KR20110081326A - 광 신호 필드의 재구성 및 복구 - Google Patents

광 신호 필드의 재구성 및 복구 Download PDF

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Abstract

수신된 광 신호의 진폭 및 위상 모두의 디지털 버전은 디지털 신호 처리와 결합하여 직접 차동 검출을 채용함으로써 전개된다. 이 신호는 3개 복사본으로 분할된다. 강도 프로파일(profile)은 통상적으로 복사본들 중 하나를 사용하여 얻어진다. 위상 정보는, 직교 위상 오프셋들을 갖고 각각의 평형 강도 검출기들이 수반되는 한 쌍의 광 지연 간섭계들의 각각의 하나에 각각의 나머지 복사본을 공급함으로써 얻어진다. 평형 강도 검출기들의 각각의 출력과, 강도 프로파일은 각각의 디지털 표현들로 각각 변환된다. 신호 처리는 평형 강도 검출기 출력들의 출력의 디지털 표현들로부터 위상 정보를 전개하는 데 사용된다.

Description

광 신호 필드의 재구성 및 복구{RECONSTRUCTION AND RESTORATION OF AN OPTICAL SIGNAL FIELD}
본 발명은 광 신호 필드의 재구성 및 복구에 관한 것이다.
선형 및 비선형 효과들은 광섬유들을 통해 전송되는 광 신호들을 왜곡시킨다. 이러한 효과들은 색 분산(chromatic dispersion:CD) 및 자기 위상 변조(self-phase modulation:SPM)를 포함한다. 광 분산 보상은 통상적으로 CD의 결과로서 발생하는 신호 왜곡을 감소시키는데 사용된다.
전자 분산 보상(Electronic Dispersion Compensation:EDC)은 비용 효과 면에서 CD에 의해 유발되는 왜곡을 융통성 있게 감소시킬 수 있는 기술로서 최근에 알려지고 있다. 2005년 M.S. O'Sullivan, K. Roberts, 및 C. Bontu의 ECOC'05, 논문 Tu3.2.1 "광 통신 시스템들의 전자 분산 보상 기술들(Electronic dispersion compensation techniques for optical communication systems)"에서 설명되듯이, EDC는 송신기에서 실행될 수 있다. 그렇게 행하는 것은 프리-EDC(pre-EDC)로서 본 명세서에서 언급된다. 대안적으로, S. Tsukamoto, K. Katoh, 및 K. Kikuchi의 "그룹-속도 분산 보상에 대하여 호모다인-검출(homodyne-detected) 신호의 디지털 처리에 기초하여 200-Km 표준 단일-모드 섬유를 통한 2-Gb/s 광 직각 위상 편이 변조 신호의 비반복 전송(Unrepeated Transmission of 20-Gb/s Optical Quadrature Phase-Shift-Keying Signal Over 200-km Standard Single-Mode Fiber Based on Digital Processing of Homodyne-Detected Signal for Group-Velocity Dispersion Compensation)", 2006년 5월 1일, 발행 9, Volume 18, IEEE 포토닉스 기술 문서, pp.1016~1018에서 기술되는 바와 같이, EDC는 수신기로서 실행될 수 있으며, 그것은 포스트-EDC(post-EDC)로서 본 명세서에서 언급된다.
포스트-EDC는 퍼포먼스 피드백이 수신기에서 송신기로 공급될 필요가 없다는 점에서 프리-EDC보다 유리하다. 불행하게도, 오늘날의 광섬유 통신 시스템들의 광 검출 기술, 예를 들면 포토다이오드들에 의해 실행되는 전자 변환에 관한 광에 통상적으로 사용되는 자승 검출로도 알려진 직접 강도 검출은, 단지 광 신호 진폭만을 복구하고, 광 신호 위상 정보를 복구할 수 없어, 프리-EDC의 성능보다 포스트-EDC의 성능을 훨씬 나쁘게 한다.
이러한 단점을 극복하고 포스트-EDC의 성능을 강화시키기 위하여, 츠카모토 등의 논문에서는 광 신호의 복소 필드, 즉, 진폭과 위상 양자를 전적으로 재구성하도록 코히런트 검출 채용을 제안하고 있다. 그러나, 불리하게도, 직접 강도 검출과 비교했을 때, 코히런트 검출은 훨씬 복잡하기 때문에, 비용이 비싸고, 실행하기가 어렵다. 또한, 불리하게도, 코히런트 검출은 OLO(Optical Local Oscillator)와 신호 반송파 간의 위상 및 편광 추적뿐만 아니라, 광 국부 발진기(OLO)의 사용을 요구한다.
본 발명은 이러한 문제점들을 극복하는 광 신호 필드의 재구성 및 복구에 관한 것이다.
본 발명의 원리들에 따르면, 예를 들면 수신 광의 레퍼런스 포인트에 관하여, 디지털 버전의 복소의 광 필드, 즉, 진폭과 위상 양자는 디지털 신호 처리와 결합하여 직접 차동 검출을 채용함으로써 수신기에서 전개된다.
구체적으로 말하면, 공지된 바와 같이, 임의의 신호의 복소 광 필드는 그것의 강도와 위상 프로파일(profile)들을 알게 됨으로써 재구성될 수 있다. 강도 프로파일은 종래의 직접 강도 검출에 의해 얻어질 수 있다. 위상을 얻는 것에 관하여, 본 발명의 양상에 따르면, 수신 신호에서 소정의 시간 차 ΔT만큼 떨어져 있는 인접 위치들 간의 위상 차들에 관한 정보를 포함하는 복소 파형의 제 1 전자 아날로그 표현은 직교 위상 오프셋들을 가지는, 즉 위상 오프셋들 간의 차가 π/2이고, 2개의 평형 강도 검출기들(balanced intensity detectors)이 수반되는 한 쌍의 광 지연 간섭계들을 채용함으로써 얻어진다. 평형 강도 검출 이후의 제 1 간섭계들의 출력은 복소 파형의 실수 부분이고, 평형 강도 검출 이후의 제 2 간섭계들의 출력은 복소 파형의 허수 부분이다. 평형 강도 검출기들 각각의 출력과 직접 강도 검출에 의해 얻어지는 경우의 강도 프로파일은, 아날로그-디지털 변환을 사용하여 디지털 표현으로 변환된다. 아날로그-디지털 변환의 샘플 기간은 ΔT보다 더 짧아서, 다수의 샘플은 ΔT 기간 내에 존재한다. 복소 파형의 디지털 표현에서, ΔT만큼 떨어져 있는 인접 위치들 간의 위상 차가 얻어질 수 있다. 그런 다음, 얻어진 위상 차들과, 선택적으로는 ΔT 기간 내에서 다수 샘플 간의 초기 위상 오프셋의 검색에 기초하여, 모든 샘플들 사이의 위상 관계가 얻어진다. 본질적으로, 수신 신호의 절대 위상 프로파일이 유도되고 일정한 위상 시프트의 프로파일은 단지 불확실할 뿐이며, 이것은 중요하지 않다.
필요한 하드웨어를 간소화하기 위하여, 선택적으로 강도 프로파일은 직접 강도 검출에 의해 그것을 얻는 것보다는 오히려 복소 파형의 절대값으로부터 근사화될 수 있다. 또한, 선택적으로, 일단 수신된 광 신호의 강도 프로파일 및 위상 프로파일이 복구되면, 디지털 신호 처리는 수신 신호의 왜곡들, 예를 들면 색 분산 및 SPM으로 인한 신호 왜곡들을 보상하는데 채용될 수 있어, 원래의 송신된 신호 파형의 정확한 표현은 전기적으로 재구성될 수 있다.
본 발명의 기술들이 차동 2진 위상 편이 변조(differential binary phase-shift keying:DBPSK) 및 차동 직각 위상 편이 변조(differential quadrature phase-shift keying:DQPSK) 신호들과 같은 다양한 유형의 광 차동 위상 편이 변조(differential phase-shift keying:DPSK) 신호들에 있어서 적절하게 채용될 수 있다. 또한, 진폭 편이 변조(amplitude-shift keying:ASK), 결합형 DPSK/ASK, 직교 진폭 변조(quadrature amplitude modulation:QAM)에 있어서도 사용될 수 있다.
본 발명은 수신된 광 신호의 진폭 및 위상 모두의 디지털 버전은 디지털 신호 처리와 결합하여 직접 차동 검출을 채용함으로써 전개되어, 종래기술들의 문제점들을 극복하는 광 신호 필드의 재구성 및 복구를 달성할 수 있다.
도 1은 본 발명의 원리들에 따라서 광 신호 필드를 재구성하여 복구하는 예시적인 장치를 도시하는 도면.
도 2는 강도 프로파일이 수신된 광 신호로부터 직접 복구되지 않고 근사화되는, 도 1에 도시된 것과 동일한 발명의 실시예를 도시하는 도면.
이하는 단지 본 발명의 원리들을 설명하는 것뿐이다. 따라서, 당업자는 본 명세서에는 명확하게 기술되거나 또는 도시되고 있지 않지만, 발명의 원리들을 구현하고 발명의 사상 및 범위 내에 포함되는 다양한 구성들을 고안할 수 있다는 것을 알 수 있게 된다. 또한, 모든 일례들과 본 명세서에서 인용되는 가정 언어는, 원리적으로 기술을 촉진하도록 발명자(들)에 의해 제공되는 발명의 원리들과 개념들을 이해하는데 있어서 독자에게 도움을 주는 교육학적 목적으로만 표현하도록 의도되고, 이러한 구체적으로 인용된 일례들 및 가정들에 한정시키지 않는 것으로 해석되어야 한다. 또한, 발명의 특정 일례들뿐만 아니라, 발명의 원리들, 양상들 및 실시예들 인용하는 명세서에서의 모든 진술들은 발명의 구조적 그리고 기능적 동등물들을 포함하도록 의도된다. 또한, 이러한 동등물들이 현재 공지된 동등물들과 미래에 전개되는 동등물들 모두를, 즉 구조와 상관없이 동일 기능을 실행하도록 전개되는 임의의 소자들을 포함한다.
따라서, 예를 들면, 당업자라면 명세서의 임의의 블록도들은 발명의 원리들을 구체화하는 예시적 회로들의 개념적 도면들을 나타내고 있음을 이해하게 된다. 동일하게, 임의의 흐름도들, 흐름도들, 상태 변화도, 의사코드 등은, 컴퓨터 판독 가능 매체에서 대체로 표현될 수 있어, 컴퓨터 또는 처리기가 명확하게 도시되든 안 되든 간에 컴퓨터 또는 처리기에 의해 실행될 수 있는 다양한 처리들을 나타낸다.
"처리기들"로 라벨링된 임의의 기능 블록들을 포함하는 도면들에서 도시되는 다양한 소자들의 기능들은, 적정 소프트웨어와 관련하여 소프트웨어를 실행할 수 있는 하드웨어뿐만 아니라 전용 하드웨어 사용을 통해서 제공될 수 있다. 처리기에 의해 제공되는 경우, 기능들은 단일 전용 처리기, 단일 공유 처리기, 또는 일부가 공유될 수 있는 복수의 개별 처리기에 의해 제공될 수 있다. 또한, 용어 "처리기", 또는 "제어기"의 명확한 사용은, 소프트웨어를 실행할 수 있는 하드웨어에 관해서만 언급되는 것으로 해석되어서는 안 되며, 제한 없이, 디지털 신호 처리기(DSP) 하드웨어, 네트워크 처리기, 어플리케이션 특정 집적 회로(ASIC), 필드 프로그램가능 게이트 어레이(FPGA), 소프트웨어 저장용 판독 전용 메모리(ROM), 랜덤 액세스 메모리(RAM), 비휘발성 기억 장치를 함축적으로 포함할 수 있다. 다른 하드웨어, 종래 하드웨어 및/또는 맞춤 하드웨어도 포함될 수 있다. 유사하게는, 도면들에 도시되는 임의의 스위치들은 단지 개념적일 뿐이다. 그것들의 기능은 프로그램 논리 동작을 통해서, 전용 논리를 통해서, 프로그램 제어와 전용 논리의 상호 작용을 통해서, 또는 심지어는 수동적으로 본문에서 특히 잘 이해될 수 있는, 실행자들에 의해 실행 가능한 특정 기술을 통해서 실행될 수 있다.
본 발명의 청구항들에서, 명시된 기능을 실행하는 수단으로서 표현되는 임의의 소자는 그 기능을 실행하는 임의의 방법을 포함하도록 의도된다. 상기는 예를 들면, a) 그 기능을 실행하는 전기적 또는 기계적 소자들의 결합 또는 b) 어떤 경우에는 소프트웨어 제어형 회로에 결합되는 기계적인 소자들뿐만 아니라, 그 기능을 실행하는 소프트웨어를 실행하는 적정 회로와 결합되는, 펌웨어, 마이크로코드 등을 포함하는 임의의 형태의 소프트웨어를 포함한다. 이러한 청구항들에 의해 정의되는 발명은 다양한 인용 수단에 의해 제공되는 기능들이 청구항들에서 요구되는 방법으로 결합되고 합쳐진다는 점에 있다. 따라서, 출원자는 본 명세서에서 도시되는 것과 동등한 것으로서 그것의 기능성들을 제공할 수 있는 임의의 수단을 간주한다.
소프트웨어 모듈들, 또는 소프트웨어일 것으로 포함되는 간단한 모듈들은, 흐름도 소자들 또는 처리 단계들 및/또는 본문 기술의 성능을 나타내는 다른 소자들의 임의의 결합으로서 명세서에서 표현될 수 있다. 이러한 모듈들은 명백히 또는 함축적으로 도시되는 하드웨어에 의해 실행될 수 있다.
명세서에서 달리 명백하게 명기되지 않는 경우, 도면들은 일정한 비례로 도시되지 않는다.
기술에 있어서, 도면들 중 상이한 도면 내에서 동일하게 번호가 매겨진 구성 소자들은 동일 구성 소자들로 간주된다.
도 1은 디지털 신호 처리와 결합하여 직접 차동 검출을 채용함으로써 수신 광 신호의 전체 복소 광 필드를 전개하고, 그것의 소스로부터 이동함에 따라 광 신호에 가해지는 다양한 손상들을 보상하는, 본 발명의 원리들에 따라 배열되는 통상적으로 수신기 내에 있는 예시적인 장치를 도시하고 있다. 도 1은 a) 1×3 광 분할기(1001); b) 광 지연 간섭계(optical delay interferometer:ODI)들(1002, 1003); c) 평형 강도 검출기들(1011, 1013); d) 포토다이오드(1015); e) 증폭기(1021, 1022, 1023); f) 선택적 자동-이득 제어기(AGC)들(1031, 1032, 1033); g) 아날로그-디지털 변환기(ADC)들(1041, 1042, 1043); 및 h) 디지털 신호 처리 유닛(1050)을 도시한다.
보다 구체적으로는, 1×3 광 분할기(1001)는 3개 복사본을 생성하도록 인입하는 광 신호를 복사한다. 원래의 입력 신호로부터 복사본들 각각에 할당되는 광 전력은 실행자의 재량이다. 본 발명의 일 실시예에서, 전력은, 입력 전력의 약 40 내지 45퍼센트가 ODI들(1002, 1003) 각각에 출력으로서 공급되고, 나머지 전력, 예를 들면 10 내지 20퍼센트가 포토다이오드(1015)에 공급되도록 분할된다.
당업자가 이미 알고 있듯이, 광 지연 간섭계들(ODI)(1002, 1003)은, 요구되는 특성들을 가지는 임의의 유형의 간섭계일 수 있다. 예를 들면, ODI들(1002, 1003)은 공지된, 소위 말하는 마치-젠더(Mach-Zehnder) 간섭계에 기초할 수 있다. 또는, ODI들(1002, 1003)은 공지된, 소위 말하는 미첼슨(Michaelson) 간섭계에 기초할 수 있다.
ODI(1002)는 그것의 각각의 2개 암(arm)들 간의 광 경로에서 약 ΔT의 지연과 위상 차, 즉 오프셋 φ0을 가진다.
Figure pat00001
위에서, TS는 신호의 심볼 기간이고, sps는 아날로그-디지털 변환기들(1041, 1042, 1043)에 의해 취해지는 심볼당 샘플의 수이며, m은 1과 sps 사이의 정수이며, φ0는 임의의 선택된 수이다. 만일 그런 경우에, ODI들(1002, 1003)의 자유 스펙트럼 범위(free spectral range:FSR), 즉 1/ΔT는
Figure pat00002
과 같이 신호 심볼 레이트(SR)에 관련된다. 수치(numeric) 시뮬레이션들에 기초하여, 바람직하게는 sps는 값 4로 설정되고, m은 값 1, 2, 3 또는 4일 수 있다는 것이 밝혀졌음에 주목한다. 이것은 4 미만의 sps 값이 후술되는 절차들에서 충분히 제공되는 경우 정확하게 신호 파형을 표현하기에 충분하지 않은 경향이 있으며, 4 보다 큰 sps 값은 무시해도 되는 향상만을 제공하기 때문이다.
지연 차동은 본 발명의 일 실시예에서 ΔT*C/n의 큰 길이 차를 가지도록 간섭계의 하나의 암을 조절함으로써 달성될 수 있으며, 여기서 C는 진공에서의 빛의 속도이고, n은 암의 매체의 굴절률이며, 그리고 나서 φ0의 위상 시프트를 또한 야기하도록 길이를 조절한다. 사실상, φ0의 위상 시프트가 매우 적은 길이 차에 대응하기 때문에, 위상 시프트부는 실제로는 다소 길게 또는 짧게 할 수 있어, 전체 길이는 φ0 ± 2π의 배수가 된다는 것에 주목한다. 그 방법에서, 길이가 정확하게는 φ0가 아니어도, 위상 변동은 유효하게 φ0이다.
φ0의 유효 길이 변동을 달성하는데 사용되는 총 길이 변동은 길이 ΔT*C/n의 몇 퍼센트일 수 있다. 최대 25퍼센트가 작동할 수 있는 반면에, 바람직하게, 상기 퍼센트는 10퍼센트 미만이며, 물론 실제 소망의 길이를 일치시키도록 길이를 보다 정확히 하면 할수록, 성능은 더 좋아지게 된다. 본 발명의 다른 실시예에서, 요망되는 지연 및 위상 차가 달성되는 한, 요구되는 지연은 암들 사이에서 분할된다. 당업자는 ODI(1002)를 실행하는데 적절한 구성을 전개하는 방법을 쉽사리 인지하게 된다.
임의의 값이 위상 오프셋 φ0의 값으로 이용될 수 있기는 하지만, 후술되는 바와 같이, 종래 수신기와의 호환성을 위해 바람직하게는 φ0의 특정 값들이 이용될 수 있다. 예를 들면, φ0의 양호한 값은 DQPSK에 대해서는 π/4이고, DBPSK에 대해서는 0이다.
ODI(1003)는, 그 각각의 2개 암들 간의 광 경로 내에 약 ΔT의 지연을 가진다는 점에서는 ODI(1002)와 유사하지만, 그 암들 간에 φ0-π/2의 위상 오프셋을 가지고 있다. 따라서, ODI(1002, 1003)의 위상 오프셋들 간의 차는 π/2이며, 그래서 ODI(1002, 1003)는 직교 위상 오프셋들을 가진다고 한다.
평형 강도 검출기들(1011, 1013)은 종래의 것이다. 통상적으로, 평형 강도 검출기들(1011, 1013) 각각은 한 쌍의 잘 어울리는 포토다이오드들로 구성된다. 평형 강도 검출기들(1011, 1013)은 ODI(1002, 1003)의 각각의 암들의 출력을 전기 표현으로 변환한다. 따라서, 평형 강도 검출기들(1011, 1013)은 수신된 광 신호에서 ΔT만큼 떨어진 2개의 시간 위치들 간의 위상 차에 관한 정보를 포함하는 복소 파형의 실수 및 허수 부분의 전기 버전을 얻는다.
포토다이오드(1015)는 종래의 직접 강도 검출을 실행하여, 수신된 광 신호의 강도 프로파일을 전자 형태로 얻는다.
증폭기들(1021, 1022, 1023)은 평형 강도 검출기(1011), 평형 강도 검출기(1013), 및 포토다이오드(1015) 각각에 의한 출력들로서 공급되는 신호들을 증폭시킨다. 통상적으로, 증폭기들(1021, 1022, 1023)은 평형 강도 검출기(1011), 평형 강도 검출기(1013) 및 포토다이오드(1015)의 다양한 포토다이오드들에 의해 출력되는 전류를 각각의 대응 전압들로 변환시킨다. 이러한 목적으로, 증폭기들(1021, 1022, 1023)은 트랜스-임피던스 증폭기들일 수 있다. 또한, 증폭기들(1021, 1022)은 차동 증폭기들일 수 있다. 증폭 후에, 출력들 각각은 통상적으로 단독 종료된다. 선택 자동-이득 제어기들(AGC)(1031, 1032, 1033)은 디지털화하기 전에 전자 파형들을 정규화하는데 채용될 수 있다.
아날로그-디지털 변환기들(ADC)(1041, 1042, 1043)은 증폭된 신호들의 디지털 표현을 전개하도록 증폭된 신호의 "디지털 샘플링"을 실행한다. ADC(1041, 1042, 1043)는 통상적으로 동일 해상도, 예를 들면 8비트를 가진다.
디지털 신호 처리 유닛(1050)은 증폭된 신호들의 디지털 표현을 수신하고, 본 발명의 양상에 따라 수신된 광 신호의 진폭 및 위상 프로파일들의 디지털 표현을 전개한다. 특히, 재구성 유닛(1051)이 이러한 전개를 실행한다. 또한, 본 발명의 또 다른 양상에 따라, 디지털 신호 처리 유닛(1050)은, 광 신호가 입는 송신 손상들, 예를 들면, 색 분산 및/또는 자기 위상 변조의 다양한 손상들을 디지털적으로 보상함으로써, 통과되는 채널에서 손상되기 이전에 송신되는 광 신호의 원래의 파형의 디지털 표현을 전개할 수 있다. 복구 유닛(1052)은 이러한 복구를 실행한다. 최종적으로, 변조 및 데이터 복구 유닛(1053)은 실제 비트들로의 복조 및 변환을 실행한다.
도 1의 구성을 사용하여 본 발명의 원리들에 따라 직접 차동 검출을 디지털 신호 처리와 결합함으로써 전체 복소 광 신호를 복구하는 예시적 처리는 다음과 같다. 우선, 수신된 광 필드의 강도 프로파일은 포토다이오드(1015)를 사용하여 직접 강도 검출에 의해 얻어진다. I(t)로 표시되는 강도 프로파일은 다음과 같이 계산된다.
Figure pat00003
여기서, y(t)는 결합기(1001)에 도착했을 때의 수신된 복소 광 필드이고 *는 복소 켤레를 나타낸다.
평형 검출기들(1011, 1013)의 출력들은, ΔT만큼 떨어져 있는 2개의 시간 위치들 간의 위상 차들에 관한 정보를 포함하는 이하의 복소 파형의 각각의 실수, ureal(t), 허수 uimag(t) 부분들의 아날로그 표현들이다.
Figure pat00004
이하의 정의들을 사용하여:
Figure pat00005
복소 파형 u(t)의 실수 및 허수 부분들의 아날로그 표현들이 증폭된 후에, 그것들은 샘플링, 예를 들면 ADC(1041, 1042)에 의해 디지털 표현들로 변환된다. 마찬가지로, 강도 프로파일이 증폭된 후에, 샘플링, 예를 들면 ADC(1043)에 의해 디지털 표현으로 변환된다. ADC(1041, 1042)는 ADC 유닛으로 간주될 수 있으며, 이것은 또한 ADC(1043)을 포함하기도 한다. 복소 파형 및 강도 프로파일의 샘플링은 이하의 시간 위치들 t(s)에서 실행된다:
Figure pat00006
여기서, t은 초기, 임의의, 시간 위치이고, n은 식이 임의의 비트 위치로 일반화되는 방법을 도시할 때 사용하기 위하여 임의의 선택되는 수이다.
예를 들면, sps=4일 때, 샘플링 시간 위치들은 다음과 같다:
Figure pat00007
복소 파형의 실수 및 허수 부분들, ureal(ts), uimag(ts)의 디지털 표현이 얻어진 후에, 디지털 신호 처리 유닛(1050)에 공급된다. 마찬가지로, 강도 파형 I(ts)의 디지털 표현이 얻어진 후에, 또한 디지털 신호 처리 유닛(1050)에 공급된다.
디지털 샘플들은 우선 재구성 유닛(1051)에 의해 수신된 광 신호의 진폭 및 위상 프로파일들을 재구성하는데 사용된다. 이러한 재구성 단계는 이하의 절차들을 포함할 수 있다.
첫 번째로, 각각의 샘플링된 파형 I(ts), ureal(ts), uimag(ts)에서의 샘플들의 그룹은 함께 처리되도록 "프레임"으로서 선택된다. 그 프레임의 크기, 샘플들이 취해지는 심볼들의 수는, 광 송신 동안의 색 분산 또는 다른 효과들의 결과로서 광 송신 동안에 상호 작용하는 광 심볼들의 최대 수보다 더 크게 선택된다. 상호 작용함으로써, 심볼들을 구성하는 펄스들이 광섬유의 분산 특성에 의해 야기되는 펄스들의 확장으로 인해 서로 오버랩핑하는 것을 의미한다는 것에 주목한다. 예를 들면, 1000Km 표준 단일-모드 섬유(SSMF)에 의해 생성되는 동일 분산에 대응하는 17,000ps/nm의 색 분산을 경험하는 20Gb/s DQPSK 신호에 대하여, 상호 작용 광 심볼들의 최대 수는 약 30개이다. 이러한 예시적 상황에 대해서, 적정 프레임 크기는 64심볼들, 또는 64·sps 샘플들일 수 있다.
두 번째로, 포토-검출기들(1011, 1013, 1015) 및 ADC들(1041, 1042, 1043)의 대역폭 제한들로 인한 필터링 효과는 디지털 파형을 역으로 필터링함으로써 보상될 필요가 있다. 다시 말하면, 포토-검출기 응답 및 ADC 응답의 중첩(superposition)에 의해 야기되는 필터 전송 기능의 역이 디지털 파형에 디지털적으로 적용된다.
세 번째로, 시간 ΔT만큼 떨어져 있는 샘플들 간의 광 위상 차들을 나타내는 위상 인자, Δφ(ts)=φ(ts)-φ(ts-ΔT)는 식 3에 의해 주어지는 바와 같이 다음과 같이 얻어질 수 있다.
Figure pat00008
φ0 값을 여전히 알 필요가 있지만, 식 5의 계산은 위상 인자를 구할 때 φ0 의 충돌을 효과적으로 제거해서, φ0 가 어떤 임의의 값도 될 수 있다는 것에 주목한다. φ0 값을 구하는 것은 실제 사회 검색, 예를 들면 자동 검색에 의해 달성될 수 있으며, 이것은 최적의 추정치가 발견될 때까지 φ0 값을 변화시킨다. 최소 비트 에러율을 야기하는 추정치가 최적의 추정치로서 선택된다. 또는, 후술되는 바와 같이 재구성되는 신호의 최상 광 신호 스펙트럼을 제공하는 추정치가 최적의 추정치로서 선택될 수 있다. 또 다른 가능성에는, 검색을 실행하는 대신에 0 내지 2π의 범위 내에서 상이한 φ0 값을 사용하는 모든 결과들이 계산될 수 있고, 최상의 결과를 제공하는 φ0 값이 최적의 추정치로서 선택된다. 그렇게 하는 것은 직접적으로, 가능한 더욱 빨리 φ0 값으로 이동하는 것을 허용한다. 예를 들면, 계산은 0.05π의 각각의 후보 값 사이의 공간에 있어서 φ0 값의 40개의 가능 후보 값들에 대해 실행될 수 있다.
네 번째로, 이론적으로, ΔT 또는 이의 정수 배의 간격을 가지는 프레임의 샘플들로 구성되는, 프레임 내의 샘플들의 각각의 "서브그룹"의 신호 위상 프로파일은 서브그룹 내의 인접 샘플들의 광 위상 차들에 기초하여 다음을 결정함으로써 구해질 수 있다.
Figure pat00009
여기서, n은 서브그룹 내의 특정 샘플의 위치이고, n=0일 때, 덧셈은 전혀 계산되지 않는다.
사실상, 위상을 직접 구하기보다는, 단지 위상 인자들을 다음과 같이 구하는 것으로 충분하다.
Figure pat00010
여기서, n은 서브그룹 내의 특정 샘플의 위치이고, n=0일 때 곱셈은 전혀 계산되지 않는다. 위상 인자들은 각각의 서브그룹 내의 샘플들 사이에서 위상 상관(correlation)을 제공한다. 그러나, 서브그룹들 사이의 위상 관계는 아직 알려져 있지 않다. 따라서, m-1 위상 차를 결정할 필요가 있다. 서브그룹들의 동일 간격의 샘플들, 예를 들면 제 1 샘플, 즉 n=0일 때의 샘플들 간의 위상 관계는 공지되어 있으며, 상기 샘플들 모두 사이에서의 위상 관계는 완벽하게 명기될 것이다. 예를 들면, n=0에 대하여, 식 6에서 덧셈 심볼 앞의 항들의 각각의 인접 쌍들 사이의 차들, 예를 들면,
Figure pat00011
이 결정되어야 한다.
이러한 서브그룹들의 동일 간격의 샘플들 사이의 위상 관계는 다음과 같이 평가될 수 있다. 0과 2π 사이의 임의의 값일 수 있는 초기 위상 차는, 프레임 내의 모든 샘플들 사이의 "시험 위상 관계"를 얻기 위해 모든 가능 위상 오프셋들에서 이러한 샘플들 중 임의의 2개의 후보 쌍에 대하여 후보 위상 차로서 선택된다. 상기 초기 위상 차는, 실제 위상 차의 범위에 있을 때 0과 2π 사이에 있을 수 있다. 양호한 초기 후보 위상 차는 0.1π임이 밝혀졌다. 또한, 다양한 후보 위상 오프셋들은 검색 처리를 사용하여 최상의 것을 결정하기 위하여 시도되므로, 후보 위상 오프셋들이 선택되는 해상도를 선택할 필요가 있다. 해상도의 양호한 값은 0.1π로 밝혀졌다. 그 후, 광 신호 필드는 선택된 위상 차와 공지된 강도 프로파일 I(ts)에 기초하여 시험 재구성된 광 신호를 생성하도록 재구성된다. 이것은 다음을 결정함으로써 달성될 수 있다.
Figure pat00012
여기서 Er(ts)는 수신된 광 신호의 현재 추정인 값들의 현재 세트에 대하여 재구성된 신호이다.
그런 다음, 시험 재구성된 신호의 광 전력 스펙트럼은 시험 재구성 신호에서 푸리에 변환을 실행함으로써 얻어진다. 신호 중심 주파수에 관한 [-SR, +SR]의 주파수 범위 내에 있는 시험 재구성 신호의 그 부분에 대한 전력이 얻어진다. 이러한 처리는 예를 들면, 이전의 후보 위상을 증가시킴으로써 새로운 후보 위상 오프셋을 선택함으로써 반복된다. 신호 중심 주파수에 관한 [-SR, +SR] 내에서 최대 스펙트럼 전력을 제공하는 이러한 서브그룹들의 동일 간격 샘플들 사이의 "시험" 위상 오프셋들의 세트는 최상의 추정치로서 선택된다. 프레임 내의 모든 샘플들 사이의 위상 관계는 최상의 추정치에 기초하여 결정될 수 있다.
대안적으로, 신호 중심 주파수에 관한 [-SR, +SR] 밖의 최소 스펙트럼 전력을 제공하는 이러한 서브그룹들의 동일 간격 샘플들 사이의 시험 위상 오프셋들의 세트는 최상의 추정치로서 선택된다. 그 프레임 내의 모든 샘플들 사이의 위상 관계는 최상의 추정치에 기초하여 결정될 수 있다.
본 발명의 일 실시예에서, ΔT=TS/sps 로 설정하는 것이 바람직하다. 결국, 지연 ΔT는 샘플링 해상도와 동일하며, m=1이고, 프레임 내에 오직 한 서브프레임만이 있으며, 그래서 샘플들 모두는 그것들의 바로 인접 샘플들과 위상 관계를 가진다. 본 발명의 이러한 실시예에서, 프레임 내의 모든 샘플들의 위상은 이론적으로 다음을 결정함으로써 수월하게 얻어질 수 있다.
Figure pat00013
이것은 식 6의 특별한 경우이고, 즉 단 하나의 서브그룹인 제 1 서브그룹만이 계산된다.
사실상, 위상을 직접 구하기보다는, 샘플들 각각에 대하여 단지 위상 인자들을 다음과 같이 구하는 것으로 충분하다.
Figure pat00014
이것은 식 7의 특별한 경우이고, 즉 단 하나의 서브그룹인 제 1 서브그룹만이 계산된다.
결국, 수신된 광 신호 필드의 디지털 표현, ER(ts)은 식 11에 의해 얻어진 위상 인자 및 강도 프로파일 I(ts)에 기초하여 얻어질 수 있다.
Figure pat00015
도 2에 도시되는 본 발명의 일 실시예에서, ΔT가 심볼 기간 TS와 비교하여 상당히 작으며, 강도 프로파일은 |u(ts)|로 근사화될 수 있고, 그래서
Figure pat00016
또는, 바람직하게는 다음과 같다.
Figure pat00017
ΔT는, 그것이 심볼 기간보다 2 작은 최소한의 인자인 경우, 즉 ΔT≤TS/2 인 경우, 상당히 작은 것으로 간주될 수 있다. sps=4에 대하여, 바람직하게는 ΔT=TS/4이다.
이러한 근사 수단의 이용은 포토다이오드(1015), 증폭기(1023), 선택적 자동-이득 제어기(1033), 및 아날로그-디지털 변환기(1043)가 필요로 되지 않음을 의미하고, 따라서 그것들은 도 2에서 도시되지 않는다. 또한, 강도를 결정하기 위한 브랜치(branch)가 필요로 되지 않고, 따라서, 2개 복사본만이 필요로 되기 때문에, 1×3 광 분할기(1001)는 보다 간단한 1×2 광 분할기(2001)로 대체된다.
수신된 광 신호 필드가 재구성 유닛(1051)에 의해 디지털 도메인에서 전개된 후에, 송신기로부터 본래 시작되는 광 신호 필드의 디지털 표현, ET(ts)은 복구 유닛(1052)에 의해 유도될 수 있다. 이러한 목적으로, 복구 유닛(1052)은 다양한 왜곡들, 예를 들면 색 분산에 의해 야기되는 왜곡과, 본 발명의 양상에 따라 송신 신호가 수신기에 이동될 때 겪는 a) 자기 위상 변조(SPM)와, b) 색 분산 및 SPM의 결합들에 의한 왜곡을 전기적으로 보상한다.
신호가 색 분산에 의해 처음 왜곡될 때, 복구 유닛(1052)은 다음을 결정함으로써 원래의 광 신호 필드를 복구할 수 있다.
Figure pat00018
여기서, F(x)와
Figure pat00019
는 각각 신호들 x, y의 푸리에 및 역 푸리에 변환들이며, f(Dtotal)는 값 D에 있어서 분산으로부터 초래되는 분산 효과로 인한 신호의 광 위상의 주파수-의존 변조를 나타내고, "-" 부호는 분산 효과의 제거를 나타낸다. 더욱 간단하게, 이것은 유한 임펄스 응답(FIR) 필터들을 채용한 종래의 기술들을 사용하여 근사화될 수 있다.
신호가 SPM에 의해 반드시 왜곡되는 경우, 이러한 SPM은 본 발명의 실시예에 의해 보상될 수 있으며, 실시예에서 복구 유닛(1052)은 다음을 결정한다.
Figure pat00020
여기서, F(x)와
Figure pat00021
는 각각 신호들 x, y의 푸리에 및 역 푸리에 변환들이며, 이전과 같이 ΔφNL은 SPM으로 인한 전체 비선형 위상을 나타내고, "-" 부호는 분산 효과 제거를 나타낸다.
신호가 색 분산 및 SPM에 의해 왜곡되는 경우, 이러한 결합된 색 분산과 SPM은 본 발명의 실시예에 의해 보상될 수 있으며, 실시예에서 복구 유닛(1052)은 동일한 분산과 SPM 효과들을 각각 가지는 N 개의 세그먼트들로 구성된 송신기와 수신기를 접속하는 광섬유 링크를 처리하며, 여기서 송신기에 가장 근접한 세그먼트는 제 1 세그먼트인 것으로 간주되고, 수신기에 가장 근접한 세그먼트는 N번째 세그먼트인 것으로 간주된다. 복구 유닛(1052)은 이하의 의사코드에 의해 구현되는 반복 처리를 실행함으로써 원래의 광 필드의 디지털 표현을 얻는다.
Figure pat00022
여기서, E(ts, N)은 N번째 세그먼트의 시작부분에 있는 복구된 광 필드이며, ΔφNL은 SPM으로 인한 전체 비선형 위상을 나타낸다.
원래의 광 필드가 디지털 영역에서 복구된 후에, 그것은 복조 및 데이터 복구 유닛(1053)에 의해 또한 처리된다. 예를 들면, 광 신호가 DQPSK 포맷에 의해 변조되는 경우, 종래의 광 DQPSK 복조 처리는 다음을 결정함으로써 동위상(I) 및 직교(Q) 데이터 종속들(data tributaries)을 위한 결정 변수들을 얻는다.
Figure pat00023
일단 결정 변수들이 얻어지면, 다음을 통해서 송신기에서 송신되는 원래의 데이터 I- 및 Q- 종속들을 복구하기 위한 결정이 행해질 수 있다.
Figure pat00024
여기서, td는 결정 시간이고, Vth는 결정 임계값이며, 이것은 통상적으로 거의 제로이다.
당업자가 쉽게 이해하듯이, 선택 수신기 성능 모니터링은, 원래의 광 신호를 복구하는데 재구성 및 복구 처리들이 어떻게 계속해서 일어나는 지에 관한 정보를 제공하는데 사용될 수 있다. 또한, 피드백 제어는 재구성 및 복구 처리들에서 각각의 단계를 최적화하도록 적용될 수 있다. 예를 들면, φ0가 예를 들면, 송신기에서 광 신호 반송파의 주파수의 드리프트로 인해 또는 ODI들의 온도-유도 경로 변화들로 인해 시간에 따라 느리게 변화하는 경우에, 식 5는 위상 인자를 정확하게 얻도록 시변수 φ0에 대한 최상의 추정치를 항상 찾기 위해 피드백 제어를 이용하여 동적으로 조절될 수 있다.
당업자가 쉽게 이해하듯이, 본 발명은, ODI(들) 및 평형 검출이 공통으로 DPSK 검출에 사용되기 때문에, 광 차동 위상 편이 변조(DPSK) 신호들, 예를 들면 차동 2진 위상 편이 변조(DBPSK) 및 차동 직교 위상 편이 변조(DQPSK) 신호들에 적용될 수 있다. 또한, 본 발명은 진폭-편이 변조(ASK), 결합형 DPSK/ASK 및 차동 QAM에 적용될 수도 있다.

Claims (28)

  1. 광 수신기에 있어서:
    인입하는 광 신호를 입력으로서 수신하고, 상기 인입하는 광 신호에서 소정의 양만큼 떨어져 있는 복수의 시간 위치들 간의 위상 차들에 관한 정보를 포함하는 복소 파형의 실수 및 허수 부들의 아날로그 표현들을 출력으로서 공급하도록 구성되는 직접 차동 검출 수신기로서, 복수의 광 지연 간섭계들(optical delay interferometers)을 더 포함하고, 상기 복수의 광 지연 간섭계들 중 적어도 하나는 π/4 이외의 위상 오프셋을 갖는, 상기 직접 차동 검출 수신기; 및
    상기 직접 차동 검출 수신기에 결합되어, 상기 인입하는 광 신호를 나타내는 강도 및 위상 프로파일의 디지털 표현을 전개하도록 구성된 신호 처리기를 포함하고,
    상기 신호 처리기는, 상기 인입하는 광 신호를 나타내는 강도 및 위상 프로파일의 상기 디지털 표현에 응답하여, 복조 및 데이터 복구를 실행하는 수단을 더 포함하는, 광 수신기.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 신호 처리기는 상기 소정의 양만큼 떨어져 있는 상기 복소 파형의 샘플들 간의 광 위상 차들을 나타내는 위상 값을 결정하도록 구성되는, 광 수신기.
  3. 제 1 항에 있어서,
    상기 신호 처리기는 각각의 비트에 대하여 시간 위치들에서 상기 복소 파형의 샘플들을 얻도록 구성되고, 이것은 다음과 같이 정의되고,
    Figure pat00025

    여기서, t1은 초기, 임의의, 시간 위치이고, n은 임의의 선택된 수인, 광 수신기.
  4. 제 1 항에 있어서,
    상기 복소 파형의 상기 실수 및 허수 부들을 그것의 각각의 디지털 표현들로 변환하고, 상기 복소 파형의 실수 및 허수 부들의 상기 디지털 표현을 상기 신호 처리기에 공급하도록 구성되는 아날로그-디지털 변환기 유닛을 더 포함하고,
    상기 직접 차동 검출 수신기는 적어도 하나의 포토-검출기를 더 포함하고, 상기 신호 처리기는 상기 복소 파형의 상기 실수 및 허수 부들의 적어도 하나의 상기 디지털 표현에 대하여 상기 적어도 하나의 포토-검출기의 고유 응답 및 상기 아날로그-디지털 변환 유닛의 고유 응답에 의한 중첩된(superposed) 필터 전달 함수의 역(inverse)을 실행하는, 광 수신기.
  5. 제 1 항에 있어서,
    상기 복소 파형의 상기 실수 및 허수 부들을 그것의 각각의 디지털 표현들로 변환하고, 상기 복소 파형의 실수 및 허수 부들의 상기 디지털 표현을 상기 신호 처리기에 공급하도록 구성되는 아날로그-디지털 변환기 유닛 및,
    상기 직접 차동 검출 수신기와 상기 아날로그-디지털 변환기 사이에 개재되는 자동 이득 제어 유닛을 더 포함하는, 광 수신기.
  6. 제 1 항에 있어서,
    상기 복수의 광 지연 간섭계들 중 적어도 하나는 상기 소정의 양과 대략 동일한 지연을 갖는, 광 수신기.
  7. 제 1 항에 있어서,
    상기 광 지연 간섭계들 중 적어도 2개는 직교 위상 오프셋들을 갖는, 광 수신기.
  8. 제 1 항에 있어서,
    상기 복수의 광 지연 간섭계들 중 2개는, (ⅰ) 서로 동일하지 않은 동작 지연들과 (ⅱ) π/2인 광 위상 차에 대응하는 그들 사이의 지연 차를 갖는, 광 수신기.
  9. 제 1 항에 있어서,
    상기 직접 차동 검출 수신기는 적어도 2개의 평형 강도 검출기들(balanced intensity detectors)을 포함하고, 상기 평형 강도 검출기들 각각은 상기 광 지연 간섭계들 각각에 결합되는, 광 수신기.
  10. 제 1 항에 있어서,
    상기 복소 파형의 상기 실수 및 허수 부들 중 적어도 하나를 디지털 표현으로 변환하고, 상기 복소 파형의 실수 및 허수 부들의 상기 디지털 표현을 상기 신호 처리기에 공급하는 아날로그-디지털 변환기를 더 포함하고, 상기 소정의 양은,
    Figure pat00026

    이고, 여기서, TS는 상기 인입하는 광 신호의 심볼 기간이고, sps는 상기 복소 파형의 상기 실수 및 허수 부들 중 상기 적어도 하나를 디지털 표현으로 변환하도록 상기 아날로그-디지털 변환기에 의해 이용되는 심볼 당 샘플들의 수이고, m은 1과 sps 사이의 정수이고, 상기 복소 파형은,
    Figure pat00027

    이고, 여기서, ureal(t) 및 uimage(t)는 각각 상기 복소 파형의 상기 실수 및 허수 부들인, 광 수신기.
  11. 제 10 항에 있어서,
    상기 신호 처리기는 프레임 내의 샘플들의 각각의 서브그룹의 신호 위상 프로파일을 결정하도록 구성되고, 각각의 서브그룹은 ΔT 또는 이의 정수 배의 간격을 갖는 상기 프레임의 그 샘플들을 포함하고, 상기 신호 위상 프로파일은 각각의 서브그룹 내의 인접 샘플들 간의 광 위상 차들에 기초하고, 다음
    Figure pat00028

    을 결정함으로써 얻어지고, 여기서, n은 상기 서브그룹 내의 특정 샘플의 위치이고, n=0일 때 덧셈은 전혀 계산되지 않는, 광 수신기.
  12. 제 11 항에 있어서,
    ts는 시간 위치이고, 상기 신호 처리기는
    Figure pat00029
    를 결정함으로써 상기 수신된 광 신호 필드, ER(ts)의 상기 디지털 표현을 계산하고, 여기서 I(ts)는 시간 ts에서의 상기 인입하는 광 신호의 강도 프로파일이고, φ(ts)는 시간 ts에서의 위상인, 광 수신기.
  13. 제 11 항에 있어서,
    아날로그-디지털 변환기에 결합되어 상기 강도 프로파일을 공급하는 직접 강도 검출 유닛을 더 포함하는, 광 수신기.
  14. 제 11 항에 있어서,
    시간 ts에서, 상기 강도 프로파일은 u(ts)의 절대값에 의해 근사화되는, 광 수신기.
  15. 제 11 항에 있어서,
    상기 신호 처리기는 m 서브그룹들 중 각각의 하나에서 동일 간격 샘플들 간의 위상 관계를 결정하도록 구성되고, 각각의 서브그룹은 ΔT 또는 이의 정수 배의 간격을 갖는 상기 프레임의 샘플들을 포함하는, 광 수신기.
  16. 제 11 항에 있어서,
    상기 신호 처리기는 m 개의 서브그룹들의 동일 간격 샘플들 간의 위상 관계를 결정하도록 구성되고, 각각의 서브그룹은 ΔT 또는 이의 정수 배의 간격을 갖는 상기 프레임의 샘플들을 포함하는, 광 수신기.
  17. 제 16 항에 있어서,
    상기 신호 처리기는 단 하나의 서브그룹인 제 1 서브그룹만의 상기 샘플들 간의 상기 위상 관계를 결정하도록 구성되는, 광 수신기.
  18. 제 16 항에 있어서,
    상기 신호 처리기는 상기 서브그룹들에 기초하여 시험 재구성된 신호들(trial reconstructed signal)의 세트의 광 전력 스펙트럼의 분석에 기초하여 상기 m 개의 서브그룹들 모두의 동일 간격 샘플들 간의 위상 관계를 결정하도록 구성되고, 이에 의해 상기 인입하는 광 신호의 상기 샘플들의 모든 위상 관계들이 결정되는, 광 수신기.
  19. 제 18 항에 있어서,
    시험 재구성된 신호들의 세트의 상기 광 전력 스펙트럼의 상기 분석은 시험 재구성된 신호를 결정하고, 상기 인입하는 광 신호의 중심 주파수에 관하여 [-SR, +SR]의 주파수 범위 내의 상기 시험 재구성된 신호의 광 스펙트럼 전력은 상기 시험 재구성된 신호들의 세트 중에서 최고이고, 여기서 SR은 상기 인입하는 광 신호의 심볼 레이트(symbol rate)인, 광 수신기.
  20. 제 18 항에 있어서,
    시험 재구성된 신호들의 세트의 상기 광 전력 스펙트럼의 상기 분석은 시험 재구성된 신호를 결정하고, 상기 인입하는 광 신호의 중심 주파수에 관하여 [-SR, +SR]의 주파수 범위 밖의 상기 시험 재구성된 신호의 광 스펙트럼 전력은 상기 시험 재구성된 신호들의 세트 중에서 최저이고, 여기서 SR은 상기 인입하는 광 신호의 심볼 레이트인, 광 수신기.
  21. 제 10 항에 있어서,
    상기 신호 처리기는 프레임 내의 샘플들의 각각의 서브그룹에 대한 신호 위상 인자의 프로파일을 결정하도록 구성되고, 각각의 서브그룹은 ΔT 또는 이의 정수 배의 간격을 갖는 상기 프레임의 샘플들을 포함하고, 상기 신호 위상 인자는 각각의 서브그룹 내의 인접 샘플들 간의 광 위상 차들에 기초하고, 다음
    Figure pat00030

    을 결정함으로써 얻어지고, 여기서, n은 상기 서브그룹 내의 특정 샘플의 위치이고, n=0일 때 곱셈은 전혀 계산되지 않는, 광 수신기.
  22. 제 21 항에 있어서,
    상기 신호 처리기는 상기 신호 위상 인자의 상기 프로파일의 함수로서 상기 수신된 광 신호 필드의 상기 디지털 표현과 상기 인입하는 광 신호의 강도 프로파일의 디지털 표현을 계산하는, 광 수신기.
  23. 제 21 항에 있어서,
    상기 ts는 시간 위치이고, 상기 신호 처리기는
    Figure pat00031
    를 결정함으로써 상기 수신된 광 신호 필드, ER(ts)의 상기 디지털 표현을 계산하고, 여기서 I(ts)는 시간 ts에서의 상기 인입하는 광 신호의 강도 프로파일이고,
    Figure pat00032
    는 시간 ts에서의 위상 인자인, 광 수신기.
  24. 제 23 항에 있어서,
    아날로그-디지털 변환기에 결합되어 상기 강도 프로파일을 공급하는 직접 강도 검출 유닛을 더 포함하는, 광 수신기.
  25. 제 23 항에 있어서,
    시간 ts에서, 상기 강도 프로파일은 u(ts)의 절대값에 의해 근사화되는, 광 수신기.
  26. 제 23 항에 있어서,
    시간 ts에서, 상기 강도 프로파일은
    Figure pat00033
    의 절대값의 제곱근에 의해 근사화되는, 광 수신기.
  27. 제 23 항에 있어서,
    상기 신호 처리기는 상기 수신된 광 필드가 이동한 채널에 의해 가해지는 적어도 하나의 송신 손상에 대하여 상기 수신된 광 신호 필드의 상기 디지털 표현에 대한 보상을 실행하도록 또한 구성되는, 광 수신기.
  28. 제 27 항에 있어서,
    상기 신호 처리기는 복조 및 데이터 복구를 실행하도록 또한 구성되는, 광 수신기.
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