KR20110028204A

KR20110028204A - 적응성의 스위치 모드 ｌｅｄ 드라이버

Info

Publication number: KR20110028204A
Application number: KR1020100030285A
Authority: KR
Inventors: 슈쳉 진; 유 쳉 창; 양 리; 마오팽 란; 존 더블유. 케스터슨; 자오얀 왕; 챙헝 판
Original assignee: 아이와트 인크.
Priority date: 2009-09-11
Filing date: 2010-04-02
Publication date: 2011-03-17
Also published as: CN102026442B; TW201110811A; US9451664B2; US20110062872A1; US20130127344A1; TWI404455B; TWI522011B; TW201343002A; US8334662B2; KR101099991B1; CN102026442A

Abstract

적응성의 스위치 모드 LED 드라이버는 LED들의 복수 개의 스트링들을 구동하기 위한 지능적인 접근 방법을 제공한다. 상기 LED 드라이버는 허용된 전류들의 제한된 집합으로부터 각각의 LED 채널을 위한 최적의 전류 레벨을 결정한다. 다음으로, 상기 LDO 드라이버는 상기 LED 채널들 상의 세밀한 밝기 제어를 제공하기 위해 각각의 LED 채널들 내의 LED들을 구동하기 위한 PWM 듀티 사이클을 결정한다. 유익하게도, 상기 LED 드라이버는, 각각의 LED 스트링 내의 전류들이 제한된 범위 내에서 유지되는 것을 보장하는 반면에, 각각의 LED 스트링을 구동하면서 상기 LDO 회로 내의 전력 손실을 최소화한다. 샘플 및 홀드 LOD는 매우 빠른 동적 응답과 함께 극도의 듀티 사이클 상에서의 PWM 제어를 허용한다. 더욱이, 결함 방지 회로는 결함없는 시동 및 상기 LED 드라이버의 작동을 보장한다.

Description

적응성의 스위치 모드 ＬＥＤ 드라이버{ADAPTIVE SWITCH MODE LED DRIVER}

본 발명은 LED(light-emittingdiode; 발광 다이오드) 드라이버(driver) 및, 더 구체적으로는, LED들의 다중 스트링(string)들을 지원하는 LED 드라이버와 관련되었다.

LED는 폭 넓은 갖가지 전자 용용, 예를 들면 건축화 조명(architectural lighting), 차량용 전방 및 후방 전등(automotive head and tail lights), 개인 컴퓨터 및 고화질(hight definition) TV를 포함하는 액상 크리스탈 디스플레이(liquid crystal display) 장치 및 손전등(flashlight) 등에 채택되어가고 있다.

백열 전구(incandescent lamp) 및 형광등(fluorescent lamp)과 같은 종래의 광원(lighting soruce)들과 비교하였을 때, LED는 고 효율(high efficiency), 좋은 방향성(directionality), 색상 안정성(color stability), 고 신뢰성(high reliability), 긴 수명(long life time), 작은 크기 및 환경 안전(environmental safety)과 같은 중요한 장점들을 갖는다.

LED는 전류 구동(current-driven) 장치이며, 따라서 상기 LED를 통하는 전류를 조절(regulating)하는 것은 중요한 제어 기법이다. 직류(direct current; DC) 전압원(voltage soruce)으로부터 LED들의 큰 어레이(array)를 구동하기 위하여, LED들의 몇몇(several) 스트링들을 위한 톱 레일(top rail) 전압을 공급(supply)하기 위해 부스트(boost) 또는 벅-부스트(buck-boost) 전력 컨버터와 같은 DC-DC 스위칭(switching) 전력 컨버터가 자주 사용된다. LED 백라이트를 사용하는 액상 크리스탈 디스플레이(LCD) 응용들에서, 각각의 스트링을 위한 독립적인 전류 세팅(setting)들을 가진 채 몇몇 스트링들을 제어하는 것이 컨트롤러에게 필요시 된다.

도 1은 종래의 LED 드라이버(100)를 도시한다. LED 드라이버(100)는 DC 입력 전압 Vin 및 복수 개의 LED들의 스트링들(102)(즉, LED 채널들) 사이에 연결(couple)된 부스트(boost) DC-DC 전력 컨버터(converter)(101)를 포함한다. 부스트 컨버터(101)의 출력 Vboost는 각각의 LED 스트링(102) 내의 제1 LED의 양극(anode)에 연결(couple)되었다. 각각의 스트링(102) 내의 마지막 LED의 음극(cathode)은 상기 스트링(102) 내의 전류를 제어하기 위해 채널 컨트롤러(controller)(115)에 연결(couple)되었다.

각각의 채널 컨트롤러(105)는 선형 드롭 아웃 레귤레이터(Linear Drop Out regulator; LDO)(104)와 직렬로 연결된(coupled) PWM 트랜지스터(103)를 포함한다. LDO(104)는 LED 스트링(102) 내의 정점(peak) 전류가 고정된 레벨로 조절되는 것을 보장한다. 상기 정점 전류 레벨은 일반적으로 모든 LED 채널들을 위한 신호(108)에 의해 표시(indicate)되는 것과 동일한 값으로 LDO 참조(reference) 컨트롤러(107)에 의해 세트된다. PWM 트랜지스터(103)는 펄스 폭 변조(Pulse Width Modulated; PWM) 듀티(duty) 사이클(cycle)에 따라 LED 스트링(102)의 밝기(brightness)를 제어한다. 상기 밝기는 상기 PWM 듀티 사이클을 세트된 밝기에 따라 조절하는 휘도 컨트롤러(109)로부터의 휘도 제어 신호들(111)에 의해 각각의 LED 채널을 위해 독립적으로 세트된다.

이러한 통상적인 구성에서, 전력(power)은 상기 정점 전류를 조절하기 위해 LDO들 내에서 소멸된다(dissipate). LED들은 전류 제어되는 장치들이고, 이는 그것들로부터 생성되는 광속(luminous flux)은 주로 그것들을 통하여 인가된(applied) 전류의 함수임을 의미한다. 따라서, 각각의 LED 채널을 통하는 상기 정점 전류는 동일하기 때문에 상기 LDO(104)들은 LED 채널 각각의 밝기가 동일할 것임을 보장한다. LDO(104)들은 또한 VBoost로부터의 부스트 전압 맥동(ripple)의 LED 스트링들(102)의 휘도 상으로의 충격(impact)을 감소시키는 선천적인(native) 전력 공급 거절(rejection)을 제공한다. 각각의 LED 채널 내에서, LDO(104)는 LED 스트링(102)을 통하는 전류, 상기 PWM 듀티 사이클 및 LDO(104)에 걸친(across) 전압 강하(voltage drop)의 곱(product)에 비례하여 전력을 소멸시킨다. LED들 간의 제조(manufacturing)상의 차이점 때문에, 특정(specified) 전류 레벨을 유지하기 위해 필요한 각각의 LED 스트링(102)에 걸치는 상기 전압 강화는 상당하게(considerably) 변한다. LED 스트링들(102)의 상이한 순전압(forward voltage)에 대한 보상을 위해, 상이한 전압 강하들이 각각의 LDO(104)에 걸쳐 보여진다. 도 2의 VI 곡선(curve)은 두 상이한 LED들(LED1 및 LED2)에 대한 전압 및 전류 간의 지수(exponential) 관계(relationship)를 도시한다. 예를 들어, LDO 참조 컨트롤러(107)가 각각의 LED 채널 내의 정점 전류를 40 mA로 세트한다고 가정하면, LED1은 약 3.06 볼트의 순전압 강하에서 작동하여야만 하고, 반면 LED2는 약 3.26 볼트의 순전압 강하에서 작동하여야만 한다. 따라서, LED1 및 LED2의 순전압 강하들 간에는 약 0.2 볼트의 차이가 있다. 제1 LED 스트링(102) 내에 LED1의 특성(characteristic)들을 갖는 10개의 LED들이 있다고 가정하면, 상기 스트링(102)을 통해 30.6V의 강하(drop)가 있다. 그러므로 이 2 볼트의 차이는 제2 스트링을 구동하는 상기 LDO에 의해 소멸되어, 그 결과 양 스트링들은 40mA의 동일한 정점 전류에서 작동한다. 소멸되는 총 전력은 80 mW이다. 이러한 전력 손실(loss)이 많은 LED 채널들로 확대될 때, 그것은 엄두도 못 낼 정도로 높게(prohibitive) 될 수 있다.

도 1의 LED 드라이버(100)에 대한 대안적인 접근 방법은 예를 들면, 볼크(Volk) 등에게 발급(issue)된 미국 특허 6,538,394번 내에 설명된 것과 같이, 각각 하나의 LED 스트링을 구동하는 전류 미러(current mirror)들을 사용하는 것이다. 그러나, 이러한 전류 미러 접근 방법은 저 전력 효율로부터 시달린다(suffer). 상기 LED들의 순전압이 상이할 때, 상기 병렬-연결된 LED 스트링들로 인가되는 Vboost는 가장 높은 결합된(combined) 순전압 ∑V_F을 갖는 상기 LED 스트링에 걸친(across) 순전압 강하보다 더 높아야 한다. 상기 최대치보다 낮은 결합된 순전압을 갖는 상기 LED 스트링들 내에는 전압 차이(Vboost-∑V_F)가 있으며, 상기 전압 차이는 각각의 전류 미러를 걸쳐(across) 인가된다. 상기 전류 미러들에 의해 소멸되는 전력은 조명에 기여하는 것이 아니므로, 특히 상기 LED 스트링들 사이의 결합된 순전압 내의 차이가 클때, 종합적인 효율은 낮다.

제3의 통상적인 접근 방법은 본(Bohn) 등에게 발급(issue)된 미국 특허 6,618,031번 내에 설명된 것과 같이, 다중 LED 스트링들의 각각을 순차적으로 켬(turn on)으로써 작동한다. 그러나, 이 접근 방법은 상기 LED 드라이버로부터의 빠르고 동적인(dynamic) 응답을 요구하며, 따라서 상기 전력 컨버터가 깊은 불연속 모드(deep discontinuous mode; DCM)에서 작동하도록 강요하고, 이 모드 하에서 전력 전환 효율은 낮다.

거기에 또 하나의 접근 방법은, 유휘 챈(Yuhui Chen) 등에 의해 2008년 6월 30일 출원된 미국 특허 출원 12/164,909번 내에 설명된 것과 같이, 어떤 LDO도 없이 완전(full) 디지털(digital) 스위치 모드로 작동하는 것이다. 이 접근 방법에서, PWM 컨트롤러는 변화하는 정점 전류들에 대한 보상으로 각각의 스트링을 위한 상기 PWM 듀티 사이클을 자동으로 조절한다. 그러나, 이 접근 방법은 LED 스트링들 간에 LED 전류들의 폭 넓은 변화를 결과로서 낳으며, LED 구성요소 스트레스(stress) 및 신뢰성 제어 문제들에 이르게 된다. 추가적으로, 이 전통적인(conventional) 해법(solution)은 상기 부스트 컨트롤러 리플(boost controller ripple)로의 어떤 타고난(native) 전력 공급 거절(rejection)도 제공하지 않으며, 따라서 ACD 및 디지털 신호 처리 요구사항들을 복잡하게 한다.

본 발명의 실시예들은 프로그램에 따라(programmatically) 하나 이상의 LED 스트링들을 통하는 전류 조절을 제어하는 적응성의 스위치 모드 LED 드라이버를 포함한다. 상기 적응성의 스위치 모드 LED 드라이버는 입력 전압을 수신하고 제1 LED 스트링으로 인가되는 출력 전압을 생성하도록 구성된 전력 컨버터(예컨대, 부스트 컨버터)를 포함한다. 제1 LED 스트링과 직렬로 연결(couple)된 제1 채널 스위치(예컨대, PWM 스위치)는 상기 제1 스위치를 위한 제1 듀티 사이클 신호에 따라 상기 LED 스트링을 온(on) 또는 오프(off)로 스위치한다. 상기 제1 채널 스위치 및 상기 제1 LED 스트링과 직렬로 연결(couple)된 제1 채널 레귤레이터(예컨데 낮은(low) 드롭 아웃 레귤레이터)는 제1 프로그램된 전류 레벨 신호를 수신하고, 상기 프로그램된 전류 레벨 신호에 따라 상기 LED 스트링을 통하는 전류를 조절하도록 구성되었다. 휘도 컨트롤러는 프로그램가능한 전류 레벨들의 제한된 집합 중 하나에 대응하여 상기 프로그램된 전류 레벨 신호를 생성하도록 구성되었다. 더욱이, 상기 휘도 컨트롤러는 상기 프로그램된 전류 레벨의 함수로서 상기 채널 스위치를 구동하기 위한 상기 듀티 사이클 신호를 생성한다. 상기 LED 드라이버는 상이한 전류-전압 특성들을 갖는 추가적인 LED 스트링들을 유사하게 구동할 수 있다. 상기 휘도 컨트롤러는 상기한 LED 스트링들을 위한 상이한 프로그램된 전류들을 세트할 수 있으며, LED 스트링들 간에 상기 전류 변동(variation)들 및 상기 상이한 I-V 특성들을 보상하기 위해 각각의 LED 스트링을 위한 상이한 듀티 사이클을 세트할 수 있다.

유익하게도, 상기 LED 드라이버는 여전히 채널들 간의 전류 변동들을 허용하는 반면에 LED 채널들 간의 상대적인 밝기 출력들에 대한(over) 정밀한 제어를 제공한다. 어느 정도의(some) 전류 변동들을 허용함으로써, 상기 LED 드라이버는 최적의 전력 효율을 제공하는 정점 전류에서 각각의 LED 채널을 작동시킬 수 있다. 동시에, 상기 LED 드라이버는 LED 채널들 간의 이러한 전류 차이들을 미리 정의된(predetermined) 범위로 제안하고, 그로 인해 구성요소 스트레스 및 신뢰성에 관한 문제들을 감소시킨다.

본 발명의 실시예들은 또한 상기 LED 드라이버의 캘리브레이션(calibration) 스테이지(stage) 동안 각각의 LED 채널을 위한 상기 프로그램된 전류를 선택하는 방법을 포함한다. 상기 캘리브레이션 방법의 일 실시예에서, 상기 공급 전압은 우선 가장 약한 LED 채널이 요구되는 기저선(baseline) 전류 레벨에서, 또는 그 레벨 근처에서 작동하도록 조절된다. 다음으로, 각각의 LED 스트링을 위한 상기 프로그램된 전류 레벨은 상기 LED 스트링이 상기 채널 공급 전압 하에서 상기 프로그램된 전류의 조절을 유지할 수 있는 가장 높은 프로그램가능한 전류 레벨로 세트된다.

일 실시예에서, 상기 휘도 컨트롤러는 상기 LED 스트링들을 구동하기 위해 휘도 이동(transfer) 함수(function)를 사용하여 상기 듀티 사이클 신호를 생성하여, 밝기 출력은 동일한 밝기 입력 세팅들로 구성된 LED 스트링들 간에 정확하게 매치(match)될 수 있다. 부가적으로 상기 밝기 이동 함수는 LED 채널들 간의 온도 변동을 보상하기 위한 온도 보상 구성요소를 포함할 수 있다.

본 발명의 실시예들은 또한 상기 LED 스트링들 내의 전류들을 조절하기 위한 샘플 및 홀드(sample and hold) 전류 레귤레이터를 포함한다. 상기 샘플 및 홀드 레귤레이터는 상기 채널 스위치의 끔(turning off)에 앞서 레귤레이터 패스 트랜지스터(regulator pass transistor)의 게이트 전압의 샘플을 얻고(sample), 상기 채널 스위치가 다시 켜질 때까지 상기 전압을 보유(hold)한다. 상기 샘플 및 홀드 레귤레이터는 유익하게도 매우 빠른 동적 응답을 갖는 극심한(extreme) 듀티 사이클에 걸친(over) PWM 제어를 허용한다.

또한, 본 발명의 실시예들은 개회로(open circuit) 결함들 또는 단락(short circuit) 결함들을 감지하기 위한 결함 보호 회로(fault protection circuit)를 포함한다. 결함들이 감지된 임의의 LED 채널들은 더 이상의 동작이 가능하지 않게 된다.

또한, 본 발명의 실시예들은 LED 드라이버의 제조를 위한 방법을 포함한다. 상기 PWM 트랜지스터의 온-저항(on-resistance)은 상기 제조 공정 동안에 측정된다. 만약 상기 온-저항이 기저선 저항보다 크다면, 상기 게이트 공급 드라이버(gate supply driver)는 더 높은 전압으로 잘라내져(trimmed), 상기 측정된 저항은 상기 기저선 저항에 맞게 될(match) 것이다.

본 명세서에서 설명된 상기 특색들 및 이점들은 일체를 포함하는 것이 아니고, 구체적으로는, 많은 추가적인 특색들 및 이점들이 도면들, 명세서 및 청구항들의 견지(view)에서, 본 기술분야의 통상적인 기술을 가진 자에게 명백할 것이다. 더욱이, 본 명세서에서 사용된 언어는 주로 가독성 및 교육용의 목적들로 선택된 것이며, 본 발명의 주제(the inventive subject matter)를 기술(delineate)하거나 제한(circumscribe)하기 위해 선택된 것이 아닐 수 있음이 주목되어야만 한다.

본 발명의 실시예들의 가르침(teaching)들은 수반하는 도면들과 결합하여 뒤따르는 상세한 설명을 고려함으로써 손쉽게 이해될 수 있다.
도 1은 종래의 다중 스트링 LED 드라이버를 도시하는 회로 다이어그램(diagram)이다.
도 2는 순 바이어스된(forward biased) LED들의 I-V 곡선(curve) 상의 제조 차이(manafacturing variation)들의 영향을 도시하는 그래프(plot)이다.
도 3은 본 발명의 제1 실시예에 따른 적응적인 스위치 모드 LED 드라이버를 도시하는 회로 다이어그램이다.
도 4a 및 4b는 도 4a 내의 종래의 아날로그 LDO LED 드라이버 및 도 4b 내의 본 발명의 적응적인 스위치 모드 LED 드라이버 간의 전원 소멸에 있어서의 차이를 보이는 전력 손실 다이어그램이다.
도 5는 본 발명의 제2 실시예에 따른 적응적인 스위치 모드 LED 드라이버를 도시하는 회로 다이어그램이다.
도 6은 전형적인 LED를 위한 전기적 전류(electrical current) 및 광학적 휘도(optical luminance) 간의 전형적인 비선형 이동 함수를 도시하는 그래프이다.
도 7은 전형적인 LED를 위한 접합부 온도(junction temperature) 함수로서 광속 밀도(luminous flux density)의 전형적인 온도 디-레이팅(de-rating)을 도시하는 그래프이다.
도 8은 본 발명의 제3 실시예에 따른 샘플 및 홀드 LDO의 회로 다이어그램이다.
도 9는 본 발명의 제4 실시예에 따른 착수(startup) 결함 감지 회로의 회로 다이어그램이다.

상기 도면들 및 하기의 설명은 본 발명의 바람직한 실시예들과 단지 예시적인 방식(way)에 의해 관련되었다. 하기의 논의로부터, 본 문서에서 개시된 구조들 및 방법들의 대안적인 실시예들이 상기 청구된 발명의 윈리들로부터 유리(depart)되지 않은 채 채용될 수 있는 실행 가능한 대안들로서 쉽게 인식될 수 있음이 주목되어야만 한다.

참조가 이제 본 발명(들)의 몇몇 실시예들로 상세히 만들어질 것이다. 이의 예들이 수반하는 도면들 내에 도시되었다. 실행 가능한 모든 곳에(wherever practicable), 유사한 또는 닮은(like) 참조 번호들이 상기 도면들 내에 사용될 수 있고, 유사한 또는 닮은 기능(functionality)을 가리킬 수 있다. 상기 도면들은 단지 예시의 목적으로 본 발명의 실시예들을 묘사한다. 본 기술 분야의 숙련된 일인은 하기의 설명으로부터 본 문서에서 설명된 상기 발명의 원리들로부터 유리되지 않은 채 본 문서에서 설명된 구조들 및 방법들의 대안적인 실시예들이 채용될 수 있음을 쉽게 인식할 것이다.

일반적으로, 적응적인 스위치 모드 LED 드라이버는 다양한 실시예들에 따라 LED들의 복수 개의 스트링들을 구동한다. 상기 LED 드라이버는 허용된 전류들의 제한된 집합으로부터 각각의 LED 채널의 최적 전류 레벨을 결정한다. 다음으로, 상기 LED 드라이버는, 각각의 LED 채널 간의 전류 변동들에 대한 보상 및 상기 LED 채널들의 상대적인 밝기 출력들에 대한(over) 제어를 유지하기 위해, 각각의 LED 채널 내의 LED들을 구동하기 위한 PWM 듀티 사이클을 결정한다. 유익하게도, 상기 LED 드라이버는 각각의 LED 스트링을 구동하는 LDO 회로들 내에서의 전력 소멸을 최소화하며, 반면 각각의 LED 스트링 내의 전류들이 고정된 범위 내에서 유지되는 것을 보장한다.

LED 드라이버 아키텍처( architecture )

도 3은 적응적인 스위치 모드 LED 드라이버(300)의 제1 실시예의 회로 다이어그램이다. 상기 실시예는 하나 이상의 병렬 LED 채널들을 구동하는 부스트 컨버터(301)를 포함한다. 각각의 LED 채널에서, LED 스트링(302)은 LED 스트링(302)을 통하는 전류를 조절하기 위해 LDO(304)와 직렬로 연결(couple)되었다. LED 스트링(302) 및 LDO(304) 또한 둘 다 LED 스트링(302) 내의 LED들의 켜지는 순간(on-time)들 및 꺼지는 순간(off-time)들의 제어를 위해 PWM 스위치 Q_P(예를 들면, NMOS 트랜지스터)와 직렬로 연결(couple)되었다. 휘도 컨트롤러(310)는 제어 신호들(308)을 통해 PWM 스위치들 Q_P를 제어하는 것과 제어 신호들(309) 및 디지털-투-아날로그 컨버터들(digital-to-alalog converters; DACs)(307)을 통해 LDO(304)들을 제어하는 것으로써 각각의 LED 채널의 휘도 출력을 독립적으로 제어한다. 상기 LDO들(304)은 멀티플렉서(multiplexer)(311) 및 ADC(313)를 통해 휘도 컨트롤러(310)로 피드백 제어 신호(315)를 출력한다. 또한, 휘도 컨트롤러(310)는 Vboost 전압(312)을 제어하기 위해 부스트 컨버터(301)로 제어 신호(314)를 출력한다. 도 3이 단지 3개의 LED 채널들을 도시하였음에도 불구하고, LED 드라이버(300)는 임의의 개수의 LED 스트링들(302) 및 대응하는 제어/조절 회로(circuitry)를 포함할 수 있다.

부스트 컨버터

부스트 컨버트(301)는 입력 전압 Vin을 수신하고, LED 스트링들(302)로 조절된(regulated) 전력을 제공한다. 일 실시예에서, 부스트 컨버터(301)는 인덕터 L1, 다이오드 D1, 캐패시터 C1, 스위치 Q_B(예를 들면, NMOS 트랜지스터), 레지스터들 R1, R2 및 부스트 컨트롤러(316)를 포함한다. 부스트 컨트롤러(316)는 스위치 Q_B의 듀티 사이클을 제어한다. 공급 전압 Vin으로부터의 입력 전력은 스위치 Q_B가 켜질 때, 다이오드 D1이 역 바이어스(reverse biased)가 되므로 인덕터 L 내에 저장된다.

출력 전압 Vboost는 상기 LED들을 통해 전류를 공급하도록 상기 LED들의 스트링들(302)에 인가된다. 부스트 컨트롤러(316)는 레지스터들 R1 및 R2를 포함하는 전압 디바이더(divider)를 통해 Vboost를 감지하며, Vboost를 조절하기 위해 Q_B의 스위칭을 제어한다. 부스트 컨트롤러(316)는 스위치 Q_B의 온 및 오프 상태들과 듀티 사이클들을 제어하기 위해 펄스 폭 변조(pulse-width-modulation; PWM) 또는 펄스 주파수 변조(pulse frequency modulation; PFM)와 같은 다수 개의 잘 알려진 변조(modulation) 기법들 중 임의의 하나를 채용할 수 있다. PWM 및 PFM은 출력 전력 조절(regulation)을 달성하기 위해 상기 스위치 Q_B를 구동하는 출력 구동 펄스(output drive pulse)의 폭들 및 주파수들을 각각 제어함에 의함으로써 상기 스위칭 전력 컨버터들을 제어하기 위해 사용되는 종래의 기법들이다. 이 피드백 루프는 부스트 컨버터(301)가 Vboost를 부스트 컨트롤러(316)에 의해 세트된 프로그램된 레벨로 유지하는 것을 허용한다.

선형 드롭아웃 레귤레이터( Linear Dropout Regulator ; LDO )

LDO(304)는 각각의 LED 채널을 위한 프로그램된 전류 레벨들에 따라 상기 LED 스트링들(302)을 통하는 전류를 조절한다. 각각의 LDO(304)는 연산 증폭기(operational amplifier; op-amp)(306), 감지 레지스터 R_S 및 패스 트랜지스터 Q_L(예컨데 NMOS 트랜지스터)를 포함한다. 패스 트랜지스터 Q_L 및 및 감지 레지스터 R_S는 PWM 스위치 Q_P 및 접지 단자(ground terminal) 사이에 직렬로 연결(couple)되었다. op-amp(306)의 출력은 상기 LDO(304)를 통하는 전류를 제어하기 위해 패스 트랜지스터 Q_L의 게이트에 연결(couple)되었다. op-amp(306)는 양 입력 신호 Vref를 DAC(307)로부터 수신하고, 패스 트랜지스터 Q_L의 소스(source)로부터 음 피드백 루트를 통해 음 입력 신호 Vsense를 수신한다.

LDO(304)는 Vsense를 통해 상기 LED 스트링을 통하는 전류를 감지하는 피드백 루프를 포함하며, Vref에 의해 세트된 프로그램된 전류 레벨로 상기 감지된 전류를 유지하기 위해 상기 패스 트랜지스터 Q_L을 제어한다. 만약, Vref가 Vsense보다 더 높다면, op-amp(306)은 패스 트랜지스터 Q_L에 인가되는 게이트 전압을 증가시켜, LED 스트링(302) 및 감지 레지스터(R_S)를 통하는 전류 흐름을, 그것이 Vref에서 안정될 때까지 증가시킨다. 만약, Vsense가 Vref보다 높게 된다면, op-amp(306)은 패스 트랜지스터 Q_L에 인가되는 게이트 전압을 감소시켜, R_S를 통하는 전류 흐름을 감소시키고 그것이 Vref에서 안정될 때까지 Vsense가 떨어지게 한다. 따라서, LDO(304)는 Vsense를 Vref에서 유지하기 위해 피드백 루프를 사용하고, 그렇게 함으로써 상기 LED 스트링(302)를 통하는 전류를 Vref에 비례하는 고정된 값으로 유지한다.

휘도 컨트롤러 및 제어 로직( logic )

휘도 컨트롤러(310)는 각각의 LED 채널의 특성들을 모니터하고, LED 채널들간의 밝기 매칭(matching)을 유지하고 전력 효율을 최적화하기 위해 상기 정점 전류들 및 PWM 듀티 사이클들을 세트한다. 휘도 컨트롤러(310)는 LDO들(304), PWM 스위치들 Q_P, 멀티플렉서(311) 및 부스트 컨버터(301) 각각을 제어하기 위해 제어 신호(308, 309, 318 및 314)를 출력한다. 또한, 휘도 컨트롤러(310)는 LDO들(304) 및 밝기 제어 입력(317)으로부터 피드백 신호(315)를 수신한다.

제어 신호들(309)은 디지털로 DAC들(307)의 출력들을 세트하며, 상기 출력들은 차례로 LED 스트링들(302)을 통하는 상기 프로그램된 전류를 세트하는 상기 아날로그 참조 전압 Vref를 제공한다. 일 실시예에서, 제어 신호(309)는 8개의 가능한 프로그램가능한 전류들을 허용하는 3 비트 DAC 워드(word)이다. 예를 들어, 일 실시예에서 각각의 LED 채널은 2mA씩 증가하는 40mA부터 54mA까지의 범위 내에 있는 전류를 위해 세트될 수 있다. 휘도 컨트롤러(310)는 아래에서 설명될 것과 같은 캘리브레이션 스테이지 동안 각각의 LED 채널을 위한 상기 프로그램된 전류를 결정한다. DAC(307)의 정확도는 LED 채널들 간의 매우 좋은 매칭을 제공하기 위해 10 비트보다 좋을 수 있다. 휘도 컨트롤러들(310)은 각각의 LED 채널을 독립적으로 제어하여, 상이한 LED 채널들이 상이한 프로그램된 전류들을 위해 구성될 수 있게 한다.

제어 신호들(308)은 LED 채널을 위한 PWM 듀티 사이클에 따라 상기 LED 채널 각각을 위한 PWM 스위치들 Q_P를 디지털로 제어한다. 하기에서 설명될 상기 캘리브레이션 스테이지 동안 휘도 컨트롤러(310)는 상기 프로그램된 전류의 함수로서 각각의 LED 채널을 위한 상기 PWM 듀티 사이클을 결정한다. 휘도 제어기(310)는 각각의 LED 채널의 듀티 사이클을 독립적으로 제어하여, 상이한 LED 채널들은 상이한 PWM 듀티 사이클들을 위해 구성될 수 있다. 주어진 LED 채널을 위한 상기 PWM 듀티 사이클 및 프로그램된 전류는 상기 LED 채널 내의 LED들의 밝기 출력을 총괄하여(collectively) 결정한다.

제어 신호(318)는 멀티플렉서(311)의 스위칭(switching)을 제어한다. 휘도 컨트롤러(310)는 상기 멀티플렉서(311)의 선택 선(select line)(318)을 스위칭함으로써 ADC(313)을 통해 상이한 LED 채널들로부터의 피드백 신호들을 연속적으로 모니터한다. 하기에서 더 자세히 설명될 상기 캘리브레이션 스테이지 내에서, 상기 휘도 컨트롤러(310)는 멀티플렉서(311)로부터의 상기 피드백 신호(315)를 사용한다.

제어 신호(314)는 하기에서 기술된 상기 캘리브레이션 스테이지 동안 공급 전압 Vboost를 차례로 세트하는 부스트 컨트롤러(316)를 제어한다. 제어 신호(314)는 상기 피드백 레지스터들 R1, R2의 접합부(junction)에 전류를 가함에 의한 것 또는 부스터 컨트롤러(316) 내부의 참조(reference)에 변화를 일으키는 디지털 메시지(message)를 전송함에 의한 것과 같이, 임의의 개수의 통상적인 방식들로 Voost를 세트할 수 있다.

휘도 컨트롤러(310)는 각각의 채널 n을 위한 상대적 밝기 입력 BI_n을 특정(specify) 하는 외부의(external) 밝기 입력(317)을 수신한다. 일 실시예에서, 상기 밝기 입력 BI_n은 미리 정의된 최대 밝기의 백분율로서(예를 들면, BI₁ = 60%, BI₂ = 80%, BI₃ = 100% 등) 각각의 LED 채널 n을 위한 희망되는(desired) 상대적 밝기를 표현한다. 채널의 밝기 출력은 상기 듀티 사이클에 직접적으로 비례하기 때문에 상기 휘도 컨트롤러(310)는 상기 밝기 입력 BI_n을 상기 채널을 위한 기저선 듀티 사이클로서 사용한다. 따라서, 예를 들어, 60%의 밝기 입력 BIn은 (상기 최대 밝기에 대응하는) 상기 최대 듀티 사이틀의 60%의 채널 n을 위한 기저선 듀티 사이클을 가리킨다. 그러나, 상기 휘도 제어기(310)는 LED 채널들 사이의 알려진 전류 변동들을 보상하기 위한 보상 인수(factor)에 의해 PWM 스위치 Q_P를 구동하는 상기 듀티 사이클 신호를 생성할 때 이 기저선 듀티 사이클을 수정하고, 상기 희망되는 상대적 밝기를 유지한다. 이 보상 인수 및 상기 결과로서 나타나는 듀티 사이클 신호(308)는 하기에서 설명되는 캘리브레이션 처리(process) 동안 결정된다.

휘도 컨트롤러 캘리브레이션 스테이지

휘도 컨트롤러(310)는 각각의 LED 채널을 위한 정점 전류 및 PWM 듀티 사이클을 결정하는 작동(예를 들면, 착수(startup) 후 얼마 안 되어)의 시작 시에 캘리브레이션 스테이지에 진입한다. 각각의 LED 채널은 상기 LED 스트링들(302) 사이의 제조 변동들에 대한 보상을 위해 독립적으로 세트되고, 상기 외부 밝기 입력(317)에 의해 세트되는 LED 채널들 간의 상기 상대적 밝기 출력들을 유지한다. 따라서, 상기 휘도 컨트롤러(310)는 동일한 밝기 입력들을 갖게 구성된 채널들이 대체로(substantially) 매칭하는 밝기 출력들을 갖는다는 것을 보장한다.

상기 캘리브레이션 스테이지의 일 실시예에서, 휘도 컨트롤러(310)는 처음에 각각의 LED 채널을 위한 DAC들(307)을 그것들의 최대 가능한 레벨들로 세트한다. 다음으로 Vboost는 상기 LED 채널들의 모두가 미리 정의된 마스터(master) 전류 레벨 Iset(예를 들면, Iset = 40 mA)에서, 또는 그보다 위에서 작동할 때까지 (제어 신호(314)를 통해) 증분적으로(incrementally) 증가된다. 다른 채널들이 상기 LED 스트링들(302)의 상이한 I-V 특성들 때문에 더 높은 전류 레벨들에서 작동하는 반면에, 상기 가장 약한 채널(즉, 상기 LED 스트링(302)를 걸치는 가장 큰 순전압 강하를 갖는 상기 LED 채널)은 Iset에서 또는 그 근처에서 작동할 것이다. 그 다음, 휘도 컨트롤러(310)는 한 순간에 하나씩 각각의 LED 채널을 캘리브레이트한다. 각각의 채널 캘리브레이션에서, 휘도 컨트롤러(310)는 멀티플렉서(311)가 상기 LED 채널을 선택하도록 구성하고, ADC(313)는 상기 선택된 LED 채널에 대한 (Vsense를 통해) 상기 전류의 샘플을 얻는다. 상기 휘도 컨트롤러(310)는 상기 DAC(307)에 의해 프로그램가능한 가장 가까운 가능한 전류 레벨(예컨대, 8개의 가능한 프로그램가능한 전류들 중 하나)로 상기 감지된 전류의 끝수를 잘라버리고(즉, 퀀타이즈(quantizes)한다.), 상기 채널 n을 위한 I_n으로서 상기 퀀타이즈된 전류 레벨을 저장한다. 상기 전류 I_n는 상기 LED 채널 n이 상기 공급 전압 Vboost 하에서 유지할 수 있는 가능한 프로그램가능한 전류들의 집합으로부터의 가장 큰 전류에 대응할 것이다. 상기 캘리브레이션 처리는 상기 LED 채널들 n 각각을 위한 프로그램된 전류 레벨 I_n을 결정하기 위해 반복된다. 캘리브레이션 후의 일반적인(normal) 작동 동안, 각각의 LED 채널 n은 상기 결정된 프로그램된 전류 I_n으로 세트된다. 상기 캘리브레이션 처리는 최적의 전력 효율을 위해 각각의 LDO(304)가 LDO(304) 각각의 포화(saturation) 점의 아래, 그러나 그 근처에서 작동하는 것을 일반적으로 보장한다. 최악의 사례에서, 상기 포화 전류가 상기 최대 DAC 세팅보다 클 때, 상기 LDO(304)는 상기 LDO(304)의 트라이오드(triode) 및 포화 영역 사이의 인터페이스 점에 가능하한 가깝게 포화 상태에서 작동할 것이다.

각각의 LED 채널 n을 위해 결정된 상기 프로그램된 전류 레벨 I_n에 기반하여, 상기 휘도 컨트롤러(310)는 하기의 수학식 1을 사용하여 각각의 LED 채널을 위한 PWM 듀티 사이클(PWM_out_n)을 결정한다.

여기서, BI_n는 상기 채널 n을 위한 희망되는 상대적 밝기 세팅을 나타내는 상기 기저선 듀티 사이클이고, Iset는 상기 미리 정의된 마스터 전류 레벨이다. 수학식 1은 채널들 사이의 상기 전류 변동들을 보상하기 위해 상기 보상 인수

로 이 기저선 듀티 사이클의 크기를 조절한다(scale). 일반적인 작동 동안, 휘도 컨트롤러는 상기 채널 n을 위한 PWM_out_n에 따라 제어 신호(308)를 통해 상기 PWM 스위치 Q_P를 구동한다.

상기 휘도 컨트롤러(310)의 작동을 그 이상으로 예시하기 위한 예가 제공된다. 이 예에서, 상기 PWM 밝기 입력(317)은 각각의 채널 n의 상기 상대적 밝기 BI_n을 60%의 밝기로 세트하고, 마스터 전류 세팅 Iset를 40mA로 설정한다. 상기에서 설명된, 상기 캘리브레이션 스테이지 동안, 상기 휘도 컨트롤러(310)는 제1 LED 채널을 I₁ = 46mA의 전류 레벨로, 제2 LED 채널을 I₂ = 40mA의 전류 레벨로 또한 제2 LED 채널을 I₃ = 40mA의 전류 레벨로 세트하여, 각각의 LED 채널은 그것들의 포화 점들에 가까이, 그러나 그 아래에서 작동한다. 상기 휘도 컨트롤러(310)는 각각의 LED 채널을 위한 상기 듀티 사이클들 PWM_out_n을 하기의 수학식 2 내지 4와 같이 결정하기 위해 수학식 1을 상기 프로그램된 전류 레벨들에게 적용한다(apply).

따라서, 상기 캘리브레이션 처리는 각각의 LED 채널 n에 대해 전류들 I_n 및 듀티 사이클들 PWM_out_n을 결정한다. 유익하게도, 각각의 LED 채널은 동일한 평균 전류(PWM_out_n × I_n = 24mA)를 갖게 된다. 그러므로, 밝기 출력은 상기 LED 채널을 통하는 상기 평균 전류와 밀접히 관련되었기 때문에, 각각의 LED 채널의 관측된(observer) 밝기는 잘 매치된다.

만약 상기 상대적 밝기 입력 BI_n이 상이한 채널들 n을 위해 상이하게 세트된다면, 수학식 1은 상이한 채널들의 평균 전류들 간의 비가 상기 밝기 입력들 간의 비와 매치하는 것을 보장한다. 예를 들면 4번째 채널이 밝기 입력 BI₄ = 75%를 위해 구성되었고, 및 제5 채널이 밝기 입력 BI₅ = 25%를 위해 구성되었으면, 상기 휘도 컨트롤러(310)는 상기 제4 및 제5 채널 사이의 평균 전류의 비가 3:1이 되도록 채널들을 캘리브레이트한다.

도 4a 및 4b는 도 1의 전통적인 LDO-기반 LED 드라이버(100)의 전력 손실 및 본 발명의 적응성의 스위치 모드 LED 드라이버의 차이들을 도시한다. 도 4a의 제1 LED 채널(401)에서, Vboost는 상기 LED 채널(401)을 통하는 40mA의 전류를 획득하도록 35.5 볼트로 조절되었다. LDO 트랜지스터(415)는 0.2 볼트가 강하(drop)하며 PWM 트랜지스터(413)는 0.1 볼트가 내려간다. LED 스트링(411)은 40 mA에서 35.0 볼트의 전압 강하를 갖는다. 제2 LED 채널(402)에서, 제1 LED 채널(401) 내의 LED 스트링(411) 및 제2 LED 채널(402) 내의 LED 스트링(421) 사이에서, LED 스트링(421)은 제조 차이 때문에 40 mA에서 34.0 볼트의 전압 강하를 갖는다. 전통적인 LDO 접근 방법을 사용하는 상기 제2 LED 채널 내의 상기 PWM 트랜지스터(423), LDO 트랜지스터(425) 및 감지 저항(427)에 의해 소멸된 총 전력은 60mW이다. 이 낭비된 전력은 다중-스트링 LED 드라이버 내에서 원하지 않은 열을 발생시킨다.

도 4b의 제3 LED 채널(403)은 본 발명의 적응성의 접근 방법의 이점들을 도시한다. 상기 제3 LED 채널(402) 내의 LED 스트링(432)의 특성들은 상기 제2 LED 채널(402) 내의 LED 스트링(421)과 동일하다고 가정한다. 그러나, 이 LED 채널(403)은 대신 본 발명의 적응성의 스위치 모드 LED 드라이버(300)를 사용하여 구동된다. 상기에서 설명된 상기 캘리브레이션 처리를 사용하여, 휘도 컨트롤러(310)는 상기 LDO 레귤레이터가 포화 점과 가깝게, 그러나 그 아래에서(near but below) 작동하도록 상기 제3 LEF 채널(403) 내의 전류를 48 mA로 세트할 것이다. 상기 증가된 전류에 비례하는 LDO 트랜지스터(435), PWM 트랜지스터(423) 및 감지 저항(427)를 관통하는(across) 증가된 전압 강하가 있다. 수학식 1을 적용하면, 상기 PWM 듀티 사이클은 83%로 조절된다. 본 발명의 적응형의 접근 방법을 사용하면, PWM 트랜지스터(423), LDO 트랜지스터(435) 및 감지 저항(427)에 의한 소멸된 총 전력은 단지 28.8.mW이다. 따라서, LED 드라이버(300)는 상기 전통적인 LDO 드라이버(100)에 비해 전력 효율에 있어 대폭적인(substantial) 향상을 제공한다. 또한 LED 드라이버(300)는 상기에서 참조된 유휘 챈(Yuhui Chen) 등에 의한 미국 특허 출원 12/164,909번 내에 설명된 완전 디지털 스위치 접근 방법에 대한(over) 이점들을 제공한다. 이는 휘도 컨트롤러(310)가 가능한 채널 전류들의 단지 제한된 범위만을 허용하기 때문이다. 이는 LED 채널들 사이의 전류들의 넓고 동적인 범위로 인해 야기되는 구성 요소 스트레스 및 신뢰성에 관한 문제를 제거한다.

LDO 드라이버의 대안적인 실시예

도 5는 적응상의 스위치 모드 LED 드라이버(500)의 제2 실시예를 도시한다. 상기에서 설명된 LED 드라이버(500)는 도 3의 LED 드라이버(300)와 유사하나, 변형된(modified) LDO(504)를 구비하고 ADC(313)이 없다. LDO(504)는 상기에서 설명된 LDO(304)의 구성과 유사하게, op-amp(306), 패스 트랜지스터 Q_L 및 감지 저항(R_S)를 LDO 구성(configuration) 내에 포함한다. 그러나, LDO(504)는 추가적으로 op-amp(306)의 출력(551)을 참조 전압(553)과 비교하는 비교기(506)를 포함하고, 결과로서 나타나는 신호를 상기 멀티플렉서(311)로 출력한다. 다른 대안적인 실시예들에서, 비교기(506)로의 입력(551)은 op-amp(306)의 입력 대신에, LDO 트랜지스터 Q_L의 드레인 또는 소스로 연결(couple)될 수 있다.

도 5의 실시예에서, 휘도 컨트롤러(310)는 각각의 채널에 대한 상기 프로그램된 전류 I_N 및 듀티 사이클 PWM_out_n을 결정하기 위한 변형된 캘리브레이션 처리를 가한다(apply). 상기 캘리브레이션 스테이지 동안, DAC들(307)은 그것들의 가장 낮은 레벨로 모두 초기화된다. 다음으로 Vboost는 제어 신호(314)에 의해 상기 LED 채널들 모두가 상기 요구되는 Iset 레벨에서 또는 그 위에서 작동할 때까지 증분적으로 증가된다. 일단 Vboost가 적당한 레벨에 도달하면, 휘도 컨트롤러(310)는 각각의 LED 채널을 위한 DAC들(307)을 그것들의 가장 낮은 레벨에서부터 그것들의 가장 높은 레벨까지 차례로 나열하고(sequence), 멀티플렉서(311)를 통해 비교기들(506)로부터의 출력들을 모니터한다. 상기 DAC 출력이 LDO(504)가 상기 프로그램된 레벨에서의 전류를 유지하기에는 너무 높게 되었을 때, 비교기(506)의 출력은 경사져서 올라가고(ramp up) 임계 전압(533)을 초과한다. 휘도 컨트롤러(310)는 상기 임계 전압(553)이 상기 LED 채널 n을 위한 상기 전류 레벨 I_n으로서 초과되기 전에 각각의 LED 채널을 위한 상기 가장 높은 가능한 DAC 세팅을 저장한다.

도 5의 실시예는 각각의 LDO(504)가 깊은(deep) 포화로 가지 않고(without going into) 상기 트라이오드 및 포화 영역들 사이의 인터페이스 점에 가능하한 가깝게 작동하는 것을 보장하는 이점을 갖는다. 이는 정확한 조절을 유지하는 반면에 각각의 LDO(504) 내의 최소한의 전력 소멸을 보장한다. 하기의 캘리브레이션에서, LED 드라이버는 도 3의 LED 드라이버(300)과 동일하게 작동한다.

휘도 이동 함수 보상

대안적인 실시예에서, 휘도 컨트롤러(310)는, 상기 LED들의 광속 및 순전류(forward current) 간의 관계에서의 비-선형성(non-linearity)을 참작하기 위해(account for) 수학식 1의 변형된 버전을 가한다. 도 6은 전류의 함수로서, 순방향 전도(forward conducting) LED로부터 발해지는 상대적 광속의 그래프이다. 상기 그래프는 순 전류가 증가함에 따른 광학 효율 강하를 도시하며, 이는 경사도에서 약간의 감소를 일으킨다. 일 실시예에서, 휘도 컨트롤러(310)는 하기의 수학식 5의 형태의 2차 다항식을 사용하여 상기 휘도 이동 함수의 모델을 만든다.

여기서 상기 C₀, C₁ 및C₂는 실험적으로 결정된 상수이다. 이 실시예에서, 휘도 컨트롤러(310)는 각각의 LED 채널 n을 위한 PWM_out_n을 결정하기 위해 하기의 보상 등식(equation)을 가한다.

LED 채널 사이의 평균 전류들의 비를 상기 밝기 입력들 BI_n의 비로 매치시키는 상기 수학식 1에 대비하여, 수학식 6은 대신 상기 상대적 밝기 BI_n에 비례하도록 LED 채널의 상대적 광속 출력을 세트한다. 따라서, 동일한 밝기 입력들로 구성된 LED 채널들은 대체로 같은 밝기 출력을 가질 것이다.

일 실시예에서, 광속 컨트롤러(310)는 상기 캘리브레이션 스테이지 동안 각각의 LED 채널 n을 위한 비

를 평가하고(evaluate), 메모리 내에 상기 결과들을 저장한다. 실-시간(real-time) 작동 동안, 휘도 컨트롤러(310)는 밝기 입력(317)이 갱신(update)될 때마다 하나의 남아있는(remaining) 수학식 6의 곱셈 연산(multiply operation)을 수행하는 것만을 필요로 한다. 일 실시예에서, 휘도 컨트롤러(310)는 모든 LED 채널들에게서 공유되는 단일 디지털 로직 곱셈기/나눗셈기(multiplier/divider) 산술 유닛을 포함한다. 이 실시예에서, 수학식 6은 각각의 LED 채널에 순차적으로 가해진다. 유리하게도, 이 곱셈기/나눗셈기는 속도 대신에 크기를 위해 최적화될 수 있고, 따라서 상기 구현의 비용을 줄인다.

온도 보상

또 다른 대안적인 실시예에서, 휘도 컨트롤러(310)은 상기 LED 채널들 간의 온도 변동들에 대한 보상을 부가적으로 제공하는 수학식 1의 상이한 변형된 버전을 적용할 수 있다. 도 7은 접합부 온도의(junction temperature) 함수로서 55 mA의 순전류를 가진 상대적인 순방향 바이어스된(forward biased) LED로부터 발해지는 광속 밀도 그래프이다. 상기 그래프는 섭씨(centigrade) 25도에서 85도로 상기 LED들의 접합부 온도가 상승됨에 따라, 휘도 상의 약 12% 감소를 도시한다. 이 감소는 대체로 온도의 선형 함수이다. 따라서, 일 실시예에서 휘도 컨트롤러(310)는 각각의 LED 채널 n을 위한 PWM_out_n을 결정하기 위해 하기의 수학식 7을 적용한다.

여기서 C_T는 실험적으로 결정된 온도의 선형 함수이다. 이 실시예에서, 휘도 컨트롤러(310)는 휘도 컨트롤러(310)로 온도 데이터를 제공하기 위해 구성된 추가적인 온도 입력 신호(도시되지 않음)을 포함하기 위해 변형되었다. 상기 온도 데이터는 임의의 종래의 LED 온도 측정 기법들을 사용하여 획득될 수 있다.

샘플 및 홀드 회로

도 8은 샘플 및 홀드 특색(feature)을 포함하는 LDO(801)의 실시예를 도시하는 회로 다이어그램이다. 명확성 및 편의를 위해, 상기 샘플 및 홀드 LDO(801)는 LDO(304)의 변형된 버전으로서 도시되었고, 도 3의 LDO 드라이버(300)와 호환성이 있다. 그러나, 도 5의 LDO(504)는 하기에서 설명된 LDO(801)의 샘플 및 홀드 특색들을 포함하기 위해 또한 변형될 수 있다. 따라서, 상기 샘플 및 홀드 특색들은 도 5의 LDO 드라이버(500)와 또한 호환성이 있다.

샘플 및 홀드 LDO(801)는 상기에서 설명된 LDO(304)의 모든 구성 요소들을 포함하나, 추가적으로 캐패시터(capacitor)들(809, 811) 및 스위치들(808, 810)을 포함한다. 샘플/홀드 스위치(808) 및 캐패시터(809)를 포함하는 제1 샘플 및 홀드 구성 요소는 op-amp(306)의 출력 및 트랜지스터 Q_L의 게이트 사이에 연결(couple)되었다. 샘플/홀드 스위치(810) 및 캐패시터(811)를 포함하는 제2 샘플 및 홀드 구성 요소는 감지 저항 R_S 및 op-amp(306)의 입력 사이의 상기 음 피드백 경로 내에 연결(couple)되었다. 이 샘플 및 홀드 특색은 LDO(801)가 상기 PWM 제어 트랜지스터 QP가 꺼질때 마다 그것의 전류가 인터럽트(interrupt)됨에도 불구하고 계속하여 작동하도록 허용한다. 스위치들(808, 810)은 휘도 컨트롤러(310)로부터의 추가적인 제어 신호들(도시되지 않음)을 통해 디지털로 제어된다.

작동 중에, 휘도 컨트롤러(310)는 PWM 스위치 Q_P가 꺼지기 직전에 스위치들(808, 810)을 연다(open). 캐패시터들(809, 811)은 트랜지스터 Q_L의 게이트-소스 전압 및 PWM 스위치 Q_P의 꺼진 시간(off-time)을 위한 일정한(constant) 레벨들에서 상기 연산 증폭기(306)의 음 입력에서의 전압을 유지한다. 스위치들(808, 810) 및 캐패시터들(809, 811)은 유익하게도 PWM 스위치 Q_P가 오프일 때마다 op-amp(306)의 출력을 Vdd 레일(rail)에 가깝게 하도록 LDO 트랜지스터 Q_L의 게이트를 구동하는 것으로부터 방지한다. 이는 PWM 스위치 Q_P가 켜질 때 op-amp(306)가 이미 바른 값, 또는 그 근처에 있는 것을 보장함으로써 모든 PWM 사이클의 리딩 에지(leading edge)에서 상기 LED 스트링들(302)을 통하는 전류 스파이크(spike)들을 방지한다. PWM 스위치 Q_P가 다시 켜진 직후, 휘도 컨트롤러(310)는 스위치들(808, 810)을 닫고, 연속적인 시간 선형 조절(regulation)을 재개한다. 상기 샘플 및 홀드 특색은 LDO(801)이 매우 빠른 동적 응답을 가지고 극심한 듀티 사이클들에 걸쳐 작동하는 것을 허용한다.

결함 감지 회로

도 9는 LED 드라이버(300) 또는 LED 드라이버(500)와 같이 사용하기 위한 결함 감지 회로의 일 실시예를 도시한다. 도 9가 LDO(504)의 문맥 내에서의 상기 결함 감지 회로를 도시하였음에도 불구하고, 상기 결함 감지 회로의 특색은 상기에서 설명된 LDO(304)를 사용하는 실시예들에서나 샘플 및 홀드 LDO(801)에서도 또한 포함될 수 있다.

상기 결함 감지 회로는 저항 R_ESD, 전류 소스들(912, 915), 스위치들(913, 914) 및 비교기(920, 921)를 포함한다. 전류 소스(912), 스위치(913) 및 저항 R_ESD는 아날로그 전압 소스 Vdda 및, 예컨대 PWM 트랜지스터 Q_P의 드레인 핀(926)과 같은 시험 점(test point) 사이에 모두 직렬로 연결(couple)되어 있다. 전류 소스(915), 스위치(913) 및 저항 R_ESD는 상기 핀(926) 및 접지 단자 사이에 모두 직렬로 연결(couple)되어 있다. 비교기들(920, 921)은 저항 R_ESD를 통해 드레인 핀(926)에서의 전압을 감지하고, 상기 전압을 오픈 임계치 전압(open threshold voltage)(918) 및 단락 임계치 전압(close threshold voltage)(919)에 각각 비교한다. 이 실시예에서, 휘도 컨트롤러(310)는 상기 결함 감지 특색들을 수행하기 위한 추가적인 입력들 및 출력들(916, 917, 922, 923)(도 3 및 도 4 내에 도시되지 않음)을 포함한다. 상기 결함 감지 회로는 세 종류의 결함들을 감지한다: (1) 상기 PWM 트랜지스터 Q_P의 드레인 핀(926)에서의 "짧은 타입" 결함들; (2) 상기 LED 스트링(302) 내에서의 "오픈(open) 타입" 결함들; 및 (3) 상기 LED 스트링(302) 내에서의 "LED 짧은 타입" 결함들. 결함 방지(protection)의 각각의 타입의 작동들은 하기에서 설명된다.

짧은 타입 결함들은 대체적으로 전력 공급(power up) 일련(sequence) 동안 수행되는 "단락 감지" 시험 동안 감지된다. 상기 핀 단락 시험 동안, 휘도 제어기(310)는 페이즈 1 제어 신호(916)를 통해 스위치(913)를 켜고(즉, 닫고), LDO 트랜지스터 Q_L 및 PWM 트랜지스터 Q_P를 끈다. 전류 소스(912)는 저항 R_ESD를 통해 드레인 핀(926)으로 적은 전류(예를 들면, 약 100 μA)를 공급하는 것을 시도한다. 만약, 핀(926) 상의 접지(ground)로의 단락이 있다면, 핀(926)에서의 전압은 거의 0 볼트에 가깝게 떨어질 것이다. 그렇지 않으면, 상기 전압은 아날로그 공급 레일 전압 Vdda에 가깝게 올라갈 것이다. 핀(926)은 저항 R_ESD를 통해 모니터되고, 비교기(921)에 의해 단락 임계치 전압(919)과 비교된다. 만약, 모니터된 전압이 단락 임계치 전압(919)보다 낮다면, 상기 LED 채널은 상기 핀(926)으로부터 접지로의 단락을 갖는다. 단락은 단락 감지 신호(923)에 의해 가리켜진다. 일 실시예에서, 단락이 감지되었을 때, 상기 LED 채널의 더 이상의 작동은 가능하지 않게 된다. 상기 핀 단락 시험의 마지막에, 페이즈 1 제어 신호(916)은 스위치(913)를 끄고(즉, 열고), 그것은 일반적인 동작 동안 꺼진 채 남는다.

오픈(open) 타입 결함들은 역시 전력 공급(power up) 일련(sequence) 동안 수행되는 "오픈 감지" 시험 동안 감지된다. 휘도 제어기(310)는 페이즈 2 제어 신호(917)를 통해 스위치(913)를 켠다(즉, 닫는다). 전류 소스(915)는 저항 R_ESD를 통해 핀(926)으로부터 적은 전류(예를 들면, 약 100 μA)를 끌어내는(draw) 것을 시도한다. 만약, LED 스트링(302)이 핀(926)으로 제대로 연결되어 있지 않으면, 핀(926)에서의 전압은 거의 0 볼트에 가깝게 떨어질 것이다. 핀(926)에서의 전압은 저항 R_ESD를 통해 모니터되고, 비교기(920)에 의해 오픈 단락 임계치 전압(918)과 비교된다. 만약, 모니터된 전압이 오픈 임계치 전압(918)보다 아래로 떨어진다면, 상기 휘도 컨트롤러(310)는 상기 LED 채널이 상기 핀(926)으로부터 LED 스트링(302)으로의 열린 경로(open path)를 가졌는지를 결정한다. 상기 열린 경로는 오픈 감지 신호(922)에 의해 가리켜진다. 일 실시예에서, 오픈 타입 결함이 감지되었을 때, 상기 LED 채널의 더 이상의 작동은 가능하지 않게 된다. 상기 시험의 마지막에, 스위치(914)는 페이즈 2 제어 신호(917)에 의해 꺼지고, 그것은 일반적인 동작 동안 꺼진 채 남는다.

LED 단락 타입의 결함들은 일반적인 동작 동안 주기적으로 수행된다. 이 테스트는 상기 LED 채널 캘리브레이션 스테이지 동안에도 또한 사용되는 비교기(506)을 이용한다. 비교기(506)는 상기 op-amp(306)의 출력을 모니터한다. 만약 LED 스트링(302) 내의 하나 이상의 LED들이 접지로 단락되었다면, LED 스트링(302)의 순전압 강하(forward voltage drop)는 감소하고, 상기 LED채널 내의 전류는 올라가기 시작할 것이다. 상기 전류가 올라감에 따라, Vsense는 증가하고, op-amp(306)의 출력(551)은 강하한다. 출력(551)이 임계치 전압(553) 아래로 떨어질 때, 비교기(506)은 상태를 변경하고, LDO(504)가 그것의 조절(regulation) 전력 제한들을 초과하였음을 가리킨다. 이는 휘도 컨트롤러(310)에게 LED 단락 타입 실패(failure)가 발생하였음을 가리킨다. 다음으로 상기 실패한 LED 채널의 작동은 가능하지 않게 될 수 있다.

제조 변동 보상( manufacturing variation compensation )

본 발명의 실시예들은 실리콘 공정(처리) 동안 제조 변동에 대한 보상을 포함한다. 예를 들어, 일 실시예에서 LED PWM 스위치 Q_P의 온 저항(on resistance; Rdson)은 전형적인 프로세스 코너(process corner)에서 5V 게이트 드라이버와 함께 5 옴의 설계 타겟(design target)을 갖는다. 상기 스위치 Q_P의 실제적인(actual) Rdson 저항은 자동화 시험 장비(Automatic Testing Equipment; ATE) 시험 스테이지 동안 측정될 수 있다. 일 실시예에서, 실제적인 Rdson 저항은 LED 드라이버(300) 내의 메모리(예를 들면, 휘도 컨트롤러(310)의 내)에 저장되어, 상기 휘도 컨트롤러(310)는 상기 값을 상기 LED 스트링들을 구동하는데에 사용할 수 있다. 만약 상기 스위치 Q_P를 위한 실리콘이 느린 프로세스 코너(slow process corner) 내에 있다면, 이 측정된 저항은 타겟된 설계 값보다 더 높을 것이고, 이는 더 높은 열 손실(thermal loss)을 결과로서 낳는다. 이 경우에서, 정상적으로는 일반적인 프로세스 코너를 위해 5 볼트로 세트될 상기 게이트 드라이버 전력 공급은, 5 옴의 동일한 타겟 저항을 유지하기 위해 더 높은 전압(예를 들면, 6V)로 대신 잘린다(trmmed). 동일한 원리가 3.3V 게이트 드라이버 회로 전력 공급들 또는 다른 타입의 게이트 드라이버들에게 또한 적용될 수 있다.

만약 상기 실리콘이 빠른 프로세스 코너(fast process corner) 내에 있다면, 상기 측정된 저항은 타겟된 설계 값보다 낮을 것이다. 상기 게이트 드라이버 전력 공급은 5 옴의 타겟 저항을 유지하기 위해 더 낮은 전압(예를 들면, 4V)로 잘려질 수 있음에도 불구하고, 상기 게이트 드라이버 전력 공급을 감소시키는데에 명백한(obvious) 이익이 없다. 그러므로, 일 실시예에서, 상기 조절은 단지 느린 프로세스 코너에서만 일어나고, 빠른 프로세스 코너에서는 일어나지 않는다.

개시된 방법은 전통적인 설계 방법론에 비교하였을 때 유리하게도 중요한(significant) 실리콘 영역(area)을 아낀다(save). 전통적인 디자인 방법론은 모든 프로세스 코너들을 포함(cover)하기에 충분한 트랜지스터들의 w/l 비(ratio)를 적게 잡게끔(conservatively) 선택한다. 상기에서 설명된 것과 같이 상기 측정된 온-저항에 기반하여 상기 게이트 드라이브 신호를 캘리브레이팅함에 의해, 덜 적게 잡은(conservative) w/l 비가 구현될 수 있고, 따라서 실리콘 영역 및 비용을 절약한다.

이 개시를 읽음에 있어, 본 기술 분야의 숙련된 이들은 상기 적응성의 스위치 모드 LED 드라이버를 위한 추가적인 대안적인 설계들 또한 이해할 것이다. 따라서, 본 발명의 특정 실시예 및 응용들이 도시 및 설명되었음에도, 본 발명은 본 문서에서 개시된 정확한 구성 및 구성 요소들로 제한되지 않는다는 것과, 본 기술 분야의 숙련된 이들에게 분명할 것인 다양한 변형(modification)들, 변경(change)들 및 변화(variation)들이 본 문서에서 개시된 본 발명의 방법 및 장치(apparatus)의 배치(arrangement), 작동(operation) 및 세부사항(detail)들 내에 상기 첨부된 청구항들 내에서 정의된 본 발명의 참뜻(spirit) 및 범위로부터 유리(depart)되지 않은 채 만들어질 수 있다는 것이 이해될 것이다.

Claims

하나 이상의 LED(light-emitting diode; 발광 다이오드) 스트링들을 구동하기 위한 LED 드라이버에 있어서,
입력 전압을 수신하고 제1 LED 스트링으로 인가되는 출력 전압을 생성하도록 구성된 전력 컨버터;
제1 채널 스위치에 인가되는 제1 듀티 사이클 신호에 따라 상기 제1 LED 스트링을 온 또는 오프로 스위치하도록 구성된 제1 채널 스위치;
제1 프로그램된 전류 레벨 신호를 수신하고, 상기 제1 프로그램된 전류 레벨 신호에 따라 상기 제1 LED 스트링을 통하는 전류를 조절하도록 구성된 제1 채널 레귤레이터; 및
프로그램가능한 전류 레벨들의 제한된 집합 중 하나에 대응하여 상기 제1 LED 스트링을 위한 상기 제1 프로그램된 전류 레벨 신호를 생성하고, 상기 제1 프로그램된 전류 레벨 신호의 함수로서 상기 제1 채널 스위치를 구동하기 위한 상기 제1 듀티 사이클 신호를 생성하도록 구성된 휘도 컨트롤러를 포함하는 것을 특징으로 하는 LED 드라이버.
제1항의 LED 드라이버에 있어서,
상기 제1 채널 스위치는 상기 제1 LED 스트링과 직렬로 연결된 것을 특징으로 하는 LED 드라이버.
제1항의 LED 드라이버에 있어서,
상기 제1 채널 스위치는 상기 제1 채널 레귤레이터 및 상기 제1 LED 스트링 간에 직렬로 연결된 것을 특징으로 하는 LED 드라이버.
제1항의 LED 드라이버에 있어서,
상기 제1 휘도 컨트롤러는 상기 제1 LED 스트링에 인가되는 상기 출력 전압 하에서 상기 프로그램가능한 전류 레벨들의 제한된 집합 중 상기 제1 LED 스트링을 통하는 상기 전류가 상기 제1 채널 레귤레이터에 의해 조절될 수 있는 가장 높은 것으로 상기 제1 프로그램된 전류 레벨을 생성하는 것을 특징으로 하는 LED 드라이버.
제1항의 LED 드라이버에 있어서, 상기 제1 듀티 사이클 신호를 생성하는 것은,
기준치 전류 레벨에 대한 상기 제1 프로그램된 전류 레벨 신호의 비율을 결정하는 것; 및
상기 비율에 기준치 듀티 사이클을 곱하는 것을 포함하는 것을 특징으로 하는 LED 드라이버.
제1항의 LED 드라이버에 있어서,
제2 채널 스위치에 인가된 제2 듀티 사이클 신호에 따라 제2 LED 스트링을 온 또는 오프로 스위치하도록 구성된 제2 채널 스위치, 상기 제2 LED 스트링은 상기 제1 LED 스트링에 대해 상이한 전류-전압 특성들을 갖고; 및
상기 휘도 컨트롤러로부터 제2 프로그램된 전류 레벨 신호를 수신하고, 상기 제2 프로그램된 전류 레벨 신호에 따라 상기 제2 LED 스트링을 통하는 전류를 조절하도록 구성된 제2 채널 레귤레이터를 더 포함하고,
상기 제1 및 제2 프로그램된 전류 레벨 신호들은 상이한 프로그램된 전류 레벨들에 대응하고,
상기 휘도 컨트롤러는 상기 프로그램가능한 전류 레벨들의 제한된 집합 중 다른 하나에 대응하도록 상기 제2 LED 스트링을 위한 상기 제2 프로그램된 전류 레벨 신호를 생성하고, 상기 제2 프로그램된 전류 레벨 신호의 함수로서 상기 제2 채널 스위치를 구동하기 위한 상기 제2 듀티 사이클 신호를 결정하도록 더 구성된 것을 특징으로 하는 LED 드라이버.
제6항의 LED 드라이버에 있어서,
상기 제1 및 제2 LED 스트링들은 상이한 프로그램된 전류 레벨들 및 상이한 듀티 사이클들에 따라 온 또는 오프로 스위치되나, 실질적으로 동일한 평균 전류 레벨들을 갖는 것을 특징으로 하는 LED 드라이버.
제1항의 LED 드라이버에 있어서, 상기 제1 채널 레귤레이터는,
상기 제1 LED 스트링 및 상기 제1 채널 스위치와 직렬로 연결된 패스 트랜지스터; 및
상기 제1 LED 스트링을 통하는 상기 전류를 감지하고, 상기 감지된 전류를 아날로그 전류 참조와 비교하고, 상기 아날로그 전류 참조를 초과하는 상기 감지된 전류에 반응하여 상기 감지된 전류를 감소시키기 위해 상기 패스 트랜지스터를 제어하도록 구성된 피드백 루프를 포함하는 것을 특징으로 하는 LED 드라이버.
제8항의 LED 드라이버에 있어서, 상기 피드백 루프는,
상기 패스 트랜지스터의 소스에 직렬로 연결된 감지 저항기; 및
상기 패스 트랜지스터의 상기 소스에 연결된 음 입력 단자, 상기 아날로그 전류 참조를 수신하기 위해 연결된 양 입력 단자 및 상기 패스 트랜지스터의 게이트에 연결된 출력 단자를 구비한 연산 증폭기를 포함하는 것을 특징으로 하는 LED 드라이버.
제9항의 LED 드라이버에 있어서,
상기 감지된 전류가 상기 프로그램된 전류 레벨 신호를 초과하는 때를 감지하기 위해 상기 연산 증폭기의 출력을 참조 전압과 비교하고, 비교 신호를 상기 휘도 컨트롤러로 출력하도록 구성된 비교기를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 LED 드라이버.
제10항의 LED 드라이버에 있어서,
상기 휘도 컨트롤러는 캘리브레이션 후의 상기 LED 드라이버의 정상적인 작동 동안 상기 감지된 전류가 상기 프로그램된 전류 레벨 신호를 초과하는 것을 가리키는 상기 비교 신호에 반응하여 상기 제1 LED 스트링 내의 LED가 접지로 단락되었는지를 결정하는 것을 특징으로 하는 LED 드라이버.
제9항의 LED 드라이버에 있어서, 상기 제1 채널 레귤레이터는 샘플 및 홀드 레귤레이터를 포함하고,
상기 샘플 및 홀드 레귤레이터는,
상기 제1 채널 스위치가 오프되기에 앞서 상기 연산 증폭기의 출력 전압을 샘플링하는 것 및 상기 제1 채널 스위치가 다시 온으로 되돌아올 때까지 상기 출력 전압을 홀드하는 것을 위한 제1 샘플 및 홀드 구성요소; 및
상기 제1 채널 스위치가 오프되기에 앞서 상기 연산 증폭기의 음 입력 단자 전압을 샘플링하는 것 및 상기 제1 채널 스위치가 다시 온으로 되돌아올 때까지 상기 샘플된 음 입력 단자 전입을 홀드하는 것을 위한 제2 샘플 및 홀드 구성요소를 포함하는 것을 특징으로 하는 LED 드라이버.
제8항의 LED 드라이버에 있어서,
상기 휘도 컨트롤러로부터 상기 프로그램된 전류 레벨 신호를 디지털 형태로 수신하고 상기 제1 채널 레귤레이터로 상기 아날로그 전류 참조를 출력하도록 구성된 디지털-투-아날로그 컨버터(digital-to-analog converter; DAC)를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 LED 드라이버.
제1항의 LED 드라이버에 있어서,
상기 제1 채널 레귤레이터로부터 상기 휘도 컨트롤러로 상기 제1 채널 레귤레이터를 통하는 감지된 전류에 상당하는 피드백 신호를 전송하는 피드백 경로를 더 포함하고, 상기 휘도 컨트롤러는 상기 피드백 신호에 부분적으로 기반하여 상기 제1 프로그램된 전류 레벨 신호를 생성하는 것을 특징으로 하는 LED 드라이버.
제1항의 LED 드라이버에 있어서,
상기 휘도 컨트롤러는 상기 제1 프로그램된 전류 레벨 신호의 함수로서 상기 제1 듀티 사이클 신호를 생성하여, 동일한 상대적 밝기를 위해 구성된 하나 이상의 상기 LED 스트링들 각각의 사이에서 평균 전류는 실질적으로 매치되는 것을 특징으로 하는 LED 드라이버.
제1항의 LED 드라이버에 있어서,
동일한 상대적 밝기를 위해 구성된 상기 LED 스트링들 중 적어도 몇몇 사이에서 광속이 실질적으로 매치되도록 상기 휘도 컨트롤러는 휘도 이동 함수에 부분적으로 기반하여 상기 제1 프로그램된 전류 레벨 신호의 함수로서 상기 제1 듀티 사이클 신호를 결정하는 것을 특징으로 하는 LED 드라이버.
제16항의 LED 드라이버에 있어서,
상기 휘도 컨트롤러는 온도 측정치를 수신하는 온도 입력부를 더 포함하고, 상기 휘도 이동 함수는 하나 이상의 상기 LED 스트링들 사이에서의 온도 차이들에 대한 보상을 위한 온도 보상 함수를 포함하는 것을 특징으로 하는 LED 드라이버.
제1항의 LED 드라이버에 있어서,
하나 이상의 상기 LED 스트링들 내에서 개 회로 및 단락 중 적어도 하나를 감지하는 것과 상기 개 회로 또는 상기 단락을 감지하는 것에 반응하여 상기 제1 LED 스트링을 불능화하기 위해 상기 제1 채널 스위치를 오프로 하는 것을 위한 결함 감지 회로를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 LED 드라이버.
제18항의 LED 드라이버에 있어서, 상기 결함 감지 회로는,
단락 감지 시험 동안 상기 제1 채널 레귤레이터로 제1 시험 전류를 공급하는 제1 전류 소스;
상기 제1 채널 레귤레이터의 시험 점 전압을 단락 임계 전압과 비교하는 제1 비교기, 상기 비교기는 상기 단락 임계 전압을 초과하는 상기 시험 전압에 반응하여 상기 단락을 표시하고;
개 회로 감지 시험 동안 상기 제1 채널 레귤레이터로부터 제2 시험 전류를 끌어내는 제2 전류 소스; 및
상기 시험 점 전압을 개 회로 임계 전압과 비교하는 제2 비교기를 포함하고, 상기 제2 비교기는 상기 개 회로 임계 전압 아래로 떨어지는 상기 시험 점 전압에 반응하여 상기 개 회로를 표시하는 것을 특징으로 하는 LED 드라이버.
하나 이상의 LED 스트링들의 집합으로부터 제1 LED 스트링을 구동하기 위한 방법으로서,
프로그램가능한 전류 레벨들의 제한된 집합으로부터 상기 제1 LED 스트링을 위한 제1 프로그램된 전류 레벨을 선택하는 단계;
상기 제1 프로그램된 전류 레벨에 따라 상기 제1 LED 스트링을 통하는 전류를 조절하는 단계;
상기 제1 프로그램된 전류 레벨의 함수로서 상기 제1 LED 스트링을 스위칭하기 위한 제1 듀티 사이클을 결정하는 단계; 및
상기 제1 듀티 사이클에 따라 상기 LED 스트링을 온 또는 오프로 스위칭하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 하나 이상의 LED 스트링들의 집합으로부터 제1 LED 스트링을 구동하기 위한 방법.
제20항의 방법에 있어서, 상기 제1 LED 스트링을 위한 상기 제1 프로그램된 전류 레벨을 선택하는 단계는,
하나 이상의 상기 LED 스트링들 중 가장 약한 스트링이 기준치 전류에서 작동하도록 하나 이상의 상기 LED 스트링들로의 공급 전압을 조절하는 단계; 및
상기 제1 LED 스트링이 상기 프로그램된 전류 레벨의 조절을 유지하게 하는 가장 높은 프로그램가능한 전류 레벨에 반응함에 따라 상기 제1 LED 스트링을 위한 제1 프로그램된 전류 레벨을 선택하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 하나 이상의 LED 스트링들의 집합으로부터 제1 LED 스트링을 구동하기 위한 방법.
제20항의 방법에 있어서, 상기 제1 LED 스트링을 위해 상기 제1 프로그램된 전류 레벨을 선택하는 단계는,
상기 프로그램가능한 전류 레벨들의 집합으로부터의 최대 전류에서 하나 이상의 상기 LED 스트링들 각각이 작동하도록 구성하는 단계;
하나 이상의 상기 LED 스트링들 각각이 기준치 전류에서 또는 그 위에서 작동하도록 하나 이상의 상기 LED 스트링들로의 공급 전압을 조절하는 단계;
상기 제1 LED 스트링을 통하는 감지된 전류를 샘플링하는 단계;
상기 감지된 전류를 상기 프로그램가능한 전류 레벨들의 집합 중 가장 근접한 것으로 잘라 버리는 단계; 및
상기 프로그램가능한 전류 레벨의 집합 중 상기 가장 근접한 것을 저장하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 하나 이상의 LED 스트링들의 집합으로부터 제1 LED 스트링을 구동하기 위한 방법.
제20항의 방법에 있어서, 상기 프로그램된 전류 레벨을 선택하는 단계는,
상기 프로그램가능한 전류 레벨들의 집합으로부터의 최소 전류에서 하나 이상의 상기 LED 스트링들 각각이 작동하도록 구성하는 단계;
하나 이상의 상기 LED 스트링들 각각이 기준치 전류에서 또는 그 위에서 작동하도록 하나 이상의 상기 LED 스트링들로의 공급 전압을 조절하는 단계;
상기 제1 LED 스트링을 조절하는 레귤레이터가 포화 상태에서 작동 중인지 아닌 지 여부를 가리키는 피드백 신호를 모니터하는 단계;
상기 레귤레이터가 포화 상태에서 작동 중인 것을 가리키는 상기 피드백 신호에 반응하여, 상기 제1 LED 스트링을 위한 상기 프로그램된 전류 레벨을 증가시키는 단계; 및
상기 레귤레이터가 그 아래에서는 포화 상태에서 작동하는 최대 프로그램된 전류 레벨을 저장하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 하나 이상의 LED 스트링들의 집합으로부터 제1 LED 스트링을 구동하기 위한 방법.
제20항의 방법에 있어서, 상기 제1 LED 스트링을 스위칭하기 위한 제1 듀티 사이클을 결정하는 단계는,
동일한 상대적 밝기를 위해 구성된 하나 이상의 상기 LED 스트링들 각각을 통하는 평균 전류들이 실질적으로 매치하도록 상기 제1 듀티 사이클을 결정하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 하나 이상의 LED 스트링들의 집합으로부터 제1 LED 스트링을 구동하기 위한 방법.
제20항의 방법에 있어서, 상기 제1 LED 스트링을 스위칭하기 위한 제1 듀티 사이클을 결정하는 단계는,
동일한 상대적 밝기를 위해 구성된 하나 이상의 상기 LED 스트링들 각각으로부터 출력되는 광속이 실질적으로 매치하도록 휘도 이동 함수에 부분적으로 기반하는 상기 제1 듀티 사이클을 결정하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 하나 이상의 LED 스트링들의 집합으로부터 제1 LED 스트링을 구동하기 위한 방법.
제25항의 방법에 있어서,
상기 휘도 이동 함수는 하나 이상의 상기 LED 스트링들 각각의 사이에서의 온도 차이들에 대한 보상을 위한 온도 보상 함수를 포함하는 것을 특징으로 하는 하나 이상의 LED 스트링들의 집합으로부터 제1 LED 스트링을 구동하기 위한 방법.
LED 드라이버의 제조 방법으로서,
상기 LED 드라이버는,
제1 LED 스트링을 포함하는 하나 이상의 LED 스트링들; 및
상기 LED 스트링을 구동하기 위한 채널 스위치를 포함하고,
상기 방법은,
자동화 시험 장비(automatic testing equipment; ATE) 시험 단계 동안 상기 채널 스위치의 온-저항을 측정하는 단계; 및
상기 제1 채널 스위치의 상기 측정된 온-저항을 상기 제1 채널 스위치를 제작하기 위해 사용되는 제조 과정 조건들 하에서의 타겟 저항 및 기준치 공급 전압과 비교하는 단계를 포함하고, 상기 제1 채널 스위치의 게이트를 구동하기 위한 게이트 구동 전압은 상기 타겟 저항을 초과하는 상기 측정된 온-저항에 반응하여 증가되는 것을 특징으로 하는 LED 드라이버의 제조 방법.