 변조 신호의 듀티 사이클을 변경함으로써 무선 전력 수신기의 DC 임피던스를 조정한다.

Description

무선 전력 송신에서의 적응적 임피던스 튜닝{ADAPTIVE IMPEDANCE TUNING IN WIRELESS POWER TRANSMISSION}

35 U.S.C.§119 하의 우선권 주장

본 출원은 다음에 대하여 35 U.S.C.§119(e) 하의 우선권을 주장한다:

2009년 3월 20일자로 출원되고 발명의 명칭이 "WIRELESS POWER IMPEDANCE CONTROL" 인 U.S. 가특허출원 61/162,157; 및

2009년 5월 7일자로 출원되고 발명의 명칭이 "DC-BASED ADAPTIVE TUNING" 인 U.S. 가특허출원 61/176,468.

기술분야

본 발명은 일반적으로 무선 전력 송신에 관한 것이고, 보다 상세하게는 무선 전력 송신을 향상시키기 위해 수신기 디바이스에서 임피던스를 적응적으로 튜닝하는 것에 관한 디바이스, 시스템 및 방법에 관한 것이다.

배경기술

전형적으로, 무선 전자 디바이스와 같은 각 배터리 전력의 디바이스는 그 자신의 충전기와 전원을 필요로 하는데, 이는 보통 교류 전류 (AC) 전력 아울렛 (power outlet) 이다. 그러한 유선 구성은 많은 디바이스들이 충전될 필요가 있을 때 다루기 불편해진다.

충전될 전자 디바이스에 커플링된 수신기와 송신기 사이의 공중 경유 또는 무선 전력 송신을 사용하는 접근법들이 개발되고 있다. 그러한 접근법들은 일반적으로 2개의 카테고리들로 나뉜다. 하나는 충전될 디바이스 상의 수신 안테나와 송신 안테나 사이의 (원격장 방사로도 불리는) 평면 파 방사의 커플링에 기초한다. 수신 안테나는 방사된 전력을 수집하여 배터리 충전을 위해 정류한다. 안테나들은 일반적으로 커플링 효율을 향상시키기 위해 공진 길이를 갖는다. 이것은 안테나들 사이의 거리에 따라 전력 커플링이 급속히 떨어져서, (예를 들면 1 내지 2 미터 미만인) 적정한 거리를 넘는 충전이 힘들어진다는 문제점이 있다. 또한, 송신 시스템은 평면 파를 방사하므로, 필터링을 통해 적절히 제어되지 않으면 의도하지 않은 방사가 다른 시스템과 간섭을 일으킬 수 있다.

무선 에너지 송신 기술에 대한 다른 접근법들은 예를 들면, "충전 (charging)" 매트 또는 표면에 임베딩된 송신 안테나와 충전될 전자 디바이스에 임베딩된 (정류 회로를 포함하는) 수신 안테나 사이의 유도성 커플링에 근거한다. 이 접근법은 송신 안테나와 수신 안테나 사이의 간격이 매우 가까워야 (수 밀리미터 이내이어야) 한다는 단점을 갖고 있다. 이 접근법은 동일한 영역에서 다수의 디바이스들을 동시에 충전할 수 있는 능력을 갖고 있지만, 이 영역은 전형적으로 매우 작고 사용자가 디바이스들을 특정 영역에 정확하게 둘 것을 필요로 한다.

전력의 무선 송신의 과정에서 일어나는 손실 때문에 무선 전력 전송 시스템에서 효율이 중요하다. 무선 전력 송신은 종종 유선 전송 보다 덜 효율적이기 때문에, 무선 전력 전송 환경에서 효율은 훨씬 더 큰 관심사이다.

결과적으로, 하나 이상의 무선 충전 디바이스들에 전력을 제공하고자 시도할 때, 송신 안테나와 수신 안테나 사이의 커플링의 변화에 적응하여 수신 안테나에 커플링된 수신기 디바이스로의 전력 전달을 최적화하거나 그렇지 않으면 조정하기 위한 방법 및 장치들에 대한 필요가 존재한다.

도 1은 무선 전력 전송 시스템의 간략화된 블록도를 도시한다.
도 2는 무선 전력 전송 시스템의 간략화된 개략도를 도시한다.
도 3은 본 발명의 예시적인 실시형태들에서 사용을 위한 루프 안테나의 개략도를 도시한다.
도 4는 본 발명의 예시적인 실시형태들에 따른 송신기의 간략화된 블록도이다.
도 5는 본 발명의 예시적인 실시형태들에 따른 수신기의 간략화된 블록도이다.
도 6은 송신 회로 및 수신 회로의 개략도로서, 그들 사이의 커플링과 조정가능한 DC 로드를 나타낸다.
도 7a-도 7b는 수신기 디바이스에서의 DC 임피던스의 변화에 응답한 커플링된 코일 쌍의 입력 임피던스의 변화를 예시하는 스미스 차트를 도시한다.
도 8a-도 8b는 수신기 디바이스에서의 DC 임피던스의 변화에 응답한 커플링된 코일 쌍 사이의 향상된 커플링을 나타내는 진폭 플롯을 도시한다.
도 9a-도 9b는 수신기 디바이스에서의 DC 임피던스를 조정하기 위한 예시적인 실시형태들을 예시하는 수신기 디바이스의 간략화된 개략도를 도시한다.
도 10a-도 10d는 펄스 폭 변조 변환기를 사용하여 수신기 디바이스에서의 DC 임피던스를 조정하기 위한 예시적인 실시형태들을 예시하는 수신기 디바이스의 간략화된 개략도를 도시한다.
도 11은 수신기 디바이스에서의 DC 임피던스를 조정할 때 사용될 수도 있는 다양한 입력 및 출력 파라미터들을 예시한다.

상세한 설명

"예시적" 이라는 용어는 "예, 실례, 또는 예시의 역할을 하는 것" 을 의미하는 것으로 여기에서 사용된다. "예시적" 으로서 여기에 설명된 임의의 실시형태는 반드시 다른 실시형태보다 바람직하거나 또는 유리한 것으로 해석되는 것은 아니다.

첨부된 도면과 관련하여 후술되는 상세한 설명은 본 발명의 예시적 실시형태의 설명으로서 의도된 것이며 본 발명이 실시될 수 있는 유일한 실시형태를 나타내도록 의도된 것은 아니다. 본 상세한 설명 전반에 걸쳐 사용된 "예시적" 이라는 용어는 "예, 실례, 또는 예시의 역할을 하는 것" 을 의미하고, 반드시 다른 예시적 실시형태보다 바람직하거나 또는 유리한 것으로 해석되는 것은 아니다. 상세한 설명은 본 발명의 예시적 실시형태의 완전한 이해를 제공하기 위한 구체적인 상세를 포함한다. 본 발명의 예시적 실시형태는 이러한 구체적인 상세 없이도 실시될 수도 있음은 당업자에게 자명할 것이다. 일부 실례에서, 널리 공지된 구조 및 디바이스는 여기에 나타낸 예시적 실시형태의 신규성을 모호하게 하지 않기 위해서 블록도 형태로 도시된다.

여기에서 "무선 전력" 이라는 용어는 전기장, 자기장, 전자기장과 연관되거나, 또는 그렇지 않으면 물리적인 전자기 도체들의 사용 없이 송신기로부터 수신기로 송신되는 임의의 형태의 에너지를 의미하는 것으로 사용된다.

도 1은 본 발명의 다양한 예시적인 실시형태들에 따른 무선 송신 또는 충전 시스템 (100) 을 예시한다. 에너지 전송을 제공하기 위한 방사장 (radiated field; 106) 을 생성하기 위해 입력 전력 (102) 이 송신기 (104) 에 제공된다. 수신기 (108) 는 방사장 (106) 에 커플링되며, 출력 전력 (110) 에 커플링된 디바이스 (미도시) 에 의한 소비 또는 저장을 위해 출력 전력 (110) 을 발생시킨다. 송신기 (104) 및 수신기 (108) 양자는 거리 112 만큼 분리되어 있다. 하나의 예시적 실시형태에서, 송신기 (104) 및 수신기 (108) 는 상호 공진 관계에 따라 구성되며, 수신기 (108) 의 공진 주파수와 송신기 (104) 의 공진 주파수가 아주 유사한 경우, 수신기 (108) 가 방사장 (106) 의 "근접장" 에 위치될 때 송신기 (104) 와 수신기 (108) 사이의 송신 손실이 최소화된다.

송신기 (104) 는 에너지 송신을 위한 수단을 제공하기 위해 송신 안테나 (114) 를 더 포함하고, 수신기 (108) 는 에너지 수신을 위한 수단을 제공하기 위해 수신 안테나 (118) 를 더 포함한다. 송신 및 수신 안테나는 그들과 연관된 애플리케이션 및 디바이스에 따라 사이징된다. 언급된 바와 같이, 전자기파로 에너지의 대부분을 원격장 (far-field) 에 전파하기보다는 송신 안테나의 근접장 내의 에너지의 많은 부분을 수신 안테나에 커플링시킴으로써, 효율적인 에너지 전송이 발생한다. 이러한 근접장에 있을 때, 송신 안테나 (114) 와 수신 안테나 (118) 사이에 커플링 모드가 전개될 수도 있다. 여기에서, 이러한 근접장 커플링이 발생할 수도 있는 안테나 (114 및 118) 주변의 영역은 커플링 모드 영역으로 지칭된다.

도 2는 무선 전력 전송 시스템의 간략화된 개략도를 도시한다. 송신기 (104) 는 발진기 (122), 전력 증폭기 (124) 및 필터 및 매칭 회로 (126) 를 포함한다. 발진기는 조정 신호 (123) 에 응답하여 조정될 수도 있는 원하는 주파수를 생성시키도록 구성된다. 발진기 신호는 제어 신호 (125) 에 응답하여 증폭량으로 전력 증폭기 (124) 에 의해 증폭될 수도 있다. 고조파 또는 다른 원치않는 주파수를 필터링하고 송신기 (104) 의 임피던스를 송신 안테나 (114) 에 매칭시키기 위해 필터 및 매칭 회로 (126) 가 포함될 수도 있다.

수신기 (108) 는, 도 2 에 도시된 바와 같이 배터리 (136) 를 충전시키거나 수신기에 커플링된 디바이스 (미도시) 에 전력공급하기 위한 DC 전력 출력을 발생시키기 위해, 매칭 회로 (132) 및 정류기 및 스위칭 회로 (134) 를 포함할 수도 있다. 수신기 (108) 의 임피던스를 수신 안테나 (118) 에 매칭시키기 위해 매칭 회로 (132) 가 포함될 수도 있다. 수신기 (108) 및 송신기 (104) 는 분리된 통신 채널 (119) (예를 들면, 블루투스 (Bluetooth), 지그비 (zigbee), 셀룰러 등) 상에서 통신할 수도 있다.

도 3 에 예시된 바와 같이, 예시적 실시형태에서 사용된 안테나는 여기에서 "자기" 안테나라고도 또한 지칭될 수도 있는 "루프" 안테나 (150) 로서 구성될 수도 있다. 루프 안테나는 페라이트 코어와 같은 물리적 코어 또는 공심을 포함하도록 구성될 수도 있다. 공심 루프 안테나는 코어 근방에 배치된 관련없는 물리적 디바이스들에 더 허용가능할 수도 있다. 또한, 공심 루프 안테나는 코어 영역 내에 다른 컴포넌트들의 배치를 허용한다. 또한, 공심 루프는 송신 안테나 (114) (도 2) 의 평면 내의 수신 안테나 (118) (도 2) 의 배치를 보다 손쉽게 가능하게 할 수도 있으며, 여기서 송신 안테나 (114) (도 2) 의 커플링 모드 영역은 더 강력할 수도 있다.

언급된 바와 같이, 송신기 (104) 와 수신기 (108) 사이의 에너지의 효율적인 전송이 송신기 (104) 와 수신기 (108) 사이의 매칭된 또는 거의 매칭된 공진 동안에 발생한다. 그러나, 송신기 (104) 와 수신기 (108) 사이의 공진이 매칭되지 않는 경우라도, 에너지가 저효율로 전송될 수도 있다. 에너지의 전송은 송신 안테나로부터 자유 공간으로 에너지를 전파하는 것보다는, 송신 안테나의 근접장으로부터 이러한 근접장이 확립된 근처에 상주하는 수신 안테나에 에너지를 커플링시킴으로써 발생한다.

루프 또는 자기 안테나의 공진 주파수는 인덕턴스 및 커패시턴스에 기초한다. 루프 안테나의 인덕턴스는 일반적으로 단순히 그 루프에 의해 생성된 인덕턴스이지만, 커패시턴스는 일반적으로 원하는 공진 주파수에서 공진 구조를 창출하기 위해 루프 안테나의 인덕턴스에 부가된다. 비제한적 예로서, 공진 신호 (156) 를 발생시키는 공진 회로를 생성하기 위해, 커패시터 (152) 및 커패시터 (154) 가 안테나에 부가될 수도 있다. 따라서, 더 큰 직경의 루프 안테나의 경우, 공진을 유도하는데 필요한 커패시턴스의 사이즈는, 그 루프의 직경 또는 인덕턴스가 증가함에 따라 감소한다. 또한, 루프 또는 자기 안테나의 직경이 증가함에 따라, 근접장의 효율적인 에너지 전송 영역이 증가한다. 물론, 다른 공진 회로들도 가능하다. 또 다른 비제한적 예로서, 커패시터는 루프 안테나의 2 개의 단자 사이에서 병렬로 배치될 수도 있다. 또한, 송신 안테나의 경우 공진 신호 (156) 가 루프 안테나 (150) 로의 입력일 수도 있다는 것을 당업자는 인식할 것이다.

본 발명의 예시적 실시형태는 서로의 근접장에 존재하는 2 개의 안테나 사이의 전력을 커플링하는 것을 포함한다. 언급된 바와 같이, 근접장은 안테나 주변의 영역이며, 여기서 전자기장은 존재하지만 안테나로부터 멀리 전파되거나 방사되지 않을 수도 있다. 통상적으로, 그들은 안테나의 물리적인 볼륨과 비슷한 볼륨으로 한정된다. 본 발명의 예시적 실시형태에서, 싱글 및 멀티-턴 루프 안테나와 같은 자기 타입의 안테나는, 자기 근접장 진폭이 전기 타입의 안테나 (예를 들어, 작은 쌍극자) 의 전기 근접장과 비교하여 자기 타입의 안테나에 대해 더 높은 경향이 있기 때문에, 송신 (Tx) 및 수신 (Rx) 안테나 시스템 양자에 사용된다. 이것은 그 쌍 사이의 잠재적으로 더 높은 커플링을 허용한다. 또한, "전기" 안테나 (예를 들어, 쌍극자 및 단극자) 또는 자기 및 전기 안테나의 조합이 또한 고려된다.

Tx 안테나는 상술된 원격장 및 유도성 접근법들에 의해 허용된 것보다 상당히 원거리에 있는 작은 수신 안테나에 대한 양호한 커플링 (예를 들어, ＞-4 ㏈) 을 달성할 만큼 충분히 큰 안테나 사이즈를 갖고 충분히 낮은 주파수에서 동작될 수도 있다. Tx 안테나가 정확히 사이징되면, 호스트 디바이스 상의 수신 안테나가 구동 Tx 루프 안테나의 커플링 모드 영역 내에 (즉, 근접장에) 배치될 때, 높은 커플링 레벨 (예를 들어, -1 ㏈ 내지 -4 ㏈) 이 달성될 수도 있다.

도 4는 본 발명의 예시적인 실시형태들에 따른 송신기 (200) 의 간략화된 블록도이다. 송신기 (200) 는 송신 회로 (202) 및 송신 안테나 (204) 를 포함한다. 일반적으로, 송신 회로 (202) 는 송신 안테나 (204) 주위에 근접장 에너지의 발생을 야기하는 발진 신호를 제공함으로써 RF 전력을 송신 안테나 (204) 에 제공한다. 예로서, 송신기 (200) 는 13.56 ㎒ ISM 대역에서 동작할 수도 있다.

예시적 송신 회로 (202) 는 송신 회로 (202) 의 임피던스 (예를 들어, 50 옴) 를 송신 안테나 (204) 에 매칭시키는 고정 임피던스 매칭 회로 (206) 및 고조파 방출을 수신기 (108) (도 1) 에 커플링된 디바이스의 자기-재밍 (self-jamming) 을 방지하기 위한 레벨로 감소시키도록 구성된 로우 패스 필터 (LPF) (208) 를 포함한다. 매칭 회로를 위한 다른 예시적인 실시형태들은 인덕터 및 변압기를 포함할 수도 있다. 로우 패스 필터를 위한 다른 예시적인 실시형태들은 상이한 필터 토폴로지를 포함할 수도 있으며, 특정 주파수들을 감쇠하는 한편, 다른 것들은 통과시키는 노치 필터를 포함하지만 이에 한정되지는 않고, 안테나로의 출력 전력 또는 전력 증폭기에 의한 DC 전류 인출과 같은 측정가능한 송신 메트릭에 기초하여 변화할 수 있는 적응적 임피던스 매치를 포함할 수도 있다. 송신 회로 (202) 는 (신호 생성기로도 지칭되는) 발진기 (212) 에 의해 결정되는 RF 신호를 구동하도록 구성된 전력 증폭기 (210) 를 더 포함한다. 송신 회로는 이산 디바이스들 또는 회로들로 구성될 수도 있고, 또는 다르게는 집적 어셈블리로 구성될 수도 있다. 송신 안테나 (204) 로부터 출력된 예시적 RF 전력은 2.5 와트 내지 8.0 와트 정도일 수도 있다.

송신 회로 (202) 는 특정 수신기에 대한 송신 페이즈 (phase) (또는 듀티 사이클) 동안에 발진기 (212) 를 인에이블시키고, 발진기의 주파수를 조정하며, 출력 전력 레벨을 조정하고, 부착된 수신기를 통해 인접하는 디바이스와 상호작용하기 위한 통신 프로토콜을 구현하기 위한 제어기 (214) 를 더 포함한다. 제어기 (214) 는 또한 커플링 모드 영역에 배치된 수신기에 기인한 커플링 모드 영역에서의 변화에 기인하여 송신 안테나 (204) 에서의 임피던스 변화를 결정하기 위한 것이다.

송신 회로 (202) 는 송신 안테나 (204) 에 의해 발생된 근접장의 근방에 있는 액티브 수신기의 존재 또는 부존재를 검출하는 로드 감지 회로 (216) 를 더 포함할 수도 있다. 예로서, 로드 감지 회로 (216) 는 전력 증폭기 (210) 로 흐르는 전류를 모니터링하는데, 이것은 송신 안테나 (204) 에 의해 발생된 근접장의 근방에 있는 액티브 수신기의 존재 또는 부존재에 의해 영향을 받는다. 액티브 수신기와 통신하기 위한 에너지를 송신하기 위해 발진기 (212) 를 인에이블시킬지 여부를 결정할 때 이용하기 위해, 전력 증폭기 (210) 상의 로딩에 대한 변화의 검출이 제어기 (214) 에 의해 모니터링된다.

송신 안테나 (204) 는 저항 손실을 낮게 유지하도록 선택된 두께, 폭 및 금속 타입을 갖는 안테나 스트립으로서 구현될 수도 있다. 종래의 구현에서, 송신 안테나 (204) 는 일반적으로 테이블, 매트, 램프 또는 다른 더 적은 휴대성의 구성과 같은 더 큰 구조와 연관되도록 구성될 수도 있다. 따라서, 송신 안테나 (204) 는 일반적으로 실제 치수로 되기 위하여 "턴 (turn)" 을 필요로 하지 않을 것이다. 송신 안테나 (204) 의 예시적 구현은 "전기적으로 작을" 수도 있고 (즉, 파장의 몇 분의 1 (fraction)), 커패시터를 사용하여 공진 주파수를 규정함으로써 더 낮은 이용가능 주파수에서 공진하도록 튜닝 (tuning) 될 수도 있다. 송신 안테나 (204) 가 수신 안테나에 비해 직경에 있어서 더 클 수도 있거나, 또는 사각 루프인 경우 측면의 길이 (예를 들어, 0.50 미터) 에 있어서 클 수도 있는 예시적 애플리케이션에서, 송신 안테나 (204) 는 원하는 주파수에서 송신 안테나를 공진시키기 위하여 적정한 커패시턴스를 획득하는데 반드시 다수의 턴을 필요로 하지는 않을 것이다.

송신기 (200) 는 송신기 (200) 와 연관될 수도 있는 수신기 디바이스들의 상태 및 소재에 관한 정보를 수집 및 추적 (tracking) 할 수도 있다. 따라서, 송신기 회로 (202) 는 존재 검출기 (280), 폐쇄 검출기 (290), 또는 이들의 조합을 포함할 수도 있으며, 이들은 (여기에서 프로세서로도 지칭되는) 제어기 (214) 에 접속된다. 제어기 (214) 는 존재 검출기 (280) 및 폐쇄 검출기 (290) 로부터의 존재 신호들에 응답하여 증폭기 (210) 에 의해 전달된 전력의 양을 조정할 수도 있다. 송신기는 예를 들면 빌딩에 존재하는 종래의 AC 전력을 변환하기 위한 AC-DC 변환기 (미도시), 송신기 (200) 에 알맞은 전압으로 종래의 DC 전원을 변환하기 위한 DC-DC 변환기 (미도시), 종래의 DC 전원 (미도시) 으로부터 직접과 같은 다수의 전원들을 통하여 전력을 수신할 수도 있다.

비제한적 예로서, 존재 검출기 (280) 는 송신기의 커버리지 영역으로 삽입된 충전될 디바이스의 초기 존재를 감지하는데 이용되는 모션 검출기일 수도 있다. 검출 후에, 송신기는 턴온되고 디바이스에 의해 수신된 RF 전력은 미리 결정된 방식으로 수신기 디바이스 상의 스위치를 토글링하는데 사용될 수도 있는데, 이것은 결과적으로 송신기의 구동 점 임피던스에 대한 변화를 야기한다.

다른 비제한적 예로서, 존재 검출기 (280) 는 예를 들면, 적외선 검출, 모션 검출 또는 다른 적합한 수단에 의해 인간을 검출할 수 있는 검출기일 수도 있다. 몇몇 예시적인 실시형태들에서, 특정 주파수에서 송신 안테나가 송신할 수 있는 전력의 양을 제한하는 규정들이 존재할 수도 있다. 일부의 경우, 이들 규정들은 전자기 방시로부터 인간을 보호하는 의미를 갖는다. 그러나, 예를 들면, 차고, 작업 현장, 상점 등과 같은, 인간이 점유하지 않거나, 인간에 의해 드물게 점유되는 영역들에 송신 안테나들이 배치되는 환경이 존재할 수도 있다. 이들 환경에 인간이 없으면, 정상 전력 제한 규정 보다 높게 송신 안테나의 전력 출력을 증가시키는 것이 허용될 수도 있다. 다른 말로, 제어기 (214) 는 인간 존재에 응답하여 규정 레벨 이하로 송신 안테나 (204) 의 전력 출력을 조정하고 송신 안테나 (204) 의 전자기장으로부터 규정 거리 밖에 인간이 있을 때 규정 레벨 보다 높은 레벨로 송신 안테나 (204) 의 전력 출력을 조정할 수도 있다. 또한, 존재 검출기 (280) 는 송신 안테나의 영역에 배치된 물체들을 검출할 수 있는 검출기일 수도 있다. 이것은, 무선 전력을 수신하도록 의도되지 않았으며 자기장에 의해 손상받을 수도 있는 물체들이 송신 안테나 근방에 배치된 경우 전력 출력을 감소시키거나 중단시키는데 유용할 수도 있다.

비제한적 예로서, (여기에서 폐쇄 칸 검출기 또는 폐쇄 공간 검출기로도 지칭될 수 있는) 폐쇄 검출기 (290) 는 인클로저 (enclosure) 가 닫혀있거나 열려 있는 상태에 있을 때를 검출하기 위한 감지 스위치와 같은 디바이스일 수도 있다. 송신기가 폐쇄된 상태에 있는 인클로저에 있을 때, 송신기의 전력 레벨이 증가될 수도 있다.

예시적인 실시형태들에서, 송신기 (200) 가 무기한 온 (on) 으로 남지 않는 방법이 사용될 수도 있다. 이 경우에, 송신기 (200) 는 사용자-정의된 양의 시간 후 셧오프되도록 프로그래밍될 수도 있다. 이 피처 (feature) 는 송신기 (200), 특히 전력 증폭기 (210) 가 그의 주변에 있는 무선 디바이스들이 완전히 충전된 후 길게 실행되는 것을 방지한다. 이 이벤트는 디바이스가 완전히 충전되었다는 수신 코일 또는 리피터 (repeater) 중 어느 하나로부터 발신된 신호를 회로가 검출하지 못하는 것에 기인할 수도 있다. 다른 디바이스가 송신기의 주변에 있는 경우 송신기 (200) 가 자동적으로 셧다운되는 것을 방지하기 위하여, 송신기 (200) 자동 셧오프 피처가 그의 주변에서 검출된 모션 결여의 한 세트의 주기 후에만 활성화될 수도 있다. 사용자는 비활성 시간 인터벌을 결정할 수 있을 수도 있고 그것을 원하는 대로 변경할 수 있을 수도 있다. 비제한적 예로서, 시간 인터벌은 디바이스가 초기에 완전히 방전된다는 가정하에서 특정 타입의 무선 디바이스를 완전히 충전하는데 필요한 것 보다 더 길 수도 있다.

도 5는 본 발명의 예시적인 실시형태들에 따른 수신기 (300) 의 간략화된 블록도이다. 수신기 (300) 는 수신 회로 (302) 및 수신 안테나 (304) 를 포함한다. 수신기 (300) 는 디바이스 (350) 에 또한 커플링되어 수신된 전력을 그에 제공한다. 수신기 (300) 가 디바이스 (350) 외부에 존재하는 것으로 예시되어 있지만, 디바이스 (350) 내로 통합될 수도 있다는 것에 유의해야 한다. 일반적으로, 에너지가 수신 안테나 (304) 에 무선으로 전파된 후에, 수신 회로 (302) 를 통해 디바이스 (350) 에 커플링된다.

수신 안테나 (304) 는 송신 안테나 (204) (도 4) 와 동일한 주파수에서 또는 동일한 주파수 근처에서 공진하도록 튜닝된다. 수신 안테나 (304) 는 송신 안테나 (204) 와 유사하게 치수가 정해질 수도 있고, 또는 연관된 디바이스 (350) 의 치수에 기초하여 상이하게 사이징될 수도 있다. 예로서, 디바이스 (350) 는 송신 안테나 (204) 의 직경 또는 길이보다 작은 직경 또는 길이 치수를 갖는 휴대용 전자 디바이스일 수도 있다. 이러한 예에서, 튜닝 커패시터 (미도시) 의 커패시턴스 값을 감소시키고 수신 안테나의 임피던스를 증가시키기 위하여 수신 안테나 (304) 가 멀티-턴 안테나로서 구현될 수도 있다. 예로서, 안테나 직경을 최대화하고 수신 안테나의 루프 턴 (즉, 권선) 의 수 및 권선간 (inter-winding) 커패시턴스를 감소시키기 위하여 수신 안테나 (304) 가 디바이스 (350) 의 실질적인 둘레 주위에 배치될 수도 있다.

수신 회로 (302) 는 수신 안테나 (304) 에 임피던스 매치를 제공한다. 수신 회로 (302) 는 수신된 RF 에너지 소스를 디바이스 (350) 에 의한 사용을 위한 충전 전력으로 변환하는 전력 변환 회로 (306) 를 포함한다. 전력 변환 회로 (306) 는 RF-DC 변환기 (308) 를 포함할 수도 있고, 또한 DC-DC 변환기 (310) 를 포함할 수도 있다. RF-DC 변환기 (308) 는 수신 안테나 (304) 에서 수신된 RF 에너지 신호를 비-교류 전력으로 정류하는 한편, DC-DC 변환기 (310) 는 정류된 RF 에너지 신호를 디바이스 (350) 와 호환성이 있는 에너지 포텐셜 (예를 들어, 전압) 로 변환한다. 다양한 RF-DC 변환기가 고려되는데, 선형 및 스위칭 변환기 뿐만 아니라, 부분파 및 전파 정류기, 레귤레이터, 브리지, 더블러 (doubler) 를 포함한다.

수신 회로 (302) 는 수신 안테나 (304) 를 전력 변환 회로 (306) 에 접속하거나 또는 다르게는 전력 변환 회로 (306) 를 접속 해제하는 스위칭 회로 (312) 를 더 포함할 수도 있다. 수신 안테나 (304) 를 전력 변환 회로 (306) 로부터 접속 해제하는 것은 디바이스 (350) 의 충전을 중지시킬 뿐만 아니라, 송신기 (200) (도 2) 가 "겪게 되는" "로드(load)" 를 변경하는데, 이는 송신기로부터 수신기를 "클록" (cloak) 하는데 사용될 수 있다.

상술한 바와 같이, 송신기 (200) 는 송신기 전력 증폭기 (210) 에 제공되는 바이어스 전류의 변동을 검출하는 로드 감지 회로 (216) 를 포함한다. 따라서, 송신기 (200) 는 수신기가 송신기의 근접장에 존재하는 때를 결정하기 위한 메커니즘을 갖는다.

다수의 수신기 (300) 가 송신기의 근접장에 존재할 때, 하나 이상의 수신기의 로딩 및 언로딩을 시간 다중화하여 다른 수신기로 하여금 송신기에 더욱 효율적으로 커플링할 수 있게 하는 것이 바람직할 수도 있다. 또한, 다른 근처의 수신기에 대한 커플링하는 것을 제거하거나 또는 근처의 송신기 상의 로딩을 감소시키기 위하여 수신기가 클로크 (cloak) 될 수도 있다. 또한, 이러한 수신기의 "언로딩" (unloading) 은 여기에서 "클로킹" (cloaking) 으로 알려져 있다. 또한, 수신기 (300) 에 의해 제어되고 송신기 (200) 에 의해 검출된 언로딩과 로딩 사이의 이러한 스위칭은 더욱 충분히 후술되는 바와 같이 수신기 (300) 로부터 송신기 (200) 로의 통신 메커니즘을 제공한다. 추가로, 프로토콜은 수신기 (300) 로부터 송신기 (200) 로의 메시지의 발신을 가능하게 하는 스위칭과 연관될 수도 있다. 예로서, 스위칭 속도는 100μsec 정도일 수도 있다.

예시적 실시형태에서, 송신기와 수신기 사이의 통신은 종래의 양방향 통신보다는 디바이스 감지 및 충전 제어 메커니즘을 지칭한다. 바꾸어 말하면, 송신기는 송신된 신호의 온/오프 키잉 (keying) 을 이용하여 근접장에서 에너지가 이용가능한지 여부를 조정할 수도 있다. 수신기는 송신기로부터의 메시지로서 에너지의 이들 변화를 해석한다. 수신기측으로부터, 수신기는 수신 안테나의 튜닝 및 디-튜닝을 이용하여 근접장으로부터 얼마나 많은 전력이 수용되고 있는지를 조정한다. 송신기는 근접장으로부터 이용된 이러한 전력의 차를 검출하여 수신기로부터의 메시지로서 이들 변화를 해석할 수도 있다.

수신 회로 (302) 는, 송신기로부터 수신기로의 정보 시그널링에 대응할 수도 있는, 수신된 에너지 변동을 식별하는데 사용되는 시그널링 검출기 및 비콘 회로 (314) 를 더 포함할 수도 있다. 또한, 시그널링 및 비콘 회로 (314) 는, 또한 무선 충전을 위한 수신 회로 (302) 를 구성하기 위하여, 감소된 RF 신호 에너지 (즉, 비콘 신호) 의 송신을 검출하고, 감소된 RF 신호 에너지를 수신 회로 (302) 내의 미전력-공급형 (un-powered) 또는 전력-고갈형 (power-depleted) 회로 중 어느 하나를 어웨이크닝 (awakening) 위한 공칭 전력 (nominal power) 으로 정류하는데 사용될 수도 있다.

수신 회로 (302) 는 여기에서 설명된 스위칭 회로 (312) 의 제어를 포함하여 여기에서 설명된 수신기 (300) 의 프로세스를 조정하는 프로세서 (316) 를 더 포함한다. 또한, 충전 전력을 디바이스 (350) 에 제공하는 외부의 유선 충전 소스 (예를 들어, 벽/USB 전력) 의 검출을 포함하는 다른 이벤트의 발생시 수신기 (300) 의 클로킹이 발생할 수도 있다. 또한, 프로세서 (316) 는, 수신기의 클로킹을 제어하는 것 이외에도, 비콘 회로 (314) 를 모니터링하여 비콘 상태를 결정하고 송신기로부터 발신된 메시지를 추출할 수도 있다. 또한, 프로세서 (316) 는 개선된 성능을 위해 DC-DC 변환기 (310) 를 조정할 수도 있다.

몇몇 예시적인 실시형태들에서, 수신 회로 (320) 는 예를 들면, 원하는 전력 레벨, 최대 전력 레벨, 원하는 전류 레벨, 최대 전류 레벨, 원하는 전압 레벨 및 최대 전압 레벨 형태로 송신기에 대한 전력 요건을 시그널링 (signaling) 할 수도 있다. 이들 레벨들, 및 송신기로부터 수신된 전력의 실제 양에 기초하여, 프로세서 (316) 는 DC-DC 변환기 (310) 의 동작을 조정하여 그의 출력을 전류 레벨의 조정, 전압 레벨의 조정 또는 이들의 조합 형태로 조절할 수도 있다.

본 발명의 예시적인 실시형태들은 송신 안테나와 수신 안테나 사이의 커플링 효과의 변화를 보상할 수 있는 방식으로 수신기 디바이스의 수신 안테나를 종료시키는 로드 임피던스의 조정을 허용하는 회로 및 조정 메카니즘에 관련된다.

로드 임피던스 조정을 위한 현재의 해결책들은 RF 컴포넌트들의 사용에 기초한다. 이들은 스위치가능한 고정 커패시터 및 인덕터, 전압 가변형 커패시터 (예를 들면, 강유전성, MEMS (Micro-Electro-Mechanical Systems) 및 버랙터 다이오드 (varactor diode)) 에 기초한 튜너를 포함한다. 스위치가능 고정 커패시터 및 인덕터 접근법은 옴 손실이 너무 많아 충전 시스템에 타당하지 않을 수도 있다. 강유전성 디바이스 및 MEMs 전압 가변형 커패시터에 기초한 가변형 튜너는 이 시점에서 상업적으로 실행가능하지 않을 수도 있다. 버랙터 다이오드에 기초한 튜너들은 무선 전력 어플리케이션에서 예상되는 RF 전력을 다루지 못할 수도 있다.

위에서 설명한 바처럼, 전형적으로 무선 충전 시스템들은 송신 안테나 (즉, 송신 커플링 코일) 을 포함하는데, 이는 충전되거나 그렇지 않으면 전력이 공급될 수신기에 임베딩된 하나 이상의 수신 안테나 (즉, 수신 커플링 코일) 에 RF 에너지를 송신한다. 수신된 에너지는 정류되고, 컨디셔닝 (conditioning) 되며 디바이스의 배터리 또는 다른 동작 회로에 전달된다. 전형적으로, 이들 안테나들은 전력을 방사하기 보다는 자기적으로 커플링하기 위하여 전기적으로 작은 낮은 주파수에서 동작한다.

이들 작은 안테나들은 2개 코일들이 공진할 때; 즉 양쪽 모두가 하나의 안테나로부터 다른 안테나로 전력을 전송하는데 사용된 주파수로 튜닝된 때 더 양호한 커플링 효율을 달성할 수 있다. 불행하게도, 효율적인 전력 전송이 임의의 무선 전력 전송 스킴 (scheme) 의 중요한 측면이지만, 작으며 공진하게 커플링된 안테나를 사용하는 것의 부작용은 얻어지는 대역폭이 때때로 아주 작아서 안테나를 디튜닝 (detuning) 에 취약하게 하고 효율의 극적인 손실이 있을 수 있게 만든다. 작고, 느슨하게 커플링된 공진 안테나들을 사용하는 다른 문제점은, 수신 안테나가 송신 안테나에 대해 주변을 (예를 들면, 충전 패드 상의 상이한 위치에서) 이동할 때, 또는 충전될 다수의 디바이스들이 충전 패드 상에서 서로에 대해 아주 근접한 범위 이내에 배치될 때, 2개 안테나들간의 상호 커플링이 변하게 될 것이라는 점이다. 이들 배치들은 송신 코일과 수신 코일 사이의 커플링을 변화시키고 송신 안테나에서 겪어지는 임피던스의 변화를 야기할 것이며, 충전 시스템에서 송신 안테나와 수신 안테나간의 덜 효율적인 전력 전송을 야기한다. 수신 안테나에 제공된 RF 로드 저항을 변화시킴으로써, 이들 문제들 중 다수가 고쳐지거나, 적어도 큰 정도까지 감소될 수 있다.

송신기 증폭기에 의해 겪어지는 임피던스의 변화에 영향을 미치기 위하여 RF 로드 저항을 변화시킴에 있어서, 소스에 의해 겪어지는 이러한 임피던스는 송신 및 수신 안테나에서 사용된 매칭 회로에 따라, 레지스티브하게 (resistively), 리액티브하게 (reactively) 또는 이들의 조합으로 변할 수 있다. 시스템의 효율을 최대화하기 위하여, 실제 값 (레지스티브 값) 만을 변화시키고 이 입력 임피던스의 리액티브 값을 가능한한 일정하게 유지하는 것이 가장 좋다. 리액티브 변화를 보상하는 것이 가능할지라도, 이것은 전체 시스템의 복잡성을 크게 증가시킬 수도 있다. 레지스티브 로드 변화의 임의의 범위에 걸쳐 최대 전력 전송의 목표를 충족시킬 수 있는 하나의 매칭 회로가 존재함이 보여질 수 있다. 그 매칭 회로는 튜닝된 (공진) 변압기일 수도 있는데, 이는 전력을 전송하기 위해 사용된 공진 송신 및 수신 안테나들을 단순히 확장시킨 것이다. 이러한 형태의 매칭 회로의 사용은 다음의 논의에서 가정된다.

도 6은 송신 회로 및 수신 회로의 개략도로서, 그들 사이의 커플링과 조정가능한 DC 로드 (450) 를 나타낸다. 도 6에 도시된 바처럼, 충전 시스템 (405) 은, 송신기 전자장치들이 1차 코일 (432) (즉, 송신 안테나) 에 연결되고 수신기 측 상의 정류기/조절기 전자장치들이 2차 코일 (434) (즉, 수신 안테나) 에 접속되는, 커플링된 코일 변압기 모델 (430) 을 특징으로 할 수 있다.

드라이버 (410) 는 예를 들면, 약 13.56㎒와 같은 바람직한 공진 주파수의 발진 신호를 생성한다. 일 예로서, 이 드라이버 (41) 는 도 6에 도시된 바와 같은 클래스 E 드라이버로서 구성될 수도 있다. 로우 패스 매칭 회로 (420) 는 드라이버 (410) 로부터 커플링된 코일 변압기 모델 (430) 의 송신 안테나 (432) 로 신호를 필터링하고 임피던스 매칭한다.

에너지는 근접장 방사를 통해 커플링된 코일 변압기 모델 (430) 의 수신 안테나 (434) 로 전송된다. 수신 안테나 (434) 에 커플링된 발진 신호는 임피던스 매치 및 정류기 회로 (440) 에 커플링되어 수신 안테나 (434) 를 위한 AC 임피던스 매치를 제공하고 발진 신호를 실질적으로 DC 신호로 정류한다. DC-DC 변환기 (450) 는 정류기 (440) 으로부터 DC 신호를 수신기 디바이스 (미도시) 상의 회로에 의해 사용가능한 DC 출력으로 변환한다. DC-DC 변환기 (450) 는 또한 정류기 (440) 에 의해 겪어지는 DC 임피던스를 조정하도록 구성되는데, 이는 다음으로 정류기 (440) 에 대한 입력의 전체적인 AC 임피던스를 조정한다. 결과적으로, DC-DC 변환기 (450) 의 입력에서의 DC 임피던스의 변화는 수신 안테나 (434) 의 임피던스에 대한 더 양호한 매치를 생성할 수 있고 수신 안테나 (434) 와 송신 안테나 (432) 사이의 더 양호한 상호 커플링을 생성할 수 있다.

변압기 모델 (430) 의 자체 인덕턴스 (self inductance) (Ltx 및 Lrx), 상호 인덕턴스 (m), 및 손실 저항은 안테나 쌍의 측정되거나 시뮬레이트된 커플링 특성들로부터 도출될 수도 있다.

송신 및 수신 안테나의 상호 인덕턴스 (m), 및 레지스티브 손실, Rl 및 R2를 각각 고려하면, 전력 전송 효율을 최대화할 수신 안테나를 위한 최적의 로드가 존재한다는 것이 보여질 수 있다. 이 최적의 로드는 다음과 같이 정의될 수도 있다:

R_eff = R1*[1+(omega*m)²/(R1*R2)]⁵.

전형적으로, R_eff는 1 내지 20 ohm의 범위일 수도 있다. 상호 인덕턴스 (m) 가 위에서 설명한 이유들에 기인하여 변하므로, DC 로드 제어의 사용을 통하여, 수신기 코일 (434) 에 의해 겪어지는 RF 로드는 그의 가장 효율적인 값으로 설정될 수 있다.

RF 로드를 제어하기 위한 다른 사용은 수신기 디바이스에 전달된 전력을 제어하기 위하여 로드의 변화가 사용될 수 있다는 것이다. 이것은 일부 효율을 희생할 수도 있지만, 다양한 충전 상태의 혼합된 무선 디바이스들에 공급할 때, 이용가능한 전력의 최대 사용을 가능하게 한다.

RF 로드를 제어하기 위한 또 다른 사용은, 무선 충전 증폭기에 전형적인, 매우 낮은 임피던스, 또는 리액티브 임피던스, 송신 전력 증폭기 (410) 와 송신 안테나 (432) 사이의 매칭 네트워크 (420) 에 의존하는 결과인, 전달 함수 (transfer function) 의 대역폭을 확대시키기 위하여 로드의 변화가 사용될 수 있다는 것이다. 입력 매칭 회로가, TX 안테나 (432) 에 상호 커플링된, 제 3 튜닝된 인덕턴스 (미도시) 를 포함하는 경우, 이 대역폭 조정은 상호 인덕턴스 (m) 와 로드의 큰 변화에 걸쳐 가장 잘 작동할 수도 있다. 이 경우에, 전력 증폭기가 매우 낮은 소스 임피던스를 갖는 경우 RF 로드 저항을 증가시킴에 따라 대역폭은 선형적으로 증가할 것이다.

기존 무선 충전 시스템은 대역폭에 관해 개의치 않는 것으로 보이는데, 왜냐하면 FCC 허용 신호 대역폭이 아주 작기 때문이다. 전에 언급된 바처럼, 대역폭을 확대시키기 위하여 로드를 변경시키는 것은 그의 최대 값으로부터 효율을 약간 감소시킬 수도 있지만, 이것은, 증가된 대역폭이 필요할 수도 있을 때, 기능적인 충전 시스템을 유지하기 위해 유용할 수도 있다. 높은 효율이 요구되는 무선 충전에서 실질적으로 바람직한 선택은 아니지만, 이 대역폭 확장 효과는 효율이 훨씬 덜 중요한 단거리 통신 시스템에서 적용될 수 있다.

송신 안테나 (432) 에 상호 커플링된 낮은 인덕턴스의 사용은 더 일반적인 패시브 매치에 비해 현저한 시스템 이점들을 제공한다. 이 입력 시리즈 튜닝된 DC-DC 변환기 (450) 는 두번째 임피던스 반전을 야기하며, 첫번째 것은 송신 안테나 (432) 와 수신 안테나 (434) 들 사이에 존재한다. 결과적으로, 로드 임피던스가 증가할 때, 입력 임피던스가 증가한다. 이것은 로드로 하여금, 단순히 수신기의 로드 임피던스를 높이는 것에 의해 송신기로부터 수신기를 "클로킹" 하는 것을 허용한다. 이 효과는 입력 콘덕턴스가 로드 콘덕턴스의 선형 함수가 되게 하는 것으로 다시 말할 수도 있다.

이 클로킹 피처 없이, 수신기로부터의 로드는 도 5를 참조하여 위에서 논의된 엘리먼트 (312) 와 같은 메카니즘을 사용하여, 클로킹하기 위해 쇼트 (short) 를 제공해야할 것이다. 결과적으로, 수신기 디바이스가 존재하지 않는 충전 패드는 개방된 회로라기보다는 고도로 튜닝된 쇼트 회로처럼 보일 것이다. 또한, 다수의 언클로킹된 로드들이 존재할 때, 송신 안테나 (432) 에 대한 전체 입력 콘덕턴스는 수신기 안테나 (434) 의 개별 콘덕턴스의 합계가 될 것이고 전력은 그들의 상대적인 값들에 따라 분산될 것이다.

튜닝된 입력 변압기 매치의 또 다른 이점은 얻어지는 입/출력 어드미턴스가 중심 (공진) 주파수에서 실재하고 주파수에 대하여 "플랫" 톱화 ("flat" topped) 된다는 것이다. 따라서, 회로 파라미터에서 1차 변화 (first order variation) 는 전력 전송 프로세스에 거의 영향을 미치지 않는다.

도 7a-도 7b는 수신기 디바이스에서의 DC 임피던스의 변화에 응답한 (인덕티브 매치가 추가되지 않은) 커플링된 코일 쌍의 입력 임피던스의 변화를 예시하는 스미스 차트를 도시한다. 도 7a 및 도 7b에서, 어둡게 만들어진 서클들 (510 및 520) 은 각각 일정한 저항 서클을 나타낸다.

도 7a 및 도 6을 참조하면, DC-DC 변환기 (450) 에 대한 입력에서 약 10.2 옴의 DC 임피던스 R_dc는 매우 작은 리액턴스 및 약 50옴의 송신 안테나 (432) 에서의 복소 입력 임피던스를 야기한다. 도 7b 및 도 6을 참조하면, DC-DC 변환기 (450) 에 대한 입력에서 약 80옴의 DC 임피던스 R_dc는, 매우 작은 리액턴스를 갖는, 50옴 훨씬 미만의 송신 안테나 (432) 에서의 복소 입력 임피던스를 야기한다.

도 8a-도 8b는 수신기 디바이스에서의 DC 임피던스의 변화에 응답한 커플링된 코일 쌍 사이의 향상된 커플링을 나타내는 진폭 플롯들 (각각, 530 및 540) 을 도시한다. 도 8a에서, 13.56㎒의 중심 주파수에서의 진폭은 약 -4.886dB이다. DC-DC 변환기 (450) 에 대한 입력 임피던스를 조정한 후 (도 6), 13.56㎒의 중심 주파수에서의 진폭은 약 -3.225dB로 개선되었으며 수신 안테나와 송신 안테나 사이의 더 양호한 커플링을 야기하는데, 이는 수신 안테나로의 더 많은 전력이 전송되게 한다.

도 9a-도 9b는 수신기 디바이스에서의 DC 임피던스를 조정하기 위한 예시적인 실시형태들을 예시하는 수신기 디바이스의 간략화된 개략도를 도시한다. 도 9a 및 도 9b 양쪽 모두에서, 수신 안테나 (304) 는 커패시터 (C1 및 C2) 를 포함하는 예시적인 임피던스 매칭 회로 (320) 에 공급한다. 임피던스 매칭 회로 (320) 으로부터의 출력은 RF 주파수를 DC 전압으로 변환하기 위한 커패시터 (C3) 및 다이오드 (D1 및 D2) 를 포함하는 (일 예로서) 단순 정류기 (330) 에 공급한다. 물론, 많은 다른 임피던스 매칭 회로 (320) 및 정류기 (330) 들이 본 발명의 실시형태들의 범위 내로서 고려된다. DC-DC 변환기 (350) 는 정류기 (440) 으로부터 DC 입력 신호 (340) 를 수신기 디바이스 (미도시) 에 의한 사용에 적합한 DC 출력 신호 (370) 으로 변환한다.

도 9a는 무선 전력 송신 시스템에서의 최적 전력 포인트 임피던스를 유지하기 위한 간단한 장치를 예시한다. 비교기 (348) 는 DC 입력 신호 (340) 을 전압 레퍼런스 (345) 에 비교하고, 이는 주어진 예측 전력에 대하여, 송신기에 의해 겪어지는 임피던스가 전력의 최대량이 DC 출력 신호 (370) 에 커플링되게 하도록 선택된다. 비교기 (348) 의 출력 (361) 은 DC-DC 변환기 (350) 가 그의 입력 DC 임피던스를 증가시킬지 또는 감소시킬지를 나타내는 신호를 DC-DC 변환기 (350) 에 공급한다. 스위칭 DC-DC 변환기 (350) 를 사용하는 실시형태들에서, 비교기의 이 출력 (361) 은 펄스 폭 변조 (PWM) 신호로 변환될 수도 있는데, 이는 입력 DC 임피던스를 조정하며, 이에 대해서는 후술한다. 이 입력 전압 피드백 회로는 전압이 증가함에 따라 PWM 펄스 폭을 증가시키는 것에 의해 입력 DC 임피던스를 조절하여, 임피던스 및 전압을 감소시킨다.

도 9b는 무선 전력 송신 시스템에서의 최적 전력 포인트 임피던스를 유지하기 위한 약간 더 복잡한 장치를 예시한다. 도 9b에서, 전류 센서 (344) 가 포함될 수도 있고 멀티플렉서 (346) 가 사용되어 DC 입력 신호 (340) 에서 전압 또는 전류가 소정 시간에서 프로세서 (360) 에 의해 샘플링되는지를 스위치할 수도 있다. 이 시스템에서, DC 입력 신호 (340) 의 전압 (Vr) 및 전류 (Ir) 가 측정되고, DC-DC 변환기 (350) 에 대한 PWM 신호 (362) 가 미리-허용된 범위에 걸쳐 변화될 수도 있다. 프로세서 (360) 는 PWM 신호 (362) 에 대하여 어느 펄스 폭이, 최선의 DC 입력 임피던스를 나타내는 최대 전력 (즉, 전류 곱하기 전압) 을 산출하는지를 결정할 수 있다. 이 결정된 펄스 폭은 DC 출력 신호 (370) 로의 전력의 최적 양을 전송하기 위한 동작에 사용될 수도 있다. 이 샘플 및 조정 프로세스는 변화 커플링 비, 송신 전력 또는 송신 임피던스를 추적하기 위해 원하는 만큼 자주 반복될 수 있다.

전술한 바처럼, 유한 출력 저항 또는 임피던스를 갖는 소스로부터 최대 외부 전력을 얻기 위하여, 수신기의 저항 또는 임피던스가 소스의 그것과 동일해야 한다. 많은 경우에, 제한된 RF 전력 소스를 가장 잘 이용하기 위하여, 수신된 전력을 최대화하기 위해 무선 전력 시스템을 동작시키는 것이 바람직하다.

이 최대화된 전력 전송은 최대 효율과 항상 같은 것은 아니다. 많은 경우, 시스템의 효율을 증가시키기 위하여 동등한 임피던스 또는 저항 보다 높은 로드를 동작시키는 것이 유리할 수도 있다. 그러나, 어느 하나의 경우에, 수신기에서의 특정 임피던스의 유지가 송신기와 수신기 사이의 전송된 전력의 양을 조절하는데 유용할 수도 있다.

간단한 무선 전력 시스템에서, 입력 임피던스 제어가 존재하지 않을 수도 있다; 출력 로드 (종종 배터리 또는 무선 디바이스) 는 시스템의 임피던스의 유일한 드라이버일 수도 있다. 이것은 전력 전송, 효율 또는 이들의 조합의 결과적인 손실로, 차선의 송신기/수신기 임피던스에 이른다.

DC 임피던스는 (전압/전류) 에 의해 정의된다. 따라서, 소정 전류 및 원하는 임피던스에서, 원하는 전압 = (전류 * 원하는 임피던스) 가 존재한다. PWM 변환기로, 이 원하는 전압 ( 및 결과적으로 원하는 임피던스) 는 입력 전압을 (전류 * 원하는 임피던스) 항에 비교하고 펄스 폭을 높이거나 낮게 조정하여 그 항을 유지하는 피드백 항을 제공함으로써 달성될 수 있다.

도 10a-도 10d는 펄스 폭 변조 변환기를 사용하여 수신기 디바이스에서의 DC 임피던스를 조정하기 위한 예시적인 실시형태들을 예시하는 수신기 디바이스의 간략화된 개략도를 도시한다. 도 10a-도 10d에서, 공통의 엘리먼트들은 임피던스 매칭 회로 (320) 에 공급하는 수신 안테나 (304) 를 포함한다. 임피던스 매칭 회로 (320) 로부터의 출력은 간단한 정류기에 공급하고, 이는 다이오드 D3로서 간단히 도시된다. 물론, 많은 다른 임피던스 매칭 회로 (320) 및 정류기들이 본 발명의 실시형태들의 범위 내로서 고려된다. DC-DC 변환기 (350) 는 정류기 (440) 으로부터 DC 입력 신호 (340) 를 수신기 디바이스 (미도시) 에 의한 사용에 적합한 DC 출력 신호 (370) 로 변환한다. 프로세서 (360) 는 DC 입력 신호 (340), DC 출력 신호 (270) 또는 이들의 조합의 파라미터들을 샘플링하고 DC-DC 변환기 (350) 을 위한 PWM 신호 (362) 를 생성한다. DC-DC 변환기 (350) 는, PWM 신호 (362) 가 스위치 (S1) 을 제어하여 다이오드 (D4), 인덕터 (L1) 및 커패시터 (C4) 를 포함하는 필터링 회로를 주기적으로 충전하는 스위치-모드 변환기이다. 당업자는 DC-DC 변환기 (350) 를 벅 변환기 (buck converter)로서 인식할 것인데, 이는 DC 입력 신호 (340) 에 대한 전압을 DC 출력 신호 (370) 에 대한 저 전압으로 변환한다. 도시되지는 않았지만, 당업자는 스위치-모드 DC-DC 변환기 (350) 가 부스트 변환기 (boost converter) 로서 구현되어 DC 입력 신호 (340) 에 대한 전압보다 높은 전압으로 DC 출력 신호 (370) 을 생성할 수도 있다는 것을 또한 인식할 것이다.

대부분의 경우에, 무선 전력 수신기의 출력 전압을 조절하기 위한 요건이 가장 중요할 것이다. 배터리 충전을 위해, 예를 들면, 최대 출력 전류 또는 최대 출력 전압을 초과하지 않는 것이 종종 중대하다. 이것은 종종 출력 전압 제어 항이 PWM 신호 (362) 의 펄스 폭을 위한 제어 규칙들을 지배하게 될 것을 의미한다.

하지만, 많은 경우들에서, 배터리는 그의 최대 레이트보다 낮은 전력을 수용할 것이다. 예로서, 정격 용량 보다 낮은 레이트에서 리튬 이온 배터리를 충전하는 동안, 전압은 최대 배터리 전압 미만이 될 것이고 전류는 무선 전력 시스템으로부터 이용가능한 최대 전력에 의해 제한될 수도 있다. 이들 경우 동안, 2차 임피던스-제어 항은 DC 임피던스를 제어하기 위하여 PWM 신호의 펄스 폭을 조정함에 있어 지배적이 될 것이다.

본 개시의 예시적인 실시형태들은 수신기에서 정상 상태 (steady-state) DC 저항을 효과적으로 시뮬레이트하기 위해 스위치-모드 DC-DC 변환기 (350) 에서의 피드백 항을 사용함으로써 DC 임피던스 제어를 제공한다. 즉, DC 임피던스는 소정 DC 임피던스를 시뮬레이트하기 위해 스위치-모드 DC-DC 변환기 (350) 에 PWM 신호 (362) 의 주파수 또는 듀티 사이클 (duty cycle) 을 조정함으로써 제어된다.

시스템을 위한 피드백은 DC 입력 신호 (340), DC 출력 신호 (370) 또는 이들의 조합 중 하나 이상의 특성들을 프로세서 (360) 에 의해 샘플링하여 생성된다. 다음으로, 프로세서 (360) 은 이 샘플링된 정보를, 가능하게는 다른 정보, 이를 테면 DC-DC 변환기 (350) 의 예측 전력 전송 및 효율과 함께 사용하여 PWM 신호 (362) 를 조정하는데, 이는 DC 입력 신호와 DC 출력 신호를 조정하여 피드백 루프를 닫는다.

샘플링되는 것의 개별적인 차이 및 PWM 신호의 파라미터들이 어떻게 생성되는지가 도 10a-도 10d처럼 예시된 4개의 상이한 예시적인 실시형태들을 참조하여 논의된다.

도 10a에서, 프로세서 (360) 는 DC 입력 신호 (340) 의 전압, DC 입력 신호 (340) 의 전류, DC 출력 신호 (370) 의 전압 및 DC 출력 신호 (370) 의 전류를 샘플링한다.

일부 실시형태에서, DC 입력 신호 (340) 와 프로세서 (360) 사이에 전압 센서 (342) 가 사용될 수도 있다. 마찬가지로, DC 출력 신호 (370) 와 프로세서 (360) 사이에 전압 센서 (372) 가 사용될 수도 있다. 다른 실시형태들에서, 전압 센서 (342 및 372) 가 필요하지 않을 수도 있고 프로세서 (460) 는 DC 입력 신호 (340) 및 DC 출력 신호 (370) 에 대한 전압을 직접 샘플링할 수도 있다.

일부 실시형태에서, DC 입력 신호 (340) 와 프로세서 (360) 사이에 전류 센서 (344) 가 사용될 수도 있다. 마찬가지로, DC 출력 신호 (370) 와 프로세서 (360) 사이에 전류 센서 (374) 가 사용될 수도 있다. 다른 실시형태들에서, 전류 센서 (344 및 374) 가 필요하지 않을 수도 있고 프로세서 (360) 는 DC 입력 신호 (340) 및 DC 출력 신호 (370) 에 대한 전류를 직접 샘플링할 수도 있다.

DC 입력 신호 (340) 및 DC 출력 신호 (370) 양쪽 모두의 전류 및 전압 측정으로, 프로세서 (360) 는 전력 변환 시스템에 필요한 모든 파라미터들을 결정할 수 있다. DC 입력 신호 (340) 에 대한 전력 입력 (Power-in) 은 전력 입력 곱하기 전류 입력 (Current-in) 으로서 결정될 수 있다. DC 출력 신호 (370) 에 대한 전력 출력 (power-out) 은 전압 출력 곱하기 전류 출력으로서 결정될 수 있다. DC-DC 변환기 (350) 의 효율은 전력 출력과 전력 입력 사이의 차이로서 결정될 수 있다. DC 입력 신호 (340) 의 DC 임피던스는 전압 입력 나누기 전류 입력으로서 결정될 수 있다.

프로세서 (360) 는 모든 입력들을 주기적으로 (예를 들면, 매초 마다 약 1번씩, 또는 다른 적합한 주기로) 샘플링하여 그 때의 전력 출력을 결정한다. 대응하여, 프로세서 (360) 는 PWM 신호 (362) 의 듀티 사이클을 변화시킬 수 있는데, 이는 DC 입력 신호 (340) 의 DC 임피던스를 변화시킬 것이다. 예를 들면, PWM 신호 (362) 상의 좁은 펄스 폭은 입력 전압이 상대적으로 높게 머무는 것을 허용하고 입력 전류가 상대적으로 낮게 머무는 것을 허용하는데, 이는 DC 입력 신호 (340) 에 대한 더 높은 DC 임피던스에 이른다. 반대로, PWM 신호 (362) 상의 넓은 펄스 폭은 더 많은 전류가 DC 입력 신호 (340) 으로부터 인출되는 것을 허용하여, DC 입력 신호 (340) 를 위한 더 낮은 입력 전압과 더 낮은 DC 임피던스를 발생시킨다.

주기적인 샘플링 및 조정은 DC 입력 신호 (340) 에 대한 최적 DC 임피던스, 그리고 결과적으로, DC 출력 신호 (370) 에 대한 최적 전력을 구할 수 있는 피드백 루프를 생성한다. 이들 값들을 구하는 것의 상세는 도 11을 참조하여 아래에서 논의된다.

도 10b에서, 프로세서 (360) 는 DC 입력 신호 (340) 의 전압, DC 출력 신호의 전압 및 DC 출력 신호 (370) 의 전류를 샘플링한다. 도 10a를 참조하여 위에서 설명된 것처럼, 전압 센서 (342), 전압 센서 (372), 및 전류 센서 (374) 는 실시형태에 의존하여 각각의 신호들과 프로세서 (360) 사이에 포함될 수도 있다.

도 10a와 마찬가지로, 도 10b에서, DC 출력 신호 (370) 에 대한 전력 출력은 전압 출력 곱하기 전류 출력으로서 결정될 수 있다. 많은 경우에, DC-DC 변환기 (350) 의 효율을 알게될 것이고 원하는 동작 범위에 걸쳐 상대적으로 일정할 것이다. 따라서, 프로세서 (360) 는, DC-DC 변환기 (350) 를 위한 전류 동작 포인트에서 효율의 추정 및 전력 출력을 기초하여 DC 입력 신호 (340) 에 대한 전력 입력을 추정할 수 있다. 추정된 전력 입력 및 측정된 전압 입력으로, DC 입력 신호 (340) 의 DC 임피던스가 결정될 수 있다. 다시 한번, 주기적인 샘플링 및 조정은 DC 입력 신호 (340) 에 대한 최적 DC 임피던스, 그리고 결과적으로, DC 출력 신호 (370) 에 대한 최적 전력을 구할 수 있는 피드백 루프를 생성한다.

도 10c에서, 프로세서 (360) 는 DC 입력 신호 (340) 의 전압, DC 입력 신호 (340) 의 전류를 샘플링한다. 도 10a를 참조하여 위에서 설명된 것처럼, 전압 센서 (342) 및 전류 센서 (344) 는 실시형태에 따라 DC 입력 신호 (340) 와 프로세서 (360) 사이에 포함될 수도 있다.

도 10 c에서, DC 입력 신호 (340) 에 대한 전력 입력 (Power-in) 은 전력 입력 곱하기 전류 입력 (Current-in) 으로서 결정될 수 있고, DC 입력 신호 (340) 의 DC 임피던스는 전압 입력 나누기 전류 입력으로서 결정될 수 있다. 도 10b와 마찬가지로, 도 10c에서 DC-DC 변환기 (350) 의 효율을 알게될 것이고 원하는 동작 범위에 걸쳐 상대적으로 일정할 것이다. 따라서, 프로세서 (360) 는, DC-DC 변환기 (350) 를 위한 전류 동작 포인트에서 효율의 추정 및 전력 입력을 기초하여 DC 출력 신호 (370) 에 대해 전력 출력을 추정할 수 있다. 다시 한번, 주기적인 샘플링 및 조정은 DC 입력 신호 (340) 에 대한 최적 DC 임피던스, 그리고 결과적으로, DC 출력 신호 (370) 에 대한 최적 전력을 구할 수 있는 피드백 루프를 생성한다.

도 10d에서, 프로세서 (360) 는 DC 입력 신호 (340) 의 전압만을 샘플링한다. 도 10a를 참조하여 위에서 설명된 것처럼, 전압 센서 (342) 는 실시형태에 따라 DC 입력 신호 (340) 와 프로세서 (360) 사이에 포함될 수도 있다.

도 10d에서, 얼마나 많은 전력이 수신 안테나 및 정류기를 통해 수신되고 DC 입력 신호 상에 전달되는지 예측하는 것에 대하여 미리 결정된 추정이 이루어질 수 있다. DC 입력 신호 (340) 의 이 미리 결정된 추정 DC 임피던스를 사용하는 것이 전압 입력에 대해 결정될 수 있다. 도 10b와 마찬가지로, 도 10c에서 DC-DC 변환기 (350) 의 효율을 알게될 것이고 원하는 동작 범위에 걸쳐 상대적으로 일정할 것이다. 따라서, 프로세서 (360) 는, DC-DC 변환기 (350) 를 위한 전류 동작 포인트에서 효율의 추정 및 미리 결정된 전력 입력 추정을 기초하여 DC 출력 신호 (370) 에 대해 전력 출력을 추정할 수 있다. 다시 한번, 주기적인 샘플링 및 조정은 DC 입력 신호 (340) 에 대한 최적 DC 임피던스, 그리고 결과적으로, DC 출력 신호 (370) 에 대한 최적 전력을 구할 수 있는 피드백 루프를 생성한다.

미리 결정된 전력 추정은 수신기 디바이스에 프로그래밍된 고정된 값일 수도 있거나 수신기 디바이스로 송신기 디바이스로부터 통신될 수도 있는데, 이는 송신된 전력 중 얼마나 많은 전력이 그 특정 수신기 디바이스에 커플링될지를 결정하기 위한 수단을 가질 수도 있다.

도 11은 수신기 디바이스에서의 DC 임피던스를 조정할 때 사용될 수도 있는 다양한 입력 및 출력 파라미터들을 예시한다. 이 그래프는 특정 소스 임피던스를 갖지만 로드 레지스터가 광범위에 걸쳐 변화하도록 허용되는 시스템을 표현한다. 이 로드 레지스터는 도 6의 DC-DC 변환기 (450) 의 가변형 레지스터로서 표현된다. 다르게는, 로드 레지스터는 도 9a -도 10d에 도시된 DC-DC 변환기 (350) 에 대한 DC 입력 신호 (340) 의 DC 임피던스에 의해 표현될 수도 있다.

도 11에서, 50 옴 소스 임피던스가 1:1 소스-로드 커플링을 갖는 신호에 의해 구동된다. 라인 (620) 은 로드 레지스터를 통한 전류를 도시한다. 로드 임피던스가 증가함에 따라, 전류는 옴의 법칙에 의해 감소함에 주목한다. 라인 (610) 은 로드 레지스터에 걸친 전압을 도시한다. 로드 임피던스가 증가함에 따라, 전압도 레지스터 디바이더 등식 (resistor divider equation) 에 따라 증가함에 주목한다.

이들 2개의 데이터는 라인 (640) 에 의해 도시된 것처럼, 로드 레지스터에 걸쳐 전력을 부여하도록 로드 레지스터의 전류 및 전압을 설정한다. 일정한 로드 임피던스에서 전력은 피크를 이룬다는 것에 유의한다. 이 경우 (1:1 로드 커플링) 에서 로드 임피던스가 소스 임피던스에 동등하거나 가까울 때 이 최대 전력 포인트가 발생된다. 커플링이 상이하면, 피크 전력 포인트도 이동될 수도 있다.

라인 (650) 은 출력 임피던스에 대해 역 관계를 갖는 (100으로부터의) PWM 세팅을 표현한다. 이것은 대부분의 벅 변환기가 나타내는 함수이다. 알 수 있는 바처럼, 로드 레지스터에 의해 수신된 전력을 최대화하는 하나의 이상적인 PWM 세팅이 존재한다. 무선 전력 임피던스 제어 스킴은 여기서 논의된 예시적인 실시형태들을 참조하여 이 이상적인 PWM 세팅을 탐색하고 유지하기 위한 시도를 이용하였다.

물론, 이전에 언급한 바처럼, 최적 전력 전송이 항상 필요한 것은 아니다. 도 6 및 도 9a - 도 10d에서 전술한 본 발명의 실시형태들을 사용하여, DC 입력 신호 (340) 의 DC 임피던스, 및 결과적으로 수신 안테나의 AC 임피던스가 최적 전력 전송으로부터 효과적으로 디튜닝 (de-tuning) 되어 DC 출력 신호 (370) 상에 전달된 전력의 양을 제한할 수 있다. 전력의 이러한 제한은 수신기 디바이스가 DC-DC 변환기 (350) 로부터 전달가능한 최대 전력을 수용할 수 없는 경우에 유용할 수도 있다. 일부 비제한적 예들의 이러한 감소된 전력 필요성은, 수신기 디바이스에 있는 배터리가 만충전 (full charge) 에 가까워지거나 DC-DC 변환기 (350) 가 배터리에 대한 정격 용량 보다 많은 전력을 전달할 수 있을 때에 존재한다.

당업자는 정보 및 신호가 임의의 다양한 상이한 기술 및 기법을 이용하여 표현될 수도 있음을 이해할 것이다. 예를 들어, 위의 상세한 설명 전반에 걸쳐 참조될 수도 있는 데이터, 명령, 커맨드, 정보, 신호, 비트, 심볼, 및 칩은 전압, 전류, 전자기파, 자기장 또는 자기입자, 광학계 또는 광학 입자, 또는 이들의 임의의 조합에 의해 표현될 수도 있다.

당업자는, 여기에 개시된 예시적 실시형태와 관련하여 설명된 다양한 예시적인 논리 블록, 모듈, 회로, 및 알고리즘 단계가 전자 하드웨어, 컴퓨터 소프트웨어, 또는 이 양자의 조합으로 구현될 수도 있음을 인식할 것이다. 하드웨어와 소프트웨어의 이러한 상호교환가능성을 명확히 예시하기 위해, 다양한 예시적인 컴포넌트, 블록, 모듈, 회로, 및 단계가 그들의 기능성의 관점에서 일반적으로 상술되었다. 그러한 기능성이 하드웨어 또는 소프트웨어로 구현될지 여부는, 전체 시스템에 부과된 설계 제약 및 특정한 애플리케이션에 의존한다. 당업자는 설명된 기능성을 특정 애플리케이션 각각에 대한 다양한 방식으로 구현할 수도 있지만, 이러한 구현 결정이 본 발명의 예시적 실시형태의 범위를 벗어나게 하는 것으로 해석되지는 않아야 한다.

여기에 개시된 예시적 실시형태와 관련하여 설명된 다양한 예시적인 논리 블록, 모듈, 및 회로는 범용 프로세서, 디지털 신호 프로세서 (DSP), 주문형 집적 회로 (ASIC), 필드 프로그래밍가능 게이트 어레이 (FPGA) 또는 다른 프로그래밍가능 로직 디바이스, 이산 게이트 또는 트랜지스터 로직, 이산 하드웨어 컴포넌트 또는 여기에 설명된 기능을 수행하도록 설계된 이들의 임의의 조합으로 구현 또는 수행될 수도 있다. 범용 프로세서는 마이크로프로세서일 수도 있지만, 다르게는, 프로세서는 임의의 종래의 프로세서, 제어기, 마이크로제어기, 또는 상태 머신일 수도 있다. 또한, 프로세서는 컴퓨팅 디바이스들의 조합, 예를 들어, DSP 와 마이크로프로세서의 조합, 복수의 마이크로프로세서, DSP 코어와 결합한 하나 이상의 마이크로프로세서, 또는 임의의 다른 이러한 구성으로서 구현될 수도 있다.

여기에 개시된 예시적 실시형태와 관련하여 설명된 방법 또는 알고리즘의 단계는 하드웨어로 직접, 프로세서에 의해 실행되는 소프트웨어 모듈로, 또는 그들의 조합으로 구현될 수도 있다. 소프트웨어 모듈은 랜덤 액세스 메모리 (RAM), 플래시 메모리, 판독 전용 메모리 (ROM), 전기적으로 프로그래밍가능 ROM (EPROM), 전기적으로 소거가능한 프로그래밍가능 ROM (EEPROM), 레지스터, 하드디스크, 착탈형 디스크, CD-ROM, 또는 당업계에 공지된 임의의 다른 형태의 저장 매체에 상주할 수도 있다. 예시적 저장 매체는 프로세서가 저장 매체로부터 정보를 판독할 수 있고 저장 매체에 정보를 기입할 수 있도록 프로세서에 커플링된다. 다르게는, 저장 매체는 프로세서에 통합될 수도 있다. 프로세서 및 저장 매체는 ASIC 에 상주할 수도 있다. ASIC는 사용자 단말기에 상주할 수도 있다. 다르게는, 프로세서 및 저장 매체는 사용자 단말기 내에 이산 컴포넌트로서 상주할 수도 있다.

하나 이상의 예시적 실시형태에서, 설명된 기능은 하드웨어, 소프트웨어, 펌웨어, 또는 이들의 임의의 조합으로 구현될 수도 있다. 소프트웨어로 구현되면, 그 기능은 컴퓨터 판독가능 매체 상의 하나 이상의 명령 또는 코드로서 저장되거나 송신될 수도 있다. 컴퓨터 판독가능 매체는 일 장소로부터 다른 장소로의 컴퓨터 프로그램의 전송을 용이하게 하는 임의의 매체를 포함하는 통신 매체 및 컴퓨터 저장 매체 양자를 포함한다. 저장 매체는 컴퓨터에 의해 액세스될 수 있는 임의의 가용 매체일 수도 있다. 비한정적 예로서, 이러한 컴퓨터 판독가능 매체는 RAM, ROM, EEPROM, CD-ROM 또는 다른 광학 디스크 저장, 자성 디스크 저장 또는 다른 자성 저장 디바이스, 또는 명령 또는 데이터 구조의 형태로 원하는 프로그램 코드를 운반 또는 저장하는데 사용될 수 있고 컴퓨터에 의해 액세스될 수 있는 임의의 다른 매체를 포함할 수 있다. 또한, 임의의 접속이 컴퓨터 판독가능 매체로 적절히 명칭된다. 예를 들어, 소프트웨어가 동축 케이블, 광섬유 케이블, 연선 (twisted pair), 디지털 가입자 라인 (DSL), 또는 적외선, 라디오, 및 마이크로파와 같은 무선 기술을 사용하여 웹사이트, 서버, 또는 다른 원격 소스로부터 송신되면, 그 동축 케이블, 광섬유 케이블, 연선, DSL, 또는 적외선, 라디오, 및 마이크로파와 같은 무선 기술은 매체의 정의 내에 포함된다. 여기에 설명된 바와 같이, 디스크 (disk) 및 디스크 (disc) 는 콤팩트 디스크 (CD), 레이저 디스크, 광 디스크, DVD (digital versatile disc), 플로피 디스크 및 블루-레이 디스크를 포함하며, 여기서, 디스크 (disk) 는 일반적으로 데이터를 자기적으로 재생하지만, 디스크 (disc) 는 레이저를 이용하여 광학적으로 데이터를 재생한다. 또한, 상기의 조합은 컴퓨터 판독가능 매체의 범위 내에 포함되어야 한다.

개시된 예시적 실시형태의 이전의 설명은 당업자가 본 발명을 제조 또는 사용할 수 있도록 제공된다. 이들 예시적 실시형태에 대한 다양한 변형은 당업자에게는 용이하게 명백할 것이며, 여기에 정의된 일반적인 원리는 본 발명의 사상 또는 범위를 벗어남이 없이 다른 실시형태에 적용될 수도 있다. 따라서, 본 발명은 여기에 나타낸 실시형태로 한정되도록 의도된 것이 아니라, 여기에 개시된 원리 및 신규한 특성에 부합하는 최광의 범위가 허여되야 한다.

Claims

무선 전력 수신기로서,
공진 회로 임피던스를 가지는 공진 회로를 포함하는 안테나로서, 상기 안테나는 무선 전력 송신기로부터 무선 전력 신호를 수신하도록 구성되는, 상기 안테나;
상기 안테나에 커플링되고 상기 무선 전력 신호를 직류 입력 신호로 변환하도록 구성되는 정류기로서, 상기 직류 입력 신호는 전압 및 전류 신호들을 가지는, 상기 정류기;
변환기 임피던스를 가지는 직류-직류 변환기로서, 상기 직류-직류 변환기는, 상기 직류 입력 신호에 적어도 부분적으로 기초하여 직류 출력 신호를 생성하도록 구성되고, 제어 신호에 적어도 부분적으로 기초하여 상기 변환기 임피던스를 조정하도록 구성되고, 상기 공진 회로 임피던스는 상기 직류-직류 변환기의 상기 변환기 임피던스에서의 조정들에 응답하는, 상기 직류-직류 변환기; 및
상기 직류 입력 신호의 상기 전압 신호 또는 상기 전류 신호 중 하나에 적어도 부분적으로 기초하여, 상기 제어 신호를 조정하도록 구성된 회로를 포함하는, 무선 전력 수신기.
제 1 항에 있어서,
상기 직류-직류 변환기는 또한 상기 직류 입력 신호의 상기 전압 신호에 부분적으로 기초하여 상기 직류 출력 신호의 전력 출력을 조정하도록 구성된, 무선 전력 수신기.
제 1 항에 있어서,
상기 회로는 펄스 변조기를 포함하는, 무선 전력 수신기.
제 3 항에 있어서,
상기 펄스 변조기는, 상기 직류 출력 신호의 전압 및 상기 직류 출력 신호의 전류 중 하나에 적어도 부분적으로 기초하여 상기 제어 신호를 조정하도록 구성된, 무선 전력 수신기.
제 1 항에 있어서,
상기 회로는, 상기 직류 입력 신호의 상기 전압 신호와 레퍼런스 신호의 비교에 부분적으로 기초하여 상기 제어 신호를 생성하도록 구성된 비교기를 포함하는, 무선 전력 수신기.
제 1 항에 있어서,
상기 펄스 변조기는,
상기 직류 입력 신호를 수신하고;
값을 획득하기 위해 상기 직류 입력 신호를 샘플링하고; 그리고
상기 샘플링된 값에 부분적으로 기초하여, 상기 제어 신호의 듀티 사이클을 조정하도록 구성된 프로세서를 포함하고,
상기 공진 회로 임피던스는 상기 제어 신호의 상기 듀티 사이클에서의 상기 조정에 응답하는, 무선 전력 수신기.
제 6 항에 있어서,
상기 프로세서는 또한 상기 직류 입력 신호의 상기 전압, 상기 직류 입력 신호의 상기 전류, 상기 직류 출력 신호의 전압 또는 상기 직류 출력 신호의 전류 중 적어도 하나를 샘플링하도록 구성된, 무선 전력 수신기.
제 1 항에 있어서,
상기 회로는, 그리고
상기 직류 입력 신호를 수신하고,
값을 획득하기 위하여 상기 직류 입력 신호를 샘플링하도록 구성된 프로세서를 포함하고,
상기 제어 신호 조정은, 상기 직류 입력 신호로부터 샘플링된 값에 부분적으로 기초하여 상기 직류 출력 신호 상의 전력 출력을 상기 직류 출력 신호를 수신하도록 구성된 충전 가능한 디바이스에 의해 허용된 최대 전력 레벨보다 작은 전력 레벨로 감소시키는, 무선 전력 수신기.
제 1 항에 있어서,
상기 직류-직류 변환기는 상기 직류 입력 신호, 상기 제어 신호 및 상기 직류 출력 신호의 출력을 수신하도록 구성된 벅 변환기 또는 부스트 변환기를 포함하는, 무선 전력 수신기.
제 1 항에 있어서,
상기 회로는 또한 상기 공진 회로 임피던스에 적어도 부분적으로 기초하여 상기 무선 전력 수신기의 수신 대역폭을 조정하도록 구성된, 무선 전력 수신기.
공진 회로 임피던스를 가지는 공진 회로를 포함하는 무선 전력 수신기에서 무선 전력 송신기로부터 무선 전력 신호를 수신하는 단계;
상기 무선 전력 신호를 직류 입력 신호로 정류하는 단계;
상기 직류 입력 신호를 직류 출력 신호로 변환하는 단계; 및
상기 공진 회로 임피던스를 변경하고 상기 무선 전력 수신기의 수신 대역폭을 조정하기 위하여, 상기 직류 입력 신호에 부분적으로 기초하여 상기 직류 출력 신호의 전력 출력을 조정하는 단계를 포함하는, 방법
제 11 항에 있어서,
상기 직류 출력 신호의 상기 전력 출력을 조정하는 단계는, 상기 직류 입력 신호의 전압 및 상기 직류 입력 신호의 전류 중 하나 이상에 부분적으로 기초하여 상기 직류 출력 신호의 상기 전력 출력을 조정하는 단계를 더 포함하는, 방법.
제 11 항에 있어서,
상기 직류 출력 신호의 상기 전력 출력을 조정하는 단계는, 상기 직류 입력 신호의 전압, 상기 직류 출력 신호의 전압 및 상기 직류 출력 신호의 전류 중 하나 이상에 부분적으로 기초하여, 상기 직류 출력 신호의 상기 전력 출력을 조정하는 단계를 더 포함하는, 방법.
제 11 항에 있어서,
상기 직류 출력 신호의 상기 전력 출력을 조정하는 단계는, 상기 직류 입력 신호의 전압, 상기 직류 입력 신호의 전류, 상기 직류 출력 신호의 전압 및 상기 직류 출력 신호의 전류 중 하나 이상에 부분적으로 기초하여, 상기 직류 출력 신호의 상기 전력 출력을 조정하는 단계를 더 포함하는, 방법.
제 11 항에 있어서,
상기 직류 출력 신호의 상기 전력 출력을 조정하는 단계는, 상기 직류 입력 신호와 전압 레퍼런스 신호의 비교에 부분적으로 기초하는, 방법.
무선 전력 송신기로부터 무선 전력 신호를 수신하기 위한 수단으로서, 상기 수신하기 위한 수단은 공진 임퍼던스를 가지는, 상기 수신하기 위한 수단;
상기 무선 전력 신호를 직류 입력 신호로 정류하기 위한 수단;
상기 직류 입력 신호를 직류 출력 신호로 변환하기 위한 수단; 및
상기 공진 임피던스를 변경하기 위하여, 상기 직류 입력 신호에 적어도 부분적으로 기초하여 상기 직류 입력 신호를 직류 출력 신호로 변환하기 위한 수단의 입력 변환기 임피던스를, 상기 직류 입력 신호에 적어도 부분적으로 기초하여, 조정하기 위한 수단을 포함하는 상기 수신하기 위한 수단의 교류 임피던스를 변경하기 위한 수단을 포함하는, 무선 전력 수신기.
제 16 항에 있어서,
상기 변환하기 위한 수단의 상기 입력 변환기 임피던스를 조정하기 위한 수단은, 상기 직류 입력 신호의 전압 및 상기 직류 입력 신호의 전류 중 하나 이상에 부분적으로 기초하여 상기 직류 입력 신호를 직류 출력 신호로 변환하기 위한 수단으로부터의 상기 직류 출력 신호의 상기 전력 출력을 조정하기 위한 수단을 더 포함하는, 무선 전력 수신기
제 16 항에 있어서,
상기 변환하기 위한 수단의 상기 입력 변환기 임피던스를 조정하기 위한 수단은, 상기 직류 입력 신호의 전압, 상기 직류 출력 신호의 전압 및 상기 직류 출력 신호의 전류 중 하나 이상에 부분적으로 기초하여 상기 직류 입력 신호를 직류 출력 신호로 변환하기 위한 수단으로부터의 상기 직류 출력 신호의 상기 전력 출력을 조정하기 위한 수단을 더 포함하는, 무선 전력 수신기
제 16 항에 있어서,
상기 변환하기 위한 수단의 상기 입력 변환기 임피던스를 조정하기 위한 수단은, 상기 직류 입력 신호, 상기 직류 입력 신호의 전류, 상기 직류 출력 신호의 전압 및 상기 직류 출력 신호의 전류 중 하나 이상에 부분적으로 기초하여 상기 직류 입력 신호를 직류 출력 신호로 변환하기 위한 수단으로부터의 상기 직류 출력 신호의 상기 전력 출력을 조정하기 위한 수단을 더 포함하는, 무선 전력 수신기
제 16 항에 있어서,
값을 결정하기 위하여 상기 직류 입력 신호와 전압 레퍼런스 신호를 비교하기 위한 수단을 더 포함하고, 상기 변환하기 위한 수단의 상기 변환기 임피던스를 조정하기 위한 수단은, 상기 값에 부분적으로 기초하여 상기 변환하기 위한 수단의상기 변환기 임피던스를 조정하도록 구성된, 무선 전력 수신기.
제 16 항에 있어서,
상기 공진 임피던스의 수신 대역폭을 조정하기 위한 수단을 더 포함하는, 무선 전력 수신기.