CN111884352B - 一种适用于多模块无线充电系统的联合控制方法 - Google Patents
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Abstract
本发明公开了一种适用于多模块无线充电系统的联合控制方法,所述的多模块无线充电系统中含有若干无线充电模块,每个模块包含一个发射线圈、一个接收线圈以及一套独立的发射端电路和接收端电路,输出侧并联对负载进行输出,通过设置参考超前桥臂的驱动信号相位,使各模块逆变器输出电压上升沿的相位差维持在0°或180°;通过总输出电流(或电压)对各个模块输入侧进行联合移相控制,各模块移相角相同。对于耦合参数不对称的多模块无线充电系统,对发射端电流进行有效值均流控制,以实现非对称多模块无线充电系统发射端均流。本方法通过联合控制和发射端有效值均流控制,实现了对多模块无线充电系统正对和偏移情况下的输出控制以及发射端电流平衡。
Description
技术领域
本发明属于无线充电技术领域,涉及一种适用于多模块无线充电系统的联合控制方法。
背景技术
随着全球范围内能源紧缺和环境污染问题的日益严重,发展电动汽车的重要性日益凸显。电动汽车无线充电技术,由于具有高效便利、维护成本低、不受环境影响等一系列优点备受关注。虽然目前中低功率无线充电技术已经得到一定发展,但大功率无线快充仍在研究当中。模块化的无线传能技术有利于突破传统单通道无线充电的功率限制,但由于不同模块间存在着复杂的交叉耦合,破坏了每个模块输入输出之间的单调关系,导致难以单独对其中一个模块的输出进行控制,所以目前还没有实际应用。本发明提出了一种应用于多模块无线充电系统的联合控制方法,整体对总输出进行控制,在此基础上另外对发射端增加均流控制,实现了对多模块无线充电系统正对和偏移情况下的输出控制以及发射端电流均衡。
发明内容
本发明的目的在于针对多模块无线充电系统控制中的耦合以及均流问题,提供一种适用于多模块无线充电系统的联合控制方法。
本发明采用的技术方案如下:
一种适用于多模块无线充电系统的联合控制方法,所述的多模块无线充电系统中含有若干无线充电模块,每个模块包含一个发射线圈、一个接收线圈以及一套独立的发射端和接收端电路,所述的发射端电路包括直流输入、逆变器、补偿网络,所述的接收端电路包括整流桥、补偿网络,并且每一个补偿网络都针对反射阻抗进行补偿,以确保回路阻抗虚部为0,所有模块的输出侧并联,对负载进行输出。针对多模块的系统,其联合控制方法如下:通过设置参考超前桥臂(leading leg)驱动信号相位,使各模块逆变器输出电压上升沿的相位差维持在0°或180°(若某一模块的发射端与另一模块的接收端的互感为正,则两个模块的电压上升沿相位差设置为0°,若为负则设置为180°,可保证有功功率均由发射端传送至接收端,达到效率最优);采用移相的控制方法(PS-PWM),将总输出电流(或电压)作为反馈量与系统输出电流(或电压)参考值进行比较,通过PID补偿网络对所有模块的移相角Φ进行统一控制。
对于耦合参数不对称(对于不同模块由于其所处的位置不对称,可能各模块中的互感值会有所区别,即耦合参数不对称)的多模块无线充电系统,对发射端电流进行有效值均流控制,即将所有模块发射端的电流进行有效值计算后取平均获得有效值的平均值,检测发射端电流最大的模块,将其发射端电流有效值作为反馈量,与所述的平均值进行比较,通过PID补偿网络得到所述模块的移相角Φ2对该模块进行移相控制,对其他模块仍然采用前述联合控制方式进行控制,以实现非对称多模块无线充电系统发射端均流。
本发明方法通过联合控制和发射端有效值均流控制,实现了对多模块无线充电系统正对和偏移情况下的输出控制以及发射端电流均衡。
本发明的有益效果是:
采用本发明的方法可以通过控制手段实现多模块无线充电系统总输出电流的控制以及发射端在正对和偏移情况下的均流控制,并且适用于各类多模块无线充电系统情况。补偿方式、负载性质、模块数量,摆放等均不影响此方案的通用性。
附图说明
图1多模块无线充电系统概念图;
图2两模块无线充电系统等效电路;
图3两模块无线充电系统基波等效电路;
图4两模块无线充电系统联合控制框图;
图5四模块无线充电系统联合控制框图;
图6三模块无线充电系统,(a)联合控制框图,(b)发射端均流控制框图;
图7仿真线圈Maxwell俯视图,(a)两模块系统,(b)三模块系统,(c)四模块系统;
图8两模块无线充电系统正对情况下,(a)输出电流波形图,(b)发射端电流波形图;
图9四模块无线充电系统正对情况下,(a)输出电流波形图,(b)发射端电流波形图;
图10三模块无线充电系统正对情况下,(a)输出电流波形图,(b)发射端电流波形图;
图11两模块无线充电系统偏移情况下,(a)输出电流波形图,(b)发射端电流波形图;
图12四模块无线充电系统偏移情况下,(a)输出电流波形图,(b)发射端电流波形图;
图13三模块无线充电系统偏移情况下,(a)输出电流波形图,(b)发射端电流波形图。
具体实施方式
多模块无线充电系统的概念图如图1所示,每个模块包含一个发射线圈、一个接收线圈以及一套独立的发射端和接收端电路,所述的发射端电路包括直流输入、逆变器、补偿网络,所述的接收端电路包括整流桥、补偿网络。以两模块系统为例分析系统输入输出关系,其等效电路如图2所示,基波等效电路如图3所示,R1T、R2T分别为第一个模块和第二个模块的发射端寄生电阻,R10和R20分别为第一个模块和第二个模块接收端寄生电阻,u1(t)和u2(t)分别表示第一个模块和第二个模块的基波输入电压,i1T(t)和i1R(t)分别表示第一个模块发射线圈和接收线圈中的电流,i2T(t)和i2R(t)分别表示第一个模块发射线圈和接收线圈中的电流,L1T、L1R、L2T、L2R代表四个线圈的自感,C1T、C1R、C2T和C2R表示四个回路的补偿电容,MiTjR,i、j∈[1,n],i≠j,表示第i个模块发射线圈与第j个模块接收线圈之间的互感。因为基波等效电路中均为线性元件,所以多模块无线充电系统谐振腔部分为线性电路,系统的总输出与总输入之间始终维持单调关系。对于并联电阻负载输出,反馈量可以是总输出电流或总输出电压;对于并联电池负载输出,反馈量为总输出电流。由于电动汽车应用主要是对电池负载充电,所以以电池负载为例进行分析,但负载性质并不影响本方法的通用性。下面将分别对互感参数对称多模块系统,互感参数不对称多模块系统的正对和偏移情况下的控制策略进行表述。
首先对互感参数对称的多模块系统进行分析,此处以两模块系统和四模块系统为例。两模块系统等效电路如图2所示,Rf表示电池负载的内阻,io1(t)、io2(t)和io(t)分别表示第一个模块输出电流、第二个模块输出电流和系统总输出电流,L1、L2表示并联输出解耦电感。C1T、C1R、C2T和C2R表示四个回路的补偿电容,补偿方式并不会改变输入输出间的单调关系,但对于多模块无线充电系统,每一个谐振腔都针对反射阻抗进行补偿,以确保输入阻抗虚部近似为0的补偿方式可以保证系统的总效率最高。
发射端逆变器采用移相控制方式,其中VT1、VT4、VT5和VT8为超前桥臂,栅极控制信号固定,控制信号产生方式见图4,正弦波参考相位依据交叉互感符号判定。对于交叉互感M1T2R、M1R2T为负的两模块系统,输入电流相位差为180°时,可以保证两发射线圈对每个接收线圈的感应电压同相位,有功功率均是由发射端传到接收端,效率较高;对于交叉互感M1T2R、M1R2T为正的两模块系统,输入电流相位差为0°,可以保证两发射线圈对每个接收线圈的感应电压同相位,有功功率均是由发射端传到接收端,效率较高。对于正对情况下的两模块无线充电系统,通过上述方法进行补偿后,回路中仅存在有功电流,且正常情况下交叉互感均为负值,所以分析中两模块逆变器超前臂的正弦波相位差设置为180°。
以n模块系统为例得到普适的补偿电容公式,取n模块系统中第i个模块(i∈[1,n])进行分析,回路方程可列写如下:
为了消除同边耦合,需要
可以推出额外电容为:
VT2、VT3、VT6和VT7为移相控制中的滞后桥臂,栅极控制信号产生方式见图4。以总输出电流作为反馈量调节系统输入移相角Φ,单调关系前文已经叙述,从而通过对逆变器移相角的控制实现对总输出功率的控制。
综上所述,两模块无线充电系统的电路结构和控制框图分别如图2和图4所示。图4中所给的两个正弦调制波幅值相等,相位反向。将正弦调制波与零电位分别给到电压比较器的正负两端,所产生的控制信号分别给到两模块逆变器超前桥臂的上管(VT1和VT5),所产生的控制信号经过反相器生成互补控制信号分别给到两模块逆变器超前桥臂的下管(VT4和VT8)。当调制波幅值大于0时,超前桥臂的上管导通;反之,超前桥臂的下管导通。两个模块调制波之间的相位差转换为逆变器超前桥臂控制信号间的相位差,也近似为两模块等效基波输入电压间的相位差。图4表示互感对称无线充电系统在正对和偏移情况下的联合控制框图,此时两模块逆变器的滞后桥臂同时调整。
四模块无线充电系统的电路结构与两模块系统相同,控制方式类似,超前桥臂栅极信号的产生方式见图5,成对角线分布的两个通道的正弦波同相位,毗邻的两个通道的正弦波相位相差180°。仍旧以系统的总输出电流作为反馈量,对逆变器滞后桥臂的移相角进行统一控制。
对于互感参数对称的多模块无线充电系统,当系统发生偏移时,尽管互感参数不再对称,但即使偏移达到10cm的情况下,输入和输出侧的电流不均衡程度小于20%,不需要进行额外均流控制。
对于互感参数不对称的多模块无线充电系统,以三模块无线充电系统为例进行分析,补偿计算与两模块系统方式相同,默认不同模块电流大小相等进行补偿。由于系统本身互感分布不对称,所以每个模块输入端反射阻抗不相等,在输入电压相同的情况下,发射端电流和功率分布不对称,同样的,对接收端电路而言,各模块的感应电动势也并不相等,因而接收端电流同样分布不对称。模块化系统往往希望输入功率和输出功率相等,如果不同模块的输入功率相差数倍,即使输出达到所需要的数值,也没有发挥模块化系统功率分摊和避免产生集中磁场、发热等优点,还会造成器件等资源的浪费,所以需要在不对称系统中尽量保证多模块系统功率分布对称。对于无线充电系统而言,由于发射端电路使用有源器件,而接收端电路是不控整流,所以发射端均流更为重要。所以对于互感参数不对称的多模块无线充电系统,在联合控制的基础上,增添发射端电流有效值的均流控制,控制框图如图6所示。首先对各模块发射端电流进行有效值运算,然后在此基础上取得发射端平均有效值电流。同时,对三个模块发射端电流的大小进行比较,筛选出三模块中原边电流最大的模块,将该模块的发射端电流与发射端平均电流进行比较,将比较值通过PID补偿网络送到移相PWM环节产生控制信号。另外两个模块仍然采用联合控制方式产生移相控制信号。此时对发射端电流均流的控制可以很好的分摊由于互感参数不对称引起的额外发射端电流应力。这种情况下采用接收端输出电流联合调整的控制方法可以很大限度减小发射端电路视在功率的增加。
当互感参数不对称的多模块无线充电系统发生偏移时,由于互感参数均发生较大变化,发射端电流最大的模块可能会发生改变。此时需要将偏移后的发射端电流最大的模块作为均流控制对象,另外两个模块实行联合控制,以取得较好的发射端均流效果。
仿真验证
本发明以单模块额定功率为3.7KW的多模块系统为例,分别在正对和偏移10cm两种情况下进行验证,仿真软件使用PLECS。对称多模块系统取两模块和四模块系统进行仿真验证,不对称多模块系统取三模块系统进行仿真验证。线圈匝数取35匝,边长取350mm,磁芯和屏蔽层边长取370mm,各模块线圈紧靠,俯视图如图7所示。通过Maxwell仿真可以得到电感及交流电阻参数如下所示:
表1两模块无线充电系统电感及交流电阻参数(正对)
表2两模块无线充电系统电感及交流电阻参数(偏移)
表3三模块无线充电系统电感及交流电阻参数(正对)
表4三模块无线充电系统电感及交流电阻参数(偏移)
表5四模块无线充电系统电感及交流电阻参数(正对)
表6四模块无线充电系统电感及交流电阻参数(偏移)
直流输入电压取800V,电路结构、补偿方式以及发射端逆变器控制方式与理论部分相同,电池负载为333V,内阻取0.061Ω,忽略电容寄生电阻,接收端采取不控整流,每个模块额定输出电流均设定为11.1A,仿真得到正对情况下各模块输出电流波形以及发射端电流分布分别如图8、9、10所示,偏移情况下各模块输出电流波形以及发射端电流分布分别如图11、12、13所示。可以看出总输出电流可以稳定跟随参考值并且发射端电流基本均衡。
Claims (3)
1.一种适用于多模块无线充电系统的联合控制方法,其特征在于,所述的多模块无线充电系统中含有若干无线充电模块,每个模块包含一个发射线圈、一个接收线圈以及一套独立的发射端电路和接收端电路,所述的发射端电路包括直流输入、逆变器、补偿网络,所述的接收端电路包括整流桥、补偿网络,并且每一个补偿网络都针对反射阻抗进行补偿,以确保回路阻抗虚部为0,所有模块的输出侧并联,对负载进行输出;针对多模块的系统,其联合控制方法如下:
对于互感参数对称的多模块系统,发射端逆变器采用移相控制方式,超前桥臂栅极控制信号固定,将正弦调制波与零电位分别给到电压比较器的正负两端,所产生的控制信号或经过反相器生成互补控制信号给到超前桥臂,正弦波参考相位依据交叉互感符号判定;对于交叉互感为负的系统,输入电流相位差为180°,对于交叉互感为正的系统,输入电流相位差为0°;滞后桥臂以总输出电流作为反馈量调节系统输入移相角,从而通过对逆变器移相角的控制实现对总输出功率的控制;
对于互感参数不对称的多模块无线充电系统,在上述联合控制的基础上,增添发射端电流有效值的均流控制,首先对各模块发射端电流进行有效值运算,然后在此基础上取得发射端平均有效值电流,筛选出原边电流最大的模块,将该模块的发射端电流与发射端平均电流进行比较,将比较值通过PID补偿网络送到移相PWM环节产生控制信号,其余模块仍然采用联合控制方式产生移相控制信号。
2.根据权利要求1所述的适用于多模块无线充电系统的联合控制方法,其特征在于,当所述的负载为电阻负载输出,采用移相的控制方法PS-PWM时,反馈量是总输出电流或总输出电压;当负载为电池负载输出,则反馈量为总输出电流。
3.根据权利要求1所述的适用于多模块无线充电系统的联合控制方法,其特征在于,所述的方法不受补偿方式、模块数量、负载性质以及摆放位置的因素限制。
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